JP2007312522A - スイッチング電源回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】ワイドレンジ対応を実現するにあたり問題となっていた２次側の整流ダイオードの損失と２次側直列共振コンデンサの大型化・コスト高の問題を解決する。
【解決手段】２次巻線Ｎ２の一端と他端との間に、それぞれチョークコイルＬｏ１−平滑コンデンサＣｏ−整流ダイオードＤｏ１と、チョークコイルＬｏ２−平滑コンデンサＣｏ−整流ダイオードＤｏ２とが直列に挿入されるようにして、倍電流整流回路を形成する。これによって２次側の整流電流レベルを約１／２に低減でき、２次側の整流ダイオードの損失も低減できる。また絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数を所定以下に設定することでワイドレンジ対応を実現し、これにより２次側直列共振コンデンサを省略できるようにする。
【選択図】図１
【解決手段】２次巻線Ｎ２の一端と他端との間に、それぞれチョークコイルＬｏ１−平滑コンデンサＣｏ−整流ダイオードＤｏ１と、チョークコイルＬｏ２−平滑コンデンサＣｏ−整流ダイオードＤｏ２とが直列に挿入されるようにして、倍電流整流回路を形成する。これによって２次側の整流電流レベルを約１／２に低減でき、２次側の整流ダイオードの損失も低減できる。また絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数を所定以下に設定することでワイドレンジ対応を実現し、これにより２次側直列共振コンデンサを省略できるようにする。
【選択図】図１
Description
本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。
先に本出願人は、１次側に共振形コンバータを備えた電源回路を各種提案している。図１３は、先に本出願人により出願された発明に基づいて構成される共振形コンバータを備えるスイッチング電源回路の一例を示す回路図である。この図１３に示される電源回路のスイッチングコンバータとしては、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して、スイッチング中のターンオフ時にのみ電圧共振動作を行う部分電圧共振回路をくみ合わせた構成を採る。
まず、図１３に示すスイッチング電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して２組のフィルタコンデンサＣＬおよび１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣから成るコモンモードノイズフィルタが接続されている。そして、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧を生成する整流平滑回路としては、このコモンモードノイズフィルタの後段に対して、ブリッジ整流回路Ｄｉおよび平滑コンデンサＣｉとから成る全波整流回路が備えられる。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力は、平滑コンデンサＣｉに対して充電され、これによって平滑コンデンサＣｉの両端には、交流入力電圧ＶＡＣの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉがえられることになる。
整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを入力してスイッチングする電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２をハーフブリッヂ結合により接続したスイッチング回路系を備える。スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２の各ドレインとソース間に対しては、図示する方向により、それぞれボディダイオードによるダンパーダイオードＤＤ１、ダンパーダイオードＤＤ２が並列に接続される。
また、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対しては、１次側部分電圧共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この１次側部分電圧共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと１次巻線Ｎ１に生じる漏洩インダクタンスＬ１によって、並列共振回路（部分電圧共振回路）が形成される。この部分電圧共振回路によりスイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。リーケージインダクタンスＬ１は１次巻線Ｎ１によって発生し、２次巻線Ｎ２と鎖交しない磁束（漏れ磁束）によって生じるインダクタンスである。そして２次巻線Ｎ２についても同様に、２次巻線Ｎ２によって発生し、１次巻線Ｎ１と鎖交しない磁束（漏れ磁束）によって生じるインダクタンスであるリーケージインダクタンスＬ２が発生する。
この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有して、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート信号）をスイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
コンバータトランスＰＩＴ(Power Isolation Transform)は、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２のスイッチング出力を２次側に伝送する。この場合のコンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１の一端は、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
この、コンバータトランスＰＩＴの構造を説明するために、図１７を参照する。
コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１とＥ型コアＣＲ２とを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、ボビンＢを用いて１次側と２次側とで巻装部位を分割したうえで、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とを、ＥＥ型コアの内磁脚に対して巻装している。また、コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚に対しては、０.８mm程度のギャップＧを形成するようにしている。これによって、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とで、０.８から０.８５程度の結合係数を得るようにしている。
コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１とＥ型コアＣＲ２とを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、ボビンＢを用いて１次側と２次側とで巻装部位を分割したうえで、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とを、ＥＥ型コアの内磁脚に対して巻装している。また、コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚に対しては、０.８mm程度のギャップＧを形成するようにしている。これによって、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とで、０.８から０.８５程度の結合係数を得るようにしている。
また、１次巻線Ｎ１の他端は、図示するように１次側直列共振コンデンサＣ１を介して１次側アースに接続されている。
この場合、１次側直列共振コンデンサＣ１および１次巻線Ｎ１は直列に接続されているが、この１次側直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンス、およびコンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１に生じるリーケージインダクタンスＬ１により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための１次側直列共振回路を形成している。
この場合、１次側直列共振コンデンサＣ１および１次巻線Ｎ１は直列に接続されているが、この１次側直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンス、およびコンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１に生じるリーケージインダクタンスＬ１により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための１次側直列共振回路を形成している。
ここまでの説明によると、この図に示す１次側スイッチングコンバータとしては、１次側直列共振回路（Ｌ１とＣ１）による電流共振形としての動作と、部分電圧共振回路（ＣｐとＬ１）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。つまり、この図に示す電源回路は、１次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路が組み合わされた形式を採っていることになる。以下、このようなスイッチングコンバータについて「複合共振形コンバータ」ということにする。
コンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２ＡとＮ２Ｂに対しては、図１３に示すように２次側アースに接続されるセンタータップを施した上で、整流ダイオードＤｏ１と整流ダイオードＤｏ２、および平滑コンデンサＣｏによって形成される両波整流回路が備えられる。
これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として、２次巻線Ｎ２ＡとＮ２Ｂに誘起される交番電圧の等倍レベルに対応する直流電圧である２次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。この２次側直流出力電圧Ｅｏは、メイン直流電圧として、図示しないメインの負荷に供給されるとともに、制御回路１に対して定電圧制御のための検出電圧としても分岐して入力される。
これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として、２次巻線Ｎ２ＡとＮ２Ｂに誘起される交番電圧の等倍レベルに対応する直流電圧である２次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。この２次側直流出力電圧Ｅｏは、メイン直流電圧として、図示しないメインの負荷に供給されるとともに、制御回路１に対して定電圧制御のための検出電圧としても分岐して入力される。
制御回路１は、２次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに対応してレベルが可変される電圧又は電流としての制御信号を発振・ドライブ回路２に出力する。発振・ドライブ回路２では制御回路１から入力される制御信号に基づいて、発振・ドライブ回路２内の発振回路により生成する発振信号周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の各ゲートに印加するスイッチング駆動信号の周波数を変化させる。これにより、スイッチング周波数が可変される。このように、２次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じてスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数が可変制御されることで、１次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化して１次側直列共振回路を形成する１次巻線Ｎ１から２次側に伝送されるエネルギーも可変され、２次側直流出力電圧Ｅｏのレベルも可変制御される。これにより、２次側直流出力電圧Ｅｏの定電圧制御が図られることになる。
なお、以降においては、このようにスイッチング周波数を可変制御することによって安定化を図る定電圧制御方式を「スイッチング周波数制御方式」ということにする。
なお、以降においては、このようにスイッチング周波数を可変制御することによって安定化を図る定電圧制御方式を「スイッチング周波数制御方式」ということにする。
図１４の波形図は、図１３に示した電源回路における要部の動作中の波形を示している。このとき、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖで一定として、負荷電力Ｐｏは２００Ｗ（ワット）とするものである。波形は上から、電圧Ｖ１（図１３を参照）、電流ＩＱ２（図１３を参照）、電流Ｉ１（図１３を参照）、電流Ｉ２（図１３を参照）、の各々を示す。
矩形波状の電圧Ｖ１は、スイッチング素子Ｑ２の両端電圧であり、スイッチング素子Ｑ２のオン／オフのタイミングに応じて変化するものである。電圧Ｖ１が０レベルとなる期間では、スイッチング素子Ｑ２およびダンパーダイオードＤＤ２から成るスイッチング回路系には、図示する波形によるスイッチングの電流ＩＱ２が流れる。また、電圧Ｖ１が整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉのレベルでクランプされる期間は、スイッチング素子Ｑ２がオフとなる期間であり、電流ＩＱ２は図示するようにして０レベルとなる。
また、図示していないが、他方のスイッチング素子Ｑ１の両端電圧、およびスイッチング回路（Ｑ１、ＤＤ１）に流れる電流としては、電圧Ｖ１、および電流ＩＱ２を１８０°位相をずらした波形として得られる。つまり、前述したように、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とは、交互にオン／オフするタイミングでスイッチング動作を行う。
また、１次側直列共振回路（Ｃ１−Ｌ１）を流れる１次側直列共振電流としては、これらのスイッチング回路（Ｑ１、ＤＤ１）およびスイッチング回路（Ｑ２、ＤＤ２）に流れる電流が合成されることで、電流Ｉ１として図示するものとなる。
また、この１次側の動作が得られることで、コンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２には、交番電圧が誘起される。そして、この交番電圧が正極性となる一方の半周期の期間においては、２次側の整流ダイオードＤｏ１が導通する。また、交番電圧が負極性となる他方の半周期の期間においては、２次側の整流ダイオードＤｏ２が導通する。
これにより、２次側の両波整流回路において、２次巻線Ｎ２のセンタータップと２次側アースとの間に流れる整流電流Ｉ２としては、図示したような波形となる。
これにより、２次側の両波整流回路において、２次巻線Ｎ２のセンタータップと２次側アースとの間に流れる整流電流Ｉ２としては、図示したような波形となる。
図１５は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖの入力電圧条件の下での負荷変動に対する交流ＡＣに対する直流ＤＣの電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ（以下、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣと省略する）、およびスイッチング周波数の特性を示している。図１５の一点鎖線に示す曲線は、図１３に示した電源回路について、それらの各々を示している。
図示するようにして図１３の電源回路のスイッチング周波数ｆｓとしては、定電圧制御駆動が行われることに応じて、重負荷の傾向となるのに従って低くなっているが、負荷変動に対してリニアとなる変化特性ではなく、例えば負荷電力Ｐｏが５０Ｗ程度から０Ｗまでの範囲では、スイッチング周波数ｆｓが急峻に上昇していく傾向となっている。具体的には、スイッチング周波数ｆｓの値は７６ｋＨｚから１７３ｋＨｚの範囲となっており、変化幅Δｆｓの値は９７ｋＨｚである。
図示するようにして図１３の電源回路のスイッチング周波数ｆｓとしては、定電圧制御駆動が行われることに応じて、重負荷の傾向となるのに従って低くなっているが、負荷変動に対してリニアとなる変化特性ではなく、例えば負荷電力Ｐｏが５０Ｗ程度から０Ｗまでの範囲では、スイッチング周波数ｆｓが急峻に上昇していく傾向となっている。具体的には、スイッチング周波数ｆｓの値は７６ｋＨｚから１７３ｋＨｚの範囲となっており、変化幅Δｆｓの値は９７ｋＨｚである。
また、同様に、図１５の一点鎖線で示す電力変換効率ηＡＣ→ＤＣとしては、負荷電力Ｐｏの上昇に伴って高くなっていく傾向となっている。
図１５に示す特性によれば、スイッチング周波数ｆｓの値が大きく変化するところから、例えば、交流入力電圧ＶＡＣの範囲として８５Ｖから２６４Ｖの範囲で動作させる、いわゆる、ワイドレンジ対応とすることは、困難であることが分かる。
