JP4353164B2 - スイッチング電源回路 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチング電源回路に関するものである。

共振形によるいわゆるソフトスイッチング電源としては、電流共振形と電圧共振形の形式が広く知られている。現状においては、実用化が容易なことを背景に、２石のスイッチング素子によるハーフブリッジ結合方式の電流共振形コンバータが広く採用されている状況にある。

しかし、現在、例えば高耐圧スイッチング素子の特性が改善されてきている状況にあり、電圧共振形コンバータを実用化するにあたっての耐圧の問題はクリアされてきている状況にある。また、１石のスイッチング素子によるシングルエンド方式で構成した電圧共振形コンバータについては、１石の電流共振形フォワードコンバータと比較して、入力帰還ノイズや直流出力電圧ラインのノイズ成分などの点で有利であることも知られている。

図１２は、シングルエンド方式による電圧共振形コンバータを備えるスイッチング電源回路の一構成例を示している。このような、電圧共振型コンバータは、後述する二次側には、二次巻線側のリーケージインダクタＬ２と二次側直列共振コンデンサＣ２とによって直列共振回路が形成され、多重共振形コンバータと称されている。

この図に示すスイッチング電源回路においては、商用交流電源ＡＣをブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑回路により整流平滑化することで、平滑コンデンサＣｉの両端電圧として、直流入力電圧Ｅｉを生成している。なお、商用交流電源ＡＣのラインに対しては、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２本のアクロスコンデンサＣＬから成り、コモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが設けられている。

直流入力電圧Ｅｉは、直流入力電圧として電圧共振形コンバータに対して入力される。この電圧共振形コンバータは、上記しているように、１石のスイッチング素子Ｑ１を備えたシングルエンド方式による構成を採る。また、この場合の電圧共振形コンバータとしては他励式となっており、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング素子Ｑ１を、発振・ドライブ回路２によりスイッチング駆動するようにされている。

スイッチング素子Ｑ１に対しては、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードＤＤ１が並列に接続される。また、スイッチング素子Ｑ１のドレインとソースとの間に対して一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。そして、一次側並列共振コンデンサＣｒと絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタＬ１とによって一次側並列共振回路（電圧共振回路）を形成している。そして、この一次側並列共振回路によって、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作として電圧共振形の動作が得られるようにされている。

発振・ドライブ回路２は、スイッチング素子Ｑ１をスイッチング駆動するために、スイッチング素子Ｑ１のゲートに対して、ドライブ信号としてのゲート電圧を印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ１は、ドライブ信号の周期に応じたスイッチング周波数によりスイッチング動作を行う。

絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング出力を二次側に伝送する。絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えば、図１３に示すように、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１及びＥ型コアＣＲ２を組合せたＥＥ字形コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ１と、二次巻線Ｎ２を、ＥＥ字形コアの中央磁脚を覆うボビンＢの上に巻装している。そのうえで、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ字形コアの中央磁脚に対しては０．８ｍｍ〜１．０ｍｍ程度のギャップＧを形成するようにしており、これによって、一次側と二次側との間で、ｋ＝０．８０〜０．８５程度の結合係数ｋを得るようにしている。この程度の結合係数ｋは疎結合としてみてよい結合度であり、その分、飽和状態が得られにくくなる。また、この結合係数ｋの値が、リーケージインダクタンス（リーケージインダクタＬ１のインダクタンスの値）の設定要素となる。

絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端は、スイッチング素子Ｑ１と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に挿入されるようになっていることで、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング出力が伝達されるようになっている。絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２には、一次巻線Ｎ１により誘起された交番電圧が発生する。

この場合、二次巻線Ｎ２の一端に対して二次側直列共振コンデンサＣ２を直列に接続していることで、二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタＬ２と二次側直列共振コンデンサＣ２のキャパシタンスとによって二次側直列共振回路（電流共振回路）が形成される。

そのうえで、この二次側直列共振回路に対して、図示するようにして整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２、及び平滑コンデンサＣｏを接続することで、倍電圧半波整流回路を形成している。この倍電圧半波整流回路は、二次巻線Ｎ２に誘起される二次巻線電圧Ｖ３の２倍に対応するレベルの直流出力電圧Ｅｏを、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として生成する。直流出力電圧Ｅｏは負荷に供給されると共に、定電圧制御用の検出電圧として、制御回路１に入力される。

制御回路１は、検出電圧として入力される直流出力電圧Ｅｏのレベルを検出して得られる検出出力を発振・ドライブ回路２に入力する。また、発振・ドライブ回路２は、入力される検出出力が示す直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じて周波数などを可変したドライブ信号を出力することで、直流出力電圧Ｅｏが所定のレベルで一定となるようにして、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作を制御する。これにより、直流出力電圧Ｅｏの安定化制御が行われる。

図１４及び図１５は、上記図１２に示した構成の電源回路についての実験結果を示している。なお、実験にあたっては、図１２の電源回路の要部について下記のようにして設定している。

絶縁コンバータトランスＰＩＴは、コアにＥＥＲ−３５を選定し、中央磁脚のギャップについては、１ｍｍのギャップ長を設定する。また、一次巻線Ｎ１及び二次巻線Ｎ２のターン数Ｔ（巻数）については、それぞれＮ１＝３９Ｔ、Ｎ２＝２３Ｔとし、二次巻線Ｎ２の１ターン(T)あたりの誘起電圧レベルについては、３Ｖ／Ｔを設定した。絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについてはｋ＝０．８１を設定した。

また、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスについてはＣｒ＝３９００ｐＦ（ピコ・ファラッド）、二次側直列共振コンデンサＣ２のキャパシタンスについてはＣ２＝０．１μＦ（マイクロ・ファラッド）を選定した。これに応じて、一次側並列共振回路の一次側並列共振周波数ｆｏ１＝２３０ｋＨｚ（キロ・ヘルツ）、二次側直列共振回路の二次側直列共振周波数ｆｏ２＝８２ｋＨｚが設定される。この場合、一次側並列共振周波数ｆｏ１、二次側直列共振周波数ｆｏ２の相対的関係としては、ｆｏ１≒２．８×ｆｏ２と表すことができる。

直流出力電圧Ｅｏの定格レベルは１３５Ｖであり、対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ＝０Ｗである。

図１４は、図１２に示した電源回路における要部の動作をスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周期により示す波形図であり、図１４（ａ）には、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝２００Ｗ時におけるスイッチング素子Ｑ１に加わるスイッチング電圧Ｖ１、スイッチング電流ＩＱ１、一次巻線電流Ｉ２、二次巻線電流Ｉ３、整流電流ＩＤ１、整流電流ＩＤ２が示されている。図１４（ｂ）には、中間の負荷電力Ｐｏ＝１２０Ｗ時におけるスイッチング電圧Ｖ１、スイッチング電流ＩＱ１、一次巻線電流Ｉ２、二次巻線電流Ｉ３が示されている。図１４（ｃ）には最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ＝０Ｗ時におけるスイッチング電圧Ｖ１、スイッチング電流ＩＱ１が示される。

スイッチング電圧Ｖ１は、スイッチング素子Ｑ１の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Ｑ１がＯＮ（オン）となる期間である期間ＴＯＮにおいて０レベルで、ＯＦＦ（オフ）となる期間である期間ＴＯＦＦにおいて正弦波状の共振パルスとなる波形である。このスイッチング電圧Ｖ１の共振パルス波形が、一次側スイッチングコンバータの動作が電圧共振形であることを示している。

スイッチング電流ＩＱ１は、スイッチング素子Ｑ１（及びボディダイオードＤＤ１）に流れる電流であり、期間ＴＯＮにおいて図示する波形により流れ、期間ＴＯＦＦにおいて０レベルとなる波形として得られる。

一次巻線Ｎ１に流れる一次巻線電流Ｉ２は、期間ＴＯＮにおいて上記スイッチング電流ＩＱ１として流れる電流成分と、期間ＴＯＦＦにおいて一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成したものとなる。また、図１４（ａ）のみにおいて示しているが、二次側整流回路の動作として、整流ダイオードＤｏ１、Ｄｏ２に流れる整流電流ＩＤ１、整流電流ＩＤ２は、それぞれ図示するようにして正弦波状に流れるものとなる。この場合、整流電流ＩＤ１の波形のほうが、整流電流ＩＤ２よりも、二次側直列共振回路の共振動作が支配的に現れたものとなっている。

二次巻線Ｎ２に流れる二次巻線電流Ｉ３は、整流電流ＩＤ１、整流電流ＩＤ２が合成された波形として得られる。図１５は、図１２に示した電源回路についての、負荷変動に対するスイッチング周波数ｆｓ、スイッチング素子Ｑ１の期間ＴＯＮ、期間ＴＯＦＦ、及びAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）を示している。

先ず、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）を見てみると、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ〜２００Ｗまでの広範囲で９０％以上となる高効率が得られていることが分かる。このような特性は、シングルエンド方式による電圧共振形コンバータに、二次側直列共振回路を組み合わせた場合に得られるものであることを、先に本出願の発明者は実験で確認している。

