JP3987949B2 - 交流直流変換回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源に接続され、該交流電源から与えられた交流電圧を直流電圧に変換する交流直流変換回路（以下、ＡＣ−ＤＣコンバータという）であって、特に、交流電源から見た力率改善を行う機能を持つＡＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
図８は、従来のＡＣ−ＤＣコンバータの要部を示す回路図である。
このＡＣ−ＤＣコンバータは、交流電源７０に接続された力率改善回路７１を備えている。力率改善回路７１は、４個のダイオード７２，７３，７４，７５で構成された全波整流回路を有している。ダイオード７２のアノード及びダイオード７４のカソードが、交流電源７０の一端に接続され、ダイオード７３のアノード及びダイオード７５のカソードが、交流電源７０の他端に接続されている。ダイオード７２，７３のカソード同士が接続され、この接続点が全波整流回路の正極出力端子を構成している。ダイオード７４，７５のアノード同士が接続され、この接続点が全波整流回路の負極出力端子を構成している。
【０００３】
全波整流回路の正極出力端子に、リアクトル７６とダイオード７７とからなる直列回路が接続されるとともに、ダイオード７８のアノードが接続されている。ダイオード７８のカソードは、ダイオード７７のカソードに接続されている。
リアクトル７６及びダイオード７７のアノードの接続点と全波整流回路の負極出力端子との間には、スイッチング素子７９が接続されている。スイッチング素子７９には、制御回路８０から制御信号が与えられる。
【０００４】
ダイオード７７，７８のカソードが、力率改善回路７１の一方の出力端子であり、充電コンデンサ８１の一方の電極に接続されている。全波整流回路の負極出力端子が力率改善回路７１の他方の出力端子であり、充電コンデンサ８１の他方の電極に接続されている。力率改善回路７１中の制御回路８０は、充電コンデンサ８１に充電する際の力率を改善するために、この充電コンデンサ８１の一方の電極の電圧と、全波整流回路の正極出力端子の電圧を入力し、スイッチング素子７９をオンオフする。
【０００５】
次に、図８のＡＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。
力率改善回路７１中の全波整流回路は、交流電源７０から与えられる交流電圧を整流して出力する。スイッチング素子７９は、制御回路８０が出力するスイッチ駆動信号により、オンオフを繰り返す。
スイッチング素子７９がオンしているときに、リアクトル７６にエネルギーが蓄積され、スイッチング素子７９がオフすると、リアクトル７６に蓄積されたエネルギーが放出されて充電コンデンサ８１が充電される。
【０００６】
スイッチング素子７９に対してこのようなオンオフ制御を行うことにより、力率改善回路７１の出力電圧、つまり、充電コンデンサ８１の充電電圧は、力率改善回路７１の入力電圧に関わらず、昇圧された状態で一定になる。力率改善回路７１の出力電圧は、例えば交流電源７０がＡＣ１００Ｖ系のときには、入力電圧のピーク値よりも高い、１６０Ｖ或いは１９０Ｖに設定される。また、ＡＣ２４０Ｖのワイド入力用電源では、入力電圧のピーク値の３４０Ｖよりも高い４００Ｖに設定される。なお、全波整流回路の正極出力端子に接続されたダイオード７８は、ダイオード７７を破壊から守ために設けられたものである。交流電源７０の電圧が高いときに電源投入されると、全波整流回路からリアクトル７６、ダイオード７７及び充電コンデンサ８１に突入電流が流れる。ダイオード７７は高周波用で突入電流には弱い。そのため、突入電流に強い低周波用のダイオード７８を介して突入電流を流すことにより、ダイオード７７が破壊から防御される。通常の運転時には、充電コンデンサ８１の充電電圧が高いので、ダイオード７８がオンすることはなく、充電コンデンサ８１の充電に関与することはない。
【０００７】
充電コンデンサ８１に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータ８２では、スイッチング素子８３，８４が相補的にオンオフし、充電コンデンサ８１からトランス８５の一次側巻線に交番する電流を流す。これにより、トランス８５の二次側巻線に、交番する電圧が誘導される。ダイオード８８〜９１で構成された整流回路がこの交番電圧を整流し、中間タップとの間に接続されたコンデンサ９２，９３を直流電圧で充電する。なお、図示しない電圧制御機構により、コンデンサ９２，９３の電圧が一定に保たれるように、制御される。コンデンサ９２，９３から負荷９４，９５に電力が供給される。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、従来の図８のようなＡＣ−ＤＣコンバータをオーディオ用スイッチング電源として用いると、次のような問題があった。
【０００９】
オーディオ用スイッチング電源では、通常使用時には比較的大きな音を出していても、負荷９４，９５に出力する平均電力は、最大定格電力の１／８から１／５０程度である。また、めったにない大きな音を出す場合でも、平均電力は最大定格電力の１／２から１／１６程度である。このように、平均電力が低いにもかかわらず、最大定格電力を使用したときに破損しないようにスイッチング電源を設計する必要があるため、通常使用時の効率の低下、力率改善効果の悪化、さらには部品の余裕度の都合で、コストの高騰を招いていた。
また、ピアノや太鼓等のアタックが大きくて低い周波数成分を持った楽器の音や、低音に高音が重畳された音楽を処理するときに、瞬間的、短時間的に大きな電力を必要とする。即ち、負荷に大電流を流す必要性が生じる。
【００１０】
これに対し、力率を改善しつつ充電コンデンサ８１を充電する力率改善回路７１では、最大出力電流が、図示しない電流制限回路等の保護回路で制限される。力率改善回路７１では、スイッチング素子７９がオンしたときにリアクトル７６に流れる電流が直線的に増加し、エネルギーがリアクトル７６に蓄積される。そして、スイッチング素子７９がオフすると、ダイオード７７を介して充電コンデンサ８１が充電される。制限を行わない場合には、スイッチング素子７９がオンする時間が長いと、該スイッチング素子７９に流れる電流が定格を超え、発熱により破壊されたり、電力損失が増大することがある。また、リアクトル７６においても、電流の増大による銅損の増加、鉄損の増大或いはコア飽和が発生することがある。
【００１１】
この力率改善回路７１の最大出力電流を制限することにより、大きな電流を負荷に流す場合に、図５（ａ）のように、ＡＣ−ＤＣコンバータの出力電力が垂下特性に入り、電圧が急激かつ大幅に低下するという問題があった。その結果、スイッチング電源の出力電力に余裕がないと、負荷で消費する平均電力が低くても、電源の過負荷保護領域に入って、出力電力が急激に低下し、オーディオアンプから出力される音楽の音質を著しく悪化させることがあった。このような問題を解消するために、力率改善回路７１の最大出力電流を負荷の消費電力のピークに合わせるように力率改善回路７１を設計すると、リアクトル７６、スイッチング素子７９、ダイオード７７のサイズが大きくなり、力率改善回路７１の大きさが最大電流を制限した場合の２倍から１６倍になって実用的でなくなる。その上、コストが上昇する。
【００１２】
本発明は、かかる実情を鑑みてなされた発明であり、通常使用時の電力変換効率及び力率改善効果が高く、また、ピーク時に通常時の数倍の電流を出力しても出力電圧の変動が小さいＡＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の第１の観点に係るＡＣ−ＤＣコンバータは、充電コンデンサと、交流電源に接続された整流回路と該交流電源から入力される入力電圧のピーク値を求めるピーク値検出回路と前記充電コンデンサの充電電圧が前記ピーク値或いは該ピーク値を所定量だけ超えた値になるように前記整流回路の出力電流を用いて該充電コンデンサを充電する充電手段を有する力率改善回路と、前記充電コンデンサに接続され、負荷に該充電コンデンサの充電電圧を変換した直流電圧を出力するコンバータとを備え、前記充電コンデンサの充電電圧が前記ピーク値よりも低下したときに前記整流回路から出力される電流で直接該充電コンデンサを充電させるバイパス手段を設けたことを特徴とする。
なお、この場合、前記バイパス手段は、一端が前記整流回路の正極出力端子に接続され、他端が前記充電コンデンサの一方の電極に接続され、該整流回路から該充電コンデンサへ順方向電流を流すダイオードから構成されてもよい。