図１６は、このような観点から、ワイドレンジ対応とする別のスイッチング電源回路である。以下において、図１３に示すスイッチング電源回路と同一の部分には同一の符号を付して説明を省略する。図１６に示すスイッチング電源回路と図１３に示すスイッチング電源回路との相違点は、図１６に示すスイッチング電源回路では、２次側に２次側直列共振コンデンサＣ２を有する点である。このように、２次側にも共振回路を有するコンバータを「多重共振形コンバータ」と言うこととする。また、図１６に示すスイッチング電源回路の１次側は、「複合共振形コンバータ」でもあるので、このようなコンバータを、「多重複合共振形コンバータ」ということとする。
図１６に示すスイッチング電源回路においては、各部を以下のように設定している。
コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚に対するギャップに関しては、図１３に示すスイッチング電源回路における０．８ｍｍ程度のギャップよりもさらにギャップを拡大して、２ｍｍ程度としている。この結果、０．７５以下の結合係数を得るようにしている。
コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚に対するギャップに関しては、図１３に示すスイッチング電源回路における０．８ｍｍ程度のギャップよりもさらにギャップを拡大して、２ｍｍ程度としている。この結果、０．７５以下の結合係数を得るようにしている。
また、１次巻線Ｎ１に生じるリーケージインダクタンスＬ１と１次側直列共振コンデンサＣ１とで定まる１次側直列共振回路の共振周波数を共振周波数ｆｏ１、２次巻線Ｎ２に生じるリーケージインダクタンスＬ２と２次側直列共振コンデンサＣ２とで定まる２次側直列共振回路の共振周波数を共振周波数ｆｏ２とする場合において、共振周波数ｆｏ１＜ｆｏ２となる関係に設定している。
ここで、図１８の波形図は、図１６に示した電源回路における要部の動作中の波形を示している。このとき、交流入力電圧はＶＡＣ＝１００Ｖで一定とし、負荷電力Ｐｏは２００Ｗ（ワット）とするものである。波形は、上から、電圧Ｖ１（図１６を参照）、電流ＩＱ２（図１６を参照）、電流Ｉ１（図１６を参照）、電流Ｉ２（図１６を参照）の各々を示す。
図１４に示す電流ＩＱ２、電流Ｉ１の値に較べて図１８に示す電流ＩＱ２、電流Ｉ１の値は、より抑圧されたものとなっているところが注目すべき点である。
図１４に示す電流ＩＱ２、電流Ｉ１の値に較べて図１８に示す電流ＩＱ２、電流Ｉ１の値は、より抑圧されたものとなっているところが注目すべき点である。
また、先の図１５の実線および破線に示す曲線により、図１６に示した電源回路の特性を示している。図１５において、実線は交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖにおける特性を示し、破線は交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖにおける特性を示すものである。すなわち、各々の交流入力電圧の条件の下での負荷変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、およびスイッチング周波数ｆｓの特性を示している。
この図１５において、図１６に示した回路のスイッチング周波数ｆｓとしては、定電圧制御動作が行われることに応じて変化するが、負荷電力Ｐｏが２００Ｗ程度から０Ｗまでの範囲では、スイッチング周波数ｆｓの変化幅Δｆｓの値は９ｋＨｚと小さいものである。
この図１５において、図１６に示した回路のスイッチング周波数ｆｓとしては、定電圧制御動作が行われることに応じて変化するが、負荷電力Ｐｏが２００Ｗ程度から０Ｗまでの範囲では、スイッチング周波数ｆｓの変化幅Δｆｓの値は９ｋＨｚと小さいものである。
このようにして図１６の回路では、Δｆｓの値が図１３の回路より縮小されることになるが、これによって図１６に示す電源回路では、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とに対応する、いわゆるワイドレンジ対応が実現する。
以下、このことについて説明する。
以下、このことについて説明する。
図１９の回路図は、図１６に示す電源回路について、１次側直列共振回路と２次側直列共振回路との関係によりみた場合の等価回路を示している。なお、この等価回路図において、図１６と同一部分には、同一符号を付している。
この図においては、１：ｎの巻線比となる所定巻数の１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２を巻装した絶縁コンバータトランスＰＩＴが示されている。また、この図において、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける１次側と２次側との結合度を結合係数ｋにより示している。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの１次側において、Ｌ１ｌ、Ｌ１ｅは、それぞれ、１次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンス、１次巻線Ｎ１の励磁インダクタンスを示す。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの２次側のＬ２ｌ、Ｌ２ｅは、それぞれ２次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンス、２次巻線Ｎ２の励磁インダクタンスを示す。
この図においては、１：ｎの巻線比となる所定巻数の１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２を巻装した絶縁コンバータトランスＰＩＴが示されている。また、この図において、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける１次側と２次側との結合度を結合係数ｋにより示している。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの１次側において、Ｌ１ｌ、Ｌ１ｅは、それぞれ、１次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンス、１次巻線Ｎ１の励磁インダクタンスを示す。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの２次側のＬ２ｌ、Ｌ２ｅは、それぞれ２次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンス、２次巻線Ｎ２の励磁インダクタンスを示す。
この図１９に示す等価回路図において、絶縁コンバータトランスＰＩＴの１次側では、スイッチング周波数ｆｓによる交流（周波数信号）が入力されている。つまり、１次側スイッチングコンバータ（スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２）のスイッチング出力が入力となっている。
そして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの１次側では、このスイッチング周波数ｆｓによる交流の入力を、１次側直列共振コンデンサＣ１−リーケージインダクタンスＬ１ｌを１次巻線Ｎ１に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスＬ１ｅを１次巻線Ｎ１に対して並列に接続したものとしてみることができる。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの２次側直列共振回路としても同様に、２次側直列共振コンデンサＣ２−リーケージインダクタンスＬ２ｌを２次巻線Ｎ２に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスＬ２ｅを２次巻線Ｎ２に対して並列に接続したものとしてみることができ、このように形成される２次側直列共振回路の出力を負荷ＲＬに出力することとしている。ここでの負荷ＲＬは、２次側全波整流回路以降の回路および負荷となる。
そして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの１次側では、このスイッチング周波数ｆｓによる交流の入力を、１次側直列共振コンデンサＣ１−リーケージインダクタンスＬ１ｌを１次巻線Ｎ１に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスＬ１ｅを１次巻線Ｎ１に対して並列に接続したものとしてみることができる。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの２次側直列共振回路としても同様に、２次側直列共振コンデンサＣ２−リーケージインダクタンスＬ２ｌを２次巻線Ｎ２に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスＬ２ｅを２次巻線Ｎ２に対して並列に接続したものとしてみることができ、このように形成される２次側直列共振回路の出力を負荷ＲＬに出力することとしている。ここでの負荷ＲＬは、２次側全波整流回路以降の回路および負荷となる。
そして、このような接続態様となる図１９の等価回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数をｋ、１次巻線Ｎ１の自己インダクタンスをＬ１とすると、１次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１ｌについて
Ｌ１l＝（１−ｋ2）Ｌ１・・・（式１）
により表すことができる。
また、１次巻線Ｎ１の励磁インダクタンスＬ１ｅについては、
Ｌ１ｅ＝ｋ2×Ｌ１・・・（式２）
により表すことができる。
同様にして、２次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスＬ２ｌ、励磁インダクタンスＬ２ｅについては、１次巻線Ｎ２の自己インダクタンスをＬ２とすると、それぞれ、
Ｌ２l＝（１−ｋ2）Ｌ２・・・（式３）
Ｌ２ｅ＝ｋ2×Ｌ２・・・（式４）
により表される。
Ｌ１l＝（１−ｋ2）Ｌ１・・・（式１）
により表すことができる。
また、１次巻線Ｎ１の励磁インダクタンスＬ１ｅについては、
Ｌ１ｅ＝ｋ2×Ｌ１・・・（式２）
により表すことができる。
同様にして、２次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスＬ２ｌ、励磁インダクタンスＬ２ｅについては、１次巻線Ｎ２の自己インダクタンスをＬ２とすると、それぞれ、
Ｌ２l＝（１−ｋ2）Ｌ２・・・（式３）
Ｌ２ｅ＝ｋ2×Ｌ２・・・（式４）
により表される。
ここで、図１９に示す等価回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの電磁誘導を介して、１次側に１次側直列共振回路を備え、２次側に２次側直列共振回路を備えていることが示されている。従って、この図に示す回路は、電磁結合による結合形共振回路を形成しているものとしてみることができる。このために、図１６に示す電源回路における２次側直流出力電圧Ｅｏについての定電圧制御特性は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度（結合係数ｋ）に応じて異なるものとなる。この点について図２０を参照して説明する。
図２０は、図１９の等価回路につての、入力（スイッチング周波数信号）に対する出力特性を示している。つまり、２次側直流出力電圧Ｅｏについての制御特性をスイッチング周波数ｆｓとの関係により示している。この図では、スイッチング周波数を横軸にとり、２次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを縦軸にとっている。
なお、この図では、１次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と２次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とを重複して示しているが、これは共振周波数ｆｏ１と共振周波数ｆｏ２の設定値に関わらず同様の特性が得られることを示しているものである。
なお、この図では、１次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と２次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とを重複して示しているが、これは共振周波数ｆｏ１と共振周波数ｆｏ２の設定値に関わらず同様の特性が得られることを示しているものである。
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度について、結合係数ｋ＝１となる密結合とされる状態を設定したとする。すると、この場合の１次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１ｌ、および２次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスＬ２ｌは、それぞれ、（式１）（式３）に対してｋ＝１を代入することで、
Ｌ１l＝Ｌ２l＝０・・・（式５）
として表されることになる。つまり、絶縁コンバータトラストＰＩＴが密結合であることで、１次巻線Ｎ１および２次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスは存在していない状態であることが示される。
Ｌ１l＝Ｌ２l＝０・・・（式５）
として表されることになる。つまり、絶縁コンバータトラストＰＩＴが密結合であることで、１次巻線Ｎ１および２次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスは存在していない状態であることが示される。
このようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの１次側と２次側とが密結合とされる状態での定電圧制御特性としては、図２０の特性曲線１として示すように、１次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と２次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とは異なる周波数ｆ１、ｆ２において２次側直流出力電圧Ｅｏがピークとなる、いわゆる双峰特性となる。
ここで、周波数ｆ１は、
で表され、
周波数ｆ２は、
で表される。
また、（数１）（数２）における項の１つである中間共振周波数ｆｏは、１次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と、１次側のインピーダンスと２次側のインピーダンスと、１次側と２次側とで共通となるインピーダンス（相互結合インダクタンスＭ）により決定される周波数である。
なお、相互結合インダクタンスＭについては、
により表される。
ここで、周波数ｆ１は、
周波数ｆ２は、
また、（数１）（数２）における項の１つである中間共振周波数ｆｏは、１次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と、１次側のインピーダンスと２次側のインピーダンスと、１次側と２次側とで共通となるインピーダンス（相互結合インダクタンスＭ）により決定される周波数である。
なお、相互結合インダクタンスＭについては、
また、結合係数ｋについて、ｋ＝１の状態から徐々に小さくしていったとする、つまり、密結合の状態から徐々に疎結合の度合いを高くしていったとすると、図２０に示される特性曲線１は、双峰の傾向が徐々に希薄となって、中間共振周波数ｆｏ近傍で平坦化していくような変化を示す。そして、ある結合係数ｋにまで低下した段階で、いわゆる臨界結合の状態となる。この臨界結合の状態では、特性曲線２として示すようにして、双峰特性としての傾向ではなくなっており、中間共振周波数ｆｏを中心として曲線形状が平坦となる特性となる。
そして、さらに臨界結合の状態から結合係数ｋを小さくしていって、疎結合の状態を強めていったとすると、図２０の特性曲線３として示すように、中間周波数ｆｏにおいてのみピークとなる単峰特性が得られる。また、この特性曲線３と、特性曲線１，２とを比較してみると、特性曲線３は、ピークレベルそのものは特性曲線１，２より低下するものの、その曲線形状は、より急峻な傾斜を有していることが分かる。
図１６の回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、結合係数ｋ≦０．６５程度とされる疎結合の状態が設定されている。この結合係数ｋの設定では、特性曲線３として示される単峰特性による動作となる。
図１６の回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、結合係数ｋ≦０．６５程度とされる疎結合の状態が設定されている。この結合係数ｋの設定では、特性曲線３として示される単峰特性による動作となる。