また、図１５のスイッチング周波数ｆｓ、期間ＴＯＮ、期間ＴＯＦＦによっては、図１２に示す電源回路についての負荷変動に対する定電圧制御特性としてのスイッチング動作が示されることになる。この場合、スイッチング周波数ｆｓは、負荷変動に対してほぼ一定となっている。これに対して、期間ＴＯＮ、期間ＴＯＦＦが図示するようにして相互に逆傾向となるようにしてリニアに変化を示している。このことは、直流出力電圧Ｅｏの変動に対してスイッチング周波数（スイッチング周期）はほぼ一定とされたうえで、ＯＮ期間とＯＦＦ期間との時比率を変化させるようにしてスイッチング動作を制御しているということを示す。このような制御は、１周期内のＯＮ／ＯＦＦ期間を可変する、ＰＷＭ(Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ)制御であるとみることができる。このＰＷＭ制御によって、図１２に示す電源回路では、直流出力電圧Ｅｏについての安定化が図られる。

図１６は、図１２に示す電源回路の定電圧制御特性を、スイッチング周波数ｆｓ(kHz)と直流出力電圧Ｅｏとの関係により、模式的に示している。

図１２に示す電源回路では、一次側並列共振回路と二次側直列共振回路を備えることから、一次側並列共振回路の一次側並列共振周波数ｆｏ１に応じた共振インピーダンス特性と、二次側直列共振回路の二次側直列共振周波数ｆｏ２に応じた共振インピーダンス特性との２つの共振インピーダンス特性を複合的に有することになる。また、図１２に示す電源回路では、ｆｏ１≒２．８×ｆｏ２の関係を有しているとされるので、図１６にも示しているように、一次側並列共振周波数ｆｏ１に対して二次側直列共振周波数ｆｏ２が低い関係となる。

そのうえで、或る一定の入力交流電圧ＶＡＣの条件でのスイッチング周波数ｆｓに対する定電圧制御特性を想定すると、図示するようにして、一次側並列共振回路の一次側並列共振周波数ｆｏ１に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Ｐｏｍａｘ時／最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線Ａ、特性曲線Ｂとして示され、二次側直列共振回路の二次側直列共振周波数ｆｏ２に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Ｐｏｍａｘ時／最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線Ｃ、特性曲線Ｄで示されるものとなる。そして、この図１６に示す特性の下で、直流出力電圧Ｅｏの定格レベルであるｔｇにより定電圧制御を図ろうとすると、そのために必要なスイッチング周波数ｆｓの可変範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓで示される区間として表すことができる。

図１６に示される可変範囲Δｆｓは、二次側直列共振回路の二次側直列共振周波数ｆｏ２に応じた最大負荷電力Ｐｏｍａｘ時の特性曲線Ｃから、一次側並列共振回路の一次側並列共振周波数ｆｏ１に応じた最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ時の特性曲線Ｂまでに至るもので、その間に、二次側直列共振回路の二次側直列共振周波数ｆｏ２に応じた最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ時の特性曲線Ｄと、一次側並列共振回路の一次側並列共振周波数ｆｏ１に応じた最大負荷電力Ｐｏｍａｘ時の特性曲線Ａをまたぐ。

このために、図１２に示す電源回路の定電圧制御動作としては、スイッチング周波数ｆｓはほぼ固定とされたうえで、スイッチングの一周期における時比率（期間ＴＯＮ／期間ＴＯＦＦ）を変化させるＰＷＭ制御の状態により、スイッチング駆動制御を行うものとなる。なお、このことは、図１４（ａ）（ｂ）（ｃ）に示す最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝２００Ｗ時、負荷電力Ｐｏ＝１２０Ｗ時、最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ＝０Ｗ時に示される１スイッチング周期（ＴＯＦＦ＋ＴＯＮ）の期間長についてはほぼ一定とされたうえで、期間ＴＯＦＦ、期間ＴＯＮの幅が変化していることによっても示されている。

このような動作は、電源回路における負荷変動に応じた共振インピーダンス特性として、一次側並列共振回路の一次側並列共振周波数ｆｏ１の共振インピーダンス（容量性インピーダンス）が支配的となる状態と、二次側直列共振回路の二次側直列共振周波数ｆｏ２（誘導性インピーダンス）が支配的となる状態との間での遷移が、狭いスイッチング周波数の可変範囲Δｆｓのもとで行われることにより得られるものであるとされる。
特開２０００−１３４９２５号公報

上記図１２に示す電源回路では次のような問題を有している。

先に説明した図１４の波形図において、図１４（ａ）に示される最大負荷電力Ｐｏｍａｘ時のスイッチング電流ＩＱ１は、ターンＯＮ（オン）タイミングである期間ＴＯＦＦの終了時点に至るまでは０レベルで、期間ＴＯＮに至ると、先ず負極性の電流がボディダイオードＤＤ１に流れ、この後に反転してスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソースを流れるようにして動作する。この動作は、ＺＶＳ(Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ)が適正に行われている状態を示している。

これに対して、図１４（ｂ）に示される、中間負荷に対応するＰｏ＝１２０Ｗ時のスイッチング電流ＩＱ１は、ターンＯＮタイミングの期間ＴＯＦＦの終了時点に至る以前のタイミングで、スイッチング電流ＩＱ１がノイズ的に流れる動作が得られている。この動作は、ＺＶＳが適正に行われていない異常動作である。

つまり、図１２に示されるようにして、二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータでは、中間負荷時においてＺＶＳが適正に実行されない異常動作となることが分かっている。図１２の電源回路の実際としては、例えば図１５に示す区間Ａとしての負荷変動範囲の領域で、このような異常動作となることが確認されている。

二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータは、先にも説明したように、傾向としては負荷変動に対して高効率が良好に維持できる特性を本来有しているが、図１４（ｂ）のスイッチング電流ＩＱ１として示すように、スイッチング素子Ｑ１のターンＯＮ時において相応のピーク電流が流れることになるので、これによるスイッチング損失の−増加を招き、電力変換効率の低下要因を抱えることになる。

また、いずれにせよ、上記のような異常動作が生じることで、例えば定電圧制御回路系の位相−ゲイン特性にずれが生じることとなって、異常発振状態でのスイッチング動作となる。このために、実用化することは、現実的には困難であるとの認識が現状においては強い。

そこで、本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成することとした。商用交流電源を整流平滑化して整流平滑電圧を生成する一次側整流素子及び一次側平滑コンデンサを有する一次側整流平滑回路と、上記整流平滑電圧をスイッチングして交流電圧に変換するスイッチング素子と、上記交流電圧を一次巻線に入力し、二次巻線に交流電圧を生成するコンバータトランスと、上記二次巻線に生じる交流電圧を整流平滑して出力直流電圧を生成する二次側整流素子及び二次側平滑コンデンサを有する二次側整流平滑回路と、上記出力直流電圧に基づいて上記スイッチング素子を制御するスイッチング素子制御手段と、を備えるスイッチング電源回路において、上記一次側整流平滑回路の出力端と上記コンバータトランスの一次巻線の一方の巻線端及び上記スイッチング素子の一方の端子との間に介在するチョークコイルと、上記コンバータトランスの一次巻線の他方の巻線端と上記スイッチング素子の他方の端子との間に一次側直列共振コンデンサを接続して形成され、上記コンバータトランスの上記一次巻線に生じる漏れインダクタンスと上記一次側直列共振コンデンサとで共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、上記スイッチング素子に並列に一次側並列共振コンデンサを接続して形成され、上記一次巻線に生じる漏れインダクタンスと上記一次側並列共振コンデンサとで共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、上記チョークコイルに並列接続されるクランプ用コンデンサと補助スイッチ素子の直列回路と、を具備し、上記補助スイッチ素子は、上記スイッチング素子が非導通のときに導通することとした。

上記構成によるスイッチング電源回路は、商用交流電源を整流平滑化して整流平滑電圧を生成する一次側整流素子及び一次側平滑コンデンサを有する一次側整流平滑回路と、上記整流平滑電圧をスイッチングして交流電圧に変換するスイッチング素子と、上記交流電圧を一次巻線に入力し、二次巻線に交流電圧を生成するコンバータトランスと、上記二次巻線に生じる交流電圧を整流平滑して出力直流電圧を生成する二次側整流素子及び二次側平滑コンデンサを有する二次側整流平滑回路と、上記出力直流電圧に基づいて上記スイッチング素子を制御するスイッチング素子制御手段と、を備えるスイッチング電源回路であるので、交流電力を直流電力に変換し、スイッチング素子制御手段が制御するスイッチング素子によって交流電力に変換し、コンバータトランスにおいて、二次側に所定の電圧を得ることができる。

