KR20070038921A

KR20070038921A - 스위칭 전원 회로

Info

Publication number: KR20070038921A
Application number: KR1020060097846A
Authority: KR
Inventors: 마사유키 야스무라
Original assignee: 소니 가부시끼 가이샤
Priority date: 2005-10-07
Filing date: 2006-10-09
Publication date: 2007-04-11
Also published as: US20070086219A1; EP1772950A3; EP1772950A2; US7242595B2; TW200721655A

Abstract

일차측 정류 평활 회로, 스위칭 소자, 컨버터 트랜스, 이차측 정류 평활 회로, 및 스위칭 소자 제어 수단을 포함하는 스위칭 전원 회로에서, 제1 일차측 직렬 공진 회로는 초크 코일(PCC) 및 일차측 직렬 공진 커패시터(C11)에 의해 형성되고, 제2 일차측 직렬 공진 회로는 일차측 직렬 공진 커패시터(C11) 및 일차 권선(N1)에서 발생한 누설 인덕터(L1)에 의해 형성되고, 이차측 직렬 공진 회로는 이차측 직렬 공진 커패시터(C4) 및 이차 권선(N2)에서 발생한 누설 인덕터(L2)에 의해 형성된다.

정류 평활 회로, 스위칭 전원 회로

Description

스위칭 전원 회로{SWITCHING POWER SUPPLY CIRCUIT}

도 1은 E등급 스위칭 컨버터의 기본 구성예를 도시하는 회로도.

도 2는 E등급 스위칭 컨버터의 동작을 나타내는 파형도.

도 3은 E등급 스위칭 컨버터가 적용된 스위칭 전원 회로의 구성예를 도시하는 회로도.

도 4는 실시예에 따른 전원 회로의 구성예를 도시하는 회로도.

도 5는 본 실시예에서 절연 컨버터 트랜스의 구성예를 도시하는 도면.

도 6의 A 및 B는 스위칭 기간에 의거하여 실시예에 따른 전원 회로에서 주요부의 동작을 나타내는 파형도.

도 7은 부하 변동에 대해 실시예에 따른 전원 회로의 스위칭 주파수 및 AC→DC 전력 변환 효율의 변동 특성을 도시하는 도면.

도 8은 교류 입력 전압에서의 변동에 대해 실시예에 따른 전원 회로의 스위칭 주파수 및 AC→DC 전력 변환 효율의 변동 특성을 도시하는 도면.

도 9는 제 2의 실시예에 따른 전원 회로의 구성예를 도시하는 회로도.

도 10의 A 및 B는 스위칭 기간에 의거하여 제 2의 실시예에 따른 전원 회로에서 주요부의 동작을 나타내는 파형도.

도 11은 부하 변동에 대한 제 2의 실시예에 따른 전원 회로의 스위칭 주파수 및 AC-DC 전력 변환 효율의 변동 특성을 도시하는 도면.

도 12는 교류 입력 전압에서 변동에 대한 제 2의 실시예에 ??른 전원 회로의 스위칭 주파수 및 AC-DC 전력 변환 효율의 변동 특성을 도시하는 도면.

도 13은 제 1 및 제 2의 실시예에 따른 전원 회로의 일차측의 변형예로서 제 3의 실시예에 따른 전원 회로의 구성예를 도시하는 회로도.

도 14는 제 2의 실시예에 따른 전원 회로의 이차측의 변형예를 도시하는 도면.

도 15의 A 및 B는 교류 입력 전압에서의 변동 및 부하에서의 변동에 대한 제 2의 실시예에 ??른 전원 회로의 스위칭 주파수 및 AC-DC 전력 변환 효율의 변동 특성을 도시하는 도면.

도 16의 A 및 B는 제 1 및 제 2의 실시예에 따른 전원 회로의 이차측의 변형예를 도시하는 도면.

도 17은 종래 기술로서 스위칭 전원 회로의 구성예를 도시하는 회로도.

도 18은 종래 기술로서 절연 컨버터 트랜스의 구성예를 도시하는 도면.

도 19의 A 내지 C는 종래 기술로서 도시된 전원 회로에서의 주요부의 동작을 도시하는 파형도.

도 20은 부하 변동에 대해 종래 기술로서 도시된 전원 회로의 스위칭 소자의 온 기간 및 스위칭 주파수, AC-DC 전력 변환 효율의 변동 특성을 도시하는 도면.

도 21은 종래 기술로서 도시된 전원 회로의 정전압 제어 특성을 도시하는 개념적으로 도시하는 도면.

발명의 배경

발명의 분야

본 발명은 일본 특허출원 제2005-295363호(2005.10.7) 및 일본 특허출원 제2005-296225호(2005.10.11)의 우선권 주장 특허출원이다.

본 발명은 스위칭 전원 회로에 관한 것이다.

종래의 기술

공진형의 소위 소프트 스위칭 전원으로서, 전류 공진형과 전압 공진형이 널리 알려져 있다. 현재의 상태에서는, 전류 공진형 컨버터가 실용화가 용이하기 때문에, 두개의 스위칭 장치를 사용하는 하프 브리지 결합 방식의 전류 공진형 컨버터가 널리 사용되고 있다.

그러나, 예를 들어 고내압 스위칭 소자의 특성이 개선되었고, 따라서 전압 공진형 컨버터를 실용화하는 것에서의 내압의 문제는 해결되고 있다. 또한, 하나의 스위칭 소자를 갖는 싱글 엔드형으로서 형성된 전압 공진형 컨버터가 하나의 스위칭 소자를 갖는 전류 공진형 포워드 컨버터에 비해 입력 피드백 노이즈, 직류 출력 전압선의 노이즈 성분 등의 점에서 장점이 있다는 것이 알려져 있다.

도 17은 싱글 엔드형의 전압 공진형 컨버터를 갖는 스위칭 전원 회로의 구조의 예를 도시한다. 이러한 전압 공진형 컨버터는 이차측에 이차측 직렬 공진형 커 패시터(C2) 및 이차 권선측에 누설 인덕터(L2)에 의해 형성된 직렬 공진형 회로를 구비한 다중 공진형 컨버터라고 일컬어진다.

도 17에 도시된 스위칭 전원 회로에서, 브리지 정류 회로(Di) 및 평활 커패시터(Ci)에 의해 형성된 정류 평활 회로가 상용 교류 전력(AC)를 정류하고 평활화하여, 평활 커패시터(Ci)의 양단 전압으로서 직류 입력 전압(Ei)을 생성한다. 또한, 커먼 모드 초크 코일(CMC) 및 두개의 어크로스 커패시터(CL)의 세트에 의해 형성되고 커먼 모드 노이즈를 제거하는 노이즈 필터가 상용 교류 전력(AC)의 선에 마련된다.

직류 입력 전압(Ei)은 전압 공진형 컨버터에 직류 입력 전압으로서 입력된다. 상술한 바와 같이, 전압 공진형 컨버터는 하나의 스위칭 장치(Q1)을 갖는 싱글 엔드형의 구조를 채용한다. 이러한 경우의 전압 공진형 컨버터는 타려식 컨버터이다. MOSFET의 스위칭 장치(Q1)는 발진 및 구동 회로(2)에 의해 스위칭 구동된다.

MOSFET의 바디 다이오드(DD1)는 스위칭 장치(Q1)와 병렬로 접속된다. 일차측 병렬 공진형 커패시터(Cr)는 스위칭 장치(Q1)의 소스 및 드레인과 병렬로 접속된다. 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차 권선(N1)의 누설 인덕터(L1) 및 일차측 병렬 공진형 커패시터(Cr)가 일차측 병렬 공진 회로(전압 공진 회로)를 형성한다. 이 일차측 병렬 공진 회로는 스위칭 장치(Q1)의 스위칭 동작으로서 전압 공진 동작을 제공한다.

발진 및 구동 회로(2)는 스위칭 장치(Q1)를 스위칭 구동 하기 위해 스위칭 장치(Q1)의 게이트에 드라이브 신호로서 게이트 전압을 공급한다. 따라서 스위칭 장치(Q1)는 구동 신호의 주기에 대응하는 스위칭 주파수에서 스위칭 동작을 수행한다.

절연 컨버터 트랜스(PIT)는 이차측에 스위칭 장치(Q1)의 스위칭 출력을 수행한다. 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 구조로서, 도 18에 도시된 바와 같이, 예를 들어, 절연 컨버터 트랜스(PIT)는 페라이트재의 E-형 코어(CR1) 및 E-형 코어(CR2)의 조합에 의해 형성된 EE-형 코어를 갖는다. 권선부는 일차측 권선부와 이차측 권선부로 나뉘어진다. 일차측 권선(N1) 및 이차측 권선(N2)은 EE형 코어의 중앙 자각을 덮는 보빈(B) 상에 권선된다. 또한, 약 0.8㎜ 내지 1.0㎜의 갭(G)이 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 EE형 코어의 중앙 자각에 형성된다. 따라서 약 0.80 내지 0.85인 결합 계수(k)가 일차측 및 이차측 사이에서 얻어진다. 이 레벨에서 결합 계수(k)는 느슨한 결합을 나타내는 것으로 고려될 수 있으며, 따라서 포화 상태를 쉽게 얻을 수 없다. 결합 계수(k)의 값은 누설 인덕턴스(누설 인덕터(L1)의 인덕턴스 값) 설정시의 요소이다.

절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차 권선(N1)의 한 단은 스위칭 소자(Q1)와 평활 커패시터(Ci)의 정극 단자 사이에 삽입된다. 따라서, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 출력은 일차 권선(N1)에 전달된다. 일차 권선(N1)에 의해 유도된 교류 전압은 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 이차 권선(N2)에서 발생한다.

이러한 경우에, 이차측 직렬 공진 커패시터(C2)는 이차측 권선(N2)의 한 단과 직렬로 접속된다. 따라서, 이차 권선(N2)의 누설 인덕터(L2) 및 이차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 커패시턴스가 이차측 직렬 공진 회로(전류 공진 회로)를 형성한 다.

또한, 배전압 반파 정류 회로가 정류 다이오드(Do1 및 Do2) 및 평활 커패시터(Co)가 도면에 도시된 바와 같이 이차측 직류 공진 회로에 접속됨으로써 형성된다. 이 배전압 반파 정류 회로는 평활 커패시터(Co)의 양단 전압으로서 이차 권선(N2)에서 유도된 이차 권선 전압(V3)의 2배에 대응하는 레벨을 갖는 직류 출력 전압을 생성한다. 직류 출력 전압(Eo)은 부하에 공급되고, 또한 정전압 제어를 위한 검출 전압으로서 제어 회로(1)에 공급된다.

제어 회로(1)는 검출 전압으로서 입력된 직류 출력 전압(Eo)의 레벨을 검출함으로써 얻어진 검출 출력을 발진 구동 회로(2)에 입력한다. 발진 구동 회로(2)는 직류 출력 전압(Eo)이 소정 레벨로 일정하게 되도록 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 동작을 제어한다. 따라서, 직류 출력 전압(Eo)를 안정화하기 위한 제어가 수행된다.

도 19의 A 내지 C 및 도 20은 도 17에 도시된 구조를 갖는 전원 회로에서의 실험 결과를 나타낸다. 실험 수행시, 도 17의 전원 회로의 주요부는 다음과 같이 설정된다.

절연 컨버터 트랜스(PIT)는 코어로서 EER(35)를 갖고, 중앙 자각의 갭에 대해 1㎜의 갭 길이를 설정한다. 일차 권선(N1) 및 이차 권선(N2)의 턴수(T) 각각은, N1=39T, N2=23T이다. 이차 권선(N2)의 턴(T)당 유도 전압의 레벨은 3 V/T로 설정된다. 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 결합 계수(k)는 k=0.81로 설정된다.

일차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스는 Cr=3900pF(피코패럿)가 되도록 선택되고, 이차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 커패시턴스는 C2=0.1마이크로패럿 (마이크로패럿)이 되도록 선택된다. 따라서, 일차측 병렬 공진 회로의 일차측 병렬 공진 주파수(fo1)는 230kHz(킬로헤르츠), 이차측 직렬 공진 회로의 이차측 직렬 공진 주파수(fo2)는 82kHz로 설정된다. 이러한 경우, 일차측 병렬 공진 주파수(fo1)와 이차측 직렬 공진 주파수(fo2) 사이의 상대 관계는 fo≒2.8×fo2로 표현될 수 있다.

직류 출력 전압(Eo)의 규격 레벨은 135V이다. 전원 회로에 의해 다루어지는 부하 전력은 최대 부하 전력(Pomax)=200W에서 최소 부하 전력(Pomin)=0W의 범위에 있다.

도 19의 A 내지 C는 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 주기에 의거하여 도 17에 도시된 전원 회로에 주요부의 동작을 도시하는 파형도이다. 도 19의 A는 최대 부하 전력(Pomax)=200W일 때, 스위칭 전압(V1)이 스위칭 소자(Q1), 스위칭 전류(IQ1), 일차 권선 전류(I2), 이차 권선 전류(I3), 정류 전류(ID1), 및 정류 전류(ID2)에 인가되는 것을 나타낸다. 도 19의 B는 중간 부하 전력(Po)=120W에서, 스위칭 전압(V1)이 스위칭 전류(IQ1), 일차 권선 전류(I2), 이차 권선 전류(I3)에 인가되는 것을 나타낸다. 도 19의 C는 최소 부하 전력(Pomin)=0W에서, 스위칭 전압(V1) 및 스위칭 전류(IQ1)를 나타낸다.

스위칭 전압(V1)은 스위칭 소자(Q1)의 양단에서 얻어지는 전압이다. 스위칭 전압(V1)은

스위칭 소자(Q1)가 온상태중인 기간(TON)동안 제로 레벨에 있고, 스위칭 소자(Q1)가 오프 상태중인 기간(TOFF) 동안 정현파상의 공진 펄스 파형을 형성한다. 스위칭 전압(V1)의 공진 펄스 파형은 일차측 스위칭 컨버터의 동작이 전압 공진형인 것을 나타낸다.