【００１４】
上記目的を達成するために、本発明の第２の観点に係るＡＣ−ＤＣコンバータは、充電コンデンサと、交流電源に接続された整流回路と該交流電源から入力される入力電圧のピーク値を求めるピーク値検出回路と前記充電コンデンサの充電電圧が前記ピーク値或いは該ピーク値を所定量だけ超えた値になるように前記整流回路の出力電流を用いて該充電コンデンサを充電する充電手段を有する力率改善回路と、前記充電コンデンサに接続され、負荷に該充電コンデンサの充電電圧を変換した直流電圧を出力するコンバータとを備え、前記充電コンデンサの充電電圧が前記ピーク値よりも低下したときに前記交流電源から整流した電流を該充電コンデンサに与えて充電させるバイパス手段を設けたことを特徴とする。
この場合、前記バイパス手段は、前記交流電源の一端と前記充電コンデンサの一方の電極との間に接続されたダイオードと該交流電源の他端と該充電コンデンサの一方の電極との間に接続されたダイオードとで構成されてもよい。
【００１５】
なお、本発明の第１及び第２の観点に係るＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記充電手段の出力電力は、前記コンバータの出力電力が所定電力以上のときに該コンバータの出力電力以下となる構成としてもよい。
【００１６】
また、前記力率改善回路は、前記整流回路と、前記整流回路の正極出力端子に一端が接続されたリアクトルと、前記リアクトルの他端と前記充電コンデンサの一方の電極との間に接続されて該リアクトルから該充電コンデンサへ順方向電流を流す第１の整流素子と、前記リアクトルの他端に一端が接続され、他端が前記整流回路の負極出力端子及び前記充電コンデンサの他方の電極の接続点に接続された第１のスイッチング素子と、前記整流回路の出力電圧のピーク値を求めるピーク値検出回路と、前記充電コンデンサの充電電圧と前記ピーク値検出回路で求めたピーク値とをモニタするモニタ手段と、前記モニタ手段のモニタ結果を参照し、前記充電コンデンサの充電電圧が前記ピーク値或いは該ピーク値を所定量だけ超えた値になるように第１のスイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、から構成され、前記第１のスイッチング素子のオンオフを繰り返すことにより、前記交流電源側から見た力率を改善するように構成されてもよい。
【００１７】
また、前記第１の整流素子は、アノードが前記リアクトルの他端に接続され、カソードが前記充電コンデンサの一方の電極に接続されたダイオード、から構成されてもよい。
或は、前記第１の整流素子は、制御電極が前記リアクトルの他端に別のリアクトルを介して接続され、第１導通電極が前記整流回路の正極出力端子に接続されるとともに第２導通電極が該充電コンデンサの一方の電極に接続され、該制御電極の電圧によって該第１及び第２導通電極間が導通制御される半導体スイッチング素子から構成されもよい。
【００１８】
また、前記力率改善回路が前記第１のスイッチング素子のオンオフにより前記力率を改善するのは、前記コンバータの出力電力が該出力電力に想定される最大値の高々１／２乃至１／１６までとし、それ以上の電力の出力時には前記バイパス手段から出力される電流で直接前記充電コンデンサを充電してもよい。
また、前記コンバータには、前記負荷に与える電圧を予め設定された量だけ変化させて定電圧化させる制御機構が設けてもよい。
また、前記ピーク値検出回路は、前記整流回路の正極出力端子にアノードが接続されたダイオードと、該ダイオードのカソードと該整流回路の前記負極出力端子との間に接続されたコンデンサと、から構成されてもよい。
また、前記所定量は、前記入力電圧の電圧値に関わらない固定された電圧であってもよい。
【００１９】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の実施形態を示すＡＣ−ＤＣコンバータの要部の回路図である。
このＡＣ−ＤＣコンバータは、交流電源１０に接続された力率改善回路２０と、力率改善回路２０の出力側に接続された充電コンデンサ３０と、充電コンデンサ３０に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータ４０とを備えている。
【００２０】
力率改善回路２０は、４個のダイオード２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２１ｄで構成された全波整流回路２１を有している。ダイオード２１ａのアノード及びダイオード２１ｂのカソードが、交流電源１０の一端に接続され、ダイオード２１ｃのアノード及びダイオード２１ｄのカソードが、交流電源１０の他端に接続されている。ダイオード２１ａ，２１ｃのカソード同士が、全波整流回路２１の正極出力端子（＋）に接続されている。ダイオード２１ｂ，２１ｄのアノード同士が、全波整流回路２１の負極出力端子（−）に接続されている。
【００２１】
全波整流回路２１の正極出力端子（＋）に、リアクトル２２の一端が接続され、リアクトル２２の他端に整流素子２３であるダイオード２３ａのアノードが接続されている。ダイオード２３ａのカソードが、充電コンデンサ３０の一方の電極に接続されている。その充電コンデンサ３０の一方の電極３０ａと全波整流回路２１の正極出力端子（＋）との間には、リアクトル２２及びダイオード２３ａとは並列に、バイパス回路２４としてのダイオード２４ａが接続されている。ダイオード２４ａのアノードが、全波整流回路２１の正極出力端子（＋）に接続されている。
【００２２】
リアクトル２２及びダイオード２３ａのアノードの接続点と充電コンデンサ３０の他方の電極３０ｂとの間には、例えばＭ０Ｓ（Metal−Oxide Semiconductor）トランジスタで形成されたスイッチング素子２５が接続されている。この充電コンデンサ３０の他方の電極３０ｂは、スイッチング素子２５に流れるスイッチ電流検出用抵抗２９を介して全波整流回路２１の負極出力端子（−）に接続されている。
この力率改善回路２０には、充電コンデンサ３０の充電電圧を制御するために、全波整流回路２１の出力電圧のピーク値を検出するピーク値検出回路２６と、該充電コンデンサ３０の充電電圧及び全波整流回路２１の出力電圧のピーク値をモニタするモニタ回路２７と、制御回路２８とが、設けられている。
ピーク値検出回路２６は、アノードが全波整流回路２１の正極出力端子（＋）に接続されたダイオード２６ａと、該ダイオード２６ａのカソードと該全波整流回路２１の負極出力端子（−）との間に接続されたコンデンサ２６ｂとで構成されている。モニタ回路２７は、コンデンサ２６ｂとダイオード２６ａとの接続点の電圧と、充電コンデンサ３０の電極３０ａの電圧とを入力する２入力のコンパレータ２７ａで構成されている。
【００２３】
図２は、図１中の制御回路２８の構成例を示す回路図である。
制御回路２８は、コンパレータ２７ａの出力端子が接続された電圧入力端子Ｖoと全波整流回路２１ａの正極出力端子（＋）が接続された電圧入力端子Ｖinとを持っている。電圧入力端子Ｖoは、差動増幅器２８ａの一方の入力端子に接続されている。差動増幅器２８ａの他方の入力端子には、基準電源２８ｂが接続されている。差動増幅器２８ａの出力端子が、マルチプライヤ２８ｃの一方の入力端子に接続されている。マルチプライヤ２８ｃの他方の入力端子には、電圧入力端子Ｖinの電圧が、分圧抵抗２８ｄ，２８ｅで分圧されて与えられる。このマルチプライヤ２８ｃは、入力電圧波形に相似の電流波形基準電圧Ｉrefを出力するものであり、マルチプライヤ２８ｃの出力端子が、２入力比較回路２８ｆの一方の入力端子に接続されている。比較回路２８ｆの他方の入力端子は、スイッチング素子２５に流れるスイッチ電流を表す電圧信号ＩLを入力するように、図１の抵抗２９と全波整流回路２１の負極出力端子（−）との間に接続された端子Ｔｉに接続されている。
【００２４】
比較回路２８ｆの出力端子が、比較回路２８ｇの一方の入力端子に接続されている。比較回路２８ｇの他方の入力端子は、図示しない発振器（ＯＳＣ）に接続され、該発振器から三角波等の基準波形を入力する。比較回路２８ｇの出力信号（スイッチ駆動信号）Ｓ２８が、スイッチング素子２５の制御端子に与えられる接続になっている。
【００２５】
