JPH0880050A - スイッチング電源の制御方法およびその装置 - Google Patents
スイッチング電源の制御方法およびその装置Info
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- JPH0880050A JPH0880050A JP21440494A JP21440494A JPH0880050A JP H0880050 A JPH0880050 A JP H0880050A JP 21440494 A JP21440494 A JP 21440494A JP 21440494 A JP21440494 A JP 21440494A JP H0880050 A JPH0880050 A JP H0880050A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】高力率性能を損なわずに、スイッチング素子の
電流容量およびサージ電圧耐量を低減できるスイッチン
グ電源の制御方法とその装置を提供する。 【構成】スイッチング素子４に流れるパルス電流ｉB を
ＰＷＭ信号ＳP でオンオフ制御することにより、ＤＣ−
ＤＣコンバータに供給されるＡＣライン電圧ｖA と流入
する電流ｉA とを比例制御する制御装置２０が、ＰＷＭ
信号をスイッチング素子に向けて出力するＰＷＭ信号発
生回路１１と、スイッチング素子に流れる電流の検出信
号ｉd ，およびＤＣ−ＤＣコンバータの出力直流電圧の
フィードバック信号ｖF を受けて電流制限信号ｉc をＰ
ＷＭ信号発生回路に向けて出力する電流制限回路２２
と、ＰＷＭ信号のオン幅の上限信号２３ＳをＰＷＭ信号
発生回路に向けて出力する最大オン幅制限回路２３とを
備える。
電流容量およびサージ電圧耐量を低減できるスイッチン
グ電源の制御方法とその装置を提供する。 【構成】スイッチング素子４に流れるパルス電流ｉB を
ＰＷＭ信号ＳP でオンオフ制御することにより、ＤＣ−
ＤＣコンバータに供給されるＡＣライン電圧ｖA と流入
する電流ｉA とを比例制御する制御装置２０が、ＰＷＭ
信号をスイッチング素子に向けて出力するＰＷＭ信号発
生回路１１と、スイッチング素子に流れる電流の検出信
号ｉd ，およびＤＣ−ＤＣコンバータの出力直流電圧の
フィードバック信号ｖF を受けて電流制限信号ｉc をＰ
ＷＭ信号発生回路に向けて出力する電流制限回路２２
と、ＰＷＭ信号のオン幅の上限信号２３ＳをＰＷＭ信号
発生回路に向けて出力する最大オン幅制限回路２３とを
備える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、力率が１に近い状態
で動作するスイッチング電源の制御方法およびその制御
装置に関する。
で動作するスイッチング電源の制御方法およびその制御
装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】力率が１に近い状態で動作するスイッチ
ング電源としては、入力電流波形を入力電圧と相似な正
弦波状になるよう瞬時値比例制御するアクティブ高周波
フィルタを用いた装置が知られている。図３はアクティ
ブ高周波フィルタ方式の従来のスイッチング電源を簡略
化して示す接続図であり、ＤＣ−ＤＣコンバータは商用
周波数のＡＣラインに接続された整流回路２と、その出
力側に接続されたコンデンサ７およびトランス３と、そ
の１次巻線３Ｐに直列接続された例えば自己消弧素子か
らなるスイッチング素子４と、トランス３の２次巻線３
Ｓに接続されたダイオード５および平滑コンデンサ６か
らなる平滑回路と、スイッチング素子４に流れる電流ｉ
B の検出器８とで構成される。また、制御装置１０はス
イッチング素子４を駆動するＰＷＭ信号発生回路１１
と、基準電圧に対するＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧
