JP2008029053A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】力率改善機能を有し、電力変換効率の向上、回路構成部品の削減を図るスイッチング電源回路を提供する。
【解決手段】力率を改善するスイッチング電源回路である。１次側の整流回路は、倍電圧整流回路と等倍整流回路とを切替スイッチＳＷで切り替える。コンバータ部は、漏れインダクタＬ１と１次側直列共振コンデンサＣ１で形成される１次側直列共振回路、漏れインダクタンスＬ１と部分電圧共振コンデンサＣｐで形成される部分電圧共振回路および漏れインダクタンスＬ２と２次側直列共振コンデンサＣ２で形成される２次側直列共振回路を有する多重共振コンバータである。力率改善回路１３と交流電源ＡＣとの間のコモンモードフィルタ部とを具備する。コンデンサＣＮＬおよび電圧帰還トランスＶＦＴとノーマルモードフィルタとにおけるインダクタを共用して、ノイズの発生を低減する。部品点数の削減によって効率の改善を図った。
【選択図】図５

Description

本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。

近年、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路とされている。スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用されている。

ところで、商用電源は正弦波の交流電圧であるが、商用電源を整流素子と平滑コンデンサとを用いる平滑・整流回路において整流および平滑を行う場合には、平滑・整流回路のピークホールド作用のために、商用電源からスイッチング電源回路には、交流電圧のピーク電圧付近の短時間だけ電流が流れ込むこととなり、商用電源から電源回路に流れ込む電流は、正弦波とは大きく異なる歪み波形になってしまう。そして、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。また、このような歪み電流波形となることによって発生する商用電源周期の高調波を抑圧するための対策が必要とされてしまう。これらの問題を解決するために、従来において力率改善を図る技術として、いわゆるアクティブフィルタを用いる手法が知られている（例えば特許文献１参照）。

図１５にこのようなアクティブフィルタの基本構成を示す。図１５においては、商用の交流電源ＡＣにコモンモードノイズを抑圧するためのコモンモードチョークコイルＣＭＣ１およびコモンモードチョークコイルＣＭＣ２の２個コモンモードチョークコイルと、３個のアクロスコンデンサＣＬとからなるコモンモードフィルタを介して、交流電源ＡＣにブリッジ整流器として構成される１次側整流素子Ｄｉの入力側を接続している。この１次側整流素子Ｄｉの出力側の正極／負極ラインに対しては、ノーマルモードノイズを防止するためのインダクタＬＮと２個のコンデンサＣＮとで構成されるノーマルモードフィルタを介してステップアップ型のコンバータが接続され、その出力には並列に２次側平滑コンデンサＣｏｕｔが接続され、その両端電圧として直流電圧Ｖｏｕｔが得られる。この直流電圧Ｖｏｕｔは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１０の入力電圧として供給される。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１０の２次側には出力直流電圧Ｅｏｕｔが得られる。

そして、力率改善のための構成としては、インダクタＬ１００、高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードＤ１００、スイッチング素子Ｑ１００からなるステップアップ型のコンバータ、および乗算器１１１を主なる構成要素とするステップアップ型のコンバータの制御部と、を備える。インダクタＬ１００、高速スイッチングダイオードＤ１００は、１次側整流素子Ｄｉの正極出力端子と、２次側平滑コンデンサＣｏｕｔの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。抵抗Ｒｉは、１次側整流素子Ｄｉの負極出力端子（１次側アース）と２次側平滑コンデンサＣｏｕｔの負極端子との間に挿入される。また、スイッチング素子Ｑ１００は、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴとされ、インダクタＬ１００と高速スイッチングダイオードＤ１００の接続点と、１次側アース間に挿入される。また、高速スイッチングダイオードＤ１００の空乏層容量と漏れインダクタンスとで生じる共振を吸収するための抵抗ＲｓｎとコンデンサＣｓｎとから成るスナバ回路が設けられている。

乗算器１１１に対しては、電流検出ラインＬｉおよび波形入力ラインＬｗが接続され、さらに電圧検出ラインＬｖが接続される。そして、乗算器１１１は、電流検出ラインＬｉから入力される１次側整流素子Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流Ｉｉｎに応じた信号を抵抗Ｒｉの両端から検出する。また、波形入力ラインＬｗから入力される１次側整流素子Ｄｉの正極出力端子の整流電圧Ｖｉｎに応じた信号を検出する。この整流電圧Ｖｉｎは、商用の交流電源ＡＣからの交流入力電圧の波形を絶対値化したものである。さらに、電圧検出ラインＬｖから入力される２次側平滑コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕｔと所定の基準電圧との差分である誤差電圧を検出する。そして、乗算器１１１からは、スイッチング素子Ｑ１００を駆動するためのドライブ信号が出力される。

乗算器１１１によって制御部されるステップアップ型のコンバータでは、電流検出ラインＬｉから検出した整流電流Ｉｉｎに応じた信号と、上記電圧検出ラインＬｖから検出した誤差電圧とを乗算し、この乗算結果と、波形入力ラインＬｗから検出した整流電圧Ｖｉｎに応じた信号との誤差を検出する。そしてこの誤差信号を増幅した後に、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変換を行い、ハイレベルとローレベルとの２値信号によって、スイッチング素子Ｑ１００を制御する。このようにして、２入力フィードバック系が構成され、直流電圧Ｖｏｕｔの値が所定の値とされるとともに、整流電圧Ｖｉｎに対して整流電流Ｉｉｎを相似形の波形とする。この結果、商用の交流電源ＡＣから１次側整流素子Ｄｉに印加される交流入力電圧ＶＡＣと、１次側整流素子Ｄｉに流れ込む交流入力電流ＩＡＣの波形も相似形となって、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。

しかしながら、図１５に示した構成による電源回路では、次のような問題を有している。図１５に示す電源回路における電力変換効率としては、前段のアクティブフィルタに対応するＡＣ電力からＤＣ電力への変換効率と、後段のＤＣ−ＤＣコンバータ１１０におけるＤＣ電力からＤＣ電力への変換効率とを総合したものとなる。つまり、図１５に示される回路の総合的な電力変換効率（総合効率）としては、これらの電力変換効率の値を乗算した値となるものであり、各々１以下となる数の積であるので、総合効率は低下してしまう。

また、アクティブフィルタ回路はハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生が大きいため、厳重なノイズ抑制対策が必要となる。このため、図１５に示した回路では、商用の交流電源ＡＣのラインに対して、コモンモードノイズに対応するためにコモンモードチョークコイルＣＭＣ１とコモンモードチョークコイルＣＭＣ２、アクロスコンデンサＣＬによるコモンノイズフィルタを設けている。また、ノーマルモードノイズに対応するために、１個のインダクタＬＮと２個のコンデンサＣＮから成るノーマルモードノイズフィルタを設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードＤ１００に対しては、抵抗ＲｓｎとコンデンサＣｓｎとから成るスナバ回路を設けている。このようにして、多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップおよび電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。

さらに、スイッチング素子Ｑ１００のスイッチング周波数は、例えば、６０ｋＨｚの固定の周波数であるのに対して、後段のＤＣ／ＤＣコンバータ１１０においては、例えば、電流共振コンバータのようなスイッチング周波数を変化させて出力直流電圧Ｅｏｕｔを一定に保つ定電圧制御方式とするコンバータを採用する場合には、そのスイッチング周波数は８０ｋＨｚ〜２００ｋＨｚの範囲で可変となる。このようにして両者のスイッチングタイミング（クロック）は別個独立であるので、各々のクロックを基準に働く両者のスイッチング動作により、アース電位は干渉しあって不安定になり、例えば異常発振が生じやすくなる。これにより、例えば回路設計が難しいものとなったり、信頼性を劣化させたりするなどの問題も招くことになる。

スイッチング素子Ｑ１００のスイッチング周波数が固定の周波数であるのに対応して、電流共振コンバータの周波数が変化することによって生じる上述した欠点を改善する別のスイッチング電源回路として一個のＤＣ／ＤＣコンバータによって力率改善機能と定電圧機能とを有するスイッチング電源回路が知られている（特許文献２を参照）。

特許文献２に開示された図１６に示すスイッチング電源回路は、１次側が電流共振回路と部分電圧共振回路を備える複合共振コンバータとして構成され、１次側の入力電圧平滑用電界コンデンサに共振パルス電圧を帰還する電圧帰還方式の力率改善回路を備えるものである。

この図１６に示すスイッチング電源回路においては、商用の交流電源ＡＣからの交流電力は、力率改善整流回路２１０内に設けられている４個の高速リカバリ型ダイオード（高速スイッチングダイオード）によって形成される１次側整流素子Ｄｉによって全波整流される。そして、整流出力は、インダクタＬ２１０、３次巻線Ｎ２０３を介して１次側平滑コンデンサＣｉに充電され、整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。

この図１６に示すスイッチング電源回路には、力率改善整流回路２１０の後段として、上述したＤＣ／ＤＣコンバータ１１０と同様な構成を有するＤＣ／ＤＣコンバータが接続されている。

このＤＣ／ＤＣコンバータは、１次側平滑コンデンサＣｉの両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉを動作電源とし、自励方式で動作する２つのバイポーラトランジスタであるスイッチング素子Ｑ２０１、スイッチング素子Ｑ２０２をハーフブリッジ結合している。また、スイッチング素子Ｑ２０１、スイッチング素子Ｑ２０２の各ベース−エミッタ間には各々、ボディダイオードＤＤ１とボディダイオードＤＤ２とが挿入される。

ここで、１次側直列共振コンデンサＣ１と１次巻線Ｎ２０１とは直列に接続されているが、この１次側直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンス及び１次巻線Ｎ２０１によって形成される漏洩インダクタ（リーケージインダク）Ｌ２０１の生じるインダクタンスとにより、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための１次側電流共振回路を形成している。さらに、スイッチング素子Ｑ２０２のコレクタ−エミッタ間に対して並列に部分電圧共振コンデンサＣｐが接続され、この部分電圧共振コンデンサＣｐと１次巻線Ｎ２０１によって発生するリーケージインダクタンスをインダクタンス成分とするインダクタＬ２０１によってスイッチング素子Ｑ２０１、スイッチング素子Ｑ２０２のターンオフ時にのみ電圧共振動作が得られる部分電圧共振回路が形成される。

