KR20070037384A - 스위칭 전원 회로 - Google Patents

Abstract

스위칭 전원 회로는, 스위칭 소자, 컨버터 트랜스, 2차측 정류 및 평활 회로, 스위칭 소자 제어 유닛, 초크 코일, 1차측 직렬 공진 회로, 1차측 병렬 공진 회로, 및 직렬 회로를 포함한다. 상기 스위칭 소자는 직류(DC) 전압에 대해 스위칭을 수행하여 교류(AC) 전압으로 변환한다. 초크 코일은 상기 전압을 제공받고 상기 스위칭 소자의 한쪽 단자와 상기 1차 권선의 한쪽 권선 단부에 연결된다. 상기 1차측 직렬 공진 회로는, 누설 인덕턴스에 의해 지배를 받는 공진 주파수를 갖는 1차측 직렬 공진 커패시터를 연결한다. 1차측 병렬 공진 회로는 1차측 병렬 공진 커패시터를 상기 스위칭 소자에 병렬 접속하며, 공진 주파수를 갖는다. 상기 직렬 회로는 상기 스위칭 소자의 비도통 기간에 도통하는 보조 스위치 소자와 클램프용 커패시터로 형성된다.

전원 회로, 스위칭

Description

스위칭 전원 회로{SWITCHING POWER SUPPLY CIRCUIT}

도 1은 E급 스위칭 컨버터의 기본 구성예를 도시하는 회로도.

도 2는 E급 스위칭 컨버터의 동작을 도시하는 파형도.

도 3은 E급 스위칭 컨버터를 적용한 스위칭 전원 회로의 구성예를 도시하는 회로도.

도 4는 본 발명의 제 1의 실시예의 전원 회로의 구성예를 도시하는 회로도.

도 5는 제 1의 실시예의 절연 컨버터 트랜스의 구성예를 도시하는 도면.

도 6의 A 및 B는 제 1의 실시예의 전원 회로에 있어서의 주요부의 동작을 대응하는 스위칭 주기를 반영하여 도시하는 파형도.

도 7은 제 1의 실시예의 전원 회로의 AC→DC 전력 변환 효율 및 스위칭 주파수의 변동 특성을, 부하의 함수로서 도시하는 도면.

도 8은 제 1의 실시예의 전원 회로의 AC→DC 전력 변환 효율 및 스위칭 주파수의 변동 특성을, 부하의 함수로서 도시하는 도면.

도 9는 제 1 실시예의 2차측 회로의 수정예를 도시하는 도면.

도 10은 제 1의 실시예의 2차측 회로의 다른 수정예를 도시하는 도면.

도 11은 제 1의 실시에의 1차측 회로의 수정예를 도시하는 도면.

도 12는 본 발명의 제 2의 실시예의 전원 회로의 구성예를 도시하는 회로도.

도 13은 제 2의 실시예의 전원 회로의 AC→DC 전력 변환 효율 및 스위칭 주파수의 변동 특성을, 부하의 함수로서 도시하는 도면.

도 14는 제 2의 실시예의 2차측 회로의 수정예를 도시하는 도면.

도 15는 제 2의 실시예의 2차측 회로의 다른 수정예를 도시하는 도면.

도 16은 종래 기술의 전원 회로의 구성예를 도시하는 회로도.

도 17은 종래 기술의 절연 컨버터 트랜스의 구조예를 도시하는 도면.

도 18의 A 내지 C는 종래 기술로서 도시된 전원 회로의 주요부의 동작을 나타내는 파형도.

도 19는 종래 기술의 전원 회로에 관한, AC→DC 전력 변환 효율, 스위칭 주파수, 및 스위칭 소자의 ON 및 OFF 기간의 길이의 변동 특성을, 부하의 함수로서 도시하는 도면.

도 20은 종래 기술의 전원 회로의 정전압 제어 특성을 도시하는 개념도.

(도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명)

1 : 제어 회로 2 : 발진 및 구동 회로

C3 : 클램프용 커패시터 Ci : 평활 커패시터

C11 : 1차측 직렬 공진 커패시터 Cr : 1차측 병렬 공진 커패시터

Do1, Do2, Do3, Do4, : (2차측) 정류 다이오드

Co : 2차측 평활 커패시터 Di : 브리지 정류 회로

L1, L2, L2', L2" : 누설 인덕터 N10 : 초크 코일 권선

L10 : 인덕터 N1 : 1차 권선

N2 : 2차 권선 N2', N2" : 2차 부분 권선

Ng : 절연 컨버터 트랜스 보조 권선 Ng' : 초크 코일 보조 권선

PIT : 절연 컨버터 트랜스 PCC : 초크 코일

Q1 : 스위칭 소자 Q2 : 보조 스위치 소자

우선권 정보

본 발명은 2005년 10월 4일자로 일본 특허청에 출원된 일본특허출원 제2005-287759호를 우선권으로 주장한다.

기술 분야

본 발명은 스위칭 전원 회로에 관한 것이다.

배경 기술

공진형 컨버터를 이용하는 이른바 소프트 스위칭 전원의 타입으로서는, 전류 공진형과 전압 공진형의 형식이 널리 알려져 있다. 현재의 상태에서는, 실용화가 용이하다는 이유로, 2-트랜지스터의 스위칭 소자에 의한 하프브리지 결합 방식의 전류 공진형 컨버터가 널리 채용되고 있는 상황이다.

그러나, 현재, 예를 들면 항복전압이 높은 스위칭 소자의 특성이 개선되고 있기 때문에, 전압 공진형 컨버터를 실용화하는 것과 관련한 항복전압의 문제는 해 결되고 있는 상황이다. 또한, 1-트랜지스터의 스위칭 소자에 의한 싱글 엔드 방식으로 구성한 전압 공진형 컨버터에 관해서는, 1-트랜지스터의 전류 공진형 포워드 컨버터와 비교하여, 입력 귀환 노이즈나 DC 출력 전압 라인의 노이즈 성분 등의 점에서 유리한 것도 알려져 있다.

도 16은, 싱글 엔드 방식의 전압 공진형 컨버터를 포함하는 스위칭 전원 회로의 한 구성예를 도시하고 있다. 이와 같은, 전압 공진형 컨버터는, 후술하는 2차측에서, 2차 권선의 누설 인덕터(L2)와 2차측 직렬 공진 커패시터(C2)에 의해 형성되며, 다중 공진 컨버터라고도 칭해지는 직렬 공진 회로와 결합된다.

도 16의 스위칭 전원 회로에서는, 상용 교류 전원(AC)으로부터의 전압을 브리지 정류 회로(Di) 및 평활 커패시터(Ci)로 이루어지는 정류 및 평활 회로에 의해 정류 평활화함으로써, 평활 커패시터(Ci)의 양단 전압으로서, DC 입력 전압(Ei)을 생성한다. 또한, 상용 교류 전원(AC)의 라인에 대해서는, 1쌍의 커먼 모드 초크 코일(CMC)과, 2개의 어크로스 커패시터(CL)로 이루어지며, 커먼 모드의 노이즈를 제거하는 노이즈 필터가 마련되어 있다.

DC 입력 전압(Ei)은, DC 입력 전압으로서 전압 공진형 컨버터에 대해 입력된다. 이 전압 공진형 컨버터는, 상기한 바와 같이, 1-트랜지스터의 스위칭 소자(Q1)를 구비하는 싱글 엔드 방식에 의한 구성을 채택한다. 또한, 이 경우의 전압 공진형 컨버터는 타려식이다. 구체적으로는, MOSFET의 스위칭 소자(Q1)로 형성된 스위칭 소자(Q1)가 발진 및 구동 회로(2)에 의해 스위칭 구동된다.

스위칭 소자(Q1)에 대해서는, MOSFET의 보디 다이오드(DD1)가 병렬로 접속된 다. 또한, 스위칭 소자(Q1)의 드레인과 소스 사이의 채널에 대해 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)가 병렬로 접속된다. 그리고, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)와 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 권선(N1)의 누설 인덕터(L1)에 의해 1차측 병렬 공진 회로(전압 공진 회로)를 형성하고 있다. 그리고, 이 1차측 병렬 공진 회로에 의해, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 동작으로서 전압 공진형의 동작을 얻을 수 있도록 되어 있다.

스위칭 소자(Q1)를 스위칭 구동하기 위해, 발진 및 구동 회로(2)는 스위칭 소자(Q1)의 게이트에 대해, 구동 신호로서의 게이트 전압을 인가한다. 이로써, 스위칭 소자(Q1)는, 구동 신호의 주기에 따른 스위칭 주파수에 의해 스위칭 동작을 행한다.

절연 컨버터 트랜스(PIT)는, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 출력을 2차측에 전송한다. 도 17에 도시된 바와 같이, 절연 컨버터 트랜스(PIT)는, 예를 들면, 페라이트재에 의한 E형 코어(CR1) 및 E형 코어(CR2)를 조합한 EE자형 코어로 구성된다. 그리고, 1차측과 2차측으로 권장 부위를 분할하고 나서, 1차 권선(N1)과 2차 권선(N2)을 EE자형 코어의 중앙 자각(center magnetic leg)을 덮는 보빈(B)의 위에 권장(卷裝)하고 있다. 게다가, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 EE자형 코어의 중앙 자각에 대해서는 0.8㎜ 내지 1.0㎜ 정도의 갭(G)을 형성하여, 1차측과 2차측 사이에서, k=0.80 내지 0.85 정도의 결합 계수(k)를 얻는다. 이 정도의 결합 계수(k)는 소결합(疎結合)으로서 보아도 좋은 결합도이고, 그 만큼, 포화 상태를 얻기 어려워진다. 또한, 이 결합 계수(k)의 값은, 누설 인덕턴스(누설 인덕터(L1)의 인덕턴스 의 값)의 설정 요소가 된다.

절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 권선(N1)은, 스위칭 소자(Q1)와 평활 커패시터(Ci)의 정극(positive electrode) 사이에 삽입되어, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 출력이 전달되도록 한다. 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 2차 권선(N2)에는, 1차 권선(N1)에 의해 유도된 교류 전압(alternating voltage)이 발생한다.

2차측에서는, 2차 권선(N2)의 일단에 대해 2차측 직렬 공진 커패시터(C2)가 직렬로 접속되고, 따라서, 2차 권선(N2)의 누설 인덕터(L2)와 2차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 커패시턴스에 의해 2차측 직렬 공진 회로(전류 공진 회로)가 형성된다.

게다가, 이 2차측 직렬 공진 회로에 대해, 도면에 도시하는 바와 같이, 정류 다이오드(Do1, Do2) 및 평활 커패시터(Co)를 접속함으로써, 배전압 반파 정류 회로를 형성한다. 이 배전압 반파 정류 회로는, 2차 권선(N2)에 유도되는 2차 권선 전압(V3)의 2배에 대응하는 레벨의 DC 출력 전압(Eo)을, 평활 커패시터(Co)의 양단 전압으로서 생성한다. DC 출력 전압(Eo)은 부하에 공급됨과 함께, 정전압 제어용의 검출 전압으로서, 제어 회로(1)에 입력된다.

제어 회로(1)는, 검출 전압으로서 입력되는 DC 출력 전압(Eo)의 레벨을 검출하여 얻어지는 검출 출력을 발진 및 구동 회로(2)에 입력한다. 또한, 발진 및 구동 회로(2)는, 입력되는 검출 출력이 나타내는 DC 출력 전압(Eo)의 레벨에 응하여 주파수 등을 가변한 구동 신호를 출력함으로써, DC 출력 전압(Eo)이 소정의 레벨에서 일정하게 되도록 하여, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 동작을 제어한다. 이로써, DC 출 력 전압(Eo)의 안정화 제어가 행하여진다.

도 18의 A 내지 C와 도 19는, 도 16에 도시한 구성의 전원 회로에 관한 실험 결과를 도시하고 있다. 또한, 실험에서는, 도 16의 전원 회로의 주요부에 관해 하기와 같이 설정하였다.

절연 컨버터 트랜스(PIT)는, 코어로 EER-35를 선정하고, 중앙 자각의 갭에 관해서는, 1㎜의 갭 길이를 설정한다. 또한, 1차 권선(N1) 및 2차 권선(N2)의 턴수(T)에 관해서는, 각각 N1=39T, N2=23T로 하고, 2차 권선(N2)의 1턴(T)당의 유도 전압 레벨에 관해서는, 3V/T를 설정하였다. 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 결합 계수(k)에 관해서는 k=0.81을 설정하였다.

또한, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스에 관해서는 Cr=3900㎊(피코패럿), 2차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 커패시턴스에 관해서는 C2=0.1㎌(마이크로패럿)을 선정하였다. 이로써, 1차측 병렬 공진 회로의 1차측 병렬 공진 주파수(fo1)=230kHz(킬로헤르츠), 2차측 직렬 공진 회로의 2차측 직렬 공진 주파수(fo2)=82kH가 설정된다. 이 경우, 1차측 병렬 공진 주파수(fo1), 2차측 직렬 공진 주파수(fo2)의 상대적 관계로서는, fo1≒2.8×fo2로 나타낼 수 있다.

DC 출력 전압(Eo)의 정격 레벨은 135V이고, 대응 부하 전력은, 최대 부하 전력(Pomax)=200W 내지 최소 부하 전력(Pomin)=0W이다.

도 18의 A 내지 C는, 도 16에 도시한 전원 회로에서의 주요부의 동작을 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 주기에 의해 도시하는 파형도로서, 도 18의 A에는, 최대 부하 전력(Pomax)=200W시에 있어서의 스위칭 소자(Q1)에 가해지는 스위칭 전압(V1), 스위칭 전류(IQ1), 1차 권선 전류(I2), 2차 권선 전류(I3), 및 정류 전류(ID1 및 ID2)가 나타나 있다. 도 18의 B에는, 중간의 부하 전력(Po)=120W시에 있어서의 스위칭 전압(V1), 스위칭 전류(IQ1), 1차 권선 전류(I2), 및 2차 권선 전류(I3)이 나타나 있다. 도 18의 C에는 최소 부하 전력(Pomin)=0W시에 있어서의 스위칭 전압(V1) 및 스위칭 전류(IQ1)가 나타나 있다.

스위칭 전압(V1)은, 스위칭 소자(Q1)의 양단에 얻어지는 전압으로서, 도 18의 A 내지 C에 도시된 것과 유사한 파형을 갖는다. 구체적으로는, 스위칭 소자(Q1)가 ON(온)이 되는 기간인 TON 기간에서 0레벨이고, OFF(오프)가 되는 기간인 TOFF 기간에서 정현파 형상의 공진 펄스가 되는 파형이다. 이 스위칭 전압(V1)의 공진 펄스 파형은, 1차측 스위칭 컨버터의 동작이 전압 공진형 동작인 것을 나타낸다.

스위칭 전류(IQ1)는, 스위칭 소자(Q1)(및 보디 다이오드(DD1))를 통해 흐르는 전류로서, TON 기간 동안 도시된 파형을 가지며, TOFF 기간에서 0레벨이 되는 파형을 갖는다.

