JP2007267516A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】ワイドレンジ化に対応するとともに、高効率なるスイッチング電源回路を提供する。
【解決手段】コンバータトランスＰＩＴの漏洩インダクタンスＬ１と１次側直列共振コンデンサＣ１による１次側直列共振回路と、漏洩インダクタンスＬ２と、ブリッジ整流回路Ｄｏを形成する少なくともひとつの整流ダイオードに並列に接続される２次側並列共振コンデンサＣ３による２次側並列共振回路を具備する。そして、１次側直列共振周波数よりも２次側並列共振周波数の方が高い周波数となるように設定され、効率の改善が図られるとともに、広範囲な直流入力電圧に対応できる。
【選択図】図１

Description

本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。

先に本出願人は、１次側に共振形コンバータを備えた電源回路を各種提案している（特許文献１を参照）。図３４は、先に本出願人により出願された発明に基づいて構成される共振形コンバータを備えるスイッチング電源回路の一例を示す回路図である。この図３４に示される電源回路のスイッチングコンバータとしては、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して、スイッチング中のターンオフ時にのみ電圧共振動作を行う部分電圧共振回路を組み合わせた構成を採る。この図に示されるスイッチング電源回路は、例えばプリンタ装置の電源として用いられる。プリンタ装置は、例えば負荷電力が１００Ｗ程度以上から無負荷までの比較的広範囲の負荷変動の条件となる。

まず、図３４に示すスイッチング電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して２組のフィルタコンデンサＣＬおよび１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣから成るコモンモードノイズフィルタが接続されている。そして、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧を生成する整流平滑回路としては、このコモンモードノイズフィルタの後段に対して、ブリッジ整流回路Ｄｉおよび平滑コンデンサＣｉとから成る全波整流回路が備えられる。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力は、平滑コンデンサＣｉに対して充電され、これによって平滑コンデンサＣｉの両端には、交流入力電圧ＶＡＣの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られることになる。

整流平滑電圧Ｅｉを入力してスイッチングする電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２をハーフブリッジ結合により接続したスイッチング回路系を備える。スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２の各ドレインとソース間に対しては、図示する方向により、それぞれボディダイオードによるダンパーダイオードＤＤ１、ダンパーダイオードＤＤ２が並列に接続される。

また、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対しては、１次側部分電圧共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この１次側部分電圧共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと１次巻線Ｎ１に生じるリーケージインダクタンス（漏洩インダクタンス）Ｌ１によって、並列共振回路（部分電圧共振回路）が形成される。この部分電圧共振回路によりスイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。リーケージインダクタンスＬ１は１次巻線Ｎ１によって発生し、２次巻線Ｎ２と鎖交しない磁束（漏れ磁束）によって生じるインダクタンスである。そして、２次巻線Ｎ２についても同様に、２次巻線Ｎ２によって発生し、１次巻線Ｎ１と鎖交しない磁束（漏れ磁束）によって生じるインダクタンスであるリーケージインダクタンス（漏洩インダクタンス）Ｌ２が発生する。

この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有して、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。

コンバータトランスＰＩＴ (Ｐｏｗｅｗｒ Ｉｓｏｌａｔｉｏｎ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ)は、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２ のスイッチング出力を２次側に伝送する。この場合のコンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１ の一端は、スイッチング素子Ｑ１ のソースとスイッチング素子Ｑ２ のドレインの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。また、１次巻線Ｎ１の他端は、図示するように１次側直列共振コンデンサＣ１を介して１次側アースに接続されている。

この場合、１次側直列共振コンデンサＣ１および１次巻線Ｎ１は直列に接続されているが、この１次側直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンス、およびコンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１に生じるリーケージインダクタンスＬ１により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための１次側直列共振回路を形成している。

