JP2007325394A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】力率改善機能を有し、電力変換効率の向上、回路構成部品の削減を図るスイッチング電源回路を提供する。
【解決手段】このスイッチング電源回路は、直列共振コンデンサＣ１に流れる共振電流を電圧帰還トランスＶＦＴに流し、さらに、１次側平滑コンデンサＣｉに帰還することによって力率を改善する力率改善部を有する。そして、力率改善部を構成するコンデンサＣＮＬは１次側整流素子Ｄｉの入力側に配されている。そして、力率改善部のコンデンサＣＮＬはコモンモードフィルタ部のアクロスコンデンサとしても機能するので、良好なる力率改善効果を生じるとともに、部品点数を少なくすることによって電源効率の向上が達成され、コンデンサＣＮＬの高周波特性を良好なものとして、ノーマルモードノイズとコモンモードノイズの低減が達成される。
【選択図】図６

Description

本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。

近年、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路とされている。スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用されている。

ところで、商用電源は正弦波の交流電圧であるが、商用電源を整流素子と平滑コンデンサとを用いる平滑・整流回路において整流および平滑を行う場合には、平滑・整流回路のピークホールド作用のために、商用電源からスイッチング電源回路には、交流電圧のピーク電圧付近の短時間だけ電流が流れ込むこととなり、商用電源から電源回路に流れ込む電流は、正弦波とは大きく異なる歪み波形になってしまう。そして、電力の有効利用の程度を示す指標となる力率が損なわれるという問題が生じる。また、このような歪み電流波形となることによって発生する商用電源周期の高調波を抑圧するための対策が必要とされてしまう。これらの問題を解決するために、従来において力率改善を図る技術として、いわゆるアクティブフィルタを用いる手法が知られている（例えば特許文献１参照）。

図１４にこのようなアクティブフィルタの基本構成を示す。図１４においては、商用の交流電源ＡＣにコモンモードノイズを抑圧するための２個のコモンモードチョークコイルＣＭＣ１およびコモンモードチョークコイルＣＭＣ２と３個のアクロスコンデンサＣＬとからなるラインフィルタを介して、ブリッジ整流器として構成される１次側整流素子Ｄｉを接続している。この１次側整流素子Ｄｉの出力側の正極と負極のラインに対しては、ノーマルモードノイズを防止するためのインダクタＬＮと２個のコンデンサＣＮとを介してステップアップ型のコンバータが接続され、その出力には並列に２次側平滑コンデンサＣｏｕｔが接続され、その両端電圧として直流電圧Ｖｏｕｔが得られる。この直流電圧Ｖｏｕｔは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１０の入力電圧として供給される。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１０の２次側には出力直流電圧Ｅｏｕｔが得られる。

そして、力率改善のための構成としては、インダクタＬ１００、高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードＤ１００、スイッチング素子Ｑ１００からなるステップアップ型のコンバータ、および乗算器１１１を主なる構成要素とするステップアップ型のコンバータの制御部と、を備える。インダクタＬ１００、高速スイッチングダイオードＤ１００は、インダクタＬ１００と、２次側平滑コンデンサＣｏｕｔの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。抵抗Ｒｉは、１次側整流素子Ｄｉの負極出力端子（１次側アース）と２次側平滑コンデンサＣｏｕｔの負極端子およびスイッチング素子Ｑ１００のソースとの間に挿入される。また、スイッチング素子Ｑ１００は、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴとされ、インダクタＬ１００と高速スイッチングダイオードＤ１００の接続点と、１次側アース間に挿入される。また、高速スイッチングダイオードＤ１００の空乏層容量と漏れインダクタンスとで生じる共振を吸収するための抵抗ＲｓｎとコンデンサＣｓｎとから成るスナバ回路が設けられている。

乗算器１１１に対しては、電流検出ラインＬｉおよび波形入力ラインＬｗが接続され、さらに電圧検出ラインＬｖが接続される。そして、乗算器１１１は、電流検出ラインＬｉから入力される１次側整流素子Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流Ｉｉｎに応じた信号を抵抗Ｒｉの両端から検出する。また、波形入力ラインＬｗから入力される１次側整流素子Ｄｉの正極出力端子の整流電圧Ｖｉｎに応じた信号を検出する。この整流電圧Ｖｉｎは、商用の交流電源ＡＣからの交流入力電圧の波形を絶対値化したものである。さらに、電圧検出ラインＬｖから入力される２次側平滑コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕｔに基づいて、直流入力電圧の変動差分（所定の基準電圧と直流電圧Ｖｏｕｔとの差分を増幅した信号を変動差分と称する）を検出する。そして、乗算器１１１からは、スイッチング素子Ｑ１００を駆動するためのドライブ信号が出力される。

乗算器１１１によって制御部されるステップアップ型のコンバータでは、電流検出ラインＬｉから検出した整流電流Ｉｉｎに応じた信号と、上記電圧検出ラインＬｖから検出した直流入力電圧の変動差分とを乗算し、この乗算結果と、波形入力ラインＬｗから検出した整流電圧Ｖｉｎに応じた信号との誤差を検出する。そしてこの誤差信号を増幅した後に、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変換を行い、ハイレベルとローレベルとの２値信号によって、スイッチング素子Ｑ１００を制御する。このようにして、２入力フィードバック系が構成され、直流電圧Ｖｏｕｔの値が所定の値とされるとともに、整流電圧Ｖｉｎに対して整流電流Ｉｉｎを相似形の波形とする。この結果、商用の交流電源ＡＣから１次側整流素子Ｄｉに印加される交流入力電圧ＶＡＣと、１次側整流素子Ｄｉに流れ込む交流入力電流ＩＡＣの波形も相似形となって、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。

しかしながら、図１４に示した構成による電源回路では、次のような問題を有している。図１４に示す電源回路における電力変換効率としては、前段のアクティブフィルタに対応するＡＣ電力からＤＣ電力への変換効率と、後段のＤＣ−ＤＣコンバータ１１０におけるＤＣ電力からＤＣ電力への変換効率とを総合したものとなる。つまり、図１４に示される回路の総合的な電力変換効率（総合効率）としては、これらの電力変換効率の値を乗算した値となるものであり、各々１以下となる数の積であるので、総合効率は低下してしまう。

また、アクティブフィルタ回路はハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生が大きいため、厳重なノイズ抑制対策が必要となる。このため、図１４に示した回路では、商用の交流電源ＡＣのラインに対して、コモンモードノイズに対応するためにコモンモードチョークコイルＣＭＣ１とコモンモードチョークコイルＣＭＣ２、アクロスコンデンサＣＬによるコモンノイズフィルタを設けている。また、ノーマルモードノイズに対応するために、１個のインダクタＬＮと２個のコンデンサＣＮから成るノーマルモードノイズフィルタを設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードＤ１００に対しては、抵抗ＲｓｎとコンデンサＣｓｎとから成るスナバ回路を設けている。このようにして、多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップおよび電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。

さらに、スイッチング素子Ｑ１００のスイッチング周波数は、例えば、６０ｋＨｚで固定であるのに対して、後段のＤＣ／ＤＣコンバータ１１０として、スイッチング周波数を変化させて出力直流電圧Ｅｏｕｔを一定とするコンバータ（例えば、電流共振コンバータ）を採用する場合には、そのスイッチング周波数は８０ｋＨｚ〜２００ｋＨｚの範囲で可変となる。このようにして両者のスイッチングタイミング（クロック）は別個独立であるので、各々のクロックを基準に働く両者のスイッチング動作により、アース電位は干渉しあって不安定になり、例えば異常発振が生じやすくなる。これにより、例えば回路設計が難しいものとなったり、信頼性を劣化させたりするなどの問題も招くことになる。

これらの欠点を改善する別のスイッチング電源回路として一個のＤＣ／ＤＣコンバータによって力率改善機能と定電圧機能とを有するスイッチング電源回路が知られている（特許文献２を参照）。

特許文献２に開示された図１５に示すスイッチング電源回路は、１次側が電流共振回路と部分電圧共振回路を備える複合共振形コンバータとして構成され、１次側の入力電圧平滑用電界コンデンサに共振パルス電圧を帰還する電圧帰還方式の力率改善回路を備えるものである。

この図１５に示すスイッチング電源回路においては、商用の交流電源ＡＣは、力率改善整流回路２１０内に設けられている４つの高速リカバリ型ダイオードによって形成される１次側整流素子Ｄｉによって全波整流される。そして、整流出力は、インダクタＬ２１０、３次巻線Ｎ２０３を介して１次側平滑コンデンサＣｉに充電され、整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。

この電源回路には、力率改善整流回路２１０の後段として、上述したＤＣ／ＤＣコンバータ１１０と同様な構成を有するＤＣ／ＤＣコンバータが接続されている。

このＤＣ／ＤＣコンバータは、１次側平滑コンデンサＣｉの両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉを動作電源とする自励式の２つのバイポーラトランジスタによるスイッチング素子Ｑ２０１、スイッチング素子Ｑ２０２をハーフブリッジ結合している。また、スイッチング素子Ｑ２０１、スイッチング素子Ｑ２０２の各ベース−エミッタ間には各々、ボディダイオードＤＤ１とボディダイオードＤＤ２とが挿入される。

ここで、直列共振コンデンサＣ１と１次巻線Ｎ２０１とは直列に接続されているが、この直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンス及び１次巻線Ｎ２０１に生じる漏洩インダクタンス（リーケージインダクタンス）Ｌ２０１により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための１次側電流共振回路を形成している。さらに、スイッチング素子Ｑ２０２のコレクタ−エミッタ間に対して並列に部分電圧共振コンデンサＣｐが接続され、この部分電圧共振コンデンサＣｐと１次巻線Ｎ２０１によって発生するリーケージインダクタンスをインダクタンス成分とするインダクタＬ２０１によってスイッチング素子Ｑ２０１，スイッチング素子Ｑ２０２のターンオフ時にのみ電圧共振動作が得られる部分電圧共振回路が形成される。