1차 권선(N1)에 흐르는 1차 권선 전류(I2)는, TON 기간 동안 상기 스위칭 전류(IQ1)로서 흐르는 전류와, TOFF 기간 동안 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 흐르는 전류를 합성한 전류이다. 또한, 도 18의 A에만 도시된, 2차측 정류 회로의 동작으로서, 정류 다이오드(Do1, Do2)를 통해 흐르는 정류 전류(ID1 및 ID2)는, 각각 도시하는 바와 같이 하여 정현파 형상을 갖는다. 파형도에 있어서, 정류 전류(ID1)의 파형은, 정류 전류(ID2)의 파형보다도, 2차측 직렬 공진 회로의 공진 동작이 지배적으로 나타난 것으로 되어 있다.

2차 권선(N2)을 통해 흐르는 2차 권선 전류(I3)는, 정류 전류(ID1 및 ID2)가 합성된 파형을 갖는다. 도 19는, 도 16에 도시한 전원 회로에 관한, 스위칭 주파수(fs), 스위칭 소자(Q1)의 기간(TON 및 TOFF), 및 AC→DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)을 부하의 함수로서 도시하고 있다.

우선, AC→DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)을 보면, 부하 전력(Po)=50W 내지 200W까지의 광범위에서 90% 이상의 고효율이 얻어져 있는 것을 알 수 있다. 이와 같은 특성은, 싱글 엔드 방식에 의한 전압 공진형 컨버터에, 2차측 직렬 공진 회로를 조합시킨 경우에 얻어지는 것인 것을, 본 출원의 발명자가 실험을 통해 미리 확인하였다.

또한, 도 19의 스위칭 주파수(fs), TON 기간 및 TOFF 기간은, 부하 변동에 대한 정전압 제어 특성으로서, 도 16의 전원 회로의 스위칭 동작을 나타낸다. 이 경우, 스위칭 주파수(fs)는 부하 변동에 대해 거의 일정하다. 이에 대해, 기간(TON 및 TOFF)은 도 19에 도시된 바와 같이 상호 역경향의 선형적인 변화를 나타낸다. 이것은, DC 출력 전압(Eo)의 변동에 대한 스위칭 동작의 제어가, 스위칭 주파수(스위칭 주기)를 거의 일정하게 유지한 상태에서 ON 및 OFF 기간 사이의 시비율이 변경되도록 하여 수행됨을 나타낸다. 이와 같은 제어는, 1 스위칭 주기 내의 ON/OFF 기간의 길이를 가변하는, PWM(Pulse Width Modulation) 제어인 것으로 간주될 수 있다. 즉, 도 16의 전원 회로는 DC 출력 전압(Eo)의 안정화를 위해 PWM 제어를 사용한다.

도 20은, 도 16에 도시하는 전원 회로의 정전압 제어 특성을, 스위칭 주파 수(fs)(kHz)와 DC 출력 전압(Eo) 사이의 관계에 기초하여 개략적으로 도시하고 있다.

도 16에 도시하는 전원 회로에서는, 1차측 병렬 공진 회로와 2차측 직렬 공진 회로를 구비하기 때문에, 1차측 병렬 공진 회로의 1차측 병렬 공진 주파수(fo1)에 대응하는 공진 임피던스 특성과, 2차측 직렬 공진 회로의 2차측 직렬 공진 주파수(fo2)에 대응하는 공진 임피던스 특성의 2개의 공진 임피던스 특성을 복합적으로 갖게 된다. 또한, 도 16에 도시하는 전원 회로에서는, fo1≒2.8×fo2의 관계를 갖기 때문에, 도 20에도 도시하는 바와 같이, 1차측 병렬 공진 주파수(fo1)보다 2차측 직렬 공진 주파수(fo2)가 더 낮다.

도 20의 특성곡선은 스위칭 주파수(fs)의 제어에 의존하며 이들 공진 주파수와 어떤 일정한 입력 AC 전압(VAC)의 조건에 기초하여 상정되는 정전압 제어 특성을 나타낸다. 구체적으로는, A와 B의 특성곡선은 최대 부하 전력(Pomax)과 최소 부하 전력(Pomin)에 각각 대응하며, 1차측 병렬 공진 회로의 1차측 병렬 공진 주파수(fo1)에 대응하는 공진 임피던스와 관련하는 정전압 제어 특성을 나타낸다. C와 D의 특성곡선은 최대 부하 전력(Pomax)과 최소 부하 전력(Pomin)에 각각 대응하며, 2차측 직렬 공진 회로의 2차측 직렬 공진 주파수(fo2)에 대응하는 공진 임피던스와 관련하는 정전압 제어 특성을 나타낸다. 도 20에 도시하는 특성하에서, DC 출력 전압(Eo)의 정격 레벨인 전압(tg)에 출력 전압이 유지되도록 정전압 제어를 도모하고자 하면, 정전압 제어에 필요한 스위칭 주파수(fs)의 가변 범위(필요 제어 범위)는, △fs로 나타나는 구간으로서 표현될 수 있다.

도 20에 도시된 제어 범위(△fs)는, 최대 부하 전력(Pomax)과 2차측 직렬 공진 회로의 2차측 직렬 공진 주파수(fo2)에 대응하는 특성곡선(C)에 tg의 전압 레벨을 제공하는 주파수로부터, 최소 부하 전력(Pomin)과 1차측 병렬 공진 회로의 1차측 병렬 공진 주파수(fo1)에 대응하는 특성곡선(B)에 tg의 전압 레벨을 제공하는 주파수까지이다. 상기 범위(△fs)는, 최소 부하 전력(Pomin)과 2차측 직렬 공진 회로의 2차측 직렬 공진 주파수(fo2)에 대응하는 특성곡선(D)과 교차하고, 최대 부하 전력(Pomax)과 1차측 병렬 공진 회로의 1차측 병렬 공진 주파수(fo1)에 대응하는 특성곡선(A)과 교차한다.

따라서, 정전압 제어 동작으로서, 도 16의 전원 회로는, 스위칭 주파수(fs)가 거의 일정하게 유지된 상태에서 1스위칭 주기의 시비율(TON 및 TOFF 사이의 비율)이 변경되는 PWM 제어에 기초하여 스위칭 구동 제어를 수행한다. PWM 제어의 수행은 도 18의 A 내지 C에 의해서도 나타내어지는데, 여기서는, 기간(TOFF 및 TON)의 폭이 부하 전력에 따라 변하고 Pomax=200W 및 Po=120W의 시간에서 1 스위칭 주기(TOFF＋TON)의 길이가 부하 전력에 관계 없이 거의 일정하게 유지된다.

이와 같은 동작은, 전원 회로에 있어서의 부하 변동에 대한 공진 임피던스 특성으로서, 1차측 병렬 공진 회로의 1차측 병렬 공진 주파수(fo1)에 대응하는 공진 임피던스(용량성 임피던스)가 지배적으로 되는 상태와, 2차측 직렬 공진 회로의 2차측 직렬 공진 주파수(fo2)에 대응하는 공진 임피던스(유도성 임피던스)가 지배적으로 되는 상태 사이에서의 천이(遷移)가, 좁은 스위칭 주파수의 범위(△fs)하에서 수행되는 것에 기인한다.

본 발명의 종래 기술은, 예를 들면, 일본 특개2000-134925호 공보에 개시되어 있다.

도 16에 도시된 전원 회로는 다음과 같은 문제를 갖고 있다.

상기 상술된 도 18의 A 내지 C를 다시 참조하면, 도 18의 A에 도시된 최대 부하 전력시에는 다음과 같이 동작한다. 구체적으로는, 스위칭 소자(Q1)의 턴온 타이밍인 TOFF 기간의 종료시까지 스위칭 전류(IQ1)는 0레벨이다. TON 기간이 시작하면, 먼저, 부극성의 전류가 보디 다이오드(DD1)를 통해 흐르고, 그 후 극성이 반전하여 스위칭 소자(Q1)의 드레인과 소스 사이에서 스위칭 전류(IQ1)가 흐르게 된다. 이 동작은 ZVS(zero voltage switching)가 적절하게 수행되고 있는 상태를 나타낸다.

이에 대해, 도 18의 B에 도시된 중간 부하에 대응하는 Po=120W시의 스위칭 전류(IQ1)는, 스위칭 소자(Q1)의 턴온 타이밍인 TOFF 기간의 종료 직전의 타이밍에서 노이즈 전류가 흐르는 파형을 나타낸다. 이 파형은 ZVS가 적절히 수행되지 않은 이상 동작을 나타낸다.

즉, 도 16에 도시된 바와 같은 2차측 직렬 공진 회로를 포함하는 전압 공진형 컨버터는 부하가 중간 부하인 경우 ZVS가 적절히 수행되지 않는 이상 동작을 포함한다는 것이 알려져 있다. 도 16의 실제 전원 회로에서, 예를 들면, 도 19에서 구간(A)으로 나타난 부하 변동 영역에서 이상 동작이 발생하는 것이 확인되었다.

2차측 직렬 공진 회로를 구비하는 전압 공진형 컨버터는, 앞서도 설명한 바 와 같이, 경향으로서는 부하 변동에 대해 고효율이 양호하게 유지될 수 있는 특성을 본래 갖고 있다. 그러나, 도 18의 B의 스위칭 전류(IQ1)로서 도시하는 바와 같이, 스위칭 소자(Q1)의 턴온 타이밍에 있어서 상응하는 피크 전류가 흐르게 되기 때문에, 이에 의한 스위칭 손실의 한 증가를 초래하고, 전력 변환 효율의 저하 요인을 내포하게 된다.

또한, 어쨌든, 상기한 바와 같은 이상 동작이 생김으로써, 예를 들면 정전압 제어 회로계의 위상-게인 특성에 어긋남이 생기게 되어, 이상(異常) 발진 상태에서의 스위칭 동작으로 된다. 이 때문에, 현 상태에서는, 전압 공진형 컨버터를 실용화하는 것이 현실적으로는 곤란하다는 인식이 강하다.

상기의 문제점을 고려하여, 본 발명의 실시예는 하기의 구성을 갖는 스위칭 전원 회로를 제공한다. 구체적으로는, 스위칭 전원 회로는 스위칭 소자, 컨버터 트랜스, 및 2차측 정류 및 평활 회로를 포함한다. 스위칭 소자는 직류(DC) 전압에 대한 스위칭을 수행하여 상기 DC 전압을 교류(AC) 전압으로 변환한다. 컨버터 트랜스는 상기 AC 전압을 1차 권선에 입력하여 2차 권선에서 AC 전압이 생성되도록 한다. 2차측 정류 및 평활 회로는 상기 2차 권선에서 생성된 AC 전압을 정류 및 평활화하여 출력 DC 전압을 생성하는 2차측 정류 소자 및 2차측 평활 커패시터, 및 상기 출력 DC 전압에 기초하여 상기 스위칭 소자를 제어하는 스위칭 소자 제어 유닛를 포함한다. 또한, 스위칭 전원 회로는 한 단부를 통해 상기 DC 전압을 제공받고, 다른 단부를 통해 상기 스위칭 소자의 한쪽 단자와 상기 컨버터 트랜스의 1차 권선의 한 쪽 권선 단부에 연결되는 초크 코일을 포함한다. 또한, 스위칭 전원 회로는 상기 컨버터 트랜스의 1차 권선의 다른쪽 권선 단부와 상기 스위칭 소자의 다른쪽 단자 사이에 1차측 직렬 공진 커패시터를 접속하는 것에 의해 형성되며, 상기 1차측 직렬 공진 커패시터와 상기 컨버터 트랜스의 1차 권선에서 발생하는 누설 인덕턴스에 의해 지배를 받는 공진 주파수를 갖는 1차측 직렬 공진 회로를 포함한다. 또한, 스위칭 전원 회로는 상기 스위칭 소자에 1차측 병렬 공진 커패시터를 병렬 접속하는 것에 의해 형성되며, 상기 1차측 병렬 공진 커패시터와 상기 1차 권선에서 발생하는 누설 인덕턴스에 의해 지배를 받는 공진 주파수를 갖는 1차측 직렬 공진 회로를 더 포함한다. 또한, 스위칭 전원 회로는 클램프용 커패시터와 보조 스위치 소자로 형성되며, 상기 초크 코일에 병렬 접속되는 직렬 회로를 더 포함한다. 상기 보조 스위치 소자는 상기 스위칭 소자가 비도통 상태에 있을 때 도통한다.

상기 상술된 구성에 기초한 스위칭 전원 회로는 스위칭 소자, 컨버터 트랜스, 2차측 정류 및 평활 회로, 및 스위칭 소자 제어 유닛을 포함한다.

스위칭 소자는 직류(DC) 전압에 대한 스위칭을 수행하여 상기 DC 전압을 교류(AC) 전압으로 변환한다. 컨버터 트랜스는 상기 AC 전압을 1차 권선에 입력하여 2차 권선에서 AC 전압이 생성되도록 한다. 2차측 정류 및 평활 회로는 상기 2차 권선에서 생성된 AC 전압을 정류 및 평활화하여 출력 DC 전압을 생성하는 2차측 정류 소자 및 2차측 평활 커패시터를 포함한다. 스위칭 소자 제어 유닛은 상기 출력 DC 전압에 기초하여 상기 스위칭 소자를 제어한다. 따라서, 이 스위칭 전원 회로에 있어서, AC 전력은 DC 전력으로 변환되고, 그 후, DC 전력은 스위칭 소자 제어 유닛 에 의해 제어되는 스위칭 소자를 통해 AC 전력으로 변환되어, 컨버터 트랜스를 통해 2차측에서 소정의 전압이 얻어질 수 있다.

또한, 전력은 초크 코일을 통해 스위칭 소자의 한쪽 단자와 컨버터 트랜스의 1차 권선의 한쪽 권선 단부에 제공된다. 따라서, 초크 코일로부터 제공되는 전류는 DC 전류에 가까운 리플 전류이다. 또한, 스위칭 소자의 다른쪽 단자와 컨버터 트랜스의 1차 권선의 다른쪽 권선 단부 사이에 직렬 공진 커패시터를 연결함으로써, 직렬 공진 커패시터와 컨버터 트랜스의 1차 권선에서 발생하는 누설 인덕턴스에 의해 공진 주파수가 지배를 받는 직렬 공진 회로가 형성된다. 또한, 1차 권선에서 발생하는 누설 인덕턴스와 스위칭 소자에 병렬 접속된 1차측 병렬 공진 커패시터에 의해 공진 주파수가 지배를 받는 병렬 공진 회로가 형성된다. 이들 공진 회로의 형성에 의해, 스위칭 소자의 스위칭 주파수의 가변 범위를 좁힐 수 있다.

또한, 스위칭 전원 회로는 초크 코일에 병렬 접속된 보조 스위치 소자와 클램프용 커패시터의 직렬 회로를 포함한다. 보조 스위치 소자는 스위칭 소자가 비도통 상태에 있을 때 도통하기 때문에, 스위칭 소자에 인가되는 전압은 클램프될 수 있다.

