JP2005261181A - スイッチング電源回路 - Google Patents

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Abstract

【課題】力率改善のための構成を含むスイッチング電源回路として、リップル増加の問題を解消し、かつ、高電力変換効率も得られるようにする。
【解決手段】ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して部分共振電圧回路を組み合わせた複合共振形コンバータにおいて、力率改善は、一次側直列共振回路に得られる一次側直列共振電流を電力として回生して平滑コンデンサＣｉに帰還する構成（電力回生方式）の力率改善回路１１により行う。この構成の下で、絶縁コンバータトランスＰＩＴの磁束密度を所定以下に設定することで、負荷変動に関わらず二次側両波整流回路の整流動作電流が連続モードとなるようにして、これにより、電力回生に起因する二次側直流出力電圧のリップル電圧の増加を抑制する。
【選択図】図１

Description

本発明は、力率改善回路を備えたスイッチング電源回路に関するものである。
先に本出願人は、一次側に共振形コンバータを備えた電源回路を各種提案している。また、共振形コンバータに対して力率改善を図るための力率改善回路を備えて構成した電源回路も各種提案している。
図２５、図２６はそれぞれ、先に本出願人により出願された発明に基づいて構成されるスイッチング電源回路の一例を示す回路図である。
先ず、図２５の電源回路は、自励式による電流共振形のスイッチングコンバータに対して力率改善回路２０を備えた構成である。この電源回路におけるスイッチングコンバータは、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータと、半導体スイッチ（スイッチング素子）のターンオフ時にのみ電圧共振する部分電圧共振回路を組み合わせたスイッチングコンバータとされている。
この図２５に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣを全波整流するブリッジ整流回路Ｄｉが備えられている。この場合、ブリッジ整流回路Ｄｉにより整流された整流出力は、力率改善回路２０を介して平滑コンデンサＣｉに充電され、平滑コンデンサＣｉの両端には、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。
力率改善回路２０については後述する。
また、この電源回路には、平滑コンデンサＣｉの両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉを動作電源とする自励式の電流共振形コンバータが備えられる。
この電流共振形コンバータにおいては、図のように２つのバイポーラトランジスタによるスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 をハーフブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサＣｉの正極側と一次側アース間に対して挿入するようにして接続されている。
これらスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各コレクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲS1、ＲS2が挿入されている。また、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各ベースに対して接続される抵抗ＲB1、ＲB2は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のベース電流（ドライブ電流）を設定する。
また、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各ベース−エミッタ間にはそれぞれクランプダイオードＤD1，ＤD2が挿入される。クランプダイオードＤD1，ＤD2は、それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がオフとされる期間に、ベース−エミッタを介して流れるクランプ電流の電流経路を形成する。
そして、共振用コンデンサＣB1，ＣB2は次に説明するドライブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮB1、ＮB2と共に、自励発振用の直列共振回路（自励発振駆動回路）を形成しており、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のスイッチング周波数を決定する。
この場合のドライブトランスＰＲＴ (Power Regulating Transformer）は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を駆動すると共に、スイッチング周波数を可変制御することにより定電圧制御を行うために設けられる。この図の場合のドライブトランスＰＲＴは、駆動巻線ＮB1、ＮB2が巻回され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線ＮC が直交する方向に巻回された直交型の可飽和リアクタとされている。
このドライブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮB1の一端は、抵抗ＲB1−共振用コンデンサＣB1の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ1 のベースに接続される。駆動巻線ＮB1の他端側は、共振電流検出巻線ＮDの端部との接続点となるタップ点とされているが、この駆動巻線ＮB1の他端（タップ点）はスイッチング素子Ｑ1 のエミッタに接続される。
また、駆動巻線ＮB2の一端はアースに接地されると共に、他端は抵抗ＲB2−共振用コンデンサＣB2の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ2 のベースと接続されている。
駆動巻線ＮB1と駆動巻線ＮB2は互いに逆極性の電圧が発生するように巻装されている。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Isolation Transformer)は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、共振電流検出巻線ＮDを介してスイッチング素子Ｑ1 のエミッタとスイッチング素子Ｑ2 のコレクタの接点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
また、一次巻線Ｎ1 の他端は、直列共振コンデンサＣ1 を介するようにして、力率改善回路２０内の高速リカバリ型ダイオードＤ1 のカソードに対して接続されている。
この場合、直列共振コンデンサＣ1 及び一次巻線Ｎ1 は直列に接続されているが、この直列共振コンデンサＣ1 のキャパシタンス、及び一次巻線Ｎ1 （直列共振巻線）を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンス（漏洩インダクタンス）成分Ｌ１により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側電流共振回路を形成している。
また、スイッチング素子Ｑ2 のコレクタ−エミッタ間に対して並列に並列共振コンデンサＣｐが接続されている。
この並列共振コンデンサＣｐが接続されることにより、並列共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス成分Ｌ１によってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振動作が得られることになる。つまり、部分電圧共振回路が形成される。
この図における絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ2に対してセンタータップを設けた上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2，ＤO3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO1，ＣO2を図のように接続することで、［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサＣO1］の組と、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデンサＣO2］の組とによる、２組の両波整流回路が設けられる。［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサＣO1］から成る両波整流回路は直流出力電圧ＥO1を生成し、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデンサＣO2］から成る両波整流回路は直流出力電圧ＥO2を生成する。
なお、この場合には、直流出力電圧ＥO1及び直流出力電圧ＥO2は制御回路１に対しても分岐して入力される。制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を検出電圧として利用し、直流出力電圧ＥO2を動作電源として利用する。
なお、整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び整流ダイオードＤO3，ＤO4には、スイッチング周期に応じた高速のスイッチング動作（整流動作）を行うのに対応して、例えばショットキーダイオードが選定される。
制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻線ＮC に供給することにより定電圧制御を行う。
上記構成による電源回路のスイッチング動作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば起動抵抗ＲS1，ＲS2を介してスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2 のベースに起動電流が供給されることになるが、例えばスイッチング素子Ｑ1 が先にオンとなったとすれば、スイッチング素子Ｑ2 はオフとなるように制御される。そしてスイッチング素子Ｑ1 の出力として、共振電流検出巻線ＮD →一次巻線Ｎ1 →直列共振コンデンサＣ1 に共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でスイッチング素子Ｑ2 がオン、スイッチング素子Ｑ1 がオフとなるように制御される。そして、スイッチング素子Ｑ2 を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が開始される。
このように、平滑コンデンサＣｉの端子電圧を動作電源としてスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 に共振電流波形に近いドライブ電流を供給し、二次巻線Ｎ2 に交番出力を得る。
上記のように制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻線ＮC に供給することにより定電圧制御を行う。
即ち、直流電圧出力ＥO1のレベルに応じた制御電流を制御巻線ＮC に流すことで、駆動巻線ＮB1，ＮB2のインダクタンスを変化させ、これにより自励発振回路を形成するインダクタンス値を可変するようにされる。このようにしてインダクタンス値が可変されれば、自励発振回路の発振周波数が変化することとなって、結果的に、スイッチング周波数が可変制御される。このように、直流出力電圧ＥO1のレベルに応じてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数が可変制御されることで、一次側直列共振回路の一次巻線Ｎ1 に供給されるドライブ電流が制御されて、二次側に伝送されるエネルギーが制御されることにより、二次側直流出力電圧の定電圧制御が図られることになる。
なお、以降は上記のような方法による定電圧制御方式を「スイッチング周波数制御方式」ということにする。
続いて、力率改善回路２０の構成について説明する。
この力率改善回路２０は磁気結合形による電力回生方式としての構成を採る。
力率改善回路２０においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して、フィルタチョークコイルＬN −高速リカバリ型ダイオードＤ1 −高周波インダクタＬ10が直列接続されて挿入される。
フィルタコンデンサＣN は高速リカバリ型ダイオードＤ1 のアノード側と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して挿入されることで、フィルタチョークコイルＬN と共にノーマルモードのローパスフィルタを形成している。
また並列共振コンデンサＣ20が高周波インダクタＬ10に対して並列に設けられることで、並列共振コンデンサＣ20と高周波インダクタＬ10で並列共振回路を構成する。これにより、負荷が軽くなったときの整流平滑電圧Ｅｉの上昇を抑制する作用を有する。
また、力率改善回路２０に対しては、高速リカバリ型ダイオードＤ1 のカソードとチョークコイルＬSの接続点に対して、上述した一次側の電流共振回路（Ｎ１，Ｃ１）が接続されて、この電流共振回路に得られるスイッチング出力による電流／電圧が帰還されるようにしている。
このような力率改善回路２０においては、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力に応じて、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1（Ｌ1））に流れる一次側直列共振電流を電力として回生して、インダクタンスＬ10//コンデンサＣ20の並列接続を介するようにして平滑コンデンサＣｉに帰還することによって、交流入力電圧ＶACの正負の絶対値が１／２以上のときに高速リカバリ型ダイオードＤ１をスイッチングさせるように動作することになる。
これにより、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
続いて、図２６に、先に本出願人により出願された発明に基づいて構成されるスイッチング電源回路の他の構成例を示す。
この図２６に示す電源回路においても、２本のスイッチング素子がハーフブリッジ結合された電流共振形コンバータが備えられるが、その駆動方式については他励式とされている。また、この場合にも力率改善を図るための力率改善回路２１が備えられた構成とされている。
なお、図２５と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す一次側の電流共振形コンバータにおいて、ハーフブリッジ結合方式により接続される２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2には、例えばＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。
ここでは、スイッチング素子Ｑ1のドレインを整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続し、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインを接続し、スイッチング素子Ｑ2のソースを一次側アースに接続することで、他励式に対応したハーフブリッジ結合としている。
これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、発振ドライブ回路２によって交互にオン／オフ動作が繰り返されるようにスイッチング駆動されて、整流平滑電圧Ｅｉを断続してスイッチング出力とする。
また、この場合には、各スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のドレイン−ソース間に対して、図に示す方向によって接続されるクランプダイオードＤD1、ＤD2が設けられる。
また、この場合には、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のソース−ドレインの接続点（スイッチング出力点）に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端を接続することで、一次巻線Ｎ1 に対してスイッチング出力を供給するようにされる。一次巻線Ｎ1 の他端は、直列共振コンデンサＣ1を介して、力率改善回路２１の高速リカバリ型ダイオードＤ1のアノードに対して接続される。
この場合にも、直列共振コンデンサＣ1 のキャパシタンス及び一次巻線Ｎ1 を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンス成分Ｌ１により、スイッチング電源回路を電流共振形とする電流共振回路を形成している。
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対して並列接続された部分共振コンデンサＣｐと、一次巻線Ｎ1 のリーケージインダクタンス成分Ｌ１により部分電圧共振回路が形成される。
この場合の制御回路１は、例えば直流出力電圧ＥO1 の変動に対応したレベルの制御信号を発振ドライブ回路２に出力する。発振ドライブ回路２では制御回路１から供給された制御信号に基づいて、発振ドライブ回路２からスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに供給するスイッチング駆動信号の周波数を変化させて、スイッチング周波数を可変するようにしている。これにより、図２５の場合と同様に定電圧制御が行われる。
起動回路３は、電源投入直後に整流平滑ラインに得られる電圧あるいは電流を検出して、発振ドライブ回路２を起動させるために設けられるもので、絶縁コンバータトランスＰＩＴに追加的に巻装した巻線Ｎ４を、整流ダイオードＤ30及び平滑コンデンサＣ30により整流して得られる低レベルの直流電圧を動作電源としている。
この図に示す力率改善回路２１では、静電結合形による電力回生方式としての力率改善回路の構成を採る。
力率改善回路２１においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して、高周波インダクタＬ10 −高速リカバリ型ダイオードＤ1 が直列接続されて挿入される。ここで、フィルタコンデンサＣN は高周波インダクタＬ10−高速リカバリ型ダイオードＤ1 の直列接続回路に対して並列に設けられる。そして、このような接続形態によっても、フィルタコンデンサＣN はフィルタ高周波インダクタＬ10と共にノーマルモードのローパスフィルタを形成している。
また、共振コンデンサＣ20は、高速リカバリ型ダイオードＤ1 に対して並列に設けられる。
また、この力率改善回路２１に対しては、高周波インダクタＬ10と高速リカバリ型ダイオードＤ1 のアノードとの接続点に対して電流共振回路（Ｎ1，Ｃ1）が接続される。
このようにして形成される力率改善回路２１においても、一次側直列共振電流を電力として回生して、コンデンサＣ20を介するようにして平滑コンデンサＣｉに帰還することにより、高速リカバリ型ダイオードＤ1を、交流入力電圧ＶACの正負の絶対値が１／２以上の時にスイッチング動作させることになる。
これにより、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされ、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
また、上記図２５及び図２６に示す電源回路の構成を基として、ＡＣ１００Ｖ系の商用交流電源入力の条件で比較的重負荷に対応すべきものとした場合には、図２７及び図２８に示す構成を採るようにすることが知られている。
図２７は、図２５の構成を基としたうえで、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）から整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路系について倍電圧整流回路とした構成であり、図２８は、図２６の構成を基としたうえで、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）から整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路系について、全波整流回路から倍電圧整流平滑回路とした構成である。
先ず、図２７に示す電源回路から説明する。なお、この図において、図２５及び図２６と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
この図２７に示す電源回路では、商用交流電源ＡＣに対し、フィルタコンデンサＣL、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣによるコモンモードノイズフィルタが形成されている。
そして、商用交流電源ＡＣから整流平滑電圧Ｅｉを生成する倍電圧整流平滑回路としては、２本の整流ダイオードＤ1、Ｄ2と、平滑コンデンサＣｉ1−平滑コンデンサＣｉ2の直列接続回路とを備えて成る。この場合、平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2は同じキャパシタンスを有する。
この整流平滑回路において、上記整流ダイオードＤ1，Ｄ2は、それぞれ交流入力電圧ＶACの各半周期に形成される整流電流経路に対して挿入されるようにして設けられており、例えば交流入力電圧ＶACが正極性となる半周期では、整流ダイオードＤ1による整流出力が平滑コンデンサＣｉ1に対して充電される。また、交流入力電圧ＶACが負極性となる半周期では、整流ダイオードＤ2の整流出力が平滑コンデンサＣｉ2に対して充電される。
これにより交流入力電圧ＶACの１周期において、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端には、上記のように商用交流電源のレベルの２倍に対応するレベルの直流入力電圧Ｅｉが得られることになる。なお、この場合の上記整流ダイオードＤ1、Ｄ2としては、高速リカバリ型ダイオードが選定される。
また、この図に示す力率改善回路２２は、上記しているように磁気結合形による電力回生方式を採るものであり、例えば図示するようにして、先に説明した整流ダイオードＤ1と整流ダイオードＤ2との接続点に対して、高周波インダクタＬ10を接続している。この場合、高周波インダクタＬ10は、上記整流ダイオードＤ1，Ｄ2との接続点と、商用交流電源ＡＣの正極ラインにおけるコモンモードチョークコイルＣＭＣとフィルタコンデンサＣNとの接続点との間に直列に挿入される。
フィルタコンデンサＣN は、上記整流ダイオードＤ1 と高周波インダクタＬ10による直列接続回路、及び上記整流ダイオードＤ2と高周波インダクタＬ10による直列接続回路の双方に対して、並列の関係となるようにして商用交流電源ＡＣのラインに対して挿入される。これによりフィルタコンデンサＣNは、整流電流経路に発生するノーマルモードノイズを抑制するようにされる。
そして、上記整流ダイオードＤ1のアノードと、上記整流ダイオードＤ2のカソードと、上記高周波インダクタＬ10の一端との接続点に対して、上述した一次側の直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1（Ｌ1））を接続している。これによって、この直列共振回路に得られるスイッチング出力による電流／電圧が帰還されるようにしている。
このようにして形成される力率改善回路２２においては、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力に応じて、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1（Ｌ1））に流れる一次側直列共振電流を電力として回生して、高周波インダクタＬ10のインダクタンスを介するようにして平滑コンデンサＣｉに帰還する。これによって、例えば交流入力電圧ＶACの正負の絶対値が１／２以上のときに高速リカバリ型による整流ダイオードＤ1、Ｄ2をスイッチングさせるように動作することになる。
これにより、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
続いて、図２８に示す電源回路について説明する。なお、この図において、図２５〜図２７と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す力率改善回路２３は、図２６の電源回路と同様に静電結合形による電力回生方式としての力率改善回路２３の構成を採る。そして、その構成としては、上記図２７に示した力率改善回路２２の構成に加えて、整流ダイオードＤ1、Ｄ2の各々に対して並列に、図のように力率改善用直列共振コンデンサＣ20A、Ｃ20Bを接続するようにされる。その上で、この場合としても整流ダイオードＤ1と、整流ダイオードＤ2と、高周波インダクタＬ10との接続点に対して、直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1（Ｌ1））を接続する。