ここまでの説明によると、この図に示す１次側スイッチングコンバータとしては、１次側直列共振回路（Ｌ１とＣ１）による電流共振形としての動作と、上述した部分電圧共振回路（ＣｐとＬ１）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。つまり、この図に示す電源回路は、１次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路が組み合わされた形式を採っていることになる。以下、このようなスイッチングコンバータについて「複合共振形コンバータ」ということにする。

図３５を参照して、コンバータトランスＰＩＴの構造を説明する。コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１とＥ型コアＣＲ２とを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、ボビンＢを用いて１次側と２次側とで巻装部位を分割したうえで、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とを、ＥＥ型コアの内磁脚に対して巻装している。また、コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚に対しては、０．８ｍｍ程度のギャップＧを形成するようにしている。これによって、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とで、０．８から０．８５程度の結合係数を得るようにしている。

コンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２に対しては、整流ダイオードＤｏ１と、整流ダイオードＤｏ２と、平滑コンデンサＣｏとにより形成される両波整流回路が備えられる。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として、２次巻線Ｎ２に誘起される交番電圧の等倍レベルに対応する直流電圧である２次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。この２次側直流出力電圧Ｅｏは、直流電源として、図示しない負荷に供給されるとともに、制御回路１に対して定電圧制御のための検出電圧としても付与される。

制御回路１は、２次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに対応してレベルが可変される電圧又は電流としての制御信号を発振・ドライブ回路２に出力する。発振・ドライブ回路２では制御回路１から入力される制御信号に基づいて、発振・ドライブ回路２内の発振回路により生成する発振信号周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２の各ゲートに印加するスイッチング駆動信号の周波数を変化させる。これにより、スイッチング周波数が可変される。このように、２次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じてスイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数が可変制御されることで、１次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化して１次側直列共振回路を形成する１次巻線Ｎ１から２次側に伝送されるエネルギーも可変とされ、２次側直流出力電圧Ｅｏのレベルも可変制御される。これにより、２次側直流出力電圧Ｅｏの定電圧制御が図られることになる。なお、以降においては、このようにスイッチング周波数を可変制御することによって安定化を図る定電圧制御方式を「スイッチング周波数制御方式」ということにする。

図３６の波形図は、上述の図３４に示した電源回路における要部の動作中の波形を示している。このとき、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖで一定として、負荷電力Ｐｏは２００Ｗ（ワット）とするものである。波形は、上から、電圧Ｖ１（図３４を参照）、電流ＩＱ２（図３４を参照）、電流Ｉ１（図３４を参照）、電流Ｉ２（図３４を参照）の各々を示す。なお、図３７に示す波形は、図３６の波形との対応を分かり易くするために同一のページに記載されているが、これについては後述する。

矩形波状の電圧Ｖ１は、スイッチング素子Ｑ２の両端電圧であり、スイッチング素子Ｑ２のオン／オフのタイミングに応じて変化するものである。電圧Ｖ１が０レベルとなる期間が、スイッチング素子Ｑ２が導通するオン期間であり、このオン期間においては、スイッチング素子Ｑ２およびダンパーダイオードＤＤ２から成るスイッチング回路系には、図示する波形によるスイッチングの電流ＩＱ２が流れる。また、電圧Ｖ１が整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされる期間は、スイッチング素子Ｑ２がオフとなる期間であり、電流ＩＱ２は図示するようにして０レベルとなる。

また、図示していないが、他方のスイッチング素子Ｑ１の両端電圧、およびスイッチング回路（Ｑ１、ＤＤ１）に流れる電流としては、電圧Ｖ１、および電流ＩＱ２を１８０°位相をずらした波形として得られる。つまり、前述したように、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とは、交互にオン／オフするタイミングでスイッチング動作を行う。

また、１次側直列共振回路（Ｃ１−Ｌ１）を流れる１次側直列共振電流としては、これらのスイッチング回路（Ｑ１、ＤＤ１）およびスイッチング回路（Ｑ２、ＤＤ２）に流れる電流が合成されることで、電流Ｉ１として図示するものとなる。