力率改善整流回路２１０の構成について説明する。この力率改善整流回路２１０は、交流入力電力の整流作用を有するとともに、交流電力の入力側からみたＤＣ／ＤＣコンバータの力率を１にちかづける作用、すなわち、力率改善作用を有するものとされる。力率改善整流回路２１０においては、交流ラインに対して、コンデンサＣＮとインダクタＬＮによるノーマルモードノイズ抑圧用のフィルタが形成される。

３次巻線Ｎ２０３に誘起する電圧は、１次側電流共振コンバータのスイッチング動作に基づいて誘起する電圧であり、１次巻線Ｎ２０１の両端に発生する電圧に３次巻線Ｎ２０３と１次巻線Ｎ２０１の巻数比（Ｎ２０３／Ｎ２０１）を掛けた電圧に相応したパルス電圧である。このパルス電圧が、交流入力電圧ＶＡＣの正負の絶対値が１／２以上の期間にブリッジ整流回路に電圧帰還される。

このように交流入力電圧ＶＡＣの正負の絶対値が１／２以上の期間に、電流Ｉ１によって１次側整流素子Ｄｉをスイッチング動作させることにより、整流出力電圧レベルが１次側平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低い期間にも１次側平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大され、力率改善が図られることになる。

コンバータトランスＰＩＴの２次側に発生する電圧は、高速スイッチングダイオードＤｏ１０１ないし高速スイッチングダイオードＤｏ１０４によって整流されて、２次側平滑コンデンサＣｏ１０１および２次側平滑コンデンサＣｏ１０２によって平滑されて、出力直流電圧Ｅｏｕｔ１および出力直流電圧Ｅｏｕｔ２を得るようになされている。また、ドライブトランスＰＲＴはスイッチング素子Ｑ２０１およびスイッチング素子Ｑ２０２を駆動するとともに、制御回路２０１によってスイッチング素子周波数を可変制御することにより定電圧制御をおこなうために設けられるものである。

また、電子機器において発生するノイズであって電源ラインに悪影響を与える成分としては、ノーマルモードノイズとコモンモードノイズとがあることが広く知られている。ここで、ノーマルモードノイズとは、２本の電源ラインを互いに逆向きに流れるノイズ電流によって生じるノイズであり、コモンモードノイズは、２本の２本の電源ラインを同じ向きに流れるノイズ電流によって生じるノイズである。スイッチング電源回路においては、この両方のノイズ成分は、スイッチング素子がスイッチングして交流電力を回路において取り扱うことから生じるものであるが、いずれのノイズ成分も電源ライン、例えば、商用電源ラインを経由して、他の電子機器に妨害を与えることとなるので、十分に抑圧すべきであることも知られている。
特開平６−３２７２４６号公報 特開２００３−１８９６１６号公報

これまでの説明から分かるように、図１５に示した電源回路は、従来から知られている図１４に示したアクティブフィルタを実装して構成されるスイッチング電源回路に較べて、構成部品の点数も少なく、ソフトスイッチング動作であるので、ノイズの発生はより少ないものである。しかしながら、スイッチング電源回路は、現在では、商用交流電源からの電力で動作するあらゆる電子機器に採用され、それらの機器の中には、装置全体のコストを安価なものとする必要があるものも多くこの観点よりスイッチング電源回路の低価格化が望まれている。

また、電源の効率に関しては、図１５に示すスイッチング電源回路においては、負荷電力の減少に伴って力率が低下する。例えば、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖのときにおいて、入力電力が７５Ｗの時の力率は、０．７５程度である。このときの最大負荷時の１５０Ｗのときの力率は０．９である。また、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖのときにおいて、最大負荷時の１５０Ｗのときの力率は０．９５以上となる。しかしながら、力率の改善に伴い電力損失が増加して電力効率は低減する。しかしながら、装置の小型化、環境問題に対する省電力化の要望の観点から電力損失をさらに小さなものとすることに対して、より一層の要求がなされている現状を鑑みる場合には、図１４に示す回路および図１５に示す回路における電源効率は十分なものとは言えない。

さらに、医療機器にこのようなスイッチング電源回路を用いる場合には、商用の交流電源ＡＣに対する電源妨害である雑音端子電圧の規格は民生機器の規格よりもさらに厳格なものであり、より一層、スイッチング電源回路から発生するノイズのレベルを低くしなければならない。しかしながら、このような目的に対しては、図１４に示す回路および図１５に示す回路におけるノイズの発生は、なお、大きく、さらに、商用の交流電源ＡＣに対するノイズの発生を防止する必要がある。

本発明は、上述した課題を解決し、従来に較べて、部品点数をより少なくし、ノイズの発生をより少なくし、より効率の改善を図り、力率改善機能を有するスイッチング電源回路を提供することを目的とする。

本発明のスイッチング電源回路は、交流電源からの入力交流電力を１次側直流電力に変換する１次側整流平滑部と、前記１次側直流電力を交流電力に変換しさらに２次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、前記力率改善部と前記交流電源との間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるスイッチング電源回路であって、前記１次側整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子と、１次側平滑コンデンサと、を具備し、前記コンバータ部は、１次巻線および前記１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線を有するコンバータトランスと、前記１次側平滑コンデンサからの前記１次側直流電力を前記交流電力に変換して前記１次巻線に供給するスイッチング素子と、前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記２次巻線に接続される２次側整流回路によって出力される前記２次側直流電力の電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、漏れインダクタとして機能する前記１次巻線と直列共振コンデンサとによって形成される直列共振回路と、を具備し、前記力率改善部は、第１巻線と第２巻線とが磁気的結合を有して形成される電圧帰還トランスと、前記１次側整流素子の入力側の各々の端子の間に接続されたコンデンサと、を具備し、前記１次側整流素子の出力側の各々の極性端子に前記第１巻線の一方の端子と前記第２巻線の一方の端子とが各々接続され、前記１次側整流素子の出力側のいずれかの極性端子に前記直列共振コンデンサが接続され、前記電圧帰還トランスの前記第１巻線の他方の端子と前記第２巻線の他方の端子との間に前記１次側平滑コンデンサが接続されて形成され、前記コモンモードフィルタ部は、コモンモードチョークコイルとアクロスコンデンサとして機能する前記力率改善部の前記コンデンサと、を具備する。

このスイッチング電源回路は、直列共振コンデンサに流れる共振電流を電圧帰還トランスに流し、さらに、１次側平滑コンデンサに帰還することによって力率を改善する力率改善部を有する。そして、力率改善部が具備するコンデンサは１次側整流素子の入力側に配されている。そして、この力率改善部のコンデンサは、ノーマルモードノイズを抑圧するフィルタとして機能するとともに、コモンモードノイズを抑圧するコモンモードフィルタ部のアクロスコンデンサとしても機能する。このような構成によって良好なる力率改善効果を生じるとともに、部品点数を少なくすることによる電源効率の向上、ノーマルモードノイズとコモンモードノイズの低減を達成する。

本発明のスイッチング電源回路によれば、従来に較べて、部品点数をより少なくし、ノイズの発生もより少なくし、より効率の改善を図る力率改善機能を有するスイッチング電源回路を提供することができる。

まず、力率改善機能と、定電圧機能とをＤＣ／ＤＣコンバータに持たせたワンコンバータ方式の電源について説明する。

図１にワンコンバータ方式のスイッチング電源回路の一実施形態を示す。図１に示すワンコンバータ方式の電源回路は、１次側電流共振回路と１次側の部分電圧共振回路とを組み合わせ、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とが磁気的に疎結合とされるコンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２に接続された全波整流回路から出力直流電圧Ｅｏを得るようにされたＤＣ／ＤＣコンバータである。そしてこのＤＣ／ＤＣコンバータは、いわゆる、複合共振形コンバータとして形成されて定電圧機能を有し、さらに力率改善回路１０を組み合わせて力率改善機能を有するものである。ここで、疎結合とは、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２との磁気的な結合係数が、例えば、０．９から０．７程度の範囲を言うものである。なお、図１においては、２次側回路としては全波整流を備えるものであるが、これに替えて、２次側回路としては両波整流回路または倍圧整流回路を備えるものとして、定電圧機能および力率改善機能を害することなく良好に動作するものである。

図１に示すワンコンバータ方式のスイッチング電源回路におけるＤＣ／ＤＣコンバータ部の説明を簡単にする。

コンバータトランスＰＩＴは、１次側と２次側とを絶縁するとともに電圧の変換を行う機能を有するが、さらに、複合共振スイッチングコンバータとして機能させるための共振回路の一部を構成するインダクタＬ１としても機能する。ここで、インダクタＬ１は、コンバータトランスＰＩＴによって形成される漏れインダクタンス成分をそのインダクタンス値として有するものである。

コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるコアと１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とによって構成されている。このコンバータトランスＰＩＴにおいては１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２との磁気的な結合は疎結合とされている。このようにして、大きなインダクタンス値を漏れインダクタンス成分として得るようにしている。

また、スイッチング素子Ｑ１は、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定され、ソース−ドレイン間に並列にボディダイオードＤＤ１を内蔵する。また、スイッチング素子Ｑ２も同様にＭＯＳ−ＦＥＴが選定され、ソース−ドレイン間に並列にボディダイオードＤＤ２を内蔵する。このような、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが相補的にスイッチング動作をすることによって、直列共振コンデンサＣ１とインダクタＬ１とによって形成される１次側の直列共振回路に直列共振電流を流し、部分電圧共振コンデンサＣｐとインダクタＬ１とによって形成される１次側の部分電圧共振回路に部分共振電流を流す。

