JP2007143263A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】力率改善機能を有する電源回路として、電力変換効率の向上、回路構成部品の削減を図る。
【解決手段】交流電源ＡＣからの入力交流電力を平滑整流し、整流平滑電圧Ｅｉを、チョークコイルＰＣＣを介して一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２との結合係数を０．８以下の疎結合として漏れインダクタンスＬ１を有するコンバータトランスＰＩＴに付与し、スイッチング素子Ｑ１によるＥ級スイッチング動作の電圧・電流共振多重コンバータとする。そして、スイッチング素子Ｑ１がオフのときに電圧をクランプする補助スイッチング素子Ｑ２を備える。さらに、力率改善ダイオードＤ１及び力率改善用トランスＶＦＴと、を具備する電力回生方式力率改善回路と、を備えるものである。
【選択図】図１

Description

本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。

近年、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。

ところで、商用電源は正弦波の交流電圧であるが、商用電源を整流素子と平滑コンデンサとを用いる平滑・整流回路において整流及び平滑を行う場合には、平滑・整流回路のピークホールド作用のために、商用電源からスイッチング電源回路には、交流電圧のピーク電圧付近の短時間だけ電流が流れ込むこととなり、正弦波とは大きく異なる歪み波形になってしまう。そして、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。又、このような歪み電流波形となることによって発生する商用電源周期の高調波を抑圧するための対策が必要とされてしまう。これらの問題を解決するために、従来において力率改善を図る技術として、いわゆるアクティブフィルタを用いる手法が知られている（例えば特許文献１参照）。

図１５にこのようなアクティブフィルタの基本構成を示す。図１５においては、商用の交流電源ＡＣにブリッジ整流器Ｄｉを接続している。このブリッジ整流器Ｄｉの正極／負極ラインに対してはステップアップ型のコンバータが接続され、その出力には並列に平滑コンデンサＣｏｕｔが接続され、その両端電圧として直流電圧Ｖｏｕｔが得られる。この直流電圧Ｖｏｕｔは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷１１０に入力電圧として供給される。

そして、力率改善のための構成としては、インダクタＬ、高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードＤ、スイッチング素子Ｑからなるステップアップ型のコンバータ、及び乗算器１１１を主なる構成要素とするステップアップ型のコンバータの制御部と、を備える。インダクタＬ、高速スイッチングダイオードＤは、ブリッジ整流器Ｄｉの正極出力端子と、平滑コンデンサＣｏｕｔの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。抵抗Ｒｉは、ブリッジ整流器Ｄｉの負極出力端子（一次側アース）と平滑コンデンサＣｏｕｔの負極端子との間に挿入される。又、スイッチング素子Ｑは、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴとされ、インダクタＬと高速スイッチングダイオードＤの接続点と、一次側アース間に挿入される。

乗算器１１１に対しては、電流検出ラインＬＩ及び波形入力ラインＬＷが接続され、さらに電圧検出ラインＬＶが接続される。そして、乗算器１１１は、電流検出ラインＬＩから入力される、ブリッジ整流器Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流Ｉｉｎに応じた信号を抵抗Ｒｉの両端から検出する。又、波形入力ラインＬＷから入力される、ブリッジ整流器Ｄｉの正極出力端子の整流電圧Ｖｉｎに応じた信号を検出する。この整流電圧Ｖｉｎは、商用の交流電源ＡＣからの交流入力電圧ＶＡＣの波形を絶対値化したものである。さらに、電圧検出ラインＬＶから入力される、平滑コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕｔに基づいて、直流入力電圧の変動差分（所定の基準電圧と直流電圧Ｖｏｕｔとの差分を増幅した信号を変動差分と称して以下においても同様に用いる）を検出する。そして、乗算器１１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。

乗算器１１１（ステップアップ型のコンバータの制御部）、ステップアップ型のコンバータ、では、電流検出ラインＬＩから検出した整流電流Ｉｉｎに応じた信号と、上記電圧検出ラインＬＶから検出した直流入力電圧の変動差分とを乗算し、この乗算結果と、波形入力ラインＬＷから検出した整流電圧Ｖｉｎに応じた信号との誤差を検出する。そしてこの誤差信号を増幅した後に、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変換を行い、ハイレベルとローレベルとの２値信号によって、スイッチング素子Ｑを制御する。このようにして、２入力フィードバック系が構成され、直流電圧Ｖｏｕｔの値が所定の値とされるとともに、整流電圧Ｖｉｎに対して整流電流Ｉｉｎを相似形の波形とする。この結果、商用の交流電源ＡＣからブリッジ整流器Ｄｉに印加される交流電圧と、ブリッジ整流器Ｄｉに流れ込む交流電流の波形も相似形となって、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。

図１６（ａ）は、図１５に示したアクティブフィルタ回路が適切に動作する場合における整流電圧Ｖｉｎと整流電流Ｉｉｎとを示すものである。又、図１６（ｂ）は、平滑コンデンサＣｏｕｔに入出力するエネルギー（電力）変化Ｐｃｈｇを示す。破線で示すラインは入出力するエネルギー（電力）平均値Ｐｉｎを示すものである。すなわち、平滑コンデンサＣｏｕｔは、整流電圧Ｖｉｎが高いときにエネルギーを蓄え、整流電圧Ｖｉｎが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。図１６（ｃ）は、上記平滑コンデンサＣｏｕｔに対する充放電電流Ｉｃｈｇの波形を示している。又、図１６（ｄ）には、平滑コンデンサＣｏｕｔの両端の電圧である直流電圧Ｖｏｕｔを示す。直流電圧Ｖｏｕｔは整流電圧Ｖｉｎの周期の第２高調波成分を主とするリップル電圧が直流電圧（例えば、３７５Ｖの直流電圧）に重畳している。

図１７は、図１５に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、交流入力電圧ＶＡＣの値が８５Ｖから２６４Ｖの範囲において、負荷電力Ｐｏが３００Ｗから０Ｗの範囲に対応可能な構成を採っている。又、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。

この図１７に示す電源回路を交流入力側から順に説明する。２個のラインフィルタトランスＬＦＴと３個のアクロスコンデンサＣＬによるコモンモードノイズフィルタが設けられ、この後段にブリッジ整流器Ｄｉが接続される。又、ブリッジ整流器Ｄｉの整流出力ラインには、インダクタＬＮと、フィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣＮとから成るパイ型構成のノーマルモードノイズフィルタ１２５が接続される。

ブリッジ整流器Ｄｉの正極出力端子は、上記インダクタＬＮとチョークコイルＰＣＣ（インダクタＬｐｃとして機能する）と高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードＤ２０の直列接続とを介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。この平滑コンデンサＣｉは、図１５における平滑コンデンサＣｏｕｔと同様の機能を有するものである。又、チョークコイルＰＣＣのインダクタＬｐｃと、高速スイッチングダイオードＤ２０は、それぞれ、図１５に示したインダクタＬと高速スイッチングダイオードＤと同様の機能を有するものである。又、この図における高速スイッチングダイオードＤ２０には、コンデンサＣｓｎ、抵抗Ｒｓｎの直列接続から成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。

スイッチング素子Ｑ１０３は、図１５におけるスイッチング素子Ｑに相当する。力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０は、この場合には力率を１に近づけるように力率改善を行うアクティブフィルタの動作を制御する集積回路（ＩＣ）とされており、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、及びスイッチング素子Ｑ１０３を駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。そして、平滑コンデンサＣｉの両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を分圧抵抗Ｒ５、分圧抵抗Ｒ６により分圧した電圧を、力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０の端子Ｔ１に入力するようにして整流平滑電圧Ｅｉを所定の値とする第１のフィードバック制御回路が形成される。

又、ブリッジ整流器Ｄｉの正極出力端子と一次側アース間に対して、分圧抵抗Ｒ１０１と分圧抵抗Ｒ１０２の直列接続を設け、この分圧抵抗Ｒ１０１と分圧抵抗Ｒ１０２との接続点を端子Ｔ５と接続するようにしている。これにより、端子Ｔ５には、ブリッジ整流器Ｄｉの整流電圧が分圧されて入力されることになる。又、端子Ｔ２には抵抗１０３の電圧、すなわち、スイッチング素子Ｑ１０３のソース電流に応じた電圧が入力されている。ここで、スイッチング素子Ｑ１０３のソース電流は、チョークコイルＰＣＣに流れる電流Ｉ１のうち、磁気エネルギーを蓄えることに寄与する電流である。そして、力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０の端子Ｔ５に入力される整流電圧に応じた信号と端子Ｔ２に入力される電圧の包絡線（すなわち電流Ｉ１の包絡線）に応じた信号とを相似形とする第２のフィードバック制御回路が形成される。