図３８は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖの入力電圧条件の下での負荷変動に対する交流ＡＣに対する直流ＤＣの電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ（以下、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣと省略する）、およびスイッチング周波数の特性を示している。図３８の一点鎖線に示す曲線は、図３４に示した電源回路について、それらの各々を示している。スイッチング周波数ｆｓとしては、定電圧制御動作が行われることに応じて、重負荷の傾向となるのに従って低くなっているが、負荷変動に対してリニアとなる変化特性ではなく、例えば負荷電力Ｐｏが５０Ｗ程度から０Ｗまでの範囲では、スイッチング周波数ｆｓが急峻に上昇していく傾向となっている。具体的には、スイッチング周波数ｆｓの値は７６ｋＨｚから１７３ｋＨｚの範囲となっており、変化幅Δｆｓの値は９７ｋＨｚである。

また、同様に、図３８の一点鎖線で示す電力変換効率ηＡＣ→ＤＣとしては、負荷電力Ｐｏの上昇に伴って高くなっていく傾向となっている。

図３８に示す特性によれば、スイッチング周波数ｆｓの値が大きき変化するところから、例えば、交流入力電圧ＶＡＣの範囲として８５Ｖから２６４Ｖの範囲で動作させる、いわゆる、ワイドレンジ対応とすることは、困難であることが分かる。

図３９は、このような観点から、ワイドレンジ対応とする別のスイッチング電源回路である。以下において、図３４に示すスイッチング電源回路と同一の部分には同一の符号を付して説明を省略する。図３９に示すスイッチング電源回路と図３４に示すスイッチング電源回路との相違点は、図３９に示すスイッチング電源回路では、２次側に２次側直列共振コンデンサＣ２を有する点である。このように、２次側にも共振回路を有するコンバータを「多重共振形コンバータ」ということとする。ここで、図３９に示すスイッチング電源回路の１次側は、「複合共振形コンバータ」でもあるので、このようなコンバータを、「多重複合共振形コンバータ」ということとする。

図３９に示すスイッチング電源回路においては、各部を以下のように設定している。コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚に対するギャップに関しては、図３４に示すスイッチング電源回路における０．８ｍｍ程度のギャップよりもさらにギャップを拡大して、２ｍｍ程度としている。この結果、０．７５以下の結合係数を得るようにしている。

また、１次巻線Ｎ１に生じるリーケージインダクタンスＬ１と１次側直列共振コンデンサＣ１とで定まる１次側直列共振回路の共振周波数を共振周波数ｆｓｏ１、２次巻線Ｎ２に生じるリーケージインダクタンスＬ２と２次側直列共振コンデンサＣ２とで定まる２次側直列共振回路の共振周波数を共振周波数ｆｓｏ２とする場合において、共振周波数ｆｓｏ１＜共振周波数ｆｓｏ２となる関係に設定すると、ワイドレンジ化を図ることができる。

ここで、図３７の波形図は、上述の図３９に示した電源回路における要部の動作中の波形を示している。このとき、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖで一定として、負荷電力Ｐｏは２００Ｗ（ワット）とするものである。波形は、上から、電圧Ｖ１（図３９を参照）、電流ＩＱ２（図３９を参照）、電流Ｉ１（図３９を参照）、電流Ｉ２（図３９を参照）の各々を示す。図３６に示す電流ＩＱ２、電流Ｉ１の値に較べて図３７に示す電流ＩＱ２、電流Ｉ１の値は、より抑圧されたものとなっている点が注目すべき点である。

また、図３８の実線および破線に示す曲線は、図３９に示した電源回路について、実線は交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖにおける特性を示し、破線は交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖにおける特性を示すものである。すなわち、各々の交流入力電圧の条件の下での負荷変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、およびスイッチング周波数の特性を示している。スイッチング周波数ｆｓとしては、定電圧制御動作が行われることに応じて、変化するが、負荷電力Ｐｏが２００Ｗ程度から０Ｗまでの範囲では、スイッチング周波数ｆｓの変化幅Δｆｓの値は９ｋＨｚと小さいものである。