図１のＤＣ−ＤＣコンバータ４０は、ハーフブリッジ形電流共振型であり、２個のスイッチング素子４１，４２と、トランス４３と、２個のコンデンサ４４，４５とを備えている。スイッチング素子４１は、図示しない制御回路によってオンオフされるものであり、充電コンデンサ３０の一方の電極３０ａとトランス４３の一次側巻線のホット側との間に接続されている。スイッチング素子４２は、図示しない制御回路によってスイッチング素子４１とは相補的にオンオフされるものであり、充電コンデンサ３０の他方の電極３０ｂとトランス４３の一次側巻線のコールド側との間に接続されている。コンデンサ４４は、トランス４３の一次側巻線のホット側と充電コンデンサ３０の一方の電極３０ａとの間に接続されている。コンデンサ４５は、トランス４３の一次側巻線のコールド側と充電コンデンサ３０の他方の電極３０ｂとの間に接続されている。
【００２６】
トランス４３の二次側巻線には、ダイオード４６，４７，４８，４９で構成された整流回路が組み込まれている。ダイオード４６のアノードとダイオード４８のカソードとが二次側巻線のホット側に接続され、ダイオード４７のアノードとダイオード４９のカソードが二次側巻線のコールド側に接続されている。ダイオード４６，４７のカソード同士が接続され、ダイオード４８，４９のアノード同士が接続されている。トランス４３の二次側巻線には、中間タップが設けられている。この二次側巻線の中間タップとダイオード４６，４７のカソードとの間にコンデンサ５０が接続されるとともに、負荷５１が該コンデンサ５０に並列に接続されている。二次側巻線の中間タップとダイオード４８，４９のアノードとの間にコンデンサ５２が接続されるとともに、負荷５３が該コンデンサ５２に並列に接続されている。
【００２７】
次に、図１のＡＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。
力率改善回路２０中の全波整流回路２１は、交流電源１０から与えられる交流電圧を整流して出力する。通常使用時では、スイッチング素子２５が、制御回路２８の出力するスイッチ駆動信号Ｓ２８により、オンオフを繰り返す。スイッチング素子２５がオンしているときに、リアクトル２２にエネルギーが蓄積され、スイッチング素子２５がオフすると、リアクトル２２に起電力が発生してダイオード２３ａがオンし、蓄積されたエネルギーが放出されて充電コンデンサ３０が充電される。
【００２８】
この全波整流回路２１の出力電圧は脈動するが、ピーク値検出回路２６のダイオード２６ａは、全波整流回路２１の正極出力端子（＋）の電圧が、該ダイオード２６ａのカソード側、つまりコンデンサ２６ｂの充電電圧よりも高くなるとオンし、順方向電流を流す。この順方向電流により、コンデンサ２６ｂが充電される。全波整流回路２１の出力電圧が脈動を繰り返すと、コンデンサ２６ｂの充電電圧は、全波整流回路２１の出力電圧のピーク値に等しい電圧になる。この電圧がピーク値検出回路２６の出力電圧としてダイオード２６ａとコンデンサ２６ｂの接続点から、コンパレータ２７ａに出力される。コンパレータ２７ａは、ピーク検出回路２６の出力電圧と充電コンデンサ３０の充電電圧を比較し、充電コンデンサ３０の充電電圧が全波整流回路２１の出力電圧のピーク値以上であるか否かを判定し、ピーク値以上と判定したときには、充電コンデンサ３０の充電電圧を下げる制御を行うために、通常よりも高い電圧信号を制御回路２８の電圧入力端子Ｖｏへ送出する。ピーク値未満と判定したときには、充電コンデンサ３０の充電電圧を上げる制御を行うために、通常よりも低い電圧を制御回路２８の電圧入力端子Ｖｏへ送出する。充電コンデンサ３０の充電電圧が設定値になると、コンパレータ２７ａは通常の電圧を出力する。
【００２９】
制御回路２８中の差動増幅器２８ａは、コンパレータ２７ａから与えられた電圧と基準電源２８ｂの出力電圧との差に対応する電圧をマルチプライヤ２８ｃへ与える。マルチプライヤ２８ｃは、分圧抵抗２８ｄ，２８ｅで分圧されて入力された全波整流回路２１の出力電圧に比例する電流波形基準電圧Ｉrefを生成し、これを出力する。この電流波形基準電圧Ｉrefを生成する際の比例定数は、差動増幅器２８ａから与えられた電圧により、設定される。そのため、充電コンデンサ３０の充電電圧が、全波整流回路２１の出力電圧のピーク値以上になっている場合と、該充電コンデンサ３０の充電電圧が全波整流回路２１の出力電圧のピーク値未満の場合とで、電流波形基準電圧Ｉrefの比例定数が異なり、電流波形基準電圧Ｉrefは波形が相似するが、値が異なる。充電コンデンサ３０の充電電圧が、全波整流回路２１の出力電圧のピーク値以上になっている場合には、電流波形基準電圧Ｉrefの指令値が低く、充電コンデンサ３０の充電電圧が全波整流回路２１の出力電圧のピーク値未満の場合には、電流波形基準電圧Ｉrefの指令値が高くなる。
【００３０】
電流波形基準電圧Ｉrefは、比較回路２８ｆに供給される。比較回路２８ｆは、リアクトル２２及びスイッチング素子２５を流れるスイッチ電流検出抵抗２９の端子電圧ＩＬを入力し、電流波形基準電圧Ｉrefと比較する。電圧信号ＩＬで示される平均電流波形が電流波形基準Ｉrefより低いときには、比較回路２８ｆの出力電圧は高くなり、電圧信号ＩＬで示される平均電流波形が電流波形基準Ｉrefより高いときには、比較回路２８ｆの出力電圧は低くなる。この比較回路２８ｆの出力電圧は、該比較回路２８ｇに出力される。
【００３１】
比較回路２８ｇは、発振器から与えられた三角波等の基準波形と、比較回路２８ｆの出力電圧との比較を行い、比較回路２８ｆの出力電圧が基準電圧波形より高いときに、スイッチ駆動信号Ｓ２８を“Ｈ”にし、比較回路２８ｆの出力電圧が基準電圧波形よりも低いとき、スイッチ駆動信号Ｓ２８を“Ｌ”にし、ＰＷＭ変調を行う。ＰＷＭ変調されたスイッチ駆動信号Ｓ２８により、スイッチング素子２５がオンオフ制御される。
このように、スイッチング素子２５のオン、オフ制御を行うことにより、充電コンデンサ３０の充電電圧が、全波整流回路２１の出力電圧のピーク値よりも低いときには、スイッチング素子２５のオン時間が長くなり、充電電力が増加して充電コンデンサ３０の充電電圧が高くなる。逆に、充電コンデンサ３０の充電電圧が、全波整流回路２１の出力電圧のピーク値よりも高いときには、スイッチング素子２５のオン時間が短くなり、充電電力が減少して充電コンデンサ３０の充電電圧が下がる。よって、充電コンデンサ３０の充電電圧、つまり、力率改善回路２０の出力電圧は、交流電源１０から与えられる入力電圧のピーク値になるまで、そのピーク値を追尾することになる。
【００３２】
図３は、力率改善回路の直流出力電圧を示す特性図であり、縦軸には力率改善回路の直流出力電圧値、横軸には力率改善回路の入力電圧が示されている。
力率改善回路を用いた従来のＡＣ−ＤＣコンバータでは、力率改善回路の出力電圧Ｔ１が、入力電圧に関わらず該入力電圧よりも高い一定電圧になるように制御していた。これに対し、本実施形態では、前記のように、ピーク値検出回路２６で全波整流回路２１の出力電圧のピーク値を検出し、制御回路２８が、充電コンデンサ３０の充電電圧が帰還されたコンパレータ２７ａの出力電圧を参照してスイッチング素子２５のオンオフ制御を行う。これにより、力率改善回路２０の出力電圧が、全波整流回路２１の出力電圧のピーク値になり、充電コンデンサ３０に充電される。よって、力率改善回路２０の平均入力電圧が変化すると、力率改善回路２０の出力電圧Ｔ２もその変化に対応してリニアに変化する。
【００３３】
図４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０の動作を説明する波形図である。同図４中のＶｄｓは、スイッチング素子４１のスイッチ端子間電圧波形、Ｉｑ１はスイッチング素子４１に流れるスイッチ電流波形、Ｉｑ２はスイッチング素子４２に流れるスイッチ電流波形、Ｉｔはトランス４３の一次側巻線に流れる電流波形、ＩｉはＤＣ−ＤＣコンバータ４０の入力電流波形、Ｉｄ１，Ｉｄ２は、ダイオード４６，４７にそれぞれ流れる電流波形を示している。
スイッチング素子４１のゲートに”Ｌ”が与えられると、スイッチング素子４１がオンして電流Ｉｑ１を流す。スイッチング素子４１がオフ状態のときに、スイッチング素子４２がオンし、スイッチング素子４２がオフ状態のときにスイッチング素子４１がオンして電流Ｉｑ２を流す。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０では、充電コンデンサ３０がトランス４３の一次側巻線に交番する電流を流す（Ｉｔ）。これにより、トランス４３の二次側巻線に、交番する電圧が誘導される。ダイオード４６〜４９で構成された整流回路がこの交番電圧を整流し、中間タップとの間に接続されたコンデンサ５０，５２を直流電圧で充電する。コンデンサ５０，５２から負荷５１，５３に電力が供給される。
【００３４】
ここで、図１のＡＣ−ＤＣコンバータを、オーディオ用スイッチ電源として用いる場合の動作を補足的に説明する。