ここで比較のために、図２２には、図１３に示した複合共振コンバータの定電圧制御特性を、スイッチング周波数ｆｓと２次側直流出力電圧Ｅｏのレベルとの関係により示す。図２２ではＡＣ１００Ｖ系における最大負荷電力Ｐｏmax時と最小負荷電力Ｐｏmin時、それぞれの特性を表し、また、直流出力電圧Ｅｏを所定レベル（ｔｇ）に定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲Δｆｓを表したものである。
この図２２に示す複合共振コンバータの定電圧制御特性と先の図２０に示す単峰特性とを比較してみると、図２０に対して図２２に示した特性は、曲線的には相当に緩やかな傾斜となる。
図１３に示した電源回路では、図２２に示す特性が曲線的に穏やかであることから、２次側直流出力電圧Ｅｏについて定電圧制御を行うためのスイッチング周波数の必要制御範囲は、例えば単レンジ対応の条件下であっても、ｆｓ＝８０ｋＨｚ〜２００ｋＨｚ以上でΔｆｓ＝１２０ｋＨｚ以上となる。このために、スイッチング周波数制御による定電圧制御のみによって、ワイドレンジ対応とすることが非常に困難となるのである。
図２１においては、図１６についての、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ａ，Ｂと交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時（ＡＣ２００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ｃ，Ｄとの、４つの特性曲線が示されている。
この図２１からわかるように、先ず、ＡＣ１００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時において、２次側直流出力電圧Ｅｏを所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ１で示されることになる。つまり、特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。
また、ＡＣ２００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時において、２次側直流出力電圧Ｅｏを所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ２で示される。つまり、特性曲線Ｃにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｄにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。
また、ＡＣ２００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時において、２次側直流出力電圧Ｅｏを所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ２で示される。つまり、特性曲線Ｃにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｄにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。
この２次側直流出力電圧Ｅｏの制御特性である単峰特性は、先に図２２に示した制御特性と比較して、曲線的に相当に急峻である。
このために、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、ＶAC＝２３０Ｖ時の各必要制御範囲となるΔｆｓ１、Δｆｓ２は、図２２に示されるΔｆｓと比較して相当に縮小されたものとなっている。例えば実際に測定したΔｆｓ１、Δｆｓ２としては、図２２に示されるΔｆｓの実際に対して１／１０以下程度にまで縮小されるという結果が得られている。
そのうえで、Δｆｓ１における最低スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）から、Δｆｓ２における最高スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）までの周波数可変範囲（ΔｆｓＡ）としても、相応に狭いものとなっている。
このために、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、ＶAC＝２３０Ｖ時の各必要制御範囲となるΔｆｓ１、Δｆｓ２は、図２２に示されるΔｆｓと比較して相当に縮小されたものとなっている。例えば実際に測定したΔｆｓ１、Δｆｓ２としては、図２２に示されるΔｆｓの実際に対して１／１０以下程度にまで縮小されるという結果が得られている。
そのうえで、Δｆｓ１における最低スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）から、Δｆｓ２における最高スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）までの周波数可変範囲（ΔｆｓＡ）としても、相応に狭いものとなっている。
このように図１６の電源回路では、２次側に直列共振コンデンサＣ２を設置し、コンバータトランスＰＩＴの１次側と２次側の結合係数を図１３の結合係数より小さく設定することで、ワイドレンジ対応とするにあたってのスイッチング周波数の可変範囲を、図１３の回路の場合よりも格段に狭くすることができ、これによってワイドレンジ対応が可能となった。
しかしながら、図１６に示すスイッチング電源回路は次の点で問題を有している。
つまり、図１６の電源回路では２次側を流れる整流電流Ｉ２が、図１８に示されているようにそのピークレベルが高く、その分ブリッジ整流回路Ｄｏを形成するダイオードＤｏ１、Ｄｏ２、Ｄｏ３、Ｄｏ４の電力損失としても大きくなる。また、このように損失が大きいことで、各ダイオードＤｏ１、Ｄｏ２、Ｄｏ３、Ｄｏ４には放熱板が必要となっている。
つまり、図１６の電源回路では２次側を流れる整流電流Ｉ２が、図１８に示されているようにそのピークレベルが高く、その分ブリッジ整流回路Ｄｏを形成するダイオードＤｏ１、Ｄｏ２、Ｄｏ３、Ｄｏ４の電力損失としても大きくなる。また、このように損失が大きいことで、各ダイオードＤｏ１、Ｄｏ２、Ｄｏ３、Ｄｏ４には放熱板が必要となっている。
また、スイッチング電源回路をワイドレンジ対応とする場合、図１６に示したように、２次側に直列共振コンデンサＣ２を設置しなけなければならない。この直列共振コンデンサＣ２としてはフィルムコンデンサを設けているが、ワイドレンジ対応とするにあたり、そのキャパシタンスとしては、直流出力電圧Ｅｏが４８Ｖ時は１μＦ、２４Ｖ時は２．２μＦ、１２Ｖ時は４．７μＦとなるように設定する必要がある。しかし、このような設定値になるとフィルムコンデンサの形状は大型化し、また価格的にも高価になってしまうという難点がある。
そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成する。
先ず、直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段を備える。
また、上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段を備える。
そして、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される１次巻線と、この１次巻線により交番電圧が誘起される２次巻線とが巻装されて形成される絶縁コンバータトランスを備える。
さらに、上記絶縁コンバータトランスの１次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記１次巻線に直列接続された１次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて第１の共振周波数が設定され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする１次側直列共振回路を備える。
また、上記２次巻線の一端と他端との間に対して、それぞれ第１のインダクタ素子と２次側平滑コンデンサと第１の整流ダイオードとによる直列接続回路と、第２のインダクタ素子と上記２次側平滑コンデンサと第２の整流ダイオードとによる直列接続回路とが直列に挿入されるようにして形成されると共に、上記２次巻線に生じる交番電圧の各半周期の動作として、一方の半周期には、上記第１の整流ダイオードが導通することで流される整流電流と他方の半周期にて上記第２のインダクタ素子に蓄積された電力に基づき得られる電流とを充電し、他方の半周期には、上記第２の整流ダイオードが導通することで流される整流電流と一方の半周期にて上記第１のインダクタ素子に蓄積された電力に基づき得られる電流とを充電する倍電流整流動作を行って、上記２次側平滑コンデンサに２次側直流出力電圧を得る２次側直流出力電圧生成手段を備える。
そして、上記２次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記２次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段を備える。
その上で、上記絶縁コンバータトランスは、１次側と２次側との結合係数が疎結合とされる所定以下の値に設定されているものである。
先ず、直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段を備える。
また、上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段を備える。
そして、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される１次巻線と、この１次巻線により交番電圧が誘起される２次巻線とが巻装されて形成される絶縁コンバータトランスを備える。
さらに、上記絶縁コンバータトランスの１次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記１次巻線に直列接続された１次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて第１の共振周波数が設定され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする１次側直列共振回路を備える。
また、上記２次巻線の一端と他端との間に対して、それぞれ第１のインダクタ素子と２次側平滑コンデンサと第１の整流ダイオードとによる直列接続回路と、第２のインダクタ素子と上記２次側平滑コンデンサと第２の整流ダイオードとによる直列接続回路とが直列に挿入されるようにして形成されると共に、上記２次巻線に生じる交番電圧の各半周期の動作として、一方の半周期には、上記第１の整流ダイオードが導通することで流される整流電流と他方の半周期にて上記第２のインダクタ素子に蓄積された電力に基づき得られる電流とを充電し、他方の半周期には、上記第２の整流ダイオードが導通することで流される整流電流と一方の半周期にて上記第１のインダクタ素子に蓄積された電力に基づき得られる電流とを充電する倍電流整流動作を行って、上記２次側平滑コンデンサに２次側直流出力電圧を得る２次側直流出力電圧生成手段を備える。
そして、上記２次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記２次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段を備える。
その上で、上記絶縁コンバータトランスは、１次側と２次側との結合係数が疎結合とされる所定以下の値に設定されているものである。
上記構成によるスイッチング電源回路では、１次側は従来と同様にスイッチング動作を電流共振形とする１次側直列共振回路が形成されたスイッチングコンバータの構成が採られる。２次側には上記のようにして倍電流整流動作により２次側直流出力電圧を生成する２次側直流出力電圧手段が設けられる。これにより、同じレベルによる２次側直流出力電圧を得るにあたっては、倍電流整流動作を行わない場合と比較して、２次側に流すべき整流電流のレベルは約１/２に低減することができる。
また、本発明では、絶縁コンバータトランスの１次側と２次側との結合係数を疎結合とされる所定以下の値に設定しているが、このことによってワイドレンジ対応を実現することができる。これによれば、同じワイドレンジ対応とするにあたって、従来のように２次側にも直列共振回路を設ける必要はなくなる。すなわち、これによりワイドレンジ対応とするにあたり、２次側の直列共振コンデンサを省略することができる。
また、上記構成によれば、インダクタ素子が２次巻線と直列に接続されていることになるが、このインダクタ素子が２次巻線の漏洩インダクタンスの役割を果たすことになる。これによれば、２次巻線に直列にインダクタ素子が接続されない場合と比較して、絶縁コンバータトランスの所定以下の結合係数を得るにあたって設定すべきギャップ長は、その分短くすることができる。
また、本発明では、絶縁コンバータトランスの１次側と２次側との結合係数を疎結合とされる所定以下の値に設定しているが、このことによってワイドレンジ対応を実現することができる。これによれば、同じワイドレンジ対応とするにあたって、従来のように２次側にも直列共振回路を設ける必要はなくなる。すなわち、これによりワイドレンジ対応とするにあたり、２次側の直列共振コンデンサを省略することができる。
また、上記構成によれば、インダクタ素子が２次巻線と直列に接続されていることになるが、このインダクタ素子が２次巻線の漏洩インダクタンスの役割を果たすことになる。これによれば、２次巻線に直列にインダクタ素子が接続されない場合と比較して、絶縁コンバータトランスの所定以下の結合係数を得るにあたって設定すべきギャップ長は、その分短くすることができる。
このようにして本発明は、２次側の整流回路として倍電流整流動作を行うことによって、２次側を流れる整流電流のピークレベルを抑える事ができる。それによって２次側の整流ダイオードの導通損を少なくすることができ、ダイオードに放熱板を付ける必要は無くなる。
さらに、２次側の直列共振コンデンサが無くてもワイドレンジ対応とすることができるので、従来のコンデンサの大型化やその為にコストが上がる問題は生じなくなる。
また、本発明では、上記のようにして２次巻線に直列にインダクタ素子が接続されることで、所定以下の結合係数を得るにあたって設定すべきギャップ長を短くできる。つまりこれにより、ワイドレンジ対応とするために所定以下の結合係数を得るにあたっては、設定すべきギャップ長をその分短くすることができ、ギャップ形成に伴い生じるとされる渦電流損失が低減でき、より高効率とすることができる。
図１は、本願発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態という）のうちの、第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。この図に示す電源回路は、１次側の基本構成として、ハーフブリッヂ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた構成を採る。
まず、図１に示すスイッチング電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して２組のフィルタコンデンサＣＬおよび１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣから成るコモンモードノイズフィルタが接続されている。そして、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧を生成する整流平滑回路としては、このコモンモードノイズフィルタの後段に対して、ブリッジ整流回路Ｄｉおよび平滑コンデンサＣｉとから成る全波整流回路が備えられる。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力は、平滑コンデンサＣｉに対して充電され、これによって平滑コンデンサＣｉの両端には、交流入力電圧ＶＡＣの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉがえられることになる。
整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを入力してスイッチングする電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２をハーフブリッヂ結合により接続したスイッチング回路系を備える。スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２の各ドレインとソース間に対しては、図示する方向により、それぞれボディダイオードによるダンパーダイオードＤＤ１、ダンパーダイオードＤＤ２が並列に接続される。
また、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対しては、１次側部分電圧共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この１次側部分電圧共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと１次巻線Ｎ１に生じる漏洩インダクタンスＬ１によって、並列共振回路（部分電圧共振回路）が形成される。この部分電圧共振回路によりスイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。リーケージインダクタンスＬ１は１次巻線Ｎ１によって発生し、２次巻線Ｎ２と鎖交しない磁束（漏れ磁束）によって生じるインダクタンスである。そして２次巻線Ｎ２についても同様に、２次巻線Ｎ２によって発生し、１次巻線Ｎ１と鎖交しない磁束（漏れ磁束）によって生じるインダクタンスであるリーケージインダクタンスＬ２が発生する。