コンバータトランスＰＩＴの２次側では、１次巻線Ｎ１により誘起された交番電圧に相似した電圧波形が２次巻線Ｎ２に発生する。この２次巻線Ｎ２に対して２次側整流素子Ｄｏを接続している。２次側整流素子Ｄｏの出力側には２次側平滑コンデンサＣｏが接続されている。これにより、２次側平滑コンデンサＣｏの両端から出力直流電圧Ｅｏを得ている。

制御回路１は、入力された出力直流電圧Ｅｏと所定の値の基準電圧値との差に応じた検出出力を発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２に供給する。発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じて主としてはスイッチング周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２を駆動する。また、スイッチング周波数とともに一周期におけるスイッチング素子Ｑ１のオンまたはスイッチング素子Ｑ２のオンとなる時間の比率である時比率を変化させるようにしても良い。

このようにしてスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数が可変制御されることにより、この可変制御の周波数に対して１次側の直列共振回路のインピーダンスが変化し、コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１から２次巻線Ｎ２側に伝送される電力量、また、２次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、出力直流電圧Ｅｏの大きさを基準電圧と一致させる動作が得られることになる。つまり、出力直流電圧Ｅｏの安定化が図られる。ここで、１次側の部分電圧共振回路は、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のオンとオフの切替のタイミングにおける損失を低減するように作用する。

図１に示すワンコンバータ方式のスイッチング電源回路における力率改善回路１０では、コンバータトランスＰＩＴに設けられた３次巻線Ｎ３の一方の巻端に高速スイッチングダイオードＤ１と力率改善用インダクタＬｏとの直列回路を接続し、３次巻線Ｎ３の他方の巻端と力率改善用インダクタＬｏに接続されない側の高速スイッチングダイオードＤ１の端子との間にノーマルモードのノイズを抑制するためのコンデンサＣＮを接続している。

力率改善回路１０のこのような接続態様によって、３次巻線Ｎ３に発生する共振パルス電圧を１次側平滑コンデンサＣｉに帰還して力率の改善を図っている。このように共振動作に応じて発生する電圧を１次側平滑コンデンサＣｉに帰還するとともに、１次側整流素子Ｄｉの導通角を拡大して力率を改善する方式を電圧帰還方式の力率改善回路と以下では総称する。

また、図２に示すのは別の方式の力率改善回路１１である。１次側整流素子Ｄｉの交流入力側については、記載を省略したが、図１に示すものと同様な構成を有するものとされている。力率改善回路１１では、直列共振コンデンサＣ１と１次巻線Ｎ１の一端とに対して直列に電圧帰還トランスＶＦＴの第２巻線Ｌｏ’を接続して、電圧帰還トランスＶＦＴの第２巻線Ｌｏ’に１次側直列共振電流を流している。そして、電圧帰還トランスＶＦＴの第２巻線Ｌｏ’に誘起する共振パルス電圧を１次側平滑コンデンサＣｉに帰還するとともに、第１巻線Ｌｏに流れる電流によって、１次側整流素子Ｄｉの導通角を拡大して力率を改善する電圧帰還方式の力率改善回路である。

また、図３に示すのはさらに別の方式の力率改善回路１２である。力率改善回路１２では、直列共振コンデンサＣ１と１次巻線Ｎ１の一端とが接続されて形成される直列回路の一方の側に対して、スイッチング素子Ｑ１とボディダイオードＤＤ１との並列回路とスイッチング素子Ｑ２とボディダイオードＤＤ２との並列回路の接続点を接続し、直列共振コンデンサＣ１と１次巻線Ｎ１の一端とが接続されて形成される直列回路の他方の側に対して、力率改善用インダクタＬｏおよび高速スイッチングダイオードＤ１を接続している。そして、力率改善用インダクタＬｏを介して１次側平滑コンデンサＣｉに直列共振電流を流して、力率改善用インダクタＬｏに誘起する共振パルス電圧を１次側平滑コンデンサＣｉに帰還するとともに、高速スイッチングダイオードＤ１に流れる電流によって１次側整流素子Ｄｉの導通角を拡大して力率改善を図っている。このようにして、誘起する共振パルス電圧を１次側平滑コンデンサＣｉに帰還して、このときに高速スイッチングダイオードＤ１に流れる電流に対応する電流を交流電源ＡＣ側から流して力率を改善する電力回生方式の力率改善回路である。

上述した、図１および図３に示すスイッチング電源回路では、力率改善回路１０および力率改善回路１３を構成するための部品は、力率改善用インダクタＬｏ、高速スイッチングダイオードＤ１およびコンデンサＣＮの３点である。また、図２に示すスイッチング電源回路では、力率改善回路１１を構成するための部品は、電圧帰還トランスＶＦＴ、高速スイッチングダイオードＤ１およびコンデンサＣＮの３点である。

上述した図１ないし図３に共通する過負荷検出回路について説明する。図１ないし図３に示すいずれのスイッチング電源回路も電流検出用の抵抗Ｒを備えている。この電流検出回路は、図１および図２に示す回路では、１次巻線Ｎ１に流れる電流の大きさを直接検出するようにされている。また、図３に示すスイッチング電源回路では、１次側整流素子Ｄｉに流れる電流の大きさを検出するようになされている。

ここで、図１および図２に示すスイッチング電源回路では、出力直流電圧Ｅｏが供給される図示しない負荷で消費される電力が負荷電力Ｐｏの最大値である、例えば、１５０Ｗから大幅に増加する場合には、１次巻線Ｎ１に流れる電流の大きさは、負荷電力Ｐｏの値が１５０Ｗにおける場合に較べて大幅に増加することとなる。

すなわち、抵抗Ｒに流れる電流の大きさに比例した電圧である電圧ＶＯＰの値を検出してこの値が、予め定めた所定値以上であるか否かを検出することによって過負荷を検出することができる。そして、過負荷を検出した場合には、後述する発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２の一部である過電流制限（ＯＣＰ）部が、１次巻線Ｎ１に供給される電力の量を低減することによって、１次側回路、２次側回路を含めたスイッチング電源回路が過負荷状態となることを避けて、負荷で消費される電力の量が過負荷とならない範囲となった場合には、再び、１次巻線Ｎ１に供給される電力量が制限されない通常の動作モードとすることができる。これによって、スイッチング電源回路の過剰なる発熱を防止し、破壊に至るのを防止することができる。

また、図３に示す回路においては、負荷で消費される電力が負荷電力Ｐｏの最大値である１５０Ｗから大幅に増加する場合には、１次側整流素子Ｄｉに流れる電流の大きさは、負荷電力Ｐｏの値が１５０Ｗにおける場合に較べて大幅に増加することとなる。すなわち、抵抗Ｒに流れる電流の大きさに比例した電圧である電圧ＶＯＰの値を検出してこの値が、予め定めた所定値以上であるか否かを検出することによって過負荷を検出することができる。そして、過負荷を検出した場合には、過負荷制限部が、１次巻線Ｎ１に供給される電力の量を低減することによって、１次側回路、２次側回路を含めたスイッチング電源回路が過負荷状態となることを避けて、負荷で消費される電力の量が過負荷とならない範囲となった場合には、再び、１次巻線Ｎ１に供給される電力量が制限されない通常の動作モードとすることができる。これによって、スイッチング電源回路の過剰なる発熱を防止し、破壊に至るのを防止することができる。

ここで、図１および図２に示すスイッチング電源回路では、１次巻線Ｎ１に流れる電流は正負の両方に流れ、抵抗Ｒから検出される電圧ＶＯＰは正負の両極性の値となる。図３に示すスイッチング電源回路では、抵抗Ｒに流れる電流の方向は一方向であり、抵抗Ｒから検出される電圧ＶＯＰは負極性の値となる。ここで、抵抗Ｒは上述したように過負荷を検出する過負荷検出回路として機能するものである。

図５に発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２の一部である過負荷制限部の構成の一例を示す。過負荷制限部は絶対値検出（ＡＢＳ）部２１、平均値検出（ＡＢＳ）部２２、コンパレータ（ＣＯＭＰ）部２３、第１アンド（ＡＮＤ１）部２４、第２アンド（ＡＮＤ２）部２５、第１ドライバ（ＤＲＩＶＥ１）部２６、第２ドライバ（ＤＲＩＶＥ２）部２７の各部を有している。絶対値検出部２１は高速のスイッチングダイオードとオペアンプとから構成されている。また、平均値検出部２２は抵抗とコンデンサのローパスフィルタとから構成されている。また、第１アンド部２４および第２アンド部２５はトランジスタの組み合わせで構成されたアンドロジックであり、２つの入力のいずれもがハイレベルの場合に出力がハイレベルとなるようになされている。第１ドライバ（ＤＲＩＶＥＲ１）はスイッチング素子Ｑ１のゲートをドライブするようにレベルシフトと電力増幅とをおこなう部分であり、第２ドライバ（ＤＲＩＶＥＲ２）はスイッチング素子Ｑ２のゲートをドライブするようにレベルシフトと電力増幅とをおこなう部分である。

発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２に入力された電圧ＶＯＰは、絶対値検出部２１で絶対値に変換される。すなわち、図１および図２に示すスイッチング電源回路では、電圧ＶＯＰは正負の両極性の電圧であるが、絶対値検出部２１を経ることによって正極性のみの電圧となる。この場合において負極性の電圧は極性が反転されることとなる。また、図３に示すスイッチング電源回路では、電圧ＶＯＰは負極性の電圧であるが絶対値検出部２１を経ることによって正極性の電圧となる。

絶対値検出部２１からの電圧は脈流電圧であるが、平均値検出部２２は所定時定数でこれを平均化する部分である。これによって、平均値検出部２２からの所定時定数で変化する直流電圧とされる。ここで、所定時定数の大きさは、必要以上に頻繁に過負荷制限部が動作することなく、スイッチング電源回路が破壊に至る前に過負荷を検出できるように選択されている。