の制御誤差を検出するＯＰアンプ１２と、その出力と整
流回路２の出力電圧（交流全波整流電圧）ｖa との積を
求める乗算回路１３と、その乗算結果を電流検出器８の
検出電流と比較するコンパレータ１４とで構成され、コ
ンパレータ１４がスイッチング素子４に流れる電流ｉB
のピーク値を乗算回路１３の乗算結果（ＡＣライン電圧
の半波に相当する）に比例した信号としてＰＷＭ信号発
生回路１１にフィードバックする。
ング電源としては、入力電流波形を入力電圧と相似な正
弦波状になるよう瞬時値比例制御するアクティブ高周波
フィルタを用いた装置が知られている。図３はアクティ
ブ高周波フィルタ方式の従来のスイッチング電源を簡略
化して示す接続図であり、ＤＣ−ＤＣコンバータは商用
周波数のＡＣラインに接続された整流回路２と、その出
力側に接続されたコンデンサ７およびトランス３と、そ
の１次巻線３Ｐに直列接続された例えば自己消弧素子か
らなるスイッチング素子４と、トランス３の２次巻線３
Ｓに接続されたダイオード５および平滑コンデンサ６か
らなる平滑回路と、スイッチング素子４に流れる電流ｉ
B の検出器８とで構成される。また、制御装置１０はス
イッチング素子４を駆動するＰＷＭ信号発生回路１１
と、基準電圧に対するＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧
の制御誤差を検出するＯＰアンプ１２と、その出力と整
流回路２の出力電圧（交流全波整流電圧）ｖa との積を
求める乗算回路１３と、その乗算結果を電流検出器８の
検出電流と比較するコンパレータ１４とで構成され、コ
ンパレータ１４がスイッチング素子４に流れる電流ｉB
のピーク値を乗算回路１３の乗算結果（ＡＣライン電圧
の半波に相当する）に比例した信号としてＰＷＭ信号発
生回路１１にフィードバックする。
【０００３】図４は従来のスイッチング電源のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ各部の電圧・電流波形図であり、図３のＢ
点を通過してスイッチング素子４でオンオフ制御される
パルス電流ｉB のピーク値を連ねた包絡線波形は、整流
回路２の出口側Ａ点におけるＡＣライン電圧ｖA の波形
と相似した波形となり、コンデンサ７で平滑化されたＡ
点における電流ｉA の波形はＡＣライン電圧ｖA の波形
と相似な正弦波電流となる。従って、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータはＡＣライン電圧ｖA とＡＣライン電流ｉ A の瞬時
値比例制御を行うことになり、ＡＣライン側から見たＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ回路は定抵抗として動作し、回路の
力率を１に近づけることができる。また、スイッチング
素子４がオンしたときトランス３の１次巻線３Ｐに蓄積
されたエネルギーは、スイッチング素子４がオフしたと
き２次巻線に伝達され、ダイオード５で整流されて平滑
コンデンサ６を充電するので、負荷９には定電圧制御さ
れた直流電流が供給される。
Ｃコンバータ各部の電圧・電流波形図であり、図３のＢ
点を通過してスイッチング素子４でオンオフ制御される
パルス電流ｉB のピーク値を連ねた包絡線波形は、整流
回路２の出口側Ａ点におけるＡＣライン電圧ｖA の波形
と相似した波形となり、コンデンサ７で平滑化されたＡ
点における電流ｉA の波形はＡＣライン電圧ｖA の波形
と相似な正弦波電流となる。従って、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータはＡＣライン電圧ｖA とＡＣライン電流ｉ A の瞬時
値比例制御を行うことになり、ＡＣライン側から見たＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ回路は定抵抗として動作し、回路の