又、端子Ｔ４には、力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０の動作電源が供給される。この端子Ｔ４には、チョークコイルＰＣＣにおける、インダクタＬｐｃとトランス結合された巻線Ｎ５に励起された交番電圧が、図示する整流ダイオードＤ１１及び直列共振コンデンサＣ１１とから成る半波整流回路により低圧直流電圧に変換されて供給される。又、端子Ｔ４は、起動抵抗Ｒｓを介して、ブリッジ整流器Ｄｉの正極出力端子と接続される。商用の交流電源ＡＣが投入された後、巻線Ｎ５に電圧が励起されるまでの立ち上がり時間においては、ブリッジ整流器Ｄｉの正極出力端子にて得られる整流出力が起動抵抗Ｒｓを介して端子Ｔ４に供給される。力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０は、このようにして供給される整流電圧を起動用電源として、動作を開始する。

又、端子Ｔ３からは、スイッチング素子を駆動するためのドライブ信号（ゲート電圧）がスイッチング素子Ｑ１０３のゲートに対して出力される。すなわち、上述した分圧抵抗Ｒ５及び分圧抵抗Ｒ６により分圧した電圧値を所定の値とする第１のフィードバック制御回路と、整流平滑電圧Ｅｉに対して電流Ｉ１の包絡線を相似形とする第２のフィードバック制御回路との二つのフィードバック制御回路を動作させるドライブ信号がスイッチング素子Ｑ１０３のゲートに対して出力される。これによって、商用の交流電源ＡＣから流入する交流入力電流ＩＡＣの波形が、交流入力電圧ＶＡＣの波形とほぼ同じとなり、力率がほぼ１となるように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。

ここで、図１７に示すアクティブフィルタの力率改善動作について、各部の波形を図１８及び図１９により示す。先ず、図１８においては、負荷変動に応じたスイッチング素子Ｑ１０３のスイッチング動作（オン：導通とオフ：切断の動作）、チョークコイルＰＣＣのインダクタＬｐｃに流れる電流Ｉ１が示される。図１８（ａ）は、軽負荷時の動作を示し、図１８（ｂ）は中間負荷時の動作を示し、図１８（ｃ）は重負荷時の動作を示す。図１８（ａ）、図１８（ｂ）、図１８（ｃ）を比較して分かるように、スイッチング素子Ｑ１０３は、スイッチング周期が一定とされたうえで、重負荷の傾向となるのにしたがってオン期間が長くなっていく。このようにして負荷条件に応じて、インダクタＬｐｃを介して平滑コンデンサＣｉに流入する電流Ｉ１を調整することで、交流入力電圧ＶＡＣの電圧変動と負荷変動とに対する整流平滑電圧Ｅｉの安定化が図られる。例えば、交流入力電圧ＶＡＣの値が８５Ｖから２６４Ｖの範囲に対して、整流平滑電圧Ｅｉの値は３８０Ｖで定電圧化するようにされる。整流平滑電圧Ｅｉは、平滑コンデンサＣｉの両端電圧であり、後段の電流共振形コンバータに対する直流入力電圧となる。

又、図１９に、交流入力電流ＩＡＣ及び整流平滑電圧Ｅｉの波形を、交流入力電圧ＶＡＣとの対比により示す。なお、この図においては、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖ時の実験結果を示している。この図に示されるように、交流入力電圧ＶＡＣの波形と交流入力電流ＩＡＣの波形とは時間の経過に対してほぼ相似形の波形となっている。つまり、力率の改善が図られている。又、このような力率の改善と共に、整流平滑電圧Ｅｉは、３８０Ｖの平均値で安定化されることが示されている。又、図示するように、３８０Ｖに対して１０Ｖｐ−ｐのリップル変動を有している。

再び図１７に戻って、アクティブフィルタの後段の電流共振形コンバータについて説明する。電流共振形コンバータは、整流平滑電圧Ｅｉを入力して電力変換のためのスイッチング動作を行うもので、スイッチング素子Ｑ１０１、Ｑ１０２によるハーフブリッジ接続したスイッチング回路を備える電流共振形コンバータを形成している。この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、スイッチング素子Ｑ１０１、スイッチング素子Ｑ１０２には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらのＭＯＳ−ＦＥＴには、それぞれ並列にボディダイオードＤＤ１０１、ボディダイオードＤＤ１０２が接続されている。スイッチング素子Ｑ１０１、スイッチング素子Ｑ１０２は、発振・ドライブ回路１０２によって、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動される。又、発振・ドライブ回路２は、制御回路１からの信号で制御され、制御回路１は、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じて、スイッチング周波数を可変制御するように動作し、これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化を図るようにされる。

コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ１０１、スイッチング素子Ｑ１０２のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一方の端部は、スイッチング素子Ｑ１０１、スイッチング素子Ｑ１０２の接続点（スイッチング出力点）に一次側直列共振コンデンサＣ２を介して接続され、一次巻線Ｎ１の他方の端部は接地される。ここで、一次側直列共振コンデンサＣ２と一次側の漏れインダクタンスＬ１とによって直列共振回路を形成する。この直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ１０１、スイッチング素子Ｑ１０２によって、スイッチング出力が供給されることで共振動作を生じる。

コンバータトランスＰＩＴの二次側には二次巻線Ｎ２が巻装される。この場合の二次巻線Ｎ２は、図示するようにしてセンタータップを施した二次巻線部Ｎ２Ａと二次巻線部Ｎ２Ｂとを有し、このセンタータップを二次側アースに接続した上で、二次巻線部Ｎ２Ａと二次巻線部Ｎ２Ｂの各々を整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ２の各々のアノードに接続し、整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ２の各々のカソードを平滑コンデンサＣｏに接続することで両波整流回路を形成している。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅｏは、図示しない負荷側に供給されるとともに、上述した制御回路１に入力される。

図２０は、負荷変動に対するＡＣ電力からＤＣ電力への電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ（総合効率）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの各特性を示している。この図では、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖにおける負荷電力Ｐｏの値が３００Ｗから０Ｗの変動に対する特性が示されている。又、図１７は、交流入力電圧ＶＡＣの変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ（総合効率）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの各特性を示している。この図では、負荷電力Ｐｏの値が３００Ｗで一定の負荷条件の下での、交流入力電圧ＶＡＣの値が８５Ｖから２６４Ｖの変動に対する特性が示される。

先ず、電力変換効率（総合効率）は、図２０に示すようにして、負荷電力Ｐｏが重負荷の条件となるのにしたがって低下していく。又、交流入力電圧ＶＡＣの変動に対しては、同じ負荷条件の下では、図２１に示されるように、交流入力電圧ＶＡＣのレベルが高くなっていくのに応じて高くなっていく傾向となっている。例えば、負荷電力Ｐｏが３００Ｗの負荷条件で、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖ時には、電力変換効率（総合効率）は、８３．０％程度となり、交流入力電圧ＶＡＣが２３０Ｖ時には電力変換効率（総合効率）は、８９．０％程度となり、さらに、交流入力電圧ＶＡＣが８５Ｖ時には電力変換効率（総合効率）は、８０．０％程度となる結果が得られている。

又、力率ＰＦについては、図２０に示すように、負荷電力Ｐｏの変動に対してほぼ一定となる特性が得られている。又、交流入力電圧ＶＡＣの変動に対する力率ＰＦの変動特性も、図２１に示すように、交流入力電圧ＶＡＣの上昇に応じて低下する傾向ではあるものの、ほぼ一定とみてよい特性となっていることが分かる。例えば、負荷電力Ｐｏが３００Ｗの負荷条件で、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖ時には力率ＰＦの値は、０．９６程度、交流入力電圧ＶＡＣが２３０Ｖ時には力率ＰＦの値は、０．９４程度が得られる。

又、整流平滑電圧Ｅｉについては、図２０、図２１に示されるように、負荷電力Ｐｏ、交流入力電圧ＶＡＣの変動に対してほぼ一定となる結果が得られている。
特開平６−３２７２４６号公報

これまでの説明から分かるように、図１７に示した電源回路は、従来から知られている図１５に示したアクティブフィルタを実装して構成され、このような構成を採ることによって、力率改善を図っている。