コンパレータ部２３は、平均値検出部２２からの所定時定数で変化する直流電圧の値と予め定めた基準電圧ＶＴＨの値とを比較する。そして、平均値検出部２２からの直流電圧の値が基準電圧ＶＴＨよりも小さい場合には、コンパレータ部２３からの電圧はハイレベルであり、平均値検出部２２からの直流電圧の値が基準電圧ＶＴＨよりも大きい場合には、コンパレータ部２３からの電圧はローレベルである。ここで、基準電圧ＶＴＨの定め方によって、どの程度の過負荷でこの過負荷制限部を機能させるかが定められることとなる。例えば、最大負荷電力である１５０Ｗの２割を越える１８０Ｗ以上の負荷電力に対応する過電流によって過負荷制限部がその動作を開始するようにしている。

つまり、負荷に供給される電力の大きさが１８０Ｗに相応する以上の電流が抵抗Ｒに流れる場合には、第１アンド部２４および第２アンド部２５の各々の一方の入力端子に入力される信号がローレベルとなって、第１アンド部２４に入力されるスイッチング素子Ｑ１を制御する信号である信号ＰＷＭ１および第２アンド部２５に入力されるスイッチング素子Ｑ２を制御する信号である信号ＰＷＭ２のハイレベルまたはローレベルの如何にかかわらず、第１アンド部２４の出力および第２アンド部２５の出力の各々がローレベルとされる。この結果として、第１ドライバ部２６および第２ドライバ部２７からのスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２の各々のゲートをドライブするための信号がローレベルとされる。そして、過負荷からスイッチング電源回路を保護する機能を生ずるようになる。

なお、このような、１次側の過電流を検出する過負荷の検出方式では、過負荷のみならずスイッチング電源回路の他の部分の動作の異常によって抵抗Ｒに過電流が流れた場合においても過電流を検出することができる。そして、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のゲートを制御できる限りは、過電流に対する保護特性を有するものであり、このような過電流検出方式によって、過電流が流れる原因の如何にかかわらずスイッチング電源回路の異常発熱等を防止することができる。

図１ないし図３のスイッチング電源回路を代表するものとして、図３に示す力率改善回路１２を備えるスイッチング電源回路について、その特性を説明する。

図４は、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖまたは２３０Ｖの入力電圧条件下において負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から１５０Ｗの範囲での負荷変動に対する力率ＰＦ、および交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣを示している。実線は交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖのときの特性、破線は交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖのときの特性を各々示すものである。

ここで、高調波歪規制値のクラスＡ規格では交流入力電力が７５Ｗ以上の場合が規制の対象となるものである。したがって、負荷電力Ｐｏの値として、余裕をみて負荷電力Ｐｏが７０Ｗにおいて、力率ＰＦの値を０．７５以上に設定するのが規制をクリアする観点からは望ましいことなる。このために、図３に示す回路において、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏが７０Ｗのときの力率ＰＦの値を０．７５となるように力率改善用インダクタＬｏの値を設定している。図４から明らかなように、負荷電力Ｐｏが大きくなる程、力率ＰＦの値は１にちかづき良好なるものになる。このようにして、負荷電力Ｐｏが７０Ｗにおいて、力率ＰＦの値を０．７５以上となるように力率改善用インダクタＬｏの値を設定することによって、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖのときも含めて、高調波歪規制値のクラスＡ規格を満たすこととなる。

上述した条件を満たすように力率改善用インダクタＬｏの値を設定する場合においては、図４から見て取れるように、例えば、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖにおいて、負荷電力Ｐｏの値が１５０Ｗである場合には、力率ＰＦの値は０．８９となり、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖにおいて、負荷電力Ｐｏの値が１５０Ｗである場合には、力率ＰＦの値は０．９６となる。

ここで、交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値に注目すると、高速スイッチングダイオードＤ１と１次側整流素子ＤｉとＤＣ／ＤＣコンバータとの損失によって効率は１以下となり、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖにおいて、負荷電力Ｐｏの値が１５０Ｗである場合には、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は９０％となり、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖにおいて、負荷電力Ｐｏの値が１５０Ｗである場合には、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は９２％となる。

以上述べたように、図１ないし図３に示すスイッチング電源回路では、高調波歪規制値のクラスＡ規格を満たし、部品点数は、図１４に背景技術として示すものに較べて大幅に少なくすることができ、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値も良好なものとできる。しかしながら、上述した図１ないし図３に示すスイッチング電源回路を医療機器に用いる場合には、交流電源ＡＣのラインに対する電源妨害である雑音端子電圧の規格は、家庭用の電機機器（家電機器）の規格よりも低レベルであり、さらに、ノイズの発生のレベルを低下させなければならない。また、図１５図１４に背景技術として示すものに較べると、ノイズ対策がより効果的になされスイッチング電源回路から交流電源ＡＣラインに流れ出すノイズのレベルはより低いものである。

上述した、電源妨害、電力変換効率、力率改善の問題について、より良好なる特性を有するのが図６および図１１ないし図１３に示すスイッチング電源回路である。各々のスイッチング電源回路の細部の説明をする前に、それらに、共通する技術的特徴を以下に説明する。

図６および図１１ないし図１３に示すスイッチング電源回路は、交流電源からの入力交流電力を１次側直流電力に変換する１次側整流平滑部と、１次側直流電力を交流電力に変換しさらに２次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、力率改善部と交流電源との間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるものである。そして、力率改善部の構成部分とコモンモードフィルタ部の構成部分とが一部重複して、良好なる、電源妨害、電力変換効率、力率改善の特性を有する点に特徴を有するものである。ここで、コンバータ部は直列共振回路を有する共振形コンバータ回路とされている。また、コンバータ部は部分電圧共振回路を備えて、複合共振形コンバータとされても良いものである。

すなわち、コモンモードフィルタ部と１次側整流平滑部を構成する１次側整流素子との入力側とコモンモードフィルタ部との各々の極性に対する接続点にノーマルモードノイズを抑圧するためのコンデンサを接続し、この１次側整流素子の出力側の各々の極性に対する接続点に電圧帰還トランスの２つの巻線の各々を配し、２つの巻線のいずれかの巻線には１次側平滑コンデンサを接続し、２つの巻線のいずれかの巻線には直列共振回路を構成する直列共振コンデンサが接続されることを特徴とする。ここで、２つの巻線に流れる電流によって各々の巻線に発生する磁束の方向が加算される加極性方向となるように巻線の巻方向を選んでも良く、２つの巻線に流れる電流によって発生する各々の巻線によって発生する磁束の方向が減算される減極性方向となるように巻線の巻方向を選んでも良いものであるが、この巻線の巻方向については後述する。

また、いずれの場合においても、過負荷を検出する過負荷検出回路および図５に示すと同様の過負荷制限部とを備えるが、過負荷検出回路は図１ないし図３に示すスイッチング電源回路におけるように大電流が流れる経路に抵抗Ｒを挿入して抵抗における電力損失を発生させる構成とは異なり、図６および図１１ないし図１３に示すスイッチング電源回の過負荷検出回路は電力損失が少なくなるように直接に過負荷に応じた電圧を検出することを特徴とするものである。

まず、１次側整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子Ｄｉと、１次側平滑コンデンサＣｉと、を具備することによって、入力交流電力を１次側直流電力に変換する。

また、コンバータ部は、いわゆる、ＤＣ／ＤＣコンバータの中でも、共振形コンバータとして構成されており、その構成態様は以下のようなものとされている。１次巻線Ｎ１と、１次巻線Ｎ１と磁気的に疎結合とされる２次巻線Ｎ２と、を有するコンバータトランスＰＩＴを具備する。

また、１次側整流素子Ｄｉの出力側は、電圧帰還トランスＶＦＴの第２巻線Ｌｏ’と直列に接続される１次側平滑コンデンサＣｉに供給された１次側直流電力を、交流電力に変換して１次巻線Ｎ１に供給するスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２と、を具備する。

また、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２をオン・オフ駆動する発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２と、２次巻線Ｎ２に接続される２次側整流素子Ｄｏ（または高速スイッチングダイオードＤｏ１と高速スイッチングダイオードＤｏ２）および２次側平滑コンデンサＣｏ（または２次側平滑コンデンサＣｏ１と２次側平滑コンデンサＣｏ２）とによって出力される２次側直流電力の電圧である出力直流電圧Ｅｏの値を所定の値とするような制御信号を発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２に供給する制御回路１と、を具備する。

また、漏れインダクタＬ１として機能する磁気的に疎結合とされた１次巻線Ｎ１と直列共振コンデンサＣ１とによって形成される直列共振回路を具備する。このようにして共振形コンバータが構成される。

さらに、漏れインダクタＬ１として機能する磁気的に疎結合とされた１次巻線Ｎ１と部分電圧共振コンデンサＣｐとによって形成される部分電圧共振回路を備えるようにしても良く、部分電圧共振回路を備える場合には、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のオン・オフの切替によって生じる電力損失を低減する複合共振形コンバータが構成される。

また、力率改善部（力率改善回路）１３ないし力率改善部（力率改善回路）１６のいずれもが、共振電流を整流できるスイッチング速度を有するものとされた１次側整流素子Ｄｉの出力側に接続された第１巻線Ｌｏおよび第２巻線Ｌｏ’を有する電圧帰還トランスＶＦＴと、コンデンサＣＮＬ（または、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２、さらには、コンデンサＣＮＬ、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２との直列回路）を具備している。ここで、力率改善用インダクタＬｏ等とコンデンサＣＮＬ等でノーマルモードフィルタが形成され、ノーマルモードノイズの抑圧が図られる。このようにして、直列共振コンデンサを流れる電流に応じた電圧を１次側平滑コンデンサＣｉに帰還する電圧帰還方式力率改善回路が形成される。

