JP4099593B2

JP4099593B2 - スイッチング電源回路

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Description

本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。

特開２００３−２３５２５９号公報

先に本出願人は、一次側に共振形コンバータを備えた電源回路を各種提案している。
図１４は、先に本出願人により出願された発明に基づいて構成される、共振形コンバータを備えるスイッチング電源回路の一例を示す回路図である。
この図１４に示される電源回路のスイッチングコンバータとしては、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して、スイッチング中のターンオフ時にのみ電圧共振動作を行う部分電圧共振回路を組み合わせた構成を採る。

先ず、図１４に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して２組のフィルタコンデンサＣL、ＣL及び１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣから成るコモンモードノイズフィルタが接続されている。
そして、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧を生成する整流平滑回路としては、上記コモンモードノイズフィルタの後段に対して、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉとから成る全波整流回路が備えられる。
ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力は、平滑コンデンサＣｉに対して充電され、これによって平滑コンデンサＣｉの両端には、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られることになる。

上記直流入力電圧を入力してスイッチングする電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続したスイッチング回路系を備える。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれボディダイオードによるダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。

また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては、並列共振回路（部分電圧共振回路）が形成される。この部分電圧共振回路によりスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。

この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有して、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。

絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Isolation Transformer)は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、一次側直列共振コンデンサＣ1を介してスイッチング素子Ｑ1 のソースとスイッチング素子Ｑ2 のドレインの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
また、一次巻線Ｎ1の他端は、図示するように一次側アースに接続されている。

この場合、直列共振コンデンサＣ1及び一次巻線Ｎ1は直列に接続されているが、この直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンス、及び絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1（直列共振巻線）のリーケージインダクタンス（漏洩インダクタンス）Ｌ1とにより、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成している。

ここまでの説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路が組み合わされた形式を採っていることになる。ここでは、このようなスイッチングコンバータについて複合共振形コンバータということにする。

ここでの図示による説明は省略するが、上記した絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とを、ＥＥ型コアの内磁脚に対して巻装している。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚に対しては1.0mm以下のギャップを形成するようにして、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とで０．８０以上の結合係数を得るようにしている。
実際には、ギャップＧ＝1.0mmとし、また一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の巻数（ターン数）を一次巻線Ｎ１＝３５Ｔ（ターン）、二次巻線Ｎ２＝８Ｔとすることで、結合係数ｋ＝０．８０程度を得るようにされている。

絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対しては、図示するように二次側アースに接続されるセンタータップを施した上で、整流ダイオードＤo1と整流ダイオードＤo2、及び平滑コンデンサＣoによって形成される両波整流回路が備えられる。
これにより、平滑コンデンサＣoの両端電圧として、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の等倍レベルに対応する直流電圧である二次側直流出力電圧Ｅoが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅoは、メイン直流電源として、図示しないメインの負荷に供給されるとともに、制御回路１に対して定電圧制御のための検出電圧としても分岐して入力される。
なお、この場合、両波整流回路を形成する上記整流ダイオードＤo1とＤo2としては、実際には図中に破線で囲うようにツインショットキーバリアダイオードＴＳＤとしての１素子により構成している。

制御回路１は、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに対応してレベルが可変される電圧又は電流としての制御信号を発振・ドライブ回路２に出力する。
発振・ドライブ回路２では制御回路１から入力される制御信号に基づいて、発振・ドライブ回路２内の発振回路により生成する発振信号周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに印加するスイッチング駆動信号の周波数を変化させる。これにより、スイッチング周波数が可変される。このように、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変制御されることで、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化して一次側直列共振回路を形成する一次巻線Ｎ1から二次側に伝送されるエネルギーも可変され、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルも可変制御される。これにより、二次側直流出力電圧Ｅoの定電圧制御が図られることになる。
なお、以降においては、このようにスイッチング周波数を可変制御することによって安定化を図る定電圧制御方式を「スイッチング周波数制御方式」ということにする。

図１５の波形図は、上記図１４に示した電源回路における要部の動作を示している。この図においては、左側において負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時の動作を示し、右側において、同一部位について負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時の動作を示している。入力電圧条件は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで一定としている。
なお、この場合、二次側直流出力電圧Ｅｏとしては２５Ｖを生成するようにされている。

また、上記のような負荷条件、入力電圧条件に対応させて、図１４の回路では要部を以下のように選定している。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ギャップＧ＝1.0mm、結合係数ｋ＝０．８０
一次巻線Ｎ１＝３５Ｔ
二次巻線Ｎ２＝８Ｔ（センタータップを境に４Ｔ＋４Ｔ）
・一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０４７μＦ
・部分共振コンデンサＣｐ＝３３０ｐＦ

先ず、図１５において、矩形波状の電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ2の両端電圧であり、スイッチング素子Ｑ2のオン／オフタイミングを示す。
電圧Ｖ1が０レベルとなる期間が、スイッチング素子Ｑ2が導通するオン期間であり、このオン期間においては、スイッチング素子Ｑ2及びクランプダイオードＤD2から成るスイッチング回路系には、図示する波形によるスイッチング電流ＩQ2が流れる。また、電圧Ｖ1が整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされる期間は、スイッチング素子Ｑ2がオフとなる期間であり、スイッチング電流ＩQ2は図示するようにして０レベルとなる。
また、図示していないが、他方のスイッチング素子Ｑ1の両端電圧、及びスイッチング回路（Ｑ1，ＤD1）に流れるスイッチング電流としては、上記電圧Ｖ1、及びスイッチング電流ＩQ2を１８０°移相した波形として得られる。つまり、前述したように、スイッチング素子Ｑ1とスイッチング素子Ｑ2とは、交互にオン／オフするタイミングでスイッチング動作を行う。
また、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1（Ｌ1））を流れる一次側直列共振電流Ｉoとしては、これらのスイッチング回路（Ｑ1，ＤD1）（Ｑ2，ＤD2）に流れるスイッチング電流が合成されることで、図示する波形により流れるものとなる。

また、例えばこの図に示される上記電圧Ｖ1の波形を、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時と負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時とで比較して分かるように、スイッチング周波数としては、二次側直流出力電圧Ｅoが軽負荷のとき（Ｐo＝２５Ｗ）よりも、重負荷の条件（Ｐo＝１５０Ｗ）のときのほうが、一次側のスイッチング周波数が低くなるように制御されていることがわかる。すなわち、重負荷となって二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが低下するのに応じては、スイッチング周波数を低くし、また軽負荷となって二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが上昇するのに応じてはスイッチング周波数を高くするようにしている。これは、スイッチング周波数制御方式として、アッパーサイド制御による定電圧制御動作が行われていることを示している。

また、上記した一次側の動作が得られることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、図示する波形による交番電圧Ｖ2が誘起される。そして、この交番電圧Ｖ2が正極性となる一方の半周期の期間においては、二次側の整流ダイオードＤo1が導通することで、図示する波形及びタイミングで整流電流ＩD1が流れる。また、交番電圧Ｖ2が負極性となる他方の半周期の期間においては、二次側の整流ダイオードＤo2が導通することで、図示する波形及びタイミングで整流電流ＩD2が流れる。また、二次側の両波整流回路において、二次巻線Ｎ2のセンタータップと二次側アースとの間に流れる整流出力電流Ｉ2としては、図示するようにして、上記整流電流ＩD1，ＩD2が合成されたものとなる。

図１６は、図１４に示した電源回路について、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの入力電圧条件の下での負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、及びスイッチング周波数の特性を示している。
先ず、スイッチング周波数ｆｓとしては、定電圧制御動作が行われることに応じて、重負荷の傾向となるのに従って低下する特性となっている。ただし、負荷変動に対してリニアとなる変化特性ではなく、例えば負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ程度からＰｏ＝０Ｗ以下の範囲では、スイッチング周波数ｆｓが急峻に上昇していく傾向となっている。
また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）としては、負荷電力Ｐｏの上昇に伴って高くなっていく傾向となっており、特に負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時ではηAC→DC＝９０％以上となる結果が得られている。

ところで、図１４に示した電源回路のように、スイッチング周波数制御方式により二次側直流出力電圧の安定化を図る共振形コンバータとしての構成を採る場合には、安定化のためのスイッチング周波数の可変制御範囲は、比較的広範囲な傾向となる。
このことについて、図１７を参照して説明する。図１７は、図１４に示した電源回路の定電圧制御特性を、スイッチング周波数ｆｓと二次側直流出力電圧Ｅoのレベルとの関係により示している。
なお、この図の説明にあたっては、図１４の電源回路が、スイッチング周波数制御方式としていわゆるアッパーサイド制御を採用していることを前提とする。ここでのアッパーサイド制御とは、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏよりも高い周波数範囲でスイッチング周波数を可変制御し、これにより生じる共振インピーダンスの変化を利用して二次側直流出力電圧Ｅoのレベルをコントロールする制御をいう。

一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数ｆｏのときに最も共振インピーダンスが小さくなる。これにより、アッパーサイド制御における二次側直流出力電圧Ｅoとスイッチング周波数ｆｓの関係として、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｏ１に近づいていくほど上昇し、共振周波数ｆｏ１から離れていくのに従って低下していくものとなる。
従って、負荷電力Ｐｏを一定とした条件でのスイッチング周波数ｆｓに対する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、図１７に示すようにして、スイッチング周波数ｆｓが一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と同じときにピークとなり、共振周波数ｆｏ１から離れるのに応じて低下する二次曲線的な変化を示す。

また、同じスイッチング周波数ｆｓに対応する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、最小負荷電力Ｐｏmin時よりも最大負荷電力Ｐｏmax時のほうが、所定分低下するようにしてシフトする特性が得られる。つまり、スイッチング周波数ｆｓを固定として考えると、重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは低下する。

そして、このような特性のもとで、アッパーサイド制御により二次側直流出力電圧Ｅoについて、Ｅo＝ｔｇとなるようにして安定化しようとした場合、図１４に示した電源回路において必要となるスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓとして示される範囲となる。

図１４に示す電源回路の実際としては、ＡＣ１００Ｖ系としての交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１２０Ｖの入力変動範囲と、メイン直流電源である二次側直流出力電圧Ｅoの最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）の負荷条件に対応して、スイッチング周波数制御方式により、例えば二次側直流出力電圧Ｅo＝２５Ｖで安定化するように定電圧制御を行う。
この場合、図１４に示す電源回路が定電圧制御のために可変するスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は、ｆｓ＝８０kHz〜２００kHz以上であり、Δｆｓとしても１２０kHz以上と相応に広範囲なものとなる。