しかしながら、図１７に示した構成による電源回路では、次のような問題を有している。先ず、図１７に示す電源回路における電力変換効率としては、前段のアクティブフィルタに対応するＡＣ電力からＤＣ電力への変換効率と、後段の電流共振形コンバータのＤＣ電力からＤＣ電力への変換効率とを総合したものとなる。つまり、図１７に示される回路の総合的な電力変換効率（総合効率）としては、これらの電力変換効率の値を乗算した値となるものであり、各々１以下となる数の積であるので、総合効率は低下してしまう。

又、アクティブフィルタ回路はハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生が大きいため、厳重なノイズ抑制対策が必要となる。このため、図１７に示した回路では、商用の交流電源ＡＣのラインに対して、２個のラインフィルタトランスと、３個のアクロスコンデンサによるノイズフィルタを形成している。又、整流出力ラインに対しては、１個のインダクタＬＮと、２個のフィルタコンデンサＣＮから成るノーマルモードノイズフィルタを設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードＤ２０に対しては、ＲＣスナバ回路を設けている。このようにして、多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップ及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。

さらに、汎用ＩＣとしての力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０によって動作するスイッチング素子Ｑ１０３のスイッチング周波数は６０ｋＨｚで固定であるのに対して、後段の電流共振形コンバータのスイッチング周波数は８０ｋＨｚ〜２００ｋＨｚの範囲で可変する。このようにして両者のスイッチングタイミング（クロック）は別個独立であるので、各々のクロックを基準に働く両者のスイッチング動作により、アース電位は干渉しあって不安定になり、例えば異常発振が生じやすくなる。これにより、例えば回路設計が難しいものとなったり、信頼性を劣化させたりするなどの問題も招くことになる。

又、さらに、交流入力電圧の範囲を広くする場合には、スイッチング素子の耐圧が高くなり、素子の選定が困難となる場合も生じた。

本発明のスイッチング電源回路は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流平滑化する一次側整流素子と平滑コンデンサとを具備して形成され、前記平滑コンデンサの両端電圧として整流平滑電圧を生成する一次側整流平滑回路と、前記整流平滑電圧が一端に印加されるチョークコイルと、前記チョークコイルの他端に一次巻線の一端が接続される漏れインダクタンスを有するコンバータトランスと、前記一次巻線の前記一端に交流電圧を印加するために接続されるスイッチング素子と、前記一次巻線の他端が一次側直列共振コンデンサの一端と接続されて形成される一次側直列共振回路と、前記スイッチング素子に一次側並列共振コンデンサが並列に接続されて形成される一次側並列共振回路と、前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記コンバータトランスの二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、前記一次側直列共振コンデンサの前記他端と前記平滑コンデンサとの間に接続されて、前記一次側直列共振回路の一方向の電流を流す一次巻線を巻装する力率改善用トランスと、前記一次側整流素子と前記一次巻線に対して疎結合とされて前記力率改善用トランスに巻装される二次巻線との間に接続されて、前記一次側直列共振回路の他方向の電流を前記力率改善用トランスの前記一次巻線と前記二次巻線との巻線比に応じて流す力率改善ダイオードと、を具備する力率改善回路と、前記チョークコイルに並列に接続され、前記スイッチング素子がオフのときにオンとされる補助スイッチング素子と電圧クランプ用コンデンサの直列接続回路と、を備える。

すなわち、このスイッチング電源回路は、一次側整流素子と平滑コンデンサとを具備して形成される一次側整流平滑回路を備え、交流電源からの入力交流電力を入力して整流平滑化する。又、前記平滑コンデンサの両端電圧として整流平滑電圧を生成する。又、チョークコイルを備え、整流平滑電圧をこのチョークコイルを介してコンバータトランスに付与する。又、一次巻線と二次巻線が巻装されるコンバータトランスを備え、一次巻線の一端に交流電圧を印加するためにスイッチング素子が接続され、一次巻線の他端に一次側直列共振コンデンサの一端が接続されている。又、スイッチング素子に一次側並列共振コンデンサが並列に接続されて一次側並列共振回路が形成されている。又、スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、コンバータトランスの二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路とを備え、このスイッチング電源回路は、所定電圧を二次側直流出力電圧として出力する。さらに、力率改善ダイオードと一次巻線と二次巻線とが疎結合とされて巻装される力率改善用トランスとを具備する力率改善回路を備え、この一次巻線は、一次側直列共振コンデンサの他端と平滑コンデンサとの間に接続されて、一次側直列共振回路の一方向の電流を流す。この力率改善ダイオードは、一次側整流素子と二次巻線との間に接続されて、一次側直列共振回路の他方向の電流を力率改善用トランスの一次巻線と二次巻線との巻線比に応じて流し、交流電源からの入力交流電流の導通角を拡大する。さらに、又、チョークコイルに並列に接続される、補助スイッチング素子と電圧クランプ用コンデンサの直列接続回路を備え、スイッチング素子がオフのときにオンとされてスイッチング素子に加わる電圧をクランプする。

本発明のスイッチング電源回路によれば、アクティブフィルタを省略して力率改善機能を備えることができる。アクティブフィルタが省略されることで、スイッチング電源回路の電力変換効率特性が向上する。そして、放熱板などの省略、縮小ができる。又、アクティブフィルタを備える構成と比較すると部品点数も大幅に削減されることとなり、回路の小型軽量化、及び低コスト化が図られる。又、アクティブフィルタはハードスイッチング動作であるのに対して、本発明のスイッチングコンバータは、共振形コンバータを基としていることで、ソフトスイッチング動作となる。これによっては、スイッチングノイズが大幅に低減されるから、ノイズフィルタの小型軽量化及び低コスト化に寄与することになる。さらに、異なる周波数の複数クロックが存在することはないために、複数のクロック周波数による相互干渉の問題も発生せず、信頼性も向上し、又、回路基板のパターン設計なども容易となる。さらに、スイッチング素子の耐圧も低いものとできる。

本発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態という）について説明するのに先立ち、まず、Ｅ級共振形によりスイッチング動作するスイッチングコンバータ（以下、Ｅ級スイッチングコンバータともいう）の基本構成について、図１３及び図１４を参照して説明しておく。

図１３は、Ｅ級スイッチングコンバータとしての基本構成を示している。この図に示すＥ級スイッチングコンバータは、Ｅ級共振形で動作するＤＣ−ＡＣインバータとしての構成を採る。

この図に示すＥ級スイッチングコンバータは、スイッチング素子Ｑ１を備える。この場合のスイッチング素子Ｑ１は、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴである。このＭＯＳ−ＦＥＴとしてのスイッチング素子Ｑ１には、ボディダイオードＤＤが、ドレイン−ソース間に対して並列接続されるようにして形成される。又、同じくスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間に対しては、一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。

スイッチング素子Ｑ１のドレインは、チョークコイルＬ１０の直列接続を介して、直流入力電圧Ｅｉｎの正極と接続される。スイッチング素子Ｑ１のソースは、直流入力電圧Ｅｉｎの負極と接続される。又、スイッチング素子Ｑ１のドレインに対しては、チョークコイルＬ１１の一端が接続され、他端には直列共振コンデンサＣ１１が直列に接続される。直列共振コンデンサＣ１１と直流入力電圧Ｅｉｎの負極との間には、負荷となるインピーダンスＺが挿入される。ここでのインピーダンスＺは、二次側の負荷を一次側に換算したものである。

このような構成のＥ級スイッチングコンバータは、チョークコイルＬ１０のインダクタンスと一次側並列共振コンデンサＣｒの容量（キャパシタンス）とにより形成される並列共振回路と、チョークコイルＬ１１のインダクタンスと直列共振コンデンサＣ１１の容量とにより形成される直列共振回路とを備える複合共振形コンバータの一形態であるとみることができる。又、スイッチング素子を１つのみ備えて形成される点では、シングルエンド方式の電圧共振形コンバータと同じであるといえる。

図１４は、上記図１３に示した構成のＥ級スイッチングコンバータについての要部の動作を示している。

スイッチング電圧Ｖ１は、スイッチング素子Ｑ１の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる期間ＴＯＮにおいて０レベルで、オフとなる期間ＴＯＦＦにおいて正弦波状のパルスとなる波形である。このスイッチングパルス波形は、上記並列共振回路の共振動作（電圧共振動作）により得られる。

スイッチング電流ＩＱ１は、スイッチング素子Ｑ１（及びボディダイオードＤＤ）に流れる電流であり、期間ＴＯＦＦでは０レベルで、期間ＴＯＮにおいては、先ず開始時点から一定期間において、ボディダイオードＤＤを流れることで負極性となり、この後に反転して正極性となって、スイッチング素子Ｑ１のドレインからソースに流れる。