この力率改善整流回路２１０は、交流入力電力の整流作用を有するとともに、交流電力の入力側からみたＤＣ／ＤＣコンバータの力率を１にちかづける作用、すなわち、力率改善作用を有するものとされる。力率改善整流回路２１０においては、交流ラインに対して、コンデンサＣＮとインダクタＬＮによるノーマルモードノイズ抑圧用のフィルタが形成される。

３次巻線Ｎ２０３に誘起する電圧は、１次側電流共振コンバータのスイッチング動作に基づいて誘起する電圧であり、１次巻線Ｎ２０１の両端に発生する電圧に３次巻線Ｎ２０３と１次巻線Ｎ２０１の巻数比（Ｎ２０３／Ｎ２０１）を掛けた電圧に相応したパルス電圧である。このパルス電圧が、交流入力電圧ＶＡＣの正負の絶対値が１／２以上の期間にブリッジ整流回路に電圧帰還される。

このように交流入力電圧ＶＡＣの正負の絶対値が１／２以上の期間に、電流Ｉ１によって１次側整流素子Ｄｉをスイッチング動作させることにより、整流出力電圧レベルが１次側平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低い期間にも１次側平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大され、力率改善が図られることになる。

コンバータトランスＰＩＴの２次側に発生する電圧は、高速スイッチングダイオードＤｏ２０１ないし高速スイッチングダイオードＤｏ２０４によって整流されて、２次側平滑コンデンサＣｏ２０１および２次側平滑コンデンサＣｏ２０２によって平滑されて、出力直流電圧Ｅｏｕｔ１および出力直流電圧Ｅｏｕｔ２を得るようになされている。また、ドライブトランスＰＲＴはスイッチング素子Ｑ２０１およびスイッチング素子Ｑ２０２を駆動するとともに、制御回路２０１によってスイッチング素子周波数を可変制御することにより定電圧制御をおこなうために設けられるものである。

また、上述した図１５に示すコモンモードフィルタは、コモンモードノイズを抑圧するためのフィルタであり、上述した図１５および図１６に示すノーマルモードフィルタはノーマルモードを抑圧するためのフィルタであるが、電子機器において発生するノイズであって電源ラインに悪影響を与える成分としては、ノーマルモードノイズとコモンモードノイズとがあることが広く知られている。ここで、ノーマルモードノイズとは、２本の電源ラインを互いに逆向きに流れるノイズ電流によって生じるノイズであり、コモンモードノイズは、２本の２本の電源ラインを同じ向きに流れるノイズ電流によって生じるノイズである。スイッチング電源回路においては、この両方のノイズ成分は、スイッチング素子がスイッチングして交流電力を回路において取り扱うことから生じるものであるが、いずれのノイズ成分も電源を経由して、他の電子機器に妨害を与えることとなるので、十分に抑圧すべきであることも知られている。
特開平６−３２７２４６号公報 特開２００３−１８９６１６号公報

これまでの説明から分かるように、図１６に示した電源回路は、従来から知られている図１５に示したアクティブフィルタを実装して構成されるスイッチング電源回路に較べて、構成部品の点数も少なく、ソフトスイッチング動作であるので、ノイズの発生はより少ないものである。しかしながら、スイッチング電源回路は、現在では、商用交流電源からの電力で動作するあらゆる電子機器に採用され、それらの機器の中には、装置全体のコストを安価なものとする必要があるものも多く、この観点よりスイッチング電源回路の低価格化が望まれている。

また、図１６に示すスイッチング電源回路においては、負荷電力の減少に伴って力率が低下する。例えば、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖのときにおいて、入力電力が７５Ｗの時の力率は、０．７５程度である。このときの最大負荷時の１５０Ｗのときの力率は０．９である。また、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖのときにおいて、最大負荷時の１５０Ｗのときの力率は０．９５以上となる。しかしながら、力率の改善に伴い電力損失が増加して電力効率は低減する。しかしながら、装置の小型化、環境問題に対する省電力化の要望の観点から電力損失をさらに小さなものとすることに対して、より一層の要求がなされている現状を鑑みる場合には、図１５に示す回路および図１６に示す回路におけるよりも電源効率をより良好なものとすることが望ましい。

さらに、スイッチング電源回路の用途は従来になく拡大しており、例えば、通信機、医療機器等にかかるスイッチング電源が採用されるような傾向があるところから、上述したコモンモードノイズ、ノーマルモードノイズのいずれについても、より、その発生のレベルを抑圧することが望まれている。

本発明は、上述した課題を解決し、従来に較べて、ノイズの発生をより少なくし、より効率の向上を図り、部品点数をより少なくした力率改善機能を有するスイッチング電源回路を提供することを目的とする。

本発明のスイッチング電源回路は、交流電源からの入力交流電力を１次側直流電力に変換する１次側整流平滑部と、前記１次側直流電力を交流電力に変換しさらに２次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、前記力率改善部と前記交流電源との間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるスイッチング電源回路であって、前記１次側整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子と、１次側第１平滑コンデンサと１次側第２平滑コンデンサとの直列接続回路からなる前記１次側整流素子からの電力を平滑する１次側平滑コンデンサと、倍電圧整流の場合には前記１次側整流素子の入力側と前記１次側平滑コンデンサの直列接続の接続点とを導通し、等倍圧整流の場合には、前記１次側整流素子の入力側と前記１次側平滑コンデンサの直列接続の接続点とを切断する切替スイッチと、を具備し、前記コンバータ部は、１次巻線および前記１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線を有するコンバータトランスと、前記１次側整流平滑部から供給される前記１次側直流電力を、前記交流電力に変換して前記１次巻線に供給するスイッチング素子と、前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記１次巻線に生じる漏れインダクタと１次側直列共振コンデンサとによって形成され、前記スイッチング素子から電力が供給される１次側直列共振回路と、前記１次巻線に生じる漏れインダクタと部分電圧共振コンデンサとによって形成され、前記スイッチング素子と並列に接続される部分電圧共振回路と、前記２次巻線に生じる漏れインダクタと２次側直列共振コンデンサとによって形成される２次側直列共振回路と、前記２次側直列共振回路に接続される整流素子と、前記整流素子に接続され出力直流電圧を得るようにされた２次側平滑コンデンサと、前記出力直流電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を具備し、前記力率改善部は、第１巻線と第２巻線とが磁気的結合を有して形成される電圧帰還トランスと、前記１次側整流素子の入力側の各々の端子の間に接続されたコンデンサと、を具備し、前記１次側整流素子の出力側の各々の極性端子に前記電圧帰還トランスの前記第１巻線の一方の端子と前記電圧帰還トランスの前記第２巻線の一方の端子とが各々接続され、前記１次側整流素子の出力側のいずれかの極性端子に前記直列共振コンデンサが接続され、前記電圧帰還トランスの前記第１巻線の他方の端子と前記第２巻線の他方の端子との間に前記１次側平滑コンデンサが接続されて形成され、前記コモンモードフィルタ部は、コモンモードチョークコイルとアクロスコンデンサとして機能する前記力率改善部の前記コンデンサと、を具備する。

このスイッチング電源回路は、１次側整流平滑部の１次側整流素子からの電力を平滑する１次側平滑コンデンサとして、１次側第１平滑コンデンサと１次側第２平滑コンデンサとの直列接続回路を有しており、切替スイッチは、倍電圧整流の場合には１次側整流素子の入力側と１次側平滑コンデンサの直列接続の接続点とを導通し、等倍圧整流の場合には、１次側整流素子の入力側と１次側平滑コンデンサの直列接続の接続点とを切断し、交流電源の広範囲な電圧の範囲に対応できる。コンバータ部として、１次側に１次側直列共振回路と部分電圧共振回路を有し、２次側に２次側直列共振回路を有する多重共振コンバータとして構成され、発振・ドライブ回路と、制御回路とによって２次側平滑コンデンサの両端から得られる出力直流電圧の値を所定の値とする。また、力率改善部は、第１巻線と第２巻線とが磁気的結合を有して形成される電圧帰還トランスと、１次側整流素子の入力側の各々の端子の間に接続されたコンデンサと、を具備しフィルタを形成している。そして、１次側整流素子の出力側の各々の極性端子に電圧帰還トランスの第１巻線の一方の端子と電圧帰還トランスの第２巻線の一方の端子とが各々接続され、１次側整流素子の出力側のいずれかの極性端子に直列共振コンデンサが接続され、電圧帰還トランスの第１巻線の他方の端子と第２巻線の他方の端子との間に１次側平滑コンデンサが接続されて形成されている。そして、共振パルス電圧を第１巻線と第２巻線とに誘起して、１次側平滑コンデンサに帰還し、１次側整流素子の導通角を拡大して力率改善を図る。また、コモンモードフィルタ部は、コモンモードチョークコイルと、アクロスコンデンサとを具備し、アクロスコンデンサは、上述した力率改善部のコンデンサとしても機能する。

本発明のスイッチング電源回路によれば、従来に較べて、部品点数をより少なくし、ノイズの発生もより少なくし、より効率の改善を図る力率改善機能を有するスイッチング電源回路を提供することができる。

まず、力率改善機能と、定電圧機能とをＤＣ／ＤＣコンバータに持たせたワンコンバータ方式の電源について説明する。

図１にワンコンバータ方式のスイッチング電源回路の一実施形態を示す。図１に示すワンコンバータ方式の電源回路は、１次側電流共振回路と１次側部分電圧共振回路とを組み合わせ、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とが磁気的に疎結合とされるコンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２に接続された全波整流回路から出力直流電圧Ｅｏを得るようにされたＤＣ／ＤＣコンバータである。そしてこのＤＣ／ＤＣコンバータは、いわゆる、複合共振形コンバータとして形成され、定電圧機能を有する。さらに、力率改善回路１０を組み合わせて力率改善機能を有するものである。ここで、疎結合とは、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２との磁気的な結合係数の値が、１以下であることを言うものであり、例えば、結合係数の値が０．８である場合を言うものである。すなわち、結合係数が１以下であるということは、１次巻線Ｎ１には鎖交し２次巻線Ｎ２には鎖交しない磁束が存在し、また、２次巻線Ｎ２には鎖交し１次巻線Ｎ１には鎖交しない磁束が存在するということである。

なお、図１においては、２次側回路としては全波整流を備えるものであるが、これに替えて、２次側回路としては両波整流回路または倍圧整流回路を備えるものとしても良いものである。