このようにして形成される力率改善回路２３においても、一次側直列共振電流を電力として回生して、平滑コンデンサＣｉに帰還することにより、高速リカバリ型ダイオードである整流ダイオードＤ1及び整流ダイオードＤ2を、交流入力電圧ＶACの正負の絶対値が１／２以上のときにもスイッチング動作させることになる。
これにより、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされ、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて、交流入力電流の導通角が拡大される。そしてこの結果、力率改善が図られることになる。
ここで、上記図２５〜図２８に示す電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、例えば次のような構造を採る。先ず、コアとしては、フェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1と、二次巻線を、ＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
そのうえで、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの中央磁脚に対しては1.0mm程度のギャップを形成するようにしており、さらに、二次側巻線（Ｎ2）の１Ｔ（ターン）あたりの誘起電圧レベルが５Ｖ（５Ｖ／Ｔ）となるようして、二次側巻線（Ｎ2）及び一次側巻線（Ｎ1）のターン数を設定することとしている。
これによって、一次側巻線（Ｎ1）と二次側巻線（Ｎ2）との間で、０．８０〜０．８５程度の結合係数を得るようにしており、所要値のリーケージインダクタンス（Ｌ1）が得られるようにしている。
また、上記図２５〜図２８に示した以外に力率改善を図る技術としては、例えば図２９及び図３０に示すように、商用交流電源ラインに対してパワーチョークコイルＰＣＨを挿入する構成も知られている。図２９は、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路系が全波ブリッジ整流回路である場合に対応する構成を示し、図３０は、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路系が倍電圧整流回路である場合に対応する構成を示している。このようにして、商用交流電源ラインに対してパワーチョークコイルＰＣＨを挿入することで、そのインダクタンスが有するインピーダンスにより交流入力電流の導通を抑制するようにし、これによる交流入力電流の導通角の拡大により力率改善を図るようにされる。このようなパワーチョークコイルによる力率改善は、チョークインプット方式ともいわれる。
図３１、図３２は、それぞれ、上記図２９、図３０に示すようにして、商用交流電源ラインにパワーチョークコイルＰＣＨを挿入して構成した電源回路についての、負荷電力Ｐｏの変動に対する特性として、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）、整流平滑電圧Ｅｉレベル、及び力率ＰＦの各特性を示している。また、これらの図では、比較としてパワーチョークコイルＰＣＨを挿入しない（力率改善を行わない）構成の電源回路の特性も示している。なお、この場合において、図２９、図３０に示す電源回路の後段は、例えば図２５〜図２８の電源回路から、それぞれ力率改善回路２０〜２３を省略した回路構成を採るものとすればよい。
図２９、図３０に示すパワーチョークコイルＰＣＨの実際としては、それぞれ図３１、図３２の実線で示す力率特性のように、負荷電力Ｐｏとして最大負荷電力時（この場合はＰｏ＝１２５Ｗ時）に力率ＰＦが０．７５以上となるように、そのインダクタンスＬｃの値を設定するようにされる。これにより、例えば現状の家電・汎用電子機器の高調波歪規制クラスＤの規制値を満足することができる。なお、実際のインダクタンスＬｃの値としては、図２９の場合には１０ｍＨを選定し、図３０の場合には７．２ｍＨを選定した。
特開２００３−１８９６１４号公報（図６、図７、図１１）
ところが、上記図２５〜図２８に示したようにして、力率改善回路を備える構成の電源回路では、次のような問題がある。
これらの図に示す電源回路では、力率改善回路２０〜２３による電力帰還（回生）の方式として、磁気結合形又は静電結合形の何れかの形式を採るが、いずれの形式においても、一次側直列共振回路に流れる一次側直列共振電流を平滑コンデンサＣｉに電力回生して帰還させるようにしている。これは、帰還経路の形成のために、商用交流電源の整流電流経路と、スイッチング出力が供給される一次側直列共振回路とが接続されているということを意味する。このために、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に流れる一次側直列共振電流には、商用交流電流周期の電流が重畳する。
これにより、二次側の直流出力電圧Ｅ01、Ｅ02の商用電源周期のリップル電圧が力率改善前よりも増加する。例えば図２５、図２６において力率改善回路２０，２１の回路部分を設けない回路構成とする場合には力率ＰＦ＝０．５５程度となり、図２７、図２８において力率改善回路２２，２３の回路部分を設けない回路構成とする場合には力率ＰＦ＝０．５４程度となるが、図２５〜図２８の回路として力率ＰＦ＝０．８程度が得られるように構成した場合に、リップル電圧は５〜６倍に増加する。
この対策としては、直流出力電圧平滑用の平滑コンデンサＣ01、Ｃ02の静電容量を５〜６倍に増加させなければならない。即ち、制御回路１のゲインを可能な限り向上しても、力率改善前の回路と同等とするには、平滑コンデンサＣ01、Ｃ02のキャパシタンスを５〜６倍増加することが必要となり、大幅なコストアップとなり、実用化は現実的ではないものとなる。このような対策が現実的でないことから、図２５〜図２８のような回路は、例えばリップル電圧を一定以下とすることが厳しく要求されるような機器に採用することが難しい。
そこで、先に図２９、図３０に示したようにして、チョークインプット方式により力率を改善する構成とすれば、上記したリップルの問題は解消される。しかしながら、チョークインプット方式による構成の場合にも、次のような問題がある。
まず、チョークインプット方式で必要となるパワーチョークコイルＰＣＨは鉄損と銅損が存在し、電力損失が増加し、また直流入力電圧も低下するため、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率ηAC→DCが低下するという問題がある。
図３１に示した特性によると、最大負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗでは、力率ＰＦ＝０．７６となる。ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）は、パワーチョークコイルＰＣＨを挿入しない場合（破線）と比較して、パワーチョークコイルＰＣＨを挿入した場合には、１．６％低下している。また、これに伴って交流入力電力は２．５Ｗ増加する。また。直流入力電圧Ｅｉは、パワーチョークコイルＰＣＨを挿入しない場合と比較して１５．７Ｖ低下している。
また、図３２に示す特性によれば、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗで力率ＰＦ＝０．７６となっている。ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）は、パワーチョークコイルＰＣＨを挿入しない場合（破線）と比較して、パワーチョークコイルＰＣＨを挿入した場合には、０．９％低下している。また、これに伴って交流入力電力は１．４Ｗ増加する。また、直流入力電圧Ｅｉは、パワーチョークコイルＰＣＨを挿入しない場合と比較して２５．０Ｖ低下している。
上記図３１、図３２に示されるＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）の低下、及び交流入力電力の増加は、パワーチョークコイルＰＣＨそのものによる電力損失と、例えばパワーチョークコイルＰＣＨの抵抗分により直流入力電圧Ｅｉが低下することが主たる原因となっている。
なお、図３１、図３２に示す特性は、パワーチョークコイルＰＣＨのインダクタンスＬcについて、先に述べたように、それぞれ、１０ｍＨ、７．２ｍＨを設定して計測したものである。
また、パワーチョークコイルＰＣＨとしては、負荷電力の増大に伴って大型化し、重量、サイズ、コストが増大する。
さらに、パワーチョークコイルＰＣＨの配置位置として漏洩磁束の影響がない場所を選定しなければならない。或いは漏洩磁束の影響を受けないようにする対策が必要となるので、基板上の配置設計の困難化や、また、シールド部材が必要となって基板サイズ、重量が増加することなどの問題が生ずる。
つまり、現状においては、力率改善技術として、電力回生方式ではリップル増加が問題となるが、チョークインプット方式では、電力変換効率の低下が問題となってくるという事情をかかえる。このことから、リップル増加の問題を解消し、かつ、高電力変換効率も得られる力率改善のための構成が求められているということがいえる。
そこで、本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成する。
つまり、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に励起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段を備える。
また、スイッチング手段のスイッチング動作により一次側直列共振回路に得られる一次側直列共振電流を電力として回生するようにして、整流平滑手段を形成する平滑コンデンサに帰還するようにされており、この帰還された電力に応じて、整流平滑手段による整流動作によって得られる整流電流を断続するようにしてスイッチングする力率改善用スイッチング素子とを備えて構成される力率改善手段とを備える。
また、上記絶縁コンバータトランスの磁束密度を、二次側直流出力電圧の変動にかかわらず、二次側整流電流が連続モードとなるようにして、所定以下となるように設定することとした。
上記構成による本発明のスイッチング電源回路は、一次側スイッチングコンバータとして、電流共振形コンバータを備えていることになる。また、力率改善は、電力回生方式により行う構成を採ることとしている。
その上で、上記のようにして絶縁コンバータトランスの磁束密度が所定以下となるようにしていることで、二次側直流出力電圧の変動、つまり、負荷変動や商用交流電源（交流入力電圧）のレベル変動にかかわらず、二次側整流動作としては、常に、二次側整流電流が不連続となる期間を生じない連続モードとなるようにしている。二次側整流動作が連続モードとなることによっては、電力回生方式により力率改善を行う場合において、一次側直列共振回路に重畳される商用交流電源周期のリップルが低減するが、これは、二次側直流出力電圧に重畳する商用交流電源周期のリップル電圧が抑制されることにつながる。
このようにして本発明のスイッチング電源回路としては、電力回生方式による力率改善のための構成を採りながらも、二次側直流出力電圧のリップル電圧が抑制されることとなるので、例えば二次側直流出力電圧を生成するための二次側整流平滑コンデンサのキャパシタンスとしては、実用範囲に収めることができる。つまり、電力回生方式による力率改善構成を備える電源回路の実用化をこれまでよりも容易に実現して推し進めることが可能になる。
また、これにより、代替の力率改善技術としてチョークインプット方式を採る必要も無くなるが、このことは、力率改善機能を有する電源回路として、大幅な電力変換効率の向上と、大幅な回路基板サイズの小型軽量化が図られたという効果が得られたことを意味する。
図１は、本発明を実施するための第１の最良の形態（以下、実施の形態ともいう）としてのスイッチング電源回路の構成例を示した回路図である。この図に示す電源回路は、一次側の基本構成として、他励式によるハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた構成を採る。
この図１に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対し、フィルタコンデンサＣL、ＣL、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣによるノイズフィルタが形成されている。
そして、上記ノイズフィルタの後段となる商用交流電源ＡＣに対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が接続される。ただし、本実施の形態においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力ラインと、平滑コンデンサＣｉの正極端子間には、力率改善回路１１が介在するようにして設けられる。この力率改善回路１１の構成及びその動作については後述する。
この全波整流平滑回路が商用交流電源ＡＣを入力して全波整流動作を行うことによって、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られる。この場合の整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルとなる。また、この場合においては、ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する４本の整流ダイオードには、低速リカバリ型を選定している。
上記直流入力電圧を入力してスイッチング（断続）する電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続したスイッチング回路を備える。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、ダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。ダンパーダイオードＤD1のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ1のソース、ドレインと接続される。同様にして、ダンパーダイオードＤD2のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ2のソース、ドレインと接続される。ダンパーダイオードＤD1，ＤD2は、それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が備えるボディダイオードとされる。
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有しており、例えば汎用のＩＣを用いることができる。そして、この発振・ドライブ回路２内の発振回路及び駆動回路によって、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して、力率改善回路１１における高周波インダクタＬ10と、高速型（高速リカバリ型）のスイッチングダイオードＤ1のアノードと、コンデンサＣ20との接続点に対して接続される。また、一次巻線Ｎ１の他方の端部は、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、後述する構造により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に所要のリーケージ（漏洩）インダクタンスＬ1を生じさせる。そして、一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、上記リーケージインダクタンスＬ1によっては一次側直列共振回路を形成する。上記した接続態様によればスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力は、この一次側直列共振回路に伝達されることとなる。この一次側直列共振回路が、伝達されたスイッチング出力により共振動作を行うことで、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
上記説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた、複合共振形コンバータとしての構成を採っている。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線には一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。そして、この場合の二次巻線Ｎ2としては、センタータップが施されたことで２つに分割された二次巻線Ｎ2A，Ｎ2Bが設けられる。この場合、二次巻線Ｎ2A，Ｎ2Bは同じ所定のターン数を有する。
そして、これら二次巻線Ｎ2A，Ｎ2Bに対しては、図示するように整流用素子としてＮチャネルのＭＯＳ−ＦＥＴＱ3，Ｑ4，Ｑ5，Ｑ6を備える、両波整流による同期整流回路が備えられる。
これらＭＯＳ−ＦＥＴＱ3〜Ｑ6は、例えば低耐圧のトレンチ構造のものを選定することで、低オン抵抗を得るようにされる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2のセンタータップ出力は、図示するようにインダクタＬdの直列接続を介して、平滑コンデンサＣｏの正極端子の接続点と接続される。
そして、上記二次巻線Ｎ2の一方の端部（二次巻線Ｎ2B側の端部）は、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ3のドレインとＭＯＳ−ＦＥＴＱ5のドレインとの接続点に対して接続される。そして、これらＭＯＳ−ＦＥＴＱ3、Ｑ5の各ソースの接続点が、二次側アースに接続される。
同様に、二次巻線Ｎ2の他方の端部（二次巻線Ｎ2A側の端部）は、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ4のドレインとＭＯＳ−ＦＥＴＱ6のドレインとの接続点に対して接続され、これらＭＯＳ−ＦＥＴＱ4、Ｑ6の各ソースの接続点が二次側アースに接続されている。
なお、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ3，Ｑ4、Ｑ5、Ｑ6のドレイン−ソースに対しては、それぞれ、ボディダイオードＤD3，ＤD4、DD5、DD6が並列に接続される。
このような接続形態によれば、二次巻線Ｎ2Bを含む整流電流経路においては、整流素子であるＭＯＳ−ＦＥＴＱ3//ＭＯＳ−ＦＥＴＱ5の並列接続回路が直列に挿入されることになる。また、二次巻線Ｎ2Aを含む整流電流経路においては、同じく整流素子であるＭＯＳ−ＦＥＴＱ4//ＭＯＳ−ＦＥＴＱ6の並列接続回路が直列に挿入された構成となっている。
また、この図に示される同期整流回路において、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ3とＭＯＳ−ＦＥＴＱ5を駆動する駆動回路は、二次巻線Ｎ2Aのセンタータップしていない側の端部とＭＯＳ−ＦＥＴＱ3、Ｑ5のゲートとの間に共通に挿入されるようにして、ゲート抵抗Ｒg1を接続して形成される。
同様に、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ4、Ｑ6を駆動する駆動回路は、二次巻線Ｎ2Bのセンタータップしていない端部とＭＯＳ−ＦＥＴＱ4、Ｑ6のゲートとの間に共通となるようにして挿入された、ゲート抵抗Ｒg2を備えて形成される。
つまりこの場合、上記ＭＯＳ−ＦＥＴＱ3，Ｑ5は、上記二次巻線Ｎ2Aに励起される交番電圧が上記ゲート抵抗Ｒg1により検出されることで、同じタイミングでオン（導通）／オフ（非導通）するようにされ、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ4，Ｑ6も、二次巻線Ｎ2Bに励起される交番電圧が上記ゲート抵抗Ｒg2により検出されることで、同じタイミングでオン（導通）／オフ（非導通）するようにされているものである。
また、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ3，Ｑ5の組が、二次巻線Ｎ2Aのセンタータップされていない端部の電圧に応じてオン／オフし、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ4，Ｑ6の組が二次巻線Ｎ2Bのセンタータップされていない端部の電圧に応じてオン／オフするということは、互いのＭＯＳ−ＦＥＴの組が、逆極性となる交番電圧に応じてオン／オフするということになる。つまり、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ3，Ｑ5の組と、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ4，Ｑ6の組とでは、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧が反転するタイミングに応じて、交互にオン／オフするようにして整流動作（スイッチング動作）を行う。
ここで、ＭＯＳ−ＦＥＴは、ゲートにオン電圧を印加すると、ドレイン−ソース間は単なる抵抗体と等価となるので、電流は双方向に流れる。これを二次側の整流素子として機能させようとすれば、二次側平滑コンデンサ（平滑コンデンサＣｏ1〜Ｃｏ4）の正極端子に充電する方向のみに電流を流さなければならない。これとは逆方向に電流が流れると、二次側平滑コンデンサから絶縁コンバータトランスＰＩＴ側に放電電流が流れて、負荷側に有効に電力を伝達することができなくなる。また、逆電流によるＭＯＳ−ＦＥＴの発熱、ノイズなどが生じて、一次側におけるスイッチング損失も招く。
上記した駆動回路は、二次巻線の電圧を検出することに基づいて、二次側平滑コンデンサの正極端子に充電する方向（つまり、この場合ではソース→ドレイン方向）の電流のみが流れるように、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ3〜Ｑ6をスイッチング駆動するための回路である。つまり、この場合における同期整流回路の回路構成としては、巻線電圧検出方式により、整流電流に同期させてＭＯＳ−ＦＥＴをオン／オフ駆動する構成を採っているものである。
なお、この場合、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ3，Ｑ5の組の駆動回路系を形成するとされるゲート抵抗Ｒg1と、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ4，Ｑ6の組の駆動回路系を形成するとされるゲート抵抗Ｒg2に対しては、それぞれ並列にショットキーダイオードＤg1、ショットキーダイオードＤg2を図示する方向により接続するようにしている。このようにしてショットキーダイオードＤg1，Ｄg2を挿入することによっては、それぞれＭＯＳ−ＦＥＴＱ3，Ｑ5，Ｑ4，Ｑ6のゲート入力容量の蓄積電荷を、これらのターンオフ時に対応して、ショットキーダイオードＤg1、ショットキーダイオードＤg2を経由して放電するための経路が形成される。そして、これによってこれらＭＯＳ−ＦＥＴを確実にターンオフさせて、良好なスイッチング特性を得るようにしているものである。
また、上述もしたように、この図１に示す電源回路では、二次巻線Ｎ2のセンタータップと二次側平滑コンデンサとの間に、インダクタＬdを直列に挿入している。すなわちこの場合、インダクタＬdを二次側の整流電流経路において、二次側交番電圧が正／負の各期間で共通に整流電流が流れるラインに対して挿入しているものである。
このようにしてインダクタＬdを挿入することによっては、二次側直流出力電圧Ｅｏに発生するとされていたノイズの抑制を図ることができる。
二次側の整流回路として、ＭＯＳ−ＦＥＴによる同期整流回路を備えた場合、これらＭＯＳ−ＦＥＴによるスイッチングノイズ等の影響により二次側直流出力電圧Ｅｏには高周波ノイズが重畳し易くなる。そこで、このように整流電流経路に対してインダクタＬdを挿入することで、高周波のノイズ成分について、そのインピーダンス成分によって平滑化することで抑制するようにしている。
また、このように整流電流経路に挿入されたインダクタＬdによっては、二次側整流電流に生じるとされる逆方向電流の発生を抑制する作用も得られる。
これまでに説明した回路構成による同期整流回路によっては、二次側平滑コンデンサに対して両波整流により整流して得られる整流電流を充電する動作が得られる。
すなわち、二次側に励起される交番電圧の一方の半周期には、二次巻線Ｎ2Bから流れる電流が、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ3//Ｑ5の並列接続回路をソース→ドレイン方向に導通し、平滑コンデンサＣｏに対して充電される。また、交番電圧の他方の半周期には、二次巻線Ｎ2Aに流れる電流がＭＯＳ−ＦＥＴＱ3//Ｑ5の並列接続回路をソース→ドレイン方向に導通し、平滑コンデンサＣｏに対して充電される。これによって、上記交番電圧が正／負の期間で平滑コンデンサＣｏに充電する両波整流動作が得られるものである。
そして、このような平滑コンデンサの両端電圧として、図のような二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅｏは、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
なお、本実施の形態において、上記同期整流回路について、上記のようにして、整流素子としてのＭＯＳ−ＦＥＴを並列に接続しているのは、次のような理由による。