力率を１に近づけることができる。また、スイッチング
素子４がオンしたときトランス３の１次巻線３Ｐに蓄積
されたエネルギーは、スイッチング素子４がオフしたと
き２次巻線に伝達され、ダイオード５で整流されて平滑
コンデンサ６を充電するので、負荷９には定電圧制御さ
れた直流電流が供給される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上述のように構成され
たアクティブ高周波フィルタ方式の従来のスイッチング
電源では、スイッチング素子４でスイッチングされるパ
ルス電流ｉB のオン幅が、ＰＷＭ信号発生回路１１にお
ける時比率制御の関係からＡＣライン電圧の波高値近傍
で狭くなるため、その分平均値を一定に保ためにパルス
電流のピーク値ｉ BPが高くなる。従って、スイッチング
素子４にはこの大きなパルス電流に耐える容量の例えば
自己消弧素子が必要となり、これが原因でスイッチング
素子が大型化するという欠点がある。また、スイッチン
グ素子の大型化により配線が長くなるため、そのリーケ
ージインダクタンスとピーク値の大きいパルス電流の急
峻な電流変化との共振によって大きなサージ電圧が発生
し、これが原因でスイッチング素子にはサージ電圧耐量
の高い自己消弧素子が必要となり、益々スイッチング素
子の大型化およびコスト上昇が促進されるという悪循環
が発生する。
たアクティブ高周波フィルタ方式の従来のスイッチング
電源では、スイッチング素子４でスイッチングされるパ
ルス電流ｉB のオン幅が、ＰＷＭ信号発生回路１１にお
ける時比率制御の関係からＡＣライン電圧の波高値近傍
で狭くなるため、その分平均値を一定に保ためにパルス
電流のピーク値ｉ BPが高くなる。従って、スイッチング
素子４にはこの大きなパルス電流に耐える容量の例えば
自己消弧素子が必要となり、これが原因でスイッチング
素子が大型化するという欠点がある。また、スイッチン
グ素子の大型化により配線が長くなるため、そのリーケ
ージインダクタンスとピーク値の大きいパルス電流の急
峻な電流変化との共振によって大きなサージ電圧が発生
し、これが原因でスイッチング素子にはサージ電圧耐量
の高い自己消弧素子が必要となり、益々スイッチング素
子の大型化およびコスト上昇が促進されるという悪循環
が発生する。
【０００５】この発明の目的は、高力率性能を損なうこ
となく、スイッチング素子の電流容量およびサージ電圧
耐量を低減できるスイッチング電源の制御方法およびそ
の装置を提供することにある。
となく、スイッチング素子の電流容量およびサージ電圧
耐量を低減できるスイッチング電源の制御方法およびそ
の装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
めに、この発明の方法ば、スイッチング素子に流れるパ
ルス電流をＰＷＭ信号でオンオフ制御することにより、
ＤＣ−ＤＣコンバータに供給されるＡＣライン電圧と流
入する電流とを比例制御する方法において、スイッチン
グ素子に流れるパルス電流のピーク値およびオン幅にそ
れぞれ一定の上限値を設ける。
めに、この発明の方法ば、スイッチング素子に流れるパ
ルス電流をＰＷＭ信号でオンオフ制御することにより、
ＤＣ−ＤＣコンバータに供給されるＡＣライン電圧と流
入する電流とを比例制御する方法において、スイッチン
グ素子に流れるパルス電流のピーク値およびオン幅にそ
れぞれ一定の上限値を設ける。
【０００７】また、この発明の装置は、スイッチング素
子に流れる電流をＰＷＭ信号でオンオフ制御することに
より、ＤＣ−ＤＣコンバータに供給されるＡＣライン電
圧と流入する電流とを比例制御する装置において、ＰＷ
Ｍ信号を前記スイッチング素子に向けて出力するＰＷＭ
信号発生回路と、スイッチング素子に流れるパルス電流
の検出信号，およびＤＣ−ＤＣコンバータの出力直流電
圧のフィードバック信号を受けて電流制限信号を前記Ｐ
ＷＭ信号発生回路に向けて出力する電流制限回路と、Ｐ