また、図１に示す切替スイッチＳＷは、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖ系統であるか、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖ系統であるかに応じて切り替えるようになされている。すなわち、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖ系統である場合には、切替スイッチＳＷは、接続（ＯＮ）とされる。そして、切替スイッチＳＷが接続とされた場合には、１次側平滑コンデンサＣｉ１、１次側平滑コンデンサＣｉ２、１次側整流素子Ｄｉによって倍電圧整流回路が形成され、１次側平滑コンデンサＣｉ１と１次側平滑コンデンサＣｉ２との直列接続回路の両端の電圧は、交流入力電圧ＶＡＣの値の２倍に応じたものとなる。

一方、交流入力電圧ＶＡＣの値が２００Ｖ系統である場合には、切替スイッチＳＷは、切断（ＯＦＦ）とされる。そして、切替スイッチＳＷが切断とされた場合には、１次側平滑コンデンサＣｉ１、１次側平滑コンデンサＣｉ２、１次側整流素子Ｄｉによって全波整流回路が形成され、１次側平滑コンデンサＣｉ１と１次側平滑コンデンサＣｉ２との直列接続の両端の電圧は、交流入力電圧ＶＡＣの値の等倍に応じたものとなる。このように、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖ系統であるか、２００Ｖ系統であるかによって、切替スイッチＳＷを導通または切断とすることによって、１次側平滑コンデンサＣｉ１と１次側平滑コンデンサＣｉ２との直列接続回路の両端の電圧を略一定のものとできる。

このようにして、切替スイッチＳＷを切り替えて、倍電圧整流回路とするか、全波整流回路とするかを切り替える場合には、それ以降の回路の動作範囲を狭いものとできるので、回路設計がより、容易とできる。例えば、力率、効率等の最適点が狭い範囲のものとできる。すなわち、切替スイッチＳＷを切り替えない場合には、１００Ｖ系統から２００Ｖ系統の範囲の電圧に対応して、１次側整流回路より以降のコンバータ回路は広範囲な電圧で適切な動作をすることが要求される。しかしながら、切替スイッチＳＷを切り替える場合には、２００Ｖ系統の電圧のみに、コンバータ回路は対応すれば良いこととなる。

図１に示すワンコンバータ方式のスイッチング電源回路におけるＤＣ／ＤＣコンバータ部の説明を簡単にする。

コンバータトランスＰＩＴは、１次側と２次側とを絶縁するとともに電圧の変換を行う機能を有するが、さらに、複合共振スイッチングコンバータとして機能させるための共振回路の一部を構成するインダクタＬ１としても機能する。ここで、インダクタＬ１は、コンバータトランスＰＩＴのコアに巻回される１次巻線Ｎ１の両端に発生する漏れインダクタンスをそのインダクタンスの値として有するものである。

コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるコアと１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とによって構成されている。このコンバータトランスＰＩＴにおいては１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２との磁気的な結合は疎結合とされている。このようにして、大きなインダクタンスの値を漏れインダクタンス成分として得るようにしている。

また、スイッチング素子Ｑ１は、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定され、ソース−ドレイン間に並列にボディダイオードＤＤ１を内蔵する。また、スイッチング素子Ｑ２は、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定され、ソース−ドレイン間に並列にボディダイオードＤＤ２を内蔵する。このような、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが、相補的にスイッチング動作をすることによって、１次側直列共振コンデンサＣ１とインダクタＬ１とによって形成される１次側直列共振回路に直列共振電流を流し、部分電圧共振コンデンサＣｐとインダクタＬ１とによって形成される１次側部分電圧共振回路に部分共振電流を流す。

コンバータトランスＰＩＴの２次側では、１次巻線Ｎ１により誘起された交番電圧に相似した電圧波形が２次巻線Ｎ２に発生する。この２次巻線Ｎ２に対して２次側整流素子Ｄｏを接続している。この２次側整流素子Ｄｏは高速スイッチングダイオードＤｏ１ないし高速スイッチングダイオードＤｏ４をブリッジ接続して構成されており、２次側整流素子Ｄｏの出力側には２次側平滑コンデンサＣｏが接続されている。これにより、２次側平滑コンデンサＣｏの両端から出力直流電圧Ｅｏを得ている。

制御回路１は、入力された出力直流電圧Ｅｏと所定の値の基準電圧値との差に応じた検出出力（誤差電圧）を発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２に供給する。発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じて主としてはスイッチング周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２を駆動する。また、スイッチング周波数とともに一周期におけるスイッチング素子Ｑ１のオンまたはスイッチング素子Ｑ２のオンとなる時間の比率である時比率を変化させるようにしても良い。ここで、直列共振周波数以上の周波数で周波数を制御する、いわゆる、アッパーサイド制御が通常、用いられている。すなわち、直列共振周波数よりも周波数が高い場合に２次側への電力の伝送量は小さく、共振周波数にちかづくにしたがって２次側への電力の伝送量は大きくなる。したがって、負荷の電力が大きくなって、出力直流電圧Ｅｏの値が低下する場合には、直列共振周波数にスイッチング周波数をちかづけて出力直流電圧Ｅｏの値を一定にするようにしている。

このようにしてスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数が可変制御されることにより、この可変制御の周波数に対して１次側直列共振回路のインピーダンスが変化し、コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１から２次巻線Ｎ２側に伝送される電力量、また、２次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、出力直流電圧Ｅｏの大きさを基準電圧と一致させる動作が得られることになる。つまり、出力直流電圧Ｅｏの安定化が図られる。ここで、１次側部分電圧共振回路は、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のオンとオフの切り替えのタイミングにおける損失を低減するように作用する。

図１に示すワンコンバータ方式のスイッチング電源回路における力率改善回路１０では、コンバータトランスＰＩＴに設けられた３次巻線Ｎ３の一方の巻端に高速スイッチングダイオードＤ１と力率改善用インダクタＬｏとの直列回路を接続し、さらに、高速スイッチングダイオードＤ１と高速スイッチングダイオードＤ２とが接続され、３次巻線Ｎ３の他方の巻端と力率改善用インダクタＬｏに接続されない側の高速スイッチングダイオードＤ１の端子との間にノーマルモードのノイズを抑制するためのコンデンサＣＮを接続している。

力率改善回路１０のこのような接続態様によって、３次巻線Ｎ３に発生する共振パルス電圧を１次側平滑コンデンサＣｉ１と１次側平滑コンデンサＣｉ２とに帰還して力率の改善を図っている。このように共振動作に応じて発生する電圧を１次側平滑コンデンサＣｉ１と１次側平滑コンデンサＣｉ２とに帰還して力率を改善する方式を電圧帰還方式の力率改善回路と総称する。

また、図２に示すのは別の方式の力率改善回路１１である。１次側整流素子Ｄｉの交流入力側については、記載を省略したが、図１に示すものと同様な構成を有するものとされている。力率改善回路１１では、１次側直列共振コンデンサＣ１と１次巻線Ｎ１の一端とに対して直列に電圧帰還トランスＶＦＴの第２巻線Ｌｏ’を接続して、電圧帰還トランスＶＦＴの第２巻線Ｌｏ’に１次側直列共振電流を流している。そして、電圧帰還トランスＶＦＴの第２巻線Ｌｏ’に誘起する共振パルス電圧を１次側平滑コンデンサＣｉ１と１次側平滑コンデンサＣｉ２との直列接続回路に帰還して、第１巻線Ｌｏによって１次側整流素子Ｄｉにおける流通角を拡大して力率を改善する電圧帰還方式の力率改善回路である。また、２次側は、高速スイッチングダイオードＤｏ１と高速スイッチングダイオードＤｏ２と２次側平滑コンデンサＣｏとを有する両波整流回路で構成されている。

また、図３に示すのはさらに別の方式の力率改善回路１２である。力率改善回路１２では、１次側直列共振コンデンサＣ１と１次巻線Ｎ１の一端とが接続される直列回路の一方の側に対して、スイッチング素子Ｑ１とボディダイオードＤＤ１との並列回路とスイッチング素子Ｑ２とボディダイオードＤＤ２との並列回路の接続点を接続し、１次側直列共振コンデンサＣ１と１次巻線Ｎ１の一端とが接続される直列回路の他方の側に対して、力率改善用インダクタＬｏを接続している。そして、力率改善用インダクタＬｏを介して１次側平滑コンデンサＣｉ１と１次側平滑コンデンサＣｉ２とに直列共振電流を流して、力率改善用インダクタＬｏに誘起する共振パルス電圧を１次側平滑コンデンサＣｉ１と１次側平滑コンデンサＣｉ２とに帰還して力率改善を図っている。このようにして、誘起する共振パルス電圧を１次側平滑コンデンサＣｉ１と１次側平滑コンデンサＣｉ２とに帰還して、このときに高速スイッチングダイオードＤ１に流れる電流に対応する電流を交流電源ＡＣ側から流して力率を改善する電力帰還方式の力率改善回路である。また、２次側は、高速スイッチングダイオードＤｏ１と高速スイッチングダイオードＤｏ２と２次側平滑コンデンサＣｏ１と２次側平滑コンデンサＣｏ２とを有する倍電圧整流回路で構成されている。

上述した、図１および図３に示すスイッチング電源回路では、力率改善回路１０および力率改善回路１３を構成するための部品は、力率改善用インダクタＬｏ、高速スイッチングダイオードＤ１およびコンデンサＣＮの３点である。また、図２に示すスイッチング電源回路では、力率改善回路１１を構成するための部品は、電圧帰還トランスＶＦＴ、高速スイッチングダイオードＤ１およびコンデンサＣＮの３点である。

図１ないし図３のいずれの回路においても、１次巻線Ｎ１の一端に抵抗Ｒが接続され、抵抗Ｒの両端から１次巻線Ｎ１に流れる電流に応じた信号ＶＯＰが検出されるようになされている。この信号ＶＯＰは、発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２に入力されて、過負荷が生じた場合には１次巻線に流れる電流の値が所定値よりも大きくなることを検出し、これによって過負荷を検出して、スイッチング電源回路の発熱を防止するものである。発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２における発熱の防止回路については、後述する。

図１ないし図３のスイッチング電源回路を代表するものとして、図２に示す力率改善回路１１を備えるスイッチング電源回路について、その特性を説明する。

図４は、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖまたは２３０Ｖの入力電圧条件下において負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から３００Ｗの範囲での負荷変動に対する力率ＰＦ、および交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣを示している。実線は交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖのときの特性、破線は交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖのときの特性を各々示すものである。