ここでの例として、本実施の形態の電源回路が実際に対応すべき負荷条件としては、二次側直流出力電圧Ｅo＝５Ｖに対して、負荷電流が３０Ａ〜０Ａで変動するものとしている。これは、いわゆる低電圧／大電流といわれる、実質的には相当に変動幅が広範囲となる負荷条件であり、従って、負荷が重くなる傾向では、二次側整流回路にも相当に大きな電流が流れる。そこで、整流素子であるＭＯＳ−ＦＥＴについて、複数本を並列接続した構成とすることで、大電流が流れるときの素子への負担を軽減して、高い信頼性を確保することとしているものである。
制御回路１は、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2（Ｎ2A，Ｎ2B）側に伝送される電力量も変化するが、これにより二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを安定化させるように動作する。
例えば重負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅｏが低下するのに応じては、上記スイッチング周波数を低くするように制御するが、これは共振インピーダンスを小さくすることとなり、このために二次側直流出力電圧Ｅｏを上昇させる。これに対して、軽負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅｏが上昇するのに応じては、上記スイッチング周波数を高くするように制御することで、共振インピーダンスを大きくし、二次側直流出力電圧Ｅｏを低下させる。
続いて、力率改善回路１１の構成について説明する。
前述もしたように、この力率改善回路１１は、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧（Ｅｉ）を得るための整流平滑回路における整流電流経路に対して挿入されるようにして設けられるもので、電力回生方式として静電結合形による力率改善回路の構成を採る。
力率改善回路１１においては、先ず、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に対して、高周波インダクタＬ10の一端が接続されている。高周波インダクタＬ10の他端は、高速リカバリ型であるスイッチングダイオードＤ1のアノードが接続され、スイッチングダイオードＤ1のカソードは、平滑コンデンサＣｉの正極端子に対して接続される。つまり、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して、高周波インダクタＬ10−スイッチングダイオードＤ1（アノード→カソード）の直列接続回路が挿入される。
また、上記高周波インダクタＬ10−スイッチングダイオードＤ1の直列接続回路に対しては、フィルタコンデンサＣNを並列に接続している。フィルタコンデンサＣNは、ノーマルモードノイズを抑制するために設けられる。
さらに、スイッチングダイオードＤ1に対して、力率改善用直列共振コンデンサＣ20が並列に接続される。この場合、力率改善用直列共振コンデンサＣ20は、高周波インダクタＬ10に対しては直列に接続されることとなるが、これにより、力率改善用直列共振コンデンサＣ20のキャパシタンスと、高周波インダクタＬ10のインダクタンスとにより、力率改善回路１１内（商用交流電源の整流電流経路内）において直列共振回路を形成する。
そして、前述もしたように、高周波インダクタＬ10と、スイッチングダイオードＤ1のアノードと、力率改善用直列共振コンデンサＣ20との接続点に対して、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）が接続される。
このような力率改善回路１１の回路構成によると、一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力（一次側直列共振電流）を電力として回生して、スイッチングダイオードＤ1//力率改善用直列共振コンデンサＣ20の並列接続を介するようにして平滑コンデンサＣｉに帰還する動作が得られることになる。この場合、平滑コンデンサＣｉと一次側直列共振回路との間には、力率改善用直列共振コンデンサＣ20のキャパシタンス（静電容量）が介在することから、電力回生は、静電結合により行われるものとみることができる。
図３の波形図は、力率改善回路１１の動作を、商用交流電源周期により示している。
ここで、図示するようにして５０Ｈｚで３２５Ｖｐとなる、ＡＣ２００Ｖ系の交流入力電圧ＶACが入力されていることを前提として、上記のようにして力率改善回路１１側に対して、一次側直列共振回路から電力回生が行われることになる。これに応じて、一次側直列共振コンデンサＣ1と力率改善回路１１側との接続点と一次側アース間の電圧Ｖ１は、図示するようにして、商用交流電源周期のリップル成分が重畳している整流平滑電圧Ｅｉに対して、スイッチング周期による交番電圧成分（Ｖ1A）がさらに重畳した波形として得られる。
この場合、整流平滑電圧Ｅｉのピークレベルは、リップルが最大となる時点で３２５Ｖとなり、交流入力電圧ＶACのピークレベルに対応する。また、この整流出力電圧に交番電圧成分が重畳した電圧Ｖ１のピークレベルとしては、図示するようにして、例えば４００Ｖで一定となる。高速リカバリ型のスイッチングダイオードＤ1は、この電圧Ｖ１における交番電圧成分の印加により、例えば交流入力電圧ＶACの正／負の絶対値が、そのピーク値の約１／２以上のときにスイッチング動作を行い、整流電流を断続する。
そして、このようにしてスイッチングダイオードＤ1が整流電流を断続するようにしてスイッチングすることで、高周波インダクタＬ10から、スイッチングダイオードＤ1//力率改善用直列共振コンデンサＣ20の並列接続を流れて平滑コンデンサＣｉに流入しようとする整流出力電流Ｉ1は、図示するようにしてピーク近傍が略Ｍ字状のエンベロープとなる交番波形として得られる。この場合において、交流入力電圧ＶACがピークとなる時点に対応する整流出力電流Ｉ1のレベルは、４Ａとなる。
このような波形により流れる整流出力電流Ｉ1の導通期間は、ブリッジ整流回路Ｄｉから出力される整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも流れるものとなっており、同じ図３に示す交流入力電流ＩACの導通期間も、この整流出力電流Ｉ1の導通期間にほぼ一致したものとなる。つまり、交流入力電流ＩACの導通角は、力率改善回路を備えない場合よりも拡大されているものであり、交流入力電流ＩACの波形としては、交流入力電圧ＶACの波形に近付くものとなっている。つまり、力率改善が図られていることになる。なお、交流入力電流ＩACのピークレベルは、この場合２Ａとなっている。
ところで、先に図２５〜図２８に示す電源回路におけるようなスイッチングコンバータの構成では、一次側のスイッチング素子のスイッチング周波数の可変制御により、二次側直流出力電圧の安定化を図るようにされている。このような構成を採る場合において、例えば軽負荷の傾向となっている状態では、スイッチング周波数を高くするように制御して安定化を図ることになる。この状態では、二次側の整流回路において、二次側整流電流が二次側平滑コンデンサに流れる期間が連続し、休止する期間が存在しない、いわゆる連続モードの動作となる。
これに対して、重負荷とって二次側直流出力電圧が低下するのに応じて一次側のスイッチング周波数を低くするように制御していくと、二次側平滑コンデンサに対して二次側整流電流が連続して流れなくなって電流不連続期間が生じる、いわゆる不連続モードに移行する。つまり、二次側の両波整流動作として、負荷変動に応じて不連続モードとなる状態が存在する。
なお、二次側直流出力電圧は、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）に応じても変動し、これに応じた定電圧制御動作も行われるから、交流入力電圧ＶACのレベルに応じても不連続モードとなる状態が存在することになる。
図２５〜図２８に示した電源回路のようにして、電力回生方式（磁気結合方式、静電結合形）により力率改善を行う構成では、一次側直列共振電流に商用交流電源周期のリップルが重畳することにより、二次側直流出力電圧に重畳される商用交流電源周期のリップル電圧が、力率改善回路を備えない構成とした場合よりも大幅に増加することを述べた。
これは、上記のようにして、例えば負荷変動、交流入力電圧ＶACの変動により、二次側整流動作が不連続モードとなることが主たる原因となっている。このことは、換言すれば、負荷変動、交流入力電圧ＶACの変動にかかわらず、二次側整流動作として連続モードが維持されるようにすれば、その原因が無くなるのであるから、上記した二次側直流出力電圧に重畳する商用交流電源周期のリップル電圧の増加を有効に抑制できるということを意味する。
そのために本実施の形態としては、図１に示す電源回路において次のような構成を採ることとしている。
図２は、図１の電源回路が備える絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例を示す断面図である。
この図に示すように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ2（Ｎ2A，Ｎ2B）を巻装する。このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。なお、この場合のＥＥ型コアの実際としては、後述するような負荷条件、及び交流入力電圧の定格レベルの条件に対応することを前提として、例えばＥＥＲ−４０を選定している。
そのうえで、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、図のようにして、例えばギャップ長1.4mm程度のギャップＧを形成する。これによって、結合係数ｋとしては、例えばｋ＝０．８以下による疎結合の状態を得るようにしている。つまり、従来例として図２５〜図２８に示した電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴよりも、さらに疎結合の状態としているものである。なお、実際の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．７５を設定した。また、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することが出来る。
さらに、二次側巻線の１Ｔ（ターン）あたりの誘起電圧レベルとしても、図２５〜図２８に示した電源回路よりも低くなるように、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2A，Ｎ2Bの巻線数（ターン数）を設定する。例えば、一次巻線Ｎ1＝６０Ｔ、二次巻線Ｎ2A＝Ｎ2B＝２Ｔとすることで、二次側巻線の１Ｔ（ターン）あたりの誘起電圧レベルを、２．５Ｖ／Ｔ以下としている。
このような絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造、及び一次巻線Ｎ1、二次巻線（Ｎ2A，Ｎ2B）の巻線数設定とすることで、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアにおける磁束密度は低下して、図２５〜図２８に示した電源回路よりも、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおけるリーケージインダクタンスは増加する。
上記のような構成による絶縁コンバータトランスＰＩＴを備えた、図１に示す回路の動作について、図４の波形図により説明する。
図４の波形図は、力率改善回路１１内における、スイッチングダイオードＤ1//力率改善用直列共振コンデンサＣ20の並列接続回路の端部と、高周波インダクタＬ10と、一次側直列共振コンデンサＣ1との接続点と、一次側アースとの間の電位である電圧Ｖ1Aと、二次側において、二次巻線Ｎ2のセンタータップからインダクタＬｄを経由して、平滑コンデンサＣｏに流れる整流電流Ｉoを示している。この整流電流Ｉoが示されるラインは、二次側整流電流経路において、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧が正極／負極の両期間において、整流電流が流れるラインとなる。
ここで、図１に示す電源回路が対応すべき負荷条件として、二次側直流出力電圧Ｅo＝５Ｖで、負荷に流れる電流は３０Ａ〜０Ａの範囲で変動するものとする。つまり、負荷条件としては、最大負荷電力（Ｐｏ＝１５０Ｗ）〜最小負荷電力（Ｐｏ＝０Ｗ）の範囲で対応するものとされる。また、交流入力電圧ＶACについては、いわゆるＡＣ２００Ｖ系といわれる、１８０Ｖ〜２８８Ｖの範囲を保証するものとしている。
前述もしたように、図１に示す電源回路ではスイッチング周波数制御方式により安定化を図るが、重負荷の条件となって二次側直流出力電圧Ｅoが低下するのに応じて、スイッチング周波数を低くするように制御する。図４の波形図としては、負荷状態として、ほぼ最大負荷電力の状態であるＰｏ＝１５０Ｗ時の動作を示している。つまり、スイッチング周波数としては、制御範囲においてほぼ最低となっているものである。
図４に示す電圧Ｖ1は鋸歯状波となっている。この鋸歯状波は、一次側直列共振回路から回生されるスイッチング出力により得られるもので、スイッチングダイオードＤ1のスイッチング（オン／オフ）タイミングに対応している。従って、電圧Ｖ1の周期は、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング周期にも対応しているということになる。そして、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング周期に対応しているということは、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の周期にも対応しているということになる。なお、この図では、半周期が８μｓとされており、制御範囲における最低スイッチング周波数としては、約６２．５ＫＨｚであることが分かる。
また、二次側の整流電流Ｉoの波形は、上記した電圧Ｖ1の周期タイミングに応じて、正極性側の半波の正弦波が続く波形となっている。このような波形は、例えば二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の半周期で、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ3//Ｑ5の並列接続回路により整流された整流電流が正極性で流れ、次の半周期でＭＯＳ−ＦＥＴＱ4//Ｑ6の並列接続回路により整流された整流電流が正極性で流れる、という動作が繰り返されることで得られる。
そして、この場合において、上記のようにして流れる整流電流Ｉoとしては、隣り合う半波の正弦波の間に、０レベルが継続する電流不連続期間を生じていないことが分かる。つまり、整流電流Ｉoは連続的に流れている状態となっている。
このようにして、本実施の形態としては、例えば重負荷、もしくは交流入力電圧ＶACの低下に応じて二次側直流出力電圧Ｅoが低下したことで、スイッチング周波数が低くなるようにして制御されているときにも、二次側整流電流としては連続モードが得られていることになる。
このようにして、重負荷（及び低交流入力電圧）の条件でも連続モードが得られているのは、これまでの説明から理解されるように、ギャップ長の設定により絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数を所要値にまで低下させてより疎結合の状態とし、また、例えば二次巻線の１ターンあたりの誘起電圧レベルも所要以下となるようにして一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2A，Ｎ2Bの巻数（ターン数）設定を行い、これにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアに生じる磁束密度を所要以下にまで低下させたことによるものである。
そして、このようにして、重負荷、低交流入力電圧の状態においても連続モードが得られているということは、負荷変動、交流入力電圧変動等による二次側直流出力電圧Ｅoの変動にかかわらず、常に連続モードで二次側の整流動作が行われるということになる。これにより、本実施の形態のようにして、電力回生方式による力率改善回路を備える構成を採る場合において、一次側直列共振電流に重畳される商用交流電源周期のリップルの増加は、大幅に抑制されることになる。この結果、二次側直流出力電圧に重畳される商用交流電源周期のリップル電圧のレベルも低下することとなって、二次側の平滑コンデンサのキャパシタンスを従来と同等にまで増加させる必要もなくなる。つまり、電力回生方式による力率改善回路を備えるスイッチング電源回路の実用化を容易に実現できることになる。例えば図２５〜図２８に示す電源回路では、力率改善回路を備えない場合と比較して、上記リップル電圧は、５倍〜６倍の増加となっていたが、本実施の形態では、２倍程度に抑えられる。
また、このようにしてスイッチング電源回路において、電力回生方式による力率改善回路を採用することが実現化されることで、力率改善のための手段として、商用交流電源ラインにパワーチョークコイルを挿入する必要が無くなるが、これは、先ず、電力変換効率の低下の問題が解消されることにつながる。また、パワーチョークコイルは、電源回路部品のなかでも相当に大型であり、かつ、漏洩磁束の影響も無視できなかったことから、電源回路基板の大型化、重量増加の問題、基板上の配置設計の問題等も解消される。
具体例として、例えば図２５、図２６に示したスイッチングコンバータの構成を基として、力率改善回路２０、２１に代えて、パワーチョークコイルＰＣＨを挿入する構成（図２９のようにして、全波整流回路（Ｄｉ，Ｃｉ）の整流経路に挿入する構成）とした場合、パワーチョークコイルＰＣＨの重量は１５３ｇ程度であり、占有体積は３２．４立方センチメートル、プリント基板への実装面積は１０．８平方センチメートル程度となる。
これに対して本実施の形態では、力率改善回路１１を構成する部品の具体例として、高周波インダクタＬ10には、例えばＥＥＲ−１９の小型フェライトコアを用いている。また、フィルタコンデンサＣN、及び力率改善用直列共振コンデンサＣ20は、共に２００Ｖの耐圧品でよい。そして、上記高周波インダクタＬ10と、スイッチングダイオードＤ1とを合計した重量は２０ｇ程度であり、実装面積は８平方センチメートルとなる。このようにして、図１に示す電源回路の場合、力率改善回路１１を形成する各部品は、何れも小型、軽量であり、力率改善回路１１全体でも、上記したパワーチョークコイルＰＣＨの重量、占有体積、実装面積を大きく下回る。
また、高周波インダクタＬ10に用いられる上記ＥＥＲ−１９のフェライトコアは、閉磁路であり、従ってパワーチョークコイルＰＣＨのように漏洩磁束の影響を考慮して基板上の配置設計をする必要もなく、また、磁気シールドなどを施す必要もない。これによっても電源回路基板の小型軽量化が促進できる。
また、本実施の形態では、二次側の整流回路として低オン抵抗のＭＯＳ−ＦＥＴを整流素子として用いた同期整流回路を備えているが、これは、上記したようにして、負荷変動、交流入力電圧ＶACのレベル変動にかかわらず二次側の両波整流動作を連続モードとしたことと密接に関連している。この点について説明する。
ここでは先ず、図２５〜図２８に示した電源回路から説明を始める。
前述もしたように、図２５〜図２８に示した構成に基づいてスイッチング周波数制御方式を採る電源回路では、例えば重負荷の傾向となったり、あるいは、交流入力電圧ＶACが低下傾向にあるときに、二次側の両波整流回路に流れる二次側整流電流が連続して流れない不連続モードとなる。
このような不連続モードの状態は、二次側整流電流が、一次側直列共振電流の流れる期間よりも短い期間で流れるような状態であるといえる。そして、このように整流電流が短期間で流れることで、このときの整流電流のピークレベルは比較的高いものとなり、これに伴って二次側の各整流ダイオードの導通損が比較的大きなものとなってしまう。
先の図２５〜図２８に示した回路では、このような不連続モードとされることによる整流ダイオードの導通損により、二次側においても相応の電力損失が生じていたものである。
そこで、このような整流ダイオードの導通損による二次側の電力損失を低減するための技術の１つとして、二次側両波整流回路について、低オン抵抗のＭＯＳ−ＦＥＴを整流素子とする同期整流回路とすることが知られている。例えば、図２５〜図２６に示した電源回路の二次側整流ダイオードには、ショットキーダイオードを選定しているが、例えばトレンチ構造によるＭＯＳ−ＦＥＴなどのほうが、オン抵抗ははるかに小さい。従って、二次側整流回路を同期整流回路とすることで、整流素子における導通損を低減し、二次側の電力損失を低減することが可能となる。
このような同期整流回路としては、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2（二次巻線Ｎ2A、Ｎ2B）に得られる交番電圧を検出する抵抗素子等を設け、その検出電圧により整流素子としてのＭＯＳ−ＦＥＴをオン／オフ駆動するようにされる。これは、巻線電圧検出方式ともいわれる。
しかしながら、不連続モードの状態では、平滑コンデンサに対する充電電流が０レベルとなった以降も、その不連続期間で一次巻線Ｎ１に同極性による一次側直列共振電流が流れていることから、二次巻線Ｎ2の誘起電圧としてもその極性が反転することはなく、この期間ではＭＯＳ−ＦＥＴは完全にオフにならずにオン状態を維持する。
そして、このように平滑コンデンサに対する充電電流が０レベルとなった以降もＭＯＳ−ＦＥＴがオン状態とされることにより、この期間では整流電流として逆方向の電流が流れて、この逆方向電流による無効電力が生じてしまう。
このことから、巻線電圧検出方式を採る同期整流回路の場合、整流素子における導通損は低減されるものの、このような逆方向電流による無効電力の発生によって、全体として電力変換効率の有効な向上を図ることは難しい。
そこで、上記したような逆方向の整流電流による無効電力の発生の問題を解消する技術としては、整流電流検出方式による同期整流回路が知られている。この整流電流検出方式は、二次側の平滑コンデンサＣｏに充電される整流電流が０レベルになる前にＭＯＳ−ＦＥＴをオフさせる技術である。
このための回路構成としては、例えば二次巻線Ｎ2に流れる電流（整流電流）をカレントトランスなどにより検出するようにされる。カレントトランスにより検出された電流は、電圧（検出電圧）として出力されるが、この検出電圧を、コンパレータにより所定の基準電圧と比較するようにされる。
ここで、平滑コンデンサＣｏへ充電するようにして整流電流が流れ始めると、この整流電流がカレントトランスにより検出されて、この整流電流レベルに応じた検出電圧がコンパレータに入力される。コンパレータでは、基準電圧と検出電圧とを比較して、例えば検出電圧が基準電圧を越えるとＨレベルを出力する。このＨレベルの出力がバッファからオン電圧として、整流素子であるＭＯＳ−ＦＥＴのゲートに対して印加され、ＭＯＳ−ＦＥＴをオンさせる。これにより、整流電流がＭＯＳ−ＦＥＴのソース→ドレイン方向により流れることになる。
そして時間経過に応じて整流電流のレベルが低下し、これに応じて、カレントトランスの出力である検出電圧が基準電圧よりも低くなると、コンパレータは出力を反転させる。この反転出力がバッファを介して出力されることで、整流素子であるＭＯＳ−ＦＥＴのゲート容量を放電させて、そのＭＯＳ−ＦＥＴをオフとする。
このような動作とされることで、整流素子であるＭＯＳ−ＦＥＴは、整流電流が０レベルとなる前のタイミングでオフされることになる。これにより、巻線電圧検出方式による同期整流回路のようにして、整流電流が不連続となる期間において、ＭＯＳ−ＦＥＴに逆方向電流が流れることが無くなって無効電力が生じなくなり、その分の電力変換効率は高くなる。
しかし、上記した整流電流検出方式の同期整流回路では、上記説明からも分かるように、１つのＭＯＳ−ＦＥＴに対応して、少なくとも１組のカレントトランスと、このカレントトランスの出力によりＭＯＳ−ＦＥＴを駆動するための比較的複雑な駆動回路系が必要となる。これにより、回路構成が複雑になり、これが製造能率の低下、コストアップ、回路基板サイズの拡大などにつながるという不都合が生じる。
特に、例えば図２５及び図２６に示した電源回路のように、電流共振形のスイッチングコンバータの構成を基本としている場合、同期整流回路としても両波整流回路とする必要がある。従って、上記したカレントトランス及び駆動回路系は、半波の期間ごとに対応して２組必要とされることになり、上記した問題がさらに大きくなる。
このようにして、二次側整流動作として不連続モードとなる状態があることを前提として、同期整流回路を採用することを考えると、巻線電圧検出方式と整流電流検出方式とでは、そのメリットがトレードオフの関係にならざるを得ない。つまり、巻線電圧検出方式のほうが、電力変換効率の面で不利ではあるが、回路構成は簡略となる。これに対して、整流電流検出方式のほうは、無効電力が生じないので電力変換効率の面では有利であるが、回路構成が複雑になる。換言すれば、二次側整流動作として不連続モードとなる条件が存在する以上、例えば電力変換効率のことを考慮して同期整流回路を採用しようとしても、整流電流検出方式を採らざるを得ないために、回路構成が複雑化するという問題を抱えることになってしまう。
しかしながら、本実施の形態としては、先に説明した絶縁コンバータトランスＰＩＴの構成とすることで、負荷変動及び交流入力電圧の変動等にかかわらず、二次側の両波整流動作を連続モードとしている。