ＷＭ信号のオン幅の上限信号をＰＷＭ信号発生回路に向
けて出力する最大オン幅制限回路とを備える。
子に流れる電流をＰＷＭ信号でオンオフ制御することに
より、ＤＣ−ＤＣコンバータに供給されるＡＣライン電
圧と流入する電流とを比例制御する装置において、ＰＷ
Ｍ信号を前記スイッチング素子に向けて出力するＰＷＭ
信号発生回路と、スイッチング素子に流れるパルス電流
の検出信号，およびＤＣ−ＤＣコンバータの出力直流電
圧のフィードバック信号を受けて電流制限信号を前記Ｐ
ＷＭ信号発生回路に向けて出力する電流制限回路と、Ｐ
ＷＭ信号のオン幅の上限信号をＰＷＭ信号発生回路に向
けて出力する最大オン幅制限回路とを備える。
【０００８】ここで、電流制限回路は電源電圧可変のＯ
Ｐアンプで構成すると良い。
Ｐアンプで構成すると良い。
【０００９】
【作用】この発明方法においては、スイッチング素子に
流れるパルス電流のピーク値およびオン幅にそれぞれ一
定の上限値を設けるようスイッチング電源の制御方法を
構成したことにより、ＡＣライン電圧の波高値近傍で過
大になるパルス電流のピーク値を一定の上限値に制限し
て従来スイッチング素子に要求される過大な電流耐量を
低減する機能が得られる。また、ＡＣライン電圧の波高
値近傍で過大になるパルス幅を制限することにより、パ
ルス電流の大きさをＡＣライン電圧の瞬時値にほぼ比例
制御できるので、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流波形
は波頭近傍に凹みを有する台形波となり、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの力率を改善する機能が得られる。
流れるパルス電流のピーク値およびオン幅にそれぞれ一
定の上限値を設けるようスイッチング電源の制御方法を
構成したことにより、ＡＣライン電圧の波高値近傍で過
大になるパルス電流のピーク値を一定の上限値に制限し
て従来スイッチング素子に要求される過大な電流耐量を
低減する機能が得られる。また、ＡＣライン電圧の波高
値近傍で過大になるパルス幅を制限することにより、パ
ルス電流の大きさをＡＣライン電圧の瞬時値にほぼ比例
制御できるので、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流波形
は波頭近傍に凹みを有する台形波となり、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの力率を改善する機能が得られる。
【００１０】この発明の装置においては、スイッチング
素子に流れるパルス電流の検出信号とＤＣ−ＤＣコンバ
ータの出力直流電圧のフィードバック信号との差が負荷
電流に比例することを利用し、その上限値がスイッチン
グ素子の許容電流値を越えないようパルス電流の制限信
号レベルを制限する。また、ＡＣライン電圧の零位相近
傍でオン幅の広いパルス電流は、最大オン幅制限回路が
出力するＰＷＭ信号のオン幅の上限信号をＰＷＭ信号発
生回路が受け、ＰＷＭ信号のパルス幅を制限することに
より、パルス電流の大きさをＡＣライン電圧の瞬時値に
ほぼ比例制御することができる。
素子に流れるパルス電流の検出信号とＤＣ−ＤＣコンバ
ータの出力直流電圧のフィードバック信号との差が負荷
電流に比例することを利用し、その上限値がスイッチン
グ素子の許容電流値を越えないようパルス電流の制限信
号レベルを制限する。また、ＡＣライン電圧の零位相近
傍でオン幅の広いパルス電流は、最大オン幅制限回路が
出力するＰＷＭ信号のオン幅の上限信号をＰＷＭ信号発
生回路が受け、ＰＷＭ信号のパルス幅を制限することに
より、パルス電流の大きさをＡＣライン電圧の瞬時値に
ほぼ比例制御することができる。
【００１１】そして、電流制限回路を電源電圧可変のＯ
Ｐアンプで構成すれば、ＯＰアンプの誤差増幅機能およ
び電圧制限機能を利用して２つの入力信号を誤差増幅