この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有して、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート信号）をスイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
コンバータトランスＰＩＴ(Power Isolation Transform)は、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２のスイッチング出力を２次側に伝送する。この場合のコンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１の一端は、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
この、コンバータトランスＰＩＴの構造を説明するために、図１７を参照する。
コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１とＥ型コアＣＲ２とを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、ボビンＢを用いて１次側と２次側とで巻装部位を分割したうえで、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とを、ＥＥ型コアの内磁脚に対して巻装している。また、コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚に対しては、０.５mm程度のギャップＧを形成するようにしている。これによって、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとしては、ｋ＝０.８０〜０.８５程度の結合係数を得るようにしている。
コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１とＥ型コアＣＲ２とを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、ボビンＢを用いて１次側と２次側とで巻装部位を分割したうえで、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とを、ＥＥ型コアの内磁脚に対して巻装している。また、コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚に対しては、０.５mm程度のギャップＧを形成するようにしている。これによって、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとしては、ｋ＝０.８０〜０.８５程度の結合係数を得るようにしている。
また、図１に示すように、１次巻線Ｎ１の一端は、１次側直列共振コンデンサＣ１を介して１次側アースに接続されている。
この場合、１次側直列共振コンデンサＣ１および１次巻線Ｎ１は直列に接続されているが、この１次側直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンス、およびコンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１に生じるリーケージインダクタンスＬ１により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための１次側直列共振回路を形成している。
この場合、１次側直列共振コンデンサＣ１および１次巻線Ｎ１は直列に接続されているが、この１次側直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンス、およびコンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１に生じるリーケージインダクタンスＬ１により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための１次側直列共振回路を形成している。
ここまでの説明によると、この図１に示す１次側スイッチングコンバータとしては、１次側直列共振回路（Ｌ１とＣ１）による電流共振形としての動作と、部分電圧共振回路（ＣｐとＬ１）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。つまり、この図に示す電源回路は、１次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路が組み合わされた形式を採っていることになる。以下、このようなスイッチングコンバータについて「複合共振形コンバータ」ということにする。
上記コンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２には、１次巻線Ｎ１に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起されることになる。
２次側の回路構成としては、２次巻線Ｎ２の一方の端部（巻始め端部）はチョークコイルＬｏ１の一端と接続されており、チョークコイルＬｏ１の他端は平滑コンデンサＣｏの正極端子と接続されている。２次巻線Ｎ２のもう一方の端部（巻終わり端部）はチョークコイルＬｏ２の一端と接続されており、チョークコイルＬｏ２の他端は、上記チョークコイルＬｏ１の他端と平滑コンデンサＣｏの正極端子との接続点に接続されている。
また、上記した２次巻線Ｎ２の一方の端部（巻始め端部）と上記チョークコイルＬｏ１の一端との接続点には、整流ダイオードＤｏ１のカソードが接続されており、この整流ダイオードＤｏ１のアノードは、上記した平滑コンデンサＣｏの負極端子と接続されている。さらに、上記２次巻線Ｎ２のもう一方の端部（巻終わり端部）と上記チョークコイルＬｏ２の一端との接続点に対しては、整流ダイオードＤｏ２のカソードが接続されており、この整流ダイオードＤｏ２のアノードは、上記平滑コンデンサＣｏの負極端子と上記整流ダイオードＤｏ１のアノードとの接続点に接続されている。そして、整流ダイオードＤｏ１のアノードと整流ダイオードＤｏ２のアノードと平滑コンデンサＣｏの負極端子との接続点は２次側アースと接地されている。
また、上記した２次巻線Ｎ２の一方の端部（巻始め端部）と上記チョークコイルＬｏ１の一端との接続点には、整流ダイオードＤｏ１のカソードが接続されており、この整流ダイオードＤｏ１のアノードは、上記した平滑コンデンサＣｏの負極端子と接続されている。さらに、上記２次巻線Ｎ２のもう一方の端部（巻終わり端部）と上記チョークコイルＬｏ２の一端との接続点に対しては、整流ダイオードＤｏ２のカソードが接続されており、この整流ダイオードＤｏ２のアノードは、上記平滑コンデンサＣｏの負極端子と上記整流ダイオードＤｏ１のアノードとの接続点に接続されている。そして、整流ダイオードＤｏ１のアノードと整流ダイオードＤｏ２のアノードと平滑コンデンサＣｏの負極端子との接続点は２次側アースと接地されている。
上記のような接続形態を採る２次側回路において、２次巻線Ｎ２の一方の端部（巻始め端部）ともう一方の端部（巻終わり端部）との間に対しては、チョークコイルＬｏ１と平滑コンデンサＣｏと整流ダイオードＤｏ２の直列接続回路が直列に挿入されていることになる。また、同様にして、チョークコイルＬｏ２と平滑コンデンサＣｏと整流ダイオードＤｏ１の直列接続回路が、２次巻線Ｎ２の一方の端部（巻始め端部）ともう一方の端部（巻終わり端部）との間に対して直列に挿入されている。
このような構成を持つ２次側回路において、２次巻線Ｎ２に生じる交番電圧が正極性の半周期には、整流ダイオードＤｏ２が導通し、整流電流が[２次巻線Ｎ２→チョークコイルＬｏ１→平滑コンデンサＣｏ→整流ダイオードＤｏ２→２次巻線Ｎ２]の経路で流れる。
一方、２次巻線Ｎ２に生じる交番電圧が負極性の半周期には、整流ダイオードＤｏ１が導通し、整流電流は[２次巻線Ｎ２→チョークコイルＬｏ２→平滑コンデンサＣｏ→整流ダイオードＤｏ１→２次巻線Ｎ２]の経路で流れる。
一方、２次巻線Ｎ２に生じる交番電圧が負極性の半周期には、整流ダイオードＤｏ１が導通し、整流電流は[２次巻線Ｎ２→チョークコイルＬｏ２→平滑コンデンサＣｏ→整流ダイオードＤｏ１→２次巻線Ｎ２]の経路で流れる。
ここで、注意すべきは、上記説明による整流電流経路によれば、正極性の半周期には整流電流がチョークコイルＬｏ１を介して流れ、また負極性の半周期には整流電流がチョークコイルＬｏ２を介して流れていることである。すなわち、このようにして各半周期で整流電流が流されることで、各チョークコイルＬｏに対しては、それぞれ対応する半周期に電流が蓄積されることになる。
そして、このようにして各半周期においてチョークコイルＬｏに電流が蓄積されることで、２次側回路において正極性の半周期には、その前の負極性の半周期にチョークコイルＬｏ２に蓄積された電流に基づき、[チョークコイルＬｏ２→平滑コンデンサＣｏ→整流ダイオードＤｏ２]の経路によっても整流電流が流れることになる。
同様にして、負極性の半周期においては、前の正極性の半周期にチョークコイルＬｏ１に蓄積された電流に基づき、[チョークコイルＬｏ１→平滑コンデンサＣｏ→整流ダイオードＤｏ１]の経路によっても整流電流が流れる。
同様にして、負極性の半周期においては、前の正極性の半周期にチョークコイルＬｏ１に蓄積された電流に基づき、[チョークコイルＬｏ１→平滑コンデンサＣｏ→整流ダイオードＤｏ１]の経路によっても整流電流が流れる。
このように２次側の整流回路では、各半周期の期間で平滑コンデンサＣｏに二重に電流が充電される。
ゆえに、図１の２次側回路は倍電流整流回路を構成しているといえる。
ゆえに、図１の２次側回路は倍電流整流回路を構成しているといえる。
上記倍電流整流回路を用いれば、２次側直流出力電圧Ｅｏとして所定の電圧レベルを得ようとしたときに、２次側の整流回路に流れる電流を、倍電流整流回路を持たない回路と比較するとおよそ１/２にすることができる。
このようにして整流電流のレベルを抑制できることで、整流ダイオードＤｏ１、Ｄｏ２の損失も低減され、整流ダイオードの放熱板を無くす事が可能となる。
このようにして整流電流のレベルを抑制できることで、整流ダイオードＤｏ１、Ｄｏ２の損失も低減され、整流ダイオードの放熱板を無くす事が可能となる。
上記倍電流整流動作によって、上記平滑コンデンサＣｏには２次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。この２次側直流出力電圧Ｅｏは、図示しない負荷に供給されると共に、後述する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
また２次側回路には、２次巻線Ｎ２に対して並列にコンデンサＣ３と抵抗Ｒ３の直列接続回路によるスナバ回路も設けている。この場合のスナバ回路としては、コンデンサＣ３側を２次巻線Ｎ２の一方の端部（巻始め端部）に接続し、抵抗Ｒ３の側を２次巻線Ｎ２の他方の端部（巻終わり端部）に接続している。
上記スナバ回路を取り付けることによって、２次巻線Ｎ２の漏洩インダクタンスにより電圧Ｖ２に発生するリンギング成分を抑制することができる。
上記スナバ回路を取り付けることによって、２次巻線Ｎ２の漏洩インダクタンスにより電圧Ｖ２に発生するリンギング成分を抑制することができる。
ちなみに、上記スナバ回路への電流の流れについて説明すると、正極性の半周期では、整流ダイオードＤｏ２がオフした後に[２次巻線Ｎ２→コンデンサＣ３→抵抗Ｒ３→２次巻線Ｎ２]の経路により流れ、一方、負極性の半周期では、整流ダイオードＤｏ１がオフした後に[２次巻線Ｎ２→抵抗Ｒ３→コンデンサＣ３→２次巻線Ｎ２] の経路で流れる。
制御回路１は、２次側直流出力電圧Ｅｏをスイッチング周波数制御方式により安定化するために設けられている。
この場合の制御回路１は、検出入力である２次側直流出力電圧Ｅｏのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにしてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動する。このためには、内部の発振回路により生成する発振信号の周波数を可変することになる。
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数が可変されることで、１次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１から２次巻線Ｎ２側に伝送される電力量が変化するが、これにより２次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを安定化させるように動作する。
この場合の制御回路１は、検出入力である２次側直流出力電圧Ｅｏのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにしてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動する。このためには、内部の発振回路により生成する発振信号の周波数を可変することになる。
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数が可変されることで、１次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１から２次巻線Ｎ２側に伝送される電力量が変化するが、これにより２次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを安定化させるように動作する。
次に、図２には、図１に示した電源回路の各要部の動作波形を示す。なお、図２に示す実験結果を得るにあたり、図１に示した電源回路は、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗ、ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２６４Ｖの仕様に対し、各要部を次のように選定した。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて、コア材としてはＥＥＲ＝３５、ギャップＧの長さを０．５mmとし、１次巻線Ｎ１及び２次巻線Ｎ２の巻数としては、それぞれＮ１＝３５Ｔ、Ｎ２＝３０Ｔを巻装し、１次巻線Ｎ１の漏洩インダクタンスＬ１と２次巻線Ｎ２の漏洩インダクタンスＬ２をＬ１＝４００μＨ、Ｌ２＝３００μＨとした。これによる絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．８５を得ている。
また、１次側直列共振コンデンサＣ１と１次側部分電圧共振コンデンサＣｐは、それぞれＣ１＝０．０３９μＦ、Ｃｐ＝６８０ＰＦとして選定した。
２次側のチョークコイルＬｏ１,Ｌｏ２とスナバ回路を形成するコンデンサＣ３と抵抗Ｒ３は、Ｌｏ１＝Ｌｏ２＝１５０μＨ、Ｃ３＝３３０ＰＦ、Ｒ３＝３３０Ωと選定した。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて、コア材としてはＥＥＲ＝３５、ギャップＧの長さを０．５mmとし、１次巻線Ｎ１及び２次巻線Ｎ２の巻数としては、それぞれＮ１＝３５Ｔ、Ｎ２＝３０Ｔを巻装し、１次巻線Ｎ１の漏洩インダクタンスＬ１と２次巻線Ｎ２の漏洩インダクタンスＬ２をＬ１＝４００μＨ、Ｌ２＝３００μＨとした。これによる絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．８５を得ている。
また、１次側直列共振コンデンサＣ１と１次側部分電圧共振コンデンサＣｐは、それぞれＣ１＝０．０３９μＦ、Ｃｐ＝６８０ＰＦとして選定した。
２次側のチョークコイルＬｏ１,Ｌｏ２とスナバ回路を形成するコンデンサＣ３と抵抗Ｒ３は、Ｌｏ１＝Ｌｏ２＝１５０μＨ、Ｃ３＝３３０ＰＦ、Ｒ３＝３３０Ωと選定した。
図２において、図２(a)では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ（最大負荷電力）時の動作波形を示し、図２(b)では負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ（無負荷電力）時の動作波形を示している。なお、これらの図では、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時の実験結果を示している。