本実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータでは、充電コンデンサ３０の充電電圧が、交流電源１０から入力される入力電圧のピーク値となる。ここで、負荷５１，５３に出力する電流が増加して、充電コンデンサ３０の充電電圧が低下すると、ダイオード２４ａがオンし、全波整流回路２１の正極出力端子から直接電流が充電コンデンサ３０に流れる構成になる。よって、瞬間的、短時間的に負荷に大電流が流れても、それによって、出力電圧が降下することが防止される。
次に、力率改善回路２０とＤＣ−ＤＣコンバータ４０の出力電力の関係を従来と比較する。
【００３５】
図５（ａ）は、図８の出力電力と力率改善回路の出力電圧の関係を示し、同図（ｂ）は図１の出力電力と力率改善回路の出力電圧の関係を示している。
従来の図８のＡＣ−ＤＣコンバータでは、負荷に供給する出力電力が多い場合も少ない場合も、一定の電圧が力率改善回路７１から出力される。そのため、負荷に供給する電力が多くなって、定格電力を超えるような場合には、力率改善回路７１の出力電圧が、図５（ａ）のＡ点のように、極端に低下することが想定された。しかしながら、本実施形態では、負荷５１，５３へ供給する電力が増加しても、それにより充電コンデンサ３０の電圧が低下したときに、ダイオード２４ａが導通して順方向電流を流す。よって、ＡＣ−ＤＣコンバータは、通常のコンデンサインプット型の形態になり、力率改善は行わないが、負荷５１，５３で必要な電力を全波整流回路２１から直接充電コンデンサ３０に与えることになる。
【００３６】
ここで、オーディオ用スイッチング電源を使用する場合、図５（ｂ）のように、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０の出力電力が、該出力電力の最大定格の１／１６〜１／２以下のときに、充電コンデンサ３０を全波整流回路２１の出力電圧のピーク値に充電する構成とし、出力電力がそれを越える場合には、ダイオード２４ａがオンするように、リアクタ２２、スイッチング素子２５或いは発振器を設計するとよい。これにより、過剰品質とならない、安価で小型のＡＣ−ＤＣコンバータが実現できる。
【００３７】
上記実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータによれば、以下のような特徴を得ることができる。
（１）充電コンデンサ３０を充電する力率改善回路２０の出力電圧は、入力電圧に応じて増減するので、充電コンデンサ３０の充電電圧を必要以上に高くすることがない。そのため、電圧変換における効率がよい。また、各部品の特性を必要以上に高めることがなくなり、コストを低減できる。
【００３８】
（２） 負荷が重くなり出力電流が増大したときには、充電コンデンサ３０の充電電圧が低下し、ダイオード２４ａが導通して順方向電流を流すので、負荷５１，５３に出力する電力が瞬間的、短時間的に多くなっても、ＡＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が図５（ｂ）のＢ点のようになり、極端に降下しない。
なお、本発明は、上記実施形態に限定されず種々の変形が可能である。図６及び図７を参照しつつ、変形例を説明する。
（ａ） 図１中のダイオード２３ａは、図６のように、ソースがリアクトル２２の他端に接続され、ドレインが充電コンデンサ３０の一方の電極に接続され、ゲートがリアクトル２２の他端にリアクトル２２ａを介して接続されたＦＥＴ６１等の半導体スイッチング素子に置換できる。
（ｂ） 図１中のダイオード２４ａは、図６のように、交流電源１０の一端にアノードが接続されるとともにカソードが充電コンデンサ３０の一方の電極３０ａに接続されたダイオード６２ａと、交流電源１０の他端にアノードが接続されるとともにカソードが充電コンデンサ３０の一方の電極３０ａ接続されたダイオード６２ｂとからなるバイパス回路で置換できる。
【００３９】
（ｃ） ＤＣ−ＤＣコンバータ４０は、ハーフブリッジ形電流共振型でなくてもよく、どのようなＤＣ−ＤＣコンバータを用いてもよい。
（ｄ） ＤＣ−ＤＣコンバータ４０には、定電圧制御をわずかに行う制御機構６４を設けてもよい。
（ｅ） 図７のように、コンパレータ２７ａの入力端子等に電源６５を接続し、ピーク値検出回路２６の出力電圧をバイアスさせてもよい。これにより、充電コンデンサ３０の充電電圧を一定値だけ高めることができる。
【００４０】
（ｆ） ピーク値検出回路２６は、全波整流回路２１の出力電圧から、入力電圧のピーク値を求めたが、交流電源１０に接続して交流入力電圧から直接ピーク値を求める構成にしてもよい。
【００４１】
【発明の効果】
以上、詳述したように、本発明によれば、ピーク値検出回路を備え、充電コンデンサを充電する力率改善回路の出力電圧を、入力電圧に応じて増減させるので、必要以上に充電コンデンサを充電する必要がなくなり、電力の供給効率が高く維持できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態を示すＡＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図２】図１中の制御回路２８を示す回路図である。
【図３】力率改善回路２０の入力電圧、直流出力電圧を示す特性図である。
【図４】ＤＣコンバータ４０の各部の動作を示す波形図である。
【図５】力率改善回路２０の出力電力と出力電圧の関係を示す概念図である。
【図６】図１の変形例を示す回路図である。
【図７】図１の他の変形例を示す回路図である。
【図８】従来のＡＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
【符号の説明】
１０ 交流電源
２０ 力率改善回路
２１ 全波整流回路
２２ リアクトル
２３ 第１の整流素子
２４ バイパス回路
２５ 第１のスイッチング素子
２６ ピーク値検出回路
２７ モニタ回路
２８ 制御回路
３０ 充電コンデンサ
４０ ＤＣ−ＤＣコンバータ
５１，５３ 負荷
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源に接続され、該交流電源から与えられた交流電圧を直流電圧に変換する交流直流変換回路（以下、ＡＣ−ＤＣコンバータという）であって、特に、交流電源から見た力率改善を行う機能を持つＡＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
図８は、従来のＡＣ−ＤＣコンバータの要部を示す回路図である。
このＡＣ−ＤＣコンバータは、交流電源７０に接続された力率改善回路７１を備えている。力率改善回路７１は、４個のダイオード７２，７３，７４，７５で構成された全波整流回路を有している。ダイオード７２のアノード及びダイオード７４のカソードが、交流電源７０の一端に接続され、ダイオード７３のアノード及びダイオード７５のカソードが、交流電源７０の他端に接続されている。ダイオード７２，７３のカソード同士が接続され、この接続点が全波整流回路の正極出力端子を構成している。ダイオード７４，７５のアノード同士が接続され、この接続点が全波整流回路の負極出力端子を構成している。
【０００３】
全波整流回路の正極出力端子に、リアクトル７６とダイオード７７とからなる直列回路が接続されるとともに、ダイオード７８のアノードが接続されている。ダイオード７８のカソードは、ダイオード７７のカソードに接続されている。
リアクトル７６及びダイオード７７のアノードの接続点と全波整流回路の負極出力端子との間には、スイッチング素子７９が接続されている。スイッチング素子７９には、制御回路８０から制御信号が与えられる。
【０００４】
ダイオード７７，７８のカソードが、力率改善回路７１の一方の出力端子であり、充電コンデンサ８１の一方の電極に接続されている。全波整流回路の負極出力端子が力率改善回路７１の他方の出力端子であり、充電コンデンサ８１の他方の電極に接続されている。力率改善回路７１中の制御回路８０は、充電コンデンサ８１に充電する際の力率を改善するために、この充電コンデンサ８１の一方の電極の電圧と、全波整流回路の正極出力端子の電圧を入力し、スイッチング素子７９をオンオフする。
【０００５】
次に、図８のＡＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。
力率改善回路７１中の全波整流回路は、交流電源７０から与えられる交流電圧を整流して出力する。スイッチング素子７９は、制御回路８０が出力するスイッチ駆動信号により、オンオフを繰り返す。