し、得られた誤差信号を可変電源電圧の設定値で決まる
一定レベルに制限したパルス電流制限信号としてＰＷＭ
信号発生回路に向けて出力する機能が得られる。
Ｐアンプで構成すれば、ＯＰアンプの誤差増幅機能およ
び電圧制限機能を利用して２つの入力信号を誤差増幅
し、得られた誤差信号を可変電源電圧の設定値で決まる
一定レベルに制限したパルス電流制限信号としてＰＷＭ
信号発生回路に向けて出力する機能が得られる。
【００１２】
【実施例】以下この発明を実施例に基づいて説明する。
図１はこの発明の実施例になるＤＣ−ＤＣコンバータの
制御装置を簡略化して示す接続図、図２は実施例になる
スイッチング電源のＤＣ−ＤＣコンバータ各部の電圧・
電流波形図であり、従来例と同じ参照符号を付けた部材
は従来例のそれと同じ機能をもつのでその説明を省略す
るとともに、図を用いて制御装置の構成および制御方法
を併せて説明する。図において、制御装置２０はＰＷＭ
信号ＰS をスイッチング素子４に向けて出力するＰＷＭ
信号発生回路１１と、電流検出器８で検出したスイッチ
ング素子に流れるパルス電流ｉB の検出信号ｉd ，およ
びＤＣ−ＤＣコンバータの出力直流電圧のフィードバッ
ク信号ｖd とを受けて電流制限信号ｉc をＰＷＭ信号発
生回路１１に向けて出力する例えばオペアンプからなる
電流制限回路２２と、ＰＷＭ信号のオン幅の上限信号２
３ＳをＰＷＭ信号発生回路１１に向けて出力する最大オ
ン幅制限回路２３とで構成される。
図１はこの発明の実施例になるＤＣ−ＤＣコンバータの
制御装置を簡略化して示す接続図、図２は実施例になる
スイッチング電源のＤＣ−ＤＣコンバータ各部の電圧・
電流波形図であり、従来例と同じ参照符号を付けた部材
は従来例のそれと同じ機能をもつのでその説明を省略す
るとともに、図を用いて制御装置の構成および制御方法
を併せて説明する。図において、制御装置２０はＰＷＭ
信号ＰS をスイッチング素子４に向けて出力するＰＷＭ
信号発生回路１１と、電流検出器８で検出したスイッチ
ング素子に流れるパルス電流ｉB の検出信号ｉd ，およ
びＤＣ−ＤＣコンバータの出力直流電圧のフィードバッ
ク信号ｖd とを受けて電流制限信号ｉc をＰＷＭ信号発
生回路１１に向けて出力する例えばオペアンプからなる
電流制限回路２２と、ＰＷＭ信号のオン幅の上限信号２
３ＳをＰＷＭ信号発生回路１１に向けて出力する最大オ
ン幅制限回路２３とで構成される。
【００１３】このように構成された制御装置２０におい
て、電流検出器８で検出されたパルス電流ｉB の検出信
号ｉd およびＤＣ−ＤＣコンバータの出力直流電圧のフ
ィードバック信号ｖF は、電流検出回路としてのＯＰア
ンプ２２で誤差増幅され、かつ可変電源電圧ＶS の設定
値で決まる制限電圧によってピーク値が一定レベルに制
限されたパルス電流の制限信号ｉc としてＰＷＭ信号発
生回路１１に向けて出力される。また、最大オン幅制限
回路からはＰＷＭ信号のオン幅の上限信号２３ＳがＰＷ
Ｍ信号発生回路１１に向けて出力される。その結果、Ｐ
ＷＭ信号発生回路１１がスイッチング素子４の制御端子
に向けて出力するＰＷＭ信号ＳP はそのピーク値を連ね
た包絡線が台形状に整形され、これを受けたスイッチン
グ素子がＰＷＭ信号ＳP の大きさに対応して動作してパ
ルス電流ｉB のオンオフ制御を行うので、パルス電流ｉ
B は図２のＢ点波形として示すようにその包絡線が台形
状に制限される。従って、アクティブ高周波フィルタ方
式の従来のスイッチング電源で問題になったＡＣライン
電圧の波高値近傍でパルス電流のピーク値ｉBPが高くな
るという問題点が排除され、スイッチング素子４に要求
される過電流耐量を低減できるとともに、配線インダク
タンスとの共振によって生ずるサージ電圧も低減できる
ので、スイッチング素子４に電流容量およびサージ電圧
耐量の低い自己消弧素子を用いることが可能となり、ス
イッチング電源の小型化とコストメリットが得られる。