これら図２(a)(b)において、電圧Ｖ１は、スイッチング素子Ｑ２の両端電圧であり、スイッチング素子Ｑ２のオン/オフタイミングを示すものとなる。つまり、電圧Ｖ１が０レベルとなる期間には、図示するスイッチング素子Ｑ２の電流ＩＱ２が流れ、この期間はスイッチング素子Ｑ２がオンする。また、電圧Ｖ１が図示するように整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされる期間には、電流ＩＱ２が０レベルとなり、この期間はスイッチング素子Ｑ２がオフすることが分かる。また、図示はしないが一方のスイッチング素子Ｑ１の両端電圧としては、電圧Ｖ１の位相を１８０度シフトした波形として得られる。同様に、スイッチング素子Ｑ１の電流としても、電流ＩＱ２の位相を１８０度シフトした波形が得られる。つまり、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２は交互にオン/オフするようにされている。
なお、電流Ｉ１は１次側直列共振回路を流れる共振電流であり、略、スイッチング素子Ｑ１の電流とスイッチング素子Ｑ２の電流ＩＱ２との波形が合成された、図のような波形となるものである。
なお、電流Ｉ１は１次側直列共振回路を流れる共振電流であり、略、スイッチング素子Ｑ１の電流とスイッチング素子Ｑ２の電流ＩＱ２との波形が合成された、図のような波形となるものである。
そして、電流Ｉ１が流れるのに応じて、絶縁コンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２には、図示する電圧Ｖ２が励起される。この電圧Ｖ２が正極性となる一方の半周期においては、２次側の整流ダイオードＤｏ２が導通して整流電流が流れ、電圧Ｖ２が負極性となる他方の半周期においては、整流ダイオードＤｏ１が導通して整流電流が流れる。
図１に図示した電流Ｉ２、電流Ｉ３、電流Ｉ４、電流Ｉ５は、上述した交番電圧Ｖ２の正負の半周期に応じて流れ、その波形図は図２(a)(b)に示したとおりである。
また、Ｐｏ＝０Ｗ時の電流Ｉ５の値は零になっている。
図１に図示した電流Ｉ２、電流Ｉ３、電流Ｉ４、電流Ｉ５は、上述した交番電圧Ｖ２の正負の半周期に応じて流れ、その波形図は図２(a)(b)に示したとおりである。
また、Ｐｏ＝０Ｗ時の電流Ｉ５の値は零になっている。
この図２(a)(b)に示した電流Ｉ４は、図１に示したチョークコイルＬｏ１を流れる電流であるが、その波形によれば、この電流Ｉ４は、スイッチング周期の各半周期において休止期間無く連続的に流れるものとなっている。
このようにしてスイッチング周期の各半周期において休止期間無く電流が流れる動作モードを、ここでは連続動作モードと呼ぶ。
このようにしてスイッチング周期の各半周期において休止期間無く電流が流れる動作モードを、ここでは連続動作モードと呼ぶ。
ここで、図１に示した電源回路は、各要部の定数を先に述べたものに設定することにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとしては、先の図１３の回路の場合と同様のｋ＝０．８５を設定している。
しかしながら、図１に示す電源回路では、２次巻線Ｎ２に対して直列に、それぞれチョークコイルＬｏ１、チョークコイルＬｏ２が接続されたものとなっている。このように２次巻線Ｎ２と直列に接続されたチョークコイルＬｏ１、Ｌｏ２は、等価的には２次巻線Ｎ２の漏洩インダクタンスを形成しているものとみることができる。すなわち、このことで図１に示した電源回路では、実質的に２次巻線の漏洩インダクタンスがこれらチョークコイルＬｏ１、Ｌｏ２の分増やされている事になる。このことで、２次巻線と直列にチョークコイルＬｏ１、Ｌｏ２が設けられていない場合と比較すれば、その分、１次側と２次側との総合的な結合係数としては、低下するようにされていることになる。
しかしながら、図１に示す電源回路では、２次巻線Ｎ２に対して直列に、それぞれチョークコイルＬｏ１、チョークコイルＬｏ２が接続されたものとなっている。このように２次巻線Ｎ２と直列に接続されたチョークコイルＬｏ１、Ｌｏ２は、等価的には２次巻線Ｎ２の漏洩インダクタンスを形成しているものとみることができる。すなわち、このことで図１に示した電源回路では、実質的に２次巻線の漏洩インダクタンスがこれらチョークコイルＬｏ１、Ｌｏ２の分増やされている事になる。このことで、２次巻線と直列にチョークコイルＬｏ１、Ｌｏ２が設けられていない場合と比較すれば、その分、１次側と２次側との総合的な結合係数としては、低下するようにされていることになる。
このような各チョークコイルＬｏによる２次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスの増加分も含めた、図１の回路における１次側と２次側との総合的な結合係数の値としては、先に述べた各チョークコイルＬｏのインダクタンス値の設定により、０．７〜０．８程度の疎結合とされる値を設定するようにされている。
このことで、図１の回路では、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の双方の入力に対応して動作するワイドレンジ対応を実現することができる。
このことで、図１の回路では、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の双方の入力に対応して動作するワイドレンジ対応を実現することができる。
ここで、先に本出願人は、１次側のみに直列共振回路を設けたスイッチング電源回路について実験を行った結果、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数（総合的な結合係数）を疎結合とされる所定以下の値に設定することで、ワイドレンジ対応を実現できることを確認した。すなわち、２次側に直列共振回路を設けずとも、結合係数を所定以下とすることで、ワイドレンジ対応を実現できるものである。
また、上記のようにして実質的に２次巻線の漏洩インダクタンスが増えるものとなり、総合的な結合係数が低下するということは、或る所定の結合係数を得るにあって設定すべき絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップＧの長さ（単にギャップ長とも呼ぶ）としては、その分短くすることができる。
これは、先の図１６の回路ではギャップ長を２．０mmに拡大して結合係数として０．７５程度を得ていたのと比較して、図１の場合はギャップ長を０．５mmとして上述のように結合係数（総合的な）が０．７〜０．８となることからも明らかである。
これは、先の図１６の回路ではギャップ長を２．０mmに拡大して結合係数として０．７５程度を得ていたのと比較して、図１の場合はギャップ長を０．５mmとして上述のように結合係数（総合的な）が０．７〜０．８となることからも明らかである。
図１の回路では、このようにしてギャップ長を狭くすることができることで、ギャップ形成に伴い生じるとされている渦電流損失を低減することができ、それによってより高効率とすることができる。
また、さらに図１の電源回路においては、先の図２の波形図にて電流Ｉ４として説明したように、上記チョークコイルＬｏ１，Ｌｏ２に流れる整流電流が各半周期において休止期間無く流れるようにしている。すなわち、各チョークコイルＬｏに対しては、連続動作モードにより整流電流を流すようにしている。
このようにして各チョークコイルＬｏに連続動作モードで整流電流を流すようにしたことで、各チョークコイルＬｏに流れる電流量を多くすることができ、その分チョークコイルＬｏ１、Ｌｏ２のインダクタンスを上げることができる。すなわち、これによってさらに２次巻線Ｎ２の漏洩インダクタンスを増やすことができる。
このように２次巻線Ｎ２の漏洩インダクタンスをさらに増やすことができれば、ワイドレンジ対応とするための所定以下の結合係数を得るにあたって設定すべきギャップ長は、さらに狭くすることができ、これによって上述した渦電流損失もさらに低減できる。つまり、これによってさらなる効率の向上を図ることができるものである。
なお、連続動作モードの設定は、２次巻線Ｎ２の巻数を調節することで行うことができる。
このようにして各チョークコイルＬｏに連続動作モードで整流電流を流すようにしたことで、各チョークコイルＬｏに流れる電流量を多くすることができ、その分チョークコイルＬｏ１、Ｌｏ２のインダクタンスを上げることができる。すなわち、これによってさらに２次巻線Ｎ２の漏洩インダクタンスを増やすことができる。
このように２次巻線Ｎ２の漏洩インダクタンスをさらに増やすことができれば、ワイドレンジ対応とするための所定以下の結合係数を得るにあたって設定すべきギャップ長は、さらに狭くすることができ、これによって上述した渦電流損失もさらに低減できる。つまり、これによってさらなる効率の向上を図ることができるものである。
なお、連続動作モードの設定は、２次巻線Ｎ２の巻数を調節することで行うことができる。
また、従来は２次側に直列共振コンデンサＣ２を接続して直列共振回路を形成することでワイドレンジ対応としていたが、図１の回路では２次側に直列共振回路を設置しなくてもワイドレンジ対応とすることができる。
ゆえに、同じワイドレンジ対応にするにあたり、図１の回路では２次側の直列共振コンデンサＣ２自体省略できるので、コンデンサの大型化やそれに伴うコストの問題を解決することができる。
なお、図１の回路では２次側にコンデンサＣ３を設けているが、このコンデンサＣ３としては、その用途的に容量は比較的小さいものとすることができる。例えば、図１の電源回路においてコンデンサＣ３のキャパシタンスとしては、先の図２で述べたように３３０ＰＦ程度を選定すればよく、比較的小型で且つ安価なセラミックコンデンサを用いることができる。すなわち、このことから図１の回路によれば、コンデンサの大型化とそれに伴うコスト高は抑制できる。
ゆえに、同じワイドレンジ対応にするにあたり、図１の回路では２次側の直列共振コンデンサＣ２自体省略できるので、コンデンサの大型化やそれに伴うコストの問題を解決することができる。
なお、図１の回路では２次側にコンデンサＣ３を設けているが、このコンデンサＣ３としては、その用途的に容量は比較的小さいものとすることができる。例えば、図１の電源回路においてコンデンサＣ３のキャパシタンスとしては、先の図２で述べたように３３０ＰＦ程度を選定すればよく、比較的小型で且つ安価なセラミックコンデンサを用いることができる。すなわち、このことから図１の回路によれば、コンデンサの大型化とそれに伴うコスト高は抑制できる。
次に、図３には、図１に示した電源回路の特性図を示す。なお、この図３に示す特性図としても、図１に示した電源回路の各要部を上述した定数に設定した場合に得られた実験結果を示している。
先ず、図３(a)は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００ＶとＶＡＣ＝２３０Ｖの入力電圧条件の下での負荷変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、およびスイッチング周波数ｆｓの特性を示している。
図示した実線は交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時の特性になるが、負荷電力Ｐｏが最大負荷時の１５０Ｗの時の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣは９０．０％であり、負荷電力Ｐｏの１５０〜０Ｗの変動に対するスイッチング周波数ｆｓは６２．５ｋＨｚ〜７２．５ｋＨｚで、スイッチング周波数ｆｓの変化幅Δｆｓの値は１０ｋＨｚとなっている。
また、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖは点線で表されており、負荷電力Ｐｏが最大負荷時の１５０Ｗの時の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣは９１．５％で、負荷電力Ｐｏの１５０〜０Ｗの変動に対するスイッチング周波数ｆｓは１０４．２ｋＨｚ〜１２０．５ｋＨｚで、スイッチング周波数ｆｓの変化幅Δｆｓの値は１６．３ｋＨｚとなっている。
図示した実線は交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時の特性になるが、負荷電力Ｐｏが最大負荷時の１５０Ｗの時の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣは９０．０％であり、負荷電力Ｐｏの１５０〜０Ｗの変動に対するスイッチング周波数ｆｓは６２．５ｋＨｚ〜７２．５ｋＨｚで、スイッチング周波数ｆｓの変化幅Δｆｓの値は１０ｋＨｚとなっている。
また、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖは点線で表されており、負荷電力Ｐｏが最大負荷時の１５０Ｗの時の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣは９１．５％で、負荷電力Ｐｏの１５０〜０Ｗの変動に対するスイッチング周波数ｆｓは１０４．２ｋＨｚ〜１２０．５ｋＨｚで、スイッチング周波数ｆｓの変化幅Δｆｓの値は１６．３ｋＨｚとなっている。
すなわち、スイッチング周波数ｆｓに関しては、図１３に背景技術として示すスイッチング電源回路におけるものよりもその可変範囲は狭く、そして、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値に関しては、図１３に背景技術として示すスイッチング電源回路におけるよりも負荷電力Ｐｏの０Ｗから１５０Ｗまでの全範囲でより良好なものとなっている。
図３(b)は、交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲におけるスイッチング周波数ｆｓおよび電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値を示している。このように広範囲な交流入力電圧ＶＡＣに対して、スイッチング周波数ｆｓの範囲はおよそ６０ｋＨｚ〜１１７ｋＨｚ程度で十分に狭く、この実験の結果から図１の回路をワイドレンジ対応とできるのは明らかである。
また、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値もおよそ８９％〜９２％と比較的高い数値となっている。
また、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値もおよそ８９％〜９２％と比較的高い数値となっている。
ここで、次の図４（ａ）（ｂ）には、図１に示した電源回路の２次側の構成の変形例を示す。なお、図４において、１次側の構成は図１に示したものと同様となるので図示による説明は省略する。
先ず、図４（ａ）の変形例は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの２次側巻線として、図示するように２次巻線Ｎ２Ａと２次巻線Ｎ２Ｂとの複数を設けてそれらを並列に接続した上で、それぞれの出力を、整流ダイオードＤｏ１・整流ダイオードＤｏ２・チョークコイルＬｏ１・チョークコイルＬｏ２・平滑コンデンサＣｏによる共通の倍電流整流平滑回路により整流平滑して２次側直流出力電圧Ｅｏを生成するようにしたものである。
図示するようにして、上記２次巻線Ｎ２Ａに対しては、先の図１の２次巻線Ｎ２に対する場合と同様に、その一方の端部（巻始め端部）にはチョークコイルＬｏ１の一端が接続され、このチョークコイルＬｏ１の他端が平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続される。また、２次巻線Ｎ２Ａのもう一方の端部（巻終わり端部）にはチョークコイルＬｏ２の一端が接続され、このチョークコイルＬｏ２の他端が上記チョークコイルＬｏ１の他端と上記平滑コンデンサＣｏの正極端子との接続点に対して接続されている。
また、この場合としても、上記２次巻線Ｎ２Ａの巻始め端部と上記チョークコイルＬｏ１の一端との接続点には、整流ダイオードＤｏ１のカソードが接続され、また上記２次巻線Ｎ２Ａの巻終わり端部と上記チョークコイルＬｏ２の一端との接続点に対しては整流ダイオードＤｏ２のカソードが接続された上で、これら整流ダイオードＤｏ１とＤｏ２のアノード同士が接続されている。そして、これらアノード同士の接続点が２次側アースに接地されている。
なお、先の図１の回路では、これら整流ダイオードＤｏ１と整流ダイオードＤｏ２のアノード同士の接続点を平滑コンデンサＣｏの負極端子に接続することで、当該負極端子を２次側アースに接地するようにしていたが、この場合は、図示するようにして平滑コンデンサＣｏの負極端子は別途に２次側アースに接地するようにされている。
また、この場合としても、上記２次巻線Ｎ２Ａの巻始め端部と上記チョークコイルＬｏ１の一端との接続点には、整流ダイオードＤｏ１のカソードが接続され、また上記２次巻線Ｎ２Ａの巻終わり端部と上記チョークコイルＬｏ２の一端との接続点に対しては整流ダイオードＤｏ２のカソードが接続された上で、これら整流ダイオードＤｏ１とＤｏ２のアノード同士が接続されている。そして、これらアノード同士の接続点が２次側アースに接地されている。
なお、先の図１の回路では、これら整流ダイオードＤｏ１と整流ダイオードＤｏ２のアノード同士の接続点を平滑コンデンサＣｏの負極端子に接続することで、当該負極端子を２次側アースに接地するようにしていたが、この場合は、図示するようにして平滑コンデンサＣｏの負極端子は別途に２次側アースに接地するようにされている。