スイッチング素子７９がオンしているときに、リアクトル７６にエネルギーが蓄積され、スイッチング素子７９がオフすると、リアクトル７６に蓄積されたエネルギーが放出されて充電コンデンサ８１が充電される。
【０００６】
スイッチング素子７９に対してこのようなオンオフ制御を行うことにより、力率改善回路７１の出力電圧、つまり、充電コンデンサ８１の充電電圧は、力率改善回路７１の入力電圧に関わらず、昇圧された状態で一定になる。力率改善回路７１の出力電圧は、例えば交流電源７０がＡＣ１００Ｖ系のときには、入力電圧のピーク値よりも高い、１６０Ｖ或いは１９０Ｖに設定される。また、ＡＣ２４０Ｖのワイド入力用電源では、入力電圧のピーク値の３４０Ｖよりも高い４００Ｖに設定される。なお、全波整流回路の正極出力端子に接続されたダイオード７８は、ダイオード７７を破壊から守ために設けられたものである。交流電源７０の電圧が高いときに電源投入されると、全波整流回路からリアクトル７６、ダイオード７７及び充電コンデンサ８１に突入電流が流れる。ダイオード７７は高周波用で突入電流には弱い。そのため、突入電流に強い低周波用のダイオード７８を介して突入電流を流すことにより、ダイオード７７が破壊から防御される。通常の運転時には、充電コンデンサ８１の充電電圧が高いので、ダイオード７８がオンすることはなく、充電コンデンサ８１の充電に関与することはない。
【０００７】
充電コンデンサ８１に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータ８２では、スイッチング素子８３，８４が相補的にオンオフし、充電コンデンサ８１からトランス８５の一次側巻線に交番する電流を流す。これにより、トランス８５の二次側巻線に、交番する電圧が誘導される。ダイオード８８〜９１で構成された整流回路がこの交番電圧を整流し、中間タップとの間に接続されたコンデンサ９２，９３を直流電圧で充電する。なお、図示しない電圧制御機構により、コンデンサ９２，９３の電圧が一定に保たれるように、制御される。コンデンサ９２，９３から負荷９４，９５に電力が供給される。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、従来の図８のようなＡＣ−ＤＣコンバータをオーディオ用スイッチング電源として用いると、次のような問題があった。
【０００９】
オーディオ用スイッチング電源では、通常使用時には比較的大きな音を出していても、負荷９４，９５に出力する平均電力は、最大定格電力の１／８から１／５０程度である。また、めったにない大きな音を出す場合でも、平均電力は最大定格電力の１／２から１／１６程度である。このように、平均電力が低いにもかかわらず、最大定格電力を使用したときに破損しないようにスイッチング電源を設計する必要があるため、通常使用時の効率の低下、力率改善効果の悪化、さらには部品の余裕度の都合で、コストの高騰を招いていた。
また、ピアノや太鼓等のアタックが大きくて低い周波数成分を持った楽器の音や、低音に高音が重畳された音楽を処理するときに、瞬間的、短時間的に大きな電力を必要とする。即ち、負荷に大電流を流す必要性が生じる。
【００１０】
これに対し、力率を改善しつつ充電コンデンサ８１を充電する力率改善回路７１では、最大出力電流が、図示しない電流制限回路等の保護回路で制限される。力率改善回路７１では、スイッチング素子７９がオンしたときにリアクトル７６に流れる電流が直線的に増加し、エネルギーがリアクトル７６に蓄積される。そして、スイッチング素子７９がオフすると、ダイオード７７を介して充電コンデンサ８１が充電される。制限を行わない場合には、スイッチング素子７９がオンする時間が長いと、該スイッチング素子７９に流れる電流が定格を超え、発熱により破壊されたり、電力損失が増大することがある。また、リアクトル７６においても、電流の増大による銅損の増加、鉄損の増大或いはコア飽和が発生することがある。
【００１１】
この力率改善回路７１の最大出力電流を制限することにより、大きな電流を負荷に流す場合に、図５（ａ）のように、ＡＣ−ＤＣコンバータの出力電力が垂下特性に入り、電圧が急激かつ大幅に低下するという問題があった。その結果、スイッチング電源の出力電力に余裕がないと、負荷で消費する平均電力が低くても、電源の過負荷保護領域に入って、出力電力が急激に低下し、オーディオアンプから出力される音楽の音質を著しく悪化させることがあった。このような問題を解消するために、力率改善回路７１の最大出力電流を負荷の消費電力のピークに合わせるように力率改善回路７１を設計すると、リアクトル７６、スイッチング素子７９、ダイオード７７のサイズが大きくなり、力率改善回路７１の大きさが最大電流を制限した場合の２倍から１６倍になって実用的でなくなる。その上、コストが上昇する。
【００１２】
本発明は、かかる実情を鑑みてなされた発明であり、通常使用時の電力変換効率及び力率改善効果が高く、また、ピーク時に通常時の数倍の電流を出力しても出力電圧の変動が小さいＡＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の第１の観点に係るＡＣ−ＤＣコンバータは、充電コンデンサと、交流電源に接続された整流回路と該交流電源から入力される入力電圧のピーク値を求めるピーク値検出回路と前記充電コンデンサの充電電圧が前記ピーク値或いは該ピーク値を所定量だけ超えた値になるように前記整流回路の出力電流を用いて該充電コンデンサを充電する充電手段を有する力率改善回路と、前記充電コンデンサに接続され、負荷に該充電コンデンサの充電電圧を変換した直流電圧を出力するコンバータとを備え、前記充電コンデンサの充電電圧が前記ピーク値よりも低下したときに前記整流回路から出力される電流で直接該充電コンデンサを充電させるバイパス手段を設けたことを特徴とする。
なお、この場合、前記バイパス手段は、一端が前記整流回路の正極出力端子に接続され、他端が前記充電コンデンサの一方の電極に接続され、該整流回路から該充電コンデンサへ順方向電流を流すダイオードから構成されてもよい。
【００１４】
上記目的を達成するために、本発明の第２の観点に係るＡＣ−ＤＣコンバータは、充電コンデンサと、交流電源に接続された整流回路と該交流電源から入力される入力電圧のピーク値を求めるピーク値検出回路と前記充電コンデンサの充電電圧が前記ピーク値或いは該ピーク値を所定量だけ超えた値になるように前記整流回路の出力電流を用いて該充電コンデンサを充電する充電手段を有する力率改善回路と、前記充電コンデンサに接続され、負荷に該充電コンデンサの充電電圧を変換した直流電圧を出力するコンバータとを備え、前記充電コンデンサの充電電圧が前記ピーク値よりも低下したときに前記交流電源から整流した電流を該充電コンデンサに与えて充電させるバイパス手段を設けたことを特徴とする。
この場合、前記バイパス手段は、前記交流電源の一端と前記充電コンデンサの一方の電極との間に接続されたダイオードと該交流電源の他端と該充電コンデンサの一方の電極との間に接続されたダイオードとで構成されてもよい。
【００１５】
なお、本発明の第１及び第２の観点に係るＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記充電手段の出力電力は、前記コンバータの出力電力が所定電力以上のときに該コンバータの出力電力以下となる構成としてもよい。
【００１６】
また、前記力率改善回路は、前記整流回路と、前記整流回路の正極出力端子に一端が接続されたリアクトルと、前記リアクトルの他端と前記充電コンデンサの一方の電極との間に接続されて該リアクトルから該充電コンデンサへ順方向電流を流す第１の整流素子と、前記リアクトルの他端に一端が接続され、他端が前記整流回路の負極出力端子及び前記充電コンデンサの他方の電極の接続点に接続された第１のスイッチング素子と、前記整流回路の出力電圧のピーク値を求めるピーク値検出回路と、前記充電コンデンサの充電電圧と前記ピーク値検出回路で求めたピーク値とをモニタするモニタ手段と、前記モニタ手段のモニタ結果を参照し、前記充電コンデンサの充電電圧が前記ピーク値或いは該ピーク値を所定量だけ超えた値になるように第１のスイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、から構成され、前記第１のスイッチング素子のオンオフを繰り返すことにより、前記交流電源側から見た力率を改善するように構成されてもよい。
【００１７】
また、前記第１の整流素子は、アノードが前記リアクトルの他端に接続され、カソードが前記充電コンデンサの一方の電極に接続されたダイオード、から構成されてもよい。