又、Ｅ級スイッチングコンバータの出力として、上記直列共振回路に流れるとされる電流Ｉ２は、スイッチング素子Ｑ１（及びボディダイオードＤＤ）に流れるスイッチング電流ＩＱ１と、一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成したものとなり、正弦波成分を含む波形となる。

又、上記スイッチング電流ＩＱ１とスイッチング電圧Ｖ１との関係によっては、スイッチング素子Ｑ１のターンオフタイミングにおいてＺＶＳ動作が得られており、ターンオンタイミングにおいてＺＶＳ及びＺＣＳ動作が得られていることも示される。

又、直流入力電圧Ｅｉｎの正極端子からチョークコイルＬ１０を流れるようにしてＥ級スイッチングコンバータに流入する電流Ｉ１は、チョークコイルＬ１０，Ｌ１１のインダクタンスについて、Ｌ１０＞Ｌ１１の関係を設定していることで、図示するようにして所定の平均レベルをとる脈流波形となる。このような脈流波形は、近似的な直流としてみることができる。

本実施の形態としては、上記基本構成に基づくＥ級スイッチングコンバータを電源回路に適用する。図１の回路図に示す、実施形態のスイッチング電源回路は、所謂、Ｅ級スイッチングコンバータを電源回路に適用して、Ｅ級スイッチング動作の多重共振コンバータを構成するとともに、力率改善回路及びアクティブ回路を用いた電圧クランプ回路を具備するものである。力率改善回路としては、力率改善用トランスＶＦＴを介することによって、一次側の直列共振電流を直流入力電圧の平滑コンデンサに帰還して、力率の向上を図る電力回生方式力率改善回路を付加して交流入力電圧が広範囲に及んでも良好な力率を維持するものとした。さらに、電圧クランプ回路を付加して、交流入力電圧が高圧に及んでも対応可能とした。

図１に示す実施形態のスイッチング電源回路について、商用の交流電源ＡＣ側から、順に以下に説明する。商用の交流電源ＡＣの２相の入力ラインは、コモンモードチョークコイルＣＭＣと２個のアクロスコンデンサＣＬとからなるコモンモードノイズフィルタを介して整流素子の一種であるブリッジ整流器Ｄｉに接続される。ここで、コモンモードノイズフィルタは、商用の交流電源ＡＣのラインとスイッチング電源回路の二次側との間に発生するコモンモードノイズを除去する機能を有している。

交流電力は、４本の低速型の整流素子（ダイオード）をブリッジ接続して形成したブリッジ整流器Ｄｉにより整流され、脈流電力を発生させ、その脈流電力は、スイッチング速度の速い力率改善ダイオードＤ１及び力率改善用トランスＶＦＴを介して平滑コンデンサＣｉに充電される。これにより平滑コンデンサＣｉの両端電圧として整流平滑電圧Ｅｉが得られる。すなわち、ブリッジ整流器Ｄｉと平滑コンデンサＣｉとで、整流平滑回路を構成する。ここにおいて、力率改善ダイオードＤ１は後述する力率改善回路１０の一部を構成する。力率改善ダイオードＤ１の作用については、力率改善回路１０の全体の作用とともに後述する。ここで、整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応したレベルとなる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段のＥ級スイッチングコンバータのための直流入力電圧となる。

Ｅ級スイッチングコンバータは、チョークコイルＰＣＣ、コンバータトランスＰＩＴ、一次側直列共振コンデンサＣ２、一次側並列共振コンデンサＣｒ及びスイッチング素子Ｑ１を主要部として形成される。すなわち、Ｅ級スイッチングコンバータは以下のように構成される。

平滑コンデンサＣｉの一端とチョークコイルＰＣＣの一端が接続されて、整流平滑電圧Ｅｉが、このチョークコイルＰＣＣの一端に印加される。そして、チョークコイルＰＣＣの他方の端子に、漏れインダクタンスを有するコンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一方の端子が接続される。又、一次巻線Ｎ１のこの端が一次側直列共振コンデンサＣ２と接続されている。そして、一次側の漏れインダクタンス成分（図１において、インダクタンスＬ１で表す）及びチョークコイルＰＣＣのインダクタンス成分（図１において、インダクタンスＬｏで表す）と一次側直列共振コンデンサＣ２の容量とによって一次側直列共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路が形成される。

又、チョークコイルＰＣＣのインダクタンスＬｏ及びインダクタンスＬ１と一次側並列共振コンデンサＣｒの容量によって一次側並列共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路が形成される。そして、一次側直列共振回路及び一次側並列共振回路に交流電力を供給するスイッチング素子Ｑ１が一次巻線Ｎ１の他方の端子に接続される。ここで、発振・ドライブ回路２がスイッチング素子Ｑ１を駆動し、スイッチング素子Ｑ１はＭＯＳ−ＦＥＴとされ、コンバータトランスＰＩＴは、結合係数ｋの値を小さくして、比較的漏れインダクタンスの値が大きい構造とされている。

なお、共振周波数が「支配を受ける」とは、主としてこれらの要素によって共振周波数が定まることを言うものである。例えば、一次側直列共振周波数は、インダクタンスＬ１、インダクタンスＬｏ及び一次側直列共振コンデンサＣ２のみならず、平滑コンデンサＣｉ等によっても影響されるが、一次側直列共振コンデンサＣ２の容量の値に較べて平滑コンデンサＣｉの容量の値が非常に大きいので、比較的に一次側直列共振周波数に対する影響は少ない。又、一次側並列共振周波数は、平滑コンデンサＣｉ等によっても影響されるが比較的に一次側並列共振周波数に対する影響は少ないものである。このように影響が比較的に大きなインダクタンス又は容量を構成する部分が、共振周波数を支配するものである。

そして、コンバータトランスの二次巻線Ｎ２が二次側直列共振コンデンサＣ４と接続され、二次側の漏れインダクタンス成分（図１において、インダクタンスＬ２で表す）と二次側直列共振コンデンサＣ４の容量とによって共振周波数が支配を受ける二次側直列共振回路を形成する。そして、二次側直列共振回路から二次側整流回路（整流ダイオードＤｏ１ないし整流ダイオードＤｏ４で構成されるブリッジ整流回路と平滑コンデンサＣｏで形成される）によって出力される二次側直流出力電圧Ｅｏの値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路２に供給する制御回路１を備えている。

さらに、ブリッジ整流器Ｄｉからの電流を平滑コンデンサＣｉに流す力率改善ダイオードＤ１と、一次側直列共振コンデンサＣ２に流れる一次側の直列共振電流を平滑コンデンサＣｉに流すための力率改善用トランスＶＦＴと、力率改善ダイオードＤ１に一次側の直列共振電流を流すフィルタコンデンサＣＮとを具備する力率改善回路１０を備えている。なお、フィルタコンデンサＣＮはノーマルモードノイズを除去するためのフィルタとしても機能する。

又、さらに、チョークコイルＰＣＣの両端に、電圧クランプ用コンデンサＣ３と補助スイッチング素子Ｑ２との直列回路によって形成されるアクティブ回路を用いた電圧クランプ回路を並列に接続している。力率改善回路１０及びアクティブ回路を用いた電圧クランプ回路の作用については後述する。

すなわち、上述したように、実施形態では、一次側がＥ級スイッチング動作の電圧電流共振コンバータであり、二次側が電流共振回路を有する多重共振コンバータによって電力電送を行う。又、Ｅ級スイッチング動作の電圧電流共振コンバータを構成する一次側直列共振コンデンサＣ２の一次側の直列共振電流を、疎結合の力率改善用トランスＶＦＴを介して平滑コンデンサＣｉに帰還する電力回生方式の力率改善回路を備える。さらに、スイッチング素子Ｑ１に加わる電圧を抑えるためにアクティブ素子である補助スイッチング素子Ｑ２と電圧クランプ用コンデンサＣ３を有するクランプ回路、及び二次側直流出力電圧の値を所定の値とするために、制御回路１を備え、制御回路１からの信号を発振・ドライブ回路２に加え、発振・ドライブ回路２から出力される駆動信号によってスイッチング素子Ｑ１のゲートを駆動する。

以下に、図１に示す実施形態のスイッチング電源回路の細部の構成についてより詳細に説明をする。

まず、コンバータトランスＰＩＴの詳細について説明する。コンバータトランスＰＩＴは、一次側と二次側とを絶縁するとともに電圧の変換を行う機能を有するが、さらに、Ｅ級スイッチングコンバータを機能させるための共振回路の一部を構成するインダクタンスＬ１としても機能する。ここで、インダクタンスＬ１は、コンバータトランスＰＩＴによって形成される漏れインダクタンス成分である。図２に示すコンバータトランスＰＩＴの断面図に沿って、具体的な構造を説明する。

コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１とＥ型コアＣＲ２とを互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。そして、一次側と二次側の巻装部については、相互に独立するようにして分割し、例えば樹脂などによって形成されるボビンＢが備えられる。そして、一次巻線Ｎ１及び二次巻線Ｎ２が巻装されたボビンＢをＥＥ字形コアに取り付けることで、一次巻線Ｎ１と制御巻線Ｎｇとが同一の巻装領域に、二次巻線Ｎ２が異なる巻装領域に分離され、ＥＥ字形コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにしてコンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。

このＥＥ字形コアの中央磁脚に対しては、１．６ｍｍのギャップＧを形成する。これによって、一次側と二次側との結合係数ｋの値としては、０．８以下を得ている。このようにして、大きなインダクタンス値の漏れインダクタンスＬ１を得るようにしている。なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１及びＥ型コアＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成している。又、一次巻線Ｎ１の巻数は４８Ｔ（ターン）、二次巻線Ｎ２の巻数は３０Ｔ（ターン）、制御巻線Ｎｇは１Ｔ（ターン）とし、コア材は、ＥＥＲ―３５（コア材名称）とした。

チョークコイルＰＣＣは巻線Ｎｏがコアに巻装されて形成されるものであり、チョークコイルＰＣＣのインダクタンスＬｏの値は、１ｍＨ（ミリ・ヘンリー）とした。又、コンバータトランスＰＩＴとチョークコイルＰＣＣとを、図３又は図４に示すように一体構成としても良いものである。

図３に示す構成においては、上述した図２に示すコンバータトランスＰＩＴの構成にさらにチョークコイル用コアを追加してこのコアに巻線Ｎｏを追加している。図２に示すギャップＧは、図３ではギャップＧ１で表され、チョークコイル用コア側に形成されたギャップＧ２はインダクタンスＬｏの飽和を防止するためのものである。ギャップＧ２は、チョークコイル用コアを構成するＥ型コアの中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成している。なお、ギャップＧ２は０．８ｍｍとしている。

又図４に示す別の例では、直交フェライト磁芯を２組、組み合わせて直交フェライトトランスとしている。このような構成においては、一次巻線Ｎ１及び制御巻線Ｎｇと二次巻線Ｎ２との結合係数ｋの値は、コア部分を介しての結合が少ないために必然的に小さくなるものである。又、一次巻線Ｎ１、制御巻線Ｎｇと二次巻線Ｎ２に鎖交する磁束と、巻線Ｎｏに鎖交する磁束とは直交するので、コンバータトランスＰＩＴの機能とチョークコイルＰＣＣの機能とは磁気的には分離されていることとなる。図４に示すギャップＧ３は、コンバータトランスＰＩＴ及びチョークコイルＰＣＣの両方の特性を定めるのに寄与するものである。なお、図３，図４のいずれの構造においても、一次側と二次側との結合係数ｋの値は図２示すものと等しく０．８以下とし、一次巻線Ｎ１の巻数は４８Ｔ（ターン）、二次巻線Ｎ２の巻数は３０Ｔ（ターン）、制御巻線Ｎｇは１Ｔ（ターン）、インダクタンスＬｏの値は１ｍＨとなるようにしている。

コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ１により誘起された交番電圧に相似した電圧波形が二次巻線Ｎ２に発生する。この二次巻線Ｎ２に対しては、二次側直列共振コンデンサＣ４を直列に接続している。これにより、二次巻線Ｎ２側から見た漏れインダクタンスＬ２と二次側直列共振コンデンサＣ４とによって二次側直列共振回路を形成する。この二次側直列共振回路の共振周波数は、上述した一次側直列共振コンデンサＣ２と漏れインダクタンスＬ１とによって定まる一次側直列共振周波数の周波数とほぼ等しくなるように本実施形態では設定されているが、二次側直列共振回路の共振周波数は、一次側直列共振周波数との関係では適宜、定め得るものである。又、二次側直列共振回路を設けることなく、部分電圧共振回路を二次側に設けるものとしても良いものである。

スイッチング素子Ｑ１は、上述したようにＭＯＳ−ＦＥＴが選定され、ソース−ドレイン間に並列にボディダイオードＤＤ１を内蔵する。又、一次側直列共振コンデンサＣ２の値は０．０１８μＦ（マイクロ・ファラッド）とし、一次側並列共振コンデンサＣｒの値は、１０００ｐＦ（ピコ・ファラッド）とした。

又、二次側整流回路は、二次側直列共振コンデンサＣ４が直列接続された二次巻線Ｎ２に対して、高速で働く、整流ダイオードＤｏ１ないし整流ダイオードＤｏ４で構成されるブリッジ整流器Ｄｏと平滑コンデンサＣｏを接続することで、ブリッジ型全波整流回路として形成される。このブリッジ型全波整流回路は、ブリッジ整流器Ｄｏの入力側の一端を、二次側直列共振コンデンサＣ４を介して二次巻線Ｎ２の一端に接続し、ブリッジ整流器Ｄｏの入力側の他端を二次巻線Ｎ２の他端に接続する。又、ブリッジ整流器Ｄｏの出力側の一端を、平滑コンデンサＣｏの一端に接続し、ブリッジ整流器Ｄｏの出力側の他端を平滑コンデンサＣｏの他端に接続する。ここで、二次側直列共振コンデンサＣ４の値は０．０６８μＦとした。

制御回路１は、入力された二次側直流出力電圧Ｅｏと所定の値の基準電圧値との差に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じて主としてはスイッチング周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ１を駆動する。又、スイッチング周波数とともに一周期におけるスイッチング素子Ｑ１のオンとなる時間の比率である時比率を変化させるようにしても良い。

このようにしてスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が可変制御されることにより、電源回路における一次側、二次側の共振インピーダンスが変化し、コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１から二次巻線Ｎ２側に伝送される電力量、又、二次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏの大きさを基準電圧と一致させる動作が得られることになる。つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られる。

続いて、力率改善回路１０の構成をより詳細に説明する。この力率改善回路１０は、商用の交流電源ＡＣから整流平滑電圧Ｅｉを得るための整流平滑回路における整流電流経路に対して挿入されるようにして設けられる。実施形態の力率改善回路１０は、力率改善ダイオードＤ１、力率改善用トランスＶＦＴ及びフィルタコンデンサＣＮを有している。そして、力率改善ダイオードＤ１のカソードと平滑コンデンサＣｉとの間に力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ４が接続されている。すなわち、力率改善ダイオードＤ１のカソードに二次巻線Ｎ４の一端が接続され、平滑コンデンサＣｉに二次巻線Ｎ４の他端が接続されている。また、力率改善ダイオードＤ１のアノードにブリッジ整流器Ｄｉの出力側の一端とフィルタコンデンサＣＮの一端とが接続されている。そして、フィルタコンデンサＣＮの他端と平滑コンデンサＣｉと二次巻線Ｎ４の他端とが相互に接続されている。ここで、フィルタコンデンサＣＮの値は１μＦ（マイクロ・ファラッド）程度とし、二次巻線Ｎ４に生じる漏れインダクタンスＬ４の値は５６μＨ（マイクロ・ヘンリー）とした。

一方、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ３は、一次側直列共振コンデンサＣ２の他端と平滑コンデンサＣｉとの間に力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ３が接続されている。すなわち、一次側直列共振コンデンサＣ２の他端に一次巻線Ｎ３の一端が接続され、平滑コンデンサＣｉに一次巻線Ｎ３の他端が接続されている。ここで、一次巻線Ｎ３に生じる漏れインダクタンスＬ３の値は８２μＨ（マイクロ・ヘンリー）とした。

ここで、力率改善用トランスＶＦＴの構造は、図２に示すコンバータトランスＰＩＴと同様にフェライト材によるＥ型コアＣＲ１とＥ型コアＣＲ２とを互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。そして、一次側と二次側の巻装部については、相互に独立するようにして分割し、例えば樹脂などによって形成されるボビンＢが備えられる。そして、一次巻線Ｎ３及び二次巻線Ｎ４が巻装されたボビンＢをＥＥ字形コアに取り付けることで、一次巻線Ｎ３と二次巻線Ｎ４とが異なる巻装領域に分離され、ＥＥ字形コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このときに一次巻線Ｎ３と二次巻線Ｎ４との結合係数は０．８５以下に設定されている。