前述したように、図１に示す電源回路に備えられる同期整流回路は巻線電圧検出方式を採っているが、上記のようにして常に連続モードが得られていることで、電流不連続期間の無効電力が生じることはない。つまり、本実施の形態としては、巻線電圧検出方式の同期整流回路を備えることで、簡単な回路構成として回路規模の拡大を抑制し、さらにコストアップを避けるようにしていながら、なおかつ、電流不連続期間の無効電力に起因する電力変換効率の低下の問題を有効に解消しているものである。
以上のことをまとめると、本実施の形態の電源回路としては、先ずは、電力回生方式による力率改善回路を備えた場合におけるリップル増加の問題について、二次側両波整流動作を不連続モードとすることで解決しており、また、チョークインプット方式と比較した場合には高い電力変換効率を得ているということがいえる。
そしてさらに、二次側両波整流動作を不連続モードとしたことで、二次側整流回路において電流不連続期間の無効電力が生じなくなることに着眼し、二次側には巻線電圧検出方式による同期整流回路を備えることしている。これにより、小数の部品追加で、二次側整流回路における電力損失の低減を有効に図り、電源回路全体としての電力変換効率をさらに促進させているものである。
なお、本実施の形態においては、二次側の整流電流経路にインダクタＬdを挿入しているが、そのインダクタンス値を適正に設定することで、インダクタＬdのインピーダンス成分により整流電流に生じるとされる逆方向電流の成分を抑制する動作が得られる。つまり、インダクタＬdの挿入により、電流不連続期間の逆方向電流の抑制は、さらに強化される。
参考として、図１に示した電源回路について実際に実験を行って得られた結果として、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）の変化特性を、図５に示す。なお、この図５においては、比較として、図１に示したままの力率改善回路（ＰＦＣ：Power Factor Corrector)を備える回路構成（ＰＦＣ有り）の電源回路と、図１に示す回路構成から力率改善回路を省略した電源回路（ＰＦＣ無し）との特性を示している。ＰＦＣ有りの電源回路の特性を実線により示し、ＰＦＣ無しの特性を破線により示す。
また、この図５に示す実験結果を得るのにあたっては、交流入力電圧ＶACについては２３０Ｖとし、負荷電力Ｐｏについては１５０Ｗ（Ｅo＝５Ｖ×３０Ａ）〜０Ｗの範囲で変動する条件とした。また、図１に示すＰＦＣ有りの電源回路としての要部については、次のようにして部品を選定した。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ＥＥＲ−４０フェライトコア、ギャップＧ＝1.4mm、一次巻線Ｎ1＝６０Ｔ、二次巻線Ｎ2A，Ｎ2B＝２Ｔ、結合係数ｋ＝０．７５
・一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０２７μＦ
・力率改善用直列共振コンデンサＣ20＝０．０８２μＦ
・高周波インダクタＬ10＝１２０μＨ、
・スイッチングダイオードＤ1＝３Ａ／６００Ｖ
・フィルタコンデンサＣN＝１μＦ／２００Ｖ、

これに対して、図１の構成を基にＰＦＣ無しの電源回路とした場合には、
・一次巻線Ｎ1＝７０Ｔ
・一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０１５μＦ、
のようにして定数を変更した。
図１に示すままのＰＦＣ有りの電源回路の特性として、先ず、力率ＰＦについては、ＰＦＣ無しの場合と比較して大幅に高くなっていることが示される。負荷変動に対しては、重負荷の傾向となるのに従って力率ＰＦの値が高くなる特性となっており、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時においては、力率ＰＦ＝０．８４にまで向上されている。なお、ＰＦＣ無しの場合には、力率ＰＦ＝０．４２となっている。
また、図１に示すままのＰＦＣ有りの電源回路のAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）としては、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時においてηAC→DC＝９０．７％が得られた。ちなみにＰＦＣ無しの場合には、ηAC→DC＝９０．６％が計測された。そして、図５を参照して分かるように、本実施の形態のAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）としては、ＰＦＣ無しの構成よりも低下しているということはなく、ほぼ同等の特性が維持されている。
また、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）については、ＰＦＣ無しの場合が重負荷となるのに対応して若干の低下傾向となっているのに対して、図１に示すままのＰＦＣ有りの場合では増加傾向となってはいるが、負荷変動に対する変化幅としてはほぼ同等である。この結果は、本実施の形態と同じく全波整流回路（Ｄｉ、Ｃｉ）を備える図２５及び図２６の電源回路と比較した場合には、負荷変動に対する整流平滑電圧Ｅｉの変動幅は大幅に縮小されたものとなっている。これは、力率改善回路１１により回生される電力量が負荷変動に応じて可変であることに依る。また、例えば、図３１に示した、全波整流回路（Ｄｉ、Ｃｉ）の整流電流経路にチョークインプットを挿入する構成を採る場合の整流平滑電圧Ｅｉの変動特性と比較してみた場合にも、その変動幅は大幅に縮小されていることが分かる。
なお、図１に示すままのＰＦＣ有りの電源回路において、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時での整流平滑電圧Ｅｉのリップル電圧レベル（ΔＥｉ）は、ΔＥｉ＝１．５Ｖが計測された。また、二次側直流出力電圧Ｅoのリップル電圧レベル（ΔＥo）は、ΔＥo＝４０ｍＶが計測された。これに対して、ＰＦＣ無しの電源回路では、同じ最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時での整流平滑電圧Ｅｉのリップル電圧レベル（ΔＥｉ）は、ΔＥｉ＝６Ｖと計測され、二次側直流出力電圧Ｅoのリップル電圧レベル（ΔＥo）は、ΔＥo＝２０ｍＶと計測された。この、ＰＦＣ有りの場合とＰＦＣ無しの場合とでのΔＥoの値を比較して分かるように、先にも述べたとおり、本実施の形態における二次側直流出力電圧のリップル増加量は、力率改善回路を備えない場合の２倍程度に抑制されている。
図６は、本発明の第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
図６に示す電源回路においては、電力回生方式の力率改善回路として、静電結合形による力率改善回路１１に代えて、磁気結合形による力率改善回路１２が備えられる。
この磁気結合形の力率改善回路１２も、商用交流電源ＡＣから整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成するブリッジ整流回路Ｄｉと平滑コンデンサＣｉとの間の整流電流経路に挿入されるようにして設けられており、フィルタコンデンサＣN、高周波インダクタＬ10、及び高速リカバリ型のスイッチングダイオードＤ1とから成る。この点を図１に示した力率改善回路１１と比較した場合には、力率改善用直列共振コンデンサＣ20が省略されて、その分、部品点数としては削減が図られたこととなる。
力率改善回路１２において、先ず、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に対しては、スイッチングダイオードＤ1のアノードが接続され、そのカソードは高周波インダクタＬ10の直列接続を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子に接続される。この場合には、スイッチングダイオードＤ1（アノード→カソード）−高周波インダクタＬ10の直列接続回路が、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して挿入されていることになる。そして、このスイッチングダイオードＤ1−高周波インダクタＬ10の直列接続回路に対して、フィルタコンデンサＣNが並列に接続される。この場合のフィルタコンデンサＣNも、ノーマルモードノイズを抑制するためのものとなる。
そして、この場合には、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）は、スイッチングダイオードＤ1のカソードと高周波インダクタＬ10との接続点に対して接続するようにしており、これにより、一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力（一次側直列共振電流）を電力として回生して、磁気結合（即ち高周波インダクタＬ10）を介するようにして平滑コンデンサＣｉに帰還するようにされる。
上記構成による力率改善回路１２を備える、図６の電源回路における力率改善動作は図７に示される。この図７においても、図３と同様にして、交流入力電圧ＶAC、交流入力電流ＩAC、整流出力電流Ｉ1、電圧Ｖ1が示されている。図６の回路の場合、整流出力電流Ｉ1は、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子から、スイッチングダイオードＤ1のアノードに流れようとする部位の電流となり、また、電圧Ｖ1は、スイッチングダイオードＤ1と高周波インダクタL10と、一次側直列共振コンデンサＣ1の接続点と一次側アース間の電位となる。交流入力電圧ＶACとしては、５０Ｈｚで３２５Ｖｐ（ＡＣ２００Ｖ系）であり、図３の場合と同じ条件である。
力率改善回路１２においても、上記したように一次側直列共振回路から電力回生が行われる。これにより、電圧Ｖ１は、図示するようにして、商用交流電源周期のリップル成分が重畳している整流平滑電圧Ｅｉに対して、スイッチング周期による交番電圧成分（Ｖ1A）がさらに重畳した波形として得られる。但し、図６に示す力率改善回路１２の構成では、略Ｍ字状となるピーク近傍のエンベロープは、整流出力電流Ｉ1ではなく、この電圧Ｖ1に現れる。
なお、図７に示される電圧Ｖ1によると、図６に示す電源回路としても、整流平滑電圧Ｅｉのピークレベルは、リップルが最大となる時点で３２５Ｖとなり、交流入力電圧ＶACのピークレベルに対応する。また、この整流出力電圧に交番電圧成分が重畳した電圧Ｖ１の包絡線レベルとして、略Ｍ字状のピークを生じない期間は４００Ｖで一定となり、略Ｍ字状の波形部分のピークレベルは５００Ｖとなる。
この場合にも、高速リカバリ型のスイッチングダイオードＤ1は、この電圧Ｖ１における交番電圧成分の印加により、例えば交流入力電圧ＶACの正／負の絶対値が、そのピーク値の約１／２以上のときにスイッチング動作を行い、整流電流を断続することとなる。
このようにして整流電流が断続されることで、この場合においても、整流出力電流Ｉ1としては、図示するようにして交番波形となる。なお、この場合の整流出力電流Ｉ1には、略Ｍ字状のエンベロープは現れておらず、ほぼ半波の正弦波状となっている。なお、交流入力電圧ＶACがピークとなる時点に対応する整流出力電流Ｉ1のレベルについては、この場合も４Ａとなる。
このような波形により流れる整流出力電流Ｉ1の導通期間としても、ブリッジ整流回路Ｄｉから出力される整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも流れるものとなっており、交流入力電流ＩACの導通期間も、この整流出力電流Ｉ1の導通期間にほぼ一致する。つまり、この場合においても、交流入力電流ＩACの導通角が、力率改善回路を備えない場合よりも拡大されており、従って、力率改善が図られていることになる。なお、この場合の交流入力電流ＩACのピークレベルは２Ａである。
そして、このような回路構成を採る第２の実施の形態の電源回路においても、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、先に説明した第１の実施の形態と同様の構造を採ることで、例えば、結合係数ｋについて、例えばｋ＝０．７５程度にまで低下させており、負荷変動、交流入力電圧の変動等にかかわらず、二次側整流動作として常に連続モードが得られるようにしている。
これにより、先の第１の実施の形態の電源回路と同様にして、二次側直流出力電圧Ｅoに重畳するリップル電圧の増加が抑制されることになり、電力回生方式として磁気結合形の構成を採るとした場合にも、その実用化が容易に実現される。また、チョークインプット方式と比較して高電力変換効率が得られることも同様である。
さらに、図６に示す電源回路としても、二次側整流動作として常に連続モードが得られたことを前提として、二次側両波整流回路を、巻線電圧検出方式による同期整流回路としていることで、最小限の回路構成で二次側における電力損失低減を有効に図っている。
図８は、図６に示した第２の実施の形態としての電源回路について実際に実験を行って得られた結果として、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）の変化特性を示している。
なお、この図８においても、比較として、図６に示したままの力率改善回路（ＰＦＣ：Power Factor Corrector)１１を備える回路構成（ＰＦＣ有り）の電源回路と、図６に示す回路構成から力率改善回路を省略した電源回路（ＰＦＣ無し）との特性を示しており、ＰＦＣ有りの電源回路の特性は実線、ＰＦＣ無しの特性が破線により示される。なお、図６を基としてＰＦＣ無しとした電源回路は、図１の回路構成を基としてＰＦＣ無しとした電源回路と同じ構成となる。
また、この図８に示す実験結果を得るのにあたっても、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖとし、負荷電力Ｐｏは１５０Ｗ（Ｅo＝５Ｖ×３０Ａ）〜０Ｗの範囲で変動する条件とした。また、図６に示すＰＦＣ有りとしての電源回路の要部については、次のようにして部品を選定した。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ＥＥＲ−４０フェライトコア、ギャップＧ＝1.4mm、一次巻線Ｎ1＝６０Ｔ、二次巻線Ｎ2A，Ｎ2B＝２Ｔ、結合係数ｋ＝０．７５、
・一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０１８μＦ／８００Ｖ
・高周波インダクタＬ10＝１２０μＨ
・スイッチングダイオードＤ1＝３Ａ／６００Ｖ
・フィルタコンデンサＣN＝１μＦ／２００Ｖ、
この場合にも、図６に示すままのＰＦＣ有りの電源回路の力率ＰＦの特性としては、負荷変動に対しては、重負荷となるのに従って力率ＰＦの値が高くなる傾向を有した上で、ＰＦＣ無しの場合と比較して大幅に高くなっている。そして、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時の力率ＰＦとして、この場合にもＰＦ＝０．８４が得られている。
また、図６に示すままのＰＦＣ有りの電源回路のAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）としては、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時においてηAC→DC＝９０．５％が得られており、第１の実施の形態とほぼ同等の特性となっている。また、この場合においても、ＰＦＣ無しの構成における場合とほぼ同等のAC→DC電力変換効率の特性が維持されていることが分かる。
また、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）については、負荷変動に対して全体的にＰＦＣ無しの場合よりもレベルが高くなっているが、負荷変動に対するレベル変動は、負荷電力Ｐｏが約２５Ｗ以上となるあたりからほぼ一定となる特性が得られる。つまり、第２の実施の形態としても、負荷変動に対する直流入力電圧の変動は少なくなっているということがいえる。
なお、図６に示すＰＦＣ有りの電源回路において、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時での整流平滑電圧Ｅｉのリップル電圧レベル（ΔＥｉ）は、ΔＥｉ＝１４Ｖが計測された。二次側直流出力電圧Ｅoのリップル電圧レベル（ΔＥo）については、ΔＥo＝４０ｍＶと同等の結果が得られた。
図９は、第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１及び図６と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図９に示す電源回路としては、例えば図６に示した第２の実施の形態の電源回路の構成を基としたうえで、図６に示された力率改善回路１２におけるスイッチングダイオードＤ1と高周波インダクタL10による直列接続回路の接続パターンを入れ替えるようにして、力率改善回路１３を形成している。
つまり、力率改善回路１３としても、フィルタコンデンサＣN、高周波インダクタＬ10、及び高速リカバリ型のスイッチングダイオードＤ1を備える。
そして、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に対しては、先ず、高周波インダクタＬ10の一端を接続し、その他端を、スイッチングダイオードＤ1のアノードに接続する。スイッチングダイオードＤ1のカソードが平滑コンデンサＣｉの正極端子に接続される。ノーマルモードノイズ抑制のためのフィルタコンデンサＣNは、この高周波インダクタＬ10−スイッチングダイオードＤ1の直列接続回路に対して並列に接続することになる。
一次側直列共振回路（Ｃ1，Ｎ1（Ｌ1））は、高周波インダクタＬ10とスイッチングダイオードＤ1のアノードとの接続点に対して接続する。
このような構成では、一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力（一次側直列共振電流）を、スイッチングダイオードを介して平滑コンデンサＣｉに帰還するような電力回生の動作となる。ここでは、このような電力回生の動作をダイオード結合形ということにする。
このようなダイオード結合形による力率改善回路１３を備えた場合にも、回生された電力によりスイッチングダイオードＤ1が整流電流をスイッチングして断続するようにされる。この結果、静電結合形、及び磁気結合形の力率改善回路１１，１２と同様にして、交流入力電流ＩACの導通角は拡大されて力率改善が図られることになる。
そして、この第３の実施の形態としても、第１及び第２の実施の形態と同様の絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造等を採ることで、二次側両波整流回路の動作は負荷変動等にかかわらず連続モードとされているものであり、第１及び第２の実施の形態と同様の作用、効果が得られることになる。また、二次側整流回路を巻線電圧検出方式による同期整流回路としたことによる電力損失低下の効果も同様にして得られているものである。
図１０の回路図は、第４の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１、図６及び図９の回路図と同一とされる部位については同一符号を付して、ここでの説明は省略する。
この図に示す電源回路は、先の各実施の形態と同様にして、一次側の基本構成として、他励式のハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた構成を採る。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、先の各実施の形態と同様の構造を採ることで、例えば、結合係数ｋ＝０．７５程度としており、これにより、負荷変動、交流入力電圧の変動等にかかわらず、二次側整流動作として常に連続モードが得られるようにしている。また、二次側整流回路としても、先の各実施の形態と同様にして巻線電圧検出方式による同期整流回路としている。
そのうえで、第４の実施の形態としては、力率改善回路１４を備える。この力率改善回路１４は、商用交流電源ＡＣから整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流平滑回路系について倍電圧整流回路としたうえで、この倍電圧整流回路に対して、静電結合形の電力回生方式による力率改善回路の構成を組み合わせて形成される。
先ず、この図１０に示す電源回路としても、商用交流電源ＡＣに対し、フィルタコンデンサＣL、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣによるノイズフィルタが形成されている。
そして、商用交流電源ＡＣから整流平滑電圧Ｅｉを生成する倍電圧整流回路としては、２本の整流ダイオードＤ1、Ｄ2と、２本の平滑コンデンサＣｉ1−平滑コンデンサＣｉ2の直列接続回路とを備えて形成される。これら平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2は同じキャパシタンスを有するものとされる。
整流ダイオードＤ1のアノードは、後述する力率改善回路１４内の高周波インダクタＬ10の直列接続を介して商用交流電源ＡＣの正極ライン側と接続されている。カソードは、上記平滑コンデンサＣｉ1の正極端子に対して接続される。
また、整流ダイオードＤ2のカソードは、上記高周波インダクタＬ10の直列接続を介して商用交流電源ＡＣの正極ライン側と接続され、アノードが一次側アースに接続される。
また、平滑コンデンサＣｉ1の負極端子は、平滑コンデンサＣｉ2の正極端子と接続され、平滑コンデンサＣｉ2の負極端子は一次側アースに接続される。その上で、これら平滑コンデンサＣｉ1とＣｉ2との接続点が、商用交流電源ＡＣの負極ライン側と接続される。
上記接続形態により、交流入力電圧ＶACが正極性となる半周期では、正方向とされる交流入力電流ＩACを基とする整流電流が、商用交流電源ＡＣ（正極）→（コモンモードチョークコイルＣＭＣの正極ライン側の巻線）→高周波インダクタＬ10→整流ダイオードＤ1→平滑コンデンサＣｉ1→（コモンモードチョークコイルＣＭＣの巻線）→商用交流電源ＡＣ（負極）による整流電流経路を流れる。つまり、整流ダイオードＤ1の整流出力により平滑コンデンサＣｉ1を充電する動作が得られる。
また、交流入力電圧ＶACが負極性となる半周期では、負方向とされる交流入力電流ＩACを基とする整流電流が、商用交流電源ＡＣ（負極）→（コモンモードチョークコイルＣＭＣの負極ライン側の巻線）→平滑コンデンサＣｉ2→整流ダイオードＤ2→高周波インダクタＬ10→（コモンモードチョークコイルＣＭＣの正極ライン側の巻線）→商用交流電源ＡＣ（正極）による整流電流経路を流れる。これにより、整流ダイオードＤ2の整流出力により平滑コンデンサＣｉ2を充電する動作が得られる。
これにより、交流入力電圧ＶACの１周期において上記平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端に得られる直流入力電圧Ｅｉとしては、商用交流電源の略２倍のレベルが得られることになる。すなわち、商用交流電源ＡＣのレベルの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧（直流入力電圧Ｅｉ）を生成する、倍電圧整流平滑動作が得られるものである。
なお、本実施の形態の場合、力率改善回路１４の動作としては、上記した整流ダイオードＤ1、整流ダイオードＤ2が力率改善用スイッチング素子として機能し、後述するようにして、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング周期によりスイッチング動作を行うようにして整流電流を断続する。このために、整流ダイオードＤ1、整流ダイオードＤ2としては、高速リカバリ型のダイオード素子が選定される。
本実施の形態における力率改善回路１４は、上記しているように、倍電圧整流回路の整流ダイオードＤ1，Ｄ2を力率改善用スイッチング素子として共用した、静電結合形の電力回生方式による力率改善回路とされる。この力率改善回路１４としても、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧（Ｅｉ）を得るための整流平滑回路（倍電圧整流回路）における整流電流経路に対して挿入されるようにして設けられる形態としてみることができる。
先ず、力率改善回路１４においては、先に説明したようにして整流ダイオードＤ1と整流ダイオードＤ2との接続点に対して、高周波インダクタＬ10の一端を接続している。そして、高周波インダクタＬ10の他端は、商用交流電源ＡＣの正極ライン側に接続している。
これにより、整流ダイオードＤ1は、商用交流電源ＡＣが正極性となる半波の期間に対応して形成される倍電圧整流回路の整流電流経路において、高周波インダクタＬ10と直列に接続される関係が得られる。また、整流ダイオードＤ2は、商用交流電源ＡＣが負極性となる半波の期間に対応して形成される倍電圧整流回路の整流電流経路において、高周波インダクタＬ10と直列に接続される関係が得られる。また、整流ダイオードＤ1，Ｄ2は、商用交流電源ＡＣに対しては、相互に並列に接続されている関係となる。