電源回路として、例えば日本や米国等の交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の地域と欧州等のＡＣ２００Ｖ系の地域に対応するように、例えば約ＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応した動作が可能に構成された、いわゆるワイドレンジ対応のものが知られている。
そこで、図１４に示した電源回路について、上記したワイドレンジ対応として構成することを考えてみる。
ワイドレンジ対応では、上記のようにして、例えばＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応することになる。従って、例えば、ＡＣ１００Ｖ系のみ、あるいはＡＣ２００Ｖ系のみの単レンジに対応する場合と比較して、二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変動範囲も大きくなる。このような交流入力電圧範囲に対応してレベル変動範囲が拡大した二次側直流出力電圧Ｅoについて定電圧制御を行うためには、より広範囲なスイッチング周波数制御範囲が必要となる。例えば、図１４に示した回路の場合としては、スイッチング周波数ｆｓの制御範囲について、約８０kHz〜５００kHzにまで拡大する必要がでてくる。

しかしながら、現状のスイッチング素子を駆動するためのＩＣ（発振・ドライブ回路２）としては、対応可能な駆動周波数の上限は２００kHz程度が限界である。また、仮に上記したような高い周波数での駆動が可能なスイッチング駆動用ＩＣを構成して実装したとしても、このような高い周波数でスイッチング素子を駆動した場合には、電力変換効率が著しく低下するために、現実の電源回路として実用的ではなくなる。ちなみに、例えば図１４に示した電源回路により安定化が可能な交流入力電圧ＶACレベルの上限は、１００Ｖ程度である。

このために、スイッチング周波数制御方式により安定化を図るスイッチング電源回路について、実際にワイドレンジ対応とするのにあたっては、例えば下記のような構成を採ることが知られている。

１つには、商用交流電源を入力して直流入力電圧（Ｅｉ）を生成する整流回路系について、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、倍電圧整流回路と全波整流回路とで切り換えを行うように機能を与えるものである。
この場合には、商用交流電源レベルを検出して、その検出されたレベルに応じて、倍電圧整流回路若しくは全波整流回路が形成されるようにして、電磁リレーを用いたスイッチにより、整流回路系における回路接続の切り換えを行うように回路を構成する。

しかしながら、このような整流回路系の切り換えの構成では、上記しているように、所要数の電磁リレーが必要になる。また、倍電圧整流回路を形成するために少なくとも２本１組の平滑コンデンサを設ける必要も生じる。このため、それだけ部品点数が増加してコストアップとなると共に、電源回路基板のマウント面積も拡大して大型化する。特に、これら平滑コンデンサや電磁リレーは、電源回路を形成する部品のうちでも大型であるから、基板サイズは相当に大きくなってしまう。

また、全波整流動作と倍電圧整流動作を切り換える構成とした場合において、ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源が入力されているときに、瞬間停電が生じたり、また、交流入力電圧が定格以下に低下するなどして、ＡＣ２００系に対応するよりも低いレベルとなると、ＡＣ１００Ｖ系であると検出して倍電圧整流回路に切り換えるという誤動作が生じたとする。このような誤動作が生じると、ＡＣ２００Ｖ系のレベルの交流入力電圧について倍電圧整流を行うこととなるために、例えばスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2などが耐圧オーバーとなって破壊される可能性もある。

そこで、実際の回路としては、上記のような誤動作が生じないようにするために、メインとなるスイッチングコンバータの直流入力電圧だけではなく、スタンバイ電源側のコンバータ回路の直流入力電圧も検出する構成を採るようにされる。これにより、スタンバイ電源側のコンバータ回路を検出するための部品の追加などにより、上記したコストアップ、及び回路基板サイズの大型化がさらに助長されてしまうことになる。

また、誤動作防止を目的としてスタンバイ電源側のコンバータの直流入力電圧を検出するということは、整流動作切り換えのための回路を備えるワイドレンジ対応の電源回路としては、メイン電源の他にスタンバイ電源を備える電子機器でなければ、実際に使用することができないということになる。つまり、電源を実装可能な電子機器の種類が、スタンバイ電源を備えたものに限定されるわけであり、それだけ利用範囲が狭くなる。

また、ワイドレンジ対応のための構成として、ＡＣ１００Ｖ系／ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、一次側の電流共振形コンバータの形式をハーフブリッジ結合とフルブリッジ結合とで切り換える構成とすることも知られている。
この構成であれば、例えば上記した瞬間停電などによって、ＡＣ２００Ｖ系の交流入力電圧がＡＣ１００Ｖ系のレベルにまで低下して誤動作したとしても、スイッチング動作がハーフブリッジ動作からフルブリッジ動作となるだけであり、スイッチング素子などが耐圧オーバーになることはない。このためにスタンバイ電源側の直流入力電圧を検出する必要もなくなるので、スタンバイ電源を備えない電子機器に対しても採用することが可能となる。また、商用電源ラインにおける切り換えではないために、半導体スイッチによる回路形態の切り換えが可能であるので、電磁リレーのような大型のスイッチ部品は不要となる。

しかし、この構成では、ＡＣ１００Ｖ系時に対応してフルブリッジ結合を形成するために、スイッチング素子を少なくとも４本備える必要がある。つまり、２本のスイッチング素子により形成可能なハーフブリッジ結合方式のみによるコンバータの構成と比較すれば、２本のスイッチング素子を追加する必要があることになる。
また、この構成の場合には、フルブリッジ動作では４石がスイッチング動作を行い、ハーフブリッジ動作でも３石のスイッチング素子がスイッチング動作を行う。共振形コンバータは、低スイッチングノイズではあるが、このようにしてスイッチングを行うスイッチング素子数が増加するほどスイッチングノイズに関しては不利となる。

このようにして、ワイドレンジ対応として上記した何れの構成を採った場合にも、単レンジ対応の構成と比較した場合には、部品点数の増加などによる回路規模の拡大、コストアップがさけられない。また、前者の構成では機器への利用範囲の制限、後者の構成ではスイッチングノイズの増加など、それぞれ、単レンジ対応の構成では生じなかった新たな問題が生じる。

また、図１４に示した電源回路のようにして、スイッチング周波数の制御範囲が相応に広範囲であることによっては、二次側直流出力電圧Ｅoについての安定化の高速応答特性が低下するという問題も生じる。
電子機器によっては、例えば最大負荷の状態とほぼ無負荷とされる状態のとの間で、負荷条件が瞬時的に切り換わるようにして変動する動作を伴うものがある。このような負荷変動は、スイッチング負荷ともいわれる。このような機器に搭載される電源回路としては、上記スイッチング負荷とされる負荷変動にも対応して二次側直流出力電圧が適正に安定化されるようにする必要がある。
しかしながら、先に図１７によっても説明したようにスイッチング周波数の制御範囲が広範である特性を持つ場合には、上記スイッチング負荷のような負荷変動に対応して、二次側直流出力電圧を所要レベルとするためのスイッチング周波数にまで可変させるためには比較的長い時間を要することになる。つまり、定電圧制御の応答特性としては良好でない結果が得られることになる。
特に図１４に示した電源回路は、図１６に示したようにして、定電圧制御に応じたスイッチング周波数特性としては、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ程度以下から０Ｗまでの負荷範囲において、スイッチング周波数が大きく変化するものとなっており、上記したようなスイッチング負荷に対する定電圧制御応答性としては不利になっていることが分かる。

そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成する。
つまり、先ず、直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線により交番電圧が誘起される複数の二次巻線とが巻装されて形成される絶縁コンバータトランスを備える。
さらに、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて第１の共振周波数が設定され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える。
また、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの各二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記各二次巻線に直列接続される二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって各々形成され、第２の共振周波数が設定される複数の二次側直列共振回路を備える。
そして、上記各二次巻線に得られる交番電圧について整流動作を行って、その整流出力を共通の二次側平滑コンデンサにより平滑化して二次側直流出力電圧を生成する二次側直流出力電圧生成手段を備え、さらに、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段とを備える。
その上で、上記絶縁コンバータトランスとして、上記一次側直列共振回路と上記二次側直列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路についての、上記スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となるようにしてコアの所定位置に形成されるギャップ長を設定するようにしたものである。

上記構成によるスイッチング電源回路では、一次側のスイッチング動作を電流共振形とする一次側直列共振回路が形成されたスイッチングコンバータの構成を採った上で、二次側に対しても直列共振回路を形成するものとしている。このような構成を採ることで、本発明のスイッチング電源回路としては絶縁コンバータトランスの電磁結合による結合形共振回路を形成することになるが、このとき絶縁コンバータトランスのコアに形成するギャップ長を上記のように所定長に設定して、所定の結合係数を得ることで、当該結合形共振回路に対する入力であるスイッチング周波数の交番電圧に対する出力特性として、急峻な単峰特性を得ることが可能となる。この結果、一次側にのみ直列共振回路を形成した場合よりも、安定化に要するスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）を縮小することができる。
また、本発明では、二次側において複数の二次巻線が巻装されて、各二次巻線に得られる交番電圧についての整流出力が共通の二次側平滑コンデンサによって平滑化されて二次側直流出力電圧が生成される。つまり、これによれば、この場合の二次側直流出力電圧は、並列に設けられた複数の二次巻線の出力に基づいて生成することができる。
このようにすることで、同じ負荷条件に対応するにあたって二次側の整流電流のレベルを二次巻線を１つのみとする場合よりも低減できる。

このようにして本発明によれば、定電圧制御に必要なスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）が従来よりも縮小されることから、スイッチング周波数制御のみによるワイドレンジ対応の電源回路が、容易に実現化可能となる。
このようにして、スイッチング周波数制御によるワイドレンジ対応が実現化されることで、例えば、商用交流電源の定格レベルに応じて、整流回路系を切り換えたり、あるいは、例えばハーフブリッジ結合とフルブリッジ結合との間で回路を切り換えるための構成を採る必要はなくなる。
これにより、その分回路構成部品の削減及び基板面積の削減が図られるほか、電子機器への電源回路の適用範囲が拡がったり、また、スイッチングノイズにも有利となったりするなどの効果が得られる。

また、このような本発明の構成を実現するためには、基本的な構成としては、一次側にのみ直列共振回路を形成する構成に対して、少なくとも二次側直列共振コンデンサを設けることとすればよいわけであり、非常に少ない部品点数の追加によりワイドレンジ対応が実現される。

また、上記のようにしてスイッチング周波数の必要制御範囲が縮小されれば、例えば負荷電力が最大／無負荷で高速に変動する場合には、定電圧制御の応答性も向上されることとなり、この点で、より高い信頼性を得ることができる。

さらに、本発明では、複数の二次巻線の出力に基づいて二次側直流出力電圧を生成するように構成したことで、同じ負荷条件に対応するにあたって二次側の整流電流のレベルをより低減することができる。これによれば、例えば二次側の整流素子における導通損失を低減でき、重負荷の条件に対応する場合にも電力変換効率の低下の抑制を図ることができる。つまり、より重負荷の条件に対応可能となる。
また、二次巻線を流れる電流レベルをより低くできれば、二次側の整流素子の耐電流レベルも低減でき、これによってより小型な整流素子を用いて回路面積の小型化を図ることもできる。