스위칭 전류(IQ1)는 스위칭 소자(Q1)(및 바디 다이오드(DD1))를 토?? 흐른다. 스위칭 전류(IQ1)는 기간(TON)동안 도시한 파형으로 흐르고, 기간(TOFF)동안은 제로 레벨에 있다.

일차 권선(N1)을 통해 흐르는 일차 권선 전류(I2)는 기간(TON)동안 스위칭 전류(IQ1)로서 흐르는 전류 요소와 기간(TOFF)동안 일차측 병렬 공진 커패시터(Cr)를 통해 흐르는 전류의 조합에 의해 얻어진다. 도 19의 A에만 도시되었지만, 이차측 정류 회로의 동작에서, 정류 다이오드(Do1 및 Do2)를 통해 흐르는 정류 전류(ID1) 및 정류 전류(ID2)는 도시한 바와 같이 각각 정현파상으로 흐른다. 이러한 경우에, 이차측 직렬 공진 회로의 공진 동작은 정류 전류(ID2)에서보다 정류 전류(ID1)의 파형에서 지배적으로 나타난다.

이차 권선(N2)를 통해 흐르는 이차 권선 전류(I3)은 정류 전류(ID1)와 정류 전류(ID2)를 서로 조합함으로써 얻어진 파형을 갖는다. 도 20은 부하 변동에 대해 도 17에 도시된 전원 회로의 스위칭 주파수(fs), 스위칭 소자(Q1)의 기간(TON), 및 기간(TOFF), 및 AC-DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)를 나타낸다.

우선, AC-DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)을 보면, 부하 전력(Po)=50W 내지 200W의 넓은 범위에 걸쳐 90% 이상의 고효율이 얻어진다. 본 발명자는 이차측 직렬 공진 회로가 싱글 엔드형의 전압 공진 컨버터와 조합될 때 이러한 특성이 얻어지는 것을 실험을 통해 확인하였다.

도 20에서 기간(TON), 기간(TOFF), 스위칭 주파수(fs)는 부하 변동에 따른 정전압 제어의 특성으로서 도 17에 도시된 전원 회로의 스위칭 동작을 나타낸다. 이러한 경우, 스위칭 주파수(fs)는 부하 변동에 대해 거의 일정하다. 한편, 기간(TON) 및 기간(TOFF)은 도 20에 도시된 바와 같이 서로 대향되는 방식으로 선형적으로 변화한다. 상기는, 직류 출력 전압(Eo)이 변동하는 동안 스위칭 주파수(스위칭 기간)를 거의 일정하게 유지하고 온 기간 및 오프 기간 사이의 시간비를 변경함으로써 스위칭 동작이 제어된다는 것을 나타낸다. 이러한 제어는 한 주기 내에 온 및 오프 기간이 변경하는 PWM(Pulse Width Modulation) 제어로서 간주될 수 있다. 도 17에 도시된 전원 회로는 이 PWM 제어에 의해 직류 출력 전압(Eo)를 안정화시킨다.

도 21은 스위칭 주파수(fs(kHz)) 및 직류 출력 전압(Eo)사이의 관계에 의해도 17에 도시된 전원 회로의 정전압 제어 특성을 개략적으로 나타낸다.

도 17에 도시된 전원 회로는 일차측 병렬 공진 회로 및 이차측 직렬 공진 회로를 갖는다. 따라서 도 17에 도시된 전원 회로는, 복합적인 방법으로, 두개의 공진 임피던스 특성, 즉, 일차측 병렬 공진 회로의 일차측 병렬 공진 주파수(fo1) 및 이차측 직렬 공진 회로의 이차측 직렬 공진 주파수(fo2)에 대응하는 공진 임피던스 특성을 갖는다. 도 17에 도시된 전원 회로는 fo≒2.8×fo2의 관계를 갖으므로, 이차측 직렬 공진 주파수(fo2)는 도 21에 도시된 바와 같이 일차측 병렬 공진 주파수(fo1)보다 낮다.

도 21에 도시된 바와 같이, 일정한 입력 교류 전압(VAC)의 조건하에서 스위 칭 주파수(fs)에 대해 정전압 제어 특성에 있어서,

일차측 병렬 공진 회로의 일차측 병렬 공진 주파수(fo1)에 대응하는 공진 임피던스하에서 최대 부하 전력(Pomax) 및 최소 부하 전력(Pomin)에서 정전압 제어 특성이 특성 곡선(A) 및 특성 곡선(B)으로 나타내지고, 이차측 병렬 공진 회로의 이차측 직렬 공진 주파수(fo2)에 대응하는 공진 임피던스하에서 최대 부하 전력(Pomax) 및 최소 부하 전력(Pomin)에서 정전압 제어 특성은 각각 특성 곡선(C) 및 특성 곡선(D)으로 나타내진다. 도 21에 도시된 특성하에서, 정전압 제어가 직류 출력 전압(Eo)의 규격 레벨인 tg에서 수행되어야 할 때, 전전압 제어에 필요한 스위칭 주파수의 변동 범위(필요 제어 범위)는 △fs로 표시된 섹션으로 표현될 수 있다.

도 21에 도시된 변동 범위(△fs)는 이차측 직렬 공진 회로의 이차측 직렬 공진 주파수(fo2)에 대응하는 최대 부하 전력(Pomax)에서 특성 곡선(C)으로부터 일차측 병렬 공진 회로의 일차측 병렬 공진 주파수(fo1)에 대응하는 최소 부하 전력(Pomin)에서의 특성 곡선(B)으로 연장된다. 최대 부하 전력(Pomax)에서 특성 곡선(C)과 최소 부하 전력(Pomin)에서 특성 곡선(B) 사이의 교차는 이차측 직렬 공진 회로의 이차측 직렬 공진 주파수(fo2)에 대응하는 최소 부하 전력(Pomin)에서의 특성 곡선(D) 및 일차측 병렬 공진 회로의 일차측 병렬 공진 주파수(fo1)에 대응하는 최대 부하 전력(Pomax)에서의 특성 곡선(A)이다.

따라서, 도 17에 도시된 전원 회로의 정전압 제어 동작으로서, 스위칭 구동 제어는, 스위칭 주파수(fs)를 거의 고정으로 유지하고 하나의 스위칭 기간에서의 시간비(기간(TON)/기간(TOFF))를 변경하는 PWM 제어에 의해 수행된다. 또한, 상기는, 기간(TOFF) 및 기간(TON)의 폭이 변경되는 동안, 도 19의 A 내지 C에서 최대 부하 전력(Pomax)=200W, 최소 부하 전력(Pomin)=0W인 때에 도시된 하나의 스위칭 기간(TOFF+TON)의 기간 길이가 거의 일정하다는 사실을 나타낸다.

이러한 동작은, 전원 회로에서 부하 변동에 따른 공진 임피던스 특성으로서, 일차측 병렬 공진 회로의 일차측 병렬 공진 주파수(fo1)에서 공진 임피던스(용량 임피던스)가 지배적인 상태 및 이차측 병렬 공진 회로의 이차측 직렬 공진 주파수(fo2)에서 공진 임피던스(용량 임피던스)가 지배적인 상태 사이의 전이를 스위칭 주파수의 좁은 변동 범위(△fs)에서 수행함으로써 얻어진다(일본 특개평 제2000-134925호 참조).

도 17에 도시된 전원 회로는 다음과 같은 문제를 갖는다.

도 19의 A에 도시된 최대 부하 전력(Pomax)에서 스위칭 전류(IQ1)는 턴온 타이밍인 기간(TOFF)의 끝까지 제로 레벨을 갖는다. 기간(TON)에 이르면, 스위칭 전류(IQ1)는 우선 바디 다이오드(DD1)를 통해 음극성 전류가 흐르고, 그 후 반전하여 스위칭 소자(Q1)의 드레인으로부터 소스로 흐르도록 동작한다. 이러한 동작은 ZVS(Zero Voltage Switching)가 적절히 수행되는 것을 타나낸다.

한편, 도 19의 B에 도시된 전류인 중간 부하에 대응하는 Po=120W에서의 스위칭 전류(IQ1)는 턴온 타이밍인 기간(TOFF)의 종료 전에 노이즈로서 흐르도록 동작한다. 상기 동작은 ZVS가 적절히 수행되지 않는 이상 동작이다.

즉, 도 17에 도시된 바와 같이 이차측 직렬 공진 회로를 구비한 전압 공진 컨버터는 중간 부하시에 ZVS가 적절하게 동작하지 않는 이상 동작을 야기한다고 알려져 있다. 도 17에 도시된 실제 전원 회로에서는, 도 20에 도시된 섹션(A)과 같은 부하 변동 범위에서 이러한 이상 동작이 야기된다고 확인된다.

상술한 바와 같이, 이차측 직렬 공진 회로를 구비한 전압 공진 컨버터는 부하 변동에 대해 고효율을 유지할 수 있는 특성을 본래 갖는다. 그러나, 도 19의 B에서 스위칭 전류(IQ1)에 의해 도시된 바와 같이, 스위칭 소자(Q1) 턴온시에 상응하는 피크 전류가 흐르므로, 이로 인해 스위칭 손실이 증가하고 전력 변환 효율이 저하되는 요인을 갖게된다.

또한, 상술한 바와 같은 이상 동작은 예를 들어 정전압 제어 회로 시스템의 위상-이득 특성의 변동을 야기하며, 그 결과 이상 발진 상태에서 스위칭 동작이 이루어진다. 따라서, 현 상태에서, 도 17의 전원 회로를 실제로 사용하는 것은 곤란하다고 일반적으로 인식되고 있다.

따라서, 상술한 문제의 경우, 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 전원 회로는 다음과 같이 구성된다. 스위칭 전원 회로는, 일차측 정류 소자 및 일차측 평활 커패시터를 갖으며, 상용 교류 전력을 정류 및 평활화함으로써 정류되고 평활화된 전압을 생성하는 일차측 정류 평활 회로; 정류 및 평활화 전압을 스위칭함으로써 정류 및 평활화 전압을 교류 전압으로 변환하는 스위칭 소자; 일차 권선에서 교류 전압을 공급하고 이차 권선에서 교류 전압을 생성하는 컨버터 트랜스; 이차측 정류 소자 및 이차측 평활 커패시터를 갖고, 컨버터 트랜스의 이차 권선에서 생성된 교 류 전압을 정류 및 평활화함으로써 출력 직류 전압을 생성하는 이차측 정류 평활 회로; 출력 직류 전압에 의거하여 스위칭 소자를 제어하는 스위칭 소자 제어 수단; 컨버터 트랜스의 일차 권선과 직렬로 접속된 초크 코일; 초크 코일과 컨버터 트랜스의 일차 권선 사이의 접속접에 접속된 일차측 직렬 공진 커패시터; 스위칭 소자와 병렬로 접속된 일차측 병렬 공진 커패시터; 컨버터 트랜스의 일차 권선과 초크 코일의 직렬 접속 회로와 병렬로 접속되는, 클램핑 커패시터 및 보조 스위치 소자의 직렬 접속 회로; 및 컨버터 트랜스의 이차 권선과 직렬로 접속된 이차측 직렬 공진 커패시터를 포함하고, 컨버터 트랜스의 일차 권선과 초크 코일의 직렬 접속 회로에서 일차 권선의 사이드는 스위칭 소자에 접속되고, 컨버터 트랜스의 일차 권선과 초크 코일의 직렬 접속 회로에서 초크 코일의 사이드는 일차측 정류 평활 회로에 접속되고, 일차측 직렬 공진 커패시터의 커패시턴스 및 초크 코일의 인덕턴스에 의해 지배받는 공진 주파수를 갖는 제1 일차측 직렬 공진 회로가 형성되고, 일차측 직렬 공진 커패시터의 커패시턴스 및 컨버터 트랜스의 일차 권선에서 생성된 누설 인덕턴스에 의해 지배받는 공진 주파수를 갖는 제2 일차측 직렬 공진 회로가 형성되고, 이차측 직렬 공진 커패시터의 커패시턴스 및 컨버터 트랜스의 이차 권선에서 생성된 누설 인덕턴스에 의해 지배받는 공진 주파수를 갖는 이차측 직렬 공진 회로가 형성되고, 제 1 일차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수, 제 2 일차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수, 및 이차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수가 거의 동일하게 설정되며, 스위칭 소자가 도통되지 않을 때 보조 스위치 소자가 도통된다.

이와 같이 구성된 스위칭 전원 회로는, 일차측 정류 소자 및 일차측 평활 커 패시터를 갖으며, 상용 교류 전력을 정류 및 평활화함으로써 정류 및 평활화 전압을 생성하는 일차측 정류 평활 회로; 정류 및 평활화 전압을 스위칭함으로써 정류 및 평활화 전압을 교류 전압으로 변환하는 스위칭 소자; 일차 권선에 교류 전압을 공급하고 이차 권선에서 교류 전압을 생성하는 컨버터 트랜스; 이차측 정류 소자 및 이차측 평활 커패시터를 갖고, 이차 권선에서 생성된 표류 전압을 정류 및 평활화함으로써 출력 직류 전압을 생성하는 이차측 정류 평활 회로; 출력 직류 전압에 의거하여 스위칭 소자를 제어하는 스위칭 소자 제어 수단을 포함한다. 따라서, 교류 전력을 직류 전력으로 변환하고, 스위칭 소자 제어 수단에 의해 제어된 스위칭 소자에 의해 교류 전력으로 변환되고, 소정 전압이 컨버터 트랜스의 이차측상에서 얻어질 수 있다.

스위칭 전원 회로는 또한, 컨버터 트랜스의 일차 권선과 직렬로 접속된 초크 코일; 초크 코일 및 컨버터 트랜스의 일차 권선 사이의 접속점에 접속된 일차측 직렬 공진 커패시터; 컨버터 트랜스의 일차 권선 및 초크 코일의 직렬 접속 회로와 병렬로 접속되는, 보조 스위치 소자와 클램핑 커패시터의 직렬 접속 회로; 및 컨버터 트랜스의 이차 권선과 직렬로 접속된 이차측 직렬 공진 커패시터를 포함한다.