ここで、高調波歪規制値のクラスＡ規格では交流入力電力が７５Ｗ以上の場合が規制の対象となるものである。したがって、負荷電力Ｐｏの値として、いくぶん余裕をみて、負荷電力Ｐｏが７０Ｗにおいて、力率ＰＦの値を０．７５以上に設定するのが規制をクリアする観点からは望ましいこととなる。このために、図３に示す回路において、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏが７０Ｗのとき力率ＰＦの値を０．７５となるように電圧帰還トランスＶＦＴの値を設定している。

図４から明らかなように、負荷電力Ｐｏが大きくなる程、力率ＰＦの値は１にちかづき良好なるものになる。このようにして、負荷電力Ｐｏが７０Ｗにおいて、力率ＰＦの値を０．７５以上となるように電圧帰還トランスＶＦＴの値を設定することによって、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖのときも含めて、高調波歪規制値のクラスＡ規格を満たすこととなる。

上述した条件を満たすように、電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏおよび第２巻線Ｌｏ’に生じるインダクタンスの値を選定して、負荷電力Ｐｏの値が３００Ｗにおける効率の低下を防止している。

ここで、交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値に注目すると、高速スイッチングダイオードＤ１と１次側整流素子ＤｉとＤＣ／ＤＣコンバータとの損失によって効率は１以下となり、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖにおいて、負荷電力Ｐｏの値が３００Ｗである場合には、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は９１％程度となり、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖにおいて、負荷電力Ｐｏの値が３００Ｗである場合には、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は９２％程度となる。

以上述べたように、図１ないし図３に示すスイッチング電源回路では、高調波歪規制値のクラスＡ規格を満たし、部品点数も背景技術に示すものに較べて大幅に少なくすることができ、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値も良好なものとできる。しかしながら、上述した図１ないし図３に示すスイッチング電源回路を医療機器に用いる場合には、交流電源ＡＣのラインに対する電源妨害である雑音端子電圧の規格は、家庭用の電機機器（家電機器）の規格よりも低レベルであり、さらに、ノイズの発生のレベルを低下させることが望ましい。

上述した、電源妨害、電力変換効率、力率改善について、より良好なる特性を有するのが図５に示す回路および図５の変形例としての図１０ないし図１３に示す回路である。これらのスイッチング電源回路は、いずれも、１次側に１次側直列共振回路と部分電圧共振回路を有し、２次側に２次側直列共振回路を有する、多重共振コンバータとして構成されている。また、この多重共振コンバータは、力率を改善する力率改善部（力率改善回路）と、力率改善部と交流電源との間に介在して、コモンモードノイズを抑圧するコモンモードフィルタ部と、を備えるものである。そして、力率改善部の構成部分のコンデンサとコモンモードフィルタ部の構成部分のコンデンサとを共用して用い、部品点数を減らすものである。また、実施形態によってはノーマルモードノイズを抑圧するためのインダクタとコモンモードチョークコイルとを共用するものである。このように重複した機能を有する共用部品を採用することによって部品点数の削減を図り効率を向上するとともに、これらの部品の高周波特性を良好なるものとして、電源妨害（ノイズ）を抑圧する。さらに、１次側整流平滑部は、１次側の商用入力電圧が低電圧（１００Ｖ系統）である場合には倍電圧整流回路とし、１次側の商用入力電圧が高電圧（２００Ｖ系統）である場合には等倍電圧整流回路とする切替スイッチを有している。

まず、図５および図１０ないし図１３に示すスイッチング電源回路に共通した部分の説明をする。その後、図５、図１０ないし図１３に示すスイッチング電源回路の個別の特徴部分について説明する。

図５および図１０ないし図１３に示すスイッチング電源回路は、交流電源ＡＣからの入力交流電力を１次側直流電力に変換する１次側整流平滑部と、１次側直流電力を交流電力に変換しさらに２次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、前記力率改善部と前記交流電源との間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるスイッチング電源回路である。

そして、１次側整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子Ｄｉと、１次側平滑コンデンサＣｉ１と１次側平滑コンデンサＣｉ２との直列接続回路からなる１次側整流素子Ｄｉからの電力を平滑する１次側平滑コンデンサと、倍電圧整流の場合には１次側整流素子Ｄｉの入力側と１次側平滑コンデンサＣｉ１と１次側平滑コンデンサＣｉ２との接続点とを導通し、等倍圧整流の場合には、１次側平滑コンデンサＣｉ１と１次側平滑コンデンサＣｉ２との接続点とを切断する切替スイッチＳＷとを具備する。

また、コンバータ部は、１次巻線Ｎ１およびこの１次巻線Ｎ１と磁気的に疎結合とされる２次巻線Ｎ２を有するコンバータトランスＰＩＴと、１次側整流平滑部から供給される１次側直流電力を、交流電力に変換して１次巻線Ｎ１に供給するスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２と、このスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２をオン・オフ駆動する発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２に含まれる発振・ドライブ回路と、１次巻線Ｎ１に生じる漏れインダクタＬ１と１次側直列共振コンデンサＣ１とによって形成され、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２から電力が供給される１次側直列共振回路と、１次巻線Ｎ１に生じる漏れインダクタＬ１と部分電圧共振コンデンサＣｐとによって形成され、スイッチング素子Ｑ２と並列に接続される部分電圧共振回路と、２次巻線Ｎ２（または、２次巻線Ｎ２および２次巻線Ｎ２’）に生じる漏れインダクタＬ２（または、漏れインダクタおよびＬ２漏れインダクタＬ２’）と２次側直列共振コンデンサＣ２（または、２次側直列共振コンデンサＣ２および２次側直列共振コンデンサＣ２’）とによって形成される２次側直列共振回路と、２次側直列共振回路に接続される整流素子Ｄｏ（または、高速スイッチングダイオードＤｏ１ないし高速スイッチングダイオードＤｏ４）と、この整流素子Ｄｏ等に接続され出力直流電圧Ｅｏを得るようにされた２次側平滑コンデンサＣｏ（または、２次側平滑コンデンサＣｏ１および２次側平滑コンデンサＣｏ２）と、出力直流電圧Ｅｏの値を所定の値とするような制御信号を発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２に供給する制御回路１と、を具備する。

また、力率改善部は、第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’とが磁気的結合を有して形成される電圧帰還トランスＶＦＴと、１次側整流素子Ｄｉの入力側の各々の端子の間に接続されたコンデンサＣＮＬ（または、コンデンサＣＮＬ１、コンデンサＣＮＬ２およびコンデンサＣＮＬ３）と、を具備するものとされている。また、１次側整流素子Ｄｉの出力側の各々の極性端子に電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏの一方の端子と電圧帰還トランスＶＦＴの第２巻線Ｌｏ’の一方の端子とが各々接続され、１次側整流素子Ｄｉの出力側のいずれかの極性端子に１次側直列共振コンデンサＣ１が接続され、電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏの他方の端子と第２巻線Ｌｏ’の他方の端子との間に１次側平滑コンデンサＣｉ１と１次側平滑コンデンサＣｉ２とが接続されて形成されている。

また、コモンモードフィルタ部は、コモンモードチョークコイルとアクロスコンデンサとして機能する力率改善部のコンデンサである、コンデンサＣＮＬ（または、コンデンサＣＮＬ１、コンデンサＣＮＬおよびコンデンサＣＮＬ３）を具備する。

まず、図５に示すスイッチング電源回路について説明する。図５に示すスイッチング電源回路の１次側整流平滑部は、倍電圧整流の場合には１次側整流素子Ｄｉの入力側と１次側平滑コンデンサＣｉ１および１次側平滑コンデンサＣｉ２の直列接続の接続点とを導通し、等倍圧整流の場合には、１次側平滑コンデンサＣｉ１および１次側平滑コンデンサＣｉ２の直列接続の接続点とを切断する切替スイッチと、を具備している。

また、コンバータ部は、１次巻線Ｎ１と、１次巻線Ｎ１と磁気的に疎結合とされる２次巻線Ｎ２とを有するコンバータトランスＰＩＴと、１次側整流平滑部から供給される１次側直流電力を、商用周波数よりも高い周波数の交流電力に変換して１次巻線Ｎ１に供給するスイッチング素子であるスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２と、これらのスイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２に含まれる発振・ドライブ回路と、１次巻線Ｎ１に生じる漏れインダクタＬ１と１次側直列共振コンデンサＣ１とによって形成され、スイッチング素子から電力が供給される１次側直列共振回路と、１次巻線に生じる漏れインダクタと部分電圧共振コンデンサＣｐとによって形成され、スイッチング素子Ｑ２と並列に接続される部分電圧共振回路と、２次巻線Ｎ２に生じる漏れインダクタＬ２と２次側直列共振コンデンサＣ２とによって形成される２次側直列共振回路と、２次側直列共振回路に接続される２次側整流素子Ｄｏと、２次側整流素子Ｄｏに接続され出力直流電圧Ｅｏを得るようにされた２次側平滑コンデンサＣｏと、出力直流電圧Ｅｏの値を所定の値とするような制御信号を発振・ドライブ回路に供給する制御回路１と、を具備する。

また、２次側には２次巻線Ｎ２に生じる漏れインダクタンスＬ２と２次側直列共振コンデンサＣ２とによって形成される２次側直列共振回路を具備し、この２次側共振回路に２次側整流素子Ｄｏが接続されている。２次側整流回路の２次側整流素子Ｄｏは、高速スイッチングダイオードＤｏ１ないし高速スイッチングダイオードＤｏ４で形成されるブリッジ接続を採用して全波整流をおこなう。そして、２次側整流回路の２次側整流素子Ｄｏの出力側には、２次側平滑コンデンサＣｏが接続されて、出力直流電圧Ｅｏが得られる。

また、力率改善部は、第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’とが磁気的結合を有して形成される電圧帰還トランスＶＦＴと、１次側整流素子Ｄｉの入力側の各々の端子の間に接続されたコンデンサＣＮＬと、を具備するものとされている。そして、１次側整流素子Ｄｉの出力側の負極性端子に電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏの巻き終わり端子が接続され、１次側整流素子Ｄｉの出力側の正極性端子に電圧帰還トランスＶＦＴの第２巻線Ｌｏ’の巻始め端子が接続されている。また１次側整流素子Ｄｉの出力側の負極性端子に１次側直列共振コンデンサＣ１が接続され、電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏの巻始め端子と第２巻線Ｌｏ’の巻き終わり端子との間に１次側平滑コンデンサＣｉ１と１次側平滑コンデンサＣｉ２との直列接続回路が接続されている。