図１は、本発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態ともいう）における、第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。この図に示す電源回路は、一次側の基本構成として、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた構成を採る。
また、この第１の実施の形態の電源回路は、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の何れの商用交流電源入力にも対応して動作する、いわゆるワイドレンジ対応としての構成を採る。また、対応負荷電力としては、例えば、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ程度からＰｏ＝０Ｗ（無負荷）までの変動範囲に対応する。また、この場合も、先の図１４の回路と同様に二次側直流出力電圧Ｅｏとしては例えば２５Ｖ程度を得るようにされる。

先ず、この図１に示す電源回路において、商用交流電源ＡＣに対しては、フィルタコンデンサＣL、ＣL、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣによるコモンモードノイズフィルタが形成されている。
そして、上記ノイズフィルタの後段となる商用交流電源ＡＣに対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が接続される。
この全波整流平滑回路が商用交流電源ＡＣを入力して全波整流動作を行うことによって、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られる。この場合の整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルとなる。

上記直流入力電圧を入力してスイッチング（断続）する電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続したスイッチング回路を備える。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、ダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。ダンパーダイオードＤD1のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ1のソース、ドレインと接続される。同様にして、ダンパーダイオードＤD2のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ2のソース、ドレインと接続される。ダンパーダイオードＤD1，ＤD2は、それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が備えるボディダイオードとされる。

また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、一次側部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この一次側部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。

また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有しており、例えばこの場合には、汎用のＩＣを用いることができる。発振・ドライブ回路２の発振回路は、所要周波数の発振信号を発生させ、駆動回路は、上記発振信号を利用してＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチング駆動するためのゲート電圧であるスイッチング駆動信号を生成して、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のゲートに印加するようにされる。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、スイッチング駆動信号の周期に応じたスイッチング周波数に従って、交互となるタイミングで連続的にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。

絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。また、一次巻線Ｎ1の他方の端部は一次側アースと接続される。

ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２の断面図に示すような構造とされる。
この図に示されるように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成されるボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して、二次巻線Ｎ2（この場合は二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2B）を巻装する。このようにして一次側巻線（Ｎ1）及び二次側巻線（Ｎ2）が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの内磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。

そのうえで、ＥＥ型コアの内磁脚に対しては、図のようにしてギャップＧを形成する。この場合のギャップＧとしては、例えばギャップ長1.6mm程度を設定し、一次側と二次側との結合係数ｋとしては、例えばｋ＝０．６５以下による疎結合の状態を得るようにしている。なお、実際の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．６５を設定した。また、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の内磁脚を２本の外磁脚よりも短くすることで形成することができる。

ちなみに、先の図１４に示した電源回路をはじめ、従来の電流共振形コンバータを備えた電源回路において、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルとして例えば２５Ｖ程度と比較的低いレベルを得るようにされる構成では、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２との巻線比は二次巻線Ｎ２の方が相当に小さく設定される。そして、このように一次巻線Ｎ１に対する二次巻線Ｎ２の巻線比が相当に低く設定される場合の従来の構成では、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアに形成するギャップとして例えば1.0mm以下を設定することで、結合係数ｋとしてｋ＝０．７５以上を得るようにされていた。
つまり、同様に二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルとして比較的低いレベルを得るようにされた構成として、本実施の形態においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の結合度について、従来よりもさらに低い状態を設定しているものである。

説明を図１に戻す。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２により説明した構造によって一次巻線Ｎ1に所定のリーケージインダクタンスＬ1を生じさせる。また、先に説明したように、一次巻線Ｎ1と一次側直列共振コンデンサＣ1とは直列に接続されている。従って、上記一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスとによっては直列共振回路（一次側直列共振回路）が形成されることになる。
そのうえで、上記一次側直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力点に対して接続されており、従って、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力は、一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では、伝達されたスイッチング出力により共振動作を行うことで、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。

ところで、これまでの説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した一次側部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路の一次側においては、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた構成を採っている。ここでは、このように２つの共振回路が組み合わされて成るスイッチングコンバータを、「複合共振形コンバータ」ということにする。

絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起（誘起）される。
この場合、二次巻線Ｎ2としては、図示するように二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとの２つを巻装している。そして、これら二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとに対しては、先ず、一方の端部側に対して直列に二次側直列共振コンデンサＣ2A、二次側直列共振コンデンサＣ2Bを各々接続している。
これにより、上記二次側直列共振コンデンサＣ2Aのキャパシタンスと上記二次巻線Ｎ2AのリーケージインダクタンスＬ2A、また上記二次側直列共振コンデンサＣ2Bのキャパシタンスと上記二次巻線Ｎ2BのリーケージインダクタンスＬ2Bとによって、それぞれ二次側直列共振回路が形成される。つまり、本実施の形態としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側とのそれぞれにおいて直列共振回路が形成されるものである。
なお、この場合、上記二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとはそれぞれ同じターン数が設定される。また、二次側直列共振コンデンサＣ2Aと二次側直列共振コンデンサＣ2Bとしても、それぞれ同じキャパシタンスが設定される。

上記それぞれの二次側直列共振回路（Ｌ2A−Ｃ2A、Ｌ2B−Ｃ2B）に対しては、整流ダイオードＤo1A〜Ｄo4A、整流ダイオードＤo1B〜Ｄo4Bを図示するようにして接続して成るブリッジ整流回路による全波整流回路が接続される。そして、これらのブリッジ整流回路に対して、図のように共通となるようにして１組の平滑コンデンサＣoが設けられることで、二次巻線Ｎ2A側のブリッジ整流回路とこの平滑コンデンサＣｏとによる全波整流平滑回路と、二次巻線Ｎ2B側のブリッジ整流回路と平滑コンデンサＣｏとによる全波整流平滑回路が形成される。

これらの全波整流回路において、二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2Bに励起される交番電圧の一方の半周期では、各ブリッジ整流回路の整流ダイオード［Ｄo1，Ｄo4］の組が導通して、平滑コンデンサＣoに対して共通に整流電流を充電する動作が得られる。また、二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2Bに励起される交番電圧の他方の半周期では、整流ダイオード［Ｄo2，Ｄo3］の組が導通して平滑コンデンサＣoに対して共通に整流電流を充電する動作が得られる。
これにより、平滑コンデンサＣoの両端電圧（二次側直流出力電圧Ｅo）としては、二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとに励起される交番電圧レベルに対応したレベルが得られることになる。

なお、各全波整流回路を形成するブリッジ整流回路について、実施の形態では、整流ダイオードＤo1〜Ｄo4のうち、上記した整流動作においてそれぞれ別の半周期に整流動作を行うようにされる例えば［Ｄo1，Ｄo3］［Ｄo2，Ｄo4］の組として、ツインショットキーバリアダイオード（ＴＳＤ）を選定するものとしている。つまり、図中の破線により囲ったように、二次巻線Ｎ2A側に接続されるブリッジ整流回路においては、整流ダイオードＤo1Aと整流ダイオードＤo3AとについてツインショットキーバリアダイオードＴＳＤ１Aを選定している。また、整流ダイオードＤo2Aと整流ダイオードＤo4AとについてはツインショットキーバリアダイオードＴＳＤ２Aを選定している。
同様に二次巻線Ｎ2B側においても、整流ダイオードＤo1BとＤo3BとはツインショットキーバリアダイオードＴＳＤ１Bを、また、整流ダイオードＤo2BとＤo4BとはツインショットキーバリアダイオードＴＳＤ２Bを選定しているものである。
なお、当然のことながら、整流ダイオードＤo1〜Ｄ04のそれぞれを別部品とするものとしてもよい。

上記のようにして得られた二次側直流出力電圧Ｅoは、図示しない負荷に供給されるとともに、後述する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
また、上記各全波整流回路は、それぞれの二次側直列共振回路の共振出力について整流平滑動作を行っていることから、この場合の二次側整流動作としても電流共振形となる。つまり、整流電流波形としては、二次側直列共振回路の共振周波数による正弦波形を含むことになる。

これまでの説明によれば、本実施の形態のスイッチング電源回路は、一次側に一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）及び一次側部分電圧共振回路（Ｌ1//Ｃｐ）を備え、二次側には二次側直列共振回路（Ｌ2−Ｃ2）を備えることになる。
先にも述べたように、一次側におけるような直列共振回路と部分電圧共振回路とによる２つの共振回路が組み合わされたスイッチングコンバータについては、複合共振形コンバータということとしたが、本実施の形態のようにして３以上の共振回路が組み合わされたスイッチングコンバータについては、多重共振形コンバータということにする。

制御回路１は、二次側直流出力電圧Ｅoをスイッチング周波数制御方式により安定化するために設けられる。
この場合の制御回路１は、検出入力である二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。このためには、内部の発振回路により生成する発振信号の周波数を可変することになる。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2側に伝送される電力量が変化するが、これにより二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを安定化させるように動作する。

詳細は後述するが、本実施の形態の電源回路におけるスイッチング周波数制御方式としては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1、及び二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2により決まる中間共振周波数ｆｏに対して、これより高い周波数範囲をスイッチング周波数の可変範囲として設定している。つまり、いわゆるアッパーサイド制御の方式を採る。
一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数において最も共振インピーダンスが低くなる。このことから、本実施の形態のようにして、直列共振回路の共振周波数に基づくアッパーサイド制御方式を採る場合には、スイッチング周波数ｆｓが高くなっていくのに応じて、共振インピーダンスを高くすることになる。
従って、例えば重負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅoが低下するのに応じては、上記スイッチング周波数を低くするように制御することになる。これは共振インピーダンスを低くすることとなり、一次側から二次側への電力伝送量が増加することになるために、二次側直流出力電圧Ｅoが上昇する。
これに対して、軽負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅoが上昇するのに応じては、上記スイッチング周波数を高くするように制御する。これにより、共振インピーダンスは高くなって上記電力伝送量が低減するために、二次側直流出力電圧Ｅoは低下する。このようにして、スイッチング周波数が可変されることによって、二次側直流出力電圧Ｅoが安定化されることになる。

上記構成による図１の電源回路では、一次側と二次側とで、それぞれ直列共振回路（一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）、二次側直列共振回路（Ｌ2−Ｃ2））を備えるようにされている。また、図２にて説明したように、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて、一次側と二次側との結合係数を所定以下に設定するものとしている。
本実施の形態では、このような構成を採ることで、電流共振形コンバータを基とする電源回路として、ＡＣ１００Ｖ系及びＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に対応して動作する、いわゆるワイドレンジ対応として実用可能となる。以下、この点について説明する。