また、コモンモードフィルタ部は、コモンモードチョークコイルＣＭＣとアクロスコンデンサとして機能する力率改善部のコンデンサ（コンデンサＣＮＬ、または、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２、さらには、コンデンサＣＮＬ、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２）とを具備する。このようにして、コモンモードチョークコイルＣＭＣの出力側（１次側整流素子側）における２本の電源ライン間の高周波の電圧を零とするためのアクロスコンデンサを、力率改善部のノーマルモードフィルタのコンデンサと共通の部品とすることができる。

また、コモンモードフィルタ部の入力側（交流電源側）にもアクロスコンデンサＣＬを配することによって、コモンモードチョークコイルＣＭＣの入力の２本の電源ライン間の高周波の電圧を零とする。このようにして、コモンモードフィルタの作用を効果的なものとしている。

図６に示すスイッチング電源回路は、図１ないし図３に示すスイッチング電源回路に較べて、交流電源ＡＣのラインに対する電源妨害をより低減したスイッチング回路である。ＤＣ／ＤＣコンバータの部分は図１ないし図３に示すと同様の構成を有するものであるが、力率改善回路１０ないし力率改善回路１２と、図６に示す力率改善回路１３とは異なる構成を有し、その作用も異なるものであるので、この点を中心として以下により詳しく説明をする。

力率改善回路１３は、１次側整流素子Ｄｉとして、図１５に背景技術として示すと同様にして高速スイッチングダイオードＤｉ１ないし高速スイッチングダイオードＤｉ４を用いるものであり、図１の力率改善回路１０ないし図３の力率改善回路１２においては、１次側整流素子Ｄｉとして、低速度の整流ダイオードを用いるものである点において異なる。

また、図１および図３に対して図６を比較する場合においては、図１ないし図３のスイッチング電源回路では、力率改善用インダクタＬｏがおよび電圧帰還トランスＶＦＴ１次側整流素子Ｄｉの出力側に高速スイッチングダイオードＤ１および１次側平滑コンデンサＣｉを介して接続されているが、図６に示すスイッチング電源回路では、第１巻線Ｌｏおよび第２巻線Ｌｏ’の２つの巻線を有する電圧帰還トランスＶＦＴを備え、第１巻線Ｌｏは１次側整流素子Ｄｉの出力側の負極性側に直接接続され、第２巻線Ｌｏ’は１次側整流素子Ｄｉの出力側の正極性側に直接接続される点において異なる。

また、コンデンサＣＮＬと図１および図３に示すスイッチング電源回路におけるコンデンサＣＮとの配される回路上の位置について両者を対比すると、その一部の機能において共通するものであるが、図１ないし図３のスイッチング電源回路では、図１および図３に示すスイッチング電源回路におけるコンデンサＣＮの位置は１次側整流素子Ｄｉの出力側に配置されているのに対して、図６に示すスイッチング電源回路では、コンデンサＣＮＬの位置は１次側整流素子Ｄｉの入力側に接続されている点において異なる。

ここで、図６に示す力率改善回路１３における電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’との巻線方向の関係は、図６に黒丸（●）で示す方向とされている。すなわち、高速スイッチングダイオードＤｉ１および高速スイッチングダイオードＤｉ２の各々のカソードの接続点に第２巻線Ｌｏ’が接続されているので、第２巻線Ｌｏ’については黒丸が付された巻端より電流は流れ込み、高速スイッチングダイオードＤｉ２および高速スイッチングダイオードＤｉ４の各々のアノードの接続点に第１巻線Ｌｏが接続されているので、第１巻線Ｌｏについては黒丸が付された巻端より電流は流れ込むこととなる。この結果として、各々の巻線によって電圧帰還トランスＶＦＴに生じる磁束は加極性、すなわち、加算する方向となる。このような接続態様とすることによって、コンデンサＣＮＬの有するキャパシタンスと、加極性とされた第１巻線Ｌｏおよび第２巻線Ｌｏ’によって生じるインダクタンスとで形成されるノーマルモードノイズフィルタによって良好なるフィルタ効果を有することとなる。

すなわち、上述した構成を有する力率改善回路では、共振電流である電流Ｉ１の一方向の電流は、コンデンサＣＮＬ、高速スイッチングダイオードＤｉ１、第２巻線Ｌｏ’、１次側平滑コンデンサＣｉ、第１巻線Ｌｏ、高速スイッチングダイオードＤｉ４、コンデンサＣＮＬの順に流れ、このときに、電流Ｉ１の一方向の電流は１次側平滑コンデンサＣｉに充電されて電力の回生がなされる。ここで、電流Ｉ１の高周波成分はコンデンサＣＮＬのキャパシタと第２巻線Ｌｏ’および第１巻線Ｌｏで発生される磁束が加算されることによって生じる大きなインダクタンスとによるノーマルモードフィルタでノーマルモードノイズが抑圧されることとなる。

また、コンデンサＣＮＬは高周波特性が良好なるコンデンサであるので、電流Ｉ１の高周波成分はコンデンサＣＮＬによって短絡されてコンデンサＣＮＬの両端の電圧（ノーマルモードノイズ）は非常に小さいものとなる。

ここで、コンデンサＣＮＬは、図１ないし図３に示すアクロスコンデンサＣＬ２と同じ位置、すなわち、コモンモードチョークコイルＣＭＣの両端の間に配置されたアクロスコンデンサとしても機能してコモンモードノイズを抑圧する作用も同時におこなう。すなわち、図１ないし図３に示すコンデンサＣＮはノーマルモードフィルタの一部として機能するのに対して、図６に示すコンデンサＣＮＬはノーマルモードフィルタおよびコモンモードフィルタの両者の一部として機能する。このような構成を採用することによって、図１ないし図３に示すコモンモードノイズの発生を抑圧するアクロスコンデンサＣＬ１と、ノーマルモードノイズの発生を抑圧するコンデンサＣＮとの２個のコンデンサの各々が奏する作用を１個のコンデンサであるコンデンサＣＮＬによって奏することができる。

すなわち、図６に示す力率改善回路１３を有するスイッチング電源回路では、交流ライン側、１次側整流素子Ｄｉの入力側にコンデンサＣＮを備え、１次側整流素子Ｄｉの出力側に電圧帰還トランスＶＦＴを備えることによって、少ない部品構成で、コモンモードノイズを抑圧するコモンモードフィルタとノーマルモードノイズを抑圧するノーマルモードフィルタとの両方を実現することができる。これによって、回路の簡略化、部品の低減によるコストの低価格化を可能とすることができる。

また、このような高周波電流が流れるコンデンサにおいては誘電体損失が大きな損失の要素となる。したがって、高周波電流が流れるコンデンサの数が多くなる程スイッチング電源回路における損失は増加する傾向となる。したがって、上述したように、コンデンサの高周波特性を良好となし、さらに、スイッチング電源回路で採用するコンデンサの数を少なくすることによって、効率の改善を図ることができる。

コストの低価格化が可能となる大きな理由は以下に述べるものである。まず、コモンモードチョークコイルＣＭＣの両端の間に配置されたアクロスコンデンサに対しては、安全規格上、耐圧に対する要求が厳格である。また、このようなアクロスコンデンサの高周波特性が良好でない場合には、コモンモードノイズを抑圧する作用が十分得られないところから、高周波特性が良好であるコンデンサがアクロスコンデンサとしの特性として要求される。この結果、アクロスコンデンサの価格も高価なものになりがちであった。一方、高速スイッチングダイオードＤｉ１ないし高速スイッチングダイオードＤｉ４の４つの高速スイッチングダイオードの中の２つ高速スイッチングダイオードと力率改善用インダクタＬｏに流れる電流Ｉ１の高周波成分を抑圧するノーマルモードフィルタに用いるコンデンサの高周波特性も同様に良好なるものでなければならず、このコンデンサも同様に高価なものになりがちであった。図６に示す力率改善回路１３では、このような高価なコンデンサを一つにすることができるので装置の低価格化が実現できる。

図６に示すスイッチング電源回路における各部の定数を示しながら各部の動作をさらに補足する。

まず、ＤＣ／ＤＣコンバータ部について説明する。コンバータトランスＰＩＴは、１次側と２次側とを絶縁するとともに電圧の変換を行う機能を有するが、さらに、複合共振形のスイッチングコンバータとして機能させるための共振回路の一部を構成するインダクタＬ１としても機能する。ここで、インダクタＬ１のインダクタンスは、コンバータトランスＰＩＴによって形成される漏れインダクタンスである。このような漏れインダクタンスをどのようにして生じさせるかについて、図７に示すコンバータトランスＰＩＴの断面図を示して具体的に説明する。

コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１とＥ型コアＣＲ２とを互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。そして、１次側と２次側の巻装部については、相互に独立するようにして分割し、例えば樹脂などによって形成されるボビンＢが備えられる。そして、１次側の巻装部として１次巻線Ｎ１が巻装され、２次側の巻装部として２次巻線Ｎ２が巻装されたボビンＢをＥＥ字形コアに取り付けることで、１次巻線Ｎ１が一の領域に巻装され、２次巻線Ｎ２がこの一の領域とは異なる巻装領域に分離され、ＥＥ字形コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにしてコンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。

このＥＥ字形コアの中央磁脚に対しては、１．０ｍｍのギャップＧを形成する。これによって、磁束の一部がギャップＧから漏れ、この漏れた磁束の一部の磁束は１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とに共通して鎖交しないものとなる。この結果、結合係数ｋの値は１以下となる。実施形態においては、１次側と２次側との結合係数ｋの値としては、０．７９を得ている。このように、結合係数ｋの値を１よりも小さく、すなわち、疎結合とすることによって、漏れインダクタＬ１を形成して大きなインダクタンス値を得るようにしている。なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１およびＥ型コアＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成している。また、１次巻線Ｎ１の巻数は３１Ｔ（ターン）、２次巻線Ｎ２の巻数は８Ｔ、コア材は、ＥＥＲ―３５（コア材名称）とした。