また、力率改善回路１４においては、商用交流電源ＡＣのラインにフィルタコンデンサＣNを挿入する。このフィルタコンデンサＣNとしては、高周波インダクタＬ10と商用交流電源ＡＣの正極ライン側のコモンモードチョークコイルＣＭＣとの接続点と、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点との間に挿入されるように接続する。このような接続形態によれば、上記フィルタコンデンサＣNは、平滑コンデンサＣｉ1については高周波的には省略されてよい程度の大きなキャパシタンスを有していることを考えれば、整流ダイオードＤ1と高周波インダクタＬ10とにより形成される直列接続回路と、整流ダイオードＤ2と高周波インダクタＬ10とにより形成される直列接続回路とに対して並列に設けられるとみてよい。このようにして設けられるフィルタコンデンサＣNは、商用交流電源ＡＣが正／負となる各期間において形成される整流電流経路に生じるノーマルモードノイズを抑制するようにされる。
また、力率改善回路１４においては、整流ダイオードＤ1、整流ダイオードＤ2に対して、それぞれ図示するように力率改善用直列共振コンデンサＣ20A、力率改善用直列共振コンデンサＣ20Bを並列に接続している。この場合、力率改善用直列共振コンデンサＣ20A、Ｃ20Bの各々は、高周波インダクタＬ10に対しては直列の関係となるが、これにより、力率改善用直列共振コンデンサＣ20A、Ｃ20Bのキャパシタンスと、高周波インダクタＬ10のインダクタンスとにより、力率改善回路１４内（倍電圧整流回路の整流電流経路内）において直列共振回路を形成する。
そのうえで、整流ダイオードＤ1のアノードと、整流ダイオードＤ2のカソードと、高周波インダクタＬ10との接続点に対しては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端を、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介するようにして接続している。つまり、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）を接続している。
このような力率改善回路１４の構成によると、一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力（一次側直列共振電流）を電力として回生して、整流ダイオードＤ1//力率改善用直列共振コンデンサＣ20A、及び整流ダイオードＤ1//力率改善用直列共振コンデンサＣ20Bの並列接続を介するようにして、平滑コンデンサＣｉ（Ｃｉ1、Ｃｉ2）に帰還する動作が得られることになる。この場合、平滑コンデンサＣｉと一次側直列共振回路との間には、力率改善用直列共振コンデンサＣ20のキャパシタンス（静電容量）が介在することから、電力回生は、静電結合により行われるものとみることができる。
図１１の波形図は、上記構成による力率改善回路１４の動作を商用交流電源周期により示している。
ここで、図示するようにして５０Ｈｚによる交流入力電圧ＶACが入力されていることを前提として、上記のように力率改善回路１４側に対して、一次側直列共振回路から電力回生が行われることになる。なお、この場合においては、例えばＡＣ１００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖが入力されている。
これに応じて、整流ダイオードＤ2の両端電圧である整流出力電圧Ｖ2としては、図示するようにして商用交流電源周期による交流入力電圧成分に対して、一次側スイッチングコンバータのスイッチング周期による交番電圧成分が重畳された波形として得られる。この場合、電圧Ｖ2のピークレベルは、図示するように３００Ｖが得られる。
そして、図示は省略しているが、整流ダイオードＤ1の整流出力電圧電圧としても、この電圧Ｖ2の位相が１８０°シフトした波形として得られる。つまり、高速リカバリ型とされる整流ダイオードＤ1及び整流ダイオードＤ2のそれぞれは、交流入力電圧成分に対して上記した交番電圧成分が重畳された電圧に応じて、スイッチング動作を行っていることがわかる。
そしてこの場合、整流ダイオードＤ1、Ｄ2のそれぞれは、上記のように交番電圧成分が重畳された電圧の印加により、交流入力電圧ＶACの正／負の絶対値として、例えばそのピーク値の約１／２以上のときに比較的高速にスイッチング動作を行って整流電流を断続するようにされている。
このようにして、整流ダイオードＤ1と整流ダイオードＤ2とが整流電流を断続するようにしてスイッチングすることに応じて、整流出力電流Ｉ1が流れる。この整流出力電流Ｉ1としては、図示するようにしてピーク近傍が略Ｗ字状となる交番波形として得られる。この場合において、交流入力電圧ＶACがピークとなる時点に対応する整流出力電流Ｉ1のレベルは、５Ａとなる。
このような波形により流れる整流出力電流Ｉ1の導通期間は、単に交流入力電圧成分の印加分のみに基づく場合の整流ダイオードＤ1、Ｄ2の導通期間よりも長い期間が得られる。すなわち、上記のようにして整流ダイオードＤ1、Ｄ2が、交流入力電圧ＶACの正／負のピーク値の約１／２以上のときに上記交番電圧成分に応じたスイッチング動作を行うようにされていることで、本来は整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉ1、Ｃｉ2の両端電圧レベルよりも低いとされる期間にも、整流ダイオードＤ1、Ｄ2が導通して整流出力電流Ｉ1の導通角の拡大が図られる。
そして、同じ図１１に示す交流入力電流ＩACの導通期間も、この整流出力電流Ｉ1の導通期間にほぼ一致したものとなっており、従って交流入力電流ＩACの導通角は、力率改善回路を備えない場合よりも拡大されることになる。これにより、交流入力電流ＩACの波形としては、交流入力電圧ＶACの波形により近付くものとなって、力率の改善が図られる。なお、交流入力電流ＩACのピークレベルは、この場合５Ａとなっている。
先に説明した第１〜第３の実施の形態の電源回路は、例えば負荷電力については、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ（Ｅo＝５Ｖ×３０Ａ）から最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの条件に対応している。このような負荷条件は、先にも説明したように、低電圧／大電流といわれる比較的重負荷の条件とされる。また、商用交流電源入力としては、ＡＣ２００Ｖ系とされている。
このような負荷条件と商用交流電源入力の条件とに基づいて、第１〜第３の実施の形態の電源回路としては、商用交流電源ＡＣから整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路系について、全波整流回路（Ｄｉ、Ｃｉ）を備えて交流入力電圧の等倍レベルの整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにしている。
しかしながら、上記と同様の比較的重負荷とされる負荷条件のもとで、商用交流電源入力についてはＡＣ２００Ｖ系からＡＣ１００Ｖ系とした場合、この商用交流電源入力の低下分に応じて電源回路に流れる電流レベルが増加することとなる。このために、例えばスイッチング素子などにおけるスイッチング損失などをはじめとして、回路内における電力損失が増加して、総合的な電力変換効率の低下を招く。
この第４の実施の形態において、商用交流電源から整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路系を倍電圧整流回路としているのは、例えば上記と同程度の負荷条件で、かつ、ＡＣ１００Ｖ系の商用交流電源入力とされる条件に対応するのにあたり、上記した電力損失低下の問題を解消することを目的としているものである。
つまり、倍電圧整流回路により生成される整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）としては、ＡＣ１００Ｖ系の交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルが得られることになる。つまり、ＡＣ２００Ｖ系の交流入力電圧ＶACを入力する全波整流回路により得られる整流平滑電圧Ｅｉと同等レベルが得られることになる。これにより、電源回路内に流れる電流レベルとしても、ＡＣ２００Ｖ系の入力に対して全波整流回路を備える第１〜第３の実施の形態の電源回路とほぼ同等とすることが可能になる。例えば、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ時において得られる整流出力電流Ｉ1のピークレベルは、第１の実施の形態では４Ａ（図３）、第４の実施の形態では５Ａ（図１１）であり、ほぼ同等とみてよいレベルにまで低減されていることが分かる。この結果、上記した電力変換効率の低下の問題が解消される。
そして、この第４の実施の形態としても、力率改善のための手段として、商用交流電源ラインにパワーチョークコイルを挿入する必要が無くなるわけであり、これによる電力変換効率の向上、電源回路基板の小型軽量化、基板の配置設計の自由度の向上などの効果も得られることになる。
例えば、倍電圧整流回路を備える図２７及び図２８に示したスイッチングコンバータの構成を基として、力率改善回路２２，２３に代えて、パワーチョークコイルＰＣＨを挿入する構成とした場合、パワーチョークコイルＰＣＨの重量は１５３ｇ程度であり、占有体積は３２．４立方センチメートル、プリント基板への実装面積は１０．８平方センチメートルとなる。
これに対して、本実施の形態の力率改善回路１４としても、高周波インダクタＬ10には、例えばＥＥＲ−１９の小型フェライトコアを用いた閉磁路型となっている。また、フィルタコンデンサＣN、及び力率改善用直列共振コンデンサＣ20A、Ｃ20Bは、共に２００Ｖの耐圧品でよい。また、上記高周波インダクタＬ10と、整流ダイオードＤ1、Ｄ2とを合計した重量は約２０ｇ程度であり、実装面積は８平方センチメートルとなる。このようにして、図１０に示す第４の実施の形態の電源回路としても、力率改善回路１４を形成する各部品は、何れも小型、軽量であり、力率改善回路１４全体でも、上記したパワーチョークコイルＰＣＨの重量、占有体積、実装面積を大きく下回る。
参考として、図１０に示した第４の実施の形態の電源回路について実際に実験を行って得られた結果として、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）の変化特性を、図１２に示す。
なお、この図１２においては、比較として、図１０に示したままの力率改善回路（ＰＦＣ：Power Factor Corrector）を備える回路構成（ＰＦＣ有り）の電源回路と、図１０に示す回路構成から力率改善回路を省略し且つ二次側に同期整流回路ではなくダイオード素子による整流回路を備えた場合の電源回路（ＰＦＣ無し）との特性を示している。この場合、上記ＰＦＣ無しの回路が備える絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、実施の形態のように疎結合とはされず且つ誘起電圧としても例えば２．５Ｖ／Ｔ以上に設定したものとする。
図１２においては、ＰＦＣ有りの電源回路の特性を実線により示し、ＰＦＣ無しの特性を破線により示す。
また、この図１２に示す実験結果を得るのにあたっては、交流入力電圧ＶACについては１００Ｖとし、負荷電力Ｐｏについては最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ（Ｅo＝５Ｖ×３０Ａ）〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの範囲で変動する条件とした。また、交流入力電圧ＶACについては、いわゆる１００Ｖ系といわれる、８５Ｖ〜１４４Ｖ程度の範囲を保証するものとしている。
また、図１０に示すＰＦＣ有りの電源回路としての要部については、次のようにして部品を選定した。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ＥＥＲ−４０フェライトコア、ギャップＧ＝1.4mm、一次巻線Ｎ1＝６０Ｔ、二次巻線Ｎ2A，Ｎ2B＝２Ｔ、結合係数ｋ＝０．７５、
・一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０２２μＦ、
・力率改善用直列共振コンデンサＣ20A＝Ｃ20B＝０．０２２μＦ、
・高周波インダクタＬ10＝５６μＨ、
・整流ダイオードＤ1＝Ｄ2＝３Ａ／６００Ｖ、
・フィルタコンデンサＣN＝１μＦ／２００Ｖ、

これに対して、図１０の構成を基にＰＦＣ無しの電源回路とした場合には、
・一次巻線Ｎ1＝６５Ｔ、
・一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０１８μＦ、
のようにして定数を変更した。
図１０に示すままのＰＦＣ有りの電源回路の特性として、先ず、力率ＰＦについては、ＰＦＣ無しの場合と比較して大幅に高くなっていることが示される。負荷変動に対しては、重負荷の傾向となるのに従って力率ＰＦの値が高くなる特性となっており、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時においては、力率ＰＦ＝０．８０にまで向上されている。なお、ＰＦＣ無しの場合には、力率ＰＦ＝０．５４となっている。
また、図１０に示すままのＰＦＣ有りの電源回路のAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）としては、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時においてηAC→DC＝９１．２％が得られた。ちなみにＰＦＣ無しの場合には、ηAC→DC＝９０．１％が計測された。そして、図１２を参照して分かるように、本実施の形態の負荷変動に伴うAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）としては、ＰＦＣ無しの構成よりも高効率が得られることになる。
また、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）については、ＰＦＣ無しの場合と有りの場合とで、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜５０Ｗ付近までの変動に対しては、ほぼ同等の変化幅で推移する。また、例えば、図３２に示した、倍電圧整流回路との組み合わせによりチョークインプット方式を採る場合の整流平滑電圧Ｅｉの変動特性と比較してみた場合にも、ＰＦＣ有りとされた場合の変動幅は大幅に縮小されていることが分かる。
実験によれば、ＰＦＣ無しの場合の直流入力電圧Ｅｉの変動幅（ΔＥｉ）は、ΔＥｉ＝１４Ｖ、ＰＦＣ有りの場合はΔＥｉ＝３３Ｖとなる結果が得られた。
なお、図１０に示すままのＰＦＣ有りの電源回路において、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時での二次側直流出力電圧Ｅoのリップル電圧レベル（ΔＥo）は、ΔＥo＝４０ｍＶが計測された。これに対して、ＰＦＣ無しの電源回路では、同じ最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時での二次側直流出力電圧Ｅoのリップル電圧レベル（ΔＥo）は、ΔＥo＝２０ｍＶと計測された。この、ＰＦＣ有りの場合とＰＦＣ無しの場合とでのΔＥoの値を比較して分かるように、本実施の形態における二次側直流出力電圧のリップル増加量は、先にも述べたとおり力率改善回路を備えない場合の２倍程度に抑制されている。
図１３は、本発明の第５の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１、図６、図９、及び図１０と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
図１３に示す電源回路においては、電力回生方式の力率改善回路として、静電結合形による力率改善回路１４に代えて、磁気結合形による力率改善回路１５が備えられる。
この磁気結合形の力率改善回路１５も、商用交流電源ＡＣから整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流平滑回路における、整流電流経路に挿入されるようにして設けられており、フィルタコンデンサＣN、高周波インダクタＬ10、及び高速リカバリ型の整流ダイオードＤ1と整流ダイオードＤ2とから成る。
つまり、回路構成としては、図１０に示した力率改善回路１４から、力率改善用直列共振コンデンサＣ20A、Ｃ20Bを省略したものとなる。この点では、図１３に示す力率改善回路１５の方が部品点数の削減が図られたこととなる。
このような力率改善回路１５を備える、図１３の電源回路における力率改善動作は図１４に示される。この図１４においても、図１１と同様にして、交流入力電圧ＶAC、交流入力電流ＩAC、整流出力電流Ｉ1、電圧Ｖ2が示されている。この場合としても、図示する交流入力電圧ＶACとしては、ＡＣ１００Ｖ系に対応するＶAC＝１００Ｖであり、１周期が５０Ｈｚとされる。
図１３に示した力率改善回路１５においても、一次側直列共振回路から電力回生が行われる。これにより、整流ダイオードＤ2による整流出力電圧Ｖ2は、図示するようにしてこの場合もスイッチング周期による交番電圧成分が重畳した波形として得られる。なお、図１４に示される電圧Ｖ2によると、図１３に示す電源回路としても、ピークレベルは３００Ｖとなる。
このような電圧Ｖ2の波形が得られることによっても、図１３の回路では、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ2及び整流ダイオードＤ1が、帰還される一次側直列共振電流に基づく交番電圧成分の印加に応じてスイッチングを行っていることが理解できる。そして、この場合としても、整流ダイオードＤ1、Ｄ2の各々は、このような交番電圧成分に応じて、例えば交流入力電圧ＶACの正／負のピーク値の約１／２以上のときにスイッチング動作を行って整流電流を断続するようにされている。
このようにして整流電流が断続されることで、この場合の整流出力電流Ｉ1としても、図示するようにして交番波形となる。なお、この場合の整流出力電流Ｉ1には、その絶対値のピークレベル付近に略Ｗ字状の波形は現れておらず、ほぼ半波の正弦波状となっている。なお、交流入力電圧ＶACがピークとなる時点に対応する整流出力電流Ｉ1のレベルについては、この場合も５Ａとなる。
そして、このような波形により流れる整流出力電流Ｉ1の導通期間としても、先の図１０の回路の場合と同様に、本来は整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉ1、Ｃｉ2の両端電圧レベルよりも低いとされる期間にも整流ダイオードＤ1、Ｄ2が導通することで拡大し、交流入力電流ＩACの導通期間としても、この整流出力電流Ｉ1の導通期間にほぼ一致するようにして拡大される。つまり、この場合においても、交流入力電流ＩACの導通角が、力率改善回路を備えない場合よりも拡大されており、従って、力率の改善が図られていることになる。なお、この場合の交流入力電流ＩACのピークレベルは５Ａである。
そして、このような回路構成を採る第５の実施の形態の電源回路においても、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、先の各実施の形態と同様の構造を採ることで、例えば、結合係数ｋについて、例えばｋ＝０．７５程度にまで低下させており、負荷変動、交流入力電圧の変動等にかかわらず、二次側整流動作として常に連続モードが得られるようにしている。
これにより、先の実施の形態の電源回路と同様にして、二次側直流出力電圧Ｅoに重畳するリップル電圧の増加が抑制されることになり、電力回生方式として磁気結合形の構成を採るとした場合にも、その実用化が容易に実現される。また、チョークインプット方式と比較して高電力変換効率が得られることも同様である。
さらに、図１３に示す電源回路としても、二次側整流動作として常に連続モードが得られたことを前提として、二次側両波整流回路を、巻線電圧検出方式による同期整流回路としていることで、最小限の回路構成で二次側における電力損失低減を有効に図っている。
図１５は、図１３に示した第２の実施の形態としての電源回路について実際に実験を行って得られた結果として、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）の変化特性を示している。
なお、この図１５においても、比較として、図１３に示したままの力率改善回路（ＰＦＣ：Power Factor Corrector）１１を備える回路構成（ＰＦＣ有り）の電源回路と、図１３に示す回路構成から力率改善回路を省略し且つ二次側に同期整流回路ではなくダイオード素子による整流回路を備えた場合の電源回路（ＰＦＣ無し）との特性を示している。この場合もＰＦＣ無しの回路が備える絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、実施の形態のように疎結合とはされず且つ誘起電圧としても例えば２．５Ｖ／Ｔ以上に設定したものとする。
そして、ＰＦＣ有りの電源回路の特性は実線、ＰＦＣ無しの特性は破線により示す。
確認のために述べておくと、図１３を基としてＰＦＣ無しとした電源回路は、図１０の回路構成を基としてＰＦＣ無しとした電源回路と同じ構成となる。
また、この図１５に示す実験結果を得るのにあたっても、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖとし、負荷電力Ｐｏは１５０Ｗ（Ｅo＝５Ｖ×３０Ａ）〜０Ｗの範囲で変動する条件とした。また、図１３に示すＰＦＣ有りとしての電源回路の要部については、次のようにして部品を選定した。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ＥＥＲ−４０フェライトコア、ギャップＧ＝1.4mm、一次巻線Ｎ1＝６５Ｔ、二次巻線Ｎ2A，Ｎ2B＝２Ｔ、結合係数ｋ＝０．７５、
・一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０１８μＦ／８００Ｖ、
・高周波インダクタＬ10＝１２０μＨ、
・整流ダイオードＤ1＝Ｄ2＝３Ａ／６００Ｖ、
・フィルタコンデンサＣN＝１μＦ／２００Ｖ
この場合にも、図１３に示すままのＰＦＣ有りの電源回路の力率ＰＦの特性としては、負荷変動に対しては、重負荷となるのに従って力率ＰＦの値が高くなる傾向を有した上で、ＰＦＣ無しの場合と比較して大幅に高くなっている。そして、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時の力率ＰＦとして、この場合はＰＦ＝０．８４が得られている。
また、図１３に示すままのＰＦＣ有りの電源回路のAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）としては、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時においてηAC→DC＝９１．４％が得られており、例えば第４の実施の形態とほぼ同等の特性となっている。また、この場合においても、ＰＦＣ無しの構成における場合よりも高効率が維持されていることが図１５から分かる。
また、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）については、負荷変動に対して全体的にＰＦＣ無しの場合よりもレベルが高くなっているが、負荷変動に対するレベル変動は、負荷電力Ｐｏが１５０Ｗから５０Ｗ付近となるまではほぼ一定となる特性が得られる。つまり、第２の実施の形態としても、負荷変動に対する直流入力電圧の変動は少なくなっているということがいえる。
なお、図１３に示すＰＦＣ有りの電源回路において、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの変動に対する整流平滑電圧Ｅｉの変動幅（ΔＥｉ）は、ΔＥｉ＝４８Ｖが計測された。二次側直流出力電圧Ｅoのリップル電圧レベル（ΔＥo）については、ΔＥo＝４０ｍＶと同等の結果が得られた。
図１６の回路図は、本発明の第６の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１、図６、図９、図１０及び図１３と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路の基本構成としては、例えば、第４及び第５の実施の形態と同様にして、倍電圧整流回路に対して電力回生方式の力率改善回路１６を組み合わせると共に、他励式のハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた一次側の構成を採る。また、力率改善回路１６の電力回生方式としては、第５の実施の形態と同様の磁気結合形としている。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、先の各実施の形態と同様の構造を採ることで、例えば、結合係数ｋ＝０．７５程度としており、これにより、負荷変動、交流入力電圧の変動等にかかわらず、二次側整流動作として常に連続モードが得られるようにしている。また、二次側整流回路としても、先の各実施の形態と同様にして巻線電圧検出方式による同期整流回路としている。
この図に示される力率改善回路１６も、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧（Ｅｉ）を得るための整流平滑回路における整流電流経路に対して挿入されるようにして設けられるものとされ、図示するようにして、１組の高周波インダクタＬ10と、力率改善用スイッチング素子として機能するもので、倍電圧整流回路を成す２本の整流ダイオードＤ1，Ｄ2と、フィルタコンデンサＣNとを備えて形成される。