その上で、この図４（ａ）に示す回路では、上記２次巻線Ｎ２Ｂの一方の端部（巻始め端部）が、上記２次巻線Ｎ２Ａの巻始め端部と上記チョークコイルＬｏ１の一端と上記整流ダイオードＤｏ１のカソードとの接続点に対して接続され、また、上記２次巻線Ｎ２Ｂのもう一方の端部（巻終わり端部）が、上記２次巻線Ｎ２Ａの巻終わり端部と上記チョークコイルＬｏ２の一端と上記整流ダイオードＤｏ２のカソードとの接続点に対して接続されている。つまり、このようにして２次巻線Ｎ２Ａと２次巻線Ｎ２Ｂとが並列に接続されている。
さらに、この場合、上記２次巻線Ｎ２Ａに対しては、図示するようにしてコンデンサＣ３Ａと抵抗Ｒ３Ａの直列接続回路によるスナバ回路が並列に接続されており、同様に２次巻線Ｎ２Ｂに対しては、コンデンサＣ３Ｂと抵抗Ｒ３Ｂの直列接続回路によるスナバ回路が並列に接続されている。
この場合もそれぞれのスナバ回路としては、コンデンサＣ３側を２次巻線Ｎ２の巻始め端部に接続し、抵抗Ｒ３の側を２次巻線Ｎ２の巻終わり端部に接続している。
この場合もそれぞれのスナバ回路としては、コンデンサＣ３側を２次巻線Ｎ２の巻始め端部に接続し、抵抗Ｒ３の側を２次巻線Ｎ２の巻終わり端部に接続している。
このような図４（ａ）の回路構成によれば、倍電流整流回路を形成するにあたって必要となるチョークコイルＬｏ１と平滑コンデンサＣｏと整流ダイオードＤｏ２による共通の直列接続回路と、チョークコイルＬｏ２と平滑コンデンサＣｏと整流ダイオードＤｏ１による共通の直列接続回路とが、それぞれの２次巻線Ｎ２の一方の端部から他方の端部の間に対して直列に挿入されていることになる。
換言すれば、上記２次巻線Ｎ２Ａと上記２次巻線Ｎ２Ｂにそれぞれ生じる交番電圧の正負各半周期に流れる整流電流の経路において、チョークコイルＬｏ１、チョークコイルＬｏ２、整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ２、平滑コンデンサＣｏを共有するようにしているものである。
換言すれば、上記２次巻線Ｎ２Ａと上記２次巻線Ｎ２Ｂにそれぞれ生じる交番電圧の正負各半周期に流れる整流電流の経路において、チョークコイルＬｏ１、チョークコイルＬｏ２、整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ２、平滑コンデンサＣｏを共有するようにしているものである。
この図４（ａ）に示す２次側の構成が採られる場合においても、先の図１に示した電源回路の場合と同様の効果を得ることができる。
また、次の図４（ｂ）の変形例は、先の図４（ａ）の変形例ではチョークコイルＬｏ１、チョークコイルＬｏ２、整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ２、平滑コンデンサＣｏを共有するようにしていたものを、整流ダイオードＤｏを除いたチョークコイルＬｏ１、チョークコイルＬｏ２、平滑コンデンサＣｏのみを共有するようにし構成したものである。
図示するようにしてこの図４（ｂ）の変形例では、並列接続された２次巻線Ｎ２Ａと２次巻線Ｎ２Ｂの２つの２次巻線と、２次巻線Ｎ２Ａに並列接続されたコンデンサＣ３Ａ−抵抗Ｒ３Ａによるスナバ回路と、２次巻線Ｎ２Ｂに対して並列接続されたコンデンサＣ３Ａ−抵抗Ｒ３Ａによるスナバ回路とが設置されているのは図４（ａ）と同じである。
但し、この場合、２次巻線Ｎ２Ｂに対しては、それぞれのアノード同士を直列接続するようにされた整流ダイオードＤｏ１Ａと整流ダイオードＤｏ２Ｂとの直列接続回路を並列に接続するようにしている。図示するようにして、整流ダイオードＤｏ１Ｂのカソードが２次巻線Ｎ２Ｂの巻始め端部に接続され、整流ダイオードＤｏ２Ｂのカソードが２次巻線Ｎ２Ｂの巻終わり端部に接続されている。そして、これら整流ダイオードＤｏ１Ｂと整流ダイオードＤｏ２Ｂのアノード同士の接続点が２次側アースに接地されている。
なお、この場合において、もう一方の２次巻線ＮＡ側に設けられる整流ダイオードＤｏ１と整流ダイオードＤｏ２とについては、区別して整流ダイオードＤｏ１Ａと整流ダイオードＤｏ２Ａとする。
但し、この場合、２次巻線Ｎ２Ｂに対しては、それぞれのアノード同士を直列接続するようにされた整流ダイオードＤｏ１Ａと整流ダイオードＤｏ２Ｂとの直列接続回路を並列に接続するようにしている。図示するようにして、整流ダイオードＤｏ１Ｂのカソードが２次巻線Ｎ２Ｂの巻始め端部に接続され、整流ダイオードＤｏ２Ｂのカソードが２次巻線Ｎ２Ｂの巻終わり端部に接続されている。そして、これら整流ダイオードＤｏ１Ｂと整流ダイオードＤｏ２Ｂのアノード同士の接続点が２次側アースに接地されている。
なお、この場合において、もう一方の２次巻線ＮＡ側に設けられる整流ダイオードＤｏ１と整流ダイオードＤｏ２とについては、区別して整流ダイオードＤｏ１Ａと整流ダイオードＤｏ２Ａとする。
その上で、図示するようにして２次巻線Ｎ２Ｂの巻始め端部と整流ダイオードＤｏ１のカソードとの接続点を、２次巻線Ｎ２Ａの巻始め端部とチョークコイルＬｏ１の一端と整流ダイオードＤｏ１Ａのカソードとの接続点に対して接続し、また、２次巻線Ｎ２Ｂの巻終わり端部と整流ダイオードＤｏ２のカソードの接続点を、２次巻線Ｎ２Ａの巻終わり端部とチョークコイルＬｏ２の一端と整流ダイオードＤｏ２Ａのカソードとの接続点に対して接続している。これにより、この場合も２次巻線Ｎ２Ａと２次巻線Ｎ２Ｂとが並列に接続される。
この図４（ｂ）に示す構成によれば、２次巻線Ｎ２Ａに対しては、その一方の端部と他方の端部との間に、チョークコイルＬｏ１と平滑コンデンサＣｏと整流ダイオードＤｏ１Ａの直列接続回路と、チョークコイルＬｏ２と平滑コンデンサＣｏと整流ダイオードＤｏ２Ａの直列接続回路とがそれぞれ直列に挿入されたもとなる。
また、２次巻線Ｎ２Ｂに対しては、その一方の端部と他方の端部との間にチョークコイルＬｏ１と平滑コンデンサＣｏと整流ダイオードＤｏ１Ｂの直列接続回路と、チョークコイルＬｏ２と平滑コンデンサＣｏと整流ダイオードＤｏ２Ｂの直列接続回路とがそれぞれ直列に挿入されたもとなる。
これにより、この場合も２次巻線Ｎ２Ａと２次巻線Ｎ２Ｂのそれぞれの出力に基づいて倍電流整流動作を行って平滑コンデンサＣｏに整流電流を充電することができる。
また、２次巻線Ｎ２Ｂに対しては、その一方の端部と他方の端部との間にチョークコイルＬｏ１と平滑コンデンサＣｏと整流ダイオードＤｏ１Ｂの直列接続回路と、チョークコイルＬｏ２と平滑コンデンサＣｏと整流ダイオードＤｏ２Ｂの直列接続回路とがそれぞれ直列に挿入されたもとなる。
これにより、この場合も２次巻線Ｎ２Ａと２次巻線Ｎ２Ｂのそれぞれの出力に基づいて倍電流整流動作を行って平滑コンデンサＣｏに整流電流を充電することができる。
この図４（ｂ）に示す構成とした場合にも、先の図１の構成とした場合と同様の効果を得ることができる。
続いて、図５には、第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す。
なお、図５において、既に先の図１にて説明した部分と同様の部分については同一符号を付して説明を省略する。
第２の実施の形態のスイッチング電源回路は、先の図１の回路の２次側の構成について、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ３とによるスナバ回路を省略した上で、２次巻線Ｎ２に対して直列に２次側直列共振コンデンサＣ２を挿入したものである。具体的にこの場合、２次側直列共振コンデンサＣ２は、２次巻線Ｎ２の巻終わり端部と、整流ダイオードＤｏ２のカソードとチョークコイルＬｏ２の接続点との間に挿入されるようにして接続される。
なお、図５において、既に先の図１にて説明した部分と同様の部分については同一符号を付して説明を省略する。
第２の実施の形態のスイッチング電源回路は、先の図１の回路の２次側の構成について、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ３とによるスナバ回路を省略した上で、２次巻線Ｎ２に対して直列に２次側直列共振コンデンサＣ２を挿入したものである。具体的にこの場合、２次側直列共振コンデンサＣ２は、２次巻線Ｎ２の巻終わり端部と、整流ダイオードＤｏ２のカソードとチョークコイルＬｏ２の接続点との間に挿入されるようにして接続される。
ここで、この図２に示す電源回路としても、後に示す各部の選定条件により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの１次側と２次側との総合的な結合係数として０．７〜０．８を設定するものとしている。つまり、この図５に示す第２の実施の形態の電源回路としても、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数を所定以下に設定することで、ワイドレンジ対応を実現することができる。
そして、この場合は、２次巻線Ｎ２に対して直列に２次側直列共振コンデンサＣ２を接続しているが、このことにより図５の電源回路の２次側では、２次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンス（Ｌ２）と２次側直列共振コンデンサＣ２のキャパシタンスとにより、２次側直列共振回路が形成される。
このように２次側に対しても直列共振回路が形成されることで、その共振動作によって得られるエネルギーによっても２次側直流出力電圧Ｅｏ生成のための電力がまかなわれるので、その分電力変換効率の向上を図ることができる。
また、２次側直列共振回路を設けた場合は、１次側の直列共振回路を流れる電流Ｉ１のピークレベルが抑制されるとの実験結果も得られており、これによって損失が低減することも、効率向上に寄与するものとなっている。
このように２次側に対しても直列共振回路が形成されることで、その共振動作によって得られるエネルギーによっても２次側直流出力電圧Ｅｏ生成のための電力がまかなわれるので、その分電力変換効率の向上を図ることができる。
また、２次側直列共振回路を設けた場合は、１次側の直列共振回路を流れる電流Ｉ１のピークレベルが抑制されるとの実験結果も得られており、これによって損失が低減することも、効率向上に寄与するものとなっている。
なお、このようにして図５に示す電源回路では、従来の回路（図１６の回路）と同様に２次側直列共振コンデンサＣ２を設けているが、その容量としては、後述もするようにＣ２＝０．１μＦ程度であり、従来の回路が備えるものよりも相当に小さいものとすることができる。
これは、図５の回路では、ワイドレンジ対応とするにあたってもともと２次側に直列共振回路は不要であり、従来のようにワイドレンジ対応とするために２次側直列共振コンデンサＣ２の容量を大きく設定する必要がないためである。
このように２次側直列共振コンデンサＣ２の容量は比較的小さく設定することができることで、図５の回路としても、従来生じていたコンデンサの大型化やコスト高の問題を解決することができる。
これは、図５の回路では、ワイドレンジ対応とするにあたってもともと２次側に直列共振回路は不要であり、従来のようにワイドレンジ対応とするために２次側直列共振コンデンサＣ２の容量を大きく設定する必要がないためである。
このように２次側直列共振コンデンサＣ２の容量は比較的小さく設定することができることで、図５の回路としても、従来生じていたコンデンサの大型化やコスト高の問題を解決することができる。
なお、確認のために述べておくと、この図５に示す電源回路としても、２次側においては図１の場合と同様の倍電流整流動作が得られるので、その分整流ダイオードＤｏ１とＤｏ２とに流れる整流電流レベルを抑制することができる。
また、この場合も２次巻線Ｎ２に対しては直列にチョークコイルＬｏ１とチョークコイルＬｏ２とが接続されるため、２次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスをその分増やすことができ、ワイドレンジ対応とするための所定以下の結合係数を設定するにあって形成すべきギャップ長を短くすることができる。すなわち、このことで図５の電源回路としても、これらチョークコイルＬｏ１、Ｌｏ２を設けないとした場合の構成と比較して、電力変換効率の向上を図ることができる。
また、この場合も２次巻線Ｎ２に対しては直列にチョークコイルＬｏ１とチョークコイルＬｏ２とが接続されるため、２次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスをその分増やすことができ、ワイドレンジ対応とするための所定以下の結合係数を設定するにあって形成すべきギャップ長を短くすることができる。すなわち、このことで図５の電源回路としても、これらチョークコイルＬｏ１、Ｌｏ２を設けないとした場合の構成と比較して、電力変換効率の向上を図ることができる。
図６は、図５に示した電源回路の各要部の動作波形を示している。なお、図６に示す実験結果を得るにあたり、図５に示した電源回路は、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗ、ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２６４Ｖの仕様に対し、各要部を次のように選定した。
先ず、この場合も絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、コア材はＥＥＲ＝３５、ギャップ長を０．５mmとし、１次巻線Ｎ１及び２次巻線Ｎ２の巻数としては、それぞれＮ１＝３５Ｔ、Ｎ２＝３０Ｔを巻装している。また、１次巻線Ｎ１の漏洩インダクタンスＬ１と２次巻線Ｎ２の漏洩インダクタンスＬ２は、この場合もＬ１＝４００μＨ、Ｌ２＝３００μＨとした。この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとしても、ｋ＝０．８５である。
また、１次側直列共振コンデンサＣ１と１次側部分電圧共振コンデンサＣｐは、この場合もそれぞれＣ１＝０．０３９μＦ、Ｃｐ＝６８０ＰＦである。さらに、２次側のチョークコイルＬｏ１,Ｌｏ２も、Ｌｏ１＝Ｌｏ２＝１５０μＨと図１の回路の場合と同様に選定した。
またこの場合、２次側の直列共振コンデンサＣ２としては、Ｃ２＝０．１μＦと選定した。
先ず、この場合も絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、コア材はＥＥＲ＝３５、ギャップ長を０．５mmとし、１次巻線Ｎ１及び２次巻線Ｎ２の巻数としては、それぞれＮ１＝３５Ｔ、Ｎ２＝３０Ｔを巻装している。また、１次巻線Ｎ１の漏洩インダクタンスＬ１と２次巻線Ｎ２の漏洩インダクタンスＬ２は、この場合もＬ１＝４００μＨ、Ｌ２＝３００μＨとした。この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとしても、ｋ＝０．８５である。
また、１次側直列共振コンデンサＣ１と１次側部分電圧共振コンデンサＣｐは、この場合もそれぞれＣ１＝０．０３９μＦ、Ｃｐ＝６８０ＰＦである。さらに、２次側のチョークコイルＬｏ１,Ｌｏ２も、Ｌｏ１＝Ｌｏ２＝１５０μＨと図１の回路の場合と同様に選定した。
またこの場合、２次側の直列共振コンデンサＣ２としては、Ｃ２＝０．１μＦと選定した。
なお、図５に示す電源回路では、上記による各部の選定条件により、１次巻線Ｎ１に生じるリーケージインダクタンスＬ１と１次側直列共振コンデンサＣ１とで定まる１次側直列共振回路の共振周波数を共振周波数ｆｏ１、２次巻線Ｎ２に生じるリーケージインダクタンスＬ２と２次側直列共振コンデンサＣ２とで定まる２次側直列共振回路の共振周波数を共振周波数ｆｏ２とする場合において、共振周波数ｆｏ１≒２ｆｏ２となる関係に設定している。
図６において、図６(a)では負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ（最大負荷電力）時の動作波形を示し、図６(b)では負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ（無負荷電力）時の動作波形を示している。この図６の波形図としても、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時の実験結果を示している。
これら図６(a)(b)において、この場合もスイッチング素子Ｑ２の両端電圧である電圧Ｖ１、スイッチング素子Ｑ２を流れる電流ＩＱ２、１次側直列共振回路を流れる共振電流Ｉ１（電流Ｉ１）により示される１次側のスイッチング動作としては、先の図２において同じく電圧Ｖ１、電流ＩＱ２、電流Ｉ１を参照して説明したものと同様となる。
但し、図５に示す電源回路では、電流Ｉ１のピークレベルが先の図２の場合よりも低下していることがわかる。これは、先に述べたようにして図５の回路では２次側直列共振回路が形成されていることによるものである。
但し、図５に示す電源回路では、電流Ｉ１のピークレベルが先の図２の場合よりも低下していることがわかる。これは、先に述べたようにして図５の回路では２次側直列共振回路が形成されていることによるものである。
また、２次側において、この場合も２次巻線Ｎ２に図示する電圧Ｖ２が励起されることで、この電圧Ｖ２が正極性となる一方の半周期においては、２次側の整流ダイオードＤｏ２が導通して整流電流が流れ、電圧Ｖ２が負極性となる他方の半周期においては、整流ダイオードＤｏ１が導通して整流電流が流れる。
この図６では、整流ダイオードＤｏ１を流れる整流電流（電流Ｉ５）と共に、整流ダイオードＤｏ２に流れる整流電流（電流Ｉ６）も示している。なお、この場合もこれら電流Ｉ５、電流Ｉ６としては、Ｐｏ＝０Ｗ時には零レベルとなる。
この図６では、整流ダイオードＤｏ１を流れる整流電流（電流Ｉ５）と共に、整流ダイオードＤｏ２に流れる整流電流（電流Ｉ６）も示している。なお、この場合もこれら電流Ｉ５、電流Ｉ６としては、Ｐｏ＝０Ｗ時には零レベルとなる。