컨버터 트랜스의 일차 권선 및 초크 코일의 직렬 접속 회로에서 일차 권선의 사이드는 스위칭 소자에 접속되고, 컨버터 트랜스의 일차 권선 및 초크 코일의 직렬 접속 회로에서 초크 코일의 사이드는 일차측 정류 평활 회로에 접속되고, 일차측 직렬 공진 커패시터의 커패시턴스 및 초크 코일의 인덕턴스에 의해 지배되는 공진 주파수를 갖는 제1 일차측 직렬 공진 회로가 형성되고, 일차측 직렬 공진 커패 시터의 커패시턴스와 컨버터 트랜스의 일차 권선에서 생성된 누설 인덕턴스에 의해 지배되는 공진 주파수를 갖는 제2 일차측 직렬 공진 회로가 형성되고, 이차측 직렬 공진 커패시터의 커패시턴스와 컨버터 트랜스의 이차 권선에서 생성된 누설 인덕턴스에 의해 지배되는 공진 주파수를 갖는 이차측 직렬 공진 회로가 형성되고, 제1 일차측 직렬 공진 회소의 공진 주파수, 제2 일차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수, 및 이차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수가 서로 거의 동일하게 설정된다. 따라서, 스위칭 소자의 스위칭 주파수의 가동 주파수 범위가 좁아질 수 있다.

또한, 스위칭 소자가 도통되지 않을 때 보조 스위치 소자가 도통된다. 따라서 스위칭 소자에 인가된 전압이 클램프될 수 있다.

따라서, 본 발명의 실시예에 따른 이차측 상에 직렬 공진 회로를 갖는 스위칭 전원 회로는 중간 부하의 부하 조건 범위에서 ZVS(Zero Voltage Switching) 동작을 얻을 수 없는 이상 동작을 해소한다.

또한, 상용 교류 전력으로부터 정류 및 평활화 전압(직류 입력 전압)을 생성한 정류 평활 회로의 평활 커패시터로부터 스위칭 컨버터로 흐르는 전류가 직류가 되고, 평활 커패시터로서 부품 소자의 커패시턴스에 대해 작은 값이 선택되고, 범용 제품이 선택될 수 있다. 따라서, 예를 들어, 평활 커패시터의 크기가 줄고 비용이 감소되는 효과를 얻을 수 있다.

또한, 전원 회로 내에서 흐르는 전류의 양이 감소함에 따라 전력 손실도 저감됨으로써 총 전력 변환 효율의 특성이 대폭 향상될 수 있다. 따라서, 스위칭 소자의 전압은 보조 스위치 소자 및 클램핑 커패시터의 직렬 회로에 의해 클램프되 어, 스위칭 소자의 내압이 낮아질 수 있다.

본 발명을 수행하기 위한 가장 좋은 양상을 설명하기 전에(이후 실시예로서 설명), 본 실시예의 종래 기술로서 E등급 공진(이하 E등급 스위칭 컨버터라 함)에 의해 스위칭 동작을 수행하는 스위칭 컨버터의 기본 구조를 도 1 및 도 2를 참조하여 설명한다.

도 1은 E등급 스위칭 컨버터의 기본 구조를 나타낸다. 도 1에 도시된 E등급 스위칭 컨버터는 E등급 공진형으로서 동작하는 DC-AC 인버터의 구성을 채용한다.

도 1에 도시된 E등급 스위칭 컨버터는 하나의 스위칭 소자(Q1)를 갖는다. 이 등급에서 스위칭 소자(Q1)는 MOSFET이다. 바디 다이오드(DD1)는 MOSFET으로서 스위칭 소자(Q1)의 소스 및 드레인과 병렬로 접속되도록 형성된다. 이 경우에 바디 다이오드(DD1)의 순방향은 소스로부터 드레인으로의 방향이다.

일차측 병렬 공진 커패시터(Cr)는 스위칭 소자(Q1)의 동일 드레인 및 소스와 병렬로 접속된다. 스위칭 소자(Q1)의 드레인은 초크 코일(PCC(인덕터(L20))의 직렬 접속을 통해 직류 전원(Ein)의 정극에 접속된다. 스위칭 소자(Q1)의 소스는 직류 입력 전압 소스(Ei)의 음극에 접속된다. 또한, 스위칭 소자(Q1)의 드레인은 초크 코일(L11)의 하나의 단말과 접속된다. 일차측 직렬 공진 커패시터(C11)는 초크 코일(L11)의 다른 단자와 직렬로 접속된다. 부하인 임피던스(Z)는 일차측 직렬 공진 커패시터(C11)와 직류 전원(Ein)의 음극 사이에 삽입된다. 이 경우에 임피던스(Z)의 구체예는 피에조전기 트랜스, 고주파수용 형광등 등을 포함한다.

이러한 구성을 갖는 E등급 스위칭 컨버터는 일차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 커패시턴스 및 초크 코일(L11)의 인덕턴스에 의해 형성된 직렬 공진 회로 및 일차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스 및 초크 코일(L10)의 인덕턴스에 의해 병렬 공진 회로를 갖는 복합 공진 컨버터의 한 형태로 볼 수 있다. 또한, 이러한 구조의 E등급 스위칭 컨버터는 스위칭 컨버터가 단 하나의 스위칭 소자를 갖는 싱글 엔드형의 전압 공진 컨버터와 동일하다고 말할 수 있다.

도 2는 도 1에 도시된 구성을 갖는 E등급 스위칭 컨버터의 주요부의 동작을 나타낸다.

스위칭 전압(V1)은 스위칭 소자(Q1)의 양단에서 얻어진다. 스위칭 전압(V1)은 스위칭 소자(Q1)가 온인 동안인 기간(TON)동안 제로 레벨에 있고, 스위칭 소자(Q1)가 오프인 동안인 기간(TOFF) 동안 정현파상의 펄스를 형성한다. 이 스위칭 펄스 파형은 상기 병렬 공진 회로의 공진 동작(전압 공진 동작)에 의해 얻어진다.

스위칭 전류(IQ1)는 스위칭 소자(Q1)(및 바디 다이오드(DD1))를 통해 흐른다. 스위칭 전류(IQ1)는 기간(TOFF)동안 제로 레벨이다. 기간(TON)의 시작으로부터 일정 기간동안, 스위칭 전류(IQ1)는 바디 다이오드(DD1)를 통해 흐르고, 음극성이 된다. 그리고 스위칭 전류(IQ1)는 정극성으로 반전되고, 스위칭 소자(Q1)의 드레인으로부터 소스로 흐른다. E등급 스위칭 컨버터의 출력으로서 상술한 직류 공진 회로를 통해 흐르는 전류(I2)는 일차측 병렬 공진 커패시터(Cr)를 통해 흐르는 전류 및 스위칭 소자(Q1)(및 바디 다이오드(DD1))를 통해 흐르는 스위칭 전류(IQ1)를 조합함으로써 얻어진다. 전류(I2)는 정현파 요소를 포함하는 파형을 갖는다. 스위칭 전류(IQ1)와 스위칭 전압(V1) 사이의 관계는 ZVS 동작이 스위칭 소자(Q1)의 턴오프 타이밍시에 얻어지고, ZVS 및 ZCS 동작이 스위칭 소자(Q1)의 턴온시에 얻어진다는 것을 타나낸다.

초크 코일(L10)의 인덕턴스의 값이 초크 코일(L11)의 인덕턴스의 값보다 높게 설정되므로, 초크 코일(L10)을 통해 직류 전원(Ein)의 정극 단자로부터 흐르도록 E등급 스위칭 컨버터로 흐르는 입력 전류(I1)는 도 2에 도시된 바와 같이 소정의 평균 레벨을 갖는 백류 파형을 갖는다. 이러한 맥류 파현은 직류에 근사한 것이라고 볼 수 있다.

본 발명은 상술한 기본 구조에 의거한 E등급 스위칭 컨버터를 적용하여 전원 회로를 형성하고, 전원 회로에 실험을 행하였다. 전원 회로의 구성예는 도 3의 회로도에 도시된다. 도 3에 도시된 스위칭 전원 회로에서, 한 쌍의 커먼 모드 초크 코일(CMC) 및 두개의 양단 커패시터(CL)는 도시된 바와 같이 상용 교류 전원(AC)의 라인으로 삽입된다. 커먼 모드 초크 코일(CMC) 및 양단 커패시터(CL)는 상용 교류 전원(AC)의 라인에 중첩된 커먼 모드 노이즈를 제거하는 노이즈 필터를 형성한다.

상용 교류 전원(AC)으로부터의 교류 전력은 브리지 정류 회로(Di)에 의해 정류되고, 평활 커패시터(Ci)가 그 정류된 출력으로 충전된다. 즉, 브리지 정류 회로(Di) 및 평활 커패시터(Ci)에 의해 형성된 정류 평활 회로는 교류 전력을 정류 및 평활화하여, 교류 전력을 직류 전력으로 변환한다. 따라서 직류 입력 전압(Ei)이 평활 커패시터(Ci)의 양단 전압으로서 얻어진다. 직류 입력 전압(Ei)은 다음단에서 스위칭 컨버터에 인가된다.

도 3에서, 직류 입력 전압(Ei) 공급되고, 스위칭 동작이 수행되는 스위칭 컨버터가 도 1의 기본 구성에 의거한 E등급 스위칭 컨버터로서 형성된다. 고내압 MOSFET은 이러한 경우 스위칭 소자(Q1)로서 선택된다. 이러한 경우 E등급 스위칭 컨버터를 구동하기 위한 시스템은, 스위칭 소자가 발진 및 구동 회로(2)에 의해 스위칭 구동되는 타려식이다.

스위칭 소자(Q1)의 드레인은 초크 코일(PCC)(인덕터(L10))의 직렬 접속을 통해 평활 커패시터(Ci)의 정극 단자에 접속된다. 따라서, 이러한 경우에, 직류 입력 전압(Ei)은 스위칭 소자(Q1)의 드레인 및 초크 코일(PCC)(인덕터(L10))의 직렬 접속을 통해 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차 권선(N1)의 하나의 권선단에 공급된다. 스위칭 소자(Q1)의 소스는 일차측 접지에 접속된다. 초크 코일 권선(N10)에 의해 형성된 인덕터(L10)는 도 1에 도시된 E등급 스위칭 컨버터에서 초크 코일(PCC)(인덕터(L10))에 대응하는 기능부이다.

발진 및 구동 회로(2)로부터 출력된 스위칭 구동 신호(전압)는 스위칭 소자(Q1)의 게이트에 인가된다. 이 경우에 MOSFET이 스위칭 소자(Q1)로서 선택되므로, 스위칭 소자(Q1)는 도 3에 도시된 바와 같이, 스위칭 소자(Q1)의 소스 및 드레인과 병렬로 접속된 바디 다이오드(DD1)를 포함한다. 바디 다이오드(DD1)는 스위칭 소자(Q1)의 소스에 접속된 애노드 및 스위칭 소자(Q1)의 드레인에 접속된 캐소드를 갖는다. 바디 다이오드(DD1)는 전류가 스위칭 소자(Q1)의 ON/OFF 동작(ON은 도통, OFF는 비도통을 나타내고, ON/OFF 동작은 ON과 OFF가 교대로 반복하는 스위칭 동작)에 의해 야기되는 역방향으로 스위칭 전류를 통하도록 하는 경로를 형성한다.

일차측 병렬 공진 커패시터(Cr)는 스위칭 소자(Q1)의 드레인 및 소스와 병렬로 접속된다. 일차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스 및 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차 권선(N1)에 의해 형성된 누설 인덕터(L1)의 누설 인덕턴스는 스위칭 소자(Q1)를 통해 흐르는 스위칭 전류에 대한 일차측 병렬 공진 회로(전압 공진 회로)를 형성한다. 또한, 초크 코일(PCC)(인덕터(L10))의 인덕턴스의 값이 누설 인덕터(L1)의 인덕턴스의 값보다 높다고 가정하면, 상술한 일차측 병렬 공진 회로는 초크 코일(PCC)(인덕터(L10))을 포함하지 않는다. 그러나, 초크 코일(PCC)(인덕터(L10))의 인덕턴스의 값이 누설 인덕터(L1)의 인덕턴스의 값에 가까운 경우, 후술하는 일차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 값이 일차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 값에 가까운 경우, 및 평활 커패시터(Ci)의 커패시턴스의 값이 일차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 값에 가까운 경우에, 초크 코일(PCC)(인덕터(L10)), 평활 커패시터(Ci) 및 일차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 의해 형성된 공진 회로의 공진 주파수가 일차측 병렬 공진 커패시터(Cr) 및 누설 인덕터(L1)에 의해 형성된 공진 회로의 공진 주파수에 가까울 때 초크 코일(PCC)(인덕터(L10))의 일차측 병렬 공진 회로에 대한 기여를 고려해야 한다. 일차측 병렬 공진 회로는 공진 동작을 수행하고, 전압 공진형의 동작은 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 동작으로서 1개에 대해 얻어진다. 따라서, 스위칭 소자(Q1)의 오프 기간 동안, 정현파상 공진 펄스 파형이 스위칭 소자(Q1)의 드레인 및 소스 사이의 전압인 스위칭 전압(V1)으로서 얻어진다.

일차측 직렬 공진 커패시터(C11) 및 후술되는 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차 권선(N1)에 의해 형성된 직렬 접속 회로는 스위칭 소자(Q1)의 드레인 및 소스와 병렬로 접속된다. 이러한 경우, 일차 권선(N1)의 하나의 권선단(예를 들어, 권선 단말 단부)은 스위칭 소자(Q1)의 드레인에 접속되고, 일차 권선(N1)의 다른 권선단(예를 들어 권선 시작 단부)은 일차측 직렬 공진 커패시터(C11)에 접속된다. 단말이 일차 권선(N1)에 접속되지 않은 일차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 전극 단말은 일차측 접지 전위에서 스위칭 소자(Q1)의 소스에 접속된다.