図３の回路図は、図１に示す本実施の形態の電源回路について、一次側直列共振回路と二次側直列共振回路との関係によりみた場合の等価回路を示している。なお、この等価回路図において、図１と同一部分には、同一符号を付している。
この図においては、１：ｎの巻線比となる所定巻数の一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2を巻装した絶縁コンバータトランスＰＩＴが示されている。また、この図において、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける一次側と二次側との結合度を結合係数ｋにより示している。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側において、Ｌ1l、Ｌ1eは、それぞれ、一次巻線Ｎ1のリーケージ（漏洩）インダクタンス、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスを示す。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側のＬ2l、Ｌ2eは、それぞれ二次巻線Ｎ2のリーケージ（漏洩）インダクタンス、二次巻線Ｎ2の励磁インダクタンスを示す。

この図３に示す等価回路図において、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側では、スイッチング周波数ｆｓによる交流（周波数信号）が入力されている。つまり、一次側スイッチングコンバータ（スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2）のスイッチング出力が入力となっている。
そして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側では、このスイッチング周波数ｆｓによる交流の入力を、一次側直列共振回路に供給することになる。この一次側直列共振回路は、図示するようにして、一次側直列共振コンデンサＣ1−リーケージインダクタンスＬ1lを一次巻線Ｎ1に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスＬ1eを一次巻線Ｎ1に対して並列に接続したものとしてみることができる。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側直列共振回路としても、同様に、二次側直列共振コンデンサＣ2−リーケージインダクタンスＬ2lを二次巻線Ｎ2に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスＬ2eを二次巻線Ｎ2に対して並列に接続したものとしてみることができる。また、この図では、上記のようにして形成される二次側直列共振回路の出力を負荷ＲLに出力することとしている。ここでの負荷ＲLは、二次側全波整流回路以降の回路及び負荷となる。

上記した接続態様となる図３の等価回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数をｋ、一次巻線Ｎ1の自己インダクタンスをＬ1とすると、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1lについて
Ｌ1l=(1−ｋ²)Ｌ1・・・（式１）
により表すことができる。
また、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスＬ1eについては、
Ｌ1e=ｋ²×Ｌ1・・・（式２）
により表すことができる。
同様にして、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2l、励磁インダクタンスＬ2eについては、一次巻線Ｎ2の自己インダクタンスをＬ2とすると、それぞれ、
Ｌ2l=(1−ｋ²)Ｌ2・・・（式３）
Ｌ2e=ｋ²×Ｌ2・・・（式４）
により表される。

ここで、図３に示す等価回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの電磁誘導を介して、一次側に一次側直列共振回路を備え、二次側に二次側直列共振回路を備えていることが示されている。従って、この図に示す回路は、電磁結合による結合形共振回路を形成しているものとしてみることができる。このために、図１に示す電源回路における二次側直流出力電圧Ｅoについての定電圧制御特性は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度（結合係数ｋ）に応じて異なるものとなる。この点について図４を参照して説明する。

図４は、上記図３の等価回路についての、入力（スイッチング周波数信号）に対する出力特性を示している。つまり、二次側直流出力電圧Ｅoについての制御特性をスイッチング周波数ｆｓとの関係により示している。この図では、スイッチング周波数を横軸にとり、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを縦軸にとっている。
なお、この図では、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とを重複して示しているが、これは共振周波数ｆｏ１と共振周波数ｆｏ２の設定値に関わらず同様の特性が得られることを示しているものである。

ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度について、結合係数ｋ＝１となる密結合とされる状態を設定したとする。すると、この場合の一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1l、及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2lは、それぞれ、上記（式１）（式３）に対してｋ＝１を代入することで、
Ｌ1l=Ｌ2l=０・・・（式５）
として表されることになる。つまり、絶縁コンバータトランスＰＩＴが密結合であることで、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスは存在していない状態であることが示される。

このようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側とが密結合とされる状態での定電圧制御特性としては、図４の特性曲線１として示すように、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とは異なる周波数ｆ１、ｆ２において二次側直流出力電圧Ｅoがピークとなる、いわゆる双峰特性となる。
ここで、周波数ｆ１は、

で表され、
周波数ｆ２は、

で表される。
また、上記（数１）（数２）における項の１つであるｆｏは、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２との中間に存在する中間共振周波数であり、１次側のインピーダンスと２次側のインピーダンスと、一次側と二次側とで共通となるインピーダンス（相互結合インダクタンスＭ）により決定される周波数である。
なお、相互結合インダクタンスＭについては、

により表される。

また、上記した結合係数ｋについて、ｋ＝１の状態から徐々に小さくしていったとする、つまり、密結合の状態から徐々に疎結合の度合いを高くしていったとすると、図４に示される特性曲線１は、双峰の傾向が徐々に希薄となって、中間共振周波数ｆｏ近傍で平坦化していくような変化を示す。そして、ある結合係数ｋにまで低下した段階で、いわゆる臨界結合の状態となる。この臨界結合の状態では、特性曲線２として示すようにして、双峰特性としての傾向ではなくなっており、中間共振周波数ｆｏを中心として曲線形状が平坦となる特性となる。

そして、さらに、上記臨界結合の状態から結合係数ｋを小さくしていって、疎結合の状態を強めていったとすると、図４の特性曲線３として示すように、中間周波数ｆｏにおいてのみピークとなる単峰特性が得られる。また、この特性曲線３と、特性曲線１，２とを比較してみると、特性曲線３は、ピークレベルそのものは特性曲線１，２より低下するものの、その二次関数的な曲線形状として、より急峻な傾斜を有していることが分かる。
本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、結合係数ｋ≦０．６５とされる疎結合の状態が設定されている。この結合係数ｋの設定では、上記特性曲線３として示される単峰特性による動作となる。

ここで、上記図４に示す単峰特性と、先に図１７に示した先行技術の電源回路（図１４）の複合共振形コンバータの定電圧制御特性とを実際に比較してみると、図４に対して図１７に示した特性は、二次関数的には相当に緩やかな傾斜となる。

図１４に示した電源回路では、上記のようにして図１７に示す特性が曲線的に緩やかであることから、二次側直流出力電圧Ｅoについて定電圧制御を行うためのスイッチング周波数の必要制御範囲は、例えば単レンジ対応の条件下であっても、ｆｓ＝８０kHz〜２００kHz以上でΔｆｓ＝１２０kHz以上となる。このために、スイッチング周波数制御による定電圧制御のみによって、ワイドレンジ対応とすることが非常に困難であることは、先に説明したとおりである。

これに対して、本実施の形態の定電圧制御特性としては、図４の特性曲線３により示される単峰特性であることで、定電圧制御動作としては、図５に示すものとなる。
図５においては、図１に示す本実施の形態の電源回路についての、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ａ，Ｂと、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時（ＡＣ２００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ｃ，Ｄとの、４つの特性曲線が示されている。

この図５から分かるように、先ず、ＡＣ１００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅoを所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ１で示されることになる。つまり、特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｂにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。
また、ＡＣ２００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅoを所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ２で示される。つまり、特性曲線Ｃにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｄにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。

前述したように、本実施の形態における二次側直流出力電圧Ｅoの制御特性である単峰特性は、先に図１７に示した制御特性と比較して、二次関数曲線的に相当に急峻である。
このために、上記した交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、ＶAC＝２３０Ｖ時の各必要制御範囲となるΔｆｓ１、Δｆｓ２は、図１７に示されるΔｆｓと比較して相当に縮小されたものとなっている。例えば、実際に測定したΔｆｓ１、Δｆｓ２としては、図１７に示されるΔｆｓの実際に対して１／１０以下程度にまで縮小されるという結果が得られている。
そのうえで、Δｆｓ１における最低スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）から、Δｆｓ２における最高スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）までの周波数可変範囲（ΔｆｓA）としても、相応に狭いものとなっている。

ここで、図１に示す本実施の形態の電源回路における実際の周波数可変範囲ΔｆｓAは、現状におけるスイッチング駆動用ＩＣ（発振・ドライブ回路２）が対応するスイッチング周波数の可変範囲内に充分に収まるものとなっている。つまり、図１に示す電源回路では、スイッチング周波数について、現実に周波数可変範囲ΔｆｓAで可変制御することが可能とされている。そして、このことは、図１に示す電源回路が、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の何れの商用交流電源入力にも対応して、二次側直流出力電圧Ｅoを安定化可能であることを意味する。つまり、図１に示す電源回路は、スイッチング周波数制御のみによって、ワイドレンジ対応を可能としている。

ちなみに、電磁結合による結合形共振回路は、例えば中間周波トランス増幅器などのようにして、通信技術においてトランジスタによる増幅回路の増幅帯域幅を拡大するための手法として既に知られてはいる。しかしながら、このような分野では、密結合での双峰特性、或いは臨界結合での平担特性を用いているものであり、疎結合での単峰特性は用いられてはいない。本実施の形態では、このような電磁結合による結合形共振回路の技術において、通信技術の分野では採用されていなかった疎結合での単峰特性を、共振形スイッチングコンバータの分野において積極的に用いている、ということがいえる。これにより、上記のようにして、二次側直流出力電圧Ｅoを安定化するために必要なスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）を縮小し、スイッチング周波数制御での定電圧制御のみによるワイドレンジ対応を可能としているものである。

なお、一般的に絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側との間の疎結合の度合いを高くしていくのに応じては、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける電力損失が増加する傾向となり、電力変換効率もその分低下していくことになる。しかしながら、本実施の形態としては、後述するようにして、実用上充分な電力変換効率の特性を得ている。これは、二次側に対しても直列共振回路（二次側直列共振回路）を形成するようにしたことによる。
すなわち、二次側直列共振回路を備えることで、その共振動作により得られるエネルギーの増加分を含めて二次側直流出力電圧Ｅｏとしての電力を供給可能となるものであり、疎結合とされたことによる効率の低下を補償しているものである。

ところで、実施の形態としては、上記もしているように一次側と二次側の双方に直列共振回路を形成すると共に、一次側と二次側との疎結係数を所定以下に設定することで、ワイドレンジ対応の構成を実現している。
しかしながら、この際、一次側と二次側の各共振回路の共振周波数の設定について何ら考慮されない場合には、必要制御範囲Δｆｓの良好な縮小が図られなかったり、充分な電力変換効率が得られなくなってしまうことがわかっている。
そこで実施の形態では、これら共振周波数の設定について実験を行った結果、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１に対し、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２を次のように設定することとしている。
すなわち、共振周波数ｆｏ２を、共振周波数ｆｏ１の０．９倍〜１．１倍程度に設定するものである。

ここで、これら共振周波数ｆｏ１と共振周波数ｆｏ２の設定と、必要制御範囲Δｆｓ、電力変換効率との関係について説明しておく。
先ず、共振周波数ｆｏ１と共振周波数ｆｏ２とが或る周波数範囲内において設定される条件下では、後の図７、図８にも示すように、一次側直列共振回路に流れる一次側直列共振電流Ｉoの波形として、半周期ごとのピーク近傍の波形形状が略Ｍ字状となることがわかっている。
そして、このような一次側直列共振電流ＩｏのＭ字状のピーク波形のレベルは、各共振周波数（ｆｏ１、ｆｏ２）の設定値によって変化することもわかっている。