そして、この図６において特筆すべきは、この場合も電流Ｉ４として示すチョークコイルＬｏ１を流れる電流がスイッチング周期の各半周期において休止期間無く連続的に流れるものとなっていることである。すなわち、この電流Ｉ４の波形より、図５の回路の場合としても各チョークコイルＬｏには連続動作モードにより電流が流れていることがわかる。
このようにして各チョークコイルＬｏに連続動作モードにより電流が流されることで、この場合も各チョークコイルＬｏのインダクタンス（つまり２次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンス）をその分増加させることができ、これによって絶縁コンバータトランスＰＩＴの渦電流損失を低減でき、より高効率とすることができる。
このようにして各チョークコイルＬｏに連続動作モードにより電流が流されることで、この場合も各チョークコイルＬｏのインダクタンス（つまり２次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンス）をその分増加させることができ、これによって絶縁コンバータトランスＰＩＴの渦電流損失を低減でき、より高効率とすることができる。
図７は、図５に示した電源回路の特性図である。なお、この図７に示す特性図としても、図５に示した電源回路の各要部を上述した定数に設定した場合に得られた実験結果を示している。
図７(a)は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００ＶとＶＡＣ＝２３０Ｖの入力電圧条件の下での負荷変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、およびスイッチング周波数ｆｓの特性を示している。
この場合も実線により交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時の特性を示しているが、負荷電力Ｐｏが最大負荷時の１５０Ｗの時の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣは９１．１％であり、また、負荷電力Ｐｏの１５０〜０Ｗの変動に対するスイッチング周波数ｆｓは７１．５ｋＨｚ〜８２．５ｋＨｚで、スイッチング周波数ｆｓの変化幅Δｆｓの値は１１ｋＨｚとなっている。
また、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖは点線で表されており、負荷電力Ｐｏが最大負荷時の１５０Ｗの時の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣは９２．３％で、負荷電力Ｐｏの１５０〜０Ｗの変動に対するスイッチング周波数ｆｓは１２０．４ｋＨｚ〜１２９．８ｋＨｚで、スイッチング周波数ｆｓの変化幅Δｆｓの値は９．４ｋＨｚとなっている。
この場合も実線により交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時の特性を示しているが、負荷電力Ｐｏが最大負荷時の１５０Ｗの時の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣは９１．１％であり、また、負荷電力Ｐｏの１５０〜０Ｗの変動に対するスイッチング周波数ｆｓは７１．５ｋＨｚ〜８２．５ｋＨｚで、スイッチング周波数ｆｓの変化幅Δｆｓの値は１１ｋＨｚとなっている。
また、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖは点線で表されており、負荷電力Ｐｏが最大負荷時の１５０Ｗの時の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣは９２．３％で、負荷電力Ｐｏの１５０〜０Ｗの変動に対するスイッチング周波数ｆｓは１２０．４ｋＨｚ〜１２９．８ｋＨｚで、スイッチング周波数ｆｓの変化幅Δｆｓの値は９．４ｋＨｚとなっている。
また、図７(b)は、交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲におけるスイッチング周波数ｆｓおよび電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値を示している。このように広範囲な交流入力電圧ＶＡＣに対して、スイッチング周波数ｆｓの範囲はおよそ６９ｋＨｚ〜１２８ｋＨｚ程度で十分に狭く、この実験の結果からも図５の電源回路をワイドレンジ対応とできるのは明らかである。
また、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値もおよそ９０．５％〜９２％と比較的高い数値となっている。
また、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値もおよそ９０．５％〜９２％と比較的高い数値となっている。
この図７に示した結果より、図５の電源回路では０Ｗ〜１５０Ｗの負荷変動と交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動に対して、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣが先の図１の回路の場合（図３参照）よりも向上していることがわかる。このように図５の電源回路で電力変換効率が向上するのは、これまでの説明からも理解されるように、図１の回路構成に対して２次側直列共振コンデンサＣ２を接続するようにしたことによる。
また、図８には、図５に示した電源回路の２次側の変形例を示す。
先ず、図８（ａ）の変形例は、先の図４（ａ）の変形例と同様に、並列接続した２次巻線Ｎ２Ａと２次巻線Ｎ２Ｂのそれぞれの出力を、整流ダイオードＤｏ１・整流ダイオードＤｏ２・チョークコイルＬｏ１・チョークコイルＬｏ２・平滑コンデンサＣｏによる共通の倍電流整流平滑回路により整流平滑して２次側直流出力電圧Ｅｏを生成するようにしたものである。
なお、この場合の回路構成としては、２次巻線Ｎ２Ａに対して２次側直列共振コンデンサＣ２を直列に接続し、また２次巻線Ｎ２Ｂに対して２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂを直列に接続する以外は、図４（ａ）の構成と同様となる。具体的に、この場合の２次側直列共振コンデンサＣ２Ａは、２次巻線Ｎ２Ａの巻始め端部と、整流ダイオードＤｏ１のカソードとチョークコイルＬｏ１の接続点との間に挿入されるようにして接続される。同様に２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂとしては、２次巻線Ｎ２Ｂの巻始め端部と、上記整流ダイオードＤｏ１のカソードとチョークコイルＬｏ１の接続点との間に挿入されるようにして接続される。
先ず、図８（ａ）の変形例は、先の図４（ａ）の変形例と同様に、並列接続した２次巻線Ｎ２Ａと２次巻線Ｎ２Ｂのそれぞれの出力を、整流ダイオードＤｏ１・整流ダイオードＤｏ２・チョークコイルＬｏ１・チョークコイルＬｏ２・平滑コンデンサＣｏによる共通の倍電流整流平滑回路により整流平滑して２次側直流出力電圧Ｅｏを生成するようにしたものである。
なお、この場合の回路構成としては、２次巻線Ｎ２Ａに対して２次側直列共振コンデンサＣ２を直列に接続し、また２次巻線Ｎ２Ｂに対して２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂを直列に接続する以外は、図４（ａ）の構成と同様となる。具体的に、この場合の２次側直列共振コンデンサＣ２Ａは、２次巻線Ｎ２Ａの巻始め端部と、整流ダイオードＤｏ１のカソードとチョークコイルＬｏ１の接続点との間に挿入されるようにして接続される。同様に２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂとしては、２次巻線Ｎ２Ｂの巻始め端部と、上記整流ダイオードＤｏ１のカソードとチョークコイルＬｏ１の接続点との間に挿入されるようにして接続される。
また、図８（ｂ）に示す２次側の変形例としては、先の図４（ｂ）に示した変形例と同様に、チョークコイルＬｏ１、チョークコイルＬｏ２、平滑コンデンサＣｏのみを共有するようにし、２次巻線Ｎ２Ａ、２次巻線Ｎ２Ｂのそれぞれ対応させて整流ダイオードＤｏ１Ａ・Ｄｏ２Ａの組、整流ダイオードＤｏ１Ｂ・Ｄｏ２Ｂの組を設けるようにしたものである。
この場合の回路構成としては、先の図４（ｂ）の変形例の構成に対し、２次巻線Ｎ２Ａに２次側直列共振コンデンサＣ２を直列に接続し、また２次巻線Ｎ２Ｂに対して２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂを直列に接続したものとなる。より詳細には、２次側直列共振コンデンサＣ２Ａは、２次巻線Ｎ２Ａの巻始め端部と整流ダイオードＤｏ１ＡのカソードとチョークコイルＬｏ１の接続点との間に挿入されるようにして接続される。また２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂとしては、２次巻線Ｎ２Ｂの巻始め端部と整流ダイオードＤｏ１ＢのカソードとチョークコイルＬｏ１の接続点との間に挿入されるようにして接続されている。
この場合の回路構成としては、先の図４（ｂ）の変形例の構成に対し、２次巻線Ｎ２Ａに２次側直列共振コンデンサＣ２を直列に接続し、また２次巻線Ｎ２Ｂに対して２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂを直列に接続したものとなる。より詳細には、２次側直列共振コンデンサＣ２Ａは、２次巻線Ｎ２Ａの巻始め端部と整流ダイオードＤｏ１ＡのカソードとチョークコイルＬｏ１の接続点との間に挿入されるようにして接続される。また２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂとしては、２次巻線Ｎ２Ｂの巻始め端部と整流ダイオードＤｏ１ＢのカソードとチョークコイルＬｏ１の接続点との間に挿入されるようにして接続されている。
続いて、図９は、第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示している。
なお、図９においては、既に図１、図５にて説明した部分については同一符号を付して説明を省略する。
第３の実施の形態の電源回路は、第２の実施の形態の電源回路に対し、第１の実施の形態の電源回路が備えていたコンデンサＣ３と抵抗Ｒ３の直列接続によるスナバ回路を追加するようにしたものである。
この場合のスナバ回路としては、図示するようにしてコンデンサＣ３側が二次巻線Ｎ２の巻始め端部に接続され、また抵抗Ｒ３側が２次側直列共振コンデンサＣ２と接続されて、２次巻線Ｎ２に対して並列に接続されている。
なお、図９においては、既に図１、図５にて説明した部分については同一符号を付して説明を省略する。
第３の実施の形態の電源回路は、第２の実施の形態の電源回路に対し、第１の実施の形態の電源回路が備えていたコンデンサＣ３と抵抗Ｒ３の直列接続によるスナバ回路を追加するようにしたものである。
この場合のスナバ回路としては、図示するようにしてコンデンサＣ３側が二次巻線Ｎ２の巻始め端部に接続され、また抵抗Ｒ３側が２次側直列共振コンデンサＣ２と接続されて、２次巻線Ｎ２に対して並列に接続されている。
図１０は、図９に示す電源回路の各要部の動作波形を示している。なお、図１０に示す実験結果を得るにあたっては、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗ、ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２６４Ｖの仕様に対し、図９の電源回路の各要部を次のように選定した。
先ず、この場合も絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、コア材はＥＥＲ＝３５、ギャップ長を０．５mmとし、１次巻線Ｎ１及び２次巻線Ｎ２の巻数としては、それぞれＮ１＝３５Ｔ、Ｎ２＝３０Ｔを巻装している。また、１次巻線Ｎ１の漏洩インダクタンスＬ１と２次巻線Ｎ２の漏洩インダクタンスＬ２は、この場合もＬ１＝４００μＨ、Ｌ２＝３００μＨとした。絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋはこの場合もｋ＝０．８５である。
また、１次側直列共振コンデンサＣ１と１次側部分電圧共振コンデンサＣｐは、この場合もそれぞれＣ１＝０．０３９μＦ、Ｃｐ＝６８０ＰＦである。さらに、２次側のチョークコイルＬｏ１,Ｌｏ２も、Ｌｏ１＝Ｌｏ２＝１５０μＨと図１の回路の場合と同様に選定した。
また、２次側の直列共振コンデンサＣ２は、先の図５の回路の場合と同様にＣ２＝０．１μＦと選定した。さらにスナバ回路を形成するコンデンサＣ３と抵抗Ｒ３は、図１の回路の場合と同様のＣ３＝３３０ＰＦ、Ｒ３＝３３０Ωに選定した。
先ず、この場合も絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、コア材はＥＥＲ＝３５、ギャップ長を０．５mmとし、１次巻線Ｎ１及び２次巻線Ｎ２の巻数としては、それぞれＮ１＝３５Ｔ、Ｎ２＝３０Ｔを巻装している。また、１次巻線Ｎ１の漏洩インダクタンスＬ１と２次巻線Ｎ２の漏洩インダクタンスＬ２は、この場合もＬ１＝４００μＨ、Ｌ２＝３００μＨとした。絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋはこの場合もｋ＝０．８５である。
また、１次側直列共振コンデンサＣ１と１次側部分電圧共振コンデンサＣｐは、この場合もそれぞれＣ１＝０．０３９μＦ、Ｃｐ＝６８０ＰＦである。さらに、２次側のチョークコイルＬｏ１,Ｌｏ２も、Ｌｏ１＝Ｌｏ２＝１５０μＨと図１の回路の場合と同様に選定した。
また、２次側の直列共振コンデンサＣ２は、先の図５の回路の場合と同様にＣ２＝０．１μＦと選定した。さらにスナバ回路を形成するコンデンサＣ３と抵抗Ｒ３は、図１の回路の場合と同様のＣ３＝３３０ＰＦ、Ｒ３＝３３０Ωに選定した。
なお、図９に示す電源回路としても、上記による各部の選定条件により、１次側と２次側の総合的な結合係数としては０．７〜０．８程度を設定している。
また、上記各部の選定条件により、この場合も１次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と２次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とについては、ｆｏ１≒２ｆｏ２となる関係に設定している。
また、上記各部の選定条件により、この場合も１次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と２次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とについては、ｆｏ１≒２ｆｏ２となる関係に設定している。
この図１０としても、（ａ）図では負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ（最大負荷電力）時の動作波形を示し、（ｂ）図では負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ（無負荷電力）時の動作波形を示しており、また各図とも交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時の実験結果を示している。
この場合もスイッチング素子Ｑ２の両端電圧である電圧Ｖ１、スイッチング素子Ｑ２を流れる電流ＩＱ２、１次側直列共振回路を流れる共振電流Ｉ１（電流Ｉ１）により示される１次側のスイッチング動作としては、先の図２において同じく電圧Ｖ１、電流ＩＱ２、電流Ｉ１を参照して説明したものと同様となる。
但しこの場合も、電流Ｉ１のピークレベルが先の図２の場合よりも低下するものとなる。これは、図９の回路としても、図５の回路の場合と同様に２次側に直列共振回路が形成されているからである。
但しこの場合も、電流Ｉ１のピークレベルが先の図２の場合よりも低下するものとなる。これは、図９の回路としても、図５の回路の場合と同様に２次側に直列共振回路が形成されているからである。
また、２次側において、この場合も２次巻線Ｎ２に図示する電圧Ｖ２が励起されることで、この電圧Ｖ２が正極性となる一方の半周期においては、２次側の整流ダイオードＤｏ２が導通して整流電流が流れ、電圧Ｖ２が負極性となる他方の半周期においては、整流ダイオードＤｏ１が導通して整流電流が流れる。
この図１０においても、先の図６と同様に整流ダイオードＤｏ１を流れる整流電流（電流Ｉ５）と共に、整流ダイオードＤｏ２に流れる整流電流（電流Ｉ６）も示している。なお、この場合もこれら電流Ｉ５、電流Ｉ６としては、Ｐｏ＝０Ｗ時には零レベルとなる。
この図１０においても、先の図６と同様に整流ダイオードＤｏ１を流れる整流電流（電流Ｉ５）と共に、整流ダイオードＤｏ２に流れる整流電流（電流Ｉ６）も示している。なお、この場合もこれら電流Ｉ５、電流Ｉ６としては、Ｐｏ＝０Ｗ時には零レベルとなる。
この図１０と先の図６の波形図とを比較すると、図６では高周波の波形成分により示されていた電圧Ｖ２のリンギング成分が、図１０の場合では除去されていることがわかる。つまり、このことからも、図５の構成に対してスナバ回路を追加した図１０の回路では、電圧Ｖ２に生じるリンギング成分が有効に除去されていることがわかる。