この場合、高周波インダクタＬ10の巻線の巻始め端部は、商用交流電源ＡＣの正極ライン側のフィルタコンデンサＣNとの接続点に対して接続される。高周波インダクタＬ10の巻終わり端部は、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して一次巻線Ｎ1の端部と接続される。
さらに、この場合における高周波インダクタＬ10には、所定の巻線位置に対してタップが設けられており、これにより、高周波インダクタＬ10は、高周波巻線部Ｌ10A（第１インダクタ、第１巻線部）と、高周波巻線部Ｌ10B（第２インダクタ、第２巻線部）とに分割されることになる。高周波巻線部Ｌ10Aは、この場合には、商用交流電源ＡＣの正極ラインと、上記タップとの間に挿入される。つまり、商用交流電源ＡＣの正極ラインに対して接続されるものとなる。高周波巻線部Ｌ10Bは、上記タップと一次側直列共振コンデンサＣ1との間に挿入されて、一次側直列共振回路に対して接続されるものとなる。
そして、上記高周波インダクタＬ10のタップは、倍電圧整流回路系を形成する整流ダイオード（整流素子）Ｄ1のアノードと整流ダイオード（整流素子）Ｄ2のカソードとの接続点に対して接続される。
これにより、商用交流電源ＡＣから整流平滑電圧Ｅｉを生成する倍電圧整流回路において、商用交流電源ＡＣが正極性となる半周期に形成される整流電流経路では、高周波巻線部Ｌ10Aが整流ダイオードＤ1と直列に接続され、商用交流電源ＡＣが負極性となる半周期に形成される整流電流経路では、高周波巻線部Ｌ10Aが整流ダイオードＤ2と直列に接続される回路形態が得られることになる。
また、一次側直列共振回路を形成するとされる一次側直列共振コンデンサＣ1と一次巻線Ｎ1の直列接続回路は、さらに高周波巻線部Ｌ10Bの直列接続を介して、倍電圧整流回路における整流ダイオードＤ1，Ｄ2の接続点に対して接続されるものとなる。これは、スイッチング出力の帰還を受ける力率改善回路１６からみた場合、一次側直列共振回路としては、一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスに加え、高周波巻線部Ｌ10Bのインダクタンスも含んで形成されるものとなる。
また、力率改善回路１６においては、商用交流電源ＡＣの正極ラインと負極ラインとの間に対してフィルタコンデンサＣNを挿入する。このフィルタコンデンサＣNは、これまでの実施の形態と同様にして、整流電流経路に生じるノーマルモードノイズを抑制するようにされる。
このような力率改善回路１６の回路構成では、一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力（一次側直列共振電流）を電力として回生して、整流ダイオードＤ1，Ｄ2の整流動作を介させるようにして、平滑コンデンサＣｉ（Ｃｉ1、Ｃｉ2）に帰還する動作が得られることになる。この場合、一次側直列共振電流を電力回生して帰還するのにあたっては、上述のようにして挿入される高周波インダクタＬ10が介在しているものと見ることができる。つまり、電力回生は、高周波インダクタＬ10における磁気結合により行われるものとみることができる。
そして、このようにして帰還されるスイッチング出力により、整流ダイオードＤ1，Ｄ2が整流電流をスイッチング（断続）する動作が得られるが、このスイッチング動作が行われる結果、力率改善が図られることになる。このことから、図１６に示す回路では、倍電圧整流回路を形成する整流ダイオードＤ1，Ｄ2を、力率改善のために整流電流をスイッチングするスイッチング素子としても共用しているということがいえる。これにより、例えば整流用の素子と力率改善用のスイッチング素子とをそれぞれ個別に備える場合よりも、回路の部品点数が削減されることになる。
なお、本実施の形態において留意すべきことは、高周波インダクタＬ10にタップを設けて、このタップと整流ダイオードＤ1，Ｄ2の接続点を接続していることで、一次側直列共振電流は、高周波インダクタＬ10における高周波巻線部Ｌ10Bを経由して倍電圧整流回路系（ダイオードＤ1，Ｄ2の接続点）に帰還されるような回路形態となっていることである。
例えば、先の第５の実施の形態などに示される磁気結合形の力率改善回路の構成においては、図１３に示したように、高周波インダクタＬ10にはタップが設けられておらず、高周波インダクタＬ10の巻始めから巻終わりまでの全ての巻線が整流電流経路側に在るようにされ、一次側直列共振回路と、整流ダイオードＤ1，Ｄ2の接続点との間には高周波インダクタL10の巻線部は挿入されない。
図１７の波形図は、上記構成による力率改善回路１６の動作を商用交流電源周期により示している。
ここで、図示するようにして５０Ｈｚ（１周期＝２０ｍｓ）によるＡＣ１００Ｖ系の交流入力電圧（例えばＶAC＝１００Ｖ）が入力されていることを前提として、上記のように力率改善回路１６側に対して、一次側直列共振回路から電力回生が行われることになる。
これに応じて、整流ダイオードＤ2の両端電圧Ｖ2としては、図示するようにして商用交流電源周期による交流入力電圧成分に対して、一次側スイッチングコンバータのスイッチング周期による交番電圧成分が重畳された波形として得られる。この場合、電圧Ｖ2は、
整流ダイオードＤ2がスイッチングを行って整流電流を導通させる期間に対応しては０レベルとなり、整流ダイオードＤ1が導通するとされる期間に対応しては、２８０Ｖｐでクランプされる波形となる。この２８０Ｖｐのクランプレベルは、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続の両端電圧（Ｅｉ）のレベルに対応する。
この電圧Ｖ2の波形から、整流ダイオードＤ1、Ｄ2に対しては、スイッチング周期による交番電圧が整流電圧に重畳されるようにして印加されているということがいえる。この結果、交流入力電圧ＶACの正／負の絶対値として、例えばそのピーク値の約１／２以上のときに比較的高速にスイッチング動作を行って整流電流を断続するようにされる。
このようにして、整流ダイオードＤ1，Ｄ2が整流電流を断続するようにしてスイッチングすることに応じて得られる、高周波インダクタＬ10と、整流ダイオードＤ1，Ｄ2の接続点との間のラインに流れるとされる整流電流Ｉ1としては、図示するようにして、整流ダイオードＤ1，Ｄ2がスイッチングを行うとされる期間に応じて、半波の正弦波状となる交番波形として得られる。この場合において、交流入力電圧ＶACがピークとなる時点に対応する整流電流Ｉ1のピークレベルは、９Ａｐとなる。
ちなみに、このようにして生じる整流電流Ｉ1の交番波形として高周波成分は、力率改善回路１６内に挿入されるフィルタコンデンサＣNに流れるようにされる。つまり、整流電流Ｉ1が正極性となる期間においては、フィルタコンデンサＣN→高周波巻線部Ｌ10A→整流ダイオードＤ1→平滑コンデンサＣｉ1→フィルタコンデンサＣNの経路で流れる。また、整流電流Ｉ1が負極性となる期間においては、フィルタコンデンサＣN→平滑コンデンサＣｉ2→整流ダイオードＤ2→高周波巻線部Ｌ10A→フィルタコンデンサＣNの経路で流れる。
ここで、上記のようにして整流ダイオードＤ1、Ｄ2が、交流入力電圧ＶACの正／負のピーク値の約１／２以上のときに上記交番電圧成分に応じたスイッチング動作を行うようになっていることからも分かるように、整流電流Ｉ1の導通期間は、単に交流入力電圧成分の印加分のみに基づく場合の整流ダイオードＤ1、Ｄ2の導通期間よりも長い期間が得られている。これは、交流入力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉ1、Ｃｉ2の両端電圧レベルよりも低いとされる期間にも整流ダイオードＤ1、Ｄ2が導通して整流動作を行っており、その導通角を拡大させるようにして整流電流Ｉ1を流しているということである。 そして、同じ図１７に示す交流入力電流ＩACの導通期間も、この整流電流Ｉ1の導通期間にほぼ一致したものとなっており、従って交流入力電流ＩACの導通角は、力率改善回路を備えない場合よりも拡大されることになる。これにより、交流入力電流ＩACの波形としては、交流入力電圧ＶACの波形により近付くものとなって、力率の改善が図られる。なお、この場合の交流入力電流ＩACのピークレベルは、５Ａｐとなっている。
ここで、先にも述べたように、図１６に示す電源回路における力率改善回路１６では、高周波インダクタＬ10についてタップを形成して、高周波巻線部Ｌ10A，Ｌ10Bに分割している。そして、高周波巻線部Ｌ10Aは、商用交流電源ＡＣの正極側ラインにおいて、整流ダイオードＤ1，Ｄ2の各々と直列接続される関係となる位置に挿入され、高周波巻線部Ｌ10Bは、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｌ1）と、整流ダイオードＤ1，Ｄ2の接続点との間に挿入される。
このような接続態様に依れば、高周波インダクタＬ10においては、高周波巻線部Ｌ10B側にて、一次側直列共振回路のスイッチング出力が入力される動作と、高周波巻線部Ｌ10A側にて、電力回生されたスイッチング出力に商用交流電源が重畳される動作とが複合的に得られることになる。高周波巻線部Ｌ10A，Ｌ10Bは、本来は同じインダクタにタップを形成することで分割されたものであるから、高周波巻線部Ｌ10A，Ｌ10Bは相互に密結合である。つまり、上記した高周波巻線部Ｌ10A，Ｌ10Bの動作は、これら高周波巻線部Ｌ10A，Ｌ10Bが密結合となっている状態下で行われるものとなる。
このような動作が得られる結果として、高周波インダクタＬ10を含む力率改善回路１６にて流れるとされる整流電流Ｉ1は、図１７により説明したようにしてほぼ完全な半波の正弦波形状となることが実験で確認された。そして、このようにして整流電流Ｉ1が正弦波状となるのに応じて、交流入力電流ＩACとしても、同様にしてほぼ完全な正弦波状が得られることとなる。
例えば、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流回路として、本実施の形態と同じ倍電圧整流回路を備える第４及び第５の実施の形態の電源回路と比較してみると分かるように、高周波インダクタＬ10についてタップを施さずに、そのまま整流電流経路に挿入している形態では、整流ダイオードＤ1，Ｄ2を流れるとされる整流電流は、エンベロープが略Ｍ字状の波形となる。従って、交流入力電流ＩACの波形も同様にして略Ｍ字状となる（図１１、図１４参照）。
このようにして略Ｍ字状の波形となる交流入力電流ＩACの実際としては、例えば９次、１１次、１３次などの、高次、かつ、奇数次の歪みレベルが多くなる。このような歪みは、例えば具体的には、電源高調波歪み規制が規定する規制値に対するマージンが少なくなるという不都合を生じる可能性がある。
これに対して、本実施の形態としては、交流入力電流ＩACの波形が正弦波状となるために、結果として高次、かつ、奇数次の歪みレベルは抑制され、上記しているような電源高調波歪み規制が規定する規制値に対するマージンを充分に得ることが可能となる。そして、このような効果を得るのにあたっては、力率改善のための構成として特に部品素子を追加することなく、高周波インダクタＬ10についてタップを設けたうえで、図１６により説明したように両端部及びタップの接続を行なうのみとしているものである。
また、この第６の実施の形態としても、商用交流電源ラインに対するパワーチョークコイルの挿入の必要性が無くなったことによるメリットが得られることになる。
この点についての比較として、例えば、倍電圧整流回路を備える図２７及び図２８に示したスイッチングコンバータの構成を基として、力率改善回路２２，２３に代えて、パワーチョークコイルＰＣＨを挿入する構成とした場合、パワーチョークコイルＰＣＨの重量は１５３ｇ程度であり、占有体積は３２．４立方センチメートル、プリント基板への実装面積は１０．８平方センチメートルとなる。
これに対して本実施の形態では、力率改善回路１６を構成する部品の具体例として、高周波インダクタＬ10には、例えばＥＥＲ−１９の小型フェライトコアを用いている。また、フィルタコンデンサＣNは、２５０Ｖの耐圧品でよい。そして、上記高周波インダクタＬ10と、フィルタコンデンサＣNとを合計した重量は約２０ｇ程度であり、実装面積は８平方センチメートルとなる。このようにして、図１６に示す電源回路の場合、力率改善回路１６を形成する各部品は、何れも小型、軽量であり、力率改善回路１６全体でも、上記したパワーチョークコイルＰＣＨの重量、占有体積、実装面積を大きく下回る。
また、高周波インダクタＬ10に用いられる上記ＥＥＲ−１９のフェライトコアは、閉磁路であり、従ってパワーチョークコイルＰＣＨのように漏洩磁束の影響を考慮して基板上の配置設計をする必要もなく、また、磁気シールドなどを施す必要もない。これによっても電源回路基板の小型軽量化が促進できる。
さらに、商用交流電源周期に対応するために、パワーチョークコイルＰＣＨに必要なインダクタンスが例えば７．２ｍＨ程度であったことと比較すれば、高周波インダクタＬ10としてはスイッチング周期の高周波電流に対応することになるので、そのインダクタンスは、例えば、高周波巻線部Ｌ10A＝４５μＨ、高周波巻線部Ｌ10B＝１０μＨであり、相当の低インダクタンス値を設定することができる。これにより、高周波インダクタＬ10とパワーチョークコイルＰＣＨのそれぞれに必要な巻数について比較した場合には、高周波インダクタＬ10のほうが大幅に巻数が少なくて済むことになるが、この巻数の削減によりコイル部分における電力損失は低下することになる。このことも、パワーチョークコイルＰＣＨにより力率改善を図る場合よりも高い電力変換効率が得られることの要因となっている。
参考として、図１６に示した電源回路について実際に実験を行って得られた結果として、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）の変化特性を、図１８に示す。
なお、この図１８においては、比較として、図１６に示したままの力率改善回路（ＰＦＣ：Power Factor Corrector）を備える回路構成（ＰＦＣ有り）の電源回路と、図１６に示す回路構成から力率改善回路を省略し且つ二次側に同期整流回路ではなくダイオード素子による整流回路を備えた場合の電源回路（ＰＦＣ無し）との特性を示している。この場合、上記ＰＦＣ無しの回路が備える絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、実施の形態よりも高い結合係数（例えば０．８以上）とし、かつ、誘起電圧としても例えば２．５Ｖ／Ｔ以上に設定したものとする。
図１８においては、ＰＦＣ有りの電源回路の特性を実線により示し、ＰＦＣ無しの特性を破線により示す。
また、この図１８に示す実験結果を得るのにあたっては、交流入力電圧ＶACについては１００Ｖとし、負荷電力Ｐｏについては１５０Ｗ（Ｅo＝５Ｖ×３０Ａ）〜０Ｗの範囲で変動する条件とした。また、図１６に示すＰＦＣ有りの電源回路としての要部については、次のようにして部品を選定した。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ＥＥＲ−４０フェライトコア、ギャップＧ＝1.4mm、一次巻線Ｎ１＝６５Ｔ、二次巻線Ｎ2A，Ｎ2B＝２Ｔ、結合係数ｋ＝０．７５
・一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０１８μＦ
・高周波インダクタＬ10：Ｌ10A＝４５μＨ、Ｌ10B＝１０μＨ
・整流ダイオードＤ1＝Ｄ2＝３Ａ／６００Ｖ
・フィルタコンデンサＣN＝１μＦ／２５０Ｖ、
図１６に示すままのＰＦＣ有りの電源回路の特性として、先ず、力率ＰＦについては、ＰＦＣ無しの場合と比較して大幅に高くなっていることが示される。負荷変動に対しては、重負荷の傾向となるのに従って力率ＰＦの値が高くなる特性となっており、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時においては、力率ＰＦ＝０．８４にまで向上されている。なお、ＰＦＣ無しの場合には、力率ＰＦ＝０．５４となっている。
また、図１６に示すままのＰＦＣ有りの電源回路のAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）としては、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時においてηAC→DC＝９１．４％が得られた。ちなみにＰＦＣ無しの場合には、ηAC→DC＝９０．１％が計測されており、本実施の形態では、１．３％の向上が図られていることになる。また、これに伴って交流入力電力は１．５Ｗ低減した。そして、図１８を参照して分かるように、本実施の形態の負荷変動に伴うAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）としては、ＰＦＣ無しの構成よりも高効率が得られることになる。
また、負荷変動に対する整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）の特性としては、ＰＦＣ有りの場合のほうが、ＰＦＣ無しの場合よりも定常的にレベルが低くなっているが、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの変動に対する変化幅は、ＰＦＣ有りの場合のほうが小さく安定している。特に負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜５０Ｗ程度での軽負荷の条件においては、ＰＦＣ無しの場合では非常に変化率が大きくなっているのに対して、ＰＦＣ無しの場合では同程度の変化率による安定的な推移となっている。
また、例えば、図３２に示した、倍電圧整流回路との組み合わせによりチョークインプット方式を採る場合の整流平滑電圧Ｅｉの変動特性と比較してみた場合にも、ＰＦＣ有りとされた場合の変動幅は大幅に縮小されていることが分かる。
実験によれば、ＰＦＣ無しの場合の直流入力電圧Ｅｉの変動幅（ΔＥｉ）は、ΔＥｉ＝１４Ｖ、ＰＦＣ有りの場合はΔＥｉ＝３３Ｖとなる結果が得られた。
なお、図１６に示すままのＰＦＣ有りの電源回路において、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時での二次側直流出力電圧Ｅoのリップル電圧レベル（ΔＥo）は、ΔＥo＝２０ｍＶが計測された。対するＰＦＣ無しの電源回路では、同じ最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時での二次側直流出力電圧Ｅoのリップル電圧レベル（ΔＥo）は、ΔＥo＝２０ｍＶと計測された。このＰＦＣ有りの場合とＰＦＣ無しの場合とでのΔＥoの値を比較して分かるように、本実施の形態における二次側直流出力電圧のリップル増加量は、力率改善回路を備えない場合と同等にまで抑制されるという、良好な結果が得られている。
上記第６の実施の形態の電源回路は、商用交流電源ＡＣから整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流回路が倍電圧整流回路とされている場合において、電力回生方式の力率改善回路について、交流入力電流ＩACの略Ｍ字波形を補正してより良好な力率改善特性を得るための構成を示しているということがいえる。
しかしながら、このような交流入力電流ＩACの略Ｍ字波形補正のための構成としては、上記整流回路が、倍電圧整流回路とされる場合のみでなく、例えば、通常の全波整流回路とされる場合にも適用できるものである。これにより、全波整流回路に対して電力回生方式の力率改善回路を備えた構成においても、交流入力電流ＩACについてのＭ字波形傾向は緩和されて、より完全な正弦波形に近づくこととなって、上記第６の実施の形態と同様にして、交流入力電流ＩACの波形についての高次／奇数次の歪みが低減されることになる。
そこで、次に説明する第７及び第８の実施の形態としては、商用交流電源ＡＣから整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流回路が通常の全波整流回路とされる場合に対応して、交流入力電流ＩACの略Ｍ字波形を補正する、電力回生方式の力率改善回路の構成を示すこととする。
図１９は、第７の実施の形態としての電源回路の構成を示している。なお、この図において、図１、図６、図９、図１０、図１３、図１６と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路としては、先の各実施の形態と同様にして、一次側の基本構成として、他励式のハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた構成を採る。また、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流回路としては、第１〜第３の実施の形態と同様に、全波整流回路（Ｄｉ、Ｃｉ）とされている。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、先の各実施の形態と同様の構造を採ることで、例えば、結合係数ｋ＝０．７５程度としており、これにより、負荷変動、交流入力電圧の変動等にかかわらず、二次側整流動作として常に連続モードが得られるようにしている。また、二次側整流回路としても、先の各実施の形態と同様にして巻線電圧検出方式による同期整流回路としている。
この図に示される力率改善回路１７は、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧（Ｅｉ）を得るための整流平滑回路における整流電流経路に対して挿入されるようにして設けられるもので、電力回生方式として磁気結合形による力率改善回路の構成を採る。
力率改善回路１７は、高周波インダクタＬ10、スイッチングダイオードＤ1（力率改善用スイッチング素子）、フィルタコンデンサＣNを備える。
この場合の高周波インダクタＬ10には、所定の巻線位置に対してタップが設けられており、これにより、高周波インダクタＬ10は、高周波巻線部Ｌ10A（第１インダクタ：第１巻線部）と、高周波巻線部Ｌ10B（第２インダクタ：第２巻線部）とに分割される。この場合、高周波インダクタＬ10としての巻線全体の巻始め端部は高周波巻線部Ｌ10A側の巻始め端部となり、従って、高周波巻線部Ｌ10Aの巻終わり端部と、高周波巻線部Ｌ10Bの巻始め端部が、タップ位置となる。高周波巻線部Ｌ10B側の巻終わり端部が、高周波インダクタＬ10としての巻線全体の巻終わり端部となる。
そして、高周波インダクタL10において、高周波巻線部Ｌ10Aの巻始めとなる側の端部は、スイッチングダイオードＤ1のカソードに接続される。スイッチングダイオードＤ1のアノードはブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と接続される。また、高周波インダクタL10において、高周波巻線部Ｌ10Bの巻終わりとなる側の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して一次巻線Ｎ1の端部と接続される。また、高周波インダクタＬ10のタップは、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。
上記した接続形態では、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧Ｅｉを生成する整流回路系において、商用交流電源ＡＣが正極性／負極性となる半周期ごとに形成される整流電流経路において、高周波巻線部Ｌ10AがスイッチングダイオードＤ1と直列に接続される回路形態が得られることになる。
また、一次側直列共振回路を形成するとされる一次側直列共振コンデンサＣ1と一次巻線Ｎ1の直列接続回路は、さらに高周波巻線部Ｌ10Bの直列接続を介して、高周波巻線部Ｌ10Aと平滑コンデンサＣｉの正極端子との接続点に対して接続されることになる。つまり、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧Ｅｉを生成するための全波整流回路の整流電流経路に対して接続されるものとなる。このことを、一次側直列共振回路経由でスイッチング出力の帰還を受ける力率改善回路１７からみた場合、一次側直列共振回路としては、一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスに加え、高周波巻線部Ｌ10Bのインダクタンスも含んで形成されるものとして扱うことができる。
また、この場合のフィルタコンデンサＣNは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、平滑コンデンサＣｉの正極端子との間に挿入される。この挿入形態では、フィルタコンデンサＣNは、スイッチングダイオードＤ1−高周波巻線部Ｌ10Aの直列接続回路に対して並列に接続されていることになる。このフィルタコンデンサＣNは、整流電流経路に生じるノーマルモードノイズを抑制する。
このような力率改善回路１７の回路構成によると、整流電流経路において、高周波巻線部Ｌ10Aとしてのインダクタンス成分と、スイッチングダイオードＤ1としての電流をスイッチング（断続）する素子とが直列接続されて挿入されていることになる。そして、この直列接続回路に対して、一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力（一次側直列共振電流）が（高周波巻線部Ｌ10Bを介して）印加されることで、これにより得られる交番電圧に応じてスイッチングダイオードＤ1が整流電流Ｉ1を断続するようにしてスイッチング動作を行って、この整流電流Ｉ1を平滑コンデンサＣｉに流すようにされる。つまり、力率改善回路１７においては、一次側直列共振回路に得られる一次側直列共振電流を電力として回生して、整流電流経路を経由して平滑コンデンサに対して帰還している動作が得られていることになる。