ここで、次の図６に、このように一次側直列共振電流Ｉｏの波形が略Ｍ字状とされた場合に得られる、スイッチング素子Ｑ２のスイッチング電流ＩQ2の波形を、各共振周波数の設定値の別により示す。
すなわち、図６（ａ）では、各共振周波数をｆｏ１＞ｆｏ２の関係となるように設定した場合について示している。また、図６（ｂ）では、上記したようにｆｏ２をｆｏ１の０．９〜１．１倍程度に設定した場合、すなわちｆｏ１≒ｆｏ２とした場合について示すものである。さらに、図６（ｃ）ではｆｏ１＜ｆｏ２に設定した場合を示している。
なお、確認のために述べておくと、図６（ａ）におけるｆｏ１＞ｆｏ２の設定は、ｆｏ２＜ｆｏ１×０．９が条件となる。また図６（ｃ）のｆｏ１＜ｆｏ２の設定は、ｆｏ２＞ｆｏ１×１．１が条件となるものである。

これらの図に示されるように、一次側直列共振電流Ｉｏのピーク波形が略Ｍ字状とされる場合には、スイッチング電流ＩQ2の波形としてもそのピーク付近が略Ｍ字状とされる。このことは、一次側直列共振電流Ｉｏが、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２によるスイッチング電流の合成成分であることから理解できる。
そして、図６（ａ）では、略Ｍ字波形の前半部分のレベルが高くなるようにされていることがわかる。また、図６（ｃ）の場合では、後半部分のレベルが高くなっている。つまり、共振周波数ｆｏ１と共振周波数ｆｏ２について、ｆｏ１＞ｆｏ２、及びｆｏ１＜ｆｏ２となるように設定した場合は、スイッチング電流ＩQ2（すなわち一次側直列共振電流Ｉｏ）の略Ｍ字波形のピークレベルに偏りが生じるものである。

これに対し、ｆｏ１≒ｆｏ２とした図６（ｂ）の場合は、略Ｍ字波形のピークレベルはほぼ均等なレベルとなっており、偏りが生じていないことが示されている。つまりこの場合、先の図６（ａ）（ｃ）の設定では、偏りが生じる分ピークレベルが高くなるようにされていたものが、図６（ｂ）の設定ではほぼ均等となることでピークレベルが抑えられているものである。これは、図６（ａ）（ｃ）では、スイッチング電流ＩQ2のピークレベルが上記のように偏って上昇している部分で４．０Ａｐとなっているのに対し、図６（ｂ）ではスイッチング電流ＩQ2のピークレベルが均等に３．４Ａｐとなっていることによっても示されている。

ここで、スイッチング電流ＩQ2のピークレベル（つまり一次側直列共振電流Ｉoのピークレベル）が増加する場合は、例えばスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2におけるスイッチング損失の増加となるために、電力変換効率の低下を招く結果となる。また、このような一次側直列共振電流ＩoのＭ字状のピークは、例えば二次側直流出力電圧Ｅoの変動成分として現れることから、その増加は、スイッチング周波数制御における必要制御範囲（Δｆｓ）を拡大させる要因ともなる。
つまり、このことから、図６（ｂ）に示したように、一次側直列共振電流Ｉｏのピークレベルが最も低下するｆｏ１≒ｆｏ２を設定する実施の形態によれば、必要制御範囲Δｆｓの縮小と、電力変換効率の向上を有効に図ることができるものである。

なお、ここではｆｏ２＝ｆｏ１×０．９〜１．１程度とする場合を例示したが、上記のような効果を得るにあたっての共振周波数ｆｏ１と共振周波数ｆｏ２との関係としては、一次側直列共振電流Ｉｏに生じる略Ｍ字状のピーク波形としてそれぞれ均等とされるピークレベルが得られるような値に設定されればよい。

ところで、先の図１において説明したように、実施の形態では、二次巻線Ｎ２として二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2Bを巻装し、これら二次巻線Ｎ２のそれぞれの出力に基づいて共通の二次側直流出力電圧Ｅｏを生成するものとしている。
このような構成としているのは、二次側の整流電流のピークレベルを低減してより重負荷の条件に対応可能とするためである。
例えば、仮に図１に示した回路において、二次巻線Ｎ２を１つのみ巻装した場合を想定してみると、二次側の整流電流レベルは、同じ負荷をまかなうにあたっては、図１に示すままのの構成とした場合よりも増大させる必要がある。すなわち、これにより整流素子の導通損失が増大し、電力変換効率が低下する。
さらに、二次側の整流電流のピークレベルが増大することで、二次側の整流素子の耐電流レベルを上げなければならない。例えば図１の構成において二次巻線Ｎ2Bとこれに接続される整流回路を省略した場合は、ブリッジ整流回路を構成するツインショットキーバリアダイオードＴＳＤ１、ＴＳＤ２として、例えば４０Ｖ／３０Ａの高耐電流品を備える必要があった。そして、このような高耐電流品としては素子サイズも大きなものとなり、従って回路の大型化を招くものとなっていた。

なお、実験によると、図１の回路から二次巻線Ｎ2BとツインショットキーバリアダイオードＴＳＤ１Ｂ、ＴＳＤ２Ｂを省略した構成としたとき、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ（二次側直流出力電圧Ｅｏ＝２５Ｖ、負荷電流＝６Ａ）の条件下において、二次巻線電流Ｉ２のピークレベルは３２Ａp-pとなる結果が得られている。また、このときのAC→DC電力変換効率は、ηAC→DC＝８５％程度となる結果が得られた。

図７、図８には、図１に示すままの回路の要部の動作波形図を示す。
これらの図においては、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ（二次側直流出力電圧Ｅｏ＝２５Ｖ、負荷電流＝６Ａ）時の動作波形を示している。そして、図７では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の、また図８では交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の動作波形を示している。
なお、図１の回路においては、上記した負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗが最大負荷電力Ｐｏmaxとされる。

また、図７、図８に示す結果を得るにあたり、図１に示した電源回路について要部を次のように選定した。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ＥＥ型コアのギャップＧのギャップ長を1.6mmとし、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の巻数としては、それぞれＮ1＝４２Ｔ、Ｎ2A＝Ｎ2B＝４Ｔを巻装した。この構造により、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとして、ｋ＝０．６５程度を得ている。
また、一次側直列共振回路、各二次側直列共振回路、及び一次側部分電圧共振回路を形成するための各共振コンデンサについては、下記のように選定した。
・一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０３３μＦ
・二次側直列共振コンデンサＣ2A＝二次側直列共振コンデンサＣ2B＝１．０μＦ
この設定により、共振周波数ｆｏ１については６０ｋHz程度、共振周波数ｆｏ２については６５ｋHz程度を設定している。すなわち、先に説明した「ｆｏ２＝ｆｏ１×０．９〜１．１」の範囲において、この場合は共振周波数ｆｏ２を共振周波数ｆｏ１の約１．１倍に設定しているものである。
なお、この場合は、共振周波数ｆｏ２の方を共振周波数ｆｏ１よりも高い値に設定しているが、このように二次側の共振周波数ｆｏ２の方を高く設定すれば、二次側直列共振コンデンサＣ2としてのフィルムコンデンサのキャパシタンスは低く設定でき、その分このフィルムコンデンサとしても安価な部品を選定することができる。つまり、その分回路製造コストの削減を図ることができる。

先ず、これら図７、図８において、矩形波状の電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ2の両端電圧であり、スイッチング素子Ｑ2のオン／オフタイミングを示す。
電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ2が導通してオンとなるオン期間では０レベルとなり、非導通となるオフ期間においては、整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされる波形となる。
スイッチング素子Ｑ2のオン期間においては、スイッチング素子Ｑ2及びクランプダイオードＤD2から成るスイッチング回路系には、図示する波形によるスイッチング電流ＩQ2が流れる。また、スイッチング電流ＩQ2は、スイッチング素子Ｑ2のオフ期間においては０レベルとなる。
また、図示していないが、他方のスイッチング素子Ｑ1の両端電圧、及びスイッチング回路（Ｑ1，ＤD1）に流れるスイッチング電流としては、上記電圧Ｖ1、及びスイッチング電流ＩQ2を１８０°移相した波形として得られる。つまり、スイッチング素子Ｑ1とスイッチング素子Ｑ2とは、交互にオン／オフするようにして同じ周期タイミングでスイッチング動作を行う。
なお、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）を流れる一次側直列共振電流Ｉoとしては、上述もしたようにこれらのスイッチング回路（Ｑ1，ＤD1）（Ｑ2，ＤD2）に流れるスイッチング電流が合成された成分として流れる。
また、図７において、この場合も交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時のスイッチング電流ＩQ2のピークレベルとしては３．４Ａｐとなることが示されている。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時のスイッチング電流ＩQ2のピークレベルとしては、図８に示されるように３．０Ａｐとなる。

そして、このような一次側直列共振電流Ｉｏが流れるのに応じて、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に巻装された二次巻線Ｎ2B（二次巻線Ｎ2A側も同様）には、図示する波形による交番電圧Ｖ2が誘起される。この交番電圧Ｖ2の１周期の周期長は、一次側のスイッチング周期に対応したものとなり、図のようにそのピークレベルはほぼ二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに対応する２６Ｖでクランプされた波形となる。
この交番電圧Ｖ2の一方の半周期の期間においては、先にも述べたように二次側の整流ダイオード［Ｄo1，Ｄo4］が導通して整流電流が流れ、交番電圧Ｖ2の他方の半周期の期間においては、二次側の整流ダイオード［Ｄo2，Ｄo3］が導通して整流電流が流れる。また、各二次巻線（Ｎ2A、Ｎ2B）に流れる二次巻線電流Ｉ2としては、これらの交番電圧Ｖ2の半周期ごとに流れる整流電流が合成されて得られ、図示する波形が得られる。
そして、図示もされているように、この二次巻線電流Ｉ２のピークレベルとしては、図７に示すＶAC＝１００Ｖ時には８．０Ａｐとなり、図８に示されるＶAC＝２３０Ｖ時には６．５Ａｐとなる結果が得られている。
つまり、先に述べた二次巻線と整流回路を１つのみとした構成では、ＶAC＝１００Ｖ時での整流電流のピークレベル（正負のピーク間レベル）が３２Ａp-pであったのに対し、図１の回路のＶAC＝１００Ｖ時の整流電流のピークレベル（正負のピーク間レベル）は１６Ａp-pとなるものである。

このようにして、図１の構成によれば、二次巻線と整流回路を１つのみとした場合よりも整流電流のピークレベルが半減し、これによって二次側における整流素子の導通損失が低減される。そして、このように導通損失が低減されることで、電力変換効率の向上が図られるものである。
実験によれば、図１に示すままの回路の電力変換効率は、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の条件ではηAC→DC＝８８．０％程度となる結果が得られた。
また、同じくＰｏ＝１５０Ｗ時、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件では、ηAC→DC＝８９．８％程度となる結果が得られた。