て、電流検出器８で検出されたパルス電流ｉB の検出信
号ｉd およびＤＣ−ＤＣコンバータの出力直流電圧のフ
ィードバック信号ｖF は、電流検出回路としてのＯＰア
ンプ２２で誤差増幅され、かつ可変電源電圧ＶS の設定
値で決まる制限電圧によってピーク値が一定レベルに制
限されたパルス電流の制限信号ｉc としてＰＷＭ信号発
生回路１１に向けて出力される。また、最大オン幅制限
回路からはＰＷＭ信号のオン幅の上限信号２３ＳがＰＷ
Ｍ信号発生回路１１に向けて出力される。その結果、Ｐ
ＷＭ信号発生回路１１がスイッチング素子４の制御端子
に向けて出力するＰＷＭ信号ＳP はそのピーク値を連ね
た包絡線が台形状に整形され、これを受けたスイッチン
グ素子がＰＷＭ信号ＳP の大きさに対応して動作してパ
ルス電流ｉB のオンオフ制御を行うので、パルス電流ｉ
B は図２のＢ点波形として示すようにその包絡線が台形
状に制限される。従って、アクティブ高周波フィルタ方
式の従来のスイッチング電源で問題になったＡＣライン
電圧の波高値近傍でパルス電流のピーク値ｉBPが高くな
るという問題点が排除され、スイッチング素子４に要求
される過電流耐量を低減できるとともに、配線インダク
タンスとの共振によって生ずるサージ電圧も低減できる
ので、スイッチング素子４に電流容量およびサージ電圧
耐量の低い自己消弧素子を用いることが可能となり、ス
イッチング電源の小型化とコストメリットが得られる。
【００１４】また、ＤＣ−ＤＣコンバータを図１に示す
昇圧型コンパータ回路とした場合、スイッチング素子４
がオンしたときトランス３の１次巻線３Ｐに蓄積された
エネルギーは、スイッチング素子４がオフしたとき２次
巻線に伝達され、ダイオード５で整流されて平滑コンデ
ンサ６を充電するが、このとき制御装置２０がフィード
バック信号ｖF と電流検出信号ｉd との誤差増幅によっ
て平滑コンデンサ６の充放電電流の過不足を検知してパ
ルス電流ｉB を制御するので、負荷９には定電圧制御さ
れた直流電流が供給される。一方、パルス電流ｉB は整
流回路２の出力側に設けた小容量のコンデンサ７によっ
て平滑化されるが、台形波状パルス列の中央部でパルス
電流のオン幅が狭いためにその平均値が下がり、整流回
路２から出力される入力電流ｉA の波形は図２にＡ点波
形として示すように、ＡＣライン電圧ｖA に対して、波
頭部分に凹みを有する台形波状となる。このため、スイ
ッチング電源はその入力端における力率が９０％台とな
りアクティブ高周波フィルタ方式の１００％に及ばない
が、実用上は十分な力率改善効果が得られる。
昇圧型コンパータ回路とした場合、スイッチング素子４
がオンしたときトランス３の１次巻線３Ｐに蓄積された
エネルギーは、スイッチング素子４がオフしたとき２次
巻線に伝達され、ダイオード５で整流されて平滑コンデ
ンサ６を充電するが、このとき制御装置２０がフィード
バック信号ｖF と電流検出信号ｉd との誤差増幅によっ
て平滑コンデンサ６の充放電電流の過不足を検知してパ
ルス電流ｉB を制御するので、負荷９には定電圧制御さ
れた直流電流が供給される。一方、パルス電流ｉB は整
流回路２の出力側に設けた小容量のコンデンサ７によっ
て平滑化されるが、台形波状パルス列の中央部でパルス
電流のオン幅が狭いためにその平均値が下がり、整流回
路２から出力される入力電流ｉA の波形は図２にＡ点波
形として示すように、ＡＣライン電圧ｖA に対して、波
頭部分に凹みを有する台形波状となる。このため、スイ
ッチング電源はその入力端における力率が９０％台とな
りアクティブ高周波フィルタ方式の１００％に及ばない
が、実用上は十分な力率改善効果が得られる。
【００１５】
【発明の効果】この発明は前述のように、スイッチング
素子に流れるパルス電流のピーク値およびオン幅にそれ
ぞれ一定の上限値を設けるようスイッチング電源の制御
方法を構成した。その結果、ＡＣライン電圧の波高値近