さらに、続いて、アクティブ回路を用いた電圧クランプ回路について詳細に説明する。アクティブ回路のアクティブ素子としては、補助スイッチング素子Ｑ２が用いられ、この補助スイッチング素子Ｑ２を制御するためにコンバータトランスＰＩＴには、一次巻線Ｎ１と直列であって電圧が加算される方向に、制御巻線Ｎｇが設けられ、この制御巻線Ｎｇからの電圧が抵抗Ｒｇ１と抵抗Ｒｇ２とで分圧されて補助スイッチング素子Ｑ２として機能するＭＯＳＦＥＴのゲートに加えられるようになされている。

補助スイッチング素子Ｑ２のドレインには、電圧クランプ用コンデンサＣ３が接続されている。すなわち、電圧クランプ用コンデンサＣ３と補助スイッチング素子Ｑ２とは直列接続回路を形成している。そして、この電圧クランプ用コンデンサＣ３と補助スイッチング素子Ｑ２との直列接続回路は、チョークコイルＰＣＣに並列に接続されている。電圧クランプ用コンデンサＣ３の値は、０．０６８μＦとし、抵抗Ｒｇ１の値は２２０Ω（オーム）、抵抗Ｒｇ２の値は１００Ωとしている。

なお、制御巻線Ｎｇは、一次巻線Ｎ１から積み上げるように巻かれているが、補助スイッチング素子Ｑ２として機能するＭＯＳＦＥＴＦＥＴのソースが一次巻線Ｎ１の一方の端子に接続されているので、巻線を積み上げるように接続されているのであり、別巻線として設けても良いものである。又、上記したような回路形態では、制御巻線Ｎｇによって発生する電圧の極性は、スイッチング素子Ｑ１がオフ（非導通）となる場合に補助スイッチング素子Ｑ２がオン（導通）となるように接続されている。抵抗Ｒｇ１と抵抗Ｒｇ２の抵抗値の比率を変化させることによって、補助スイッチング素子Ｑ２がオン（導通）となる時間が調整可能とされている。又、補助スイッチング素子Ｑ２はボディダイオードＤＤ２を内蔵しており、一方向きの電流に対しては、オン・オフの切り替え制御を可能とし、他方向の電流はオン状態とし、両方向に電流を通過させることができるようになされている。

次に、実施形態のスイッチング電源回路の各部の作用を順に説明する。説明を容易にする観点から、まず、力率改善回路及び電圧クランプ回路が無いものとして実施形態の要部の一つであるＥ級スイッチングコンバータについて説明し、つづいて、力率改善回路１０の作用を説明し、さらに、電圧クランプ回路について説明をする。

Ｅ級スイッチングコンバータは、最も原理的には、一次側の一次側直列共振コンデンサＣ２と一次側並列共振コンデンサＣｒと一次巻線に発生する漏れインダクタンスＬ１とチョークコイルＰＣＣのインダクタンスＬｏと二次側に接続される負荷インピーダンスを一次側に換算した一次側換算負荷インピーダンスとスイッチング素子Ｑ１（ボディダイオードＤＤを含む、以下の説明において特に断らない限り同様とする）とで構成される電圧電流共振コンバータに整流平滑電圧Ｅｉが供給されるものと考えることができる。

このような構成のＥ級スイッチングコンバータは、交流的に共振周波数に支配を与える部分のみに注目すると、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフすることによって、以下の共振現象を引き起こす。まず、一次側の一次側直列共振回路よって電流共振が生じ、一次側並列列共振によって電圧共振が生じる。一方、チョークコイルＰＣＣのインダクタンスＬｏの値は、この共振回路の共振周波数に対しては、比較的に大きなインピーダンスを有するようになされているので、インダクタンスＬｏを流れる電流は直流に近いものとなる。この結果、チョークコイルＰＣＣの両端に生じる電圧及びコンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に流れる電流のいずれもが正弦波にちかいものとなる。そして、コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２に発生する電圧もほぼ正弦波となる。

このようにして、二次巻線Ｎ２に発生する電圧を整流平滑する二次側では、ブリッジ整流回路によって二次巻線Ｎ２に誘起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅｏが得られることになる。又、二次側においても上述したように二次側共振回路が形成されているので、一次側共振周波数と二次側共振周波数とがちかい場合には、二次巻線Ｎ２に発生する電圧は、より正弦波に近いものとなる。この二次側直流出力電圧Ｅｏは、負荷に供給される。又、分岐して制御回路１に対して検出電圧として出力される。

さらに、一次側の共振回路の共振周波数と二次側の共振回路の共振周波数の共振周波数がほぼ等しく設定されている場合には、一次側から二次側への周波数に対する電力電送特性は、僅かな周波数の変動によって極めて敏感なものとなる。すなわち、実施形態においては、Ｅ級スイッチングコンバータを用いることによって一次側の共振回路のＱ値を高くし、さらに、二次側にもほぼ一次側と同様な共振周波数の直列共振回路を配することによって、僅かな周波数の違いによって電送する電力の量を大きく変化させることができるものである。このことは、二次側直流出力電圧Ｅｏを所定の値に保つ場合においては、広範囲な負荷変動にもかかわらず、制御回路１がごく僅かに周波数を変化させる信号を、発振・ドライブ回路２を介してスイッチング素子Ｑ１に供給すれば、安定した定電圧特性が得られること意味するものである。

このようにしてスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が可変制御されることにより、電源回路における一次側、二次側の共振インピーダンスが変化し、コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１から二次巻線Ｎ２に伝送される電力量が変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏの値が所定値に保たれる。なお、本実施形態においては、一次側の共振回路の共振周波数と二次側の共振回路の共振周波数の共振周波数がほぼ等しく設定したが、上述したように相互の周波数の関係は適宜定め得るものである。

次に、実施形態の別の要部である力率改善回路１０の作用を説明する。上述のＥ級スイッチングコンバータの作用の説明においては、力率改善回路１０が存在しないものとして説明をしたが、実際には、力率改善回路１０に一次側の直列共振電流を帰還する機能も実施形態のＥ級スイッチングコンバータは有する。すなわち、一次側直列共振コンデンサＣ２を流れる直列共振電流のうち、一方向の電流は、力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ４及び力率改善ダイオードＤ１を流れ、他方向の電流は力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ３を介して流れる。

そして、力率改善ダイオードＤ１を流れる電流は、一次側のブリッジ整流器Ｄｉからの電流に加算され、最終的には交流入力電流ＩＡＣとなるので、交流入力電流ＩＡＣの導通角を広げる作用を生じることとなる。よって、力率が改善される。ここで、一次巻線Ｎ３と二次巻線Ｎ４とに流れる電流の比は巻線比に逆比例したものとなり、一次巻線Ｎ３と二次巻線Ｎ４とに生じる電圧の比は、巻線比に比例したものとなる。すなわち、一次側の直列共振電流に応じて発生する電圧に比例した電圧が二次巻線Ｎ４に発生させて、平滑コンデンサＣｉに電圧帰還するものと解釈することもできる。このようにして、一次巻線Ｎ３と二次巻線Ｎ４とに生じる電圧の比（電流の比でもある）と、漏れインダクタンスＬ３及び漏れインダクタンスＬ４の比とを自由に設定できるので、力率改善回路の最適化を容易に図ることができる。

さらに、つづけて、実施形態の又別の要部である電圧クランプ回路の作用を説明する。上述したように、スイッチング素子Ｑ１がオフ（非導通）となる場合に補助スイッチング素子Ｑ２がオン（導通）となるように接続されているので、スイッチング素子Ｑ１がオフ（非導通）となった場合に生じる高電圧が、電圧クランプ用コンデンサＣ３を介して補助スイッチング素子Ｑ２によってクランプされる。これによって、スイッチング素子Ｑ１の耐電圧を低いものとできる。

（実施形態の要部の動作波形と測定データ）

以上、本実施形態のスイッチング電源回路の構成及び作用の説明をおこなって来たが、図１に示す実施形態のスイッチング電源回路の要部の動作波形を図５に示し、測定データを図６及び図７に示す。

図５は、入力交流電圧１００Ｖ、最大負荷電力の３００Ｗにおける力率改善回路１０の主要部の動作波形を商用の交流電源周期により示している。図５の上段より下段に向かって、交流入力電圧ＶＡＣ（図１を参照）、交流入力電流ＩＡＣ（図１を参照）、電圧Ｖ２（図１を参照）、電流Ｉ３（図１を参照）、電圧Ｖ３（図１を参照）、二次側直流出力電圧Ｅｏ（図１を参照）のリップル成分であるΔＥｏの各々を示す。