발명을 실시하기 위한 최선의 형태

본 발명을 실시하기 위한 최선의 형태(이하, 실시예라고 한다)에 관해 설명하기에 앞서서, 본 실시예의 배경 기술이 되는, E급 공진 스위칭 동작을 구현하는 스위칭 컨버터(이하, E급 스위칭 컨버터라고도 한다)의 기본 구성에 관해, 도 1 및 도 2를 참조하여 설명한다.

도 1은, E급 스위칭 컨버터로서의 기본 구성을 도시하고 있다. 이 도면에 도시하는 E급 스위칭 컨버터는, E급 공진형으로 동작하는 DC-AC 인버터로서의 구성을 채택한다.

이 도면에 도시하는 E급 스위칭 컨버터는, 1-트랜지스터의 스위칭 소자(Q1)를 구비한다. 이 경우의 스위칭 소자(Q1)는 MOSFET인 것으로 한다. 이 MOSFET 스위칭 소자(Q1)의 드레인과 소스 사이의 채널에 대해 보디 다이오드(DD1)가 병렬 접속된다. 이 보디 다이오드(DD1)의 순방향은, 스위칭 소자(Q1)의 소스로부터 드레인으로의 방향이다.

또한, 스위칭 소자(Q1)의 드레인과 소스 사이의 채널에 대해서는, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)가 병렬 접속된다. 또한, 스위칭 소자(Q1)의 드레인은 초크 코일(L10)에 직렬 접속되고, 초크 코일(L10)을 통해 DC 전원(Ein)의 정극에 접속된다. 스위칭 소자(Q1)의 소스는 DC 전원(Ein)의 부극에 접속된다. 또한, 스위칭 소자(Q1)의 드레인은 초크 코일(L11)의 일단에 접속되고, 초크 코일(L11)의 타단은 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)에 직렬 접속된다. 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)와 DC 전원(Ein)의 부극 사이에는, 부하로서의 임피던스(Z)가 삽입된다. 임피던스(Z)의 구체적인 예에는 압전 트랜스, 고주파 대응의 형광등 등을 들 수 있다.

이와 같은 구성의 E급 스위칭 컨버터는, 초크 코일(L10)의 인덕턴스와 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스로 형성되는 병렬 공진 회로와, 초크 코일(L11)의 인덕턴스와 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 커패시턴스로 형성되는 직렬 공진 회로를 구비하는 복합 공진형 컨버터의 한 형태로 간주될 수 있다. 또한, E급 스위칭 컨버터가 하나의 스위칭 소자만을 구비하기 때문에, 싱글 엔드 방식의 전압 공진형 컨버터와 같다고 말할 수 있다.

도 2는, 도 1에 도시한 E급 스위칭 컨버터의 주요부의 동작을 도시한다.

스위칭 전압(V1)은 스위칭 소자(Q1)의 양단에 얻어지는 전압이고, 도 2의 파형과 유사한 파형을 갖는다. 구체적으로는, 전압 레벨이, 스위칭 소자(Q1)가 ON 상태에 있는 TON 기간 동안 0레벨이고, OFF 상태에 있는 TOFF 기간 동안 정현파 형상의 펄스이다. 이 스위칭 펄스 파형은, 상기 병렬 공진 회로의 공진 동작(전압 공진 동작)에 의해 얻어진다.

스위칭 전류(IQ1)는 스위칭 소자(Q1)(및 보디 다이오드(DD1))를 통해 흐르는 전류이다. TOFF 기간 동안, 스위칭 전류(IQ1)는 0레벨이다. TON 기간 동안, 스위칭 전류(IQ1)는 도시된 것과 유사한 파형을 갖는다. 구체적으로는, TON 기간의 시작으로부터 소정의 기간 동안, 스위칭 전류(IQ1)는 초기에는 보디 다이오드(DD1)를 통해 흐르기 때문에 부극성을 갖는다. 계속해서, 전류의 극성이 정극성으로 반전되어, 스위칭 소자(Q1)의 드레인에서 소스로 스위칭 전류(IQ1)가 흐르게 된다. E급 스위칭 컨버터의 출력으로서 직렬 공진 회로를 통해 흐르는 전류(I2)는, 스위칭 소자(Q1)(및 보디 다이오드(DD1))를 통해 흐르는 스위칭 전류(IQ1)와 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)로 흐르는 전류를 합성하여 얻어지며, 정현파 성분을 포함하는 파형을 갖는다. 스위칭 전류(IQ1)와 스위칭 전압(V1)의 파형은, 스위칭 소자(Q1)의 턴오프 타이밍에서 ZVS 동작이 달성되고, 그 턴온 타이밍에서 ZVS 및 ZCS 동작이 달성됨을 나타낸다.

DC 전원(Ein)의 정극으로부터 초크 코일(L10)을 통해 E급 스위칭 컨버터로 흐르는 입력 전류(I1)는, 초크 코일(L10)의 인덕턴스가 초크 코일(L11)의 인덕턴스보다 더 크게 설정되기 때문에, 도시된 것과 마찬가지로 소정의 평균 전류 레벨을 갖는 리플 파형을 갖는다. 이 리플 전류는 근사적인 DC 전류로서 간주될 수 있다.

본원의 발명자는, 상기 기본 구성에 의거한 E급 스위칭 컨버터를 적용하여 전원 회로를 구성하고, 이 전원 회로에 관해 실험을 행하였다. 이 전원 회로의 구성예를 도 3의 회로도에 도시한다.

도 3의 스위칭 전원 회로에 있어서, 상용 교류 전원(AC)으로부터의 라인은 1쌍의 커먼 모드 초크 코일(CMC)과 2개의 어크로스 커패시터(CL)를 구비한다. 이들 커먼 모드 초크 코일(CMC) 및 어크로스 커패시터(CL)에 의해, 상용 교류 전원(AC)의 라인에 중첩한 커먼 모드의 노이즈를 제거하는 노이즈 필터가 형성된다.

상용 교류 전원(AC)으로부터의 교류 전력은 브리지 정류 회로(Di)에 의해 정류되고, 그 정류 출력은 평활 커패시터(Ci)에 충전된다. 즉, 브리지 정류 회로(Di) 및 평활 커패시터(Ci)로 이루어지는 정류 및 평활 회로에 의해 교류 전력을 정류 평활화하여 직류 전력으로 변환한다. 이로써 평활 커패시터(Ci)의 양단 전압으로서 DC 입력 전압(Ei)이 얻어진다. 이 DC 입력 전압(Ei)이, 후단의 스위칭 컨버터를 위한 DC 입력 전압이 된다.

도 3의 전원 회로에 있어서, DC 입력 전압(Ei)을 DC 입력 전압으로서 입력받아 스위칭 동작을 행하는 스위칭 컨버터는, 도 1의 기본 구성에 의거한 E급 스위칭 컨버터로서 형성된다. 이 회로에 있어서, 스위칭 소자(Q1)에는 항복전압이 높은 MOSFET가 선택된다. 또한, 이 회로의 E급 스위칭 컨버터는 타려식이다. 구체적으로는, 발진 및 구동 회로(2)가 스위칭 소자를 스위칭 구동한다.

스위칭 소자(Q1)의 드레인은 초크 코일(L10)에 직렬 접속되고, 초크 코일(L10)을 통해 평활 커패시터(Ci)의 정극에 접속된다. 따라서, 이 회로에 있어서, DC 입력 전압(Ei)은 직렬 접속된 초크 코일(L10)을 통하여 스위칭 소자(Q1)의 드레인 및 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 권선(N1)의 한쪽의 권선단(winding end)에 공급된다. 스위칭 소자(Q1)의 소스는 1차측 어스에 접속된다. 이 초크 코일 권선(N10)에 의해 형성된 인덕터(L10)는, 도 1에 도시한 E급 스위칭 컨버터에서의 초크 코일(L10)과 등가의 기능성 소자가 된다.

스위칭 소자(Q1)의 게이트에 대해서는, 발진 및 구동 회로(2)로부터 출력되는 스위칭 구동 신호(전압)가 인가된다. 스위칭 소자(Q1)로서 MOSFET가 선택되기 때문에, 도면에 도시된 바와 같이, 스위칭 소자(Q1)의 소스-드레인 사이의 채널에 대해 다이오드(DD1)가 병렬 접속되도록 보디 다이오드(DD1)를 내장한다. 이 보디 다이오드(DD1)의 애노드는 스위칭 소자(Q1)의 소스에 접속되고, 캐소드는 스위칭 소자(Q1)의 드레인에 접속된다. 이 보디 다이오드(DD1)는, 스위칭 소자(Q1)의 ON/OFF 동작(ON은 도통, OFF는 비도통을 나타내고, ON과 OFF를 교대로 반복하는 스위칭 동작)에 의해 발생하는 역방향의 스위칭 전류가 흐르게 되는 경로를 형성한다.

또한, 스위칭 소자(Q1)의 드레인과 소스 사이의 채널에 대해서는, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)가 병렬로 접속된다. 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시 턴스와 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 권선(N1)에 의해 형성되는 누설 인덕터(L1)의 누설 인덕턴스에 의해, 스위칭 소자(Q1)를 통해 흐르는 스위칭 전류에 대한 1차측 병렬 공진 회로(전압 공진 회로)를 형성하다. 이 전원 회로에 있어서, 초크 코일(L10)의 인덕턴스가 누설 인덕터(L1)의 인덕턴스보다 높다는 가정하에, 이 1차측 병렬 공진 회로에 대해 초크 코일(L10)의 영향을 고려하지 않았다. 그러나, 초크 코일(L10)의 인덕턴스의 값이 누설 인덕터(L1)의 인덕턴스의 값에 가까운 경우; 후술하는 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 커패시턴스의 값이 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스의 값에 가까운 값인 경우; 평활 커패시터(Ci)의 커패시턴스의 값이 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스 값에 가까운 경우 등으로 인해, 초크 코일(L10), 평활 커패시터(Ci) 및 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)로 형성되는 공진 회로의 공진 주파수가, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)와 누설 인덕터(L1)로 형성되는 공진 회로의 공진 주파수에 가까운 경우에는, 초크 코일(L10)의 1차측 병렬 공진 회로에 대한 기여도 고려하여야 한다. 이 1차측 병렬 공진 회로가 공진 동작을 행함에 의해, 스위칭 소자(Q1)의 하나의 스위칭 동작으로서, 전압 공진형의 동작이 얻어진다. 이 동작으로 인해, 스위칭 소자(Q1)의 OFF 기간 동안, 스위칭 소자(Q1)의 드레인과 소스 사이 전압인 스위칭 전압(V1)은 정현파 형상의 공진 펄스 파형을 갖는다.

또한, 스위칭 소자(Q1)의 드레인과 소스 사이의 채널에 대해서는, 후술하는 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 권선(N1)과 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)로 이루어지는 직렬 회로가 병렬로 접속된다. 구체적으로는, 1차 권선(N1)의 한쪽의 권선 단(예를 들면 감기 끝 단부)은 스위칭 소자(Q1)의 드레인과 접속되고, 1차 권선(N1)의 다른쪽의 권선단(예를 들면 감기 시작 단부)은 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 한 전극과 접속된다. 1차 권선(N1)에 결합되지 않은 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 다른 전극은 1차측 어스 전위에서 스위칭 소자(Q1)의 소스에 접속된다.

예를 들면, 타려식에 의해 스위칭 소자(Q1)를 구동하기 위해, 발진 및 구동 회로(2)는 발진 회로와, 이 발진 회로에 의해 얻어진 발진 신호에 의거하여, MOSFET를 스위칭 구동하기 위한 게이트 전압인 구동 신호를 생성하고, 이 구동 신호를 스위칭 소자(Q1)의 게이트에 인가한다. 이로써, 스위칭 소자(Q1)는 구동 신호 파형에 따라 연속적으로 ON/OFF 동작을 행한다. 즉, 스위칭 동작을 행한다.

절연 컨버터 트랜스(PIT)는, 1차측과 2차측을 직류적으로 절연한 상태에서, 1차측 스위칭 컨버터의 스위칭 출력을 2차측에 전송한다. 이 전송을 위해, 1차 권선(N1)과 2차 권선(N2)이 절연 컨버터 트랜스(PIT) 둘레에 권장된다.

이 회로의 절연 컨버터 트랜스(PIT)는, 일례로서, 페라이트재에 의한 E형 코어를 조합시킨 EE자형 코어를 구비한다. 그리고, 1차측과 2차측으로 권장 부위를 분할하고 나서, 권선으로서, 1차 권선(N1)과 2차 권선(N2)이 EE자형 코어의 중앙 자각의 둘레에 권장된다.

또한, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 EE자형 코어의 중앙 자각에 대해서는 1.6㎜ 정도의 갭을 형성하여, 1차측과 2차측 사이에서, k=0.75 정도의 결합 계수(k)를 얻어지도록 한다. 이 정도의 결합 계수(k)는, 일반적으로 소결합으로서 평가되는 결합도로서, 그 만큼, 절연 컨버터 트랜스(PIT)가 포화 상태로 되기가 어렵게 된다.

절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 권선(N1)은, 후술하는 바와 같이, 1차측에 형성되는 E급 스위칭 컨버터에 있어서의 1차측 직렬 공진 회로를 형성하기 위한 소자이다. 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 출력에 따른 교류 출력이 1차 권선(N1)에서 얻어진다.

절연 컨버터 트랜스(PIT)의 2차측에서는, 1차 권선(N1)에 의해 유도된 교류 전압이 2차 권선(N2)에서 발생한다. 이 2차 권선(N2)에 대해서는, 2차측 직렬 공진 커패시터(C2)가 직렬 접속된다. 이로써, 2차 권선(N2)의 누설 인덕터(L2)와 2차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 커패시턴스에 의해 2차측 직렬 공진 회로를 형성한다. 이 2차측 직렬 공진 회로는, 후술하는 2차측 정류 회로의 정류 동작과 관련하여 공진 동작을 행한다. 이로써, 2차 권선(N2)을 통해 흐르는 2차 권선 전류는 정현파 형상을 갖는다. 즉, 2차측에서 전류 공진 동작이 얻어진다.

이 전원 회로의 2차측 정류 회로는, 상기한 바와 같이 2차측 직렬 공진 커패시터(C2)가 직렬 접속되는 2차 권선(N2)에 대해, 2개의 정류 다이오드(Do1, Do2)와 1개의 평활 커패시터(Co)를 접속함으로써, 배전압 반파 정류 회로로서 형성된다. 이 배전압 반파 정류 회로의 접속 구조는 다음과 같다. 2차 권선(N2)의 감기 끝 단부는 2차측 직렬 공진 커패시터(C2)를 통하여 정류 다이오드(Do1)의 애노드와 정류 다이오드(Do2)의 캐소드에 접속된다. 정류 다이오드(Do1)의 캐소드는 평활 커패시터(Co)의 정극 단자에 접속된다. 2차 권선(N2)의 감기 시작 단부와 정류 다이오 드(Do2)의 애노드는 2차측 어스 전위로 평활 커패시터(Co)의 부극에 접속된다.