或は、前記第１の整流素子は、制御電極が前記リアクトルの他端に別のリアクトルを介して接続され、第１導通電極が前記整流回路の正極出力端子に接続されるとともに第２導通電極が該充電コンデンサの一方の電極に接続され、該制御電極の電圧によって該第１及び第２導通電極間が導通制御される半導体スイッチング素子から構成されもよい。
【００１８】
また、前記力率改善回路が前記第１のスイッチング素子のオンオフにより前記力率を改善するのは、前記コンバータの出力電力が該出力電力に想定される最大値の高々１／２乃至１／１６までとし、それ以上の電力の出力時には前記バイパス手段から出力される電流で直接前記充電コンデンサを充電してもよい。
また、前記コンバータには、前記負荷に与える電圧を予め設定された量だけ変化させて定電圧化させる制御機構が設けてもよい。
また、前記ピーク値検出回路は、前記整流回路の正極出力端子にアノードが接続されたダイオードと、該ダイオードのカソードと該整流回路の前記負極出力端子との間に接続されたコンデンサと、から構成されてもよい。
また、前記所定量は、前記入力電圧の電圧値に関わらない固定された電圧であってもよい。
【００１９】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の実施形態を示すＡＣ−ＤＣコンバータの要部の回路図である。
このＡＣ−ＤＣコンバータは、交流電源１０に接続された力率改善回路２０と、力率改善回路２０の出力側に接続された充電コンデンサ３０と、充電コンデンサ３０に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータ４０とを備えている。
【００２０】
力率改善回路２０は、４個のダイオード２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２１ｄで構成された全波整流回路２１を有している。ダイオード２１ａのアノード及びダイオード２１ｂのカソードが、交流電源１０の一端に接続され、ダイオード２１ｃのアノード及びダイオード２１ｄのカソードが、交流電源１０の他端に接続されている。ダイオード２１ａ，２１ｃのカソード同士が、全波整流回路２１の正極出力端子（＋）に接続されている。ダイオード２１ｂ，２１ｄのアノード同士が、全波整流回路２１の負極出力端子（−）に接続されている。
【００２１】
全波整流回路２１の正極出力端子（＋）に、リアクトル２２の一端が接続され、リアクトル２２の他端に整流素子２３であるダイオード２３ａのアノードが接続されている。ダイオード２３ａのカソードが、充電コンデンサ３０の一方の電極に接続されている。その充電コンデンサ３０の一方の電極３０ａと全波整流回路２１の正極出力端子（＋）との間には、リアクトル２２及びダイオード２３ａとは並列に、バイパス回路２４としてのダイオード２４ａが接続されている。ダイオード２４ａのアノードが、全波整流回路２１の正極出力端子（＋）に接続されている。
【００２２】
リアクトル２２及びダイオード２３ａのアノードの接続点と充電コンデンサ３０の他方の電極３０ｂとの間には、例えばＭ０Ｓ（Metal−Oxide Semiconductor）トランジスタで形成されたスイッチング素子２５が接続されている。この充電コンデンサ３０の他方の電極３０ｂは、スイッチング素子２５に流れるスイッチ電流検出用抵抗２９を介して全波整流回路２１の負極出力端子（−）に接続されている。
この力率改善回路２０には、充電コンデンサ３０の充電電圧を制御するために、全波整流回路２１の出力電圧のピーク値を検出するピーク値検出回路２６と、該充電コンデンサ３０の充電電圧及び全波整流回路２１の出力電圧のピーク値をモニタするモニタ回路２７と、制御回路２８とが、設けられている。
ピーク値検出回路２６は、アノードが全波整流回路２１の正極出力端子（＋）に接続されたダイオード２６ａと、該ダイオード２６ａのカソードと該全波整流回路２１の負極出力端子（−）との間に接続されたコンデンサ２６ｂとで構成されている。モニタ回路２７は、コンデンサ２６ｂとダイオード２６ａとの接続点の電圧と、充電コンデンサ３０の電極３０ａの電圧とを入力する２入力のコンパレータ２７ａで構成されている。
【００２３】
図２は、図１中の制御回路２８の構成例を示す回路図である。
制御回路２８は、コンパレータ２７ａの出力端子が接続された電圧入力端子Ｖoと全波整流回路２１ａの正極出力端子（＋）が接続された電圧入力端子Ｖinとを持っている。電圧入力端子Ｖoは、差動増幅器２８ａの一方の入力端子に接続されている。差動増幅器２８ａの他方の入力端子には、基準電源２８ｂが接続されている。差動増幅器２８ａの出力端子が、マルチプライヤ２８ｃの一方の入力端子に接続されている。マルチプライヤ２８ｃの他方の入力端子には、電圧入力端子Ｖinの電圧が、分圧抵抗２８ｄ，２８ｅで分圧されて与えられる。このマルチプライヤ２８ｃは、入力電圧波形に相似の電流波形基準電圧Ｉrefを出力するものであり、マルチプライヤ２８ｃの出力端子が、２入力比較回路２８ｆの一方の入力端子に接続されている。比較回路２８ｆの他方の入力端子は、スイッチング素子２５に流れるスイッチ電流を表す電圧信号ＩLを入力するように、図１の抵抗２９と全波整流回路２１の負極出力端子（−）との間に接続された端子Ｔｉに接続されている。
【００２４】
比較回路２８ｆの出力端子が、比較回路２８ｇの一方の入力端子に接続されている。比較回路２８ｇの他方の入力端子は、図示しない発振器（ＯＳＣ）に接続され、該発振器から三角波等の基準波形を入力する。比較回路２８ｇの出力信号（スイッチ駆動信号）Ｓ２８が、スイッチング素子２５の制御端子に与えられる接続になっている。
【００２５】
図１のＤＣ−ＤＣコンバータ４０は、ハーフブリッジ形電流共振型であり、２個のスイッチング素子４１，４２と、トランス４３と、２個のコンデンサ４４，４５とを備えている。スイッチング素子４１は、図示しない制御回路によってオンオフされるものであり、充電コンデンサ３０の一方の電極３０ａとトランス４３の一次側巻線のホット側との間に接続されている。スイッチング素子４２は、図示しない制御回路によってスイッチング素子４１とは相補的にオンオフされるものであり、充電コンデンサ３０の他方の電極３０ｂとトランス４３の一次側巻線のコールド側との間に接続されている。コンデンサ４４は、トランス４３の一次側巻線のホット側と充電コンデンサ３０の一方の電極３０ａとの間に接続されている。コンデンサ４５は、トランス４３の一次側巻線のコールド側と充電コンデンサ３０の他方の電極３０ｂとの間に接続されている。
【００２６】
トランス４３の二次側巻線には、ダイオード４６，４７，４８，４９で構成された整流回路が組み込まれている。ダイオード４６のアノードとダイオード４８のカソードとが二次側巻線のホット側に接続され、ダイオード４７のアノードとダイオード４９のカソードが二次側巻線のコールド側に接続されている。ダイオード４６，４７のカソード同士が接続され、ダイオード４８，４９のアノード同士が接続されている。トランス４３の二次側巻線には、中間タップが設けられている。この二次側巻線の中間タップとダイオード４６，４７のカソードとの間にコンデンサ５０が接続されるとともに、負荷５１が該コンデンサ５０に並列に接続されている。二次側巻線の中間タップとダイオード４８，４９のアノードとの間にコンデンサ５２が接続されるとともに、負荷５３が該コンデンサ５２に並列に接続されている。
【００２７】
次に、図１のＡＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。
力率改善回路２０中の全波整流回路２１は、交流電源１０から与えられる交流電圧を整流して出力する。通常使用時では、スイッチング素子２５が、制御回路２８の出力するスイッチ駆動信号Ｓ２８により、オンオフを繰り返す。スイッチング素子２５がオンしているときに、リアクトル２２にエネルギーが蓄積され、スイッチング素子２５がオフすると、リアクトル２２に起電力が発生してダイオード２３ａがオンし、蓄積されたエネルギーが放出されて充電コンデンサ３０が充電される。
【００２８】
この全波整流回路２１の出力電圧は脈動するが、ピーク値検出回路２６のダイオード２６ａは、全波整流回路２１の正極出力端子（＋）の電圧が、該ダイオード２６ａのカソード側、つまりコンデンサ２６ｂの充電電圧よりも高くなるとオンし、順方向電流を流す。この順方向電流により、コンデンサ２６ｂが充電される。全波整流回路２１の出力電圧が脈動を繰り返すと、コンデンサ２６ｂの充電電圧は、全波整流回路２１の出力電圧のピーク値に等しい電圧になる。この電圧がピーク値検出回路２６の出力電圧としてダイオード２６ａとコンデンサ２６ｂの接続点から、コンパレータ２７ａに出力される。コンパレータ２７ａは、ピーク検出回路２６の出力電圧と充電コンデンサ３０の充電電圧を比較し、充電コンデンサ３０の充電電圧が全波整流回路２１の出力電圧のピーク値以上であるか否かを判定し、ピーク値以上と判定したときには、充電コンデンサ３０の充電電圧を下げる制御を行うために、通常よりも高い電圧信号を制御回路２８の電圧入力端子Ｖｏへ送出する。ピーク値未満と判定したときには、充電コンデンサ３０の充電電圧を上げる制御を行うために、通常よりも低い電圧を制御回路２８の電圧入力端子Ｖｏへ送出する。充電コンデンサ３０の充電電圧が設定値になると、コンパレータ２７ａは通常の電圧を出力する。