このように、多重複合共振形コンバータとすることによって、スイッチング周波数ｆｓの変化幅Δｆｓの値は小さく抑えられるので、スイッチング周波数ｆｓの変化幅Δｆｓの特性を見る限りでは、ワイドレンジ化が可能であると考えられる。

特開２００３−２３５２５９号公報

しかしながら、図３８の実線および破線で示す電力変換効率ηＡＣ→ＤＣに関しては、以下の問題を有していることが、図３８から分かる。すなわち、図３８に示す特性によれば、破線で示す交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖにおける電力変換効率ηＡＣ→ＤＣは、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗにおいては、一点鎖線で表す図３４に示すスイッチング電源回路におけるものよりも１％程度、高効率となるものの、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ以下においては、図３４に示すスイッチング電源回路におけるものよりも下まわっている。

本発は、上述の課題を解決し、ワイドレンジ化に対応するとともに、高効率なるスイッチング電源回路を提供するものである。

本発明のスイッチング電源回路は、直流入力電圧を入力して交流電力を発生する１次側回路と、前記交流電力を２次側回路に伝送するための１次巻線および２次巻線がコアに巻装されて形成されるコンバータトランスと、前記２次側回路から負荷に供給される２次側直流出力電圧が定電圧となるように1次側回路を制御する定電圧制御手段と、を備えるスイッチング電源回路であって、前記１次側回路は、前記定電圧制御手段によってスイッチング周波数が制御されるスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、前記コンバータトランスの１次巻線に生じる漏洩インダクタンス成分と、前記１次巻線に直列接続される１次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって１次側直列共振周波数が支配されるようにして形成され、前記スイッチング手段の動作を電流共振形とする１次側直列共振回路と、を具備し、前記２次側回路は、前記２次巻線に得られる交流電力を整流して前記２次側直流出力電圧を生成するブリッジ整流回路を有する２次側直流出力電圧生成手段と、前記コンバータトランスの２次巻線の漏洩インダクタンス成分と、前記ブリッジ整流回路を形成する少なくともひとつの整流ダイオードに並列に接続される２次側並列共振コンデンサのキャパシタンスと、によって２次側並列共振周波数が支配されるようにして形成される２次側並列共振回路と、を具備し、前記１次側直列共振周波数よりも前記２次側並列共振周波数の方が高い周波数となるように設定される。

このスイッチング電源回路は、コンバータトランスの１次巻線に生じる漏洩インダクタンス成分と、１次巻線に直列接続される１次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって１次側直列共振周波数が支配されるようにして形成され、スイッチング手段の動作を電流共振形とする１次側直列共振回路を具備する。また、コンバータトランスの２次巻線の漏洩インダクタンス成分と、ブリッジ整流回路を形成する少なくともひとつの整流ダイオードに並列に接続される２次側並列共振コンデンサのキャパシタンスと、によって２次側並列共振周波数が支配されるようにして形成される２次側並列共振回路を具備する。そして、１次側直列共振周波数よりも２次側並列共振周波数の方が高い周波数となるように設定され、効率の改善が図られるとともに、広範囲な直流入力電圧に対応できる。