이와같이 하여 형성된 배전압 반파 정류 회로의 정류 동작은 다음과 같다. 2차 권선(N2)에서 유도되는 교류 전압인 2차 권선(N2)의 양단 전압(2차 권선 전압)의 한쪽의 극성에 대응하는 반주기에서는, 정류 다이오드(Do2)에 순방향 전압이 인가되기 때문에, 정류 다이오드(Do2)가 도통한다. 따라서, 정류 전류가 2차측 직렬 공진 커패시터(C2)에 충전된다. 이로써, 2차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 양단에는, 2차 권선(N2)에서 유도되는 교류 전압 레벨과 동일한 레벨의 전압이 생성된다. 2차 권선 전압(V3)의 다른쪽의 극성에 대응하는 반주기에서는, 정류 다이오드(Do2)에 순방향 전압이 인가되어 도통한다. 이 때, 평활 커패시터(Co)에 대해서는, 2차 권선 전압(V3)의 전위와 상기 2차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 양단 전압이 중첩된 전위에 의해 충전이 행하여진다.

이로써, 평활 커패시터(Co)의 양단 전압으로서는, 2차 권선(N2)에서 여기되는 교류 전압 레벨의 2배에 대응하는 레벨의 DC 출력 전압(Eo)이 얻어지게 된다. 이 정류 동작에서는, 평활 커패시터(Co)에 대해서는, 2차 권선(N2)에서 여기되는 교류 전압의 한쪽의 반주기에서만 충전이 행하여진다. 즉, 배전압 반파 정류인 정류 동작이 얻어진다. 또한, 이와 같은 정류 동작에서는, 2차 권선(N2)과 2차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 직렬 접속에 의해 형성되는 2차측 직렬 공진 회로의 공진 출력에 관해 정류 동작을 행하고 있는 것으로서 볼 수 있다. 이와 같이 하여 생성되는 DC 출력 전압(Eo)은 부하에 공급된다. 또한, 이 전압(Eo)은 분기되어 제어 회로(1)에 대해 검출 전압으로서 출력된다.

제어 회로(1)는, 입력된 DC 출력 전압(Eo)의 레벨 변화에 따른 검출 출력을 발진 및 구동 회로(2)에 공급한다. 발진 및 구동 회로(2)에서는, 입력된 제어 회로(1)의 검출 출력에 응하여 스위칭 주파수를 가변하고, 또한, 이에 수반하여, 1스위칭 주기에 있어서의 TON 기간과 TOFF 기간의 시비율(도통각)을 가변하도록 하여, 스위칭 소자(Q1)를 구동한다. 이 동작이 2차측 DC 출력 전압에 대한 정전압 제어 동작이 된다.

이와 같이, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 주파수 및 도통각이 가변 제어됨에 의해, 전원 회로에 있어서의 1차측 및 2차측의 공진 임피던스와 전력 전송 유효 기간이 변화하고, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 권선(N1)으로부터 2차 권선(N2)측으로 전송되는 전력량, 또한, 2차측 정류 회로로부터 부하에 공급하여야 할 전력량이 변화하게 된다. 이로써, DC 출력 전압(Eo)의 레벨 변동이 상쇄되도록 DC 출력 전압(Eo)의 레벨을 제어하는 동작이 얻어지게 된다. 즉, DC 출력 전압(Eo)의 안정화가 도모된다.

상기한 바와 같이 하여 형성되는 도 3의 전원 회로의 1차측에서 형성되는 스위칭 컨버터(Q1, Cr, L10, N1, C11)와, 앞서 도 1에 도시한 E급 컨버터로서의 회로 구성을 비교하여 보면, 도 3에서의 스위칭 컨버터는, 도 1의 회로로부터 부하가 되는 임피던스(Z)를 생략하고, 초크 코일(L11)의 권선을 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 권선(N1)(누설 인덕터(L1))과 치환한 것으로서 볼 수 있다. 또한, 도 3에서의 1차측 스위칭 컨버터에서는, 초크 코일(L10)의 인덕턴스와 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스에 의해 1차측 병렬 공진 회로를 형성하고, 절연 컨버터 트랜 스(PIT)의 1차 권선(N1)의 누설 인덕터(L1)와 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 커패시턴스에 의해 1차측 직렬 공진 회로를 형성한다.

이것으로부터, 도 3의 1차측 스위칭 컨버터는, E급 공진형의 스위칭 동작을 행하는 E급 스위칭 컨버터로서 형성되어 있다라고 말할 수 있다. 그리고, 이 1차측 스위칭 컨버터의 스위칭 동작에 의해 얻어지는 스위칭 출력(교대 출력)을, 절연 컨버터 트랜스(PIT)에서의 자기 결합을 통해, 초크 코일(L11)에 상당하는 1차 권선(N1)으로부터 2차 권선(N2)에 전달하고, 2차측에서 정류를 행하여 DC 출력 전압(Eo)을 얻도록 되어 있다. 즉, 도 3에 도시하는 전원 회로는 1차측에 E급 스위칭 컨버터를 구비하는 DC-DC 컨버터로서 구성된다.

또한, 이와 같이 하여 형성되는 1차측의 E급 스위칭 컨버터는, 초크 코일(L10) 및/또는 누설 인덕터(L1)(초크 코일(L10)과 누설 인덕터(L1)의 기여도는 공진 회로에 포함된 각 소자의 파라미터에 따라 다르다)와 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)와 함께 전압 공진형 컨버터를 형성하는 스위칭 소자에, 1차측 직렬 공진 회로를 형성하는 1차 권선(N1) 및 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 직렬 회로가 병렬 접속되는 소프트 스위칭 전원 구성의 복합 공진형 컨버터로서도 간주될 수 있다.

일반적으로, 1차측에 전압 공진형 컨버터를 구비하는 전원 회로는, 부하 전력의 제어 범위가 좁고, 경부하시에 ZVS를 유지할 수가 없기 때문에, 그대로는 실용화가 불가능한 것으로 생각되고 있다. 그래서, 앞서 종래예로서 도 16에 도시한 바와 같이, 1차측 전압 공진형 컨버터에 대해 2차측 직렬 공진 회로를 마련하고, 2 차측 정류 회로로서 배전압 반파 정류 회로를 형성한 전원 회로를 구성하여 본원 발명자가 실험을 행한 바, 그때까지의 전압 공진형 컨버터를 구비하는 전원 회로보다도, 실현화에 근접하는 특성을 얻을 수 있음이 확인되었다.

그러나, 도 16의 전원 회로에서는 중간 부하시 이상 동작을 수반한다. 구체적으로는, 도 18의 B에 의해 설명한 바와 같이, 스위칭 소자(Q1)의 OFF 기간(TOFF)이 종료되기 이전에 스위칭 소자(Q1)에 정극 방향(드레인→소스 방향)으로 전류가 흘러서 ZVS의 동작을 얻을 수 없다는 이상 동작이 생긴다. 이 때문에, 도 16의 전원 회로의 구성이라 하여도, 여전히 실용화는 곤란한 상황이였다.

도 3에 의해 설명한 전원 회로는, 상기한 바와 같이, 1차측에 전압 공진형 컨버터의 회로 형태를 구비하는 복합 공진형의 스위칭 컨버터이다는 점에서는, 도 16에 도시한 종래의 전원 회로와 공통의 구성을 채택하고 있다고 말할 수 있다.

그러나, 이 도 3의 전원 회로에 관해 실험을 행한 바, 중간 부하시에 ZVS가 달성되지 않는 이상 동작이 해소되고, 소정의 허용 가능한 부하 전력의 전체 범위에 있어서 정상적인 스위칭 동작이 얻어짐이 확인되었다.

도 16에 도시된 전원 회로의 중간 부하시의 이상 동작은, 전압 공진형 컨버터에 2차측 직렬 공진 회로를 구비하는 형식의 복합 공진형 컨버터를 구성한 경우에 생기기 쉬운 것이 확인되어 있다. 이러한 이상 동작은, 전압 공진형 컨버터를 형성하는 1차측 병렬 공진 회로와 2차측 직렬 공진 회로(정류 회로)가 동시에 동작함에 의한 상호 작용에 주로 기인한다. 즉, 상기한 중간 부하시의 이상 동작은, 1차측 전압 공진형 컨버터와 2차측 직렬 공진 회로를 조합시킨 회로 구성인 것이 원 래의 요인이라고 파악할 수 있다. 이것에 의거하여, 우선, 도 3에 도시하는 전원 회로는, 1차측 스위칭 컨버터로서, 전압 공진형 컨버터를 대신하여 E급 스위칭 컨버터가 적용된 구성을 갖도록 설계된다.

이와 같은 구성이 요인이 되어, 도 3의 전원 회로에서는, 2차측에 대해 직렬 공진 회로의 존재와 무관하게 중간 부하시에 ZVS가 달성되지 않는 이상 동작이 해소된다.

이와 같이, 도 3의 전원 회로에서는, 종래예로서의 도 16의 전원 회로에 있어서 문제가 되었던 중간 부하시의 이상 동작이 해소된다.

그러나, 다중 공진 컨버터와 조합시킨 E급 컨버터를 포함하는 회로에 있어서는, 스위칭 소자(Q1)의 OFF 기간에 발생되는 전압 공진 펄스 전압인 스위칭 전압(V1)의 피크 값은 하이이다. 구체적으로는, 입력 AC 전압(VAC)이 264V인 경우, 피크 레벨은 1600V에도 달하게 되어, 스위칭 소자(Q1)의 항복전압은 넉넉하게 약 1800V 정도로 되어야만 한다.

그래서, 본 발명의 실시예에서는, 도 3에 도시한 전원 회로로부터 더 향상된 전원 회로 구성이 제안된다. 구체적으로는, 각 구성에 있어서, 중간 부하와 관련된 이상 동작을 해소하기 위해 E급 스위칭 컨버터를 포함한다. 또한, 각 구성에 있어서, 항복전압이 낮은 스위칭 소자(Q1)의 사용을 허용하도록 설계된다.

(제 1의 실시예)

이와 같은 전원 회로로서, 제 1의 실시예의 전원 회로의 구성예를 도 4에 도시한다. 또한, 이 도면에서, 도 3과 동일 부분에는 동일 부호를 붙이고 설명을 생 략한다.

도 4에 도시하는 전원 회로는, 전압 공진 컨버터의 1차측에, 초크 코일 권선(N10)을 갖는 초크 코일(PCC)(인덕터(L10))을 부가하여, E급 스위칭 동작을 실현한다. 이 때, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 권선(N1)과 2차 권선(N2)의 결합 계수를 0.8 이하의 소결합으로 구성한다. 2차측에서는, 2차 권선(N2)과 병렬로 2차측 직렬 공진 커패시터(C4)를 접속하고, 전파 브리지(full-wave bridge)로부터 DC 출력 전압을 얻는 다중 공진 컨버터를 구성한다. 그리고, 또한, 이 다중 공진 컨버터의 초크 코일(PCC)(인덕터(L10))과 병렬로, 클램프용 커패시터(C3)와 보조 스위치 소자(Q2)의 직렬 회로가 접속된다.

그리고, 이 보조 스위치 소자(Q2)의 게이트를 제어하기 위해, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 권선의 일부로서 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng)과, 저항기(Rg1, Rg2)가 마련된다.

여기서, 다중 공진 컨버터부의 스위칭 소자(Q1) 및 보조 스위치 소자(Q2) 각각은 MOSFET, IGBT, BJT의 어느 것이라도 좋지만, 이하의 설명에서는, MOSFET를 이용하는 경우에 관해 설명을 한다.

즉, 도 4에 도시하는 전원 회로의 주요 부분은 이하와 같이 접속되어 있다. 초크 코일 권선(N10)의 한쪽의 권선단을 평활 커패시터(Ci)의 정극에 접속하고, 초크 코일 권선(N10)의 다른쪽의 권선단을 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 권선(N1)의 한쪽의 권선단 및 스위칭 소자(Q1)의 한쪽의 단자인 MOSFET의 드레인에 접속한다. 즉, 평활 커패시터(Ci)의 정극과 1차 권선(N1)의 한쪽의 권선단 및 스위칭 소 자(Q1)의 한쪽의 단자인 MOSFET의 드레인 사이에 인덕터(L10)가 접속된다. 그리고, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 권선(N1)의 다른쪽의 권선단과 스위칭 소자(Q1)의 다른쪽의 단자인 MOSFET의 소스 사이에 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)를 접속하고 있다. 또한, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 한쪽의 전극은, 스위칭 소자(Q1)의 한쪽의 단자인 MOSFET의 드레인과 접속되고, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 다른쪽의 전극은, 스위칭 소자(Q1)의 다른쪽의 단자인 MOSFET의 소스와 접속되어 있다. 즉, 스위칭 소자(Q1)와 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)는 병렬로 접속되어 있다.

또한, 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng)이 마련되고, 이 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng)으로부터의 전압이 저항기(Rg1)와 저항기(Rg2)로 분압되어 보조 스위치 소자(Q2)로서 기능하는 MOSFET의 게이트에 인가된다. 보조 스위치 소자(Q2)의 드레인은 클램프용 커패시터(C3)에 접속된다. 즉, 클램프용 커패시터(C3)와 보조 스위치 소자(Q2)는 직렬 회로를 형성한다. 그리고, 이 클램프용 커패시터(C3)와 보조 스위치 소자(Q2)의 직렬 회로는, 초크 코일(PCC)(인덕터(L10))에 병렬 접속된다. 또한, 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng)은 1차 권선(N1)의 다른 부가적인 권선으로부터 생성되기 때문에, 이들 권선(Ng 및 N1)은 서로 이음매가 없이(monolithically) 접속된다. 이 구조는, 보조 스위칭 소자(Q2)로 기능하는 MOSFET의 소스가 1차 권선(N1)의 한쪽 단에 접속되기 때문에, 단순하다. 1차 권선(N1)과 별개의 다른 권선으로서 보조 권선(Ng)을 마련하여도, 아무 문제가 없다.

상술한 회로 형태에서는, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 권선(N1)의 다른쪽의 권선단과 스위칭 소자(Q1)의 소스 사이에 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)가 접 속된다. 따라서, 이 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 권선(N1)에 생기는 누설(누설) 인덕터(L1)와 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)에 의해 공진 주파수가 지배를 받는 1차측 직렬 공진 회로가 형성된다. 또한, 스위칭 소자(Q1)에 병렬로 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)를 접속하여, 1차 권선(N1)에 생기는 누설 인덕터(L1)와 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)로 공진 주파수가 지배를 받는 1차측 병렬 공진 회로가 형성된다. 또한, 1차측은 초크 코일(PCC)(인덕터(L10))에 병렬 접속되는 클램프용 커패시터(C3)와 보조 스위치 소자(Q2)의 직렬 회로를 포함하고, 보조 스위치 소자(Q2)는, 스위칭 소자(Q1)가 비도통일 때에 도통하도록 설계된다. 보조 스위치 소자(Q2)는 보디 다이오드(DD2)를 내장하고 있고, 일방향의 전류에 대해서는, ON/OFF의 전환 제어를 가능하게 하고, 다른 방향의 전류는 ON 상태로 하여, 양방향으로 전류를 통과시킬 수 있도록 되어 있다.