【００２９】
制御回路２８中の差動増幅器２８ａは、コンパレータ２７ａから与えられた電圧と基準電源２８ｂの出力電圧との差に対応する電圧をマルチプライヤ２８ｃへ与える。マルチプライヤ２８ｃは、分圧抵抗２８ｄ，２８ｅで分圧されて入力された全波整流回路２１の出力電圧に比例する電流波形基準電圧Ｉrefを生成し、これを出力する。この電流波形基準電圧Ｉrefを生成する際の比例定数は、差動増幅器２８ａから与えられた電圧により、設定される。そのため、充電コンデンサ３０の充電電圧が、全波整流回路２１の出力電圧のピーク値以上になっている場合と、該充電コンデンサ３０の充電電圧が全波整流回路２１の出力電圧のピーク値未満の場合とで、電流波形基準電圧Ｉrefの比例定数が異なり、電流波形基準電圧Ｉrefは波形が相似するが、値が異なる。充電コンデンサ３０の充電電圧が、全波整流回路２１の出力電圧のピーク値以上になっている場合には、電流波形基準電圧Ｉrefの指令値が低く、充電コンデンサ３０の充電電圧が全波整流回路２１の出力電圧のピーク値未満の場合には、電流波形基準電圧Ｉrefの指令値が高くなる。
【００３０】
電流波形基準電圧Ｉrefは、比較回路２８ｆに供給される。比較回路２８ｆは、リアクトル２２及びスイッチング素子２５を流れるスイッチ電流検出抵抗２９の端子電圧ＩＬを入力し、電流波形基準電圧Ｉrefと比較する。電圧信号ＩＬで示される平均電流波形が電流波形基準Ｉrefより低いときには、比較回路２８ｆの出力電圧は高くなり、電圧信号ＩＬで示される平均電流波形が電流波形基準Ｉrefより高いときには、比較回路２８ｆの出力電圧は低くなる。この比較回路２８ｆの出力電圧は、該比較回路２８ｇに出力される。
【００３１】
比較回路２８ｇは、発振器から与えられた三角波等の基準波形と、比較回路２８ｆの出力電圧との比較を行い、比較回路２８ｆの出力電圧が基準電圧波形より高いときに、スイッチ駆動信号Ｓ２８を“Ｈ”にし、比較回路２８ｆの出力電圧が基準電圧波形よりも低いとき、スイッチ駆動信号Ｓ２８を“Ｌ”にし、ＰＷＭ変調を行う。ＰＷＭ変調されたスイッチ駆動信号Ｓ２８により、スイッチング素子２５がオンオフ制御される。
このように、スイッチング素子２５のオン、オフ制御を行うことにより、充電コンデンサ３０の充電電圧が、全波整流回路２１の出力電圧のピーク値よりも低いときには、スイッチング素子２５のオン時間が長くなり、充電電力が増加して充電コンデンサ３０の充電電圧が高くなる。逆に、充電コンデンサ３０の充電電圧が、全波整流回路２１の出力電圧のピーク値よりも高いときには、スイッチング素子２５のオン時間が短くなり、充電電力が減少して充電コンデンサ３０の充電電圧が下がる。よって、充電コンデンサ３０の充電電圧、つまり、力率改善回路２０の出力電圧は、交流電源１０から与えられる入力電圧のピーク値になるまで、そのピーク値を追尾することになる。
【００３２】
図３は、力率改善回路の直流出力電圧を示す特性図であり、縦軸には力率改善回路の直流出力電圧値、横軸には力率改善回路の入力電圧が示されている。
力率改善回路を用いた従来のＡＣ−ＤＣコンバータでは、力率改善回路の出力電圧Ｔ１が、入力電圧に関わらず該入力電圧よりも高い一定電圧になるように制御していた。これに対し、本実施形態では、前記のように、ピーク値検出回路２６で全波整流回路２１の出力電圧のピーク値を検出し、制御回路２８が、充電コンデンサ３０の充電電圧が帰還されたコンパレータ２７ａの出力電圧を参照してスイッチング素子２５のオンオフ制御を行う。これにより、力率改善回路２０の出力電圧が、全波整流回路２１の出力電圧のピーク値になり、充電コンデンサ３０に充電される。よって、力率改善回路２０の平均入力電圧が変化すると、力率改善回路２０の出力電圧Ｔ２もその変化に対応してリニアに変化する。
【００３３】
図４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０の動作を説明する波形図である。同図４中のＶｄｓは、スイッチング素子４１のスイッチ端子間電圧波形、Ｉｑ１はスイッチング素子４１に流れるスイッチ電流波形、Ｉｑ２はスイッチング素子４２に流れるスイッチ電流波形、Ｉｔはトランス４３の一次側巻線に流れる電流波形、ＩｉはＤＣ−ＤＣコンバータ４０の入力電流波形、Ｉｄ１，Ｉｄ２は、ダイオード４６，４７にそれぞれ流れる電流波形を示している。
スイッチング素子４１のゲートに”Ｌ”が与えられると、スイッチング素子４１がオンして電流Ｉｑ１を流す。スイッチング素子４１がオフ状態のときに、スイッチング素子４２がオンし、スイッチング素子４２がオフ状態のときにスイッチング素子４１がオンして電流Ｉｑ２を流す。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０では、充電コンデンサ３０がトランス４３の一次側巻線に交番する電流を流す（Ｉｔ）。これにより、トランス４３の二次側巻線に、交番する電圧が誘導される。ダイオード４６〜４９で構成された整流回路がこの交番電圧を整流し、中間タップとの間に接続されたコンデンサ５０，５２を直流電圧で充電する。コンデンサ５０，５２から負荷５１，５３に電力が供給される。
【００３４】
ここで、図１のＡＣ−ＤＣコンバータを、オーディオ用スイッチ電源として用いる場合の動作を補足的に説明する。
本実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータでは、充電コンデンサ３０の充電電圧が、交流電源１０から入力される入力電圧のピーク値となる。ここで、負荷５１，５３に出力する電流が増加して、充電コンデンサ３０の充電電圧が低下すると、ダイオード２４ａがオンし、全波整流回路２１の正極出力端子から直接電流が充電コンデンサ３０に流れる構成になる。よって、瞬間的、短時間的に負荷に大電流が流れても、それによって、出力電圧が降下することが防止される。
次に、力率改善回路２０とＤＣ−ＤＣコンバータ４０の出力電力の関係を従来と比較する。
【００３５】
図５（ａ）は、図８の出力電力と力率改善回路の出力電圧の関係を示し、同図（ｂ）は図１の出力電力と力率改善回路の出力電圧の関係を示している。
従来の図８のＡＣ−ＤＣコンバータでは、負荷に供給する出力電力が多い場合も少ない場合も、一定の電圧が力率改善回路７１から出力される。そのため、負荷に供給する電力が多くなって、定格電力を超えるような場合には、力率改善回路７１の出力電圧が、図５（ａ）のＡ点のように、極端に低下することが想定された。しかしながら、本実施形態では、負荷５１，５３へ供給する電力が増加しても、それにより充電コンデンサ３０の電圧が低下したときに、ダイオード２４ａが導通して順方向電流を流す。よって、ＡＣ−ＤＣコンバータは、通常のコンデンサインプット型の形態になり、力率改善は行わないが、負荷５１，５３で必要な電力を全波整流回路２１から直接充電コンデンサ３０に与えることになる。
【００３６】
ここで、オーディオ用スイッチング電源を使用する場合、図５（ｂ）のように、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０の出力電力が、該出力電力の最大定格の１／１６〜１／２以下のときに、充電コンデンサ３０を全波整流回路２１の出力電圧のピーク値に充電する構成とし、出力電力がそれを越える場合には、ダイオード２４ａがオンするように、リアクタ２２、スイッチング素子２５或いは発振器を設計するとよい。これにより、過剰品質とならない、安価で小型のＡＣ−ＤＣコンバータが実現できる。
【００３７】
上記実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータによれば、以下のような特徴を得ることができる。
（１）充電コンデンサ３０を充電する力率改善回路２０の出力電圧は、入力電圧に応じて増減するので、充電コンデンサ３０の充電電圧を必要以上に高くすることがない。そのため、電圧変換における効率がよい。また、各部品の特性を必要以上に高めることがなくなり、コストを低減できる。
【００３８】