そして、上記のようにして整流電流のピークレベルが低下することで、整流素子の耐電流レベルも低減できる。図１の場合、上記のようなピークレベルとなることで、各ツインショットキーバリアダイオードＴＳＤ１、ＴＳＤ２としては４０Ｖ／１０Ａの耐圧・耐電流品を選定することができる。つまり、先の４０Ｖ／３０Ａの耐圧・耐電流品と比較して小型な素子を選定できることから、その分回路の小型化も図られる。

これまでで説明してきたようにして、図１に示した本実施の形態の電源回路としては、スイッチング周波数制御のみによりワイドレンジ対応を可能としている。
これにより、例えばワイドレンジ対応化にあたって、商用交流電源の定格レベルに応じて、直流入力電圧（Ｅｉ）を生成するための整流回路系について整流動作を切り換えたり、あるいは、ハーフブリッジ結合方式とフルブリッジ結合方式との間でスイッチングコンバータの形式を切り換える構成を採る必要はなくなる。
そして、このような回路切り換えのための構成が不要となれば、例えば平滑コンデンサＣｉは１つのみとすることができ、またスイッチング素子としては少なくともハーフブリッジ結合に必要な２つのみとすることが可能となって、その分回路構成部品の削減、回路規模の縮小、及びスイッチングノイズの低減などが図られる。
また、回路切換の構成が不要となれば、切り換えによる誤動作防止のために特別な構成を備えるような必要もなくなり、この点でも構成部品の増加とコストアップの抑制が図られる。さらには、誤動作防止のためにスタンバイ電源を必須としないので、電源回路が使用可能な機器範囲を広げることができる。

また、このような実施の形態としての効果を得るのにあたって、一次側にのみ直列共振回路を備えるこれまでの電流共振形コンバータの構成に対して追加すべき必要最小限の部品は、二次側直列共振コンデンサのみである。つまり、従来の回路切換方式による構成を採る場合よりもはるかに少ない部品追加で、ワイドレンジ対応を実現することができる。

また、先の説明のようにしてスイッチング周波数の必要制御範囲Δｆｓが大幅に縮小されることによっては、ワイドレンジ対応の場合と単レンジ対応の場合とに関わらず、定電圧制御の応答性も大幅に改善されることになる。
つまり、電子機器においては、負荷電力Ｐｏについて、いわゆるスイッチング負荷といわれる、最大と無負荷とで比較的高速にスイッチングする（切り替わる）ようにして変動させるような動作を行うものがある。このようなスイッチング負荷としての動作を行う機器として、例えば、パーソナルコンピュータの周辺機器であるプリンタを挙げることができる。
このようなスイッチング負荷としての動作が行われる機器に対して、例えば図１４に示したような必要制御範囲Δｆｓが比較的広範な電源回路を搭載した場合には、前述もしたように、急峻な負荷電力の変化に追随して相応に多くの変化量によるスイッチング周波数ｆｓの可変制御を行うことになる。このために、高速な定電圧制御の応答性を得ることが困難とされていた。
これに対して、本実施の形態では、以下でも説明するように特に単レンジごとの領域で必要制御範囲Δｆｓが大幅に縮小されていることから、負荷電力Ｐｏの最大と無負荷とでの急峻な変動に対して、高速に応答して二次側直流電圧Ｅoを安定化することが可能である。つまり、スイッチング負荷に対する定電圧制御の応答性能としては大幅に向上している。

ちなみに、実験によれば、先に示した各部の選定条件の下で、図１に示した回路における必要制御範囲Δｆｓは、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜１５０Ｗの変動に対しｆｓ＝６４．９ｋHz〜６８．０ｋHzとなり、１００Ｖ系時ではΔｆｓ＝３．１ｋHzとなる結果が得られている。
また、ＶAC＝２３０Ｖ時には、同じく負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜１５０Ｗの変動に対しｆｓ＝８４．７ｋHz〜８９．３ｋHzとなり、２００Ｖ系時の必要制御範囲Δｆｓは４．６ｋHzとなる。
そして、上記結果より、ワイドレンジ対応とするにあたっての必要制御範囲ΔｆｓAは、およそｆｓ＝６４．９ｋHz〜８９．３ｋHzよりΔｆｓA＝２４．４ｋHz程度である。
このことからも、従来の数百ｋHzとなる必要制御範囲と比較して、実施の形態の必要制御範囲は大幅に縮小されていることがわかる。

続いて、図９の回路図により、第１の実施の形態の変形例の構成について説明する。
この図９に示される変形例としては、図示するようにして、一次側のスイッチングコンバータの構成をハーフブリッジ結合方式からフルブリッジ結合方式に変更し、また、二次巻線をさらに追加したことで、さらなる重負荷の条件に対応できるようにしたものである。
なお、図９において、既に図１にて説明した部分と同様の部分については同一の符号を付して説明を省略する。

図９において、フルブリッジ結合方式としては、図示するようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のハーフブリッジ接続に対して、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4のハーフブリッジ接続を並列に接続するようにされる。
上記スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4についても、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2と同様にして、それぞれ、ボディダイオードであるダンパーダイオードＤD3、ダンパーダイオードＤD4が、ドレイン−ソース間に対して並列に接続されている。

そのうえで、この場合には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続から成る一次側直列共振回路について次のようにして接続している。
先ず、一次側直列共振回路の一方の端部となる一次巻線Ｎ1の一端（巻始め端部）を、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインの接続点と接続する。スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインの接続点は、フルブリッジ結合のスイッチング回路系における一方のスイッチング出力点となる。
また、一次側直列共振回路の他方の端部側については、一次巻線Ｎ1の他端（巻き終わり端部）を、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して、他方のスイッチング出力点であるスイッチング素子Ｑ3のソースとスイッチング素子Ｑ4のドレインとの接続点に対して接続する。

また、この場合には、スイッチング素子Ｑ4のソース−ドレイン間に対して並列に一次側部分共振コンデンサＣｐ1が接続されている。この一次側部分共振コンデンサＣｐ1としても、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とにより並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成し、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4のターンオフ時にのみ電圧共振する部分電圧共振動作を得る。

この場合の発振・ドライブ回路２は、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4の４石のスイッチング素子を駆動するようにされている。この発振・ドライブ回路２によっては、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4］の組と、スイッチング素子［Ｑ3，Ｑ4］の組とが交互にオン／オフするようにしてスイッチング駆動が行われる。

ここで、例えば負荷条件が重負荷の傾向となるのに従っては、スイッチングコンバータに流れる電流が増加して、回路部品への負担も重くなり、また、電力損失も低下していくことになる。そこで、上記のようにしてフルブリッジ結合とすれば、必要な負荷電流を４つのスイッチング素子によりまかなうこととなるために、例えば２本のスイッチング素子から成るハーフブリッジ結合方式の場合よりも、各部品への負担は軽くなり、また、電力損失も低減され、重負荷の条件に有利となる。

また、さらに図９の回路では、重負荷の条件に対応するために、二次巻線Ｎ２として、図のように二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2B、二次巻線Ｎ2Cの３つを巻装している。
そして、新たに追加された二次巻線Ｎ2Cについても、二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2Bに対して接続されるものと同様に、先ずは二次側直列共振コンデンサＣ2Cを直列に接続して直列共振回路を構成している。その上で、二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2Bに対して設けられるブリッジ整流回路と同様、整流ダイオードＤo1〜Ｄo4によるブリッジ整流回路を接続している。この二次巻線Ｎ2Cに接続されるブリッジ整流回路の整流ダイオードＤo1〜Ｄo4については、整流ダイオードＤo1C〜Ｄo4Cとする。
なお、この場合も、整流ダイオードＤo1CとＤo3C、整流ダイオードＤo2CとＤo4Cについては、それぞれツインショットキーバリアダイオードＴＳＤを選定している。この場合、整流ダイオードＤo1CとＤo3Cとして機能する方をツインショットキーバリアダイオードＴＳＤ１Ｃとし、整流ダイオードＤo2CとＤo4Cとして機能する方をツインショットキーバリアダイオードＴＳＤ２Ｃとする。

その上でこの場合としても、各整流回路の整流出力を、これら３つの整流回路に対して共通に設けられた１組の平滑コンデンサＣｏによって平滑化して二次側直流出力電圧Ｅｏを生成するものとしている。
これによれば、この場合の二次側に流れる整流電流レベルとしては、図１に示した回路の場合よりもさらに低減できる。
すなわち、これによって重負荷の条件とされた場合における電力変換効率の低下を効果的に抑制できる。従ってこの点でも、さらなる重負荷の条件に対応できる構成となっている。
なお、具体的に図９の回路構成によれば、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜３００Ｗまで変動に対して実用充分な電力変換効率を維持できる。

また、図１０の回路図は、第１の実施の形態の他の変形例を示している。
この図１０に示される変形例としては、図１に示した二次側の構成から、一方の二次巻線に対して接続される整流回路を省略するようにしたものである。
つまり、この場合は、例えば二次巻線Ｎ2A側に対して接続されていたブリッジ整流回路（ツインショットキーバリアダイオードＴＳＤ１Ａ、ＴＳＤ２Ａ）を省略し、二次巻線Ｎ2A−二次側直列共振コンデンサＣ2Aによる二次側直列共振回路の、上記二次側直列共振コンデンサＣ2A側の端部を、二次巻線Ｎ2B−二次側直列共振コンデンサＣ2Bによる二次側直列共振回路の二次側直列共振コンデンサＣ2B側の端部と接続している。
そして、二次巻線Ｎ2A−二次側直列共振コンデンサＣ2Aによる二次側直列共振回路の他方の端部を、二次巻線Ｎ2B−二次側直列共振コンデンサＣ2Bによる二次側直列共振回路の同じく他方の端部に対して接続している。
このような接続形態によれば、並列に接続された二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとに対して、ツインショットキーバリアダイオードＴＳＤ１ＢとＴＳＤ２Ｂとによる共通のブリッジ整流回路が接続されたものとなる。

このような図１０の構成によれば、一方のブリッジ整流回路が省略できることで、素子数を減少して回路の小型化を図ることができる。
そして、この場合は、上記のように二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとを並列に接続していることで、二次巻線を１つとした場合よりも同じ負荷をまかなうにあたっての二次巻線電流レベルを低減でき、その分の効率低下を抑制できる。
但し、この場合、整流素子に流れる電流レベルは同等となることから、この場合のツインショットキーバリアダイオードＴＳＤ１ＢとＴＳＤ２Ｂの耐電流レベルは図１の回路の場合よりも大きくする必要はある。