傍で過大になるパルス電流のピーク値を制限してスイッ
チング素子の電流容量および過電圧耐量を従来より低減
することが可能になり、電流容量の小さいスイッチング
素子を使用できるコストメリットが得られると同時に、
ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流をＡＣライン電圧にほ
ぼ比例制御できるので、９０％を越える力率改善効果が
得られる。
素子に流れるパルス電流のピーク値およびオン幅にそれ
ぞれ一定の上限値を設けるようスイッチング電源の制御
方法を構成した。その結果、ＡＣライン電圧の波高値近
傍で過大になるパルス電流のピーク値を制限してスイッ
チング素子の電流容量および過電圧耐量を従来より低減
することが可能になり、電流容量の小さいスイッチング
素子を使用できるコストメリットが得られると同時に、
ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流をＡＣライン電圧にほ
ぼ比例制御できるので、９０％を越える力率改善効果が
得られる。
【００１６】また、制御装置を電流制限回路（例えばＯ
Ｐアンプ），最大オン幅制限回路，およびＰＷＭ信号発
生回路で構成すれば、ＯＰアンプの誤差増幅作用および
電流制限作用を利用してパルス電流のピーク値を制限で
き、かつ最大オン幅の制限によってライン電圧と入力電
流の比例制御ができるので、アクティブ高周波フィルタ
方式の従来の制御装置で必要とした乗算器を必要とせ
ず、簡素な構成の制御装置とカレントモードの簡単な制
御方式により、スイッチング素子を小容量化，小型化
し、ＤＣ−ＤＣコンバータの力率を改善できるスイッチ
ング電源の制御装置を経済的にも有利に提供することが
できる。
Ｐアンプ），最大オン幅制限回路，およびＰＷＭ信号発
生回路で構成すれば、ＯＰアンプの誤差増幅作用および
電流制限作用を利用してパルス電流のピーク値を制限で
き、かつ最大オン幅の制限によってライン電圧と入力電
流の比例制御ができるので、アクティブ高周波フィルタ
方式の従来の制御装置で必要とした乗算器を必要とせ
ず、簡素な構成の制御装置とカレントモードの簡単な制
御方式により、スイッチング素子を小容量化，小型化
し、ＤＣ−ＤＣコンバータの力率を改善できるスイッチ
ング電源の制御装置を経済的にも有利に提供することが
できる。
【図１】この発明の実施例になるＤＣ−ＤＣコンバータ
の制御装置を簡略化して示す接続図
の制御装置を簡略化して示す接続図
【図２】実施例になるスイッチング電源のＤＣ−ＤＣコ
ンバータ各部の電圧・電流波形図
ンバータ各部の電圧・電流波形図
【図３】アクティブ高周波フィルタ方式の従来のスイッ
チング電源を簡略化して示す接続図
チング電源を簡略化して示す接続図
【図４】従来のスイッチング電源のＤＣ−ＤＣコンバー
タ各部の電圧・電流波形図
タ各部の電圧・電流波形図
２ 整流回路 ３ トランス ４ スイッチング素子 ５ ダイオード ６ 平滑コンデンサ ７ コンデンサ（小容量） ８ 電流検出器 ９ 負荷 １０ 制御装置 １１ ＰＷＭ信号発生回路 １２ ＯＰアンプ １３ 乗算回路 １４ コンパレータ ２０ 制御装置 ２２ 電流制限回路（ＯＰアンプ） ２３ 最大オン幅制限回路 ｉA 入力電流 ｖA ＡＣライン電圧 ｉB スイッチング素子を流れるパルス電流 ｉd 電流検出信号 ｖF フィードバック信号 ｉc 電流制限信号 ＳP ＰＷＭ信号
Claims (3)
- 【請求項１】スイッチング素子に流れる電流をＰＷＭ信
号でオンオフ制御することにより、ＤＣ−ＤＣコンバー
タに供給されるＡＣライン電圧と流入する電流とを比例
制御をする方法において、スイッチング素子に流れるパ
ルス電流のピーク値およびオン幅にそれぞれ一定の上限
値を設けることを特徴とするスイッチング電源の制御方
法。 - 【請求項２】スイッチング素子に流れる電流をＰＷＭ信
号によりオンオフ制御することにより、ＤＣ−ＤＣコン