また、コモンモードフィルタ部は、コモンモードチョークコイルＣＭＣとアクロスコンデンサとして機能するコンデンサＣＮＬと、を具備する。ここで、コンデンサＣＮＬは、ローパスフィルタの一部として作用するとともに、コモンモードフィルタのアクロスコンデンサとしても機能する。すなわち、コンデンサＣＮＬが接続されることによって、コモンモードチョークコイルＣＭＣの両端の電位が同一電位とされ、コモンモードノイズの抑圧の作用が効果的とされる。また、コンデンサＣＮＬの両端に交流電源ＡＣからの交流電圧が印加され１次側整流素子Ｄｉの入力側に交流電力が供給される。

図５に示すスイッチング電源回路の主要部について、より詳細に説明を加える。

交流電力は、１次側整流平滑部で整流される。この１次側整流平滑部は、交流電源ＡＣからの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子Ｄｉと、１次側平滑コンデンサＣｉ１と１次側平滑コンデンサＣｉ２との直列接続回路と、を具備する。このスイッチング電源回路では、１次側整流素子Ｄｉは後述する力率改善回路の一部として機能し、１次側整流素子Ｄｉとしては、高速スイッチングダイオードが採用されており、その仕様は３Ａ／６００Ｖのものとした。

また、図５に示すスイッチング電源回路は、切替スイッチＳＷを具備している。切替スイッチＳＷは、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖ系統であるか、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖ系統であるかに応じて切り替えるようになされている。すなわち、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖ系統である場合には、切替スイッチＳＷは、接続（ＯＮ）とされる。そして、切替スイッチＳＷが接続とされた場合には、１次側平滑コンデンサＣｉ１、１次側平滑コンデンサＣｉ２、１次側整流素子Ｄｉによって倍電圧整流回路が形成され、１次側平滑コンデンサＣｉ１と１次側平滑コンデンサＣｉ２との直列接続回路の両端の電圧は、交流入力電圧ＶＡＣの値の２倍に応じたものとなる。

一方、交流入力電圧ＶＡＣの値が２００Ｖ系統である場合には、切替スイッチＳＷは、切断（ＯＦＦ）とされる。そして、切替スイッチＳＷが切断とされた場合には、１次側平滑コンデンサＣｉ１、１次側平滑コンデンサＣｉ２、１次側整流素子Ｄｉによって全波整流回路が形成され、１次側平滑コンデンサＣｉ１と１次側平滑コンデンサＣｉ２との直列接続の両端の電圧は、交流入力電圧ＶＡＣの値の等倍に応じたものとなる。このように、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖ系統であるか、２００Ｖ系統であるかによって、切替スイッチＳＷを導通または切断とすることによって、１次側平滑コンデンサＣｉ１と１次側平滑コンデンサＣｉ２との直列接続回路の両端の電圧を略一定のものとできる。このようにして、切替スイッチＳＷを切り替えて、倍電圧整流回路とするか、全波整流回路とするかを切り替えている。

このようにして、１次側直流電力に変換された電力はコンバータ部に供給されるが、コンバータ部は、いわゆる、ＤＣ／ＤＣコンバータの中でも、多重共振形コンバータとして構成されており、１次巻線Ｎ１の両端に生じると漏れインダクタＬ１と１次側直列共振コンデンサＣ１とによって１次側直列共振回路が形成されており、この１次側直列共振回路には、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接続点が接続されており、これによって交流電力が１次側直列共振回路に印加される。また、スイッチング素子Ｑ２に並列に接続された部分電圧共振コンデンサＣｐと漏れインダクタＬ１とによって部分電圧共振回路を構成する。さらに、２次巻線Ｎ２の両端に生じると漏れインダクタＬ２と２次側直列共振コンデンサＣ２とによって２次側直列共振回路が形成されている。

このようにして、多重共振形コンバータが構成され、交流電力の周波数に応じて２次巻線Ｎ２に１次巻線Ｎ１から伝送される電力量が変化する。ここで、１次側直列共振回路の共振周波数は、漏れインダクタＬ１のインダクタンスの値と１次側直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスの値とによって定められるものであり、１次側直列共振コンデンサＣ１の値は、０．０１８μＦ（マイクロ・ファラッド）とした。また、２次側直列共振回路の共振周波数は、漏れインダクタＬ２のインダクタンスの値と２次側直列共振コンデンサＣ２のキャパシタンスの値とによって定められるものであり、２次側直列共振コンデンサＣ２の値は、０．０１８μＦとした。このようにして、２つの直列共振回路の共振周波数は、１次側直列共振コンデンサＣ１と２次側直列共振コンデンサＣ２との値を選択することによって、各々、独立に定め得るものであるので、多重共振コンバータとしての所望の動作、例えば、スイッチング周波数の可変範囲を狭くする等に合わせて、１次側直列共振周波数と２次側直列共振周波数は自由に設定が可能とされている。また、部分電圧共振回路は、スイッチング素子のオン・オフの切り替えによって生じる電力損失を低減する。部分電圧共振コンデンサＣｐのキャパシタンスの値は、例えば、６８０ｐＦ（ピコ・ファラッド）とした。このような、多重共振コンバータの技術自体は公知の技術である。

漏れインダクタＬ１を発生させるコンバータトランスＰＩＴの構造を以下に説明する。コンバータトランスＰＩＴは、１次側と２次側とを絶縁するとともに電圧の変換を行う機能を有するが、さらに、インダクタＬ１としても機能する。ここで、インダクタＬ１のインダクタンスは、コンバータトランスＰＩＴによって形成される漏れインダクタンスである。このような漏れインダクタンスをどのようにして生じさせるかについて、図６に示すコンバータトランスＰＩＴの断面図を示して具体的に説明する。

コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１とＥ型コアＣＲ２とを互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。そして、１次側と２次側の巻装部については、相互に独立するようにして分割し、例えば樹脂などによって形成されるボビンＢが備えられる。そして、１次側の巻装部として１次巻線Ｎ１および２次側の巻装部として２次巻線Ｎ２が巻装されたボビンＢをＥＥ字形コアに取り付けることで、１次巻線Ｎ１が一の領域に巻装され、２次巻線Ｎ２がこの一の領域とは異なる巻装領域に分離され、ＥＥ字形コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにしてコンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。

このＥＥ字形コアの中央磁脚に対しては、２．０ｍｍのギャップＧを形成する。これによって、１次側と２次側との結合係数ｋの値としては、０．７１を得ている。このように結合係数ｋの値を１よりも小さくする、すなわち、疎結合とすることによって、１次巻線Ｎ１に発生する磁束の一部は２次巻線Ｎ２と鎖交しなくなり、この鎖交しない磁束の効果によってインダクタＬ１を形成して大きなインダクタンスの値を得るようにしている。なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１およびＥ型コアＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成している。また、１次巻線Ｎ１の巻数は３８Ｔ（ターン）、２次巻線Ｎ２の巻数は２６Ｔ、コア材は、ＥＥＲ―４０（コア材名称）とした。

このようにして形成された１次側直列共振回路に印加される交流電力の周波数を変化させて、上述したように２次側に伝送される電力量を可変として、よって、出力直流電圧Ｅｏの値を負荷が消費する電力量にかかわらずに一定とできる多重共振コンバータが構成される。

スイッチング素子Ｑ１は、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定され、ソース−ドレイン間に並列にボディダイオードＤＤ１を内蔵する。また、スイッチング素子Ｑ２は、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定され、ソース−ドレイン間に並列にボディダイオードＤＤ２を内蔵する。このような、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが相補的にスイッチング動作をすることによって、部分電圧共振コンデンサＣｐとインダクタＬ１とによって形成される部分電圧共振回路に部分共振電流を流し、１次側直列共振コンデンサＣ１とインダクタＬ１とによって形成される１次側直列共振回路に直列共振電流を流す。

制御回路１は、入力された出力直流電圧Ｅｏと所定の値の基準電圧値との差に応じた検出出力を発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２に供給する。発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じて主としてはスイッチング周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２を駆動する。また、スイッチング周波数とともに一周期におけるスイッチング素子Ｑ１のオンまたはスイッチング素子Ｑ２のオンとなる時間の比率である時比率を変化させるようにしても良い。

このようにしてスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数が可変制御されることにより、スイッチング周波数に応じて１次側直列共振回路および２次側直列共振回路のインピーダンスが変化し、コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１から２次巻線Ｎ２側に伝送される電力量、また、２次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、出力直流電圧Ｅｏの大きさを基準電圧と一致させる動作が得られることになる。つまり、出力直流電圧Ｅｏの安定化が図られる。

また、力率改善回路１７は、第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’とが磁気的結合を有して形成される電圧帰還トランスＶＦＴを具備する。また、１次側整流素子Ｄｉの入力側である、高速スイッチングダイオードＤｉ１のアノードと高速スイッチングダイオードＤｉ２のカソードとの接続点および高速スイッチングダイオードＤｉ３のアノードと高速スイッチングダイオードＤｉ４のカソードとの接続点の、各々の端子の間に接続されたコンデンサＣＮＬを具備する。そして、１次側整流素子Ｄｉの出力側である、高速スイッチングダイオードＤｉ１のカソードと高速スイッチングダイオードＤｉ３のカソードとの接続点である正極性端子および高速スイッチングダイオードＤｉ２のアノードと高速スイッチングダイオードＤｉ４のアノードとの接続点である負極性端子の各々の極性端子に電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏの一方の端子と第２巻線Ｌｏ’の一方の端子とが各々接続されている。また、１次側整流素子Ｄｉの出力側の正極性端子または負極性端子のいずれかの極性端子である負極性端子に１次側直列共振コンデンサＣ１が接続され、電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏの他方の端子と第２巻線Ｌｏ’の他方の端子との間にコンデンサＣＮＬが接続されている。これによってコンデンサＣＮＬはノーマルモードノイズを抑制するフィルタの一部として機能する。

電圧帰還トランスＶＦＴについて説明する。電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’とは結合係数ｋを有して磁気的結合されている。第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’との磁気結合の結合係数の値をｋとする場合で、第１巻線Ｌｏによって構成されるインダクタＬｏのインダクタンスの値をＬｏとし、第２巻線Ｌｏ’によって構成されるインダクタＬｏ’のインダクタンスの値をＬｏ’とし、減極性の場合には、その合成のインダクタンスＬＮｋの値は、（式１）で表されるものとなる。なお、第１巻線Ｌｏの生じるインダクタンスの測定においては第２巻線Ｌｏ’の両端を解放とし、第２巻線Ｌｏ’の生じるインダクタンスの測定においては第１巻線Ｌｏの両端を解放とする。また、（式１）では第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’の巻数とを等しくして、インダクタンスＬｏとインダクタンスＬｏ’との値は等しいものとされている。