また、部分電圧共振コンデンサＣｐの値は６８０ｐＦとし、直列共振コンデンサＣ１の値は０．０５６μＦとした。スイッチング素子Ｑ１は、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定され、ソース−ドレイン間に並列にボディダイオードＤＤ１を内蔵する。また、スイッチング素子Ｑ２は、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定され、ソース−ドレイン間に並列にボディダイオードＤＤ２を内蔵する。このような、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが相補的にスイッチング動作をすることによって、部分電圧共振コンデンサＣｐとインダクタＬ１とによって形成される１次側の部分電圧共振回路に部分共振電流を流し、直列共振コンデンサＣ１とインダクタＬ１とによって形成される１次側の直列共振回路に直列共振電流を流す。ここで、相補的とは、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが同時にオンとなることがないことを言うものである。

コンバータトランスＰＩＴの２次側では、１次巻線Ｎ１により誘起された交番電圧に略相似した電圧波形が２次巻線Ｎ２に発生する。この２次巻線Ｎ２に対して２次側整流素子Ｄｏを接続している。２次側整流素子Ｄｏの出力側には２次側平滑コンデンサＣｏが接続されている。これにより、２次側平滑コンデンサＣｏの両端から出力直流電圧Ｅｏを得ている。なお、図６では、２次側整流素子Ｄｏとしてブリッジ整流器を用いて全波整流回路を形成しているが、２次側整流回路に特別の限定はなく、両波整流回路、倍電圧整流回路を用いた場合においても１次側回路は同様な動作をするものである。

制御回路１は、入力された出力直流電圧Ｅｏと所定の値の基準電圧値との差に応じた検出出力を発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２に供給する。発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じて主としてはスイッチング周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２を駆動する。また、スイッチング周波数とともに一周期におけるスイッチング素子Ｑ１のオンまたはスイッチング素子Ｑ２のオンとなる時間の一周期の時間に対する比率である時比率を変化させるようにしても良い。

このようにしてスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数が可変制御されることにより、スイッチング周波数に応じて１次側の直列共振回路のインピーダンスが変化し、コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１から２次巻線Ｎ２側に伝送される電力量、また、２次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、出力直流電圧Ｅｏの大きさを基準電圧と一致させる動作が得られることになる。つまり、出力直流電圧Ｅｏの安定化が図られる。ここで、１次側の直列共振回路に流れる共振電流は直接に電力の２次側への伝送に寄与し、１次側の部分電圧共振回路は、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のオンとオフの切替のタイミングにおける損失を低減するように作用する。

力率改善回路１３の具体的な定数について以下に説明する。電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏの有するインダクタンス値は３５μＨとした。なお、第１巻線Ｌｏの有するインダクタンス値を測定するに際しては、第２巻線Ｌｏ’は解放状態とした。また、電圧帰還トランスＶＦＴ第２巻線Ｌｏ’の有するインダクタンス値は３５μＨとした。なお、第２巻線Ｌｏ’の有するインダクタンス値を測定するに際しては、第1巻線Ｌｏは解放状態とした。１次側整流素子Ｄｉは３Ａ／６００Ｖの仕様のものを４個用い（ワンパッケージ品）、いずれも高速ダイオードである。コンデンサＣＮＬの値は１μＦ（マイクロ・ファラッド）とした。

図６に示すスイッチング電源回路の要部の動作波形を図８および図９に示し、図６に示すスイッチング電源回路によって得られる特性の測定データを図１０に示す。

図８は、交流入力電圧１００Ｖ、負荷電力Ｐｏが最大負荷電力である１５０Ｗにおける主要部の動作波形を商用の交流電源周期により示している。上段より下段に向かって、交流入力電圧ＶＡＣ（図６を参照）、交流入力電流ＩＡＣ（図６を参照）、電圧Ｖ１（図６を参照）、電流Ｉ１（図６を参照）、電圧Ｖ２（図６を参照）、電流Ｉ２（図６を参照）の各々を示す。図８の電圧Ｖ１、電流Ｉ１、電圧Ｖ２、および電流Ｉ２の縦線を施した部分の各々は、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のスイッチング周期と同じ周期でスイッチングしていることを示すものである。

図８の交流入力電圧ＶＡＣと交流入力電流ＩＡＣとの関係を見ると、交流入力電流ＩＡＣの流れる期間である流通角は、力率改善回路１３を設けることがない場合に較べて拡大している。すなわち、図６において、電圧帰還トランスＶＦＴを備えることがない場合、すなわち、図示しないが、１次側整流素子Ｄｉの出力側の端子に１次側平滑コンデンサＣｉを直接に接続する場合には、図８の交流入力電圧ＶＡＣのピーク電圧付近でのみパルス状に交流入力電流ＩＡＣが流れることとなる。一方、図６に示す力率改善回路１３を設ける場合においてはこのようなことはなく、交流入力電圧ＶＡＣと交流入力電流ＩＡＣとの関係は図８に示すごとく略相似形となっている。

また、図９は、交流入力電圧２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏが最大負荷電力である１５０Ｗにおける主要部の動作波形を商用の交流電源周期により示している。上段より下段に向かって、交流入力電圧ＶＡＣ（図６を参照）、交流入力電流ＩＡＣ（図６を参照）、電圧Ｖ１（図６を参照）、電流Ｉ１（図６を参照）、電圧Ｖ２（図６を参照）、電流Ｉ２（図６を参照）の各々を示す。図９の電圧Ｖ１、電流Ｉ１、電圧Ｖ２、および電流Ｉ２の縦線を施した部分の各々は、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のスイッチング周期と同じ周期でスイッチングしていることを示すものである。図９に示す交流入力電圧ＶＡＣと交流入力電流ＩＡＣとの関係から明らかなように、交流入力電圧２３０Ｖにおいても、交流入力電流ＩＡＣの流通角は拡大して、交流入力電圧ＶＡＣと交流入力電流ＩＡＣとの関係は略相似形となっている。

図１０は、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖまたは２３０Ｖの入力電圧条件下において負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から１５０Ｗの範囲での負荷変動に対する整流平滑電圧Ｅｉ、力率ＰＦ、および交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣを示している。実線は交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの特性、破線は交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの特性を示すものである。

図１０から読み取れる代表特性の一部を紹介する。電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’の巻線比を適切に設定することによって、広範囲な負荷変動の範囲で良好なる力率ＰＦの特性を有することができるものとなる。例えば、図１０に示すように、負荷電力Ｐｏの値については、無負荷から最大負荷である１５０Ｗの範囲の中間点で最良となるように設定する場合に広範囲な負荷変動に対して良好なる力率ＰＦの値を有することができる。例えば、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの場合には、負荷電力Ｐｏの値として６０Ｗ付近における力率ＰＦを最良値とし、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの場合には、負荷電力Ｐｏの値として９０Ｗ付近における力率ＰＦを最良値とした。さらに、１次巻線Ｎ１の巻数を選択することによって、さらに広範囲な範囲において、力率ＰＦが最良値となる負荷電力Ｐｏの値を設定することができるものとなる。

このように電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’の巻線比を適切に設定して、図１０においては、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値としては、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの場合で、負荷電力Ｐｏの値が最大負荷の１５０Ｗのときに９１．５％とし、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの場合で、負荷電力Ｐｏの値が最大負荷の１５０Ｗのときに９３．０％とすることができた。図１ないし図３に示すスイッチング電源回路よりも、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値が向上している。これは、後述するが、ダイオードに流れる電流が通過する経路に存在するダイオードの個数を減らし、高周波電流が流れるコンデンサの個数を減らす等によって部品点数を減らしたことによって得られる効果である。

また、図６のスイッチング電源回路では、アクティブフィルタを不要としたことで、回路構成部品の点数削減が図られる。つまり、図１４に示すアクティブフィルタは、スイッチング素子Ｑ１００と、これらを駆動するための乗算器１１１等を始め、多くの部品により構成される。これに対し、実施形態のスイッチング電源回路においては、力率改善のために必要な追加部品として、コンデンサＣＮＬ、力率改善用インダクタＬｏおよび１次側整流素子Ｄｉとして高速整流素子を備えればよく、アクティブフィルタと比較すれば非常に少ない部品点数とすることができる。

また、図１５に示すスイッチング回路と比較した場合にはノイズの低減効果は極めて良好であり、さらに、図１ないし図３に示すスイッチングに較べてもノイズの低減効果を極めて良好とするとともに、部品点数を少なくして低コストなものとすることができる。

また、図６のスイッチング電源回路では、複合共振形のコンバータ部および力率改善部の動作はいわゆるソフトスイッチング動作であるから、図１４に示したアクティブフィルタを用いる回路と比較すればスイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。

また、２次側の高速スイッチングダイオードである高速スイッチングダイオードＤｏ１ないし高速スイッチングダイオードＤｏ４、高速スイッチングダイオードＤｉ１ないし高速スイッチングダイオードＤｉ４などもスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２に同期してスイッチングの動作をするものである。したがって、アース電位としては、図１４のスイッチング電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定させることができる。