図５の電圧Ｖ２及び電流Ｉ３の波形図において、斜線を施した部分は、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング波形と同じ周期でスイッチングしていることを示すものである。ここで、力率改善ダイオードＤ１に流れる電流Ｉ３は、上述したように、一方向の一次側直列共振電流及び一次側の整流電流の和に基づくものであり、この電流によって交流入力電流ＩＡＣの流通期間が拡大されることを電流Ｉ３は表している。又、二次側直流出力電圧Ｅｏは、所定値である１７５Ｖ（ボルト）を平均値として、交流入力電圧ＶＡＣの半分の周期のピーク値８０ｍＶのリップル電圧が重畳する。

図６は、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの入力電圧条件下において負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から３００Ｗ（最大負荷電力）の範囲での負荷変動に対する整流平滑電圧Ｅｉ、力率ＰＦ、及び交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣを示している。又、図７は、負荷電力を３００Ｗ（最大負荷電力）一定とする負荷条件下で、交流入力電圧ＶＡＣの値を８５Ｖから１４４Ｖまで変化させた範囲における、整流平滑電圧Ｅｉ、力率ＰＦ及び電力変換効率ηＡＣ→ＤＣを示している。ここで、実線は、入力交流電圧が１００Ｖの場合を示し、破線は、入力交流電圧が２３０Ｖの場合を示すものである。

図６、図７から読み取れる代表特性の一部を紹介すると、例えば、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖ、負荷電力Ｐｏが３００Ｗのときの力率ＰＦの値は０．７８、負荷電力Ｐｏが３００Ｗ〜１５Ｗの範囲で力率ＰＦの値は０．７５以上である。又、交流入力電圧ＶＡＣが２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏが３００Ｗのときの力率ＰＦの値は０．８７、負荷電力Ｐｏが３００Ｗ〜５０Ｗの範囲で力率ＰＦの値は０．７５以上である。

上述した実施形態のスイッチング電源回路の一側面を要約すれば、交流電源ＡＣからの入力交流電力を入力して整流平滑化する一次側整流素子であるブリッジ整流器Ｄｉと平滑コンデンサＣｉとを具備して形成され、平滑コンデンサＣｉの両端電圧として整流平滑電圧Ｅｉを生成する一次側整流平滑回路と、整流平滑電圧Ｅｉが一端に印加されるチョークコイルＰＣＣと、チョークコイルＰＣＣの他端に一次巻線Ｎ１の一端が接続される漏れインダクタンスＬ１を有するコンバータトランスＰＩＴと、一次巻線Ｎ１の一端に交流電圧を印加するために接続されるスイッチング素子Ｑ１と、一次巻線Ｎ１の他端が一次側直列共振コンデンサＣ２の一端と接続されて形成される一次側直列共振回路と、スイッチング素子Ｑ１に一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続されて形成される一次側並列共振回路と、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路２と、コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧Ｅｏの値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路１と、一次側直列共振コンデンサＣ２の他端と平滑コンデンサＣｉとの間に接続されて、一次側直列共振回路の一方向の電流を流す一次巻線Ｎ３を巻装する力率改善用トランスＶＦＴと、ブリッジ整流器Ｄｉと一次巻線Ｎ３に対して疎結合とされて力率改善用トランスＶＦＴに巻装される二次巻線Ｎ４との間に接続されて、一次側直列共振回路の他方向の電流を力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ３と二次巻線Ｎ４との巻線比に応じて流す力率改善ダイオードＤ１とを具備する力率改善回路と、チョークコイルＰＣＣに並列に接続されるスイッチング素子Ｑ１がオフのときにオンとされる補助スイッチング素子Ｑ２と電圧クランプ用コンデンサＣ３の直列接続回路と、を備えるものである。

このような実施形態のスイッチング電源回路では、図１７に背景技術として示すスイッチング電源回路の場合よりも電力変換効率ηＡＣ→ＤＣが向上している。又、実施形態のスイッチング電源回路では、アクティブフィルタを不要としたことで、回路構成部品の点数削減が図られる。つまりアクティブフィルタは、図１７を参照した説明からも分かるように、スイッチング素子Ｑ１０３と、これらを駆動するための力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０等を始め、多くの部品により構成される。これに対し、実施形態のスイッチング電源回路においては、力率改善のために必要な追加部品として、フィルタコンデンサＣＮ、力率改善ダイオードＤ１及び力率改善用トランスＶＦＴを備えればよく、アクティブフィルタと比較すれば非常に少ない部品点数とすることができる。これにより、力率改善機能を有する電源回路として、図１７に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。又、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。

又、実施形態のスイッチング電源回路では、Ｅ級スイッチングコンバータ及び力率改善回路１０の動作はいわゆるソフトスイッチング動作であるから、図１７に示したアクティブフィルタを用いる回路と比較すればスイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。特に、Ｅ級スイッチングコンバータに入力される電流を直流電流にちかづけることができるのでスイッチングノイズのレベルは非常に小さなものとできる。

さらに加えて、実施形態のスイッチング回路においては、一次側の直列共振回路及び一次側の並列共振回路とともに二次側の直列共振回路を備えるので極めて僅かな周波数の変化によって二次側直流出力電圧Ｅｏを所定電圧に維持することができ、ノイズフィルタの設計も容易なものとできる。このような理由から、１個のコモンモードチョークコイルＣＭＣと２個のアクロスコンデンサＣＬから成る１段のノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。又、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、１個のフィルタコンデンサＣＮのみにより十分な対策が可能である。

又、スイッチング素子Ｑ１と二次側の整流ダイオードＤｏ１及び整流ダイオードＤｏ２、さらに、力率改善ダイオードＤ１などもスイッチング素子Ｑ１に同期して動作するものである。したがって、アース電位としては、図１７の電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定させることができる。

（二次側回路の変形例）

実施形態において置き換え可能な二次側回路の変形例を図８ないし図１２に示す。

図８に示す二次側整流回路は、倍電圧全波整流回路を構成する。すなわち、二次巻線についてセンタータップを施すことで、このセンタータップを境界にして二次巻線部Ｎ２Ａ、二次巻線部Ｎ２Ｂに２分割する。二次巻線部Ｎ２Ａ、二次巻線部Ｎ２Ｂには、同じ巻数（ターン数）が設定される。二次巻線Ｎ２のセンタータップは、二次側アースに接続される。又、二次巻線Ｎ２における二次巻線部Ｎ２Ａ側の端部に対しては二次側直列共振コンデンサＣ４を直列に接続し、二次巻線Ｎ２における二次巻線部Ｎ２Ｂ側の端部に対しても同一容量の二次側直列共振コンデンサＣ４を直列に接続する。これにより、二次巻線部Ｎ２Ａの漏れインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサＣ４の容量から成る第１の二次側直列共振回路と、二次巻線部Ｎ２Ｂの漏れインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサＣ４の容量から成る第１の二次側直列共振回路と略等しい共振周波数を有する第２の二次側直列共振回路とが形成される。

そして、二次巻線Ｎ２における二次巻線部Ｎ２Ａ側の端部を、二次側直列共振コンデンサＣ４の直列接続を介して整流ダイオードＤｏ１のアノードと整流ダイオードＤｏ２のカソードとの接続点に対して接続する。又、二次巻線Ｎ２における二次巻線部Ｎ２Ｂ側の端部を、二次側直列共振コンデンサＣ４の直列接続を介して、整流ダイオードＤｏ３のアノードと整流ダイオードＤｏ４のカソードとの接続点に対して接続する。そして、整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ３の各カソードは、平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。平滑コンデンサＣｏの負極端子は二次側アースに接続される。又、整流ダイオードＤｏ２、整流ダイオードＤｏ４の各アノードの接続点は二次側アースに接続する。

このようにして、二次巻線部Ｎ２Ａ，二次側直列共振コンデンサＣ４、整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ２、及び平滑コンデンサＣｏから成る、第１の二次側直列共振回路を備える第１の倍電圧半波整流回路と、二次巻線部Ｎ２Ｂ，二次側直列共振コンデンサＣ４、整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ２、及び平滑コンデンサＣｏから成る、第２の二次側直列共振回路を備える第２の倍電圧半波整流回路とが形成されることになる。このようにして平滑コンデンサＣｏに対しては、二次巻線Ｎ２の交番電圧の、一方の極性の半周期では、二次巻線部Ｎ２Ｂの誘起電圧と二次側直列共振コンデンサＣ４の両端電圧の重畳電位による整流電流の充電が行われ、他方の極性の半周期では、二次巻線部Ｎ２Ａの誘起電圧と二次側直列共振コンデンサＣ４の両端電圧の重畳電位による整流電流の充電が行われることとなる。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧である二次側直流出力電圧Ｅｏとしては、二次巻線部Ｎ２Ａ、二次巻線部Ｎ２Ｂの誘起電圧レベルの２倍に対応するレベルが得られることになる。つまり、倍電圧全波整流回路が得られる。