この場合にも、一次側直列共振電流を電力回生して帰還するのにあたっては、上述のようにして挿入される高周波インダクタＬ10が介在しているものと見ることができる。つまり、電力回生は、高周波インダクタＬ10における磁気結合により行われるものとみることができる。
なお、この第７の実施の形態としても、高周波インダクタＬ10にタップを設けて、図１９に示す接続形態としていることで、一次側直列共振電流は、高周波インダクタＬ10における高周波巻線部Ｌ10Bを経由して電力回生（帰還）されるような回路形態となっているということがいえる。
例えば比較として、先の第２の実施の形態などに示される磁気結合形の力率改善回路の構成であれば、図６に示したように、高周波インダクタＬ10にはタップが設けられておらず、高周波インダクタＬ10の巻始めから巻終わりまでの全ての巻線が整流電流経路側に在るようにされ、一次側直列共振回路と整流電流経路との間には、高周波インダクタL10の巻線部は挿入されない。
図２０の波形図は、力率改善回路１７の動作を、商用交流電源周期により示している。なお、ここでの商用交流電源ＡＣとしては、ＡＣ２００Ｖ系に対応する交流入力電流ＶAC＝２３０Ｖが入力されているものとする。
上記のようにして商用交流電源ＡＣが入力されている状態の下でスイッチング動作が行われたとすると、このスイッチング動作に応じて、一次側直列共振回路から力率改善回路１７側に対して、電力回生としての動作によりスイッチング出力が帰還されることになる。これにより、一次側直列共振回路において、一次側直列共振コンデンサＣ1と、高周波巻線部Ｌ10Aと平滑コンデンサＣｉの正極端子との接続点（整流電流経路）との間に介在するとされる高周波巻線部Ｌ10Bの両端電圧Ｖ2は、図示する波形により正極性と負極性とでピークが生じるエンベロープのスイッチング周期に応じた交番波形となる。この高周波巻線部Ｌ10Bの両端電圧Ｖ2の波形において、０レベル基準の正極性のピークは約２００Ｖとなる。また、負極性側のエンベロープは、整流電流Ｉ1の導通期間以外は約２００Ｖでほぼ一定であり、整流電流Ｉ1の導通期間に対応して略凹字状に突出したエンベロープとなる波形が得られる。この略凹字状のエンベロープ波形において、交流入力電圧ＶACのピーク（整流電流Ｉ1のピーク）に対応する時点のレベルは約３００Ｖ程度となる。
また、整流電流経路側に挿入されているとされる高周波巻線部Ｌ10Aの両端電圧Ｖ1は、図示するようにして、上記電圧Ｖ2がほぼ反転したような波形となる。この電圧Ｖ1の正極性側のエンベロープは、整流電流Ｉ1の導通期間以外は約１２０Ｖでほぼ一定で、整流電流Ｉ1の導通期間に対応して略凹字状に突出したエンベロープとなる波形が得られる。この略凹字状のエンベロープ波形において、交流入力電圧ＶACのピーク（整流電流Ｉ1のピーク）に対応する時点のレベルは約２００Ｖ程度となる。この負極性のエンベロープ波形は、例えば整流平滑電圧Ｅｉの波形に対応したものであるが、０レベル基準のピークレベルは約１２０Ｖとなる。
例えば、上記した高周波巻線部Ｌ10Aの両端電圧Ｖ1が交番波形となっていることからもわかるように、一次側直列共振回路から電力回生により帰還されるスイッチング出力（一次側直列共振電流）により、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成するための整流電流経路には、スイッチング周期による交番電圧が重畳されていることが分かる。高速リカバリ型のスイッチングダイオードＤ1は、この電圧Ｖ１における交番電圧成分の印加により、例えば交流入力電圧ＶACの正／負の絶対値が、そのピーク値の約１／２以上のときにスイッチング動作を行い、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子から流れてくるとされる整流電流Ｉ1を断続する。
そして、このようにして整流電流Ｉ1が断続されることで、スイッチングダイオードＤ1を流れる整流電流Ｉ1は、図示するようにして導通期間において、正弦波状による正極性の半波のエンベロープとなる交番波形として得られる。なお、この場合において、交流入力電圧ＶACがピークとなる時点に対応する整流電流Ｉ1のレベルは１０Ａｐとなる。
また、高周波巻線部Ｌ10Aと平滑コンデンサＣｉの正極端子との間のラインに流れる電流、つまり、高周波巻線部Ｌ10Aから平滑コンデンサＣｉに流入しようとする整流電流Ｉ2は、図示するようにして、例えば正極性／負極性のピークが約５Ａとなる一次側直列共振電流に対して上記整流電流Ｉ1が重畳したような波形として得られる。
上記した波形により流れる整流電流Ｉ1の導通期間は、ブリッジ整流回路Ｄｉから出力される整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも流れるものとなっており、同じ図２０に示す交流入力電流ＩACの導通期間も、この整流電流Ｉ1の導通期間にほぼ一致したものとなる。つまり、交流入力電流ＩACの導通角は、力率改善回路を備えない場合よりも拡大されているものであり、交流入力電流ＩACの波形としては、交流入力電圧ＶACの波形に近付くものとなっている。つまり、力率改善が図られていることになる。なお、交流入力電流ＩACのピークレベルは、この場合５Ａｐとなっている。
ここで、先にも述べたように、図１９に示す電源回路における力率改善回路１７では、高周波インダクタＬ10についてタップを形成して、高周波巻線部Ｌ10A，Ｌ10Bに分割している。なお、高周波巻線部Ｌ10A，Ｌ10Bについては、相互に直列となる接続関係にある。そして、高周波巻線部Ｌ10Aは、商用交流電源ＡＣを入力して全波整流を行なう整流回路の整流出力ラインとしての整流電流経路において、スイッチングダイオードＤ1と直列接続される関係となる位置に挿入され、高周波巻線部Ｌ10Bは、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｌ1）と直列接続されて、この一次側直列共振回路のインダクタンス成分の一部として機能するようにされたうえで、上記整流電流経路として、高周波巻線部Ｌ10Aと平滑コンデンサＣｉの正極出力端子との間のラインに対して接続される。
このような接続態様に、高周波インダクタＬ10においては、高周波巻線部Ｌ10B側にて、一次側直列共振回路のスイッチング出力が入力される動作と、高周波巻線部Ｌ10A側にて、電力回生されたスイッチング出力に商用交流電源が重畳される動作とが複合的に得られることになる。高周波巻線部Ｌ10A，Ｌ10Bは、本来は同じインダクタにタップを形成することで分割されたものであるから、高周波巻線部Ｌ10A，Ｌ10Bは直列接続の関係にあって、相互に密結合である。従って、上記した高周波巻線部Ｌ10A，Ｌ10Bの動作は、これら高周波巻線部Ｌ10A，Ｌ10Bが密結合となっている状態下で行われるものとなる。
このような動作が得られる結果として、高周波インダクタＬ10を含む力率改善回路１７にて流れるとされる整流電流Ｉ1は、図２０により説明したようにしてほぼ完全な正弦波形状となることが実験で確認された。そして、このようにして整流電流Ｉ1が正弦波状となるのに応じて、交流入力電流ＩACとしても、同様にしてほぼ完全な正弦波状が得られることとなる。
例えば、商用交流電源ＡＣから整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流回路が全波整流回路とされる場合においても、電力回生方式（磁気結合形、静電結合形）の力率改善回路として、高周波インダクタＬ10が分割されずに商用交流電源ＡＣ側のラインに挿入される構成を採る場合、整流ダイオードＤ1，Ｄ2を流れるとされる整流電流の実際としては、そのエンベロープが略Ｍ字状の波形となる傾向を有する。従って、交流入力電流ＩACの波形も同様にして略Ｍ字状の傾向となる。
これに対して、本実施の形態としては、上記もしているように、交流入力電流ＩACの実際として、その波形が正弦波状となるために、上記しているような電源高調波歪み規制が規定する規制値に対するマージンを充分に得ることが可能となる。そして、この場合にも、上記効果を得るのにあたっては、力率改善のための構成として特に部品素子を追加することなく、高周波インダクタＬ10についてタップを設けたうえで、図１９により説明したように両端部及びタップの接続を行なうのみでよい。
本実施の形態との比較として、例えば図２５及び図２６に示したスイッチングコンバータの構成を基として、力率改善回路２０，２１に代えて、パワーチョークコイルＰＣＨを挿入する構成とした場合、パワーチョークコイルＰＣＨの重量は１５３ｇ程度であり、占有体積は３２．４立方センチメートル、プリント基板への実装面積は１０．８平方センチメートルとなる。
これに対して本実施の形態では、力率改善回路１７を構成する部品の具体例として、高周波インダクタＬ10には、例えばＥＥＲ−１９の小型フェライトコアを用いている。また、フィルタコンデンサＣNは、２００Ｖの耐圧品でよい。そして、上記高周波インダクタＬ10と、フィルタコンデンサＣNとを合計した重量は約２０ｇ程度であり、実装面積は８平方センチメートルとなる。また、スイッチングダイオードＤ1は、３Ａ／６００Ｖのものを選定した。このようにして、図１９に示す電源回路の場合、力率改善回路１７を形成する各部品は、何れも小型、軽量であり、力率改善回路１７全体でも、上記したパワーチョークコイルＰＣＨの重量、占有体積、実装面積を大きく下回る。
また、この場合においても、高周波インダクタＬ10に用いられる上記ＥＥＲ−１９のフェライトコアは、閉磁路であり、従ってパワーチョークコイルＰＣＨのように漏洩磁束の影響を考慮して基板上の配置設計をする必要もなく、また、磁気シールドなどを施す必要もない。これによっても電源回路基板の小型軽量化が促進できる。
さらに、商用交流電源周期に対応するために、パワーチョークコイルＰＣＨに必要なインダクタンスが例えば４．２ｍＨ程度であったことと比較すれば、高周波インダクタＬ10としてはスイッチング周期の高周波電流に対応することになるので、そのインダクタンスは、例えば、高周波巻線部Ｌ10A＝４５μＨ、高周波巻線部Ｌ10B＝８５μＨであり、相当の低インダクタンス値を設定することができる。これにより、高周波インダクタＬ10とパワーチョークコイルＰＣＨのそれぞれに必要な巻数について比較した場合には、高周波インダクタＬ10のほうが大幅に巻数が少なくて済むことになるが、この巻数の削減によりコイル部分における電力損失は低下することになる。このことも、パワーチョークコイルＰＣＨにより力率改善を図る場合よりも高い電力変換効率が得られることの要因となっている。
また、高周波インダクタＬ10に用いられる上記ＥＥＲ−１９のフェライトコアは、閉磁路であり、従ってパワーチョークコイルＰＣＨのように漏洩磁束の影響を考慮して基板上の配置設計をする必要もなく、また、磁気シールドなどを施す必要もない。これによっても電源回路基板の小型軽量化が促進できる。
上記図１９に示した電源回路について実際に実験を行って得られた結果として、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）の変化特性を、図２１に示す。なお、この図２１においては、比較として、図１９に示したままの力率改善回路１７を備える回路構成（ＰＦＣ有り）の電源回路と、図１９において力率改善回路１７から、高周波巻線部Ｌ10Bを省略した回路構成となる電源回路との特性を示している。力率改善回路１７（Ｌ10B有り）を備える電源回路の特性を実線により示し、高周波巻線部Ｌ10Bを省略した電源回路の特性を破線により示す。
また、この図２１に示す実験結果を得るのにあたっては、交流入力電圧ＶACについては２３０Ｖとし、負荷電力Ｐｏについては１５０Ｗ（Ｅo＝５Ｖ×３０Ａ）〜０Ｗの範囲で変動する条件とした。なお、交流入力電圧ＶACの入力条件としては、いわゆる２００Ｖ系といわれる、１８０Ｖ〜２８８Ｖの範囲を保証するものとしている。また、図１９に示すＰＦＣ有りの電源回路としての要部については、次のようにして部品を選定した。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ＥＥＲ−４０フェライトコア、ギャップＧ＝1.4mm、一次巻線Ｎ1＝６０Ｔ、二次巻線Ｎ2A，Ｎ2B＝２Ｔ、結合係数ｋ＝０．７５
・一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０１８μＦ／８００Ｖ
・高周波インダクタＬ10：Ｌ10A＝４５μＨ、Ｌ10B＝８５μＨ
・スイッチングダイオードＤ1＝３Ａ／６００Ｖ
・フィルタコンデンサＣN＝１μＦ／２００Ｖ、

また、力率改善回路として高周波巻線部Ｌ10Bを省略した構成を採る場合の、高周波巻線部Ｌ10Aのインダクタンスとしては１２０μＨを設定することとした。また、以降の説明においては、例えば図１９に示す電源回路から力率改善回路１７そのものを省略した電源回路との特性の比較も述べるが、この力率改善回路を備えない電源回路では、一次巻線Ｎ1＝６５Ｔ、一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０１８μＦを選定することとした。
図１９に示すままの力率改善回路１７を備える電源回路の特性（実線）として、先ず、力率ＰＦについては、高周波巻線部Ｌ10Bが省略された力率改善回路を備える場合（破線）と比較すると、負荷変動範囲全体において若干低くなってはいるものの、ほぼ同等としてみてよい、実用上充分な値となる特性が得られている。なお、この場合の負荷変動に対する力率ＰＦの変化としては、力率改善回路１７を備える電源回路の場合と、高周波巻線部Ｌ10Bが省略された電源回路の場合とで共に、重負荷の傾向となるのに従って高くなる特性となっている。力率改善回路１７を備える電源回路については、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時においては、力率ＰＦ＝０．８０が得られている。
なお、力率改善回路１７を備えない構成では、力率ＰＦ＝０．５４となる。
そして、この図の特性としては示されないが、前述もしたように、交流入力電流ＩACの波形は、高周波巻線部Ｌ10Bが省略された力率改善回路を備える電源回路では略Ｍ字状の傾向となるのに対して、力率改善回路１７を備える電源回路では、正弦波状となる。従って、例えば９次、１１次、１３次などの奇数高調波の歪みレベルの抑制という点を含めて、総合的な力率改善結果としては、力率改善回路１７を備える電源回路のほうが有利であるといえる。
また、力率改善回路１７を備える電源回路のAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）としては、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時においてηAC→DC＝９２．０％が得られた。そして、図２１によると、高周波巻線部Ｌ10Bが省略された力率改善回路を備える場合よりも、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ〜１５０Ｗの広い負荷変動範囲で、より高い電力変換効率が得られていることが分かる。つまり、図１９に示すようにして、高周波インダクタＬ10にタップを設けて高周波巻線部Ｌ10A，Ｌ10Bに分割して、図示する接続形態とする構成としたほうが、高い電力変換効率が得られる結果となっている。
ちなみに、力率改善回路を備えない電源回路では、電力変換効率ηAC→DC＝９０．１％が計測されており、これと比較した場合、図１９に示す電源回路としては、１．９％向上しているということになる。また、これに伴って、交流入力電力は３．５Ｗ低減することになる。
また、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）については、力率改善回路１７を備える電源回路では、負荷電力Ｐｏが重負荷の傾向となるのに従って増加傾向となってはいるが、負荷変動に対する変化としては全体的ほぼ一定であると見ることができる。この特性は、図９及び図１０に示す電源回路と比較した場合には、負荷変動に対する整流平滑電圧Ｅｉの変動幅は大幅に縮小されたものとなっている。これは、力率改善回路１７により回生される電力量が負荷変動に応じて可変であることに依る。また、例えば、図１２に示したチョークインプット方式を採る場合の整流平滑電圧Ｅｉの変動特性と比較してみた場合にも、その変動幅は大幅に縮小されていることが分かる。
また、力率改善回路１７を備える電源回路の場合の整流平滑電圧Ｅｉの特性を、高周波巻線部Ｌ10Bを省略した回路構成の場合の特性と比較した場合には、負荷電力Ｐｏが５０Ｗ未満から１５０Ｗまでの広い範囲で、より高いレベルが得られていることも分かる。このようにして整流平滑電圧Ｅｉのレベルが上昇することも、図１９に示す実施の形態の回路についての電力変換効率が向上される要因となっている。
なお、力率改善回路１７を備える電源回路において、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時での整流平滑電圧Ｅｉのリップル電圧レベル（ΔＥｉ）は、ΔＥｉ＝５．５Ｖが計測された。また、二次側直流出力電圧Ｅoのリップル電圧レベル（ΔＥo）は、ΔＥo＝２０ｍＶが計測された。
また、高周波巻線部Ｌ10Aを省略した力率改善回路を備える電源回路では、整流平滑電圧Ｅｉのリップル電圧レベル（ΔＥｉ）は、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時においては２２．５Ｖが計測された。
また、力率改善回路を備えない構成の電源回路では、同じ最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時での整流平滑電圧Ｅｉのリップル電圧レベル（ΔＥｉ）は、ΔＥｉ＝１４Ｖと計測され、二次側直流出力電圧Ｅoのリップル電圧レベル（ΔＥo）は、ΔＥo＝１０ｍＶと計測された。
このことから、先ず、力率改善回路１７を備える電源回路を、高周波巻線部Ｌ10Aを省略した力率改善回路を備える電源回路と比較した場合には、整流平滑電圧Ｅｉのリップル電圧レベル（ΔＥｉ）は、ΔＥｉ＝５．５Ｖに対してΔＥｉ＝２２．５Ｖであるから、ほぼ１／４程度と大幅に抑制されていることが分かる。このようにして、整流平滑電圧Ｅｉのリップル電圧レベル（ΔＥｉ）が抑制されているということは、二次側直流出力電圧Ｅｏに重畳する商用交流電源周期のリップルも大幅に抑制されるということを意味している。つまり、このリップル電圧レベルΔＥｉに関する結果は、図１９に示す実施の形態の電源回路が、従来の電力回生方式による力率改善回路を備える電源回路よりも、二次側直流出力電圧のリップルが大幅に抑制されるということを示すものとなる。
また、二次側直流出力電圧Ｅoのリップル電圧レベル（ΔＥo）について比較すると、力率改善回路１７を備える電源回路ではΔＥo＝２０ｍＶであるのに対して、力率改善回路を備えない電源回路ではΔＥo＝１０ｍＶとなっている。つまり、先にも述べたとおり、本実施の形態における二次側直流出力電圧のリップル増加量は、力率改善回路を備えない場合の２倍程度に抑制されているものである。
図２２は、本発明の第８の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、この図において、これまで説明してきた各第１〜第７の実施の形態を示す回路図としての図面（図１、図６、図９、図１０、図１３、図１６、図１９）と同一部分については、同一符号を付して説明を省略する。
図２２に示す電源回路は、第７の実施の形態の電源回路の構成において備えられる力率改善回路１７に代えて、力率改善回路１８が備えられる。この力率改善回路１８としても、磁気結合形による電力回生方式を採る。
この力率改善回路１８も、商用交流電源ＡＣから整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成するブリッジ整流回路Ｄｉと平滑コンデンサＣｉとの間の整流電流経路に挿入されるようにして設けられており、フィルタコンデンサＣN、高周波インダクタＬ10（第１インダクタ）、及び高速リカバリ型のスイッチングダイオードＤ1を備える。
ただし、この場合において、高周波インダクタＬ10にはタップは設けられていない。これに代わり、図２２に示す回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1における所定の巻線位置に対してタップを設けることとしており、これにより、一次巻線Ｎ1を一次巻線部Ｎ1A，Ｎ1Bの２つの巻線部に分割することとしている。そして、後述するようにして、一次巻線部Ｎ1A，Ｎ1Bのうち、一次巻線部Ｎ1Bが、力率改善回路１８を形成するインダクタの１つ（第２インダクタ）として含められることになる。
なお、この場合においては、一次巻線Ｎ1において、一次巻線部Ｎ1A側の端部を巻始めとしており、この巻始め端部を一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続することとしている。この場合には、一次側直列共振コンデンサＣ1の挿入位置としては、スイッチング出力点側とされることになるが、一次巻線Ｎ1と一次側直列共振コンデンサＣ1とは直列接続された関係にあり、従って、一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1（Ｎ1A＋Ｎ1B）のリーケージインダクタンスＬ1とによって、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路が形成されることと、この一次側直列共振回路に対してスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力が伝達されることに変わりはない。
また、上記のようにして一次巻線Ｎ1全体としての巻始め端部が一次巻線部Ｎ1A側の端部とされることで、一次巻線Ｎ1Aの巻始め端部は一次巻線Ｎ1の巻始め端部と同じとなり、巻終わり端部は一次巻線Ｎ1のタップ位置となる。また、一次巻線部Ｎ1Bの巻始め端部はタップ位置となり、巻終わり端部は、一次巻線Ｎ1全体としての巻終わり端部と同じとなる。
そして、上記のようにして、フィルタコンデンサＣN、高周波インダクタＬ10、スイッチングダイオードＤ1、及び一次巻線部Ｎ1Bを備える力率改善回路１８は、次のような接続態様によって形成される。
先ず、スイッチングダイオードＤ1のアノードは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と接続される。スイッチングダイオードＤ1のカソードは、一次巻線Ｎ1のタップと接続される。このことは、力率改善回路１８においては、スイッチングダイオードＤ1のカソードが一次巻線部Ｎ1Bの巻始め端部と接続されることを意味する。
一次巻線部Ｎ1Bの巻終わり端部（一次巻線Ｎ1の巻終わり端部）は、高周波インダクタＬ10を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。従って、力率改善回路１８内では、高周波インダクタＬ10と一次巻線部Ｎ1Bは直列となる接続関係にある。
ノーマルモードノイズを抑制するためのフィルタコンデンサＣNは、スイッチングダイオードＤ1のアノードと、平滑コンデンサＣｉの正極端子との間に挿入される。このようにして挿入されるフィルタコンデンサＣNは、スイッチングダイオードＤ1−一次巻線部Ｎ1B−高周波インダクタＬ10の直列接続回路に対して並列に接続されているものと見ることができる。
このような接続態様による力率改善回路１８が挿入された場合において、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子から出力される整流電流は、スイッチングダイオードＤ1→一次巻線部Ｎ1B→高周波インダクタＬ10の経路で平滑コンデンサＣｉに流入することになる。つまり、商用交流電源ＡＣから整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成するための全波整流回路の整流電流経路において、上記［スイッチングダイオードＤ1−一次巻線部Ｎ1B−高周波インダクタＬ10］から成る直列接続回路が挿入されている形態をとる。
そして、この場合には、上記のようにして一次巻線Ｎ1の一次巻線部Ｎ1Bが、整流電流経路に含まれるようになっていることで、一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力（一次側直列共振電流）を電力として回生して、磁気結合（高周波インダクタＬ10及び一次巻線部Ｎ1B）を介するようにして平滑コンデンサＣｉに帰還していることになる。
例えば図１９に示した力率改善回路１７の場合、高周波インダクタＬ10にタップを施して形成される高周波巻線部Ｌ10A，Ｌ10Bのうち、高周波巻線部Ｌ10Bは、整流電流経路内には挿入されてはいないものの、一次巻線Ｎ1と直列共振コンデンサＣ1を介して直列接続される関係にある。従って、一次側直列共振回路を形成するインダクタンス成分として機能するものとされていた。そして、高周波巻線部Ｌ10Bは、密結合の関係にあるとされる高周波巻線部Ｌ10Aに対して、一次側直列共振回路のスイッチング出力を伝達するようにしており、これにより、力率改善回路１７内で、スイッチング出力に商用交流電源を重畳させる電力回生動作を得ていたものである。