さらに、上記一次側整流平滑回路の出力端に接続されたチョークコイルを介して上記コンバータトランスの一次巻線の一方の巻線端及び上記スイッチング素子の一方の端子に電力を供給するので、上記一次側平滑回路から供給される電流は直流電流に近い脈流電流となる。また、上記コンバータトランスの一次巻線の他方の巻線端と上記スイッチング素子の他方の端子との間に直列共振コンデンサを接続することによって、上記コンバータトランスの上記一次巻線に生じる漏れインダクタンスと上記直列共振コンデンサとで共振周波数が支配を受ける直列共振回路を形成し、上記スイッチング素子に並列に接続される一次側並列共振コンデンサと上記一次巻線に生じる漏れインダクタンスとで共振周波数が支配を受ける並列共振回路を形成するので、スイッチング素子のスイッチング周波数の可変周波数範囲は狭いものとできる。

その上に、上記チョークコイルに並列接続されるクランプ用コンデンサと補助スイッチ素子の直列回路を有し、上記補助スイッチ素子は、上記スイッチング素子が非導通のときに導通することとしたので、上記スイッチング素子に加わる電圧をクランプすることができる。

このようにして本発明は、一次側に並列共振回路を備えるスイッチング電源回路として、中間負荷とされる負荷条件範囲の下でＺＶＳ（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ：ゼロ電圧スイッチング）動作が得られなくなる異常動作が解消される。

また、商用交流電源から整流平滑電圧（直流入力電圧）を生成する整流平滑回路の平滑コンデンサからスイッチングコンバータに流入する電流が直流となることで、上記平滑コンデンサとしての部品素子のキャパシタンスについて小さい値を選定し、また、汎用品を選定することが可能になり、例えば平滑コンデンサの低コスト化や小型化などの効果が得られる。

さらに、上記のようにして、電源回路内に流れる電流量の低減に応じて電力損失の低減が図られることで、総合的な電力変換効率特性は大幅に向上するとともに、スイッチング素子の耐電圧を低いものとできる。

本発明を実施するための最良の形態（以下、実施形態という）について説明するに先立ち、本実施形態の背景技術となる、Ｅ級共振によりスイッチング動作するスイッチングコンバータ（以下、Ｅ級スイッチングコンバータともいう）の基本構成について、図１及び図２を参照して説明しておく。

図１は、Ｅ級スイッチングコンバータとしての基本構成を示している。この図に示すＥ級スイッチングコンバータは、Ｅ級共振型で動作するDC-ACインバータとしての構成を採る。

この図に示すＥ級スイッチングコンバータは、1石のスイッチング素子Ｑ１を備える。この場合のスイッチング素子Ｑ１はＭＯＳＦＥＴであることとしている。このＭＯＳＦＥＴとしてのスイッチング素子Ｑ１には、ボディダイオードＤＤ１が、ドレインとソースとの間に対して並列接続されるようにして形成される。この場合のボディダイオードＤＤ１の順方向は、ソースからドレインへの方向に沿ったものとなる。

また、同じくスイッチング素子Ｑ１のドレインとソースとの間に対しては、一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。また、スイッチング素子Ｑ１のドレインは、チョークコイルＬ１０の直列接続を介して、直流電源Ｅｉｎの正極と接続される。スイッチング素子Ｑ１のソースは、直流入力電圧Ｅｉの負極と接続される。また、スイッチング素子Ｑ１のドレインに対しては、チョークコイルＬ１１の一端が接続され、他端には一次側直列共振コンデンサＣ１１が直列に接続される。一次側直列共振コンデンサＣ１１と直流電源Ｅｉｎの負極との間には、負荷となるインピーダンスＺが挿入される。ここでのインピーダンスＺの具体例には圧電トランス、高周波対応の蛍光灯などを挙げることができる。

このような構成のＥ級スイッチングコンバータは、チョークコイルＬ１０のインダクタンスと一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスとにより形成される並列共振回路と、チョークコイルＬ１１のインダクタンスと一次側直列共振コンデンサＣ１１のキャパシタンスとにより形成される直列共振回路とを備える複合共振形コンバータの一形態であるとみることができる。また、スイッチング素子を1つのみ備えて形成される点では、シングルエンド方式の電圧共振形コンバータと同じであるといえる。

図２は、上記図１に示した構成のＥ級スイッチングコンバータについての要部の動作を示している。

スイッチング電圧Ｖ１は、スイッチング素子Ｑ１の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Ｑ１がＯＮとなる期間ＴＯＮにおいて０レベルで、ＯＦＦとなる期間ＴＯＦＦにおいて正弦波状のパルスとなる波形である。このスイッチングパルス波形は、上記並列共振回路の共振動作（電圧共振動作）により得られる。

スイッチング電流ＩＱ１は、スイッチング素子Ｑ１（及びボディダイオードＤＤ１）に流れる電流であり、期間ＴＯＦＦでは０レベルで、期間ＴＯＮにおいては、先ず開始時点から一定期間において、ボディダイオードＤＤ１を流れることで負極性となり、この後に反転して正極性となって、スイッチング素子Ｑ１のドレインからソースに流れる。また、Ｅ級スイッチングコンバータの出力として、上記直列共振回路に流れるとされる電流Ｉ２は、スイッチング素子Ｑ１（及びボディダイオードＤＤ１）に流れるスイッチング電流ＩＱ１と、一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成したものとなり、正弦波成分を含む波形となる。また、上記スイッチング電流ＩＱ１とスイッチング電圧Ｖ１との関係によっては、スイッチング素子Ｑ１のターンＯＦＦ（オフ）タイミングにおいてＺＶＳ動作が得られており、ターンＯＮタイミングにおいてＺＶＳ及びＺＣＳ動作が得られていることも示される。

また、直流電源Ｅｉｎの正極端子からチョークコイルＬ１０を流れるようにしてＥ級スイッチングコンバータに流入する入力電流Ｉ１は、チョークコイルＬ１０、チョークコイルＬ１１のインダクタンスについて、Ｌ１０＞Ｌ１１の関係を設定していることで、図示するようにして所定の平均レベルをとる脈流波形となる。このような脈流波形は、近似的な直流としてみることができる。

本願の発明者は、上記基本構成に基づくＥ級スイッチングコンバータを適用して電源回路を構成し、この電源回路について実験を行った。この電源回路の構成例を図３の回路図に示す。

この図に示すスイッチング電源回路においては、まず、商用交流電源ＡＣのラインに対して、図示するようにして、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２本のアクロスコンデンサＣＬが挿入される。これらコモンモードチョークコイルＣＭＣ、及びアクロスコンデンサＣＬにより、商用交流電源ＡＣのラインに重畳するコモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが形成される。

商用交流電源ＡＣからの交流電力は、ブリッジ整流回路Ｄｉにより整流され、その整流出力は平滑コンデンサＣｉに充電される。つまり、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑回路により交流電力を整流平滑化して直流電力に変換する。これにより平滑コンデンサＣｉの両端電圧として直流入力電圧Ｅｉが得られる。この直流入力電圧Ｅｉが、後段のスイッチングコンバータのための直流入力電圧となる。

この図において、直流入力電圧Ｅｉを直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うスイッチングコンバータは、図１の基本構成に基づいたＥ級スイッチングコンバータとして形成される。この場合のスイッチング素子Ｑ１には高耐圧のＭＯＳＦＥＴが選定されている。また、この場合のＥ級スイッチングコンバータの駆動方式は、発振・ドライブ回路２によりスイッチング素子をスイッチング駆動する他励式である。

スイッチング素子Ｑ１のドレインは、チョークコイルＬ１０の直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。従って、この場合には、直流入力電圧Ｅｉは、チョークコイルＬ１０の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ１のドレイン及び絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一方の巻線端に供給されるようになっている。スイッチング素子Ｑ１のソースは一次側アースに接続される。このチョークコイル巻線Ｎ１０によって形成されるインダクタＬ１０は、図１に示したＥ級スイッチングコンバータにおけるチョークコイルＬ１０に相当する機能部位となる。

スイッチング素子Ｑ１のゲートに対しては、発振・ドライブ回路２から出力されるスイッチング駆動信号（電圧）が印加されるようになっている。この場合のスイッチング素子Ｑ１には、ＭＯＳＦＥＴが選定されていることから、図示するようにして、ソース−ドレイン間に対して並列に接続されるようにしてボディダイオードＤＤ１を内蔵する。このボディダイオードＤＤ１としては、アノードがスイッチング素子Ｑ１のソースと接続され、カソードがスイッチング素子Ｑ１のドレインと接続される状態を形成する。このボディダイオードＤＤ１は、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦ動作（ＯＮは導通、ＯＦＦは非導通を示し、ＯＮとＯＦＦとを交互に繰り返すスイッチング動作）により生じる、逆方向のスイッチング電流を流す経路を形成する。