また、図１ないし図３に示すスイッチング電源回路では、１次側整流素子Ｄｉの中の２個の整流ダイオードおよび高速スイッチングダイオードＤ１を合わせた３個のダイオードに高周波の電流および整流電流が流れ、これによって生じる順方向電力損失およびスイッチング損失が電力損失となったが、図６に示すスイッチング電源回路では、高周波の電流および整流電流が流れるダイオードの数を２個として、負荷電力Ｐｏの値が１５０Ｗにおいて、ダイオードにおける電力損失を０．８Ｗ程度減らしている。さらに、図１ないし図３においては、交流電流が、アクロスコンデンサＣＬ１、アクロスコンデンサＣＬ２、コンデンサＣＮの３個に流れるのに対して、図６では、アクロスコンデンサＣＬとコンデンサＣＮＬとの２個に流れるようにして、上述したように高周波電流が流れるコンデンサの数を減らし、結果としてコンデンサにおける電力損失を減らしている。

このようにして、ダイオードとコンデンサにおける電力損失を低減することによって、図１ないし図３に示すスイッチング電源回路に較べて図６に示すスイッチング電源回路では、負荷電力Ｐｏの値が最大負荷である１５０Ｗにおいて、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの場合で、１．５％程度の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値の改善がなされ、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの場合で、１．０％程度の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値の改善がなされた。

また、電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’の巻線比を適切に設定して、中間負荷時（負荷電力Ｐｏの値が無負荷と最大負荷との間の値を言う）における力率ＰＦの値を最良のものとして、力率ＰＦを広範囲に良好なるものとすることができ、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの場合および交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの場合のいずれにおいても最大負荷時である１５０Ｗにおける力率ＰＦの値を同程度の０．８４５とすることができた。

図１５、図１ないし図３に示すスイッチング電源回路との比較においては、電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’とを１次側整流素子Ｄｉの出力側に接続し、コンデンサＣＮＬを交流電源ライン側（１次側整流素子Ｄｉの入力側）に挿入して、少ない個数の部品によってノーマルモードノイズが大幅に低減できた。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータに追加する力率改善のための追加の部品の点数は、図６に示す力率改善回路１３においては、電圧帰還トランスＶＦＴの１点であり、部品点数を削減することができる。

また、電圧帰還トランスＶＦＴを用いることによって、図１ないし図３に示す抵抗Ｒおよび背景技術である図１４に示す抵抗Ｒｉのような電流経路に挿入される抵抗を用いない構成の過負荷検出回路を構成することができる。図６に示すスイッチング電源回路では、直列共振コンデンサＣ１に流れる電流に応じた電圧が電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏおよび第２巻線Ｌｏ’の各々の巻線の両端に発生する。

すなわち、抵抗Ｒまたは抵抗Ｒｉの両端に発生する電圧ＶＯＰの電圧を十分に大きくする場合には、これらの抵抗における熱損失が大きなものとなる。一方、図６に示すスイッチング電源回路では、第１巻線Ｌｏまたは第２巻線Ｌｏ’のいずれかの両端に発生する電圧を検出してこの電圧を電圧ＶＯＰとして用いることができるので、過負荷検出回路における熱損失は原理的に発生しないこととなる。図６においては、過負荷検出回路としては抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とからなる分圧回路を用いて、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との比によって電圧ＶＯＰを任意の値に設定可能としている。この場合において、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の直列接続回路の抵抗の値を大きなものとすれば、電力損失は極めて小さなものとできる。なお、過負荷制限部は図５に示すものと同様のものを採用することができる。

図６に示すスイッチング電源回路の力率改善回路１３の変形例を図１１の力率改善回路１４、図１２の力率改善回路１５、図１３の力率改善回路１６として各々示す。図１１ないし図１３に図示した部分以外の部分は、図６に示すと同様の構成を採用するものである。例えば、図１１および図１２においては、図６と同様にして、１次側平滑コンデンサＣｉにはスイッチング素子Ｑ１のドレイン側が接続されているが、その記載は省略されている。また、発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２および制御回路１が接続されているが、その記載は省略されている。また、２次側については、図１１では両波整流回路、図１２では倍電圧整流回路を採用するが、１次側の動作については、図６において説明したと変わることがないものである。

図１１に示す両波整流回路では、コンバータトランスＰＩＴの２次巻線としては中間タップを有して形成され、２次巻線部Ｎ２と２次巻線部Ｎ２’との各々に高速スイッチングダイオードＤｏ１と高速スイッチングダイオードＤｏ２とを接続して、２次巻線部Ｎ２および２次巻線部Ｎ２’に発生する交流電圧のピーク値と等倍の出力直流電圧Ｅｏの電圧値を得るものである。また、図１２に示す倍電圧整流回路では、コンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２に高速スイッチングダイオードＤｏ１と高速スイッチングダイオードＤｏ２とを接続して、２次側平滑コンデンサＣｏ１および２次側平滑コンデンサＣｏ２の各々に２次巻線Ｎ２に発生する交流電圧のピーク値と等倍の電圧を得て、出力直流電圧Ｅｏとしては、２次側平滑コンデンサＣｏ１の電圧と２次側平滑コンデンサＣｏ２の電圧とを加算した電圧を得るものである。ここで、２次側回路については全波整流回路、両波整流回路、倍電圧整流回路のいずれを採用しても１次側の特性は変わることがないものである。

上述した、力率改善回路１４ないし力率改善回路１６を有するスイッチング電源回路のいずれもが、１次側は２つのスイッチング素子であるスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とをハーフブリッジ接続して備え、疎結合トランスに生じるインダクタＬ１を構成要素とする電流共振回路と部分電圧共振回路と備え、高速ダイオードから構成される１次側整流素子Ｄｉの入力側である交流ラインにノーマルモードノイズを抑圧するコンデンサを接続し、１次側整流素子Ｄｉの出力側に電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’を接続して、この第２巻線Ｌｏ’に１次側平滑コンデンサＣｉを接続して、共振電力を１次側平滑コンデンサＣｉに帰還する力率改善回路を構成している点はいずれも共通している。また、ノーマルモードノイズを抑圧するコンデンサが同時にコモンモードノイズを抑圧するコンデンサとして機能し、これによって部品点数を減らす点においても、力率改善回路１４ないし力率改善回路１６のいずれの回路も共通している。

図１１に示す力率改善回路１４においては、コンデンサＣＮＬに替えてコンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２の直列接続回路を採用している。ここで、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２は、図１ないし図３に示すアクロスコンデンサＣＬ２と同じ位置、すなわち、コモンモードチョークコイルＣＭＣの両端の間に配置されたアクロスコンデンサとしても機能してコモンモードノイズを抑圧する作用も同時におこなう。そして、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２の接続点は１次側の基準電位となる１次側接地点に接続されているので、図６に示すような力率改善回路１３で採用する回路構成と較べた場合にコモンモードノイズの低減効果はさらに良好となる。

すなわち、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２の接続点は高周波的には接地電位とされ、この接続点を接地しない場合に較べて、コモンモードノイズの発生のレベルが低いものとされている。それに加えて、コンデンサＣＮＬのみを設ける場合と同様に、コモンモードチョークコイルＣＭＣの出力側の２本のライン間の高周波の電位を同一として、コモンモードチョークコイルＣＭＣの作用を効果的にしている。

図１２に示す力率改善回路１５においては、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２に加えてコンデンサＣＮＬを有するので、コンデンサＣＮＬがない場合に較べてノーマルモードノイズの発生はさらに少ないものとなる。さらに、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２の接続点を高周波的に接地電位とすることによって上述したようにコモンモードノイズの抑圧の効果は良好なるものとなる。また、コンデンサＣＮＬはコモンモードチョークコイルＣＭＣの出力側の両方の極性の端子間の電圧を同一として、コモンモードチョークコイルＣＭＣのコモンモード抑圧の作用をより効果的なものとする。

図１３に示す力率改善回路１６においては、電圧帰還トランスＶＦＴの第２巻線Ｌｏ’に直列共振コンデンサＣ１が接続され、電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’との巻方向の関係は、減極性となる方向に巻回されている。このような減極性となる接続態様を採用する場合であって、第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’とに同一の電流が流れる場合には、コモンモードインダクタンスのみが生じ、ノーマルモードのインダクタンスが生じることがないが、電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’との磁気的な結合度ｋの値が１よりも小さい場合には、ノーマルモードのインダクタンスとしても機能するものである。また、直列共振コンデンサＣ１を第１巻線Ｌｏに替えて第２巻線Ｌｏ’に接続する場合においてもその作用は大きく異なるところはない。

なお、第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’との磁気結合の結合係数の値をｋとする場合で、第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’の巻数が等しい場合において、第１巻線Ｌｏによって構成されるインダクタＬｏのインダクタンスの値をＬｏとし、第２巻線Ｌｏ’によって構成されるインダクタＬｏ’のインダクタンスの値をＬｏ’とし、減極性の場合には、その合成のインダクタンスＬＮｋの値は、（式１）で表されるものとなる。なお、第１巻線Ｌｏの生じるインダクタンスの測定においては第２巻線Ｌｏ’の両端を解放とし、第２巻線Ｌｏ’の生じるインダクタンスの測定においては第１巻線Ｌｏの両端を解放とする。また、（式１）ではインダクタンスＬｏとインダクタンスＬｏ’との値は等しいものとされている。

ＬＮｋ＝２×Ｌｏ×（１−ｋ）・・・・（式１）

ここで、ｋ＝１であれば、インダクタンスＬＮｋの値は０となる。ｋの値が１にちかい密結合として電圧帰還トランスＶＦＴを構成する場合の構成例としては、例えば、コアにギャップを設けることなく、第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’とを近接して配置することによって磁気的結合度を１にちかづけることができる。また、疎結合とする場合の構成例は、第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’との両方に共通に鎖交する磁束の量を減らすために、両方の巻線コイルを離間させるようにしても良く、または、両方の巻線の間にギャップを設けて、そのギャップから磁束を漏らして、両者の鎖交磁束の量を減らす構造としても良いものである。