バータに供給されるＡＣライン電圧と流入する電流とを
比例制御する装置において、ＰＷＭ信号を前記スイッチ
ング素子に向けて出力するＰＷＭ信号発生回路と、スイ
ッチング素子に流れるパルス電流の検出信号，およびＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの出力直流電圧のフィードバック信
号を受けて電流制限信号を前記ＰＷＭ信号発生回路に向
けて出力する電流制限回路と、ＰＷＭ信号のオン幅の上
限信号をＰＷＭ信号発生回路に向けて出力する最大オン
幅制限回路とを備えたことを特徴とするスイッチング電
源の制御装置。 - 【請求項３】電流制限回路が電源電圧可変のＯＰアンプ
であることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電
源の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21440494A JPH0880050A (ja) | 1994-09-08 | 1994-09-08 | スイッチング電源の制御方法およびその装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21440494A JPH0880050A (ja) | 1994-09-08 | 1994-09-08 | スイッチング電源の制御方法およびその装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0880050A true JPH0880050A (ja) | 1996-03-22 |
Family
ID=16655238
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21440494A Pending JPH0880050A (ja) | 1994-09-08 | 1994-09-08 | スイッチング電源の制御方法およびその装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0880050A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012222864A (ja) * | 2011-04-04 | 2012-11-12 | Fuji Electric Co Ltd | スイッチング電源制御回路 |
| CN105099237A (zh) * | 2015-06-29 | 2015-11-25 | 广东食品药品职业学院 | 实现短路保护和避免漏电的医用开关电源 |
| WO2017107452A1 (zh) * | 2015-12-22 | 2017-06-29 | 乐视控股（北京）有限公司 | 开关稳压电源 |
-
1994
- 1994-09-08 JP JP21440494A patent/JPH0880050A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012222864A (ja) * | 2011-04-04 | 2012-11-12 | Fuji Electric Co Ltd | スイッチング電源制御回路 |
| CN105099237A (zh) * | 2015-06-29 | 2015-11-25 | 广东食品药品职业学院 | 实现短路保护和避免漏电的医用开关电源 |
| CN105099237B (zh) * | 2015-06-29 | 2018-05-29 | 广东食品药品职业学院 | 实现短路保护和避免漏电的医用开关电源 |
| WO2017107452A1 (zh) * | 2015-12-22 | 2017-06-29 | 乐视控股（北京）有限公司 | 开关稳压电源 |
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