また、スイッチング素子Ｑ１のドレインとソースとの間に対しては、一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスと絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１によって形成されるリーケージ（漏洩）インダクタＬ１の有するリーケージインダクタンスとによって、スイッチング素子Ｑ１に流れるスイッチング電流に対する一次側並列共振回路（電圧共振回路）を形成する。なお、上述の一次側並列共振回路は、チョークコイルＬ１０のインダクタンスの値がリーケージインダクタＬ１のインダクタンスの値に較べて大きいものとして、チョークコイルＬ１０を考慮に入れなかったが、チョークコイルＬ１０のインダクタンスの値がリーケージインダクタＬ１のインダクタンスの値に近く場合、一次側並列共振コンデンサＣｒの値に較べて、後述する一次側直列共振コンデンサＣ１１の値が近い値である場合、平滑コンデンサＣｉのキャパシタンスの値が一次側並列共振コンデンサＣｒに近い場合等、チョークコイルＬ１０と平滑コンデンサＣｉと一次側並列共振コンデンサＣｒとで形成される共振回路の共振周波数が、一次側並列共振コンデンサＣｒとリーケージインダクタＬ１とで形成される共振回路の共振周波数に近い場合には、チョークコイルＬ１０の一次側並列共振回路に対する寄与も考慮しなければならない。この一次側並列共振回路が共振動作を行うことによって、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作として、１つには電圧共振形の動作が得られる。これに応じて、スイッチング素子Ｑ１のドレインとソースとの間電圧であるスイッチング電圧Ｖ１としては、そのＯＦＦ期間において正弦波状の共振パルス波形が得られる。

また、スイッチング素子Ｑ１のドレインとソースとの間に対しては、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１と一次側直列共振コンデンサＣ１１とから成る直列接続回路が並列に接続される。この場合には、一次巻線Ｎ１の一方の巻線端（例えば巻き終わり端部）をスイッチング素子Ｑ１のドレインと接続し、一次巻線Ｎ１の他方の巻線端（例えば巻始め端部）を一次側直列共振コンデンサＣ１１と接続している。一次側直列共振コンデンサＣ１１の一次巻線Ｎ１と接続されない側の極端子は、一次側アース電位にてスイッチング素子Ｑ１のソースと接続される。

発振・ドライブ回路２は、例えば他励式によりスイッチング素子Ｑ１を駆動するために、発振回路と、この発振回路により得られた発振信号に基づいて、ＭＯＳＦＥＴをスイッチング駆動するためのゲート電圧であるドライブ信号を生成して、スイッチング素子Ｑ１のゲートに印加するようにされる。これにより、スイッチング素子Ｑ１は、ドライブ信号波形に応じて連続的にＯＮ／ＯＦＦ動作を行う。つまり、スイッチング動作を行う。

絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側と二次側とを直流的に絶縁した状態で、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力を二次側に伝送するもので、このために、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２が巻装される。

この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、一例として、フェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ字形コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線として、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２とをＥＥ字形コアの中央磁脚の部分に巻装している。

そのうえで、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ字形コアの中央磁脚に対しては１．６ｍｍ程度のギャップを形成するようにしており、これによって、一次側と二次側との間で、ｋ＝０．７５程度の結合係数ｋを得るようにしている。この程度の結合係数ｋは、一般的に疎結合とし評価される結合度であり、その分、絶縁コンバータトランスＰＩＴは飽和状しにくくなっている。

絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１は、後述するようにして、一次側に形成されるＥ級スイッチングコンバータにおける一次側直列共振回路を形成するための素子であり、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング出力に応じた交番出力が得られる。

絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ１により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ２に発生する。この二次巻線Ｎ２に対しては、二次側直列共振コンデンサＣ２を直列となる接続関係によりに接続している。これにより、二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタＬ２と二次側直列共振コンデンサＣ２のキャパシタンスとによって二次側直列共振回路を形成する。この二次側直列共振回路は、後述する二次側整流回路の整流動作に応じて共振動作を行うが、これにより、二次巻線Ｎ２に流れる二次巻線電流は正弦波状となる。つまり、二次側において電流共振動作が得られる。

この場合の二次側整流回路は、上記のようにして二次側直列共振コンデンサＣ２が直列接続された二次巻線Ｎ２に対して、２本の整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２と、１本の平滑コンデンサＣｏを接続することで、倍電圧半波整流回路として形成される。この倍電圧半波整流回路の接続態様としては、まず、二次巻線Ｎ２の巻き終わり端部側に対して、二次側直列共振コンデンサＣ２を介して整流ダイオードＤｏ１のアノードと、整流ダイオードＤｏ２のカソードを接続する。また、整流ダイオードＤｏ１のカソードを平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。二次巻線Ｎ２の巻始め端部と、整流ダイオードＤｏ２のアノードは、二次側アース電位にて平滑コンデンサＣｏの負極端子と接続する。

このようにして形成される倍電圧半波整流回路の整流動作は次のようになる。先ず、二次巻線Ｎ２に誘起される交番電圧である二次巻線Ｎ２の両端電圧（二次巻線電圧）の一方の極性に対応する半周期においては、整流ダイオードＤｏ２に順方向電圧が印加されることになるので、整流ダイオードＤｏ２が導通し、整流電流を二次側直列共振コンデンサＣ２に対して充電する動作が得られる。これによって、二次側直列共振コンデンサＣ２には、二次巻線Ｎ２に誘起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルの両端電圧が生成される。次の、二次巻線電圧Ｖ３の他方の極性に対応する半周期においては、整流ダイオードＤｏ１に順方向電圧が印加されて導通する。このとき、平滑コンデンサＣｏに対しては、二次巻線電圧Ｖ３の電位と、上記二次側直列共振コンデンサＣ２の両端電圧とが重畳された電位により充電が行われる。

これによって平滑コンデンサＣｏの両端電圧としては、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる直流出力電圧Ｅｏが得られることになる。この整流動作では、平滑コンデンサＣｏに対しては、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期にのみ充電が行われる。つまり、倍電圧半波としての整流動作が得られている。また、このような整流動作では、二次巻線Ｎ２と二次側直列共振コンデンサＣ２の直列接続により形成される二次側直列共振回路の共振出力について整流動作を行っているものとしてみることができる。このようにして生成される直流出力電圧Ｅｏは、負荷に供給される。また、分岐して制御回路１に対して検出電圧として出力される。

制御回路１は、入力された直流出力電圧Ｅｏのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数を可変し、また、これに伴って、１スイッチング周期における期間ＴＯＮと期間ＴＯＦＦの時比率（導通角）を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ１を駆動する。この動作が二次側直流出力電圧に対する定電圧制御動作となる。

上記のようにしてスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数及び導通角が可変制御されることにより、電源回路における一次側、二次側の共振インピーダンス、電力伝送有効期間が変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１から二次巻線Ｎ２側に伝送される電力量、また、二次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、直流出力電圧Ｅｏのレベル変動がキャンセルされるようにして、直流出力電圧Ｅｏのレベルを制御する動作が得られることになる。つまり、直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られる。

上記のようにして形成される図３の電源回路の一次側において形成されるスイッチングコンバータ（Ｑ１、Ｃｒ、Ｌ１０、Ｎ１、Ｃ１１）と、先に図１に示したＥ級コンバータとしての回路構成とを比較してみると、図３におけるスイッチングコンバータは、図１の回路から負荷となるインピーダンスＺを省略し、チョークコイルＬ１１の巻線を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１（リーケージインダクタＬ１）と置き換えたものとしてみることができる。また、図３における一次側スイッチングコンバータでは、チョークコイルＬ１０のインダクタンスと一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスとによって一次側並列共振回路を形成し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタＬ１と一次側直列共振コンデンサＣ１１のキャパシタンスとにより一次側直列共振回路を形成する。

このことから、図３の一次側スイッチングコンバータは、Ｅ級共振形のスイッチング動作を行うＥ級スイッチングコンバータとして形成されている、ということがいえる。そして、この一次側スイッチングコンバータのスイッチング動作により得られるスイッチング出力（交番出力）を、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける磁気結合を介するようにして、チョークコイルＬ１１に相当する一次巻線Ｎ１から二次巻線Ｎ２に伝達し、二次側にて整流を行って直流出力電圧Ｅｏを得るようにされている。つまり、図３に示す電源回路は一次側にＥ級スイッチングコンバータを備えるＤＣ−ＤＣコンバータとして構成される。

また、このようにして形成される一次側のＥ級スイッチングコンバータは、チョークコイルＬ１０または／及びリーケージインダクタＬ１（共振回路を形成する各部品の定数によって、チョークコイルＬ１０とリーケージインダクタＬ１との寄与度が異なる）及び一次側並列共振コンデンサＣｒとともに電圧共振形コンバータを形成するスイッチング素子Ｑ１（及びボディダイオードＤＤ１）に対して、一次側直列共振回路を形成する一次巻線Ｎ１及び一次側直列共振コンデンサＣ１１の直列接続回路を並列接続した複合共振形コンバータ、ソフトスイッチング電源の構成であるともみることができる。

ところで、一般的に、一次側に電圧共振形コンバータを備える電源回路は、負荷電力の制御範囲が狭く、また、軽負荷時におけるＺＶＳが維持できないために、そのままでは実用化は不可能であると考えられている。そこで、先に従来例として図１２に示したように、一次側電圧共振形コンバータに対して二次側直列共振回路を設け、二次側整流回路として倍電圧半波整流回路を形成した電源回路を構成して本願発明者が実験を行ったところ、それまでの電圧共振形コンバータを備える電源回路よりも、実現化に近づく特性が得られることが確認された。