なお、確認のために述べておくと、先の図９に示した一次側のフルブリッジ結合方式の構成に対して、図１，図１０に示した二次側の構成を組み合わせることも可能である。

図１１は、本発明における第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。第２の実施の形態の電源回路としては、第１の実施の形態の構成を基としたうえで、二次側の整流回路として倍電圧整流回路を構成するようにしたものである。
この図１１に示す回路としても、図１に示した回路と同様に負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの条件（二次側直流出力電圧Ｅｏ＝２５Ｖ）に対応するものとされる。
なお、この図において、先の図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。

この図１１に示す回路では、先ず、二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2Bのそれぞれについてセンタータップを施すことで、各々二次巻線部Ｎ2A1／Ｎ2A2、二次巻線Ｎ2B1／Ｎ2B2に分割する。この場合、二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2Bの各センタータップは二次側アースに接地する。

そして、先ず二次巻線Ｎ2A側においては、この二次巻線Ｎ2Aの巻始め端部となる二次巻線部Ｎ2A1側の端部を、二次側直列共振コンデンサＣ2A1の直列接続を介して、整流ダイオードＤo1Aのアノードと、整流ダイオードＤo2Aのカソードとの接続点に対して接続している。
また、二次巻線Ｎ2Aの巻終わり端部となる二次巻線部Ｎ2A2側の端部を、二次側直列共振コンデンサＣ2A2の直列接続を介して、整流ダイオードＤo3Aのアノードと、整流ダイオードＤo4Aのカソードとの接続点に対して接続している。
その上で、整流ダイオードＤo1Aのカソードと整流ダイオードＤo3Aのカソードの接続点を、平滑コンデンサＣｏの正極端子と接続している。そして、この場合も、整流ダイオードＤo2A，Ｄo4Aのアノードの接続点は二次側アースに対して接続している。また、平滑コンデンサＣｏの負極端子は二次側アースに接続される。

そして、二次巻線Ｎ2B側においては、図示する二次巻線部Ｎ2B1、二次巻線部Ｎ2B2、二次側直列共振コンデンサＣ2B1、二次側直列共振コンデンサＣ2B2、整流ダイオードＤo1B〜Ｄo4Bについて、上記した二次巻線部Ｎ2A1、二次巻線部Ｎ2BA2、二次側直列共振コンデンサＣ2A1、二次側直列共振コンデンサＣ2A2、整流ダイオードＤo1A〜Ｄo4Aと同様の接続形態により接続する。
さらに、この場合も整流ダイオードＤo1Bのカソードと整流ダイオードＤo3Bのカソードの接続点を、平滑コンデンサＣｏの正極端子と接続している。
なお、この場合としても、整流ダイオードＤo1とＤo3、整流ダイオードＤo2とＤo4については、図１の場合と同様にツインショットキーバリアダイオードＴＳＤ（ＴＳＤ1A、ＴＳＤ2A、ＴＳＤ1B、ＴＳＤ2B）を選定している。

上記接続態様によって形成される倍電圧全波整流回路の整流動作は次のようになる。
先ず、この倍電圧全波整流回路は、それぞれ二次巻線Ｎ2A側と二次巻線Ｎ2B側とにおいて、［二次巻線部Ｎ2A1、二次側直列共振コンデンサＣ2A1、整流ダイオードＤo1A，Ｄo2A］、［二次巻線部Ｎ2B1、二次側直列共振コンデンサＣ2B1、整流ダイオードＤo1B，Ｄo2B］により形成される第１の倍電圧半波整流回路と、［二次巻線部Ｎ2A2、二次側直列共振コンデンサＣ2A2、整流ダイオードＤo3A，Ｄo4A］、［二次巻線部Ｎ2B2、二次側直列共振コンデンサＣ2B2、整流ダイオードＤo3B，Ｄo4B］により形成される第２の倍電圧半波整流回路とに分けることができる。

そのうえで、第１の倍電圧半波整流回路においては、それぞれ［二次巻線部Ｎ2A1−二次側直列共振コンデンサＣ2A1］、［二次巻線部Ｎ2B1−二次側直列共振コンデンサＣ2B1］の直列接続回路が形成されていることで、それぞれ二次巻線部Ｎ2A1のリーケージインダクタンス成分（Ｌ2A1）と二次側直列共振コンデンサＣ2A1のキャパシタンス、二次巻線部Ｎ2B1のリーケージインダクタンス成分（Ｌ2B1）と二次側直列共振コンデンサＣ2B1のキャパシタンスとによって、第１の二次側直列共振回路を形成することになる。
同様に、第２の倍電圧半波整流回路においては、二次巻線部Ｎ2A2（Ｎ2B2）−二次側直列共振コンデンサＣ2A2（Ｃ2B2）の直列接続回路が形成されることで、二次巻線部Ｎ2A2（Ｎ2B2）のリーケージインダクタンス成分（Ｌ2A2、Ｌ2B2）と二次側直列共振コンデンサＣ2A2（Ｃ2B2）のキャパシタンスとによって、第２の二次側直列共振回路を形成することになる。

第１の倍電圧半波整流回路の整流動作としては次のようになる。
先ず、二次巻線Ｎ2A側から説明すると、二次巻線部Ｎ2Aに誘起される交番電圧の一方の半周期の期間においては、二次巻線部Ｎ2A1−整流ダイオードＤo2A−二次側直列共振コンデンサＣ2A1の経路により整流電流が流れることで、二次側直列共振コンデンサＣ2A1に対して整流電流を充電するようにされる。このときの整流動作によって、二次側直列共振コンデンサＣ2A1には、二次巻線部Ｎ2A1に誘起される交番電圧の等倍に対応するレベルの両端電圧が生成される。
また、続く二次巻線Ｎ2Aの交番電圧の他方の半周期の期間においては、二次巻線部Ｎ2A1−二次側直列共振コンデンサＣ2A1−整流ダイオードＤo1A−平滑コンデンサＣｏの経路で整流電流が流れる。このときには、二次巻線部Ｎ2A1の誘起電圧に対して、先の二次巻線Ｎ2Aの交番電圧の半周期の期間の整流動作により得られている二次側直列共振コンデンサＣ2A1の両端電圧が重畳される状態で、平滑コンデンサＣｏへの充電が行われる。これにより、平滑コンデンサＣｏには、二次巻線部Ｎ2A1の交番電圧に対して２倍となるレベルの両端電圧が生成されることになる。

そして、二次巻線Ｎ2B側の第１の倍圧半波整流回路としても、上記と同様の動作が得られる。
すなわち、第１の倍電圧半波整流回路は、二次巻線Ｎ2Bの交番電圧の一方の半周期の期間で、二次巻線部Ｎ2B1の交番電圧の等倍に対応するレベルの二次側直列共振コンデンサＣ2B1の両端電圧を生成し、二次巻線Ｎ2Bの交番電圧の他方の半周期の期間で、二次巻線部Ｎ2B1の交番電圧と二次側直列共振コンデンサＣ2B1の両端電圧の重畳レベルにより平滑コンデンサＣｏに充電を行うことで、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として、二次巻線Ｎ2Bの交番電圧の２倍に対応するレベルの両端電圧を得る、という倍電圧半波整流動作を行うようにされている。

なお、上記した倍電圧半波整流動作では、二次側直列共振コンデンサＣ2に対して、正／負の両極の方向で半周期ごとに電流が流れていることがわかる。これに応じて、第１の二次側直列共振回路が共振動作を行うことになる。

また、第２の倍電圧半波整流回路は、［二次巻線部Ｎ2A2、二次側直列共振コンデンサＣ2A2、整流ダイオードＤo3A，Ｄo4A］、［二次巻線部Ｎ2B2、二次側直列共振コンデンサＣ2B2、整流ダイオードＤo3B，Ｄo4B］により、上記第１の倍電圧半波整流回路と同様の倍電圧半波整流動作を、上記第１の倍電圧半波整流回路の整流動作に対してちょうど半周期シフトした周期タイミングにより実行する。また、この整流動作により、第２の二次側直列共振回路が共振動作を得ることになる。

このような整流動作が実行されることにより、平滑コンデンサＣｏに対しては、第１の倍電圧半波整流回路による充電と、第２の倍電圧半波整流回路による充電とが、二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2Bの交番電圧の半周期ごとに繰り返し実行されることになる。
つまり、二次巻線Ｎ2Aに対して接続される整流回路全体では、二次巻線部Ｎ2A1，Ｎ2A2に誘起される交番電圧の２倍に対応する充電電位により、二次巻線Ｎ2Aの交番電圧が正／負の各半波の期間で平滑コンデンサＣｏへの充電を行う、倍電圧全波整流動作を行っている。また、二次巻線Ｎ2Bに対して接続される整流回路全体としても、二次巻線部Ｎ2B1，Ｎ2B2に誘起される交番電圧の２倍に対応する充電電位により、二次巻線Ｎ2Bの交番電圧が正／負の各半波の期間で平滑コンデンサＣｏへの充電を行う倍電圧全波整流動作を行っているものである。
そして、この整流動作によって平滑コンデンサＣｏには、二次巻線部Ｎ2A1，Ｎ2A2、Ｎ2B1、Ｎ2B2に誘起される交番電圧の２倍に対応する整流平滑電圧である、二次側直流出力電圧Ｅoが得られることになる。

なお、図１１に示す第２の実施の形態の電源回路としては、各部を以下のように選定した。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ギャップＧ＝1.6mm、結合係数ｋ＝０．６５
・一次巻線Ｎ1＝４２Ｔ
・二次巻線Ｎ2A＝Ｎ2A1＋Ｎ2A2＝２Ｔ＋２Ｔ＝４Ｔ
・二次巻線Ｎ2B＝Ｎ2B1＋Ｎ2B2＝２Ｔ＋２Ｔ＝４Ｔ
・一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０３３μＦ
・二次側直列共振コンデンサＣ2A1＝Ｃ2A2＝Ｃ2B1＝Ｃ2B2＝１．０μＦ

つまり、第２の実施の形態としても、結合係数ｋについてｋ＝０．６５程度とするために、図１に示した第１の実施の形態の電源回路と同様に、例えば図２に示した構造による絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアの内磁脚に形成されるギャップＧについて1.6mm程度のギャップ長を設定している。
そして、これによってワイドレンジ対応の構成が実現される。

また、上記のような一次側直列共振コンデンサＣ１、各二次側直列共振コンデンサＣ2の設定により、この場合も共振周波数ｆｏ１＝６０ｋHz程度、共振周波数ｆｏ２＝６５ｋHz程度としている。すなわち、ｆｏ２＝ｆｏ１×（０．９〜１．１）程度の範囲となるように共振周波数を設定し、一次側直列共振電流Ｉｏの略Ｍ字のピークレベルが均等となるようにしていることで、さらなる電力変換効率の向上と必要制御範囲の有効な縮小化を図っているものである。

また、この場合としても、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線を２つ巻装し、これらの出力から二次側直流出力電圧Ｅｏを生成するように構成したことで、その分二次側の整流電流のレベルを低減でき、重負荷の条件により有利とすることができる。
さらに、この場合も二次側の整流電流のレベルが抑制されることで、各ツインショットキーバリアダイオードＴＳＤとしては４０Ｖ／１０Ａの小型パッケージ品を選定することができる。