타려식에 의해 스위칭 소자(Q1)를 구동하기 위해, 발진 및 구동 회로(2)는 발진 회로에 의해 얻어진 발진 신호에 의거하여 MOSFET 스위칭 구동용 게이트 전압으로서 구동 신호를 생성하고, 스위칭 소자(Q1)의 게이트에 구동 신호를 인가한다. 따라서 스위칭 소자(Q1)가 구동 신호의 파형에 따라 on/off 동작을 연속적으로 수행한다. 즉, 스위칭 소자(Q1)는 스위칭 동작을 수행한다.

절연 컨버터 트랜스(PIT)는, 일차측 및 이차측을 직류적으로 서로 절연하여, 일차측 스위칭 컨버터의 스위칭 출력을 이차측으로 전송한다. 이로 인해, 일차 권선(N1) 및 이차 권선(N2)가 권선된다.

이 경우에 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 구조가 예를 들어 페라이트재의 E형 코어를 조합시켜 형성된 EE형 코어를 갖는다. 권선부는 일차측 권선부 및 이차측 권선부로 나뉜다. 일차 권선(N1) 및 이차 권선(N2)은 EE형 코어의 중앙 자각의 일부 주위를 감는다.

또한, 약 1.6㎜의 갭이 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 EE형 코어의 중앙 자각에 형성된다. 약 0.75인 결합 계수(k)가 일차측 및 이차측 사이에서 얻어진다. 이 레벨에서 결합 계수(k)는 일반적으로 느슨한 결합으로서 평가된 결합의 정도를 나타 내고, 따라서 절연 컨버터 트랜스(PIT)가 포화되기 쉽지 않다는 것을 타나낸댜.

절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차 권선(N1)은, 후술하는 바와 같이, 일차측상에 형성된 E등급 스위칭 컨버터에서 일차측 직렬 공진 회로를 형성하기 위한 소자이다. 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차 권선(N1)은 스위칭 소자(Q1)의 스위치 동작에 따라 교대 출력을 얻는다.

일차 권선(N1)에 의해 유도된 교류 전압은 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 이차측상의 이차 권선(N2)에서 발생한다. 이차측 직렬 공진 커패시터(C2)는 이차 권선(N2)와 직렬로 접속된다. 따라서, 이차 권선(N2)의 누설 인덕턴스(L2) 및 이차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 커패시턴스가 이차측 직렬 공진 회로를 형성한다. 이 이차측 직렬 공진 회로는 후술되는 이차측 정류 회로의 정류 동작에 따라 공진 동작을 수행한다. 따라서 이차측 권선(N2)을 통해 흐르는 이차측 권선 전류가 정현파상이 된다.

이 경우 이차측 정류 회로는 후술된 이차측 직류 공진 커패시터(C2)와 직렬로 접속된 이차 권선(N2)에 하나의 평활 커패시터(Co)와 두개의 정류 다이오드(Do1 및 Do2)를 접속함으로써 배전압 반파 정류 회로로서 형성된다. 이 배전압 반파 정류 회로의 접속 모드로서, 정류 다이오드(Do1)의 애노드와 정류 다이오드(Do2)의 캐소드가 이차측 직류 공진 커패시터(C2)를 통해 이차측 권선(N2)의 권선 단말 단부에 접속된다. 정류 다이오드(Do1)의 캐소드는 평활 커패시터(Co)의 정극 단말에 접속된다. 이차 권선(N2)의 권선 시작 단부와 정류 다이오드(Do2)의 애노드는 이차측 접지 전위에서 평활 커패시터(Co)의 음극 단말에 접속된다.

이와 같이 형성된 배전압 반파 정류 회로의 정류 동작은 다음과 같다. 첫째로, 이차 권선(N2)에서 유도된 교류 전압으로서 이차 권선(N2)의 양단 전압(이차 권선 전압)의 하나의 극성에 대응하는 반주기동안, 순방향 전압이 정류 다이오드(Do2)에 인가되고 정류 다이오드(Do2)가 정류 전류로 이차측 직렬 공진 커패시터(C2)를 충전하기 위해 도통된다. 이차 권선(N2)에서 유도된 교류 전압의 레벨의 등배에 대응하는 레벨을 갖는 전압이 이차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 양단에서 생성된다. 이차 권선 전압(V3)의 다른 극성에 대응하는 다음 반주기 동안, 순방향 전압이 정류 다이오드(Do2)에 인가되고, 정류 다이오드(Do2)가 도통된다. 이 때, 평활 커패시터(Co)가 이차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 양단 전압상에 이차 권선 전압(V3)의 전위를 중첩함으로써 얻어진 전위로 충전된다.

이차 권선(N2)에서 유도된 교류 전압의 두배 레벨에 대응하는 레벨을 갖는 직류 출력 전압(Eo)이 평활 커패시터(Co)의 양단 전압으로서 얻어진다. 이 정류 동작에서, 평활 커패시터(Co)는 이차 권선(N2)에서 유도된 교류 전압의 한주기 동안에만 충전된다. 즉, 배전압 반파 정류 동작이 얻어진다. 이러한 정류 동작은 이차측 직류 공진 커패시터(C2) 및 이차 권선(N2)의 직렬 접속에 의해 형성된 이차측 직류 공진 회로의 공진 출력에 수행된 정류 동작으로 간주될 수 있다. 이렇게 생성된 직류 출력 전압(Eo)은 부하에 공급된다. 직류 출력 전압(Eo)은 또한 제어 회로(1)에 검출 전압으로서 출력되도록 분기된다.

제어 회로(1)는 발진 구동 회로(2)에 입력 직류 출력 전압(Eo)의 레벨에서의 변화에 대응한 검출 출력을 공급한다. 발진 구동 회로(2)는 제어 회로(1)의 입력 검출 출력에 따른 스위칭 주파수 및 하나의 스위칭 기간에서 기간(TON) 및 기간(TOFF) 사이의 시간비(도통각)이 변동하도록 스위칭 소자(Q1)를 구동한다. 이 동작은 이차측 직류 출력 전압에 대한 정전압 제어 동작이다.

상술한 스위칭 소자(Q1)의 도통각 및 스위칭 주파수의 가변 제어는 전력 전송 유효 기간 및 전원 회로에서 일차측 및 이차측 공진 임피던스를 변경하고 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차 권선(N1)으로부터 이차 권선(N2)로 전송된 전력의 양 및 이차측 정류 회로로부터 부하로 공급되는 전력의 양을 변경한다. 직류 출력 전압(Eo)의 레벨에서의 변동을 상쇄하도록 직류 출력 전압(Eo)의 레벨을 제어하는 동작이 얻어진다. 즉, 직류 출력(Eo)이 안정화된다.

도 3의 전원 회로의 일차측 상에 상술한 바와 같이 형성된 스위칭 컨버터(Q1, Cr, L10, N1 및 C11)를 도 1에 도시된 E등급 컨버터의 회로 구성과 비교하면, 도 3의 스위칭 컨버터는 도 1의 회로로부터 부하로서 임피던스(Z)를 생략하고 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차 권선(N1)(누설 인덕터(L1))로 초크 코일(L11)의 권선을 대체함으로써 형성된다고 볼 수 있다.

도 3의 일차측 스위칭 컨버터에서, 초크 코일(PCC)(인덕터(L10))의 인덕턴스 및 일차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스는 일차측 병렬 공진 회로를 형성하고, 일차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 커패시턴스 및 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차 권선(N1)의 누설 인덕터(L1)는 일차측 직류 공진 회로를 형성한다.

도 3에서 일차측 스위칭 컨버터가 E등급 공진형 스위칭 동작을 수행하는 E등급 스위칭 컨버터로서 형성된다고 말할 수 있다. 일차측 스위칭 컨버터의 스위칭 동작에 의해 얻어진 스위칭 출력(교류 출력)은 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 자기 결합을 통해 초크 코일(L11)에 대응하는 일차 권선(N1)으로부터 이차 권선(N2)으로 전송된다. 그리고, 이차측에서, 직류 출력 전압(Eo)을 얻기 위해 정류가 수행된다. 즉, 도 3에 도시된 전원 회로는 일차측상에 E등급 스위칭 컨버터를 갖는 DC-DC 컨버터로서 형성된다.

또한, 이렇게 형성된 일차측 E등급 스위칭 컨버터는, 일차측 직렬 공진 회로를 형성하는 일차측 직렬 공진 커패시터(C11) 및 일차 권선(N1)의 직렬 접속 회로가 초크 코일(PCC)(인덕터(L10)) 또는 누설 인덕터(L1), 또는 초크 코일(PCC)(인덕터(L10)) 및 누설 인덕터(L1), 일차측 병렬 공진 커패시터(Cr), 및 스위칭 소자(Q1)(및 바디 다이오드(DD1))에 의해 형성된 전압 공진 컨버터에 접속되는, 복합 공진 컨버터 또는 소프트 스위칭 전원의 구성으로서 볼 수도 있다. 상기 문장에서, "초크 코일(PCC)(인덕터(L10)) 또는 누설 인덕터(L1), 또는 초크 코일(PCC)(인덕터(L10)) 및 누설 인덕터(L1)"는, 초크 코일(PCC)(인덕터(L10))의 인덕턴스 값이 누설 인덕터(L1)의 인덕턴스 값보다 상당히 높을 때 초크 코일(PCC)(인덕터(L10))의 값을 고려하지 않아도 되며, 초크 코일(PCC)(인덕터(L10))의 인덕턴스 값 및 누설 인덕터(L1)의 인덕턴스의 값이 서로 가까워질 때 초크 코일(PCC)(인덕터(L10))의 인덕턴스 값 및 누설 인덕터(L1)의 인덕턴스의 값 모두를 고려해야한다는 것을 나타낸다.

일차측에 전압 공진 컨버터를 갖는 전원 회로는 전원 회로가 좁은 부하 전력 제어 범위를 갖고 높은 부하로 ZVS를 유지하는 것이 불가능하기 때문에 실용화하는 것이 불가능하다. 따라서, 전원 회로가 종래예로서 도 17에 도시된 일차측 전압 공진 컨버터에 이차측 직렬 공진 회로를 구비하고 이차측 정류 회로인 배전압 반파 정류 회로를 형성하여 구성되고, 본 발명자가 실험을 행했을 때, 그때까지의 전압 공진 컨버터를 갖는 전원 회로보다 실용화에 가까운 특성이 얻어진다.

그러나, 도 17의 전원 회로는, 도 19의 B를 참조하여 기술된 바와 같이, 중간 부하시, 스위칭 소자(Q1)의 오프 기간(TOFF)의 종료 전에 정극 방향(이 경우에는 드레인으로부터 소스의 방향)에서 스위칭 소자(Q1)를 통해 전류가 흐르고, ZVS 동작이 얻어지지 않는다는 이상 동작을 야기한다. 따라서 도 17의 전원 회로의 구성을 실용화하는 것은 여전히 곤란하다.

도 3을 참조하여 설명된 전원 회로는, 상술한 바와 같이, 도 3을 참조하여 설명된 전원 회로가 일차측에 전압 공진 컨버터의 회로 형태를 갖는 복합 공진 컨버터 전원 회로라는 점에서 도 17의 종래의 전원 회로와 공통 구성을 채용했다고 말할 수 있다.

그러나, 도 3의 전원 회로에 실험을 행할 때, ZVS가 중간 부하시 얻어지지 않는 이상 동작이 해소되고 소정 대응 부하 전력의 전체 범위에서 정상 스위칭 동작이 얻어진다는 것이 확인되었다.

중간 부하시 도 17에 도시된 전원 회로의 이상 동작은, 이차측 직렬 공진 회로 및 전압 공진 컨버터를 갖는 복합 공진 컨버터가 형성될 때 발생하는 경향이 있다는 것이 확인되었다. 상기에 대한 주요 원인은 이차측 직렬 공진 회로(정류 회로) 및 전압 공진 컨버터를 형성한 일차측 병렬 공진 회로의 동시 동작에 의해 야 기된 상호 작용이다. 즉, 중간 부하시 상술한 이상 동작의 원인은 일차측 전압 공진 컨버터 및 이차측 직렬 공진 회로가 서로 조합되는 회로 구성인 것으로 볼 수 있다. 이에 근거하여, 도 3에 도시된 전원 회로는 E등급 스위칭 컨버터가 전압 공진 컨버터 대신 일차측 스위칭 컨버터를 적용한 구성을 갖는다.

이러한 구성으로 인해, 도 3의 전원 회로는 직렬 공진 회로가 이차측에 마련되거나 그렇지 않은 경우에 관계없이 ZVS가 중간 부하시에 얻어지지 않는다는 이상 동작을 해소한다.

따라서, 도 3의 전원 회로는 종래예인 도 17의 전원 회로에서의 문제인 이상 동작을 해소한다.

그러나, 이러한 E등급 컨버터가 다중 공진 컨버터와 조합되는 경우, 입력 교류 전압인 입력 교류 전압(VAC)의 값이 264V일 때 스위칭 소자(Q1)의 오프 기간동안 생성된 전압 공진 펄스 전압인 스위칭 전압(V1)의 피크값은 1600V의 높은 값에 이르게 되고, 스위칭 소자(Q1)의 내전압은 마진을 포함하여 약 1800V가 될 필요가 있다.

따라서, 본 실시예로서, E등급 스위칭 컨버터가 도 3에 도시된 전원 회로에 더 진보한 전원 회로에 적용되며, 중간 부하시 이상 동작이 해소되고, 스위칭 소자(Q1)의 내전압이 낮아질 수 있는 구성을 제안한다.

(제 1의 실시예)

전원 회로로서 제 1의 실시예에 따른 전원 회로의 구성예가 도 4에 도시된다. 또한, 도 4에서, 도 3과 동일한 부분에 대해서는 동일한 참도부호로 나타내며 그 설명은 생략한다.