しかしながら、図１２の電源回路では、図１４により説明したように、中間負荷時において、スイッチング素子Ｑ１のＯＦＦ期間（ＴＯＦＦ）が終了しないうちにスイッチング素子Ｑ１に正極方向（この場合はドレイン→ソース方向）に電流が流れてＺＶＳの動作が得られないという異常動作を生じる。このために、図１２の電源回路の構成であっても、依然として実用化は困難な状況であった。

図３により説明した電源回路は、上記しているように、一次側に電圧共振形コンバータの回路形態を備える複合共振形のスイッチングコンバータである、という点では、図１２に示した従来の電源回路と共通の構成を採っているといえる。

しかしながら、この図３の電源回路について実験を行ったところ、中間負荷時においてＺＶＳが得られなくなる異常動作が解消され、所定の対応負荷電力の全範囲において正常なスイッチング動作が得られることが確認された。

図１２に示される電源回路の中間負荷時の異常動作は、電圧共振形コンバータに二次側直列共振回路を備えた形式の複合共振形コンバータを構成した場合に生じやすいことが確認されている。これは、電圧共振形コンバータを形成する一次側並列共振回路と、二次側直列共振回路（整流回路）とが同時に動作することによる相互作用が主たる原因となっている。つまり、上記した中間負荷時の異常動作は、一次側電圧共振形コンバータと二次側直列共振回路とを組み合わせた回路構成であることがそもそもの要因であると捉えることができる。このことに基づき、先ず、図３に示す電源回路としては、一次側スイッチングコンバータとして、電圧共振形コンバータに代えて、Ｅ級スイッチングコンバータを適用した構成のものを備えることとしたものである。

このような構成が要因となって、図３の電源回路では、二次側に対して直列共振回路を設ける、あるいは設けない場合とに関わらず、中間負荷時においてＺＶＳが得られなくなる異常動作が解消されることとなった。

このようにして、図３の電源回路では、従来例としての図１２の電源回路において問題となっていた中間負荷時における異常動作が解消されている。

しかしながら、このようなＥ級コンバータを多重共振コンバータと組み合わせる場合においては、スイッチング素子Ｑ１のＯＦＦ期間に発生する電圧共振パルス電圧であるスイッチング電圧Ｖ１のピーク値は、入力交流電圧である入力交流電圧ＶＡＣの値が、２６４Ｖとなる場合には、１６００Ｖにも達してしまい、スイッチング素子Ｑ１の耐圧は、余裕をみて、１８００Ｖ程度必要となっている。

そこで、本実施形態としては、図３に示した電源回路からさらに推し進め、電源回路としてＥ級スイッチングコンバータを適用することで、中間負荷時における異常動作を解消したうえで、さらに、スイッチング素子Ｑ１の耐圧が低くとも良いようにするための構成を提案する。

このような本実施形態としての電源回路として、本発明の実施形態の電源回路の構成例を図４に示す。なお、この図において、図３と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。

図４に示す電源回路は、電圧共振コンバータの一次側に、チョークコイル巻線Ｎ１０を有するチョークコイルＰＣＣ（インダクタＬ１０）を付加してＥ級スイッチング動作を実現する。このときに、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２との結合係数を０．８以下の疎結合で構成する。二次側は、二次巻線Ｎ２と並列に二次側部分電圧共振コンデンサＣ４を接続し、全波ブリッジから直流出力電圧を得る多重共振コンバータを構成する。そして、さらに、この多重共振コンバータのチョークコイルＰＣＣ（インダクタＬ１０）と並列に、クランプ用コンデンサＣ３と補助スイッチ素子Ｑ２の直列回路が接続される。

そして、この補助スイッチ素子Ｑ２のゲートを制御するために、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線として絶縁コンバータトランス補助巻線Ｎｇ、抵抗Ｒｇ１、抵抗Ｒｇ２が設けられている。

ここで、多重共振コンバータ部のスイッチング素子Ｑ１及び補助スイッチ素子Ｑ２のいずれも、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＢＪＴのいずれであっても良いが、以下の説明においては、ＭＯＳＦＥＴを用いる場合について説明をする。

すなわち、図４に示す電源回路の主要部分は以下のように接続されている。チョークコイル巻線Ｎ１０の一方の巻線端を平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続し、チョークコイル巻線Ｎ１０の他方の巻線端を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一方の巻線端及びスイッチング素子Ｑ１の一方の端子であるＭＯＳＦＥＴのドレインとに接続する。すなわち、平滑コンデンサＣｉの正極端子と一次巻線Ｎ１の一方の巻線端及びスイッチング素子Ｑ１の一方の端子であるＭＯＳＦＥＴのドレインとの間にインダクタＬ１０が接続されている。そして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の他方の巻線端とスイッチング素子Ｑ１の他方の端子であるＭＯＳＦＥＴのソースとの間に一次側直列共振コンデンサＣ１１を接続している。また、一次側並列共振コンデンサＣｒの一方の端子は、スイッチング素子Ｑ１の一方の端子であるＭＯＳＦＥＴのドレインと接続され、一次側並列共振コンデンサＣｒの他方の端子は、スイッチング素子Ｑ１の他方の端子であるＭＯＳＦＥＴのソースと接続されている。すなわち、スイッチング素子Ｑ１と一次側並列共振コンデンサＣｒとは並列に接続されている。

さらに、絶縁コンバータトランス補助巻線Ｎｇが設けられ、この絶縁コンバータトランス補助巻線Ｎｇからの電圧が抵抗Ｒｇ１と抵抗Ｒｇ２とで分圧されて補助スイッチ素子Ｑ２として機能するＭＯＳＦＥＴのゲートに加えられるようになされている。補助スイッチ素子Ｑ２のドレインには、クランプ用コンデンサＣ３が接続されている。すなわち、クランプ用コンデンサＣ３と補助スイッチ素子Ｑ２とは直列回路を形成している。そして、このクランプ用コンデンサと補助スイッチ素子Ｑ２との直列回路は、チョークコイルＰＣＣ（インダクタＬ１０）と並列に接続されている。なお、絶縁コンバータトランス補助巻線Ｎｇは、一次巻線Ｎ１から積み上げるように巻かれているが、補助スイッチ素子Ｑ２として機能するＭＯＳＦＥＴのソースが一次巻線Ｎ１の一方の端子に接続されているので、巻線を積み上げるように接続されているのであり、別巻線として設けても何の問題もない。

上述の回路形態では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の他方の巻線端とスイッチング素子Ｑ１のソースとの間に一次側直列共振コンデンサＣ１１を接続しており、この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に生じるリーケージ（漏れ）インダクタＬ１と一次側直列共振コンデンサＣ１１とで共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路が形成されている。また、スイッチング素子Ｑ１に並列に一次側並列共振コンデンサＣｒを接続して、一次巻線Ｎ１に生じるリーケージインダクタＬ１と一次側並列共振コンデンサＣｒとで共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路が形成されている。さらに、チョークコイルＰＣＣ（インダクタＬ１０）に並列接続されるクランプ用コンデンサＣ３と補助スイッチ素子Ｑ２の直列回路と、を具備しており、補助スイッチ素子Ｑ２は、スイッチング素子Ｑ１が非導通のときに導通するようになされている。補助スイッチ素子Ｑ２はボディダイオードＤＤ２を内蔵しており、一方向きの電流に対しては、ＯＮ／ＯＦＦの切り替え制御を可能とし、他方向の電流はＯＮ状態とし、両方向に電流を通過させることができるようになされている。

スイッチング素子Ｑ１がスイッチング動作を行うのに応じて、一次側並列共振回路の電圧共振動作により、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦとなる期間において一次側並列共振コンデンサＣｒに対して充放電電流を流す。また、一次側直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ時において、一次側直列共振コンデンサＣ１１−一次巻線Ｎ１−スイッチング素子Ｑ１の経路で共振電流が流れるようにして共振動作を行う。

なお、本実施形態において、共振周波数が「支配を受ける」とは、一次巻線Ｎ１に生じるリーケージインダクタＬ１の値と一次側直列共振コンデンサＣ１１の値に、一次側直列共振回路の共振周波数の値は、大きく依存し、リーケージインダクタＬ１の値と一次側並列共振コンデンサＣｒの値に一次側並列共振回路の共振周波数の値は、大きく依存することを言うものであり、他の部品のこの各々の共振周波数への影響は比較的小さいことを言うものである。厳密に言うとこれらの共振周波数は、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンス値と一次側直列共振コンデンサＣ１１のキャパシタンス値との比、平滑コンデンサＣｉのキャパシタンス値と一次側直列共振コンデンサＣ１１のキャパシタンス値との比、インダクタＬ１０のインダクタンス値とリーケージインダクタＬ１のインダクタンス値との比、も共振周波数に関係するものであるが、これらは、支配的ではないので、共振周波数はこれらによっては支配を受けないものとしている。