なお、図６の波形図においては電圧Ｖ２のリンギング成分の影響で、スイッチング素子のターンオン／オフ時に対応して電流ＩＱ２、電流Ｉ１、電流Ｉ５、電流Ｉ６にそれぞれ高周波成分が重畳されていたが、図１０においては、これらも有効に除去されていることが示されている。
なお、図６の波形図においては電圧Ｖ２のリンギング成分の影響で、スイッチング素子のターンオン／オフ時に対応して電流ＩＱ２、電流Ｉ１、電流Ｉ５、電流Ｉ６にそれぞれ高周波成分が重畳されていたが、図１０においては、これらも有効に除去されていることが示されている。
また、この場合も電流Ｉ４として示されるチョークコイルＬｏ１を流れる電流がスイッチング周期の各半周期において休止期間無く連続的に流れるものとなっていることが示され、これにより図９の回路としても各チョークコイルＬｏには連続動作モードにより電流が流れていることがわかる。
このようにして各チョークコイルＬｏに連続動作モードにより電流が流されることで、この場合も各チョークコイルＬｏのインダクタンス（つまり２次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンス）をその分増加させることができ、これによって絶縁コンバータトランスＰＩＴの渦電流損失を低減できて、より高効率とすることができる。
このようにして各チョークコイルＬｏに連続動作モードにより電流が流されることで、この場合も各チョークコイルＬｏのインダクタンス（つまり２次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンス）をその分増加させることができ、これによって絶縁コンバータトランスＰＩＴの渦電流損失を低減できて、より高効率とすることができる。
図１１は、図９に示した電源回路の特性図である。この図１１に示す特性図としても、図９に示した電源回路の各要部を上述した定数に設定した場合に得られた実験結果を示している。
図１１(a)は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００ＶとＶＡＣ＝２３０Ｖの入力電圧条件の下での負荷変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、およびスイッチング周波数ｆｓの特性を示している。
この場合も実線により交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時の特性を示しており、負荷電力Ｐｏが最大負荷時の１５０Ｗの時の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣは９０．８％であり、また、負荷電力Ｐｏの１５０〜０Ｗの変動に対するスイッチング周波数ｆｓは７０．３ｋＨｚ〜８１．５ｋＨｚで、スイッチング周波数ｆｓの変化幅Δｆｓの値は１１．２ｋＨｚとなっている。
また、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖは点線で示しており、負荷電力Ｐｏが最大負荷時の１５０Ｗの時の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣは９２．１％で、負荷電力Ｐｏの１５０〜０Ｗの変動に対するスイッチング周波数ｆｓは１２０．０ｋＨｚ〜１２８．４ｋＨｚで、スイッチング周波数ｆｓの変化幅Δｆｓの値は８．４ｋＨｚとなっている。
この場合も実線により交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時の特性を示しており、負荷電力Ｐｏが最大負荷時の１５０Ｗの時の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣは９０．８％であり、また、負荷電力Ｐｏの１５０〜０Ｗの変動に対するスイッチング周波数ｆｓは７０．３ｋＨｚ〜８１．５ｋＨｚで、スイッチング周波数ｆｓの変化幅Δｆｓの値は１１．２ｋＨｚとなっている。
また、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖは点線で示しており、負荷電力Ｐｏが最大負荷時の１５０Ｗの時の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣは９２．１％で、負荷電力Ｐｏの１５０〜０Ｗの変動に対するスイッチング周波数ｆｓは１２０．０ｋＨｚ〜１２８．４ｋＨｚで、スイッチング周波数ｆｓの変化幅Δｆｓの値は８．４ｋＨｚとなっている。
また、図１１(b)は、交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲におけるスイッチング周波数ｆｓおよび電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値を示している。このように広範囲な交流入力電圧ＶＡＣに対して、スイッチング周波数ｆｓの範囲はおよそ７３ｋＨｚ〜１２５ｋＨｚ程度で十分に狭く、この実験の結果からも図９の電源回路をワイドレンジ対応とできるのは明らかである。
また、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値もおよそ９０．５％〜９２％と比較的高い数値となっている。
また、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値もおよそ９０．５％〜９２％と比較的高い数値となっている。
この図１１の結果によると、図９に示した電源回路としても、０Ｗ〜１５０Ｗの負荷変動と交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣは、先の図１の回路の場合（図３参照）よりも向上していることがわかる。これは、図９の回路としても、先の図５の回路の場合と同様に２次側に直列共振回路を形成するようにしているからである。
図１２は、図１１に示した回路の２次側の変形例の構成について示している。
この場合も図１２（ａ）（ｂ）にそれぞれ示す変形例としては、先ず図１２（ａ）が、先の図８（ａ）の変形例と同様に、並列接続した２次巻線Ｎ２Ａと２次巻線Ｎ２Ｂのそれぞれの出力を、整流ダイオードＤｏ１・整流ダイオードＤｏ２・チョークコイルＬｏ１・チョークコイルＬｏ２・平滑コンデンサＣｏによる共通の倍電流整流平滑回路により整流平滑して２次側直流出力電圧Ｅｏを生成するようにしたものとなる。
また図１２（ｂ）が、先の図８（ｂ）に示した変形例と同様に、チョークコイルＬｏ１、チョークコイルＬｏ２、平滑コンデンサＣｏのみを共有するようにし、２次巻線Ｎ２Ａ、２次巻線Ｎ２Ｂのそれぞれ対応させて整流ダイオードＤｏ１Ａ・Ｄｏ２Ａの組、整流ダイオードＤｏ１Ｂ・Ｄｏ２Ｂの組を設けるようにしたものとされる。
この場合も図１２（ａ）（ｂ）にそれぞれ示す変形例としては、先ず図１２（ａ）が、先の図８（ａ）の変形例と同様に、並列接続した２次巻線Ｎ２Ａと２次巻線Ｎ２Ｂのそれぞれの出力を、整流ダイオードＤｏ１・整流ダイオードＤｏ２・チョークコイルＬｏ１・チョークコイルＬｏ２・平滑コンデンサＣｏによる共通の倍電流整流平滑回路により整流平滑して２次側直流出力電圧Ｅｏを生成するようにしたものとなる。
また図１２（ｂ）が、先の図８（ｂ）に示した変形例と同様に、チョークコイルＬｏ１、チョークコイルＬｏ２、平滑コンデンサＣｏのみを共有するようにし、２次巻線Ｎ２Ａ、２次巻線Ｎ２Ｂのそれぞれ対応させて整流ダイオードＤｏ１Ａ・Ｄｏ２Ａの組、整流ダイオードＤｏ１Ｂ・Ｄｏ２Ｂの組を設けるようにしたものとされる。
具体的に、図１２（ａ）の変形例としては、図８（ａ）に示した変形例の構成に対し、１組のコンデンサＣ３−抵抗Ｒ３による共通のスナバ回路を２次巻線Ｎ２Ａと２次巻線Ｎ２Ｂの双方に並列となるように接続したものとなっている。
なお、図示による説明は省略するが、先の図４（ａ）に示した変形例の構成としても、この図１２（ａ）の変形例と同様に、コンデンサＣ３−抵抗Ｒ３による共通のスナバ回路を２次巻線Ｎ２Ａと２次巻線Ｎ２Ｂの双方に並列となるように接続することもできる。
或いは逆に、この図１２（ａ）の変形例としても、先の図４（ａ）の場合と同様に２次巻線Ｎ２Ａと２次巻線Ｎ２Ｂの個々に並列に別々のスナバ回路を接続するようにすることもできる。
なお、図示による説明は省略するが、先の図４（ａ）に示した変形例の構成としても、この図１２（ａ）の変形例と同様に、コンデンサＣ３−抵抗Ｒ３による共通のスナバ回路を２次巻線Ｎ２Ａと２次巻線Ｎ２Ｂの双方に並列となるように接続することもできる。
或いは逆に、この図１２（ａ）の変形例としても、先の図４（ａ）の場合と同様に２次巻線Ｎ２Ａと２次巻線Ｎ２Ｂの個々に並列に別々のスナバ回路を接続するようにすることもできる。
また、図１２（ｂ）の変形例としては、図８（ｂ）に示した変形例の構成に対し、２次巻線Ｎ２ＡにはコンデンサＣ３Ａ−抵抗Ｒ３Ａによるスナバ回路を並列接続し、また２次巻線Ｎ２ＢにはコンデンサＣ３Ｂ−抵抗Ｒ３Ｂによるスナバ回路を並列接続したものとなっている。
これら図１２（ａ）（ｂ）に示す変形例の構成とした場合にも、図９に示した電源回路の場合と同様の効果を得ることができる。
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明としてはこれまでに説明した各実施の形態に限定されるべきものではない。
例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、コア形式などをはじめとして、その構造については適宜変更されて構わない。
また、実施の形態で例示したスイッチングコンバータは、他励式による電流共振形コンバータをその基礎としているが、例えば自励式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能である。また、スイッチングコンバータにおいて選定されるスイッチング素子としても、例えばバイポーラトランジスタやＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)などをはじめとしてＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。
また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて適宜変更されて構わないものである。
また、重負荷対応の構成として、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）を入力して整流平滑電圧Ｅｉを生成するための整流電流回路系を、交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉを生成する倍電圧整流回路により構成することもできる。ただし、このようにして整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流平滑回路系を倍電圧整流回路とする構成は、ＡＣ１００Ｖ系のみの単レンジ対応としての構成となる。
例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、コア形式などをはじめとして、その構造については適宜変更されて構わない。
また、実施の形態で例示したスイッチングコンバータは、他励式による電流共振形コンバータをその基礎としているが、例えば自励式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能である。また、スイッチングコンバータにおいて選定されるスイッチング素子としても、例えばバイポーラトランジスタやＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)などをはじめとしてＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。
また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて適宜変更されて構わないものである。
また、重負荷対応の構成として、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）を入力して整流平滑電圧Ｅｉを生成するための整流電流回路系を、交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉを生成する倍電圧整流回路により構成することもできる。ただし、このようにして整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流平滑回路系を倍電圧整流回路とする構成は、ＡＣ１００Ｖ系のみの単レンジ対応としての構成となる。
１ 制御回路、２ 発振・ドライブ回路、ＡＣ 商用交流電源、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｑ１、Ｑ２ スイッチング素子、Ｃ１ １次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ １次側部分電圧共振コンデンサ、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｎ１ １次巻線、Ｎ２、Ｎ２Ａ、Ｎ２Ｂ ２次巻線、Ｌ１、Ｌ２ リーケージインダクタンス、Ｃ２ ２次側直列共振コンデンサ、Ｄｏ１、Ｄｏ２、Ｄｏ１Ａ、Ｄｏ２Ａ、Ｄｏ１Ｂ、Ｄｏ２Ｂ 整流ダイオード、Ｃｏ 平滑コンデンサ、Ｃ３、Ｃ３Ａ、Ｃ３Ｂ コンデンサ、Ｒ３、Ｒ３Ａ、Ｒ３Ｂ 抵抗
Claims (4)
- 直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される１次巻線と、この１次巻線により交番電圧が誘起される２次巻線とが巻装されて形成される絶縁コンバータトランスと、
上記絶縁コンバータトランスの１次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記１次巻線に直列接続された１次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて第１の共振周波数が設定され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする１次側直列共振回路と、
上記２次巻線の一端と他端との間に対して、それぞれ第１のインダクタ素子と２次側平滑コンデンサと第１の整流ダイオードとによる直列接続回路と、第２のインダクタ素子と上記２次側平滑コンデンサと第２の整流ダイオードとによる直列接続回路とが直列に挿入されるようにして形成されると共に、上記２次巻線に生じる交番電圧の各半周期の動作として、一方の半周期には、上記第１の整流ダイオードが導通することで流される整流電流と他方の半周期にて上記第２のインダクタ素子に蓄積された電流成分とを充電し、他方の半周期には、上記第２の整流ダイオードが導通することで流される整流電流と一方の半周期にて上記第１のインダクタ素子に蓄積された電流成分とを充電する倍電流整流動作を行って、上記２次側平滑コンデンサに２次側直流出力電圧を得る２次側直流出力電圧生成手段と、
上記２次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記２次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段と、
を備えると共に、
上記絶縁コンバータトランスは、１次側と２次側との結合係数が疎結合とされる所定以下の値に設定されている、
ことを特徴とするスイッチング電源回路。 - 上記スイッチング素子のスイッチング周期の各半周期において上記第１及び第２のインダクタ素子に休止期間無く整流電流が流れるようにして、上記絶縁コンバータトランスの２次巻線の巻数が選定されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。 - 上記２次巻線に対して並列にコンデンサと抵抗との直列接続回路によるスナバ回路が接続されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。 - 上記２次巻線に対して直列に２次側直列共振コンデンサが接続されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2006139611A JP2007312522A (ja) | 2006-05-18 | 2006-05-18 | スイッチング電源回路 |
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|---|---|---|---|---|
| JP2010220385A (ja) * | 2009-03-17 | 2010-09-30 | Fdk Corp | スイッチング素子の損失低減回路 |
| JP2015012622A (ja) * | 2013-06-26 | 2015-01-19 | シャープ株式会社 | 電源装置 |
-
2006
- 2006-05-18 JP JP2006139611A patent/JP2007312522A/ja active Pending
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