図９に示す二次側整流回路は、倍電圧半波整流回路を構成する。すなわち、二次巻線Ｎ２の漏れインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサＣ４の容量から成る二次側直列共振回路とが形成される。そして、二次巻線Ｎ２に発生される一方の極性の電圧は、整流ダイオードＤｏ２を介して二次側直列共振コンデンサＣ４を充電し、他方の極性の電圧は、整流ダイオードＤｏ１を介してコンデンサＣｏを充電する。二次側直列共振コンデンサＣ４に充電された電圧とコンデンサＣｏに充電された電圧とは加算されるので、二次巻線Ｎ２の誘起電圧レベルの２倍に対応するレベルが得られることになる。つまり、倍電圧全波整流回路が得られる。

図１０に示す二次側整流回路は、部分電圧共振コンデンサＣ５と二次巻線Ｎ２の漏れインダクタンス成分で部分電圧共振回路を形成するとともに、整流ダイオードＤｏ１ないし整流ダイオードＤｏ４で構成されるブリッジ整流素子を用いた全波整流回路である。

図１１に示す二次側整流回路は、部分電圧共振コンデンサＣ５と二次巻線部Ｎ２Ａ及び二次巻線部Ｎ２Ｂの漏れインダクタンス成分で部分電圧共振回路を形成するとともに、整流ダイオードＤｏ１及び整流ダイオードＤｏ２で構成されるセンタータップ両波整流回路である。

図１２に示す二次側整流回路は、部分電圧共振コンデンサＣ５と二次巻線Ｎ２の漏れインダクタンス成分で部分電圧共振回路を形成するとともに、整流ダイオードＤｏ１及び整流ダイオードＤｏ２で構成される倍電圧半波整流回路である。

なお、これまでに説明した実施形態の電源回路の具体的設計例は、交流入力電圧ＶＡＣは、１００Ｖの商用の交流電源が入力されることを前提としているのであるが、本発明は、交流入力電圧ＶＡＣの値として、特に限定があるものではない、例えば、２００Ｖの商用の交流電源入力に対応した設計として場合にも、本願発明に基づいた構成とすることで同様の効果が得られる。又、例えば、一次側電圧共振形コンバータの細部の回路形態や、二次側直列共振回路を含んで形成する二次側整流回路の構成などは他にも考えられるものである。又、スイッチング素子については、例えばＩＧＢＴ(Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ)、バイポーラトランジスタなど、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子を選定することも考えられる。又、上記各実施形態では、他励式のスイッチングコンバータを挙げているが、自励式として構成した場合にも本発明は適用できる。

実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のコンバータトランスの構造例である。 実施形態のコンバータトランスの構造例である。 実施形態のコンバータトランスの構造例である。 実施形態の電源回路における要部の動作を商用の交流電源周期により示す波形図である。 実施形態の電源回路についての、負荷変動に対する整流平滑電圧、力率、及び電力変換効率の特性を示す図である。 実施形態の電源回路についての、交流入力電圧変動に対する整流平滑電圧、力率、及び電力変換効率の特性を示す図である。 実施形態の二次側回路の変形例である。 実施形態の二次側回路の変形例である。 実施形態の二次側回路の変形例である。 実施形態の二次側回路の変形例である。 実施形態の二次側回路の変形例である。 実施形態のＥ級スイッチングコンバータの基本原理を示す図である。 実施形態のＥ級スイッチングコンバータの動作原理に基づく波形図である。 背景技術に示すアクティブフィルタの構成図である。 背景技術に示すアクティブフィルタの動作を説明する波形図である。 背景技術に示すスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 背景技術に示すアクティブフィルタの動作を説明する波形図である。 背景技術に示すアクティブフィルタを実装した電源回路における交流入力電圧、交入力電流及び平滑電圧を商用の交流電源周期により示す波形図である。 背景技術に示すアクティブフィルタを実装した電源回路の負荷変動に対する電力変換効率、力率、整流平滑電圧の各特性について示した特性図である。 背景技術に示すアクティブフィルタを実装した電源回路の交流入力電圧変動に対する電力変換効率、力率、整流平滑電圧の各特性について示した特性図である。

符号の説明

１ 制御回路、２ 発振・ドライブ回路、１０ 力率改善回路、ＡＣ 商用の交流電源、Ｃｒ 一次側並列共振コンデンサ、Ｃ２ 一次側直列共振コンデンサ、Ｃ３ 電圧クランプ用コンデンサ、Ｃ４ 二次側直列共振コンデンサ、Ｃ５ 部分共振コンデンサ、ＣＬ アクロスコンデンサ、ＣＭＣ コモンモードチョークコイル、ＣＮ フィルタコンデンサ、Ｃｉ、Ｃｏ 平滑コンデンサ、ＣＲ１、ＣＲ２ コア、Ｄ１ 力率改善ダイオード、Ｄｏ１、Ｄｏ２、Ｄｏ３，Ｄｏ４ 整流ダイオード、ＤＤ、ＤＤ１、ＤＤ２ ボディダイオード、Ｄｉ、Ｄｏ ブリッジ整流器、Ｅｉ 整流平滑電圧、Ｅｏ 二次側直流出力電圧、Ｇ、Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３ ギャップ、Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３ 電流、ＩＡＣ 交流入力電流、ＰＣＣ チョークコイル、ＬＦＴ ラインフィルタトランス、Ｎ１、Ｎ３ 一次巻線、Ｎ２、Ｎ４ 二次巻線、Ｎ２Ａ、Ｎ２Ｂ 二次巻線部、Ｎｇ 制御巻線、ＰＦ 力率、ＰＩＴ コンバータトランス、Ｑ１ スイッチング素子、Ｑ２ 補助スイッチング素子、Ｒｇ１、Ｒｇ２ 抵抗、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３ 電圧、ＶＦＴ 力率改善用トランス、ＶＡＣ 交流入力電圧、ηＡＣ→ＤＣ 電力変換効率

Claims (4)

1. 交流電源からの入力交流電力を入力して整流平滑化する一次側整流素子と平滑コンデンサとを具備して形成され、前記平滑コンデンサの両端電圧として整流平滑電圧を生成する一次側整流平滑回路と、
   前記整流平滑電圧が一端に印加されるチョークコイルと、
   前記チョークコイルの他端に一次巻線の一端が接続される漏れインダクタンスを有するコンバータトランスと、
   前記一次巻線の前記一端に交流電圧を印加するために接続されるスイッチング素子と、
   前記一次巻線の他端が一次側直列共振コンデンサの一端と接続されて形成される一次側直列共振回路と、
   前記スイッチング素子に一次側並列共振コンデンサが並列に接続されて形成される一次側並列共振回路と、
   前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
   前記コンバータトランスの二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、
   前記一次側直列共振コンデンサの前記他端と前記平滑コンデンサとの間に接続されて、前記一次側直列共振回路の一方向の電流を流す一次巻線を巻装する力率改善用トランスと、
   前記一次側整流素子と前記一次巻線に対して疎結合とされて前記力率改善用トランスに巻装される二次巻線との間に接続されて、前記一次側直列共振回路の他方向の電流を前記力率改善用トランスの前記一次巻線と前記二次巻線との巻線比に応じて流す力率改善ダイオードとを具備する力率改善回路と、
   前記チョークコイルに並列に接続され、前記スイッチング素子がオフのときにオンとされる補助スイッチング素子と電圧クランプ用コンデンサの直列接続回路と、
   を備えるスイッチング電源回路。
2. 前記コンバータトランスの二次巻線に接続される二次側整流回路は、二次側直列共振コンデンサを有する全波ブリッジ整流回路、倍電圧全波回路又は倍電圧半波回路のいずれかである請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 前記コンバータトランスの二次巻線に接続される二次側整流回路は、部分電圧共振コンデンサを有する全波ブリッジ整流回路、センタータップ両波整流回路又は倍電圧半波回路のいずれかである請求項１に記載のスイッチング電源回路。
4. 前記コンバータトランス及び前記チョークコイルは、Ｅ字型フェライト磁芯を組み合わせ、又は直交型フェライト磁心を組み合わせて、一体形成されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
   
   

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