具体的に、一次側並列共振周波数について例を挙げて説明すれば、一例としては、一次側並列共振コンデンサＣｒとリーケージインダクタＬ１のみではなく、一次側並列共振コンデンサＣｒとリーケージインダクタＬ１とを接続する一次側直列共振コンデンサＣ１１の値も一次側並列共振周波数に影響を与える。しかしながら、一次側直列共振コンデンサＣ１１の値が一次側並列共振コンデンサＣｒの値より非常に大きい場合には、一次側直列共振コンデンサＣ１１の一次側並列共振への寄与は、少ないものであり、一次側直列共振コンデンサＣ１１によって、一次側並列共振周波数は支配を受けないと評価することができる。また、別の例として、インダクタＬ１０と平滑コンデンサＣｉとの直列回路が、リーケージインダクタＬ１に並列に接続されていることによって、一次側並列共振周波数に影響を及ぼす。ここで、平滑コンデンサＣｉの値は、一般的に一次側並列共振コンデンサＣｒの値に較べて非常に大きなキャパシタンス値を有するので、交流的にはショートとみなせる。しかしながら、インダクタＬ１０の値がリーケージインダクタＬ１の値よりも、格段に大きい場合には、インダクタＬ１０とリーケージインダクタＬ１との並列接続によるインダクタンスの値は、略リーケージインダクタＬ１によって定まるので、一次側並列共振周波数は支配を受けないと評価することができる。なお、部品、配線に生じる浮遊容量成分、インダクタンス成分は、上述の一次側並列共振コンデンサＣｒ、一次側直列共振コンデンサＣ１１、リーケージインダクタＬ１、インダクタＬ１０に含まれるものとしている。

また、上記したような回路形態では、絶縁コンバータトランス補助巻線Ｎｇによって発生する電圧の極性は、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦ（非導通）となる場合に補助スイッチ素子Ｑ２がＯＮ（導通）となるように接続されている。抵抗Ｒｇ１と抵抗Ｒｇ２の抵抗値の比率を変化させることによって、補助スイッチ素子Ｑ２がＯＮ（導通）となる時間が調整可能とされている。

また、二次側については、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、二次巻線Ｎ２を有し、二次側整流素子は、二次巻線Ｎ２から出力される交流電圧を整流する複数の整流ダイオードＤｏ１ないし整流ダイオードＤｏ４を有し、平滑コンデンサＣｏは、整流ダイオードＤｏ１ないし整流ダイオードＤｏ４で発生する整流電圧を充電する。

さらに、二次側部分電圧共振コンデンサＣ４を備えるので、部分電圧共振が生じ、整流ダイオードＤｏ１ないし整流ダイオードＤｏ４のＯＮとＯＦＦとの切り替え点でスイッチング損失が生じることを防止でき、さらなるスイッチング電源回路の効率の向上が図れる。

以下、図４に示すスイッチング電源回路のさらに細部について説明を行う。上記構成による図４の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例を図５に示す。絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１及びＥ型コアＣＲ２を組み合わせたＥＥ字形コアを備える。そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状を有し、樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ１及び絶縁コンバータトランス補助巻線Ｎｇを巻装する。また、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ２を巻装する。

このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ字形コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次巻線Ｎ１と絶縁コンバータトランス補助巻線Ｎｇ及び二次巻線Ｎ２とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ字形コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。

そのうえで、ＥＥ字形コアの中央磁脚に対しては、図のようにして、ギャップＧを形成する。これによって、結合係数ｋとしては、疎結合の状態を得るようにしている。つまり、従来技術として図１２に示した電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴよりも、さらに疎結合の状態としている。なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１、Ｅ型コアＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することができる。本実施形態においては、コア材として、ＥＥＲ―３５を用い、ギャップＧを１．６ｍｍとし、一次巻線Ｎ１の巻数を６０Ｔ、二次巻線Ｎ２の巻数を３０Ｔ、絶縁コンバータトランス補助巻線Ｎｇの巻き数を１Ｔに設定した。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体における一次側と二次側との結合係数ｋについては、ｋ＝0.75が設定される。

チョークコイルＰＣＣについても、所定形状サイズのＥＥ字形コアに対して巻線を施す構造とすることで構成できる。本実施形態においては、コア材として、ＥＲ―２８を用い、ギャップＧを０．８ｍｍとし、チョークコイル巻線Ｎ１０の巻数を５０Ｔとして、インダクタＬ１０のインダクタンス値として、１ｍＨ（ミリ・ヘンリー）を得ている。

そして、図４に示した回路形態の電源回路について、後述する実験結果を得るのにあたり、要部については、下記のように選定した。

一次側並列共振コンデンサＣｒ、一次側直列共振コンデンサＣ１１、クランプ用コンデンサＣ３及び二次側部分電圧共振コンデンサＣ４の各キャパシタンスについては、
Ｃｒ＝１５００ｐＦ
Ｃ１１＝０．０１μＦ
Ｃ３＝０．１μＦ
Ｃ４＝３３００ｐＦ
を選定した。

また、抵抗Ｒｇ１、抵抗Ｒｇ２については、
Rg1=１５０Ω（オーム）
Rg2=１００Ω
を選択した。

また、対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝３００Ｗ、最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ＝０Ｗ（無負荷）とし、直流出力電圧Ｅｏは１７５Ｖとしている。

図４の電源回路の実験結果として、図６（ａ）、図６（ｂ）の波形図を挙げる。この図６（ａ）では、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝３００Ｗ、入力交流電圧ＶＡＣ＝１００Ｖの条件での、スイッチング素子Ｑ１の両端の電圧であるスイッチング電圧Ｖ１、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流であるスイッチング電流ＩＱ１、チョークコイルＰＣＣに流れる電流である入力電流Ｉ１、一次側直列共振コンデンサＣ１１の両端の電圧である一次側直列共振電圧Ｖ２、一次巻線Ｎ１に流れる電流である一次巻線電流Ｉ２、一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流である一次側並列共振電流ＩＣｒ、補助スイッチ素子Ｑ２に流れる電流である補助スイッチ電流ＩＱ２、二次巻線Ｎ２に発生する電圧である二次巻線電圧Ｖ３、二次巻線Ｎ２に流れる電流である二次巻線電流Ｉ３を示している。

また、図６（ｂ）では、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝３００Ｗ、入力交流電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖの条件での、スイッチング電圧Ｖ１、スイッチング電流ＩＱ１、入力電流Ｉ１、一次側直列共振電圧Ｖ２、一次巻線電流Ｉ２、一次側並列共振電流ＩＣｒ、補助スイッチ電流ＩＱ２、二次巻線電圧Ｖ３、二次巻線電流Ｉ３を示している。

図６（ａ）に示す波形図により、図４の電源回路の基本的な動作について説明する。

スイッチング素子Ｑ１は、平滑コンデンサＣｉの両端電圧を直流入力電圧Ｅｉとして入力してスイッチング動作を行う。

スイッチング電圧Ｖ１（スイッチング素子Ｑ１のドレインとソースとの間の電圧である）は、発振・ドライブ回路２からの信号によってスイッチング素子Ｑ１を駆動してドレインとソースとの間がＯＮまたはＯＦＦとされる。ここで、補助スイッチ電流ＩＱ２をクランプ用コンデンサＣ３に流しているので、スイッチング電圧Ｖ１の上昇は、入力交流電圧ＶＡＣが１００Ｖのときは、４６０Ｖ、入力交流電圧ＶＡＣが２３０Ｖのときは、６６０Ｖと低いものとなっている。すなわち、補助スイッチ素子Ｑ２とクランプ用コンデンサＣ３がない場合には、ＯＦＦ期間において正弦波状の共振パルス波形が得られるものであるが、この正弦波状の共振パルス波形のピーク部分はクランプされてしまっている。しかしながら、正弦波の立ち上がり近傍の波形は、クランプがされない場合と略同様の波形となっており、スイッチング素子Ｑ１のターンＯＦＦ（オフ）タイミングにおいてＺＶＳ動作となる効果は十分に得られている。

スイッチング電流ＩＱ１（スイッチング素子Ｑ１に流れる電流である）は、ドレイン側からスイッチング素子Ｑ１（及びボディダイオードＤＤ１）に流れる電流となる。スイッチング周期は、スイッチング素子Ｑ１がＯＮとなるべき期間ＴＯＮと、ＯＦＦとなるべき期間ＴＯＦＦとに分けられ、スイッチング電圧Ｖ１は、期間ＴＯＮにおいては０レベルで、期間ＴＯＦＦにおいて共振パルスが得られる波形となる。このスイッチング電圧Ｖ１の電圧共振パルスは、一次側並列共振回路の共振動作により、正弦波状の共振波形として得られる。

スイッチング電流ＩＱ１は、期間ＴＯＦＦにおいては０レベルであり、この期間ＴＯＦＦが終了して期間ＴＯＮが開始されてターンＯＮタイミングに至ると、先ず、ボディダイオードＤＤ１を流れることで負極性の波形となり、続いて反転してドレインからソースに流れることで正極性による波形となる。

入力電流Ｉ１（平滑コンデンサＣｉから一次側スイッチングコンバータに流入する電流である）は、チョークコイル巻線Ｎ１０によって形成されるインダクタＬ１０のインダクタンスと、一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタＬ１の合成インダクタンスを介するようにして流れることになる。このために、平滑コンデンサＣｉからスイッチングコンバータに流入する電流は脈流となる。