（２） 負荷が重くなり出力電流が増大したときには、充電コンデンサ３０の充電電圧が低下し、ダイオード２４ａが導通して順方向電流を流すので、負荷５１，５３に出力する電力が瞬間的、短時間的に多くなっても、ＡＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が図５（ｂ）のＢ点のようになり、極端に降下しない。
なお、本発明は、上記実施形態に限定されず種々の変形が可能である。図６及び図７を参照しつつ、変形例を説明する。
（ａ） 図１中のダイオード２３ａは、図６のように、ソースがリアクトル２２の他端に接続され、ドレインが充電コンデンサ３０の一方の電極に接続され、ゲートがリアクトル２２の他端にリアクトル２２ａを介して接続されたＦＥＴ６１等の半導体スイッチング素子に置換できる。
（ｂ） 図１中のダイオード２４ａは、図６のように、交流電源１０の一端にアノードが接続されるとともにカソードが充電コンデンサ３０の一方の電極３０ａに接続されたダイオード６２ａと、交流電源１０の他端にアノードが接続されるとともにカソードが充電コンデンサ３０の一方の電極３０ａ接続されたダイオード６２ｂとからなるバイパス回路で置換できる。
【００３９】
（ｃ） ＤＣ−ＤＣコンバータ４０は、ハーフブリッジ形電流共振型でなくてもよく、どのようなＤＣ−ＤＣコンバータを用いてもよい。
（ｄ） ＤＣ−ＤＣコンバータ４０には、定電圧制御をわずかに行う制御機構６４を設けてもよい。
（ｅ） 図７のように、コンパレータ２７ａの入力端子等に電源６５を接続し、ピーク値検出回路２６の出力電圧をバイアスさせてもよい。これにより、充電コンデンサ３０の充電電圧を一定値だけ高めることができる。
【００４０】
（ｆ） ピーク値検出回路２６は、全波整流回路２１の出力電圧から、入力電圧のピーク値を求めたが、交流電源１０に接続して交流入力電圧から直接ピーク値を求める構成にしてもよい。
【００４１】
【発明の効果】
以上、詳述したように、本発明によれば、ピーク値検出回路を備え、充電コンデンサを充電する力率改善回路の出力電圧を、入力電圧に応じて増減させるので、必要以上に充電コンデンサを充電する必要がなくなり、電力の供給効率が高く維持できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態を示すＡＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図２】図１中の制御回路２８を示す回路図である。
【図３】力率改善回路２０の入力電圧、直流出力電圧を示す特性図である。
【図４】ＤＣコンバータ４０の各部の動作を示す波形図である。
【図５】力率改善回路２０の出力電力と出力電圧の関係を示す概念図である。
【図６】図１の変形例を示す回路図である。
【図７】図１の他の変形例を示す回路図である。
【図８】従来のＡＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
【符号の説明】
１０ 交流電源
２０ 力率改善回路
２１ 全波整流回路
２２ リアクトル
２３ 第１の整流素子
２４ バイパス回路
２５ 第１のスイッチング素子
２６ ピーク値検出回路
２７ モニタ回路
２８ 制御回路
３０ 充電コンデンサ
４０ ＤＣ−ＤＣコンバータ
５１，５３ 負荷
Claims (12)
- 充電コンデンサと、
交流電源に接続された整流回路と該交流電源から入力される入力電圧のピーク値を求めるピーク値検出回路と前記充電コンデンサの充電電圧が前記ピーク値或いは該ピーク値を所定量だけ超えた値になるように前記整流回路の出力電流を用いて該充電コンデンサを充電する充電手段を有する力率改善回路と、
前記充電コンデンサに接続され、負荷に該充電コンデンサの充電電圧を変換した直流電圧を出力するコンバータとを備え、
前記充電コンデンサの充電電圧が前記ピーク値よりも低下したときに前記整流回路から出力される電流で直接該充電コンデンサを充電させるバイパス手段を設けたことを特徴とする交流直流変換回路。 - 前記バイパス手段は、一端が前記整流回路の正極出力端子に接続され、他端が前記充電コンデンサの一方の電極に接続され、該整流回路から該充電コンデンサへ順方向電流を流すダイオードから構成されることを特徴とする請求項１に記載の交流直流変換回路。
- 充電コンデンサと、
交流電源に接続された整流回路と該交流電源から入力される入力電圧のピーク値を求めるピーク値検出回路と前記充電コンデンサの充電電圧が前記ピーク値或いは該ピーク値を所定量だけ超えた値になるように前記整流回路の出力電流を用いて該充電コンデンサを充電する充電手段を有する力率改善回路と、
前記充電コンデンサに接続され、負荷に該充電コンデンサの充電電圧を変換した直流電圧を出力するコンバータとを備え、
前記充電コンデンサの充電電圧が前記ピーク値よりも低下したときに前記交流電源から整流した電流を該充電コンデンサに与えて充電させるバイパス手段を設けたことを特徴とする交流直流変換回路。 - 前記バイパス手段は、前記交流電源の一端と前記充電コンデンサの一方の電極との間に接続されたダイオードと該交流電源の他端と該充電コンデンサの一方の電極との間に接続されたダイオードとで構成されていることを特徴とする請求項３に記載の交流直流変換回路。
- 前記充電手段の出力電力は、前記コンバータの出力電力が所定電力以上のときに該コンバータの出力電力以下となる構成としたことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の交流直流変換回路。
- 前記力率改善回路は、
前記整流回路と、
前記整流回路の正極出力端子に一端が接続されたリアクトルと、
前記リアクトルの他端と前記充電コンデンサの一方の電極との間に接続されて該リアクトルから該充電コンデンサへ順方向電流を流す第１の整流素子と、
前記リアクトルの他端に一端が接続され、他端が前記整流回路の負極出力端子及び前記充電コンデンサの他方の電極の接続点に接続された第１のスイッチング素子と、
前記整流回路の出力電圧のピーク値を求めるピーク値検出回路と、
前記充電コンデンサの充電電圧と前記ピーク値検出回路で求めたピーク値とをモニタするモニタ手段と、
前記モニタ手段のモニタ結果を参照し、前記充電コンデンサの充電電圧が前記ピーク値或いは該ピーク値を所定量だけ超えた値になるように第１のスイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、から構成され、前記第１のスイッチング素子のオンオフを繰り返すことにより、前記交流電源側から見た力率を改善するように構成されることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の交流直流変換回路。 - 前記第１の整流素子は、アノードが前記リアクトルの他端に接続され、カソードが前記充電コンデンサの一方の電極に接続されたダイオード、から構成されることを特徴とする請求項６に記載の交流直流変換回路。
- 前記第１の整流素子は、制御電極が前記リアクトルの他端に別のリアクトルを介して接続され、第１導通電極が前記整流回路の正極出力端子に接続されるとともに第２導通電極が該充電コンデンサの一方の電極に接続され、該制御電極の電圧によって該第１及び第２導通電極間が導通制御される半導体スイッチング素子から構成されることを特徴とする請求項６または７に記載の交流直流変換回路。
- 前記力率改善回路が前記第１のスイッチング素子のオンオフにより前記力率を改善するのは、前記コンバータの出力電力が該出力電力に想定される最大値の高々１／２乃至１／１６までとし、それ以上の電力の出力時には前記バイパス手段から出力される電流で直接前記充電コンデンサを充電することを特徴とする請求項６乃至８のいずれか１項に記載の交流直流変換回路。
- 前記コンバータには、前記負荷に与える電圧を予め設定された量だけ変化させて定電圧化させる制御機構が設けられることを特徴とする請求項１乃至９のいずれか１項に記載の交流直流変換回路。
- 前記ピーク値検出回路は、前記整流回路の正極出力端子にアノードが接続されたダイオードと、該ダイオードのカソードと該整流回路の前記負極出力端子との間に接続されたコンデンサと、から構成されることを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか１項に記載の交流直流変換回路。
- 前記所定量は、前記入力電圧の電圧値に関わらない固定された電圧であることを特徴とする請求項１乃至１１のいずれか１項に記載の交流直流変換回路。
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