また、加極性の場合には、その合成のインダクタンスＬＮｋの値は、（式２）で表されるものとなる。

ＬＮｋ＝２×Ｌｏ×（１＋ｋ）・・・・（式２）

上述した実施の形態を以下に要約する。

実施形態のスイッチング電源回路は、交流電源ＡＣからの入力交流電力を１次側直流電力に変換する１次側整流平滑部と、１次側直流電力を交流電力に変換しさらに２次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、力率改善部と交流電源ＡＣとの間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるスイッチング電源回路である。

そして、１次側整流平滑部は、交流電源ＡＣからの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子Ｄｉと、１次側平滑コンデンサＣｉと、を具備するものである。

また、コンバータ部は、１次巻線Ｎ１と、１次巻線Ｎ１と磁気的に疎結合とされる２次巻線Ｎ２とを有するコンバータトランスＰＩＴと、１次側平滑コンデンサＣｉに供給された１次側直流電力を、交流電力に変換して１次巻線に供給するスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２と、これらのスイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２の一部として構成される発振・ドライブ回路と、２次巻線Ｎ２に接続される２次側整流素子Ｄｏおよび２次側平滑コンデンサを有する２次側整流回路によって出力される２次側直流電力の電圧である出力直流電圧Ｅｏの値を所定の値とするような制御信号を発振・ドライブ回路に供給する制御回路１と、漏れインダクタＬ１として機能する１次巻線Ｎ１と直列共振コンデンサＣ１とによって形成される直列共振回路と、を具備する。

また、力率改善部は、第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’とが磁気的結合を有して形成される電圧帰還トランスＶＦＴと、１次側整流素子Ｄｉの入力側の正負の極性の各々の端子の間に接続されたコンデンサＣＮＬと、を具備し、１次側整流素子Ｄｉの出力側の各々の極性端子に第１巻線Ｌｏの一方の端子と第２巻線Ｌｏ’の一方の端子とが各々接続され、１次側整流素子Ｄｉの出力側の正負のいずれかの極性端子に直列共振コンデンサＣ１が接続され、電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏの他方の端子と第２巻線Ｌｏ‘の他方の端子との間に１次側平滑コンデンサＣｉが接続されて形成されている。

ここで、直列共振コンデンサＣ１を１次側整流素子Ｄｉの出力側の正極性端子に接続する場合と、直列共振コンデンサＣ１を１次側整流素子Ｄｉの出力側の負極性端子に接続する場合と、での効果の差は結合係数ｋの値が１にちかい場合にはあまりない。１次側整流素子Ｄｉの出力側の各々の端子は電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’との各々に接続され、第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’とは磁気結合されているので、結合係数が１にちかい密結合の場合においては、第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’に発生する電圧の差はあまり大きくないからである。

コモンモードフィルタ部は、コモンモードチョークコイルＣＭＣとアクロスコンデンサＣＬとして機能する力率改善部のコンデンサＣＮＬと、を具備するものである。

ここで、コモンモードノイズをさらに抑圧するために、力率改善部のコンデンサＣＮＬに替えて、コンデンサＣＮＬ１とコンデンサＣＮＬ２との直列接続回路を採用して、コンデンサＣＮＬ１とコンデンサＣＮＬ２との接続点が１次側整流素子Ｄｉの出力側の基準電位点に接続されるようにしても良いものである。また、コンデンサＣＮＬに加えて、コンデンサＣＮＬ１とコンデンサＣＮＬ２との直列接続回路を追加し、この直列接続回路にコンデンサＣＮＬを並列に接続する構成として、コンデンサＣＮＬ１とコンデンサＣＮＬ２との接続点が１次側整流素子Ｄｉの出力側の基準電位点に接続されるようにしても良いものである。ここで、出力側の基準電位点とは、高周波的に電位が変化しない点を言うものであって、例えば、１次側整流素子Ｄｉの出力側の接地点や、接地点と高周波的に同電位となるように、この接地点に接続された高周波特性が良好なコンデンサの他端を言うものである。このようにコンデンサＣＮＬ１とコンデンサＣＮＬ２との接続点を接地することによってコモンモードチョークコイルＣＭＣの出力側の高周波電位は零となり、コモンモードノイズが効果的に抑圧される。

また、電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’との巻線方向の相互の関係については、第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’とが減極性となる巻線方向に巻回されるようにすると、第１巻線Ｌｏまたは第２巻線Ｌｏ’はノーマルモードに対して大きなインダクタンスを有するようになり、良好なノイズの抑圧効果を得ることができる。

さらに、発振・ドライブ回路に加えて過負荷制限部を有して構成される発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２を採用する場合には、電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏまたは第２巻線Ｌｏ’に発生する電圧またはこれを抵抗で分圧した電圧である電圧ＶＯＰの値が所定値として設定される基準電圧ＶＴＨを超えたときにスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２をオフに制御する過負荷検出部を具備する場合には、過負荷となった場合でもスイッチング電源回路に過大な電流が流れないようにすることができる。

なお、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、必要に応じて変更することができるものである。

実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態の電源回路の負荷電力に対する力率および電源効率の特性を示す図である。 発振・ドライブ・ＯＣＰ回路の一部である過負荷制限部の構成を示す図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のコンバータトランスの構成例を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す回路図である。 実施形態の電源回路の負荷電力に対する力率および電源効率の特性を示す図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 背景技術に示すスイッチング電源回路の構成例を示す図である。 背景技術に示すスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。

符号の説明

１ 制御回路、２ 発振・ドライブ・ＯＣＰ回路、１０、１１、１２、１３、１４、１５、１６ 力率改善回路、２１ 絶対値検出部、２２ 平均値検出部、２３、 コンパレータ部、２４、２５ アンド部、２６、２７ ドライバ部、ＡＣ 交流電源、Ｂ ボビン、Ｃ１ 直列共振コンデンサ、Ｃｉ １次側平滑コンデンサ、ＣＬ、ＣＬ１、ＣＬ２ アクロスコンデンサ、ＣＭＣ、ＣＭＣ１、ＣＭＣ２ コモンモードチョークコイル、ＣＮ、ＣＮＬ、ＣＮＬ１、ＣＮＬ２ コンデンサ、Ｃｏ、Ｃｏ１、Ｃｏ２ ２次側平滑コンデンサ、Ｃｐ 部分電圧共振コンデンサ、Ｄ１、Ｄｉ１、Ｄｉ２、Ｄｉ３、Ｄｉ４、Ｄｏ１、Ｄｏ２、Ｄｏ３、Ｄｏ４ 高速スイッチングダイオード、ＤＤ１、ＤＤ２ ボディダイオード、Ｄｉ １次側整流素子、Ｄｏ ２次側整流素子、Ｅｉ 整流平滑電圧、Ｅｏ 出力直流電圧、Ｉ１、Ｉ２ 電流、ＩＡＣ 交流入力電流、Ｌ１ インダクタ、Ｌｏ 巻線（力率改善用インダクタ）、Ｌｏ１、Ｌｏ２ 力率改善用インダクタ、Ｎ１ １次巻線、Ｎ２ ２次巻線、Ｎ３ ３次巻線、ＰＩＴ コンバータトランス、Ｑ１、Ｑ２ スイッチング素子、Ｒ、Ｒ１、Ｒ２ 抵抗、Ｖ１、Ｖ２、ＶＯＰ 電圧、ＶＡＣ 交流入力電圧、ＶＦＴ 電圧帰還トランス、ＶＴＨ 基準電位

Claims (5)

1. 交流電源からの入力交流電力を１次側直流電力に変換する１次側整流平滑部と、前記１次側直流電力を交流電力に変換しさらに２次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、前記力率改善部と前記交流電源との間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるスイッチング電源回路であって、
   前記１次側整流平滑部は、
   交流電源からの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子と、
   １次側平滑コンデンサと、を具備し、
   前記コンバータ部は、
   １次巻線および前記１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線を有するコンバータトランスと、
   前記１次側平滑コンデンサからの前記１次側直流電力を前記交流電力に変換して前記１次巻線に供給するスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
   前記２次巻線に接続される２次側整流回路によって出力される前記２次側直流電力の電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、
   漏れインダクタとして機能する前記１次巻線と直列共振コンデンサとによって形成される直列共振回路と、を具備し、
   前記力率改善部は、
   第１巻線と第２巻線とが磁気的結合を有して形成される電圧帰還トランスと、前記１次側整流素子の入力側の各々の端子の間に接続されたコンデンサと、を具備し、
   前記１次側整流素子の出力側の各々の極性端子に前記第１巻線の一方の端子と前記第２巻線の一方の端子とが各々接続され、
   前記１次側整流素子の出力側のいずれかの極性端子に前記直列共振コンデンサが接続され、
   前記電圧帰還トランスの前記第１巻線の他方の端子と前記第２巻線の他方の端子との間に前記１次側平滑コンデンサが接続されて形成され、
   前記コモンモードフィルタ部は、
   コモンモードチョークコイルとアクロスコンデンサとして機能する前記力率改善部の前記コンデンサと、を具備する、
   スイッチング電源回路。
2. 前記力率改善部のコンデンサは、
   第１コンデンサと第２コンデンサとの直列接続回路によって形成され、
   前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点が前記１次側整流素子の出力側の基準電位点に接続されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 前記力率改善部のコンデンサは、
   第１コンデンサと第２コンデンサとの直列接続回路および前記直列接続回路に並列に接続された第３コンデンサによって形成され、
   前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点が前記１次側整流素子の出力側の基準電位点に接続されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
4. 前記力率改善部の前記電圧帰還トランスの前記第１巻線と前記第２巻線とが減極性となる巻線方向に巻回されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
5. さらに、前記電圧帰還トランスの前記第１巻線または前記第２巻線に発生する電圧が所定値を超えたときに前記スイッチング素子をオフとなるように制御する過負荷検出部を具備する請求項１に記載のスイッチング電源回路。

Images