一次側直列共振電圧Ｖ２（一次側直列共振コンデンサＣ１１の両端の電圧である）は、スイッチング周期に応じた正弦波に近い交番波形となる。

一次巻線電流Ｉ２（一次巻線Ｎ１に流れる電流である）は、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作に応じて一次巻線Ｎ１に流れる電流であり、この場合には、スイッチング電流ＩＱ１と一次側並列共振電流ＩＣｒとをほぼ合成するようにして得られる波形となる。スイッチング素子Ｑ１がＯＮ／ＯＦＦ動作を行うことにより、期間ＴＯＦＦのスイッチング電圧Ｖ１である共振パルス電圧が一次側直列共振回路を形成する一次巻線Ｎ１、一次側直列共振コンデンサＣ１１の直列接続回路に印加される。これにより一次側直列共振回路が共振動作を行い、一次巻線電流Ｉ２は、正弦波成分によるスイッチング周期に応じた交番波形となる。

一次巻線電流Ｉ２は、期間ＴＯＮが終了して期間ＴＯＦＦに至ってスイッチング素子Ｑ１がターンＯＦＦするタイミングでは、一次側並列共振電流ＩＣｒとして、一次側並列共振コンデンサＣｒに対して正極性により流れることで、一次側並列共振コンデンサＣｒを充電する動作が開始され、これに応じて、スイッチング電圧Ｖ１は０レベルから正弦波状により上昇を開始して、電圧共振パルスが立ち上がる。一次側並列共振電流ＩＣｒが負極性に反転すると、一次側並列共振コンデンサＣｒは充電から放電が行われる状態に移行することになり、電圧共振パルスはピークレベルから下降していく。このような動作は、スイッチング素子Ｑ１のターンＯＮ、ターンＯＦＦ時において、一次側並列共振回路によるＺＶＳ動作、及び一次側直列共振回路によるＺＣＳ動作が得られていることを示す。このように、一次側並列共振電流ＩＣｒ（一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流である）は、スイッチング電圧Ｖ１の立ち上がり、スイッチング電圧Ｖ１の立ち下がりのタイミングで電流を流して、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング損失を軽減する。

補助スイッチ電流ＩＱ２（補助スイッチ素子Ｑ２に流れる電流である）は、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦとなるごとに、流れてスイッチング電圧Ｖ１をクランプして過大な電圧がスイッチング素子Ｑ１のドレインとソースの間に印加されないようにする。すなわち、一次巻線電流Ｉ２と一次巻線Ｎ１に発生する電圧および絶縁コンバータトランス補助巻線Ｎｇに発生する電圧との位相は９０°ずれており、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦとなるタイミングで補助スイッチ素子Ｑ２がＯＮとなるような電圧が絶縁コンバータトランス補助巻線Ｎｇの両端に発生して、補助スイッチ素子Ｑ２をＯＮとして、クランプ用コンデンサＣ３に電流を流し、スイッチング素子Ｑ１のドレインとソースの間の電圧上昇を防止する。

二次巻線電圧Ｖ３（二次巻線Ｎ２の両端の電圧、すなわち、二次側部分電圧共振コンデンサＣ４との接続回路の両端電圧である）は、整流ダイオードＤｏ１ないし整流ダイオードＤｏ４の導通期間に直流出力電圧Ｅｏに応じた絶対値レベルにクランプされる。

二次巻線電流Ｉ３（二次巻線Ｎ２に流れる電流）は、部分的な正弦波電流となる。

図７、図８を参照して、図４に示す本実施形態の電源回路の特性を示す。図７は、入力交流電圧ＶＡＣが１００Ｖ、および入力交流電圧ＶＡＣが２３０Ｖのときの、負荷電力０Ｗから３００Ｗの範囲における本実施形態の変形Ｅ級スイッチング動作多重共振コンバータのAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）、スイッチング周波数ｆｓを示すものであり、図７に示す実線は、入力交流電圧ＶＡＣの値が１００Ｖのときを示し、破線は入力交流電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖのときを示すものである。

また、図８は、入力交流電圧ＶＡＣが８５Ｖから２３０Ｖの範囲における負荷電力３００Ｗときの本実施形態の変形Ｅ級スイッチング動作多重共振コンバータのAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）、スイッチング周波数ｆｓを示すものである。

図７に示すように、入力交流電圧ＶＡＣの値が１００Ｖのときの、AC→DC電力変換効率は、９１．０％に達し、スイッチング周波数ｆｓの範囲は、８９．３ｋＨｚから１１０.０ｋＨｚ、スイッチング周波数ｆｓの可変範囲Δｆｓは、２０．７ｋＨｚとなる結果が得られた。また、入力交流電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖのときの、AC→DC電力変換効率は、９４．０％に達し、スイッチング周波数ｆｓの範囲は、１３２．２ｋＨｚから１４７ｋＨｚ、スイッチング周波数ｆｓの可変範囲Δｆｓは、１４．８ｋＨｚとなる結果が得られた。入力交流電圧ＶＡＣの値が１００Ｖ、２３０Ｖいずれの場合にも、図１２に背景技術として示す回路に較べてスイッチング周波数ｆｓの可変範囲Δｆｓは小さくなっている。その理由は、絶縁コンバータトランス補助巻線Ｎｇを絶縁コンバータトランスＰＩＴに施すことによって、負荷電力、入力交流電圧ＶＡＣの変動に対してスイッチング素子Ｑ１と補助スイッチ素子Ｑ２との時比率（期間ＴＯＮ／期間ＴＯＦＦ）が変化することによって、可変範囲Δｆｓを狭くすることができるためである。

図８に示すように、３００Ｗの負荷電力を供給時においては、入力交流電圧ＶＡＣの上昇にしたがいスイッチング周波数ｆｓは上昇している。また、入力交流電圧ＶＡＣが１７０Ｖから２２０Ｖの範囲でAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）は、９４．５％の高効率となっている。このAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の値は、図１２に背景技術として示す回路におけるものと較べて広範囲な交流入力電圧範囲で高効率となっている。

先に従来例として図１２に示した電源回路では、平滑コンデンサＣｉからスイッチングコンバータに流入する電流は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１を経由してスイッチング素子Ｑ１、一次側並列共振コンデンサＣｒに流入する。この場合、平滑コンデンサＣｉからスイッチングコンバータに流入する電流は一次巻線電流Ｉ２となるものであり、スイッチング周期による比較的高い周波数となる。つまり、平滑コンデンサＣｉに対しては商用交流電源周期に対して高周波で充放電電流が流れる。

平滑コンデンサＣｉとしての部品素子には高耐圧が要求されることなどに応じてアルミ電解コンデンサがしばしば採用される。アルミ電解コンデンサは、他の種類のコンデンサなどと比較して、高周波で動作させると静電容量が低下すると共に損失角の正接が増加しやすい性質を有している。このために、平滑コンデンサＣｉに使用するアルミ電解コンデンサには、ＥＳＲ（等価直列抵抗）が低く、また、許容リップル電流が多い特殊品を選定する必要がある。また、平滑コンデンサＣｉとしての素子のキャパシタンスについても相応に大きな値を選定する必要が出てくる。例えば図１２の電源回路の構成で、本実施形態と同等の最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝３００Ｗに対応させる場合には、１０００μF程度を選定することになる。このようなアルミ電解コンデンサは、汎用のアルミ電解コンデンサよりも高価であり、また、キャパシタンスの増加に応じた部品価格の上昇も含めてコスト的に不利となる。

これに対して図４に示した本実施形態の電源回路は、平滑コンデンサＣｉからスイッチングコンバータに流入する電流は、チョークコイル巻線Ｎ１０−一次巻線Ｎ１の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ１側に流れるようになっている。このために、平滑コンデンサＣｏからスイッチングコンバータに流入する電流は、図６（ａ）の入力電流Ｉ１としても示されるように直流となる。このようにして、平滑コンデンサＣｉからスイッチングコンバータに流入する電流が直流となることで、本実施形態では、上記した静電容量の低下や損失角の正接の増加の問題は生じることが無い。また、これに伴って、直流入力電圧Ｅｉにおける商用交流電源周期のリップルも低減される。このようなことから、本実施形態としては、平滑コンデンサＣｉとして汎用のアルミ電解コンデンサを選定することができる。また、平滑コンデンサＣｉとしての素子のキャパシタンスについても、リップル電圧が小さいので、図１２の回路の場合よりも低い値を選定できる。このようにして、本実施形態では、平滑コンデンサＣｉについてのコストダウンを図ることが可能になる。また、入力電流Ｉ１の波形は、正弦波状となっているが、これによる高周波ノイズの低減効果も得られる。