本発明の別のスイッチング電源回路は、直流入力電圧を入力して交流電力を発生する１次側回路と、前記交流電力を２次側回路に伝送するための１次巻線および２次巻線がコアに巻装されて形成されるコンバータトランスと、前記２次側回路から得られる２次側直流出力電圧が定電圧となるように1次側回路を制御する定電圧制御手段と、を備えるスイッチング電源回路であって、前記１次側回路は、前記定電圧制御手段によってスイッチング周波数が制御されるスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、前記コンバータトランスの１次巻線に生じる漏洩インダクタンス成分と、前記１次巻線に直列接続される１次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって１次側直列共振周波数が支配されるようにして形成され、前記スイッチング手段の動作を電流共振形とする１次側直列共振回路と、を具備し、前記２次側回路は、前記コンバータトランスの２次巻線の漏洩インダクタンス成分と、前記２次巻線に直列接続される２次側直列共振コンデンサのキャパシタンスと、によって２次側直列共振周波数が支配されるようにして形成される２次側直列共振回路と、前記２次巻線の漏洩インダクタンス成分と、前記２次巻線に直接または前記２次側直列共振コンデンサを介して並列に接続される２次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって２次側並列共振周波数が支配されるようにして形成される２次側並列共振回路と、前記２次側直列共振回路および前記２次側並列共振回路に得られる共振出力を整流して前記２次側直流出力電圧を生成する２次側直流出力電圧生成手段と、を具備し、前記２次側直列共振周波数よりも前記１次側直列共振周波数の方が高い周波数となるように設定され、前記１次側直列共振周波数よりも前記２次側並列共振周波数の方が高い周波数となるように設定される。

このスイッチング電源回路は、コンバータトランスの１次巻線に生じる漏洩インダクタンス成分と、１次巻線に直列接続される１次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって１次側直列共振周波数が支配されるようにして形成され、スイッチング手段の動作を電流共振形とする１次側直列共振回路を具備する。また、コンバータトランスの２次巻線の漏洩インダクタンス成分と、２次巻線に直列接続される２次側直列共振コンデンサのキャパシタンスと、によって２次側直列共振周波数が支配されるようにして形成される２次側直列共振回路を具備する。また、２次巻線の漏洩インダクタンス成分と、２次巻線に直接または２次側直列共振コンデンサを介して並列に接続される２次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって２次側並列共振周波数が支配されるようにして形成される２次側並列共振回路を具備する。そして、２次側直列共振周波数よりも１次側直列共振周波数の方が高い周波数となるように設定され、１次側直列共振周波数よりも２次側並列共振周波数の方が高い周波数となるように設定され、効率の改善が図られるとともに、広範囲な直流入力電圧に対応できる。

本発明によれば、ワイドレンジ化に対応するとともに、高効率なるスイッチング電源回路を提供することができる。

「第１実施形態」
図１に示す第１実施形態のスイッチング電源回路は、整流平滑電圧Ｅｉとして得られる直流入力電圧を入力して高周波の交流電力を発生する１次側回路と、この交流電力を２次側回路に伝送するための１次巻線Ｎ１および２次巻線Ｎ２がコアに巻装されて形成されるコンバータトランスＰＩＴと、２次側回路から負荷（図示せず）に供給される２次側直流出力電圧Ｅｏが定電圧となるように1次側回路を制御する定電圧制御手段として機能する制御回路１および発振・ドライブ回路２と、を備えるスイッチング電源回路である。ここで、１次側回路と２次側回路とはコンバータトランスの１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とで分離され、図１の紙面の１次巻線Ｎ１よりも左側が１次側回路であり、図１の紙面の２次巻線Ｎ２よりも右側が２次側回路である。

そして、１次側回路は、定電圧制御手段を構成する発振・ドライブ回路２によってスイッチング周波数が制御されるスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２を備えて形成されるスイッチング手段と、コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１に生じる漏洩インダクタンス成分であるリーケージインダクタンスＬ１と、１次巻線Ｎ１に直列接続される１次側直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスとによって１次側直列共振周波数が支配されるようにして形成され、スイッチング手段の動作を電流共振形とする１次側直列共振回路と、を具備している。ここで、１次側直列共振周波数が支配されるとは、リーケージインダクタンスＬ１と１次側直列共振コンデンサＣ１とが共振周波数ｆｓｏ１を定める主要因となることを言うものである。