도 4에 도시된 전원 회로는 전압 공진 컨버터의 일차측에 부가된 초크 코일 권선(N10)을 갖는 초크 코일(PCC)(인덕터(L10))로 E등급 스위칭 동작을 구현한다. 이 경우, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차 권선(N1)과 이차 권선(N2) 사이의 결합 계수는 0.8이하이고 이는 느슨한 결합을 나타낸다. 이차측에서, 이차측 직렬 공진 커패시터(C4)는 이차 권선(N2)에 직렬로 접속되고, 전파(full wave) 브리지로부터 직류 출력 전압을 얻는 다중 공진 컨버터가 형성된다. 또한, 보조 스위치 소자(Q2) 및 클램핑 커패시터(C3)의 직렬 접속 회로는 절연 컨버터 트랜스(PIT) 및 다중 공진 컨버터의 초크 코일(PCC)(인덕터(L10))의 직렬 접속 회로와 병렬로 접속된다.

절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차 권선인 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng), 저항(Rg1) 및 저항(Rg2)가 보조 스위치 소자(Q2)의 게이트를 제어하기 위해 마련된다.

다중 공진 컨버터부의 스위칭 소자(Q1)와 보조 스위치 소자(Q2) 모두는 MOSFET, IGBT, 및 BJT 중 하나일 수 있다. 그러나, 이하의 설명은 MOSFET이 사용되는 경우에 관해 설명된다.

도 4에 도시된 전원 회로의 주요부는 다음과 같이 접속된다. 초크 코일(PCC) 및 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차 권선(N1)은 서로 직렬로 접속된다. 일차측 직렬 공진 커패시터(C11)는 초크 코일(PCC) 및 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차 권선(N1) 사이의 접속점에 접속된다. 보소 스위치 소자(Q2) 및 클램핑 커패시터(C3)의 직렬 회로는 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차 권선(N1) 및 초크 코일(PCC)의 직 렬 접속 회로와 병렬로 접속된다. 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차 권선(N1) 및 초크 코일(PCC)의 직렬 접속 회로의 일차 권선측(도 4에서 일차 권선(N1) 및 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng) 사이의 접속점)은 스위칭 소자(Q1)에 접속된다. 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차 권선(N1) 및 초크 코일(PCC)의 직렬 접속 회로의 초크 코일(PCC) 측(도 4에서 클램핑 커패시터(C3)가 접속된 측)이 일차측 정류 평활 회로에 접속된다.

일차측 직렬 공진 커패시터(C11) 및 초크 코일(PCC)의 인덕터(L10)의 인덕턴스에 의해 지배되는 공진 주파수를 갖는 제1의 일차측 직렬 공진 회로가 형성된다. 일차측 직렬 공진 커패시터(C11) 및 절연 커패시터 트랜스(PIT)의 일차 권선(N1)에서 발생한 누설 인덕터(L1)의 인덕턴스에 의해 지배되는 공진 주파수를 갖는 제2의 일차 직렬 공진 회로가 형성된다. 제1의 일차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수 및 제 2의 일차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수는 서로 거의 동일하게 설정된다.

또한, 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng)가 마련된다. 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng)으로부터의 전압은 저항(Rg1) 및 저항(Rg2)으로 나뉘고, 보조 스위치 소자(Q2)인 MOSFET 기능의 게이트에 인가된다. 클램핑 커패시터(C3)는 보조 스위치 소자(Q2)의 드레인에 접속된다. 즉, 클램핑 커패시터(C3) 및 보조 스위치 소자(Q2)는 직렬 접속 회로를 형성한다. 클램핑 커패시터 및 보조 스위치 소자(Q2)의 직렬 접속 회로는 초크 코일(PCC)(인덕터(L10)) 및 절연 컨버터 트랜스의 이차 권선(N1)의 직렬 접속 회로와 병렬로 접속된다.

또한, 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng)은 일차 권선(N1)으로부터 적층되도 록 권선된다. 그러나, 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng)은, 보조 스위치 소자(Q2)로서 기능하는 MOSFET의 소스가 일차 권선(N1)의 하나의 단자에 접속되기 때문에, 적층되도록 접속되고, 따라서 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng)이 분리된 권선으로 마련되어도 아무런 문제가 없다. 상술한 회로 형태에서, 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng)에 의해 생성된 전압은 스위칭 소자(Q1)가 오프(비도통)일 때 보조 스위치 소자(Q2)가 온(도통)이 되도록 극성을 갖는다. 보조 스위치 소자(Q2)가 온(도통)인 동안의 시간은 저항(Rg1) 및 저항(Rg2)의 저항값 사이의 비율을 변경함으로써 조정될 수 있다. 보조 스위치 소자(Q2)는 바디 다이오드(DD2)를 포함한다. 따라서 보조 스위치 소자(Q2)는 하나의 방향에서의 전류에 대해 온/오프 스위칭 컨트롤을 가능하게 하고, 다른 방향에서의 전류에 대해 온상태를 갖는다. 따라서 보조 스위치 소자(Q2)가 양 방향으로 전류를 통과시킬 수 있다.

스위칭 소자(Q1)의 스위칭 동작에 따라, 일차측 병렬 공진 회로의 전압 공진 동작은 스위칭 소자(Q1)가 오프인 기간 동안 일차측 병렬 공진 커패시터(Cr)를 통해 흐르는 전류를 충전 및 방전하도록 한다. 일차측 직렬 공진 회로는 스위칭 소자(Q1)의 온기간 동안 일차측 직렬 공진 커패시터(C11)로부터 초크 코일 권선(N10)을 통해 스위칭 소자(Q1)로의 경로 및 일차측 직렬 공진 커패시터(C11)로부터 일차 권선(N1)을 통해 스위칭 소자(Q1)로의 경로를 통해 공진 전류가 흐르도록 공진 동작을 수행한다.

본 실시예에서, "지배되는" 공진 주파수는 이들 요소에 의해 주로 결정되는 공진 주파수를 말한다. 예를 들어, 제 1의 일차측 직렬 공진 회로는 일차측 직렬 공진 커패시터(C11)와 인덕터(L10) 뿐만 아니라 구성요소로서 평활 커패시터(Ci)도 갖는다. 그러나, 평활 커패시터(Ci)의 커패시턴스 값은 일차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 커패시턴스 값에 비해 매우 크다. 따라서 일차 권선(N1)에서 발생한 인덕터(L10)의 인덕턴스 값 및 일차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 값에 크게 의존하고, 평활 커패시터(Ci)의 커패시턴스 값에 거의 의존하지 않는 제1 일차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수 값은 "지배되는" 공진 주파수에 대응한다. 다른 예로서, 일차측 병렬 공진 회로는 일차측 직렬 공진 커패시터(C11), 일차측 병렬 공진 커패시터(Cr), 및 누설 인덕터(L1)에 의해 결정되는 공진 주파수를 갖으며, 일차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 커패시턴스 값이 일차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스 값에 비해 매우 작을 때 일차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 커패시턴스 값에 거의 의존하지 않는 일차측 병렬 공진 주파수는 일차측 병렬 공진 커패시터(Cr)와 누설 인덕터(L1)에 의해 "지배되는" 일차측 병렬 공진 주파수에 대응한다.

이차측에 대해, 절연 컨버터 트랜스(PIT)는 이차 권선(N2)을 갖고, 일차 권선(N1)과 같이, 절연 컨버터 트랜스의 느슨한 결합으로 인해 이차 권선(N2)은 누설 인덕터(L2)를 갖는다. 이차측 직렬 공진 커패시터(C4) 및 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 이차 권선(N2)에서 발생한 누설 인덕터(L2)에 의해 지배된 공진 주파수를 갖는 이차측 직렬 공진 회로가 형성된다.

이차측 직렬 공진 회로 및 이차측 정류 평활 회로는 서로 직렬로 접속된다. 이차측 정류 평활 회로는 이차측 정류 소자 및 이차측 평활 커패시터를 갖는다. 이차측 정류 소자는 입력측 및 출력측을 갖는 정류 다이오드(Do1 내지 Do4)의 브리지 접속에 의해 형성된다. 정류 다이오드(Do1)와 정류 다이오드(Do2) 사이의 접속점과 정류 다이오드(Do3) 및 정류 다이오드(Do4) 사이의 접속점이 입력측으로서 설정된다. 정류 다이오드(Do1) 및 정류 다이오드(Do3) 사이의 접속점 및 정류 다이오드(Do2)와 정류 다이오드(Do4) 사이의 접속점이 출력측으로서 설정된다. 평활 커패시터(Co)가 브리지 접속의 출력측에 접속된다. 이러한 이차측 정류 평활 회로는 이차측 권선(N2)에서 생성된 정과 부의 전압 모두를 정류하고 부하 전력으로서 정류 전압을 사용하는 전파 정류 회로이다.

도 4에 도시된 스위칭 전원 회로의 상세를 이하에 설명한다. 도 5는 상술한 구성을 갖는 도 4의 전원 회로에 마련된 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 구성예를 나타낸다. 절연 컨버터 트랜스(PIT)는 페라이트재의 E형 코어(CR1) 및 E형 코어(CR2)를 서로 조합함으로써 형성된 EE형 코어를 갖는다. 또한, 절연 컨버터 트랜스(PIT)는 수지등에 의해 형성되고 서로 독립하도록 분리된 일차측 권선부 및 이차측 권선부를 갖는 보빈(B)을 갖는다.일차 권선(N1) 및 절연 컨버트 트랜스 보조 권선(Ng)은 보빈(B)의 하나의 권선부 주위를 권선한다. 이차 권선(N2)은 보빈(B)의 다른 권선부 주위를 권선한다.

일차측 권선 및 이차측 권선으로 권선된 보빈(B)은 상술한 EE형 코어(CR1 및 CR2)에 부착된다. 따라서 일차 권선(N1) 및 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng) 및 이차 권선(N2)은 다른 권선 영역에 대해 EE형 코어의 중앙 자각 주위에 권선된다. 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 전체적인 구조가 얻어진다.

또한, 갭(G)이 도면에 도시된 바와 같이 EE형 코어의 중앙 자각에 형성된다. 따라서 느슨한 결합의 상태는 결합 계수(k)로서 얻어진다. 즉, 도 14에 도시된 종래의 전원 회로의 절연 컨버터 트랜스(PIT)에서 보다 더 느슨한 결합 상태를 얻을 수 있다. 또한, E형 코어(CR1) 및 E형 코어(CR2)의 중앙 자각을 E형 코어(CR1) 및 E형 코어(CR2)의 두개의 외부 자각보다 짧게 함으로써 갭(G)이 형성될 수 있다. 본 실시예에서, EER-35가 코어 재료로서 사용되고, 갭(G)은 1.6㎜으로 설정되고, 일차 권선(N1)의 턴수는 48T로 설정되고, 이차 권선(N2)의 턴수는 30T로 설정되고, 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng)의 턴수는 1T로 설정된다. 절연 컨버터 트랜스(PIT) 자체의 일차측 및 이차측 사이의 결합 계수(k)는 0.75로 설정된다.

초크 코일(PCC)은 소정 형태 및 소정 크기를 갖는 EE형 코어로 권선을 마련함으로써 형성될 수도 있다. 본 실시예에서, ER-25는 코어 재료로 사용되고, 갭(G)은 0.8㎜로 설정되고, 초크 코일 권선(N10)의 턴수는 30T로 설정되고, 인덕터(L10)의 인덕턴스 값으로서 0.5mH(밀리헨리)가 얻어진다. 따라서, 인덕터(L10)의 인덕턴스 값은 제1 일차측 직렬 공진 주파수 및 제2 일차측 직렬 공진 주파수를 서로 가깝게 하도록 감소되고, 초크 코일(PCC)에서 철 손실 및 구리 손실을 감소시킨다.

후술되는 실험 경과를 얻을 때, 도 4에 도시된 회로를 갖는 전원 회로의 주요부에 대해서는 다음과 같이 선정된다.

다음 값들이 이차측 직렬 공진 커패시터(C4), 클램핑 커패시터(C3), 일차측 직렬 공진 커패시터(C11) 및 일차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스에 대해 선택된다.

Cr=100pF

C11=0.27μF

C3=0.1μF

C4=0.068μF

다음 값들은 저항(Rg1) 및 저항(Rg2)에 대해 선택된다.

Rg1=150Ω

Rg2=100Ω

대응 부하 전력으로서, 최대 부하 전력(Pomax)은 300W, 최소 부하 전력(Pomin)은 0W이다. 직류 출력 전압(Eo)은 175V이다.

도 6의 A 및 B의 파형도는 도 4의 전원 회로에 대한 실험 결과를 나타낸다. 도 6의 A는, 최대 부하 전력(Pomax)=300W 및 입력 교류 전압(VAC)=100V의 조건하에서, 스위칭 소자(Q1)의 양단전압인 스위칭 전압(V1), 스위칭 소자(Q1)를 토?? 흐르는 전류인 스위칭 전류(IQ1), 초크 코일(PCC)을 통해 흐르는 전류인 입력 전류(I1), 일차측 직류 공진 커패시터(C11)의 양단 전압인 일차측 직류 공진 전압(V2), 일차 권선(n1)을 통해 흐르는 전류인 일차 권선 전류(I2), 일차측 병렬 공진 커패시터(Cr)를 통해 흐르는 전류인 일차측 병렬 공진 전류(ICr), 보조 스위치 소자(Q2)를 통해 흐르는 전류인 보조 스위치 전류(IQ2), 이차 권선(N2)에서 생성된 전압인 이차 권선 전압(V3), 및 이차 권선(N2)을 통해 흐르는 전류인 이차 권선 전류(I3)를 나타낸다.

도 6의 B는, 최대 부하 전력(Pomax)=300W 및 입력 교류 전압(VAC)=230V의 조건하에서, 스위칭 전압(V1), 스위칭 전류(IQ1), 입력 전류(I1), 일차측 직렬 공진 전압(V2), 일차 권선 전류(I2), 일차측 병렬 공진 전류(ICr), 보조 스위치 전류(IQ2), 이차 권선 전압(V3), 및 이차 권선 전류(I3)를 나타낸다.

도 4의 전원 회로의 기본 동작을 도 6의 A의 파형도를 참조하여 설명한다.

스위칭 소자(Q1)는 직류 입력 전압(Ei)인 평활 커패시터(Ci)의 양단 전압이 공급되고, 스위칭 동작을 수행한다.