스위칭 소자(Q1)의 스위칭 동작에 응답하여, 1차측 병렬 공진 회로의 전압 공진 동작으로 인해, 스위칭 소자(Q1)가 OFF 상태에 있는 기간 동안 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 대해 충방전 전류가 흐른다. 또한, 1차측 직렬 공진 회로는, 스위칭 소자(Q1)가 ON 상태에 있는 기간 동안, 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)-1차 권선(N1)-스위칭 소자(Q1)의 경로로 공진 전류가 흐르도록 하여 공진 동작을 행한다.

또한, 본 실시예에 있어서, 공진 주파수가 "지배를 받는"의 의미는, 1차 권선(N1)에서 생기는 누설 인덕터(L1)의 인덕턴스 값과 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 커패시턴스 값에, 1차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수의 값이 크게 의 존하고, 누설 인덕터(L1)의 인덕턴스 값과 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스 값에, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수의 값이 크게 의존하는 것을 말하는 것이고, 각각의 공진 주파수에 대한 다른 부품의 영향은 비교적 작은 것을 말하는 것이다. 엄밀하게 말한다면 이들의 공진 주파수는, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스 값과 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 커패시턴스 값의 비, 평활 커패시터(Ci)의 커패시턴스 값과 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 커패시턴스 값의 비, 인덕터(L10)의 인덕턴스 값과 누설 인덕터(L1)의 인덕턴스 값의 비도 공진 주파수에 관계되는 것이지만, 이들은, 지배적이 아니기 때문에, 공진 주파수는 이들에 의해서는 지배를 받지 않는 것으로 하고 있다.

구체적으로, 1차측 병렬 공진 주파수에 관해 예를 들어 설명하면, 일례로서는, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)와 누설 인덕터(L1)뿐만 아니라, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)와 누설 인덕터(L1)를 접속하는 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 커패시턴스 값도 1차측 병렬 공진 주파수에 영향을 준다. 그러나, 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 커패시턴스 값이 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스 값보다 매우 큰 경우에는, 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 1차측 병렬 공진에 대한 기여는 작고, 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)에 의해, 1차측 병렬 공진 주파수는 지배를 받지 않는다고 평가할 수 있다. 또한, 다른 예로서, 인덕터(L10)와 평활 커패시터(Ci)의 직렬 회로가 누설 인덕터(L1)에 병렬로 접속되어 있음에 의해, 1차측 병렬 공진 주파수에 영향을 미친다. 여기서, 평활 커패시터(Ci)의 커패시턴스 값은, 일반적으로 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스 값과 비교하여 매우 큰 커패시턴스 값을 갖기 때문에, 평활 커패시터(Ci)는 교류적으로 쇼트로 간주될 수 있다. 그러나, 인덕터(L10)의 인덕턴스 값이 누설 인덕터(L1)의 인덕턴스 값보다 현격하게 큰 경우에는, 인덕터(L10)와 누설 인덕터(L1)의 병렬 접속에 의한 인덕턴스의 값은, 개략 누설 인덕터(L1)에 의해 정해지기 때문에, 1차측 병렬 공진 주파수는 인덕터(L10)와 평활 커패시터(Ci)의 직렬 회로에 의해 지배를 받지 않는다고 평가할 수 있다. 또한, 부품, 배선에 생기는 부유 용량 성분과 인덕턴스 성분은 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr), 1차측 직렬 공진 커패시터(C11), 누설 인덕터(L1), 인덕터(L10)에 포함된다.

또한, 상기한 바와 같은 회로 형태에서는, 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng)에 의해 발생하는 전압은 스위칭 소자(Q1)가 OFF(비도통) 상태인 경우에 보조 스위치 소자(Q2)가 ON(도통) 상태가 되는 극성을 갖도록 상기 권선(Ng)이 1차 권선(N1)에 접속되어 있다. 저항기(Rg1)와 저항기(Rg2)의 저항치의 비율을 변화시킴에 의해, 보조 스위치 소자(Q2)가 ON(도통) 상태에 있는 기간이 조정 가능하게 된다.

또한, 2차측에 관해서는, 절연 컨버터 트랜스(PIT)는 2차 권선(N2)을 구비한다. 2차측 정류 소자는 상기 2차 권선(N2)으로부터 출력되는 AC 전압을 정류하는 다수의 정류 다이오드(Do1 내지 Do4)를 포함한다. 정류 다이오드(Do1 내지 Do4)를 통해 생성된 정류 전압은 평활 커패시터(Co)에 충전된다.

또한, 2차측 부분 전압 공진 커패시터(C4)가 마련된다. 따라서, 부분 전압 공진이 발생하고, 그 결과 정류 다이오드(Do1 내지 Do4)의 ON 상태와 OFF 상태 사 이의 전환점에서의 스위칭 소실의 발생이 방지될 수 있으며, 이로 인해 스위칭 전원 회로의 효율을 더 향상시키게 된다.

이하, 도 4에 도시하는 스위칭 전원 회로의 상세에 관해 설명을 행한다. 상기 구성에 의한 도 4의 전원 회로에 구비되는 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 구조예를 도 5에 도시한다. 절연 컨버터 트랜스(PIT)는, 페라이트재에 의한 E형 코어(CR1 및 CR2)를 조합시킨 EE자형 코어를 구비한다. 그리고, 1차측과 2차측의 권장부에 관해 서로 독립하도록 하여 분할한 형상을 가지며, 수지 등에 의해 형성되는 보빈(B)이 구비된다. 이 보빈(B)의 한쪽의 권장부에 대해 1차 권선(N1) 및 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng)을 권장한다. 또한, 다른쪽의 권장부에 대해 2차 권선(N2)을 권장한다.

이와 같이 1차측 권선 및 2차측 권선이 권장된 보빈(B)을 상기 EE자형 코어(CR1, CR2)에 부착함으로써, 1차 권선(N1)과 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng) 및 2차 권선(N2)이 각각 다른 권장 영역에 의해, EE자형 코어의 중앙 자각에 권장되는 상태가 된다. 이와 같이 하여 절연 컨버터 트랜스(PIT) 전체로서의 구조가 얻어진다.

게다가, EE자형 코어의 중앙 자각에 대해서는, 도면과 같이 갭(G)을 형성한다. 이로써, 결합 계수(k)로서는, 소결합의 상태를 얻도록 하고 있다. 즉, 종래 기술로서 도 16에 도시한 전원 회로의 절연 컨버터 트랜스(PIT)보다도, 더욱 소결합의 상태로 하고 있다. 또한, 갭(G)은 E형 코어(CR1 및CR2)의 중앙 자각을, 2개의 외자각(outer legs)보다도 짧게 함으로써 형성할 수 있다. 본 실시예에서는, 코어 재로서 EER-35를 이용하고, 갭(G)의 길이를 1.6㎜로 하고, 1차 권선(N1)의 권수를 60T, 2차 권선(N2)의 권수를 30T, 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng)의 감는 수를 1T로 설정하였다. 또한, 절연 컨버터 트랜스(PIT) 자체에 있어서의 1차측과 2차측의 결합 계수(k)에 관해서는, k=0.75가 설정된다.

초크 코일(PCC)에 관해서도, 소정 형상 사이즈의 EE자형 코어에 대해 권선을 시행하는 구조로 함으로써 구성할 수 있다. 본 실시예에서는, 코어재로서 ER-28을 이용하고, 갭(G)의 길이를 0.8㎜로 하고, 초크 코일 권선(N10)의 권수를 50T로 하여, 인덕터(L10)의 인덕턴스 값으로서, 1mH를 얻고 있다.

그리고, 도 4에 도시한 회로 형태의 전원 회로에 관해, 후술하는 실험 결과를 얻음에 있어서, 주요부에 관해서는, 하기와 같이 선정하였다.

1차측 병렬 공진 커패시터(Cr), 1차측 직렬 공진 커패시터(C11), 클램프용 커패시터(C3) 및 2차측 직렬 공진 커패시터(C4)의 각 커패시턴스에 관해서는,

Cr=1500㎊

C11=0.01㎌

C3=0.1㎌

C4=3300㎊

을 선정하였다.

또한, 저항기(Rg1), 저항기(Rg2)에 관해서는,

Rg1=150Ω

Rg2=100Ω

을 선택하였다.

또한, 대응 부하 전력은, 최대 부하 전력(Pomax)=300W, 최소 부하 전력(Pomin)=0W(무부하)로 하고, DC 출력 전압(Eo)의 정격 레벨은 175V였다.

도 4의 전원 회로의 실험 결과로서, 도 6의 A 및 B의 파형도가 얻어진다. 이 도 6의 A에서는, 최대 부하 전력(Pomax)=300W, 입력 AC 전압(VAC)=100V의 조건에서의 전류와 전압의 파형을 도시한다. 구체적으로는, 도 6의 A는, 스위칭 소자(Q1) 양단의 전압인 스위칭 전압(V1), 스위칭 소자(Q1)를 통해 흐르는 전류인 스위칭 전류(IQ1), 및 초크 코일(PCC)을 통해 흐르는 전류인 입력 전류(I1)를 나타낸다. 또한, 도 6의 A는, 1차측 직렬 공진 커패시터(C11) 양단의 전압인 1차측 직렬 공진 전압(V2), 1차 권선(N1)을 통해 흐르는 전류인 1차 권선 전류(I2), 및 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)를 통해 흐르는 전류인 1차측 병렬 공진 전류(ICr)를 나타낸다. 또한, 도 6의 A는, 보조 스위치 소자(Q2)를 통해 흐르는 전류인 보조 스위치 전류(IQ2), 2차 권선(N2)에서 발생하는 전압인 2차 권선 전압(V3), 및 2차 권선(N2)을 통해 흐르는 전류인 2차 권선 전류(I3)를 나타낸다.

도 6의 B에서는, 최대 부하 전력(Pomax)=300W, 입력 AC 전압(VAC)=230V의 조건에서의, 스위칭 전압(V1), 스위칭 전류(IQ1), 입력 전류(I1), 1차측 직렬 공진 전압(V2), 1차 권선 전류(I2), 1차측 병렬 공진 전류(ICr), 보조 스위치 전류(IQ2), 2차 권선 전압(V3), 및 2차 권선 전류(I3)를 나타내고 있다.

도 6의 A에 도시하는 파형도를 참조하여, 도 4의 전원 회로의 기본적인 동작에 관해 설명한다.

스위칭 소자(Q1)는 평활 커패시터(Ci)의 양단 전압을 DC 입력 전압(Ei)으로서 입력하여 스위칭 동작을 행한다.

스위칭 전압(V1)(스위칭 소자(Q1)의 드레인과 소스 사이의 전압)은, 발진 및 구동 회로(2)로부터의 신호 때문에, 스위칭 소자(Q1)의 구동과 관련된 스위칭 소자(Q1)의 드레인과 소스 사이의 채널의 스위칭 ON/OFF에 의존하는 파형을 갖는다. 보조 스위치 전류(IQ2)가 클램프용 커패시터(C3)로 흐르기 때문에, 스위칭 전압(V1)의 상승 정도는 억제된다. 구체적으로는, 입력 AC 전압(VAC)이 100V일 때 전압(V1)의 피크 레벨은 460V이고, 입력 AC 전압(VAC)이 230V일 때 660V이다. 보조 스위치 소자(Q2)와 클램프용 커패시터(C3)가 없는 경우, 스위칭 전압(V1)의 파형으로서 OFF 기간 동안 정현파 형상의 공진 펄스 파형이 얻어진다. 한편, 도 4의 전원 회로에 있어서, 정현파 형상의 공진 펄스 파형의 피크 부분은 클램프된다. 그러나, 클램프된 정현파의 상승 부근의 파형은 클램프가 되지 않는 경우와 개략 같은 파형으로 되어 있다. 따라서, 스위칭 전압(V1)이 클램프되는 경우에도, 스위칭 소자(Q1)의 턴오프 타이밍에서 ZVS 동작이 확보된다는 이점이 충분히 얻어진다.

스위칭 전류(IQ1)(스위칭 소자(Q1)를 통해 흐르는 전류)는, 드레인측으로부터 스위칭 소자(Q1)(및 보디 다이오드(DD1))를 통해 흐르는 전류이다. 스위칭 주기는, 스위칭 소자(Q1)가 ON으로 되어야 하는 기간(TON)과, OFF가 되어야 하는 기간(TOFF)으로 나누어지고, 스위칭 전압(V1)은, TON 기간에서는 0레벨이고, TOFF 기간에서는 공진 펄스를 얻을 수 있는 파형이 된다. 이 스위칭 전압(V1)의 전압 공진 펄스는, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 동작으로 인해, 정현파 형상의 공진 파형을 갖는 펄스로서 얻어진다.

스위칭 전류(IQ1)는 TOFF 기간 동안 0레벨이다. TOFF 기간이 종료하고 TON 기간이 시작하면, 즉, 스위칭 소자(Q1)의 턴온 타이밍에서, 우선, 스위칭 전류(Q1)가 보디 다이오드(DD1)를 통해 흐름으로써 부극성의 파형을 갖는다. 그 후, 반전하여 스위칭 소자(Q1)의 드레인으로부터 소스로 흐름으로써 정극성의 파형을 갖는다.

입력 전류(I1)(평활 커패시터(Ci)로부터 1차측 스위칭 컨버터로 흐르는 전류)는, 초크 코일 권선(N10)에 의해 형성되는 인덕터(L10)의 인덕턴스와 1차 권선(N1)의 누설 인덕터(L1)의 인덕턴스의 합성 인덕턴스를 통해 흐르게 된다. 이 때문에, 평활 커패시터(Ci)에서 스위칭 컨버터로 흐르는 전류는 맥류이다.

1차측 직렬 공진 전압(V2)(1차측 직렬 공진 커패시터(C11) 양단의 전압)은, 스위칭 주기에 의존하며 정현파에 가까운 교류 파형을 갖는다.

1차 권선 전류(I2)(1차 권선(N1)을 통해 흐르는 전류)는, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 동작에 따라 1차 권선(N1)을 통해 흐르는 전류이다. 도 4의 회로에 있어서, 1차 권선 전류(I2)는 스위칭 전류(IQ1)와 1차측 병렬 공진 전류(ICr)를 합성하여 얻어지는 파형과 거의 동일한 파형을 갖는다. 스위칭 소자(Q1)가 ON/OFF 동작을 행함에 의해, TOFF 기간에서의 스위칭 전압(V1)인 공진 펄스 전압이, 1차측 직렬 공진 회로를 형성하는 1차 권선(N1) 및 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 직렬 회로에 인가된다. 이로써 1차측 직렬 공진 회로가 공진 동작을 행하고, 1차 권선 전류(I2)는, 정현파 성분을 가지며 스위칭 주기에 의존하는 교류 파형을 갖는다.