ＬＮｋ＝２×Ｌｏ×（１−ｋ）・・・・（式１）

ここで、ｋ＝１であれば、インダクタンスＬＮｋの値は０となる。ｋの値が１にちかい密結合として電圧帰還トランスＶＦＴを構成する場合の構成例としては、例えば、コアにギャップを設けることなく、第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’とを近接して配置することによって磁気的結合度を１にちかづけることができる。また、疎結合とする場合の構成例は、第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’との両方に共通に鎖交する磁束の量を減らすために、両方の巻線コイルを離間させるようにしても良く、または、両方の巻線の間にギャップを設けて、そのギャップから磁束を漏らして、両者の鎖交磁束の量を減らす構造としても良いものである。

また、加極性の場合には、その合成のインダクタンスＬＮｋの値は、（式２）で表されるものとなる。

ＬＮｋ＝２×Ｌｏ×（１＋ｋ）・・・・（式２）

なお、図５、図１０、図１２、に示すスイッチング電源回路おいては、電圧帰還トランスＶＦＴは加極性となるように接続され、図１３に示すスイッチング電源回路においては、電圧帰還トランスＶＦＴは減極性となるように接続されている。

ここで、力率改善回路における電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’との巻線方向の関係と流れる電流の方向とによって加極性となるか減極性となるかは決定される。電圧帰還トランスＶＦＴに黒丸（●）を付した巻線端が巻線の巻始めを表すものとされ、第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’とのいずれの巻線に対しても、黒丸を付した巻線端から電流が流入する場合に磁束が加算される加極性となるものである。一方の巻線については黒丸を付した巻線端から電流が流入し、一方の巻線については黒丸を付した巻線端から電流が流出する場合には磁束が減算され減極性となるものである。

図５においては、力率改善回路１３の具体的な定数は以下のように設定した。電圧帰還トランスＶＦＴの構造は図６に示すトランスＰＩＴと類似したものとし、トランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１に替えて電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏを配し、トランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２に替えて電圧帰還トランスＶＦＴの第２巻線Ｌｏ’を配した。ここで、フェライトコアのコア材は、ＥＥＲ−４０よりも小型のＥＥＲ−２８とし、ギャップは１．５ｍｍとした。第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’との有するインダクタンスの値は、各々、４７μＨとした。１次側整流素子Ｄｉはいずれも高速スイッチングダイオードである。コンデンサＣＮＬの値は１μＦとした。

図５における力率改善回路１３の作用を説明する。１次側整流素子Ｄｉの入力側の一端に電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏが接続され、１次側整流素子Ｄｉの入力側の他端に電圧帰還トランスＶＦＴの第２巻線Ｌｏ’が接続されている。このような電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏに１次側直列共振コンデンサＣ１が接続されているので、直列共振電流が第１巻線Ｌｏに流れ、電圧帰還トランスＶＦＴの第２巻線Ｌｏ’に共振パルス電圧が誘起し、この共振パルス電圧が１次側平滑コンデンサＣｉ１および１次側平滑コンデンサＣｉ２の直列接続からなる１次側平滑コンデンサに帰還される電圧帰還方式力率改善回路として機能する。このようにして、１次側整流素子Ｄｉの流通角を拡大して力率の改善を図る。

また、電圧帰還トランスＶＦＴは加極性とされているので、（式２）で示すように電圧帰還トランスＶＦＴはインダクタとして機能して、このインダクタとコンデンサＣＮＬとでローパスフィルタを構成して、ノーマルモードノイズを抑圧する効果を生じる。すなわち、１次側整流素子Ｄｉの入力側の負極性端子に第１巻線Ｌｏの巻終わりが接続され、１次側整流素子Ｄｉの入力側の正極性端子に第２巻線Ｌｏ’の巻き始めが接続されて加極性接続とされている。いるので、電圧帰還トランスＶＦＴはインダクタとして機能することとなる。ここで、巻始め、巻き終わりの用語は、第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’との相対関係を意味するものであるので、巻始めを巻き終わりに変え、巻き終わりを巻始めに変えて用いても、その用語の意味するところは同じものである。

コンデンサＣＮＬは、図１ないし図３に示すアクロスコンデンサＣＬ２と同じ位置、すなわち、コモンモードチョークコイルＣＭＣの両端の間に配置されたアクロスコンデンサとしても機能してコモンモードノイズを抑圧する作用も同時におこなう。すなわち、図１ないし図３に示すコンデンサＣＮはノーマルモードフィルタの一部として機能するのに対して、図１５に示すコンデンサＣＮＬはノーマルモードフィルタおよびコモンモードフィルタの両者の一部として機能する。このような構成を採用することによって、図１ないし図３に示すコモンモードノイズの発生を抑圧するアクロスコンデンサＣＬ１と、ノーマルモードノイズの発生を抑圧するコンデンサＣＮとの２個のコンデンサの各々が奏する作用を１個のコンデンサであるコンデンサＣＮＬによって奏することができる。

すなわち、図５に示す力率改善回路１３を有するスイッチング電源回路では、交流ライン側、１次側整流素子Ｄｉの入力側にコンデンサＣＮＬを備え、１次側整流素子Ｄｉの出力側に電圧帰還トランスＶＦＴを備えることによって、少ない部品の点数で、力率改善回路とノーマルモードノイズを抑圧するノーマルモードフィルタとの両方を実現することができる。これによって、回路の簡略化、部品の低減によるコストの低価格化を可能とすることができる。

また、このような高周波電流が流れるコンデンサにおいては誘電体損失が大きな損失の要素となる。したがって、高周波電流が流れるコンデンサの数が多くなる程スイッチング電源回路における損失は増加する傾向となる。したがって、上述したように、コンデンサの高周波特性を良好となし、さらに、スイッチング電源回路で採用するコンデンサの数を少なくすることによって、効率の改善を図ることができる。

コストの低価格化が可能となる大きな理由は以下に述べるものである。まず、コモンモードチョークコイルＣＭＣの両端の間に配置されたアクロスコンデンサに対しては、耐圧に対する要求が厳格であり、また、このようなアクロスコンデンサの高周波特性が良好でない場合には、コモンモードノイズを抑圧する作用が十分得られないところから、高周波特性が良好であるコンデンサがアクロスコンデンサとしの特性として要求されるので、価格も高価なものになりがちであった。一方、高速スイッチングダイオードＤｉ１ないし高速スイッチングダイオードＤｉ４の４つの高速スイッチングダイオードの中の２つ高速スイッチングダイオードと力率改善用インダクタＬｏに流れる電流Ｉ１の高周波成分を抑圧するノーマルモードフィルタに用いるコンデンサの高周波特性は良好なるものでなければならず、同様に高価なものになりがちであった。図５に示す力率改善回路１３では、このような高価なコンデンサを一つにすることができるので装置の低価格化が実現できる。

図５に示すスイッチング電源回路の要部の動作波形を図７および図８に示し、図５に示すスイッチング電源回路によって得られる特性の測定データを図９に示す。

図７は、交流入力電圧１００Ｖ、最大負荷電力である負荷電力Ｐｏが１５０Ｗにおける主要部の動作波形を商用の交流電源周期により示している。上段より下段に向かって、交流入力電圧ＶＡＣ（図５を参照）、交流入力電流ＩＡＣ（図５を参照）、電圧Ｖ１（図５を参照）、電流Ｉ１（図５を参照）の各々を示す。図７の電圧Ｖ１、電流Ｉ１の縦線を施した部分の各々は、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のスイッチング周期と同じ周期でスイッチングしていることを示すものである。

図７の交流入力電圧ＶＡＣと交流入力電流ＩＡＣとの関係を見ると、交流入力電流ＩＡＣの流れる期間である流通角は、力率改善回路１３を設けることがない場合に較べて拡大している。すなわち、図５において、電圧帰還トランスＶＦＴを備えることがない場合、すなわち、図示しないが、１次側整流素子Ｄｉの出力側の端子に１次側平滑コンデンサＣｉ１と１次側平滑コンデンサＣｉ２との直列接続回路を直接に接続する場合には、図７の交流入力電圧ＶＡＣのピーク電圧付近でのみパルス状に交流入力電流ＩＡＣが流れることとなる。一方、図５に示す力率改善回路１３を設ける場合においてはこのようなことはなく、交流入力電圧ＶＡＣと交流入力電流ＩＡＣとの関係は略相似形となっている。

また、図８は、交流入力電圧２３０Ｖ、最大負荷電力である負荷電力Ｐｏが１５０Ｗにおける主要部の動作波形を商用の交流電源周期により示している。上段より下段に向かって、交流入力電圧ＶＡＣ（図５を参照）、交流入力電流ＩＡＣ（図５を参照）、電圧Ｖ１（図５を参照）、電流Ｉ１（図５を参照）の各々を示す。図７の電圧Ｖ１、電流Ｉ１の縦線を施した部分の各々は、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のスイッチング周期と同じ周期でスイッチングしていることを示すものである。図８に示す交流入力電圧ＶＡＣと交流入力電流ＩＡＣとの関係から明らかなように、交流入力電圧２３０Ｖにおいても、交流入力電流ＩＡＣの流通角は拡大して、交流入力電圧ＶＡＣと交流入力電流ＩＡＣとの関係は略相似形となっている。

図９は、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖまたは２３０Ｖの入力電圧の条件下において負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から３００Ｗの範囲での負荷変動に対する整流平滑電圧Ｅｉ、力率ＰＦ、および交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣを示している。実線は交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの特性、破線は交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの特性を示すものである。

図９から読み取れる代表特性の一部を紹介する。電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’のインダクタンスの値および第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’との巻線比の値を適切に設定することによって、広範囲な負荷変動の範囲で良好なる力率ＰＦの特性を有することができるものとなった。例えば、図９に示すように、負荷電力Ｐｏの値については、無負荷から最大負荷である３００Ｗの範囲の中間点で最良となるように設定する場合に広範囲な負荷変動に対して良好なる力率ＰＦの値を有することができる。

また、図９においては、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値としては、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの場合で、負荷電力Ｐｏの値が最大負荷の３００Ｗのときに９２．５％であり、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの場合で、負荷電力Ｐｏの値が最大負荷の３００Ｗのときに９４％であった。この値は、図１ないし図３に示すスイッチング電源回路よりも、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値が向上している。これは、ダイオードに流れる電流が通過する経路に存在するダイオードの個数を減らし、高周波電流が流れるコンデンサの個数を減らす等によって部品点数を減らしたことによって得られる効果、すなわち、力率改善回路１３の構成態様として、力率改善用インダクタＬｏをＡＣライン側に挿入することによって得られる効果である。