스위칭 전압(V1)(스위칭 소자(Q1)의 드레인 및 소스 사이의 전압)에 대해, 스위칭 소자(Q1)는 발진 구동 회로(2)로부터의 신호에 의해 구동되어 드레인 및 소스 사이의 부분을 온 또는 오프시킨다. 이러한 경우에, 보조 스위치 전류(IQ2)가 클램핑 커패시터(C3)를 통해 흐른다. 따라서 입력 교류 전압(VAC)이 100V일 때 스위칭 전압(V1)이 420V의 낮은 값으로 상승되고, 입력 교류 전압(VAC)이 230V일 때 640V의 낮은 전압으로 상승된다. 즉, 보조 스위치 소자(Q2) 및 클램핑 커패시터(C3)가 없는 경우, 정현파상 공진 펄스 파형이 오프 기간시에 얻어진다. 정현파상 공진 펄스 파형의 피크부가 클램프된다. 그러나, 정현파의 상승 에지 부근의 파형은 클램핑이 수행되지 않는 경우와 거의 동일하고, 스위칭 소자(Q1) 턴오프시 ZVS 동작의 효과가 충분히 얻어진다.

스위칭 전류(IQ1)(스위칭 소자(Q1)를 통해 흐르는 전류)는 드레인측으로부터 스위칭 소자(Q1)(및 바디 다이오드(DD1))를 통해 흐른다. 스위칭 기간은 스위칭 소자(Q1)가 온되는 기간(TON) 및 스위칭 소자(Q1)가 오프되는 기간(TOFF)로 나뉜다. 스위칭 전압(V1)은 기간(TON)동안 제로 레벨을 갖고, 기간(TOFF)동안 공진 펄스 파형을 갖는다. 스위칭 전압(V1)의 전압 공진 펄스는 일차측 병렬 공진 회로의 공진 동작에 의해 정편하상 공진 파형으로서 얻어진다.

스위칭 전류(IQ1)는 기간(TOFF)동안 제로 레벨을 갖는다. 기간(TON)이 시작되고 기간(TOFF)가 종료된 후 턴온 타이밍에 도달하면, 스위칭 전류(IQ1)는 우선 바디 다이오드(DD1)를 통해 흐르고, 따라서 부의 극성의 파형을 갖는다. 그리고, 스위칭 전류(IQ1)는 반전되어 드레인으로부터 소스로 흐르며, 정의 극성의 파형을 갖는다.

입력 전류(I1)(평활 커패시터(Ci)로부터 일차측 스위칭 컨버터로 흐르는 전류)는 일차 권선(N1)의 누설 인덕터(L1) 및 초크 코일 권선(N10)에 의해 형성된 인덕터(L10)의 인덕턴스의 합성 인덕턴스를 통해 흐른다. 따라서, 평활 커패시터(Ci)로부터 스위칭 컨버터로 흐르는 전류는 맥류이다.

일차측 직류 공진 전압(V2)(일차측 직류 공진 커패시터(C11) 양단 전압)은 스위칭 기간에 대응하는 정현파에 가까운 교류 파형을 갖는다.

일차 권선 전류(I2)(일차 권선(N1)을 통해 흐르는 전류)는 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 동작에 따라 일차 권선(N1)을 통해 흐른다. 이 경우, 일차 권선 전류(I2)는 일차측 병렬 공진 전류(ICr) 및 스위칭 전류(IQ1)를 서로 거의 합성함으로써 얻어진 파형을 갖는다. 스위칭 소자(Q1)는 온/오프 동작을 수행하고, 기간(TOFF)동안 스위칭 전압(V1)인 공진 펄스 전압이 일차측 직렬 공진 회로를 형성하는 일차측 직렬 공진 커패시터(C11) 및 일차 권선(N1)의 직렬 접속 회로에 인가된다. 그리고, 일차측 직렬 공진 회로가 공진 동작을 수행하고, 일차 권선 전류(I2)는 스위칭 기간에 대응하고 정현파 요소를 포함하는 교류 파형을 갖는다.

일차측 병렬 공진 전류(ICr)(일차측 병렬 커패시터를 통해 흐르는 전류)는 일차측 병렬 공진 커패시터(Cr)를 통해 정의 극성으로 흐르고, 일차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 충전 동작이 시작된다. 따라서, 스위칭 전압(V1)은 제로 레벨로부터 정현파적으로 상승하기 시작하고, 전압 공진 펄스가 상승한다. 일차측 병렬 공진 전류(ICr)가 부의 극성으로 반전될 때, 일차측 병렬 공진 커패시터(Cr)는 충전된 상태에서 방전된 상태로 전이되도록 하고, 전압 공진 펄스가 피크 레벨로부터 떨어진다. 이러한 동작은 일차측 직렬 공진 회로에 의한 ZCS 동작 및 일차측 병렬 공진 회로에 의한 ZVS 동작이 스위칭 소자의 턴온 및 턴오프시에 얻어진다는 것을 나타낸다. 따라서, 일차측 병렬 공진 전류(ICr)(일차측 병렬 공진 커패시터(Cr)를 통해 흐르는 전류)는 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 손실을 감소시키기 위해 스위칭 전압(V1)의 상승 에지 및 스위칭 전압(V1)의 하강 에지의 타이밍시에 흐른다.

보조 스위치 전류(IQ2)(보조 스위치 소자(Q2)를 통해 흐르는 전류)는 스위칭 소자(Q1)가 오프될 때마다 흘러, 스위칭 전압(V1)을 클램프하고 스위칭 소자(Q1)의 드레인 및 소스 사이에 과도한 전압이 인가되는 것을 방지한다. 즉, 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng)에서 생성된 전압과 일차 권선(N1)에서 생성된 전압과 제 1의 권선 전류(I2)가 서로 90도 위상 이동된다. 스위칭 소자(Q1) 턴오프 타이밍에, 스위칭 소자 보조 스위치 소자(Q2)가 온되는 전압이 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng) 양단에 생성되어, 보조 스위치 소자(Q2)가 온되어 클램핑 커패시터(C3)를 통해 전류가 흐르고, 따라서 스위칭 소자(Q1)의 드레인 및 소스 사이의 전압이 상승하는 것을 방지한다.

정류 다이오드(Do1 내지 Do4)의 도통 기간 동안 이차 권선 전압(V3)(이차 권선(N2)의 양단 전압)은 직류 출력 전압에 대응하는 절대치 레벨로 클램프된다.

이차 권선 전류(I3)(이차 권선(N2)을 통해 흐르는 전류)는 정현파상에 가깝다.

도 7 및 도 8은 도 4에 도시된 본 실시예에 따른 전원 회로의 특성을 나타낸다. 도 7은

입력 교류 전압(VAC)이 100W일 때 및 입력 교류 전압(VAC)이 230V일 때 0W 내지 300W 범위의 부하 전력에서 본 실시예에 따른 변형된 E등급 스위칭 동작 다중 공진 컨버터의 AC-DC 전력 변환 효율(ηAC→DC) 및 스위칭 주파수(fs)를 나타낸다. 도 7에 도시된 실선은 입력 교류 전압(VAC)이 100V인 경우를 나타내고, 도 7의 점선은 입력 교류 전압(VAC)이 230V인 경우를 나타낸다.

도 8은 85V 내지 230V 범위의 입력 교류 전압(VAC)에서 부하 전력이 300W일 때 본 실시예에 따른 변형 E등급 스위칭 동작 다중 공진 컨버터의 스위칭 주파수(fs) 및 AC-DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)를 나타낸다.

도 7에 도시된 바와 같이, 입력 교류 전압(VAC)의 값이 100V일 때, AC-DC 전력 변환 효율은 91.5%에 이르고, 스위칭 주파수(fs)는 88kHs, 스위칭 주파수(fs)의 가변 범위는 0kHz이다. 따라서 매우 양호한 결과가 얻어진다. 입력 교류 전압(VAC)의 값이 230V일 때, AC-DC전력 변환 효율은 94.1%에 이르고, 스위칭 주파수(fs)는 122.5kHz 내지 124kHz의 범위이고, 스위칭 주파수(fs)의 가변 범위(△fs)는 1.5kHz이다. 따라서, 직류 출력 전압이 PFM(pulse frequency modulation) 및 PWM(pulse width modulation)에 의해 안정화된다. 입력 교류 전압(VAC)의 값이 100V이거나 입력 교류 전압(VSC)의 값이 230V인 경우 모두, 스위칭 주파수(fs)의 가변 범위(△fs)가 도 17의 종래 기술에 도시된 회로에 비해 극적으로 감소된다. 그 이유는, 공진 주파수가 거의 갖은 제1 일차측 직렬 공진 회로, 제2 일차측 직렬 공진 회로 및 이차측 직렬 공진 회로를 구비하고, 입력 교류 전압(VAC) 및 부하 전력에서의 변동에 대응하여 보조 스위치 소자(Q2) 및 스위칭 소자(Q1)의 시간비(기간(TON)/기간(TOFF))가 변하도록 절연 컨버터 트랜스(PIT)에 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng)을 구비함으로써 가변 범위(△fs)가 감소될 수 있기 때문이다. 또한, 일차측 병렬 공진 커패시터(Cr)를 부가하여 일차측 병렬 공진 회로를 형성하며, 본 실시예는 또한 가변 범위(△fs)를 좁게 하고, 낮은 온 저항을 갖는 MOSFET을 사용할 수 있으며, 따라서 효율이 향상될 수 있다.

도 8에 도시된 바와 같이, 300W의 부하 전력이 공급될 때, 스위칭 주파수(fs)는 입력 교류 전압(VAC)의 증가에 따라 상승한다. 170V 내지 220V의 범위에서 입력 교류 전압(VAC)을 갖는 AC-DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)은 94%의 높은 효율이다. AC-DC 전력 변환 효율의 값은 도 17에서 종래 기술로 도시된 회로에 비해 광범위한 교류 입력 전압 범위를 넘는 고효율을 나타낸다.

종래 기술로서 도 17에 도시된 전원 회로에서, 평활 커패시터(Ci)로부터 스위칭 컨버터로 흐르는 전류는 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차 권선(N1)을 통해 스위칭 소자(Q1) 및 일차측 병렬 공진 커패시터(Cr)로 흐른다. 이 경우, 평활 커패시터(Ci)로부터 스위칭 컨버터로 흐르는 전류는 일차 권선 전류(I2)이고, 따라서 스 위칭 기간에 의해 결정되는 비교적 높은 주파수를 갖는다. 즉, 충전 및 방전 전류가 상용 교류 전류 전력의 주기에 대해 고주파수로 평활 커패시터(Ci)를 통해 흐른다.

평활 커패시터(Ci)인 부품 소자가 높은 내전압을 가져야 하므로, 예를 들어, 알루미늄 전기분해 커패시터가 주로 사용된다. 다른 종류의 커패시터에 비해, 알루미늄 전기분해 커패시터는 고주파수로 동작할 때 손실각의 탄젠트가 증가하고 커패시턴스가 감소하는 경향이 있다. 따라서, 낮은 ESR(equivalent series resistance)를 갖고 높은 호용 리플 전류를 갖는 특수품이 평활 커패시터(Ci)에 대해 사용되도록 알루미늄 전기분패 커패시터로서 선택된다. 또한, 평활 커패시터(Ci)인 소자의 커패시턴스로서 적절히 큰 값이 선택될 필요가 있다. 도 17의 전원 회로의 구성이, 본 실시예와 동일하게, 300W의 최대 부하 전력(Pomax)을 다루도록 이루어지면, 약 1000μF가 선택된다. 이러한 알루미늄 전기분해 커패시터는 범용 알루미늄 전기분해 커패시터에 비해 매우 비싸고, 커패시턴스의 증가에 대응하는 부품 값의 상승을 포함한 비용면에서도 불리하다.

한편, 도 4에 도시된 본 실시예에 따른 전원 회로에서, 평활 커패시터(Ci)로부터 스위칭 컨버터로 흐르는 전류가 일차 권선(N1) 및 초크 코일 권선(N10)의 직렬 접속을 통해 스위칭 소자(Q1) 측으로 흐른다. 따라서, 도 6의 A에서 일차 권선 전류(I1)로서 도시된 바와 같이, 전류는 평활 커패시터(Ci)로부터 스위칭 컨버터로 흐르는 단 한 방향으로만 흐른다. 평활 커패시터(Ci)로부터 스위칭 컨버터로 흐르는 전류는 거의 직류이므로, 본 실시예는 상술한 손실각의 탄젠트의 증가 및 커패 시턴스의 감소라는 문제를 야기하지 않는다. 이와 함께, 직류 입력 전압(Ei)에서 상용 교류 전력의 주기를 갖는 리플이 감소된다. 이러한 이유로, 본 실시예에서 범용 알루미늄 전기분패 커패시터가 평활 커패시터로서 선택될 수 있다. 또한, 낮은 리플 전압으로 인해, 도 17의 회로의 경우보다 낮은 값이 평활 커패시터(Ci)인 소자의 커패시턴스로 선택될 수 있다. 따라서, 본 실시예는 평활 커패시터(Ci)의 비용을 갑소시킬 수 있다. 또한, 입력 전류(I1)는 정현파상의 파형을 갖고, 교효율 노이즈의 절감 효과가 얻어진다.

또한, E등급 스위칭 컨버터가 일차측 스위칭 컨버터로 적용된 도 4의 회로에서 중간 부하시에 이상 동작이 해소된다. 적절한 ZVS 동작이 도 4의 회로에서 얻어진다. 이상 동작의 현상에서, 도 19의 B에 도시된 바와 같이, 스위칭 소자(Q1)가 턴온 타이밍(기간(TON)시작) 전에 온되고, 저윽성의 스위칭 전류(IQ1)가 소스로부터 드레인으로 흐른다. 이러한 스위칭 전류(IQ1)의 동작은 스위칭 손실을 증가시킨다. 본 실시예에서, 이상 동작에 대응하는 스위칭 전류(IQ1)의 동작이 발생하지 않고, 따라서 스위칭 손실이 증가하지 않는다. 이는 전력 변환 효율의 향상의 하나의 요인이다.