TON이 종료하고 TOFF 기간이 시작하면, 즉, 스위칭 소자(Q1)의 턴오프 타이 밍에서, 1차 권선 전류(I2)는, 1차측 병렬 공진 전류(ICr)로서, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)로 정극성을 가지고 흐르고, 이로써, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 충전 동작이 시작된다. 이 충전에 응답하여, 스위칭 전압(V1)은 0레벨로부터 정현파 형상을 가지고 상승한다, 즉, 전압 공진 펄스가 상승한다. 1차측 병렬 공진 전류(ICr)의 극성이 부극성으로 반전하면, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)는 충전 상태에서 방전 상태로 이행하게 되고, 전압 공진 펄스는 피크 레벨로부터 하강하게 된다. 이와 같은 동작은, 스위칭 소자(Q1)의 턴온 및 턴오프시에 있어서, 1차측 병렬 공진 회로에 의한 ZVS 동작 및 1차측 직렬 공진 회로에 의한 ZCS 동작이 달성되는 것을 나타낸다. 상술한 바와 같이, 1차측 병렬 공진 전류(ICr)(1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)로 흐르는 전류)는 스위칭 전압(V1)의 상승 및 하강의 타이밍에서 흐르고, 그로 인해, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 손실을 경감시키게 된다.

보조 스위치 전류(IQ2)(보조 스위치 소자(Q2)를 통해 흐르는 전류)는, 스위칭 소자(Q1)가 OFF로 될 때마다, 흘러서 스위칭 전압(V1)을 클램프하여 과도한 전압이 스위칭 소자(Q1)의 드레인과 소스의 사이에 인가되지 않도록 한다. 즉, 1차 권선 전류(I2)와 1차 권선(N1)에서 발생하는 전압 및 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng)에 발생하는 전압의 위상은 90°어긋나 있고, 스위칭 소자(Q1)가 턴오프 되는 타이밍에서 보조 스위치 소자(Q2)가 ON이 되는 전압이 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng)의 양단에 발생하여, 보조 스위치 소자(Q2)를 턴온 하여, 클램프용 커패시터(C3)에 전류를 흘리고, 스위칭 소자(Q1)의 드레인과 소스의 사이의 전압 상승을 방지한다.

2차 권선 전압(V3)(2차 권선(N2)의 양단의 전압, 즉 2차 권선(N2)과 2차측 부분 전압 공진 커패시터(C4)의 접속 회로 양단의 전압)은, 정류 다이오드(Do1 내지 Do4)의 도통 기간에 DC 출력 전압(Eo)과 동일한 절대치 레벨에서 클램프된다.

2차 권선 전류(I3)(2차 권선(N2)을 통해 흐르는 전류)는, 정현파 파형을 부분적으로 포함하는 전류이다.

도 7 및 도 8을 참조하여, 도 4에 도시하는 제 1의 실시예의 전원 회로의 특성을 설명한다. 도 7은, 입력 AC 전압(VAC)이 100V 및 230V일 때의, 0W 내지 300W 사이의 부하 전력의 범위에서의 제 1의 실시예의 변형 E급 스위칭 동작 다중 공진 컨버터의 AC→DC 전력 변환 효율(ηAC→DC) 및 스위칭 주파수(fs)의 변화를 나타내는 것으로서, 도 7에서, 실선은 입력 AC 전압(VAC)의 값이 100V일 때를 나타내고, 파선은 입력 AC 전압(VAC)의 값이 230V일 때를 나타내는 것이다.

또한, 도 8은, 부하 전력이 300W이고 입력 AC 전압(VAC)이 85V 내지 230V의 범위인 경우의 제 1의 실시예의 변형 E급 스위칭 동작 다중 공진 컨버터의 AC→DC 전력 변환 효율(ηAC→DC) 및 스위칭 주파수(fs)의 변화를 나타내는 것이다.

도 7에 도시하는 바와 같이, 입력 AC 전압(VAC)의 값이 100V일 때, AC→DC 전력 변환 효율은 91.0%에 달하고, 스위칭 주파수(fs)의 범위는 89.3kHz로부터 110kHz이며, 스위칭 주파수(fs)의 가변 범위(△fs)의 폭이 20.7kHz가 되는 결과가 얻어졌다. 또한, 입력 AC 전압(VAC)의 값이 230V일 때, AC→DC 전력 변환 효율은, 94.0%에 달하고, 스위칭 주파수(fs)의 범위는, 132.2kHz로부터 147kHz이며, 스위칭 주파수(fs)의 가변 범위(△fs)의 폭은 14.8kHz가 되는 결과가 얻어졌다. 입력 AC 전압(VAC)의 값이 100V인 경우와 230V인 경우 둘 다에서, 도 16에 배경 기술로서 나타내는 회로와 비교하여 스위칭 주파수(fs)의 가변 범위(△fs) 폭이 더 작게 되어 있다. 그 이유는, 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng)을 절연 컨버터 트랜스(PIT)에 마련함에 의해, 부하 전력 및 입력 AC 전압(VAC)의 변동에 대해 스위칭 소자(Q1)와 보조 스위치 소자(Q2)의 ON 기간 사이의 시비율(TOFF 기간에 대한 TON 기간의 비율)이 변화하게 되어, 가변 범위(△fs)를 좁게 할 수 있기 때문이다.

도 8에 도시하는 바와 같이, 300W의 부하 전력 공급시에서는, 입력 AC 전압(VAC)의 상승에 따라 스위칭 주파수(fs)는 상승하고 있다. 또한, 170V로부터 220V의 입력 AC 전압(VAC)의 범위에서 AC→DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)은 94.5%의 고효율로 되어 있다. 이 AC→DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)의 값은, 도 16에 배경 기술로서 나타내는 회로에서의 것과 비교하여 광범위한 교류 입력 전압 범위에서 고효율로 되어 있다.

앞서 종래예로서 도 16에 도시한 전원 회로에서는, 평활 커패시터(Ci)로부터 스위칭 컨버터에 유입하는 전류는, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 권선(N1)을 경유하여 스위칭 소자(Q1) 및 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 유입한다. 이 경우, 평활 커패시터(Ci)로부터 스위칭 컨버터에 유입하는 전류는 1차 권선 전류(I2)이고, 스위칭 주기에 의한 비교적 높은 주파수를 갖는다. 즉, 평활 커패시터(Ci)에 대해서는 상용 교류 전원의 주파수보다 높은 주파수를 가지고 충방전 전류가 흐른다.

평활 커패시터(Ci)로서의 부품 소자에는 높은 항복전압이 요구되는 것 등에 응하여 알루미늄 전해 커패시터가 종종 채용된다. 알루미늄 전해 커패시터는, 다른 종류의 커패시터 등과 비교하여, 고주파에서 동작시키면 정전 용량이 저하됨과 함께 손실각(損失角)의 탄젠트(正接)가 증가하기 쉬운 성질을 갖고 있다. 이 때문에, 평활 커패시터(Ci)에 사용하는 알루미늄 전해 커패시터에는, ESR( 등가 직렬 저항)이 낮고, 또한, 허용 리플 전류가 큰 특수품을 선정할 필요가 있다. 또한, 평활 커패시터(Ci)로서의 소자의 커패시턴스에 대해서도 상응하여 큰 값을 선정할 필요가 있다. 예를 들면 도 16의 전원 회로의 구성에서, 제 1의 실시예와 동등한 최대 부하 전력(Pomax)=300W에 대응시키는 경우에는, 커패시턴스는 약 1000㎌가 되어야 한다. 이와 같은 알루미늄 전해 커패시터는, 범용의 알루미늄 전해 커패시터보다도 고가이고, 또한, 커패시턴스의 증가에 따른 부품 가격의 상승도 포함하여 비용적으로 불리하게 된다.

이에 대해 도 4에 도시한 본 실시예의 전원 회로는, 평활 커패시터(Ci)로부터 스위칭 컨버터에 유입하는 전류는, 초크 코일 권선(N10)과 1차 권선(N1)의 직렬 접속을 통하여 스위칭 소자(Q1)측으로 흐르게 되어 있다. 이 때문에, 평활 커패시터(Co)로부터 스위칭 컨버터에 유입하는 전류는, 도 6의 A의 입력 전류(I1)로서도 나타나는 바와 같이 직류가 된다. 이와 같이 하여, 평활 커패시터(Ci)로부터 스위칭 컨버터에 유입하는 전류가 직류로 됨으로써, 본 실시예에서는, 상기한 정전 용량의 저하나 손실각의 탄젠트의 증가의 문제는 생기는 일이 없다. 또한, 이에 수반하여, DC 입력 전압(Ei)에 있어서의 상용 교류 전원 주기의 리플도 저감된다. 이와 같기 때문에, 본 실시예에서는, 평활 커패시터(Ci)로서 범용의 알루미늄 전해 커패 시터를 선정할 수 있다. 또한, 평활 커패시터(Ci)로서의 소자의 커패시턴스에 관해서도, 리플 전압이 작기 때문에, 도 16의 회로의 경우보다도 낮은 값을 선정할 수 있다. 이와 같이 하여, 본 실시예에서는, 평활 커패시터(Ci)에 관한 비용 저감을 도모하는 것이 가능해진다. 또한, 입력 전류(I1)의 파형은, 정현파 형상으로 되어 있는데, 이것에 의한 고주파 노이즈의 저감 효과도 얻어진다.

또한, 1차측 스위칭 컨버터에 E급 스위칭 컨버터를 적용한 도 4의 회로에서는, 2차측 직렬 공진 회로의 존재 여부와 무관하게 중간 부하시에 있어서의 이상 동작은 해소되고, 적정한 ZVS 동작이 달성된다. 이 이상 동작의 현상에 있어서, 도 18의 B에 도시한 바와 같이, 스위칭 소자(Q1)의 원래 턴온 타이밍(TON 기간의 시작 타이밍) 이전에 스위칭 소자(Q1)가 턴온되고 그 소스와 드레인 사이에서 정의 스위칭 전류(IQ1)가 흐르게 된다. 스위칭 전류(IQ1)의 이러한 동작은 스위칭 손실을 증가시킨다. 본 실시예에서는, 이상 동작에 대응하는 스위칭 전류(IQ1)의 이러한 동작의 발생을 방지하여, 스위칭 손실의 증가를 없앤다. 이러한 특징은, 전력 변환 효율의 향상 요인의 하나이다.

또한, 도 6의 A와 도 18의 A의 스위칭 전류(IQ1)를 비교하여 알 수 있는 바와 같이, 본 실시예에 대응하는 도 6의 A의 스위칭 전류(IQ1)의 파형은, TON 기간의 종료 이전의 타이밍에서 피크가 얻어지는 파형으로 되어 있다. 도 6의 A에 도시되는 스위칭 전류(IQ1)의 파형은, 스위칭 소자(Q1)의 턴오프시에서의 스위칭 전류(IQ1)의 레벨이 억제되어 있다는 것을 의미한다. 턴오프시의 스위칭 전류(IQ1)의 레벨이 억제되면, 그 만큼, 턴오프시의 스위칭 손실은 저감되고, 전력 변환 효율이 향상하게 된다.

이와 같은 스위칭 전류(IQ1)의 파형은, 1차측 스위칭 컨버터의 E급 스위칭 동작에 기인한다. 또한, 본 실시예에서는, 입력 전류(I1)의 파형은 맥류로 되어 있는데, 이것에 의한 고주파 노이즈의 저감 효과도 얻어진다.

또한, 보조 스위치 소자(Q2) 및 클램프용 커패시터(C3)를 마련하여 보조 스위치 전류(IQ2)가 스위칭 소자(Q1)의 OFF 기간과 동기하여 흐르게 한다. 이로써, 입력 AC 전압(VAC)의 값이 230V일 때에도 스위칭 소자(Q1)에 가해지는 전압의 최고 전압치는 640V 정도로 낮다. 따라서, 스위칭 소자(Q1)에 요구되는 파괴전압(breakdown voltage)이 대폭적으로 낮아져서, 스위칭 소자(Q1)의 선택을 용이하게 함과 함께, 스위칭 전원 회로의 비용을 싼 것으로 할 수 있다. 예를 들면, 보조 스위치 소자(Q2) 및 클램프용 커패시터(C3)를 마련하지 않는 경우에는, 스위칭 소자(Q1)의 파괴전압으로서는, 1800V 정도 필요해지고, 이 경우에, MOSFET를 이용하면, 이와 같은 높은 항복전압의 MOSFET의 ON 저항의 값은, 현단계의 기술 레벨에서는 7Ω 정도이다. 한편, 보조 스위치 소자(Q2) 및 클램프용 커패시터(C3)를 마련하는 경우에는, 스위칭 소자(Q1)의 파괴전압으로서는 900V면 충분하고, 이와 같이 보다 낮은 전압의 MOSFET의 ON 저항의 값은, 현단계의 기술 레벨에서는, 1.2Ω 정도가 되어, ON 저항에 의한 손실도 경감되고, AC→DC 전력 변환 효율이 향상함과 함께, 스위칭 소자(Q1)의 선택이 용이하고 비용도 싼 것으로 된다. 또한, 보조 스위치 소자(Q2)에서의 전력 소비는 작고, 게이트 드라이브 회로는, 저항기(Rg1), 저항기(Rg2) 및 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng)를 추가하는 것만으로도 형성될 수 있고, 스위칭 소자(Q1)의 파괴전압을 낮게 함에 의한 비용 저하분을 감안하면, 보조 스위치 소자(Q2)의 추가에 따른 장치 전체로서의 비용적인 상승은 없고, 역으로 장치 전체의 비용은 감소한다.

(수정예)

도 9 및 도 10은 제 1의 실시예의 전원 회로의 2차측 회로의 수정예를 도시한다. 도 11은 1차측 회로의 수정예를 도시한다. 도 9에 도시된 회로는 배전압 반파 정류 회로이다. 이 회로는 상기 상술된 실시예에 의한 이점과 유사한 이점을 제공하며, 특히 배전압의 정류 전압을 달성하는 이점을 제공할 수 있다. 도 10에 도시된 회로는 센터 탭을 구비하는 권선으로서 2차 권선(N2')과 2차 권선(N2)을 포함하는 전파 정류 회로이다. 이 회로도 상기 상술된 실시예에 의한 이점과 유사한 이점을 제공할 수 있으며, 특히 두 개의 정류 다이오드로 전파 정류가 달성되는 이점을 제공할 수 있다.

도 11에 도시된 회로에 있어서, 보조 스위치 소자(Q2)용의 구동 전압을 생성하기 위한 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng) 대신, 초크 코일(PCC)에 부가된 초크 코일 보조 권선(Ng')이 마련되며, 저항기(Rg3 및 Rg4)에 의해 분압된 전압이 보조 스위치 소자(Q2)용의 게이트 전압으로서 인가된다. 이 회로는 상기 상술된 실시예의 이점과 유사한 이점을 제공하며, 특히 보조 스위치 소자(Q2)와 관련하는 회로 및 초크 코일(PCC)이 서로 근접하게 배치될 수 있다는 이점을 제공할 수 있다. 저항기(Rg3 및 Rg4)의 저항값은, 예를 들면, 각각, 68Ω 및 100Ω이다.

(제 2의 실시예)

제 2의 실시예의 전원 회로의 구성예를 도 12에 도시한다. 또한, 이 도면에서, 도 4에 도시하는 제 1의 실시예와 동일 부분에는 동일 부호를 붙이고 설명을 생략한다.