ちなみに、上記各部の選定の下で実験を行った結果、第２の実施の形態の回路における電力変換効率とスイッチング周波数ｆｓについて以下のような結果が得られた。
先ず、AC→DC電力変換効率については、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗの最大負荷時において、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件では、ηAC→DC＝８８．０％となった。
また、同じく負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件ではηAC→DC＝８９．５％であった。

また、スイッチング周波数ｆｓについては、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜１５０Ｗの変動に対し、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではｆｓ＝６３．５ｋHz〜６６．９ｋHzであり、ＡＣ１００Ｖ系時での必要制御範囲Δｆｓはおよそ３．４ｋHz程度となる。
また、同じ負荷変動に対する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時のスイッチング周波数ｆｓは８３．６ｋHz〜８８．５ｋHzとなり、ＡＣ２００系時の必要制御範囲Δｆｓは４．９ｋHz程度となる結果が得られた。
そしてこの結果より、図１１の回路においてワイドレンジ対応とするにあたっての必要制御範囲ΔｆｓAは、およそ６３．５ｋHz〜８８．５ｋHzよりΔｆｓA＝２５ｋHz程度となる。

このような結果から、第２の実施の形態としても、ワイドレンジ対応とするにあたっての必要制御範囲Δｆｓは現状のスイッチング駆動ＩＣの周波数可変範囲内に充分収まるものとなり、スイッチング周波数可変制御によるワイドレンジ対応の構成を実用レベルで実現できる。
さらに、この場合もＡＣ１００Ｖ系、ＡＣ２００Ｖそれぞれでの必要制御範囲Δｆｓは５ｋHz以下となっており、スイッチング負荷に対する高速過渡応答性が大幅に改善されることが理解できる。

図１２は、第２の実施の形態の変形例としての電源回路の構成を示している。
この変形例の構成としては、図１１に示したように二次側の整流回路を倍電圧整流回路とする構成を基とした上で、一次側のスイッチングコンバータの構成を先の図９に示した第１の実施の形態の変形例と同様にフルブリッジ結合方式とし、さらに二次側も同様に二次巻線Ｎ2Cを追加して、計３つの二次巻線の出力から二次側直流出力電圧Ｅｏを生成するようにしたものである。

すなわち、この場合の二次側においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対して図示するように二次巻線Ｎ2C（二次巻線部Ｎ2C1、二次巻線部Ｎ2c2）を追加した上で、この二次巻線Ｎ2Cに対し、二次側直列共振コンデンサＣ2C1、二次側直列共振コンデンサＣ2C2、整流ダイオードＤo1c〜Ｄo4cを、先の図１１に示した各二次巻線に接続される整流回路と同様の接続形態により接続して倍電圧全波整流回路を形成する。

このような第２の実施の形態の変形例の構成によっても、図９に示した回路と同様に、さらなる重負荷の条件に対応させることができる。例えば、この場合も負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜３００Ｗまで実用的な電力変換効率を維持できる。

また、図１３には、第２の実施の形態の他の変形例の構成を示す。
この図１３の変形例の構成としては、図１１に示した回路構成を基とした上で、先の図１０に示した第１の実施の形態の他の変形例と同様に整流ダイオードＤo1A〜Ｄo4Aによるブリッジ整流回路を省略し、二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとにそれぞれ得られる交番電圧を、整流ダイオードＤo1B〜Ｄo4Bによるブリッジ整流回路のみによって整流するように構成したものである。
つまり、先の図１１に示した回路から整流ダイオードＤo1A〜Ｄo4Aによるブリッジ整流回路を省略し、二次巻線Ｎ2Aの巻き始め端部（二次巻線部Ｎ2A1側の端部）を、二次側直列共振コンデンサＣ2A1の直列接続を介して整流ダイオードＤo1BとＤo2Bの接続点に対して接続する。また、二次巻線Ｎ2Aの巻き終わり端部（二次巻線部Ｎ2A2側の端部）を二次側直列共振コンデンサＣ2A2の直列接続を介して整流ダイオードＤo3BとＤo4Bの接続点に対して接続するものである。

このような第２の実施の形態の他の変形例としても、一方のブリッジ整流回路が省略できることで回路面積の縮小化を図ることができる。そして、この場合も二次巻線Ｎ２として二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとの２つを並列に接続していることで、重負荷の条件により有利とすることができる。

なお、第２の実施の形態としても、図１２に示したフルブリッジ結合方式の構成を図１１、図１３に採用することができる。

なお、本発明はこれまで説明した実施の形態に限定されるべきものではない。
例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、コア形式などをはじめとして、その構造については適宜変更されて構わない。
また、実施の形態で例示したスイッチングコンバータは、他励式による電流共振形コンバータをその基礎としているが、例えば自励式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能である。また、スイッチングコンバータにおいて選定されるスイッチング素子としても、例えばバイポーラトランジスタやＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)などをはじめとしてＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。
また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて適宜変更されて構わないものである。
また、重負荷対応の構成として、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）を入力して整流平滑電圧Ｅｉを生成するための整流電流回路系を、交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉを生成する倍電圧整流回路により構成することもできる。ただし、このようにして整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流平滑回路系を倍電圧整流回路とする構成は、ＡＣ１００Ｖ系のみの単レンジ対応としての構成となる。

本発明の第１の実施の形態の電源回路の構成例を示す回路図である。実施の形態のスイッチング電源回路が備える絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。実施の形態の電源回路を電磁結合形共振回路としてみた等価回路図である。本実施の形態の電源回路についての定電圧制御特性を示す図である。実施の形態の電源回路の定電圧制御動作として、交流入力電圧条件及び負荷変動に応じたスイッチング周波数制御範囲（必要制御範囲）を示す図である。実施の形態の電源回路において、一次側直列共振回路の共振周波数と二次側直列共振回路の共振周波数の設定値とスイッチング電流との関係を例示的に示す波形図である。実施の形態の電源回路におけるＡＣ１００Ｖ時での要部の動作波形を示す波形図である。実施の形態の電源回路におけるＡＣ２３０Ｖ時での要部の動作波形を示す波形図である。第１の実施の形態の変形例としての電源回路の構成について示す回路図である。第１の実施の形態の他の変形例としての電源回路の構成について示す回路図である。第２の実施の形態の電源回路の構成例を示す回路図である。第２の実施の形態の変形例としての電源回路の構成について示す回路図である。第２の実施の形態の他の変形例としての電源回路の構成について示す回路図である。先行技術としての電源回路の構成例を示す回路図である。図１４に示す電源回路における要部の動作を示す波形図である。図１４に示す電源回路についての、負荷変動に対するスイッチング周波数、AC→DC電力変換効率の特性を示す図である。図１４に示す電源回路についての定電圧制御特性を示す図である。

符号の説明

１制御回路、２発振・ドライブ回路、Ｄｉブリッジ整流回路、Ｃｉ平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2，Ｑ3，Ｑ4 スイッチング素子、ＰＩＴ絶縁コンバータトランス、Ｃ1 一次側直列共振コンデンサ、Ｃ2A、Ｃ2B、Ｃ2C 二次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ、Ｃｐ1 一次側部分共振コンデンサ、Ｎ1 一次巻線、Ｎ2A、Ｎ2B、Ｎ2C 二次巻線、Ｎ2A1、Ｎ2A2、Ｎ2B1、Ｎ2B2、Ｎ2C1、Ｎ2C2 二次巻線部、Ｄo1〜Ｄo4 （二次側）整流ダイオード、ＴＳＤツインショットキーバリアダイオード、Ｃo （二次側）平滑コンデンサ

Claims

直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線により交番電圧が誘起される複数の二次巻線とが巻装されて形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて第１の共振周波数が設定され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの各二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記各二次巻線に直列接続される二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって各々形成されて第２の共振周波数が設定される複数の二次側直列共振回路と、
上記各二次巻線に得られる交番電圧について整流動作を行って、その整流出力を共通の二次側平滑コンデンサにより平滑化して二次側直流出力電圧を生成する二次側直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段と、を備えると共に、
上記絶縁コンバータトランスは、
上記一次側直列共振回路と上記二次側直列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路についての、上記スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となるようにしてコアの所定位置に形成されるギャップ長が設定されている、
ことを特徴とするスイッチング電源回路。
上記一次側直列共振回路に流れる一次側直列共振電流に生じるとされる略Ｍ字状の２つのピーク波形として、それぞれ均等とされるピークレベルが得られるように上記第１の共振周波数と上記第２の共振周波数とが設定される、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
上記二次側直流出力電圧生成手段は、
上記二次巻線の各々に対して整流回路が設けられ、これら複数の整流回路の整流出力を上記共通の二次側平滑コンデンサにより平滑化して上記二次側直流出力電圧を生成するように構成される、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
上記二次側直流出力電圧生成手段は、
複数の上記二次巻線に得られる交番電圧について整流動作を行うようにされた共通の整流回路が設けられ、この整流回路の整流出力を上記二次側平滑コンデンサにより平滑化して上記二次側直流出力電圧を生成するように構成される、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
上記二次側直流出力電圧生成手段は、上記整流回路としてブリッジ整流回路を備えることを特徴とする請求項３、請求項４に記載のスイッチング電源回路。
上記二次側直流出力電圧生成手段は、
上記各二次巻線にセンタータップを施すことで、それぞれ第１の二次巻線部と第２の二次巻線部とに分割し、
上記第１の二次巻線部の漏洩インダクタンス成分と、第１の二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスにより第１の二次側直列共振回路を形成する、これら第１の二次巻線部と第１の二次側直列共振コンデンサの直列接続回路に対して、倍電圧半波整流動作を行うようにして所要の整流ダイオードと上記二次側平滑コンデンサを接続して形成される第１の倍電圧半波整流回路と、
上記第２の二次巻線部の漏洩インダクタンス成分と、第２の二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスにより第２の二次側直列共振回路を形成する、これら第２の二次巻線部と第２の二次側直列共振コンデンサの直列接続回路に対して、倍電圧半波整流動作を行うようにして所要の整流ダイオードと上記二次側平滑コンデンサを接続して形成される第２の倍電圧半波整流回路とを備え、
上記第１の倍電圧半波整流回路の整流動作による上記二次側平滑コンデンサに対する充電と、上記第２の倍電圧半波整流回路の整流動作による上記二次側平滑コンデンサに対する充電とが、上記各二次巻線に誘起される交番電圧の半周期のタイミングで交互に行われるようにされた倍電圧全波整流回路として形成される、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
上記スイッチング手段は、２つのスイッチング素子がハーフブリッジ結合方式により接続されていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
上記スイッチング手段は、４つのスイッチング素子がフルブリッジ結合方式により接続されていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。