도 6의 A 및 도 19의 A에서 스위칭 전류(IQ1)를 비교함으로써 알 수 있듯이. 본 실시예에 대응하는 도 6의 A의 스위칭 전류(IQ1)의 파형은 기간(TON)의 종료 전에 피크를 갖는다. 도 6의 A에 도시된 스위치 전류(IQ1)의 파형은 턴오프시 스위칭 전류(IQ1)의 레벨이 감소되는 것을 나타낸다. 턴오프시 스위칭 전류(IQ1)의 레벨이 감소될 때, 턴오프시의 스위칭 손실은 대응적으로 감소되고 따라서 전력 변환 효율 이 향상된다.

스위칭 전류(IQ1)의 이러한 파형은 일차측 스위칭 컨버터의 E등급 스위칭 동작에 의해 얻어진다. 또한, 본 실시예에서, 입력 전류(I1)는 맥류의 파형을 갖고, 고주파수 노이즈의 효과가 감소된다.

또한, 보조 스위치 소자(Q2) 및 클램핑 커패시터(C3)가 마련되고, 보조 스위치 전류(IQ2)가 스위칭 소자(Q1)의 턴오프와 동기하여 흐르도록 된다. 따라서 입력 교류 전압(VAC)이 230V일 때도 스위칭 소자(Q1)에 인가된 전압의 최고 값은 약 640V가 된다. 따라서, 스위칭 소자(Q1)의 필요 내전압이 크게 저감될 수 있어 스위칭 소자(Q1)의 선택을 용이하게 하며 스위칭 전원 회로의 비용을 감소시킨다. 예를 들어, 보조 스위치 소자(Q2) 및 클램핑 커패시터(C3)가 마련되지 않을 때, 스위칭 소자(Q1)의 내전압은 약 1800V가 되어야 한다. 이 경우, MOSFET이 사용될 때, 이러한 높은 내전압을 갖는 MOSFET의 온저항의 값은 현재의 기술 레벨에서 약 7Ω이다. 한편, 보조 스위치 소자(Q2) 및 클램핑 커패시터(C3)가 마련될 때, 스위칭 소자(Q1)의 내전압으로 900V가 충분하다. 이러한 낮은 내전압을 갖는 MOSFET의 온저항의 값은 현 기술 단계에서 약 1.2Ω이다. 따라서, 온 저항에 의해 야기된 손실도 감소되며, AC-DC 전력 변환 효율이 향상되고, 스위칭 소자(Q1)의 선택이 용이해지며 비용이 감소된다. 또한, 보조 스위치 소자(Q2)에서 전력 소모가 낮고, 저항(Rg1), 저항(Rg2) 및 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng)만을 부가함으로써 게이트 구동 회로가 형성된다. 스위칭 소자(Q1)의 내전압을 낮게함에 의한 비용의 감소를 감안하면, 전체 장치의 비용이 증가되지 않고, 대신 전체 장치의 비용이 감소된 다. 또한, 초크 코일(PCC)에서 철 손실 및 구리 손실이 감소되어 효율이 더 향상된다.

(제 2의 실시예)

도 9는 제 2의 실시예에 따른 전원 회로의 구성예를 나타낸다. 또한, 도 9에서 일차측은 제 1의 실시예에서와 동일하므로 그 설명은 생략한다.

배전압 전파 정류 회로는 이차측에 형성된다. 이차 권선은 부분 권선(N2') 및 부분 권선(N2')과 동일한 권선 방향의 부분 권선(N2'')에 의해 형성되고, 부분 권선(N2') 및 부분 권선(N2'')은 센터 탭에 의해 서로 분리된다. 이차측 직렬 공진 커패시터는 이차측 직렬 공진 커패시터(C4') 및 이차측 직렬 공진 커패시터(C4'')에 의해 형성된다. 이차측 평활 커패시터는 이차측 평활 커패시터(Co') 및 이차측 평활 커패시터(Co'')에 의해 형성된다. 이차측 정류 소자는 브리지 접속에 의해 서로 접속된 정류 다이오드(Do1 내지 Do4)에 의해 형성된다. 이차측 직렬 공진 커패시터(C4')의 하나의 단자는 정류 다이오드(Do1 내지 Do4)에 의해 형성된 브리지 접속의 하나의 입력측에 접속된다. 이차측 직렬 공진 커패시터(C4')의 또 하나의 단자는 정류 다이오드(Do1 내지 Do4)에 의해 형성된 브리지 접속의 다른 입력측에 접속된다. 이차측 평활 커패시터(Co')는 브리지 접속에 의해 서로 접속된 정류 다이오드(Do1 내지 Do4)의 하나의 출력측에 접속된다. 브리지 접속에 의해 서로 접속된 정류 다이오드(Do1 내지 Do4)의 또 하나의 출력측은 이차측 평활 커패시터(Co'')를 통해 이차 권선의 센터탭에 접속된다.

대응 부하 전력에 대해, 최대 부하 전력(Pomax)은 300W이고 최소 부하 전 력(Pomin)은 0W(무부하)이다. 직류 출력 전압(Eo)은 175V이다.

도 10의 A 및 B의 파형도는 도 9의 전원 회로에 대한 실험 결과를 나타낸다. 도 10의 A는, 최대 부하 전력(Pomax)이 300W이고 입력 교류 전압(VAC)이 100V인 조건에서, 스위칭 소자(Q1) 양단 전압인 스위칭 전압(V1), 스??이 소자(Q1)를 통해 흐르는 전류인 스위칭 전류(IQ1), 초크 코일(PCC)을 통해 흐르는 전류인 입력 전류(I1), 일차측 직렬 공진 커패시터(C11) 양단 전압인 일차측 직렬 공진 전압(V2), 일차 권선(N1)을 통해 흐르는 전류인 일차 권선 전류(I2), 일차측 병럴 공진 커패시터(Cr)를 통해 흐르는 전류인 일차측 병렬 공진 전류(ICr), 보조 스위치 소자(Q2)를 통해 흐르는 전류인 보조 스위치 전류(IQ2), 이차 권선(N2)에서 생성된 전압인 이차 권선 전압(V3), 및 이차 권선(N2)을 통해 흐르는 전류인 이차 권선 전류(I3)를 나타낸다.

도 10의 B는, 최대 부하 전력(Pomax)이 300W이고 입력 교류 전압(VAC)이 230V인 조건에서, 스위칭 전압(V1), 스위칭 전류(IQ1), 입력 전류(I1), 일차측 직렬 공진 전압(V2), 일차 권선 전류(I2), 이차측 병렬 공진 전류(ICr), 보조 스위치 전류(IQ2), 이차 권선 전압(V3), 및 이차 권선 전류(I3)를 나타낸다.

도 9의 전원 회로의 기본 동작이 도 10의 A의 파형도를 참조하여 이하에 설명된다.

스위칭 소자(Q1)는 직류 입력 전압(Ei)으로서 평활 커패시터(Ci) 양단 전압이 공급되고, 스위칭 동작을 수행한다.

스위칭 전압(V1)(스위칭 소자(Q1)의 드레인 및 소스 사이의 전압)에 대해, 스위칭 소자(Q1)는 발진 구동 회로(2)로부터의 신호에 의해 구동되어, 드레인 및 소스 사이의 부분을 온 또는 오프 시킨다. 이 경우, 보조 스위치 전류(IQ2)는 클램핑 커패시터(C3)를 통해 흐른다. 따라서 입력 교류 전압(VAC)이 100V일 때 스위칭 전압(V1)은 420V의 낮은 값으로 상승하고, 입력 교류 전압(VAC)이 230V일 때 스위칭 전압(V1)은 640420V의 낮은 값으로 상승한다.

도 11 및 도 12는 도 9에 도시된 본 실시예에 따른 전원 회로의 특성을 나타낸다. 도 11은

입력 교류 전압(VAC)이 100V일 때 및 입력 교류 전압(VAC)이 230V일 때 0W 내지 300W 범위의 부하 전력을 갖는 본 실시예에 따른 변형 E등급 동작 다중 공진 컨버터의 스위칭 주파수(fs) 및 AC-DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)을 나타낸다. 도 11에 도시된 실선은 입력 교류 전압(VAC)의 값이 100V인 경우를 나타내고, 도 11의 점선은 입력 교류 전압(VAC)의 값이 230V인 경우를 나타낸다.

도 12는 85V 내지 230V의 범위에서 입력 교류 전압(VAC)을 갖는 부하 전력이 300W일 때 본 실시예에 따른 변형 E등급 스위칭 동작 다중 공진 컨버터의 스위칭 주파수(fs) 및 AC(교류 전류) 전력으로부터 DC(직류 전류) 전력으로의 전력 변환 효율(ηAC→DC)를 나타낸다.

도 11에 도시된 바와 같이, 입력 교류 전압(VAC)의 값이 100V일 때, AC-DC 전력 변환 효율은 91.8%에 이르고, 스위칭 주파수(fs)는 88.4kHz, 스위칭 주파수(fs)의 가변 범위(△fs)는 0kHz이다. 따라서, 매우 양호한 결과가 얻어진다. 입력 교류 전압(VAC)의 값이 230V일 때, AC-DC 전력 변환 효율은 94.3%에 이르고, 스 위칭 주파수(fs)는 123.7kHz 내지 125.2kHz의 범위이고, 스위칭 주파수(fs)의 가변 범위(△fs)는 1.5kHz이다.

도 12에 도시된 바와 같이, 300W의 부하 전력이 공급될 때, 입력 교류 전압(VAC)의 증가에 따라 스위칭 주파수(fs)가 상승한다. 170V 내지 220V의 범위의 입력 교류 전압(VAC)를 갖는 AC-DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)는 94%의 높은 효율을 갖는다. AC-DC 전력변환 효율의 값은 도 17의 종래 기술로서 도시된 회로에 비해 광범위한 교류 입력 전압 범위에서 교효율을 나타낸다.

(제 1 및 제 2의 실시예에서 일차측 회로의 변형)

도 13에 도시된 회로는, 보조 스위치 소자(Q2)를 구동하는 전압을 생성하기 위한 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 절연 컨버트 트랜스 보조 권선(Ng) 대신 초크 코일(PCC)에 마련된 부가 초크 코일 부가 권선(Ng')을 갖고, 보조 스위치 소자(Q2)용 게이트 전압으로서 저항(Rg3) 및 저항(Rg4)에 의해 분할된 전압을 인가한다. 도 13에 도시된 회로는 상술한 실시예와 유사한 효과를 생성한다. 그러나, 도 13에 도시된 회로는, 특히, 보조 스위치 소자(Q2) 및 초크 코일(PCC)에 관한 회로부가 서로 가깝게 배치되도록 하는 이점을 갖는다.

(이차측 회로의 변형)

도 14는 이차측 회로의 변형예를 나타낸다. 절연 컨버터 트랜스(PIT)는 이차 권선(N2)를 갖고, 일차 권선(N1)과 같이, 절연 컨버터 트랜스의 느슨한 결합으로 인해 이차 권선(N2)이 누설 인덕터(L2)를 갖는다. 이차측 부분 전압 공진 커패시터(C5) 및 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 이차 권선(N2)에서 발생한 누설 인덕터(L2) 에 의해 지배되는 이차측 부분 전압 공진 회로가 형성된다.

이차측 부분 전압 공진 회로 및 이차측 정류 평활 회로는 서로 직렬로 접속된다. 이차측 정류 평활 회로는 이차측 정류 소자 및 이차측 평활 커패시터를 갖는다. 이차측 정류 소자는 입력측 및 출력측을 갖는 정류 다이오드(Do1 내지 Do4)의 브리지 접속에 의해 형성된다. 정류 다이오드(Do1) 및 정류 다이오드(Do2) 사이의 접속점 및 정류 다이오드(Do3) 및 정류 다이오드(Do4) 사이의 접속점은 입력측으로 설정된다. 정류 다이오드(Do1) 및 정류 다이오드(Do23 사이의 접속점 및 정류 다이오드(Do2) 및 정류 다이오드(Do4) 사이의 접속점은 축력측으로 설정된다. 평활 커패시터(Co)는 브리지 접속의 출력측에 접속된다. 이러한 이차측 정류 평활 회로는 이차측 권선(N2)에 생성된 부의 전압 및 정의 전압 모두를 정류하여, 정류된 전압을 부하 전력으로서 사용하는 전파 전류 회로이다.

후술되는 실험 결과를 얻을 때, 도 14에 도시된 회로 형태를 갖는 전원 회로의 주요부가 다음과 같이 선택된다.

다음 값은 일차측 병렬 공진 커패시터(Cr), 일차측 직렬 공진 커패시터(C11), 클램핑 커패시터(C3), 및 이차측 부분 전압 공진 커패시처(C5)에 대해 선택된다.

Cr=1000pF

C11=0.022μF

C3=0.1μF

C5=2200pF

다음 값들은 저항(Rg1) 및 저항(Rg2)에 대해 선택된다.

Rg1=150Ω

Rg2=100Ω

대응 부하 전력으로서, 최대 부하 전력(Pomax)=300W 최소 부하 전력(Pomin)=0W(무부하)이다. 직류 출력 전압(Eo)은 175V이다.

도 6의 A 및 B의 파형도와 같은 결과가 도 14의 전원 회로에 대한 실험 결과로서 얻어진다.

도 15의 A 및 B는 도 14에 도시된 본 실시예에 따른 전원 회로의 특성을 나타낸다. 도 15의 A는 입력 교류 전압(VAC)이 100V일 때 및 입력 교류 전압(VAC)이 230V일 때 0W 내지 300W 범위에서 부하 전력을 갖는 본 실시예에 따른 변형 E등급 스위칭 동작 다중 공진 컨버터의 스위칭 주파수(fs) 및 AC-DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)를 나타낸다. 실선은 입력 교류 전압(VAC)의 값이 100V인 경우를 나타낸다. 점선은 입력 입력 교류 전압(VAC)의 값이 230V인 경우를 나타낸다.

도 15의 B는 85V 내지 230V 범위의 입력 교류 전압(VAC)을 갖는 부하 전력이 300W일 때 본 실시예에 따른 변형 E등급 스위칭 동작 다중 공진 컨버터의 스위칭 주파수(fs) 및 AC-DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)을 나타낸다.