도 12에 도시된 전원 회로에 있어서, 초크 코일 권선(N10)을 구비하는 초크 코일(PCC)이 전압 공진형 컨버터의 1차측에 부가되어, E급 스위칭 동작이 달성된다. 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 2차 권선(N2)과 1차 권선(N1) 사이의 결합 계수는 소결합에 대응하는 0.8 이하로 설정된다. 2차측에서, 2차측 직렬 공진 커패시터(C4)가 2차 권선(N2)에 직렬 접속되어, 전파 브리지로부터 DC 출력 전압을 얻는 다중 공진 컨버터가 구성된다. 또한, 클램프용 커패시터(C3)와 보조 스위치 소자(Q2)의 직렬 회로가 다중 공진 컨버터의 초크 코일(PCC)(인덕터(L10))에 병렬 접속된다.

보조 스위치 소자(Q2)의 게이트를 제어하기 위해서, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 권선의 일부로서 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng), 및 저항기(Rg1 및 Rg2)가 마련된다.

다중 공진 컨버터부의 보조 스위치 소자(Q)와 스위칭 소자(Q1)의 각각은 MOSFET, IGBT 및 BJT 중 어느 것이나 될 수 있다. 하기에 있어서, 이들 소자로서 MOSFET가 사용되는 회로가 설명될 것이다.

도 12의 전원 회로의 주요부는 다음과 같이 서로 연결된다. 초크 코일 권선(N10)의 한쪽 권선 단부는 평활 커패시터(Ci)의 정극에 연결된다. 초크 코일 권 선(N10)의 다른 단부는 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 권선의 한쪽 권선 단부에 연결되고, 스위칭 소자(Q1)의 한쪽 단자인 MOSFET의 드레인에 연결된다. 즉, 인덕터(L10)는 평활 커패시터(Ci)의 정극과, 1차 권선의 한쪽 권선 단부와 스위칭 소자(Q1)의 한쪽 단자인 MOSFET의 드레인 사이에 연결된다. 또한, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 권선(N1)의 다른쪽 권선 단부와 스위칭 소자(Q1)의 다른쪽 단자인 MOSFET의 소스 사이에 1차측 직렬 공진 커패시터(C1)가 연결된다. 또한, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 한 전극은 스위칭 소자(Q1)의 한쪽 단자인 MOSFET의 드레인에 연결되고, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 다른 전극은 스위칭 소자(Q1)의 다른쪽 단자인 MOSFET의 소스에 연결된다. 즉, 스위칭 소자(Q1)와 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)는 서로 병렬 접속된다.

또한, 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng)이 마련되어, 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng)으로부터의 전압이 저항기(Rg1 및 Rg2)에 의해 분압되고, 계속해서 보조 스위치 소자(Q2)로서 기능하는 MOSFET의 게이트에 인가된다. 보조 스위치 소자(Q2)의 드레인은 클램프용 커패시터(C3)에 연결된다. 즉, 클램프용 커패시터(C3)와 보조 스위치 소자(Q2)는 직렬 회로를 형성한다. 클램프용 커패시터(C3)와 보조 스위치 소자(Q2)의 지결 회로는 초크 코일(PCC)(인덕터(L10))에 병렬 접속된다. 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng)은 1차 권선(N1)의 또 다른 부가적인 권선으로부터 발생하기 때문에, 상기 권선(Ng 및 N1)은 서로 이음매가 없이(monolithically) 연결된다. 이 구조는 보조 스위치 소자(Q2)로서 기능하는 MOSFET의 소스를 1차 권선(N1)의 한 단부에 연결하는 것이기 때문에 단순하다. 상기 권선(N1)과는 별도의 다른 권선으로서 상기 권선(Ng)을 제공하여도 문제를 일으키지 않는다.

상기 상술된 회로 구성에 있어서, 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)는 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 권선(N1)의 다른쪽 권선 단부와 스위칭 소자(Q1)의 소스 사이에 연결된다. 이로써, 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)와 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 권선(N1)에서 나타나는 누설 인덕터(L1)에 의해 그 공진 주파수가 지배를 받는 1차측 직렬 공진 회로가 형성된다. 또한, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)는 스위칭 소자(Q1)에 병렬 접속되고, 따라서 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)와 1차 권선(N1)에서 발생하는 누설 인덕터(L1)에 의해 그 공진 주파수가 지배를 받는 1차측 병렬 공진 회로가 형성된다. 또한, 1차측은 클램프용 커패시터(C3)와 초크 코일(PCC)(인덕터(L10))에 병렬 접속된 보조 스위치 소자(Q2)의 직렬 회로를 포함하고, 보조 스위치 소자(Q2)는 스위칭 소자(Q1)가 비도통 상태에 있을 때 도통하도록 설계된다. 보조 스위치 소자(Q2)는 보디 다이오드(DD2)를 내장하여 한 방향으로의 전류에 대한 ON/OFF 스위칭을 제어하고, 다른 방향의 전류에 대해 온 상태에 있도록 하여, 양 방향의 전류의 흐름이 허용된다.

스위칭 소자(Q1)의 스위칭 동작에 응답하여, 1차측 병렬 공진 회로의 전압 공진 동작으로 인해, 스위칭 소자(Q1)가 오프 상태에 있는 기간 동안 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 대해 충/방전 전류가 흐르게 된다. 또한, 1차측 직렬 공진 회로는, 스위칭 소자(Q1)가 ON 상태에 있는 기간 동안, 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)-1차 권선(N1)-스위칭 소자(Q1)의 경로로 공진 전류가 흐르도록 하여 공진 동작을 행한다.

또한, 제 2의 실시예에 있어서, 공진 주파수가 "지배를 받는"의 의미는, 1차 권선(N1)에서 생기는 누설 인덕터(L1)의 인덕턴스 값과 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 커패시턴스 값에, 1차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수의 값이 크게 의존하고, 누설 인덕터(L1)의 인덕턴스 값과 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스 값에, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수의 값이 크게 의존하는 것을 말하는 것이고, 각각의 공진 주파수에 대한 다른 부품의 영향은 비교적 작은 것을 말하는 것이다. 엄밀하게 말한다면 이들의 공진 주파수는, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스 값과 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 커패시턴스 값의 비, 평활 커패시터(Ci)의 커패시턴스 값과 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 커패시턴스 값의 비, 인덕터(L10)의 인덕턴스 값과 누설 인덕터(L1)의 인덕턴스 값의 비도 공진 주파수에 관계되는 것이지만, 이들은, 지배적이 아니기 때문에, 공진 주파수는 이들에 의해서는 지배를 받지 않는 것으로 하고 있다.

구체적으로, 1차측 병렬 공진 주파수에 관해 예를 들어 설명하면, 일례로서는, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)와 누설 인덕터(L1)뿐만 아니라, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)와 누설 인덕터(L1)를 접속하는 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 커패시턴스 값도 1차측 병렬 공진 주파수에 영향을 준다. 그러나, 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 커패시턴스 값이 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스 값보다 매우 큰 경우에는, 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)의 1차측 병렬 공진에 대한 기여는 작고, 1차측 직렬 공진 커패시터(C11)에 의해, 1차측 병렬 공진 주파수는 지배를 받지 않는다고 평가할 수 있다. 또한, 다른 예로서, 인덕터(L10)와 평활 커 패시터(Ci)의 직렬 회로가 누설 인덕터(L1)에 병렬로 접속되어 있음에 의해, 1차측 병렬 공진 주파수에 영향을 미친다. 여기서, 평활 커패시터(Ci)의 커패시턴스 값은, 일반적으로 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스 값과 비교하여 매우 큰 커패시턴스 값을 갖기 때문에, 평활 커패시터(Ci)는 교류적으로 쇼트로 간주될 수 있다. 그러나, 인덕터(L10)의 인덕턴스 값이 누설 인덕터(L1)의 인덕턴스 값보다 현격하게 큰 경우에는, 인덕터(L10)와 누설 인덕터(L1)의 병렬 접속에 의한 인덕턴스의 값은, 개략 누설 인덕터(L1)에 의해 정해지기 때문에, 1차측 병렬 공진 주파수는 인덕터(L10)와 평활 커패시터(Ci)의 직렬 회로에 의해 지배를 받지 않는다고 평가할 수 있다. 또한, 부품, 배선에 생기는 부유 용량 성분과 인덕턴스 성분은 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr), 1차측 직렬 공진 커패시터(C11), 누설 인덕터(L1), 인덕터(L10)에 포함된다.

또한, 상기한 바와 같은 회로 형태에서는, 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng)에 의해 발생하는 전압은 스위칭 소자(Q1)가 OFF(비도통) 상태인 경우에 보조 스위치 소자(Q2)가 ON(도통) 상태가 되는 극성을 갖도록 상기 권선(Ng)이 1차 권선(N1)에 접속되어 있다. 저항기(Rg1)와 저항기(Rg2)의 저항치의 비율을 변화시킴에 의해, 보조 스위치 소자(Q2)가 ON(도통) 상태에 있는 기간이 조정 가능하게 된다.

2차측에서, 절연 컨버터 트랜스(PIT)는 2차 권선(N2)을 포함한다. 절연 컨버터 트랜스의 결합도가 소결합으로 설정되기 때문에, 2차 권선(N2)은 1차 권선(N1)과 마찬가지로 누설 인덕터(N2)를 부비한다. 또한, 2차측 지결 공진 커패시터(C4) 와 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 2차 권선(N2)에서 발생하는 누설 인덕터(L2)에 의해 그 공진 주파수가 지배를 받는 2차측 직렬 공진 회로가 형성된다.

2차측 직렬 공진 회로를 형성하는 것에 의해, 상기 상술된 스위칭 전원 회로의 정전압 제어를 위한 스위칭 주파수(fs)의 변동 범위(Δfs)를 줄일 수 있다.

2차측 직렬 공진 회로는 2차측 정류 및 평활 푀로에 직렬 접속된다. 2차측 정류 및 평활 커패시터 회로는 2차측 정류 소자와 2차측 평활 커패시터를 포함한다. 2차측 정류 소자는 브리지 접속의 정류 다이오드(Do1 내지 Do4)를 포함하는 브리지 접속 회로로 구성되고 입력측과 출력측을 구비한다. 정류 다이오드(Do1 및 Do2) 사이의 접속 노드와 정류 다이오드(Do3 및 Do4) 사이의 접속 노드는 입력측으로서 정의된다. 정류 다이오드(Do1 및 Do3) 사이의 접속 노드와 정류 다이오드(Do2 및 Do4) 사이의 접속 노드는 출력측으로서 정의된다. 브리지 접속 회로의 출력측에는 평활 커패시터(Co)가 접속된다. 이 2차측 정류 및 평활 회로는 2차 권선(N2)에서 발생되는 정 및 부의 전압 모두를 정류하며 부하 전원으로서 정류 전압을 사용하는 전파 정류 회로이다.

도 12에 도시된 스위칭 전원 회로의 보다 상세한 특징을 하기에 설명한다. 상기 상술된 구성을 갖는 도 12의 전원 회로에 포함된 절연 컨버터 트랜스의 구조예는 도 5의 것과 동일하기 때문에, 그 설명은 생략한다.

초크 코일(PCC)는 소정의 형상과 크기를 갖는 EE자형 코어 둘레에 권선을 마련함으로써 구성될 수도 있다. 본 실시예에 있어서, 코어 부재로서 ER-28을 사용ㅎ하고, 갭 길이(G)를 0.8㎜로 설정하고, 초크 코일 권선(N10)의 턴수를 50T로 설정 하였다. 따라서, 인덕터(L10)의 인덕턴스 값으로서 1mH가 얻어진다.

도 12의 전원 회로의 주요부의 파라미터는 다음과 같이 선택되어, 후술될 이 전원 회로에 대한 실험 결과가 얻어지게 된다.

1차측 병렬 공진 커패시터(Cr), 1차측 직렬 공진 커패시터(C11), 클램프용 커패시터(C3), 및 2차측 직렬 공진 커패시터(C4)의 커패시턴스는 다음과 같이 선택된다:

Cr=1000㎊

C11=0.018㎌

C3=0.1㎌

C4=0.056㎊

또한, 저항기(Rg1)와 저항기(Rg2)의 저항값은 다음과 같이 선택된다:

Rg1=120Ω

Rg2=100Ω

또한, 대응 부하 전력은, 최대 부하 전력(Pomax)=300W, 최소 부하 전력(Pomin)=0W(무부하)로 하고, DC 출력 전압(Eo)의 정격 레벨은 175V였다.

각 전류와 전압의 파형에 관한 도 12의 전원 회로에 대한 실험 결과는 도 6의 A 및 B의 파형도에 의해 나타난 것과 거의 동일하기 때문에, 그 설명은 생략한다.

도 12에 도시된 제 2의 실시예의 전원 회로의 특성을 도 13을 참조하여 설명한다. 도 13은 입력 AC 전압(VAC)이 100V일 때와 230V일 때의 0W 내지 300W의 부하 전력 범위에서 제 2의 실시예의 수정 E급 스위칭 동작 다중 공진 컨버터의 스위칭 주파수(fs)와 AC→DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)을 도시한다. 도 13에서, 실선은 입력 AC 전압(VAC)의 값이 100V일 때를 나타내고, 파선은 입력 AC 전압(VAC)의 값이 230V일 때를 나타내는 것이다.

부하 전력이 300W일 때 85V 내지 230V의 입력 AC 전압(VAC)의 범위에서 제 2의 실시예의 E급 스위칭 동작 다중 공진 컨버터의 스위칭 주파수(fs)와 AC→DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)의 특성은 도 8에 도시된 것과 유사하기 때문에, 그 설명은 생략한다.

도 13을 참조하면, 입력 AC 전압(VAC)이 100V일 때, 다음과 같이 아주 양호한 결과가 얻어진다: AC→DC 전력 변환 효율은 91.4%에 달하고, 스위칭 주파수(fs)의 범위는 86.2kHz로부터 86.5kHz이며, 스위칭 주파수(fs)의 가변 범위(△fs)의 폭이 0.3kHz가 되는 결과가 얻어졌다. 또한, 입력 AC 전압(VAC)의 값이 230V일 때, AC→DC 전력 변환 효율은 93.8%에 달하고, 스위칭 주파수(fs)는 128.2kHz로 불면이며, 스위칭 주파수(fs)의 가변 범위(△fs)의 폭은 0kHz가 되는 결과가 얻어졌다. 입력 AC 전압(VAC)의 값이 100V인 경우와 230V인 경우 둘 다에서, 도 16에 배경 기술로서 나타내는 회로와 비교하여 스위칭 주파수(fs)의 가변 범위(△fs)의 폭이 크게 작아진다. 그 이유는, 절연 컨버터 트랜스(PIT)에 절연 컨버터 트랜스 보조권선(Ng)이 마련되고, 1차측 직렬 공진 회로, 1차측 병렬 공진 회로 및 2차측 직렬 공진 회로가 마련되기 때문이다. 구체적으로는, 이들 회로와 권선(Ng)을 마련하는 것에 의해, 부하 전력과 입력 AC 전압(VAC)의 변동에 응답하여, 스위칭 소자(Q1)와 보조 스위치 소자(Q2)의 ON 기간 사이의 시비율(TOFF 기간에 대한 TON 기간의 비율)이 변화하게 되어, 가변 범위(△fs)를 좁게 할 수 있기 때문이다.