図２２に示す力率改善回路１８においても、一次巻線部Ｎ1Bは、一次側直列共振回路を形成するインダクタンス成分を有するものであり、高周波インダクタＬ10と直列接続されていることで、高周波インダクタＬ10に対してほぼ密結合とすることができる。そして、このような関係が得られているもとで、一次巻線部Ｎ1Bから高周波インダクタL10に対してスイッチング出力を伝達することで、上記図１９の力率改善回路１７と同様の電力回生動作を得るようにしている。
このような動作からすれば、先に図１９に示した力率改善回路１７における高周波巻線部Ｌ10Aと、高周波巻線部Ｌ10Bとの関係は、この図２２に示される力率改善回路１８における高周波インダクタＬ10（第１インダクタ）と一次巻線部Ｎ1B（第２インダクタ）の関係と等価であるということがいえる。
上記構成による力率改善回路１８を備える、図２２の電源回路における力率改善動作は図２３に示される。この図２３においても、図２０と同様にして、交流入力電圧ＶAC、交流入力電流ＩAC、整流電流Ｉ1，Ｉ2、電圧Ｖ1，Ｖ2が示されている。
図２２の回路の場合、整流電流Ｉ1は、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子からスイッチングダイオードＤ1を流れる電流となり、整流電流Ｉ2は、高周波インダクタＬ10と平滑コンデンサＣｉの正極端子との間のラインに流れる電流となる。また、電圧Ｖ1は、スイッチングダイオードＤ1のアノードと一次巻線Ｎ1のタップとの接続点と、一次側アースとの間の電位となる。電圧Ｖ2は、高周波インダクタＬ10と一次巻線部Ｎ1Bとの端部の接続点と、一次側アースとの間の電位となる。交流入力電圧ＶACとしては、５０Ｈｚで２３０Ｖであり、図２０の場合と同じ条件である。
力率改善回路１８においても、上記したように一次側直列共振回路からの電力回生の動作によりスイッチング出力が帰還される。このとき、高周波インダクタＬ10と一次巻線部Ｎ1Bとの端部の電位である電圧Ｖ2は、図示するようにして、商用交流電源周期のリップル成分が重畳している整流平滑電圧Ｅｉに対して、スイッチング周期による交番電圧成分がさらに重畳した波形として得られる。この電圧Ｖ2としても、整流電流Ｉ1の導通期間に対応して略凹字状に突出したエンベロープとなる波形が得られる。また、この場合にも、ここで、電圧Ｖ2のエンベロープ波形について、商用交流電源ＡＣ（整流電流Ｉ1）のピークに対応する時点での最大レベルは５７０Ｖ、最小レベルは３２０Ｖとなる。
また、スイッチングダイオードＤ1のアノードと一次巻線Ｎ1のタップとの接続点と、一次側アースとの間の電位となる電圧Ｖ1は、上記電圧Ｖ2とほぼ同様の波形が得られる。ただし、一次巻線部Ｎ1Bが介在しない分、商用交流電源ＡＣ（整流電流Ｉ1）のピークに対応する時点での最大レベルは５５０Ｖ、最小レベルは３００Ｖとされていることからも分かるように、全体として、２０Ｖ低下するようにしてシフトしたものとなる。
上記電圧Ｖ1，Ｖ2が交番波形となっていることからも分かるように、図２２に示す力率改善回路１８においても、一次側直列共振回路から電力回生により帰還されるスイッチング出力（一次側直列共振電流）により、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成するための整流電流経路には、スイッチング周期による交番電圧が重畳される。そして、この場合にも、スイッチングダイオードＤ1は、この電圧Ｖ１における交番電圧成分の印加により、例えば交流入力電圧ＶACの正／負の絶対値が、そのピーク値の約１／２以上のときにスイッチング動作を行い、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子から流れてくるとされる整流電流Ｉ1を断続する。従って、この場合においても、整流電流Ｉ1は、その導通期間において正弦波状による正極性の半波のエンベロープを有する交番波形となる。なお、この場合においても、交流入力電圧ＶACがピークとなる時点に対応する整流電流Ｉ1のレベルは１０Ａｐとなる。
また、高周波巻線部Ｌ10Aから平滑コンデンサＣｉに流入しようとする整流電流Ｉ2は、図示するようにして、例えばこの場合にも、正極性／負極性のピークが約５Ａとなる一次側直列共振電流に対して上記整流電流Ｉ1が重畳したような波形として得られる。
このような波形により流れる整流電流Ｉ1の導通期間としても、ブリッジ整流回路Ｄｉから出力される整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも流れるものとなっており、交流入力電流ＩACの導通期間も、この整流電流Ｉ1の導通期間にほぼ一致する。つまり、この場合においても、交流入力電流ＩACの導通角が、力率改善回路を備えない場合よりも拡大されており、従って、力率改善が図られていることになる。なお、この場合の交流入力電流ＩACのピークレベルは５Ａｐである。
ここで、先に図２２を参照して説明したように、力率改善回路１８における高周波インダクタＬ10、一次巻線部Ｎ1Bの動作、機能としては、それぞれ、第７の実施の形態として図１９に示した力率改善回路１７における高周波巻線部Ｌ10A、高周波巻線部Ｌ10Bと等価となるものである。前述もしたように、力率改善回路１７における高周波巻線部Ｌ10A、高周波巻線部Ｌ10Bの動作によっては整流電流Ｉ1は正弦波状となるものであり、これに応じて交流入力電流ＩACも正弦波状となる。従って、図２２に示す力率改善回路１８の力率改善結果としても、図２３に示されるようにして、整流電流Ｉ1及び交流入力電流ＩACは、正弦波状となる。
つまり、図２２に示す第８の実施の形態の電源回路としても、奇数高調波の歪みがレベルが抑制されることとなって、例えば電源高調波歪み規制が規定する規制値に対するマージンを充分に得ることが可能となる。また、第８の実施の形態においても、このような効果を得るのにあたっては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対してタップを設けたうえで、図２２に示した回路が形成されるように接続を行うのみでよく、特に部品素子を追加する必要はない。
そして、このような回路構成を採る第８の実施の形態の電源回路においても、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、先に説明した第７の実施の形態と同様の構造を採ることで、例えば、結合係数ｋについて、例えばｋ＝０．７５程度にまで低下させており、負荷変動、交流入力電圧の変動等にかかわらず、二次側整流動作として常に連続モードが得られるようにしている。
これにより、先の第７の実施の形態の電源回路と同様にして、二次側直流出力電圧Ｅoに重畳するリップル電圧の増加が抑制されることになり、電力回生方式として磁気結合形の構成を採るとした場合にも、その実用化が容易に実現される。また、チョークインプット方式と比較して高電力変換効率が得られることも同様である。
さらに、図２２に示す電源回路としても、二次側整流動作として常に連続モードが得られたことを前提として、二次側両波整流回路を、巻線電圧検出方式による同期整流回路としていることで、最小限の回路構成で二次側における電力損失低減を有効に図っている。
また、この場合にも高周波インダクタＬ10は、チョークインプット方式による力率改善のためのパワーチョークコイルＰＣＨと比較して遥かに低位インダクタンスであり、その分の電力損失の低減効果も得られる。
図２４は、図２２に示した第８の実施の形態としての電源回路について実際に実験を行って得られた結果として、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）の変化特性を示している。
また、この図２４に示す実験結果を得るのにあたっても、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖとし、負荷電力Ｐｏは１５０Ｗ（Ｅo＝５Ｖ×３０Ａ）〜０Ｗの範囲で変動する条件とした。また、図２２に示す電源回路の要部については、次のようにして部品を選定した。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ＥＥＲ−４０フェライトコア、ギャップＧ＝1.4mm、一次巻線Ｎ1（一次巻線部Ｎ1A＝６０Ｔ、一次巻線部Ｎ1B＝４Ｔ）二次巻線Ｎ2A＝Ｎ2B＝２Ｔ、結合係数ｋ＝０．７５
・一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０１８μＦ／８００Ｖ
・高周波インダクタＬ10＝７５μＨ（ＥＥＲ−１９型コア）
・スイッチングダイオードＤ1＝３Ａ／６００Ｖ
・フィルタコンデンサＣN＝１μＦ／２００Ｖ
図２２に示す電源回路の力率ＰＦの特性としては、負荷変動に対しては、重負荷となるのに従って力率ＰＦの値が高くなる傾向を有するものとなっている。最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時の力率ＰＦとしては、ＰＦ＝０．８１が得られている。
また、図２２に示す電源回路のAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）としては、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時においてηAC→DC＝９２．０％が得られており、第７の実施の形態とほぼ同等の特性となっている。
また、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）としては、この場合にも、力率改善回路を備えない電源回路（ＰＦＣ無しの電源回路）と比較してレベルが高くなっている。また、負荷変動に対するレベル変動としても、先の第７の実施の形態と同様にして、負荷電力Ｐｏが重負荷の傾向となるのに従って増加傾向となってはいるが、負荷変動に対する変化は全体としてほぼ一定と見ることのできる特性を得ている。つまり、第８の実施の形態としても、負荷変動に対する直流入力電圧の変動は少なくなっている。
また、図２２に示す電源回路について、二次側直流出力電圧Ｅoのリップル電圧レベル（ΔＥo）は、ΔＥo＝２０ｍＶとされ、先の第７の実施の形態の電源回路と同等の結果が得られた。さらに、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時での整流平滑電圧Ｅｉのリップル電圧レベル（ΔＥｉ）は、ほぼ０レベルにまで抑制されていることが計測された。
なお、本発明としては、これまでに説明した電源回路の構成に限定されるものではない。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについてであるが、例えばコア形式などをはじめとして、その構造については、所要以下の磁束密度となるようにされていれば、適宜変更されて構わない。
また、例えば、上記各実施の形態としてのスイッチングコンバータは、他励式による電流共振形コンバータをその基礎としているが、自励式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能とされる。この場合には、スイッチング素子として例えばバイポーラトランジスタを選定することができる。さらには、４石のスイッチング素子をフルブリッジ結合した電流共振形コンバータにも適用できる。また、例えばスイッチングコンバータの一次側のスイッチング素子（Ｑ1,Ｑ2）としては、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。
また、二次側両波整流回路である、巻線電圧検出方式の同期整流回路の細部の構成についても適宜変更されてよい。
さらには、力率改善回路としても実施の形態として示したものに限定されるものではなく、これまでに本出願人が提案してきた各種の電力回生（帰還）方式による回路形態を基とした構成を採用することも可能である。
本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 本実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの構造例を示す図である。 第１の実施の形態の電源回路の力率改善動作に対応する要部の動作を示す波形図である。 本実施の形態の電源回路における、重負荷時の二次側両波整流回路の整流動作を示す波形図である。 第１の実施の形態の電源回路における、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、及び整流平滑電圧（直流入力電圧）の特性を示す図である。 第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 第２の実施の形態の電源回路の力率改善動作に対応する要部の動作を示す波形図である。 第２の実施の形態の電源回路における、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、及び整流平滑電圧（直流入力電圧）の特性を示す図である。 第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 第４の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 第４の実施の形態の電源回路の力率改善動作に対応する要部の動作を示す波形図である。 第４の実施の形態の電源回路における、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、及び整流平滑電圧（直流入力電圧）の特性を示す図である。 第５の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 第５の実施の形態の電源回路の力率改善動作に対応する要部の動作を示す波形図である。 第５の実施の形態の電源回路における、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、及び整流平滑電圧（直流入力電圧）の特性を示す図である。 第６の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 第６の実施の形態の電源回路の力率改善動作に対応する要部の動作を示す波形図である。 第６の実施の形態の電源回路における、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、及び整流平滑電圧（直流入力電圧）の特性を示す図である。 第７の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 第７の実施の形態の電源回路の力率改善動作に対応する要部の動作を示す波形図である。 第７の実施の形態の電源回路における、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、及び整流平滑電圧（直流入力電圧）の特性を示す図である。 第８の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 第８の実施の形態の電源回路の力率改善動作に対応する要部の動作を示す波形図である。 第８の実施の形態の電源回路における、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、及び整流平滑電圧（直流入力電圧）の特性を示す図である。 従来としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 従来としてのスイッチング電源回路の他の構成例を示す回路図である。 従来としてのスイッチング電源回路の他の構成例を示す回路図である。 従来としてのスイッチング電源回路の他の構成例を示す回路図である。 従来の力率改善技術として、チョークインプット方式による構成例を示す回路図である。 従来の力率改善技術として、チョークインプット方式による他の構成例を示す回路図である。 チョークインプット方式を採るスイッチング電源回路（図２９に対応）における、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、及び整流平滑電圧（直流入力電圧）の特性を示す図である。 チョークインプット方式を採るスイッチング電源回路（図３０に対応）における、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、及び整流平滑電圧（直流入力電圧）の特性を示す図である。
符号の説明
１ 制御回路、２ 発振・ドライブ回路、１１〜１８ 力率改善回路、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｉ，Ｃｉ1，Ｃｉ2 平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2 スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｃ1 一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ 部分共振コンデンサ、Ｎ1 一次巻線、Ｎ2（Ｎ2A，Ｎ2B） 二次巻線、ＣN フィルタコンデンサ、Ｌ10 高周波インダクタ、Ｄ1 スイッチングダイオード／整流ダイオード、Ｄ2 整流ダイオード、Ｃ20 力率改善用直列共振コンデンサ、Ｑ3〜Ｑ6 ＭＯＳ−ＦＥＴ、Ｒｇ1、Ｒｇ2 ゲート抵抗、Ｄg1，Ｄg2 ショットキーダイオード、Ｌd インダクタ、Ｃｏ （二次側）平滑コンデンサ、Ｌ10A，Ｌ10B 高周波巻線部、Ｎ1A，Ｎ1B 一次巻線部

Claims (9)

  1. 商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、
    上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
    上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
    少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
    少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
    上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に励起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段と、
    上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、
    上記スイッチング手段のスイッチング動作により一次側直列共振回路に得られる一次側直列共振電流を電力として回生するようにして、上記整流平滑手段を形成する平滑コンデンサに帰還するようにされており、この帰還された電力に応じて、上記整流平滑手段による整流動作によって得られる整流電流を断続するようにしてスイッチングする力率改善用スイッチング素子とを備えて構成される力率改善手段とを備えると共に、
    上記絶縁コンバータトランスの磁束密度を、上記二次側直流出力電圧の変動にかかわらず、二次側整流電流が連続モードとなるようにして、所定以下となるように設定した、
    ことを特徴とするスイッチング電源回路。
  2. 上記力率改善手段は、
    全波整流回路とされる上記整流平滑手段において商用交流電源を整流する整流回路の整流出力端子と平滑コンデンサの正極端子間に対して直列に挿入される、高周波インダクタと、上記力率改善用スイッチング素子とされるダイオード素子とを直列に接続した直列接続回路と、
    上記ダイオード素子に対して並列に接続され、上記高周波インダクタと共に直列共振回路を形成する力率改善用直列共振コンデンサと、
    上記直列接続回路に対して並列に接続されるフィルタコンデンサと、を備えると共に、
    上記直列接続回路における高周波インダクタとダイオード素子との接続点に対して、上記一次側直列共振回路を接続して形成される、
    ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
  3. 上記力率改善手段は、
    全波整流回路とされる上記整流平滑手段において商用交流電源を整流する整流回路の整流出力端子と平滑コンデンサの正極端子間に対して直列に挿入される、高周波インダクタと、上記力率改善用スイッチング素子とされるダイオード素子とを直列に接続した直列接続回路と、
    上記直列接続回路に対して並列に接続されるフィルタコンデンサと、を備えると共に、
    上記直列接続回路における高周波インダクタとダイオード素子との接続点に対して、上記一次側直列共振回路を接続して形成される、
    ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
  4. 上記整流平滑手段は、倍電圧整流回路として形成され、上記商用交流電源の一方の半周期に形成される整流電流経路に対して挿入される第１の整流素子と、上記商用交流電源の他方の半周期に形成される整流電流経路に対して挿入される第２の整流素子とを備え、
    上記力率改善手段は、
    上記第１の整流素子及び第２の整流素子を上記力率改善用スイッチング素子として備え、
    上記商用交流電源の一方の半周期に形成される整流電流経路においては上記第１の整流素子と直列に接続され、上記商用交流電源の他方の半周期に形成される整流電流経路においては上記第２の整流素子と直列に接続されるようにして挿入される高周波インダクタと、
    上記第１の整流素子及び上記第２の整流素子のそれぞれに対して並列に接続されるようにして設けられ、上記高周波インダクタと共に直列共振回路を形成する力率改善用直列共振コンデンサと、
    上記第１の整流素子と上記高周波インダクタによって形成される直列接続回路、及び上記第２の整流素子と上記高周波インダクタによって形成される直列接続回路のそれぞれに対して並列となるようにして設けられるフィルタコンデンサと、を備えると共に、
    上記第１の整流素子と、上記第２の整流素子と、上記高周波インダクタとの接続点に対して、上記一次側直列共振回路を接続して形成される、
    ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
  5. 上記整流平滑手段は、倍電圧整流回路として形成され、上記商用交流電源の一方の半周期に形成される整流電流経路に対して挿入される第１の整流素子と、上記商用交流電源の他方の半周期に形成される整流電流経路に対して挿入される第２の整流素子とを備え、
    上記力率改善手段は、
    上記商用交流電源の一方の半周期に形成される整流電流経路においては上記第１の整流素子と直列に接続され、上記商用交流電源の他方の半周期に形成される整流電流経路においては上記第２の整流素子と直列に接続されるようにして挿入される高周波インダクタと、
    上記第１の整流素子と上記高周波インダクタによって形成される直列接続回路、及び上記第２の整流素子と上記高周波インダクタによって形成される直列接続回路のそれぞれに対して並列となるようにして設けられるフィルタコンデンサと、を備えると共に、
    上記第１の整流素子と、上記第２の整流素子の接続点と、上記高周波インダクタとの接続点に対して、上記一次側直列共振回路を接続して形成される、
    ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
  6. 上記力率改善手段は、
    全波整流回路又は倍電圧整流回路を形成する上記整流平滑手段において商用交流電源が正／負となる半周期の期間ごとに形成される整流電流経路に備えられ、上記帰還された電力に応じてスイッチング動作を行うことで上記整流電流を断続する力率改善用スイッチング素子と、
    上記整流電流経路において、上記力率改善用スイッチング素子と直列接続されるようにして挿入される第１インダクタと、
    この第１インダクタとは直列に接続される接続関係を有すると共に、上記一次側直列共振回路を形成するためのインダクタンス成分に含まれるようにして挿入される第２インダクタと、
    ノーマルモードノイズを抑制するようにして挿入されるフィルタコンデンサと、を少なくとも備えて形成される、
    ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
  7. 上記力率改善手段の第１インダクタ及び第２インダクタは、それぞれ、１つの高周波インダクタの巻線についてタップを設けたことで、このタップにより上記高周波インダクタの巻線を分割するようにして形成される第１巻線部と第２巻線部である、
    ことを特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源回路。
  8. 上記力率改善手段の第１インダクタは、１つの高周波インダクタとして備えられると共に、
    上記力率改善手段の第２インダクタは、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線についてタップを設けたことで、このタップにより上記一次巻線を分割するようにして形成される巻線部の１つである、
    ことを特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源回路。
  9. 上記二次側直流出力電圧生成手段を形成する整流回路として、巻線電圧検出方式による同期整流回路を備える、
    ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
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