도 15의 A에 도시된 바와 같이, 입력 교류 전압(VAC)의 값이 100V일 때, AC-DC 전력 변환 효율은 91%에 이르고, 스위칭 주파수(fs)는 90.9kHz 내지 104.2kHz의 ??위이고, 스위칭 주파수(fs)의 가변 범위(△ fs)는 13.3kHz이다. 따라서 매우 양호한 결과가 얻어진다. 입력 교류 전압(VAC)의 값이 230V일 때, AC-DC 전력 변환 효율은 93.8%에 이르고, 스위칭 주파수(fs)는 116.3kHz 내지 138.3kHz의 범위이고, 스위칭 주파수(fs)의 가변 범위(△fs)는 22kHz이다. 입력 교류 전압(VAC)의 값이 100V이고 입력 교류 전압(VAC)의 값이 230V인 경우, 스위칭 주파수(fs)의 가변 범위(△fs)는 도 17에 종래 기술로서 됫된 회로에 비해 극적으로 감소된다. 상기 이유는, 일차측 직렬 공진 회로 및 이차측 직렬 부분 전압 공진 회로를 구비하고, 보조 스위치 소자(Q2) 및 스위칭 소자(Q1)의 시간비(기간(TON)/기간(TOFF)가 입력 교류 전압(VAC) 및 부하 전력에서의 변동에 응하여 변하도록 절연 컨버터 트랜스(PIT)에 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng)을 부가적으로 구비함으로써 가변 범위(△fs)가 감소될 수 있기 때문이다. 또한, 일차측 병렬 공진 커패시처(Cr)가 부가되어 일차측 병렬 공진 회로를 형성하고, 본 실시예는 가변 범위(△fs)를 좁아지게 하고, 따라서 효율이 향상한다.

도 15의 B에 도시된 바와 같이, 300W의 부하 전력이 공급될 때, 입력 교류 전압(VAC)이 증가함과 같이 스위칭 주파수(fs)가 상승한다. 170V 내지 220V 범위에서 입력 교류 전압(VAC)을 갖는 AC-DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)은 도 17에 종래 기술로서 도시된 회로와 비교하여 광범위한 교류 입력 전압 범위에서 고효율을 나타낸다.

도 16의 A 및 B는 이차측 회로의 변형예를 나타낸다. 이 예 모두에서, 이차측 부분 전압 공진 회로는 이차측 부분 전압 공진 커패시터(C5) 및 이차 권선의 누설 인덕터에 의해 형성된다 .이 이차측 부분 전압 공진 회로는 이차측 정류 평활 회로와 직렬로 접속된다. 도 16의 A에 도시된 회로는 배전압 반파 정류 회로이고, 따라서 배정류 전압을 구비하는 이점을 갖는다. 배전압 반파 정류 회로는: 서로 접속된 상이한 극성 단자를 갖는 정류 다이오드(Do1) 및 정류 다이오드(Do2)의 직렬 접속에 의해 형성된 이차측 정류 소자; 및 평활 커패시터(Co') 및 평활 커패시터(Co'')의 직렬 접속에 의해 형성된 이차측 평활 커패시터; 정류 다이오드(Do1) 및 정류 다이오드(Do2)의 상이한 극성 단자가 서로 접속되는 접속점에 접속되는 이차측 부분 전압 공진 커패시터(C5)의 하나의 단자; 평활 커패시터(Co') 및 평활 커패시터(Co'')의 직렬 접속의 접속 점에 접속되는 이차측 부분 전압 공진 커패시터(C5)의 다른 단자; 및 평활 커패시터(Co') 및 평활 커패시터(Co'')의 직렬 접속과 병렬로 접속되는 정류 다이오드(Do1) 및 정류 다이오드(Do2)의 직렬 접속을 포함한다.

도 16의 B는 배파(double wave) 정류 회로를 도시한다. 이차 권선은 부분 권선(N2') 및 부분 권선(N2')과 동일한 권선 방향의 부분 권선(N2'')으로 형성되고, 부분 권선(N2') 및 부분 권선(N2'')은 센터탭에 의해 서로 분리된다. 이차측 정류 소자는 서로 접속된 동일 극성의 극성 단자를 갖는 정류 다이오드(Do1) 및 정류 다이오드(Do2)에 의해 형성된다 .상술한 동일 극성의 극성 단자(캐소드)와는 상이한 극성을 갖는 단자인 정류 다이오드(Do1)의 다른 극성 단자(애노드)는 이차측 부분 전압 공진 커패시터(C4)의 하나의 단자에 접속된다. 상술한 동일 극성의 극성 단자(캐소드)와는 상이한 극성을 갖는 단자인 정류 다이오드(Do2)의 다른 극성 단자(애노드)는 이차측 부분 전압 공진 커패시터(C4)의 다른 단자에 접속된다. 평활 커패시터(Co)의 하나의 단자는 상술한 동일 극성의 극성 단자(캐소드)에 접속된다. 이차측 평활 커패시터의 다른 단자는 이차 권선의 센터탭에 접속된다. 또한, 본 발명은 이차측 부분 공진 커패시터(C5) 대신 이차측 직렬 공진 커패시터(C4)를 사용하여 이차측 직렬 공진 회로가 형성되는 경우에 적용가능하다.

본 발명은 각 실시예에 도시된 구성에 한정되지 않는다. 예를 들어, IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor) 및 바이폴라 트랜지스터와 같은 MOSFET 이외의 소자가 메인 스위칭 소자(및 보조 스위칭 소자)로서 선택될 수 있다. 또한, 각 실시예에서 타려식 스위칭 컨버터가 인용되고 있지만, 본 발명은 자려식 스위칭 컨버터에도 적용가능하다.

첨부된 청구항과 동등한 범주내의 범위에서 필요에 따라 다양한 변형예, 조합예, 대체예 등이 당업자에 의해 이루어질 수 있다.

본 발명의 실시예에 따른 이차측 상에 직렬 공진 회로를 갖는 스위칭 전원 회로는 중간 부하의 부하 조건 범위에서 ZVS(Zero Voltage Switching) 동작을 얻을 수 없는 이상 동작을 해소한다.

또한, 전원 회로 내에서 흐르는 전류의 양이 감소함에 따라 전력 손실도 저 감됨으로써 총 전력 변환 효율의 특성이 대폭 향상될 수 있다. 따라서, 스위칭 소자의 전압은 보조 스위치 소자 및 클램핑 커패시터의 직렬 회로에 의해 클램프되어, 스위칭 소자의 내압이 낮아질 수 있다.

Claims

직류 전압을 전환함으로써 직류 전압을 교류 전압으로 변환하는 스위칭 소자;

일차 권선 및 이차 권선을 가지며, 상기 일차 권선의 한 단은 초크 코일을 통해 상기 직류 전압이 공급되고, 상기 일차 권선의 다른 단은 상기 스위칭 소자에 접속되며, 상기 스위칭 소자에 의해 변환된 상기 교류 전압이 상기 일차 권선에 입력되고, 상기 교류 전압이 상기 이차 권선에서 생성되는 컨버터 트랜스;

상기 스위칭 소자와 병렬로 접속된 일차측 병렬 공진 커패시터;

상기 초크 코일 및 상기 컨버터 트랜스의 일차 권선 사이의 접속점에 접속된 일차측 직렬 공진 커패시터;

상기 스위칭 소자가 도통이 아닐 때 도통하는 보조 스위치 소자 및 클램핑 커패시터의 직렬 접속 회로;

이차측 정류 소자 및 이차측 평활 커패시터를 갖는 이차측 정류 평활 회로; 및

상기 출력 직류 전압에 의거하여 상기 스위칭 소자를 제어하는 스위칭 소자 제어 수단을 포함하며,

상기 일차측 병렬 공진 커패시터는 상기 초크 코일의 인덕턴스에 의해 지배되는 공진 주파수와 상기 컨버터 트랜스의 일차 권선에서 발생한 누설 인덕턴스 및 일차측 병렬 공진 커패시터의 커패시턴스를 갖는 일차측 병렬 공진 회로를 형성하 고,

상기 일차측 직렬 공진 커패시터는 상기 일차측 직렬 공진 커패시터의 커패시턴스 및 상기 초크 코일의 인덕턴스에 의해 지배되는 공진 주파수를 갖는 제 1의 일차측 직렬 공진 회로를 형성하고, 상기 일차측 직렬 공진 커패시터는 상기 일차측 직렬 공진 커패시터의 커패시턴스 및 상기 컨버터 트랜스의 일차 권선에서 발생한 누설 인덕턴스에 의해 지배되는 공진 주파수를 갖는 제2 일차측 직렬 공진 회로를 형성하고,

상기 직렬 접속 회로는 상기 컨버터 트랜스의 일차 권선 및 상기 초크 코일의 직렬 접속 회로와 병렬로 접속되고, 상기 직렬 접속 회로는 상기 스위칭 소자가 도통이 아닐 때 상기 일차측 병렬 공진 회로에서 발생하는 공진 펄스 파형의 피크를 클램프하고,

상기 이차측 정류 평활 회로는 상기 이차 권선에서 생성된 교류 전압을 정류 및 평활화함으로써 출력 직류 전압을 생성하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제 1항에 있어서,

상기 보조 스위치 소자는, 상기 초크 코일에 마련된 초크 코일 보조 권선 및 상기 컨버터 트랜스에 마련된 컨버터 트랜스 보조 권선중 하나에서 생성된 전압에 의해, 상기 스위칭 소자가 도통이 아닐 때 도통하도록 제어되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제 1항에 있어서,

상기 제1 일차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수, 상기 제2 일차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수, 및 상기 이차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수는 서로 거의 동일하게 설정되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제 1항에 있어서,

상기 컨버터 트랜스의 이차 권선과 직렬로 접속된 이차측 직렬 공진 커패시터를 더 포함하고, 상기 이차측 직렬 공진 커패시터는 상기 이차측 직렬 공진 커패시터의 커패시턴스 및 상기 컨버터 트랜스의 이차 권선에서 발생한 누설 인덕턴스에 의해 지배되는 공진 주파수를 갖는 이차측 직렬 공진 회로를 형성하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제 1항에 있어서,

상기 컨버터 트랜스의 이차 권선과 직렬로 접속된 이차측 부분 공진 커패시터를 더 포함하고,

상기 이차측 부분 공진 커패시터는 상기 이차측 부분 공진 커패시터의 커패시턴스 및 상기 컨버터 트랜스의 이차 권선에서 발생한 누설 인덕턴스에 의해 지배되는 공진 주파수를 갖고, 상기 이차측 정류 소자의 온 및 오프 타이밍시 공진하는 이차측 부분 공진 회로를 형성하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제 4항 또는 제 5항에 있어서,

상기 이차측 정류 소자는 입력측 및 출력측을 갖는 정류 다이오드의 브리지 접속에 의해 형성되고;

상기 정류 다이오드의 브리지 접속의 입력측은 상기 이차측 부분 공진 커패시터에 접속되거나 상기 이차측 직렬 공진 커패시터에 접속되며;

상기 이차측 평활 커패시터는 상기 정류 다이오드의 브리지 접속의 출력측에 접속되어, 전파 정류 회로를 형성하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제 4항 또는 제 5항에 있어서,

상기 이차측 정류 소자는 서로 접속된 상이한 극성 단자를 갖는 제 1의 정류 다이오드 및 제 2의 정류 다이오드의 직렬 접속에 의해 형성되고;

상기 이차측 평활 커패시터는 상기 제 1의 정류 다이오드 및 상기 제 2의 정류 다이오드의 상기 직렬 접속과 병렬로 접속되며;

상기 이차측 직렬 공진 커패시터 및 상기 이차측 부분 공진 커패시터중 하나는 상기 제 1의 정류 다이오드 및 상기 제 2의 정류 다이오드의 상이한 극성 단자가 서로 접속된 접속점에 접속되어, 배전압 반파 정류 회로가 형성되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제 4항에 있어서,

상기 이차 권선은 제1 부분 권선 및 상기 제1 부분 권선과 같은 권선 방향의 제2 부분 권선으로 형성되며, 상기 제1 부분 권선과 상기 제2 부분 권선은 센터탭에 의해 서로 분리되며;

상기 이차측 직렬 공진 커패시터는 제1 이차측 직렬 공진 커패시터 및 제2 이차측 직렬 공진 커패시터에 의해 형성되고;

상기 이차측 평활 커패시터는 제1 이차측 평활 커패시터 및 제2 이차측 평활 커패시터에 의해 형성되고,

상기 이차측 정류 소자는 브리지 접속에 의해 서로 접속된 제1 내지 제4 정류 다이오드에 의해 형성되고;

상기 제1 이차측 직렬 공진 커패시터의 하나의 단자는 상기 브리지 접속에 의해 접속된 상기 제1 내지 제4 정류 다이오드의 하나의 입력측과 접속되고;

상기 제2 이차측 직렬 공진 커패시터의 하나의 단자는 상기 브리지 접속에 의해 접속된 상기 제1 내지 제4 정류 다이오드의 다른 입력측과 접속되고;

상기 제1 이차측 평활 커패시터는 상기 브리지 접속에 의해 접속된 상기 제1 내지 제4 정류 다이오드의 하나의 출력측과 접속되며;

상기 브리지 접속에 의해 접속된 상기 제1 내지 제4 정류 다이오드의 다른 출력측은 상기 제2 이차측 평활 커패시터를 통해 상기 이차 권선의 센터탭에 접속되어, 배전압 전파 정류 회로가 형성되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제 1항에 있어서,

교류 전력을 정류하기 위한 일차측 정류 소자 및 상기 일차측 정류 소자로부터 정류된 전압을 평활화함으로써 얻어지는 정류 및 평활화 전압을 생성하는 일차측 평활 커패시터를 갖는 일차측 정류 평활 회로를 더 포함하고,

상기 일차측 정류 평활 회로로부터의 상기 정류 및 평활화 전압은 상기 직류 전압으로서 공급되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.