また、一次側スイッチングコンバータにＥ級スイッチングコンバータを適用した図４の回路では、二次側直列共振回路の有無にかかわらず、中間負荷時における異常動作は解消される。そして、適正なＺＶＳ動作が得られるようにしている。この異常動作の現象としては、図１４（ｂ）に示したように、ターンＯＮ（期間ＴＯＮの開始）より以前のタイミングでスイッチング素子Ｑ１がＯＮとなって、正極性のスイッチング電流ＩＱ１がソース−ドレイン間を流れる動作となるのであるが、このようなスイッチング電流ＩＱ１の動作によっては、スイッチング損失を増加させる。本実施形態では、異常動作に対応するスイッチング電流ＩＱ１の動作が生じないことで、これによるスイッチング損失の増加も無くなり、このことが、電力変換効率の向上要因の１つとなっているものである。

また、図６（ａ）と図１４（ａ）のスイッチング電流ＩＱ１を比較して分かるように、本実施形態に対応する図６（ａ）のスイッチング電流ＩＱ１の波形は、期間ＴＯＮの終了時以前のタイミングでピークが得られる波形となっている。この図６に示されるスイッチング電流ＩＱ１の波形は、ターンＯＦＦ時におけるスイッチング電流ＩＱ１のレベルが抑制されているということを意味する。ターンＯＦＦ時のスイッチング電流ＩＱ１のレベルが抑制されれば、その分、ターンＯＦＦ時のスイッチング損失は低減され、電力変換効率が向上することになる。

このようなスイッチング電流ＩＱ１の波形は、一次側スイッチングコンバータについてＥ級スイッチング動作としたことで得られるものである。また、本実施形態では、入力電流Ｉ１の波形は、脈流となっているが、これによる高周波ノイズの低減効果も得られる。

さらに、補助スイッチ素子Ｑ２およびクランプ用コンデンサＣ３を設け補助スイッチ電流ＩＱ２を、スイッチング素子Ｑ１のＯＦＦに同期させて流すことによって、スイッチング素子Ｑ１に加わる電圧の最高電圧値を入力交流電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖのときであっても、６６０Ｖ程度として、スイッチング素子Ｑ１に要求される耐電圧を大幅に低くして、スイッチング素子Ｑ１の選択を容易とするとともに、スイッチング電源回路のコストを安いものとできる。例えば、補助スイッチ素子Ｑ２およびクランプ用コンデンサＣ３を設けない場合には、スイッチング素子Ｑ１の耐電圧としては、１８００Ｖ程度必要となり、この場合に、ＭＯＳＦＥＴを用いると、ＯＮ抵抗の値は７Ω程度である。一方、補助スイッチ素子Ｑ２およびクランプ用コンデンサＣ３を設ける場合には、スイッチング素子Ｑ１の耐電圧としては、９００Ｖとすれば、十分であり、このときのＯＮ抵抗の値は、１．２Ω程度となり、ＯＮ抵抗による損失も軽減され、AC→DC電力変換効率が向上するとともに、スイッチング素子Ｑ１の選択が容易でコストも安いものとなる。なお、補助スイッチ素子Ｑ２における電力消費は小さく、ゲートドライブ回路は、抵抗Ｒｇ１、抵抗Ｒｇ２および絶縁コンバータトランス補助巻線Ｎｇの追加のみであり、コスト的な上昇は、スイッチング素子Ｑ１の耐電圧を低くすることによるコスト低下分を勘案すると、全くなく、逆に装置全体のコストは低減している。

（他の変形例について）

図９、図１０に二次側回路の変形例、図１１に一次側回路の変形例を示す。図９に示す回路は、２倍電圧半波整流回路であり、上述の実施形態と同様な効果が得られるが、特に、倍電圧の整流電圧が得られる利点がある。また、図１０は、二次巻線Ｎ２と二次巻線Ｎ２’とを設ける中点タップ付き巻線による全波整流回路であり上述の実施形態と同様な効果が得られるものであるが、特に、整流ダイオード２個で全波整流ができる利点がある。

また、図１１に示す回路は、補助スイッチ素子Ｑ２の駆動電圧を発生するための絶縁コンバータトランスＰＩＴの絶縁コンバータトランス補助巻線Ｎｇに代えてチョークコイルＰＣＣに追加のチョークコイル補助巻線Ｎｇ’を配し、抵抗Ｒｇ３と抵抗Ｒｇ４とで分圧した電圧を補助スイッチ素子Ｑ２のゲート電圧として印加して、上述の実施形態と同様な効果が得られるものであが、特に、チョークコイルＰＣＣと補助スイッチ素子Ｑ２に関係する回路部とを接近して配置できる利点がある。また、抵抗Ｒｇ３、抵抗Ｒｇ４については、Ｒｇ３=６８Ω、Ｒｇ４=１００Ωとした。

また、本発明としては、上記各実施形態として示した構成に限定されるものではない。例えば、メインスイッチング素子（及び補助スイッチング素子）については、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｉｔｏｒ）、バイポーラトランジスタなど、ＭＯＳＦＥＴ以外の素子を選定することも考えられる。また、上記各実施形態では、他励式のスイッチングコンバータを挙げているが、自励式として構成した場合にも本発明は適用できる。

Ｅ級スイッチングコンバータの基本構成例を示す回路図である。 Ｅ級スイッチングコンバータの動作を示す波形図である。 Ｅ級スイッチングコンバータを適用したスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 本発明の実施形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態の絶縁コンバータトランスの構成例を示す図である。 実施形態としての電源回路における要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。 実施形態としての電源回路についての、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、スイッチング周波数の変動特性を示す図である。 実施形態としての電源回路についての、交流入力電圧変動に対するAC→DC電力変換効率、スイッチング周波数の変動特性を示す図である。 実施形態の二次側の回路の変形例である。 実施形態の二次側の回路の別の変形例である。 実施形態の一次側の回路の変形例である。 背景技術としての電源回路の構成例を示す回路図である。 背景技術の絶縁コンバータトランスの構成例を示す図である。 背景技術に示した電源回路の要部の動作を示す波形図である。 背景技術に示した電源回路についての、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、スイッチング周波数、スイッチング素子のＯＮ期間の変動特性を示す図である。 背景技術に示した電源回路についての、定電圧制御特性を概念的に示す図である。

符号の説明

１ 制御回路、２ 発振・ドライブ回路、Ｃ３ クランプ用コンデンサ、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｃ１１ 一次側直列共振コンデンサ、Ｃｒ 一次側並列共振コンデンサ、Ｄｏ１、Ｄｏ２、Ｄｏ３、Ｄｏ４、 （二次側）整流ダイオード、Co（二次側）平滑コンデンサ、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｌ１、Ｌ２ リーケージ（漏れ）インダクタ、Ｎ１０ チョークコイル巻線、Ｌ１０ インダクタ、Ｎ１ 一次巻線、Ｎ２ 二次巻線、Ｎｇ 絶縁コンバータトランス補助巻線、Ｎｇ’ チョークコイル補助巻線、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、ＰＣＣ チョークコイル、Ｑ１ スイッチング素子、Ｑ２ 補助スイッチ素子

Claims (6)

1. 商用交流電源を整流平滑化して整流平滑電圧を生成する一次側整流素子及び一次側平滑コンデンサを有する一次側整流平滑回路と、
   上記整流平滑電圧をスイッチングして交流電圧に変換するスイッチング素子と、
   上記交流電圧を一次巻線に入力し、二次巻線に交流電圧を生成するコンバータトランスと、
   上記二次巻線に生じる交流電圧を整流平滑して出力直流電圧を生成する二次側整流素子及び二次側平滑コンデンサを有する二次側整流平滑回路と、
   上記出力直流電圧に基づいて上記スイッチング素子を制御するスイッチング素子制御手段と、
   を備えるスイッチング電源回路において、
   上記一次側整流平滑回路の出力端と上記コンバータトランスの一次巻線の一方の巻線端及び上記スイッチング素子の一方の端子との間に介在するチョークコイルと、
   上記コンバータトランスの一次巻線の他方の巻線端と上記スイッチング素子の他方の端子との間に一次側直列共振コンデンサを接続して形成され、上記コンバータトランスの上記一次巻線に生じる漏れインダクタンスと上記一次側直列共振コンデンサとで共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、
   上記スイッチング素子に並列に一次側並列共振コンデンサを接続して形成され、上記一次巻線に生じる漏れインダクタンスと上記一次側並列共振コンデンサとで共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、
   上記チョークコイルに並列接続されるクランプ用コンデンサと補助スイッチ素子の直列回路と、を具備し、
   上記補助スイッチ素子は、上記スイッチング素子が非導通のときに導通することを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 上記補助スイッチ素子は、上記コンバータトランスに巻かれるコンバータトランス補助巻線によって導通および非導通が制御されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 上記補助スイッチ素子は、上記チョークコイルに巻かれるチョークコイル補助巻線によって導通および非導通が制御されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
4. 上記二次側整流平滑回路は、上記コンバータトランスの二次巻線に並列に接続される部分共振コンデンサを有するダイオードブリッジ整流回路を具備することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
5. 上記二次側整流平滑回路は、上記コンバータトランスの二次巻線に並列に接続される部分共振コンデンサを有する２倍電圧整流回路を具備することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
6. 上記二次側整流平滑回路は、上記コンバータトランスの二次巻線に並列に接続される部分共振コンデンサを有する中間タップ方式全波整流回路を具備することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
   

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