(2차측 회로의 수정예)

도 14 및 도 15는 제 1 및 제 2의 실시예 둘 다에 적용될 수 있는 2차측 회로의 수정예를 도시한다. 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng)이 제 1 및 제 2의 실시예의 절연 컨버터 트랜스(PIT)에 마련되지만, 절연 컨버터 트랜스 보조 권선(Ng)의 설명은 도 14 및 도 15에서 생략한다. 도 14에 도시된 회로는 배전압 반파 정류 회로이고, 배전압의 정류 전압을 달성하는 이점을 제공한다. 회로에 있어서, 2차측 직렬 공진 회로는 2차 권선(N2)의 누설 인덕터(L2)와 2차측 직렬 공진 커패시터(C4)로 형성된다. 2차측 정류 및 평활 회로는 2차측 직렬 공진 회로에 직렬 접속된다.

2차측 정류 소자는, 반대 극성의 단자가 서로 연결된 두 개의 정류 다이오드(Do1 및 Do2)의 직렬 접속 회로로 형성된다. 정류 다이오드(Do1 및 Do2)의 직렬 접속 회로의 양 끝에는 2차측 평활 커패시터(Co)가 접속된다. 이 배전압 반파 정류 회로에 있어서, 2차 권선(N2)에서 발생하는 전압의 한 극성의 반주기의 기간에서는, 정류 다이오드(Do2)를 통해 전류가 흐르게 되고, 이로써 2차측 직렬 공진 커패시터(C4)에 의해 DC 전압이 유지된다. 다른 극성의 반주기의 기간에서는, 정류 다이오드(Do1)를 통해 전류가 흐르고, 이로써 2차측 평활 커패시터(Co) 양단에 전압이 생성된다. 이 때, 2차측 직렬 공진 커패시터(C4)에 의해 유지되는 DC 전압은 2차측 평활 커패시터(Co) 양단의 전압에 부가되고, 결과적으로 생성되는 전압이 DC 출력 전압(Eo)으로서 출력된다.

도 15에 도시된 회로는 배전압 전파 정류 회로이다. 구체적으로는, 도 15의 회로는 도 14의 회로에는 없는 DC 전압 유지 커패시터(Co')를 포함한다. 이 DC 전압 유지 커패시터(Co')가 포함되지 않으면, 도 15에 도시된 회로는 도 16의 배전압 반파 정류 회로 두개를 서로 결합하는 것에 의해 얻어지는 것과 동일하다. 먼저, 도 15의 회로로부터 DC 전압 유지 커패시터(Co')를 제거함으로써 얻어지는 회로에 대해 설명한다. 그 다음, DC 전압 유지 커패시터(Co')를 포함하는 회로에 관해 설명한다.도 15의 회로에 있어서, DC 전압 유지 커패시터(Co')의 커패시턴스 값은 제 1의 2차측 직렬 공진 커패시터(C4)와 제 2의 2차측 직렬 공진 커패시터(C4')의 커패시턴스 값보다 훨씬 크다.

2차 권선으로서, 제 1의 2차 부분 권선(N2')과 상기 제 1의 2차 부분 권선(N2')의 권선 방향과 권선 방향이 동일한 제 2의 2차 부분 권선(N2'')이 센터 탭을 사용하여 형성된다. 구체적으로는, 센터 탭이 기준으로서 정의되면, 제 1의 2차 부분 권선(N2')의 센터 탭 측과 대향하는 권선 끝에서 발생하는 전압과 제 2의 2차 부분 권선(N2'')의 센터 탭 측과 대향하는 권선 끝에서 발생하는 전압은 반대 위상이다.

또한, 제 1의 2차측 직렬 공진 회로와 제 2의 2차측 직렬 공진 회로로 2차측 직렬 공진 회로가 형성된다. 제 1의 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수는 제 1의 2차 부분 권선(N2')과 제 1의 2차측 직렬 공진 커패시터(C4)에서 발생하는 누설 인덕터(L2')에 의해 지배를 받는다. 제 2의 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수는 제 2의 2차측 부분 권선(N2'')과 제 2의 2차측 직렬 공진 커패시터(C4')에서 발생하는 누설 인덕터(L2'')에 의해 지배를 받는다. 누설 인덕터(L2'), 제 1의 2차측 직렬 공진 커패시터(C4), 누설 인덕터(L2''), 및 제 2의 2차측 직렬 공진 커패시터(C4')의 각각의 인덕턴스값과 커패시턴스값은, 제 1 및 제 2의 2차측 직렬 공진 회로가 거의 동일한 공진 주파수를 갖도록 설정된다.

2차측 정류 및 평활 회로는 제 1의 2차측 정류 및 평활 회로와 제 2의 2차측 정류 및 평활 회로로 형성된다. 제 1의 2차측 정류 및 평활 회로는 제 1의 2차측 직렬 공진 회로에 직렬 접속된 제 1의 2차측 정류 소자인 정류 다이오드(Do1 및 Do2), 및 2차측 평활 커패시터(Co)를 포함한다. 제 2의 2차측 정류 및 평활 회로는 제 2의 2차측 직렬 공진 회로에 직렬 접속된 제 2의 2차측 정류 소자인 정류 다이오드(Do3 및 Do4), 및 2차측 평활 커패시터(Co)를 포함한다. 2차측 평활 커패시터(Co)는 정류 다이오드(Do1 및 Do2)의 직렬 접속 회로의 양단에 접속되고, 정류 다이오드(Do3 및 Do4)의 직렬 접속 회로의 양단에 접속된다. 이와 같이 하여, 배전압 전파 정류 회로가 구성된다.

2차 부분 권선(N2' 및 N2'')에서 발생하는 전압의 한 극성의 반주기의 기간에 있어서는, 정류 다이오드(Do2)를 통해 전류가 흐르고, 따라서 제 1의 2차측 직렬 공진 커패시터(C4)에 의해 DC 전압이 유지된다. 다른 극성의 반주기의 기간에 있어서는, 정류 다이오드(Do1)를 통해 전류가 흐르고, 따라서 2차측 평활 커패시터(Co) 양단에 전압이 생성된다. 이 때, 제 1의 2차측 직렬 공진 커패시터(C4)에 의해 유지된 DC 전압은 2차측 평활 커패시터(Co) 양단의 전압에 부가되어, 결과적 으로 생성되는 전압이 DC 출력 전압(Eo)으로서 출력된다. 마찬가지로, 상기 다른 극성의 반주기의 기간에 있어서는, 정류 다이오드(Do4)를 통해 전류가 흐르고, 따라서 제 2의 2차측 직렬 공진 커패시터(C4')에 의해 DC 전압이 유지된다. 상기 한 극성의 반주기의 기간에 있어서는, 정류 다이오드(Do3)를 통해 전류가 흐르고, 따라서 2차측 평활 커패시터(Co) 양단에 전압이 생성된다. 이 때, 제 2의 2차측 직렬 공진 커패시터(C4')에 의해 유지되는 DC 전압은 2차측 평활 커패시터(Co) 양단의 전압에 부가되어, 결과적으로 생성되는 전압이 DC 출력 전압(Eo)으로서 출력된다. 이와 같이 하여, 배전압이 달성되고, 도 15의 회로는, 각각의 배전압 정류 회로가 양 극성의 반주기 전체에서 동작하는 배전압 전파 정류 회로로서 동작한다.

상기 상술된 동작은, DC 전압 유지 커패시터(Co')가 포함되지 않은 경우에 대응한다. 반면, DC 전압 유지 커패시터(Co')가 포함되면, 제 1의 2차측 직렬 공진 커패시터(C4)에 의해 유지되는 전압과 제 2의 2차측 직렬 공진 커패시터(C4')에 의해 유지되는 전압 둘 다가 DC 전압 유지 커패시터(Co')에 의해서도 유지되어, 제 1 및 제 2의 2차측 직렬 공진 커패시터(C4 및 C4')가 DC 전압을 유지할 필요가 없게 된다. 결과적으로, 커패시터(C4 및 C4')가 양호한 DC 특성을 가질 필요가 없으며, 이로 인해 부품 선택의 용이성을 향상시킨다. 제 1 및 제 2의 2차측 직렬 공진 커패시터(C4 및 C4')가 DC 전압을 유지할 필요가 없는 이유는 다음과 같다: DC 전압은, 각각의 커패시턴스값에 따라 DC 전압 유지 커패시터(Co')와 제 1의 2차측 직렬 공진 커패시터(C4)에 의해 분압되거나, 또는 DC 전압 유지 커패시터(Co')와 제 2의 2차측 직렬 공진 커패시터(C4')에 의해 분압되며, DC 전압 유지 커패시터(Co')의 커패시턴스값은 제 1 및 제 2의 2차측 직렬 공진 커패시터(C4 및 C4')의 커패시턴스값보다 훨씬 더 크기 때문이다.

본 발명은 상기 상술된 구성에 제한되는 것은 아니다. 예를 들면, 스위칭 소자(및 보조 스위치 소자)로서, MOSFET 대신, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT) 또는 바이폴라 트랜지스터가 사용될 수도 있다. 또한, 상기 상술된 실시예가 타려식 스위칭 컨버터를 활용하지만, 본 발명은 자려식 스위칭 컨버터(self-excited switching converter)를 활용하는 구성에도 적용될 수 있다.

당업자라면, 첨부된 특허청구범위 또는 그 등가의 범위 내에서 설계 조건이나 다른 여러 가지 요인에 따라 본 발명의 여러 가지 수정예, 조합예, 부분 조합예 및 변경예를 구상할 수 있을 것이다.

본 발명의 실시예에 따르면, 1차측에 병렬 공진 회로를 구비하는 스위칭 전원 회로에서, 중간 부하가 되는 부하 조건 범위하에서 ZVS(Zero Voltage Switching: 제로 전압 스위칭) 동작을 얻을 수 없게 되는 이상 동작이 해소된다.

또한, 상용 교류 전원으로부터 정류 평활 전압(DC 입력 전압)을 생성하는 정류 및 평활 회로의 평활 커패시터로부터 스위칭 컨버터에 유입하는 전류로서 DC 전류에 가까운 리플 전류가 얻어진다. 따라서, 상기 평활 커패시터로서의 부품 소자의 커패시턴스에 관해 작은 값을 선정하고, 또한, 범용품을 선정하는 것이 가능해지고, 예를 들면 평활 커패시터의 저비용화나 소형화 등의 효과를 얻을 수 있다.

또한, 상기 상술한 바와 같이, 전원 회로 내에 흐르는 전류량의 저감에 응하 여 전력 손실의 저감이 도모됨으로써, 종합적인 전력 변환 효율 특성은 대폭적으로 향상한다. 또한, 파괴 전압이 낮은 스위칭 소자가 사용될 수 있다.

Claims (9)

1. 직류(DC) 전압에 대한 스위칭을 수행하여 상기 DC 전압을 교류(AC) 전압으로 변환하는 스위칭 소자와;

   1차 권선 및 2차 권선을 포함하며, 상기 스위칭 소자에 의한 변환에 의해 발생하는 AC 전압이 상기 1차 권선에 입력되어 상기 2차 권선에서 AC 전압이 생성되는 컨버터 트랜스와;

   상기 2차 권선에서 생성된 AC 전압을 정류 및 평활화하여 출력 DC 전압을 생성하는 2차측 정류 소자 및 2차측 평활 커패시터를 포함하는 2차측 정류 및 평활 회로와;

   상기 출력 DC 전압에 기초하여 상기 스위칭 소자를 제어하는 스위칭 소자 제어 유닛과;

   한 단부를 통해 상기 DC 전압을 제공받고, 다른 단부를 통해 상기 스위칭 소자의 한쪽 단자와 상기 컨버터 트랜스의 1차 권선의 한쪽 권선 단부에 연결되는 초크 코일과;

   상기 컨버터 트랜스의 1차 권선의 다른쪽 권선 단부와 상기 스위칭 소자의 다른쪽 단자 사이에 1차측 직렬 공진 커패시터를 접속하는 것에 의해 형성되며, 상기 1차측 직렬 공진 커패시터와 상기 컨버터 트랜스의 1차 권선에서 발생하는 누설 인덕턴스에 의해 지배를 받는 공진 주파수를 갖는 1차측 직렬 공진 회로와;

   상기 스위칭 소자에 1차측 병렬 공진 커패시터를 병렬 접속하는 것에 의해 형성되며, 상기 1차측 병렬 공진 커패시터와 상기 1차 권선에서 발생하는 누설 인덕턴스에 의해 지배를 받는 공진 주파수를 갖는 1차측 직렬 공진 회로; 및

   클램프용 커패시터와 보조 스위치 소자로 형성되며, 상기 초크 코일에 병렬 접속되는 직렬 회로를 포함하며,

   상기 보조 스위치 소자는 상기 스위칭 소자의 비도통 기간에서 도통하도록 제어되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
2. 제 1항에 있어서,

   상기 보조 스위치 소자의 온/오프 스위칭이 상기 컨버터 트랜스 둘레에 감겨진 컨버터 트랜스 보조 권선에 의해 제어되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
3. 제 1항에 있어서,

   상기 보조 스위치 소자의 온/오프 스위칭이 상기 초크 코일 둘레에 감겨진 초크 코일 보조 권선에 의해 제어되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
4. 제 1항에 있어서,

   상기 2차 권선과 상기 컨버터 트랜스의 2차 권선에서 발생하는 누설 인덕턴스에 병렬 접속되는 부분 공진 커패시터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
5. 제 1항에 있어서,

   상기 2차 권선에 직렬 접속된 2차측 직렬 공진 커패시터와 상기 컨버터 트랜스의 2차 권선에서 발생하는 누설 인덕턴스에 의해 지배를 받는 공진 주파수를 갖는 2차측 직렬 공진 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
6. 제 1항에 있어서,

   상기 2차측 정류 소자는 입력측과 출력측을 갖는 정류 다이오드의 브리지 접속 회로로 형성되며, 전파 정류 회로로서 기능하며,

   상기 2차측 평활 커패시터는 상기 정류 다이오드의 브리지 접속 회로의 출력측에 접속되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
7. 제 1항에 있어서,

   상기 2차측 정류 소자는, 반대 극성의 단자가 서로 접속된 두 개의 정류 다이오드의 직렬 접속 회로로 형성되며,

   상기 2차측 평활 커패시터는 상기 두 개의 정류 다이오드의 직렬 접속 회로의 양단에 접속되어 배전압 반파 정류 회로가 형성되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
8. 제 1항에 있어서,

   상기 2차측 정류 및 평활 회로는 상기 컨버터 트랜스의 2차 권선에 대해 마련된 센터 탭을 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
9. 제 1항에 있어서,

   AC 전력을 정류 및 평활화하여 정류 및 평활 전압을 생성하기 위한 1차측 정류 소자 및 1차측 평활 커패시터를 포함하는 1차측 정류 및 평활 회로를 더 포함하며,

   상기 DC 전압은 상기 1차측 정류 및 평활 회로로부터 제공되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.

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