また、図５のスイッチング電源回路では、アクティブフィルタを不要としたことで、回路構成部品の点数削減が図られる。つまり、図１５に示すアクティブフィルタは、スイッチング素子Ｑ１００と、これらを駆動するための乗算器１１１等を始め、多くの部品により構成される。これに対し、実施形態のスイッチング電源回路においては、力率改善のために必要な追加部品として、コンデンサＣＮＬ、電圧帰還トランスＶＦＴおよび１次側整流素子Ｄｉとして高速整流素子を備えればよく、アクティブフィルタと比較すれば部品点数を少ないものとすることができる。

また、図１６に示すスイッチング回路と比較した場合には、ノイズの低減効果は極めて良好であり、さらに、図１ないし図３に示すスイッチングに較べてもノイズの低減効果を極めて良好とするとともに、部品点数を少なくして低コストなものとすることができる。

また、図５のスイッチング電源回路では、多重共振形のコンバータ部および力率改善部の動作はいわゆるソフトスイッチング動作であるから、図１５に示したアクティブフィルタを用いる回路と比較すればスイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。

また、２次側の高速スイッチングダイオードである高速スイッチングダイオードＤｏ１および高速スイッチングダイオードＤｏ２、高速スイッチングダイオードＤｉ１ないし高速スイッチングダイオードＤｉ４などもスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２に同期してスイッチングの動作をするものである。したがって、アース電位としては、図１５のスイッチング電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定させることができる。

また、図１ないし図３に示すスイッチング電源回路では、１次側整流素子Ｄｉの中の２個の整流ダイオードおよび高速スイッチングダイオードＤ１を合わせた３個のダイオードに高周波の電流および整流電流が流れ、これによって生じる順方向電力損失およびスイッチング損失が電力損失となったが、図５に示すスイッチング電源回路では、高周波の電流および整流電流が流れるダイオードの数を２個としてダイオードにおける電力損失を減らしている。この電力損失の低減は、電力効率の改善に換算すると負荷電力Ｐｏの値が３００Ｗの場合には、１．５％の電力効率の向上に相当する。

さらに、図１ないし図３においては、交流電流が、アクロスコンデンサＣＬ１、アクロスコンデンサＣＬ２、コンデンサＣＮの３個に流れるのに対して、図５では、アクロスコンデンサＣＬとコンデンサＣＮＬとの２個に流れるようにして、高周波電流が流れるコンデンサの数を減らし、結果としてコンデンサにおける電力損失を減らしている。

このようにして、ダイオードとコンデンサにおける電力損失を低減することによって、図１ないし図３に示すスイッチング電源回路に較べて図５に示すスイッチング電源回路では、出力直流電圧Ｅｏの値が１７５Ｖのとき、最大負荷である負荷電力Ｐｏの値が３００Ｗにおいて、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの場合で、１．５％程度、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの場合で、２．０％程度の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値の改善がなされた。

また、電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’のインダクタンスの値および第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’との巻線比の値を適切に設定することによって、中間負荷時（負荷電力Ｐｏの値が無負荷と最大負荷との間の値を言う）における力率ＰＦの値を最良のものとして、力率ＰＦを広範囲に良好なるものとすることができ、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの場合および交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの場合のいずれにおいても最大負荷時の力率ＰＦを同程度にすることができる。

図１６、図１ないし図３に示すスイッチング電源回路との比較においては、電圧帰還トランスＶＦＴおよびコンデンサＣＮＬがノーマルモードを低減するフィルタとして機能するので、ノーマルモードノイズが大幅に低減できた。

さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータに追加する力率改善のための追加の部品の点数は、図５に示す力率改善回路１３においては、電圧帰還トランスＶＦＴの１点であり、部品点数を削減することができる。

図５に示すスイッチング電源回路の力率改善回路１３の変形例を図１０に示す。図１０においては、力率改善回路１３とは異なる力率改善回路１４を採用し、全波整流回路に替えて倍圧整流回路を採用する点で図５に示すスイッチング電源回路と異なる。

また、図１０に示す力率改善回路１４においては、コンデンサＣＮＬに替えてコンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２の直列接続回路を採用している。ここで、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２は、図１ないし図３に示すアクロスコンデンサＣＬ２と同じ位置、すなわち、コモンモードチョークコイルＣＭＣの両端の間に配置されたアクロスコンデンサとしても機能してコモンモードノイズを抑圧する作用も同時におこなう。そして、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２の接続点は１次側の基準電位となる１次側接地点に接続されているので、図５に示すような力率改善回路１３で採用する回路構成と較べた場合にコモンモードノイズの低減効果はさらに良好となる。

すなわち、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２の接続点は高周波的には接地電位とされ、この接続点を接地しない場合に較べて、コモンモードノイズの発生のレベルが低いものとされている。それに加えて、コンデンサＣＮＬのみを設ける場合と同様に、コモンモードチョークコイルＣＭＣの出力側の２本のライン間の高周波の電位を同一として、コモンモードチョークコイルＣＭＣの作用を効果的にしている。

図１０に示す２次側の回路は、漏れインダクタＬ２と２次側直列共振コンデンサＣ２で第１の２次側直列共振回路を形成し、漏れインダクタＬ２’と２次側直列共振コンデンサＣ２’で第２の２次側直列共振回路を形成している。ここで、２次巻線Ｎ２の巻数と２次巻線Ｎ２’の巻数は同一とされており、センタータップを基準として逆位相の電圧が発生している。また、漏れインダクタＬ２と漏れインダクタＬ２’のインダクタンスの値は巻数が等しいので略同様の値であり、２次側直列共振コンデンサＣ２と次側２次側直列共振コンデンサＣ２’の値も等しいものに選ばれ、第１の２次側直列共振回路の共振周波数と第２の２次側直列共振回路の共振周波数は等しいものとされている。

２次側直列共振コンデンサＣ２は高速スイッチングダイオードＤｏ２に流れる電流によって充電される。また、２次側直列共振コンデンサＣ２を通過した交流電圧は高速スイッチングダイオードＤｏ１に印加されて２次側平滑コンデンサＣｏに充電電流を整流して供給する。この場合に、２次側直列共振コンデンサＣ２の充電電圧は高速スイッチングダイオードＤｏ１に直列に加算方向に加えられているので、２次側平滑コンデンサＣｏに発生する電圧は２次巻線Ｎ２に発生する電圧の２倍となる。以上の動作は交流の半周期の動作である。他の半周期では、２次側直列共振コンデンサＣ２’は高速スイッチングダイオードＤｏ４に流れる電流によって充電される。また、２次側直列共振コンデンサＣ２’を通過した交流電圧は高速スイッチングダイオードＤｏ３に印加されて２次側平滑コンデンサＣｏに充電電流を整流して供給する。この場合に、２次側直列共振コンデンサＣ２’の充電電圧は高速スイッチングダイオードＤｏ３に直列に加算方向に加えられているので、２次側平滑コンデンサＣｏに発生する電圧は２次巻線Ｎ２に発生する電圧の２倍となる。このようにして倍電圧全波整流回路が構成される。

図１１に示す２次側の回路は、図５に示すと同様な１次側の構成において、２次側のみに変更を加えた構成例である。図１１の回路構成は図１０の回路構成の半周期が動作する部分のみを回路として構成した倍電圧半波整流回路である。

図１２に示す回路は、図５に示すと同様な１次側の構成において、力率改善回路１５と２次側のみに変更を加えた構成例である。

２次側整流回路は、漏れインダクタＬ２と２次側直列共振コンデンサＣ２とで２次側直列共振回路を構成する。２次巻線Ｎ２の一方の端子に接続される第１の２次側整流素子である高速スイッチングダイオードＤｏ１を介して磁気エネルギーを蓄え、高速スイッチングダイオードＤｏ２を介してこの磁気エネルギーを放出する第１の２次側インダクタであるインダクタＬｓ１と、高速スイッチングダイオードＤｏ２を介して磁気エネルギーを蓄え、高速スイッチングダイオードＤｏ１を介してこの磁気エネルギーを放出する第２の２次側インダクタであるインダクタＬｓ２と、高速スイッチングダイオードＤｏ１に流れる電流および高速スイッチングダイオードＤｏ２に流れる電流を充電するように接続されて出力直流電圧Ｅｏを得るようにされた２次側平滑コンデンサＣｏと、を有するものである。

このような２次側整流回路の接続態様では、２次巻線Ｎ２からの電圧の極性が高速スイッチングダイオードＤｏ１をオンとする極性である場合には、２次巻線Ｎ２からの電流とインダクタＬｓ２からの電流が加算されて高速スイッチングダイオードＤｏ１を流れ、同一の電力を負荷に供給する場合には、高速スイッチングダイオードＤｏ１に流れるピーク電流の大きさは、インダクタＬｓ２が無い場合に較べて低減する。また、２次巻線Ｎ２からの電圧の極性が高速スイッチングダイオードＤｏ２をオンとする極性である場合には、２次巻線Ｎ２からの電流とインダクタＬｓ１からの電流が加算されて高速スイッチングダイオードＤｏ２を流れ、同一の電力を負荷に供給する場合には、高速スイッチングダイオードＤｏ２に流れるピーク電流の大きさは、インダクタＬｓ１が無い場合に較べて低減する。このような、２次側整流回路の構成態様を倍電流整流回路と称する。

図１２に示す力率改善回路１５においては、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２に加えてコンデンサＣＮＬ３を有するので、コンデンサＣＮＬ３がない場合に較べてノーマルモードノイズの発生はさらに少ないものとなる。さらに、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２の接続点を高周波的に接地電位とすることによって上述したようにコモンモードノイズの抑圧の効果は良好なるものとなる。また、コンデンサＣＮＬ３はコモンモードチョークコイルＣＭＣの出力側の両方の極性の端子間の電圧を同一として、コモンモードチョークコイルＣＭＣのコモンモード抑圧の作用をより効果的なものとする。

また、図１３に示す力率改善回路１６においては、電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’とは減極性となる接続とされている。これによって、電圧帰還トランスＶＦＴはコモンモードチョークコイルとして機能するとともに、疎結合とされており、（式１）で表すように、インダクタとしても機能して力率改善の効果を生じる。

図１４に発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２の一部である過負荷制限部の構成の一例を示す。過負荷制限部は絶対値検出（ＡＢＳ）部５１、平均値検出（ＡＢＳ）部５２、コンパレータ（ＣＯＭＰ）部５３、第１アンド（ＡＮＤ１）部５４、第２アンド（ＡＮＤ２）部５５、第１ドライバ（ＤＲＩＶＥ１）部５６、第２ドライバ（ＤＲＩＶＥ２）部５７の各部を有している。絶対値検出部５１は高速のスイッチングダイオードとオペアンプとから構成されている。また、平均値検出部５２は抵抗とコンデンサのローパスフィルタとから構成されている。また、第１アンド部５４および第２アンド部５５はトランジスタの組み合わせで構成されたアンドロジックであり、２つの入力のいずれもがハイレベルの場合に出力がハイレベルとなるようになされている。第１ドライバ部５６はスイッチング素子Ｑ１のゲートをドライブするようにレベルシフトと電力増幅とをおこなう部分であり、第２ドライバ部５７はスイッチング素子Ｑ２のゲートをドライブするようにレベルシフトと電力増幅とをおこなう部分である。

発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２に入力された信号ＶＯＰは、絶対値検出部５１で絶対値に変換される。すなわち、図１および図２に示すスイッチング電源回路では、信号ＶＯＰは正負の両極性の電圧であるが、絶対値検出部５１を経ることによって正極性のみの電圧となる。この場合において負極性の電圧は極性が反転されることとなる。また、図３に示すスイッチング電源回路では、信号ＶＯＰは負極性の電圧であるが絶対値検出部５１を経ることによって正極性の電圧となる。

絶対値検出部５１からの電圧は脈流電圧であるが、平均値検出部５２は所定時定数でこれを平均化する部分である。これによって、平均値検出部５２からの所定時定数で変化する直流電圧とされる。ここで、所定時定数の大きさは、必要以上に頻繁に過負荷制限部が動作することなく、スイッチング電源回路が破壊に至る前に過負荷を検出できるように選択されている。

コンパレータ部５３は、平均値検出部５２からの所定時定数で変化する直流電圧の値と予め定めた基準電圧ＶＴＨの値とを比較する。そして、平均値検出部５２からの直流電圧の値が基準電圧ＶＴＨよりも小さい場合には、コンパレータ部５３からの電圧はハイレベルであり、平均値検出部５２からの直流電圧の値が基準電圧ＶＴＨよりも大きい場合には、コンパレータ部５３からの電圧はローレベルである。ここで、基準電圧ＶＴＨの定め方によって、どの程度の過負荷でこの過負荷制限部を機能させるかが定められることとなる。例えば、最大負荷電力を仮に１５０Ｗとする場合には、１５０Ｗの２割を越える１８０Ｗ以上の負荷電力に対応する過電流によって過負荷制限部がその動作を開始するようにしている。

つまり、負荷に供給される電力の大きさが１８０Ｗに相応する以上の電流が抵抗Ｒに流れる場合には、第１アンド部５４および第２アンド部５５の各々の一方の入力端子に入力される信号がローレベルとなって、第１アンド部５４に入力されるスイッチング素子Ｑ１を制御する信号である信号ＰＷＭ１および第２アンド部５５に入力されるスイッチング素子Ｑ２を制御する信号である信号ＰＷＭ２のハイレベルまたはローレベルの如何にかかわらず、第１アンド部５４の出力および第２アンド部５５の出力の各々がローレベルとされる。この結果として、第１ドライバ部５６および第２ドライバ部５７からのスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２の各々のゲートをドライブするための信号がローレベルとされる。そして、過負荷からスイッチング電源回路を保護する機能を生ずるようになる。

なお、このような、１次側の過電流を検出する過負荷の検出方式では、過負荷のみならずスイッチング電源回路の他の部分の動作の異常によって抵抗Ｒに過電流が流れた場合においても過電流を検出することができる。そして、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のゲートを制御できる限りは、過電流に対する保護特性を有するものであり、このような過電流検出方式によって、過電流が流れる原因の如何にかかわらずスイッチング電源回路の異常発熱等を防止することができる。

なお、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、実施形態は必要に応じて変更することができるものである。

実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態の電源回路の負荷電力に対する力率および電源効率の特性を示す図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のコンバータトランスの構成例を示す図である。 実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。 実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。 実施形態の電源回路の負荷電力に対する力率および電源効率の特性を示す図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例の一部を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例の一部を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例の一部を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例の一部を示す回路図である。 実施形態の過負荷制限部の構成の一例を示す図である。 背景技術に示すスイッチング電源回路の構成例を示す図である。 背景技術に示すスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。

符号の説明

１ 制御回路、２ 発振・ドライブ・ＯＣＰ回路、１０、１１、１２、１３、１４、１５、１６、１７ 力率改善回路、５１ 絶対値検出部、５２ 平均値検出部、５３ コンパレータ部、５４、５５ アンド部、５６、５７ ドライバ部、ＡＣ 交流電源、Ｂ ボビン、Ｃ１ １次側直列共振コンデンサ、Ｃ２、Ｃ２’ ２次側直列共振コンデンサ、Ｃｉ、Ｃｉ１、Ｃｉ２ １次側平滑コンデンサ、ＣＬ、ＣＬ１、Ｃｌ２ アクロスコンデンサ、ＣＭＣ コモンモードチョークコイル、ＣＮＬ、ＣＮＬ１、ＣＮＬ２、ＣＮＬ３ コンデンサ、Ｃｏ、Ｃｏ１、Ｃｏ２ ２次側平滑コンデンサ、Ｃｐ 部分電圧共振コンデンサ、ＤＤ１、ＤＤ２ ボディダイオード、Ｄｉ １次側整流素子、Ｄｏ ２次側整流素子、Ｄｉ１、Ｄｉ２、Ｄｉ３、Ｄｉ４、Ｄｏ１、Ｄｏ２、Ｄｏ３、Ｄｏ４ 高速スイッチングダイオード、Ｅｉ 整流平滑電圧、Ｅｏ 出力直流電圧、Ｇ ギャップ、Ｉ１、Ｉ２ 電流、ＩＡＣ 交流入力電流、Ｌ１、Ｌ２、Ｌｓ１、Ｌｓ２ インダクタ、Ｌｏ 第１巻線（力率改善用インダクタ、インダクタ）、Ｌｏ’ 第２巻線、Ｎ１ １次巻線、Ｎ２、Ｎ２’ ２次巻線、Ｎ３ ３次巻線、ＰＩＴ コンバータトランス、Ｑ１、Ｑ２ スイッチング素子、Ｒ、Ｒ１、Ｒ２ 抵抗、Ｖ１ 電圧、ＶＡＣ 交流入力電圧、ＶＦＴ 電圧帰還トランス、ＶＯＰ 信号

Claims (5)

1. 交流電源からの入力交流電力を１次側直流電力に変換する１次側整流平滑部と、前記１次側直流電力を交流電力に変換しさらに２次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、前記力率改善部と前記交流電源との間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるスイッチング電源回路であって、
   前記１次側整流平滑部は、
   交流電源からの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子と、
   １次側第１平滑コンデンサと１次側第２平滑コンデンサとの直列接続回路からなる前記１次側整流素子からの電力を平滑する１次側平滑コンデンサと、
   倍電圧整流の場合には前記１次側整流素子の入力側と前記１次側平滑コンデンサの直列接続の接続点とを導通し、等倍圧整流の場合には、前記１次側整流素子の入力側と前記１次側平滑コンデンサの直列接続の接続点とを切断する切替スイッチと、を具備し、
   前記コンバータ部は、
   １次巻線および前記１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線を有するコンバータトランスと、
   前記１次側整流平滑部から供給される前記１次側直流電力を、前記交流電力に変換して前記１次巻線に供給するスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
   前記１次巻線に生じる漏れインダクタと１次側直列共振コンデンサとによって形成され、前記スイッチング素子から電力が供給される１次側直列共振回路と、
   前記１次巻線に生じる漏れインダクタと部分電圧共振コンデンサとによって形成され、前記スイッチング素子と並列に接続される部分電圧共振回路と、
   前記２次巻線に生じる漏れインダクタと２次側直列共振コンデンサとによって形成される２次側直列共振回路と、
   前記２次側直列共振回路に接続される整流素子と、
   前記整流素子に接続され出力直流電圧を得るようにされた２次側平滑コンデンサと、
   前記出力直流電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を具備し、
   前記力率改善部は、
   第１巻線と第２巻線とが磁気的結合を有して形成される電圧帰還トランスと、前記１次側整流素子の入力側の各々の端子の間に接続されたコンデンサと、を具備し、
   前記１次側整流素子の出力側の各々の極性端子に前記電圧帰還トランスの前記第１巻線の一方の端子と前記電圧帰還トランスの前記第２巻線の一方の端子とが各々接続され、
   前記１次側整流素子の出力側のいずれかの極性端子に前記直列共振コンデンサが接続され、
   前記電圧帰還トランスの前記第１巻線の他方の端子と前記第２巻線の他方の端子との間に前記１次側平滑コンデンサが接続されて形成され、
   前記コモンモードフィルタ部は、
   コモンモードチョークコイルとアクロスコンデンサとして機能する前記力率改善部の前記コンデンサと、を具備する、
   スイッチング電源回路。
2. 前記１次側整流素子の出力側の正極性端子に前記電圧帰還トランスの前記第２巻線の巻始めが接続され、前記１次側整流素子の出力側の負極性端子に前記電圧帰還トランスの前記第１巻線の巻き終わりが接続されて加極性接続とされることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 前記１次側整流素子の出力側の正極性端子に前記電圧帰還トランスの前記第１巻線の巻き終わりが接続され、前記１次側整流素子の出力側の負極性端子に前記電圧帰還トランスの前記第２巻線の巻き終わりが接続されて減極性接続とされ、前記第１巻線と前記第２巻線とが磁気的に疎結合とされることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
4. 前記力率改善部のコンデンサは、
   第１コンデンサと第２コンデンサとの直列接続回路によって形成され、
   前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点が前記１次側整流素子の出力側の基準電位点に接続されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
5. 前記力率改善部のコンデンサは、
   第１コンデンサと第２コンデンサとの直列接続回路および前記直列接続回路に並列に接続された第３のコンデンサによって形成され、
   前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点が前記１次側整流素子の出力側の基準電位点に接続されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。

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