また、２次側回路は、２次巻線Ｎ２に得られる交流電力を整流して２次側直流出力電圧Ｅｏを生成するブリッジ整流回路Ｄｏと平滑コンデンサＣｏとを有する２次側直流出力電圧生成手段と、コンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２の漏洩インダクタンス成分であるリーケージインダクタンスＬ２と、ブリッジ整流回路を形成する整流ダイオードＤｏ１ないし整流ダイオードＤｏ４の少なくともいずれかひとつの整流ダイオードに並列に接続される２次側並列共振コンデンサＣ３のキャパシタンスと、によって２次側並列共振周波数が支配されるようにして形成される２次側並列共振回路と、を具備する。ここで、２次側並列共振周波数が支配されるとは、リーケージインダクタンスＬ２と２次側並列共振コンデンサＣ３とが共振周波数ｆｐｏ２を定める主要因となることを言うものである。ここで、第１実施形態では、１次側直列共振周波数よりも２次側並列共振周波数の方が高い周波数となるように設定されることを特徴とするものである。以下、第１実施形態についてより詳細に説明する。

図１は、第１実施形態のスイッチング電源回路の構成を示す図である。この図に示す電源回路は、１次側の基本構成として、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた構成を採る。また、この第１実施形態の電源回路は、１００Ｖ系（交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖ付近とする電圧系統）と２００Ｖ系（交流入力電圧ＶＡＣの値が２００Ｖ付近とする電圧系統）のいずれの商用交流電源入力にも対応して動作する、いわゆるワイドレンジ対応としての構成を採る。また、対応負荷電力としては、例えば、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ程度からＰｏ＝０Ｗ（無負荷）までの変動範囲に対応する。

図１に示すスイッチング電源回路について、入力側から出力側に至る電力経路について以下、順に説明する。まず、商用交流電源ＡＣに対しては、フィルタコンデンサＣＬおよびコモンモードチョークコイルＣＭＣによるコモンモードノイズフィルタが形成されている。

そして、ノイズフィルタの後段となる商用交流電源ＡＣに対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉおよび平滑コンデンサＣｉから成る全波整流回路が接続される。この全波整流回路が商用交流電源ＡＣを入力して全波整流動作を行うことによって、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られる。この場合の整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応したレベルとなる。

この整流平滑電圧Ｅｉを入力してスイッチング（断続）する電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２をハーフブリッジ結合により接続したスイッチング回路を備える。スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２の各ドレイン−ソース間に対しては、ダンパーダイオードＤＤ１、ＤＤ２が並列に接続される。ダンパーダイオードＤＤ１のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ１のソース、ドレインと接続される。同様にして、ダンパーダイオードＤＤ２のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ２のソース、ドレインと接続される。ダンパーダイオードＤＤ１、ＤＤ２は、それぞれスイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２が備えるボディダイオードとされ、ＭＯＳ−ＦＥＴの製造プロセス上、当然に付随して形成される素子である。

また、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対しては、１次側部分電圧共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この１次側部分電圧共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと１次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンス（漏洩インダクタンス）Ｌ１によって、並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振する部分電圧共振動作が得られるようになっている。

また、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２をスイッチング駆動するために、発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有しており、例えばこの場合には、汎用のＩＣを用いることができる。発振・ドライブ回路２の発振回路は、所要周波数の発振信号を発生させ、駆動回路は、発振信号を利用してＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチング駆動するためのゲート電圧であるスイッチング駆動信号を生成して、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２のゲートに印加するようにされる。これにより、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２は、スイッチング駆動信号の周期に応じたスイッチング周波数に従って、両方のスイッチング素子が交互にオン／オフするようにして連続的にスイッチング動作を行う。

コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２のスイッチング出力を２次側に伝送するために設けられる。このコンバータトランスＰＩＴは、背景技術として図３５に示すと同様の構成を有するものである。この１次巻線Ｎ１の一方の端部は、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。また、１次巻線Ｎ１の他方の端部は１次側直列共振コンデンサＣ１を介して、１次側アースと接続される。

ここで、コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚のギャップとしては、例えばギャップ長１．６ｍｍ程度を設定し、これによって１次側と２次側との結合係数ｋの値としては、０．７２程度の疎結合の状態を得るようにしている。なお、ギャップは、図３５に示すＥ型コアＣＲ１、Ｅ型コアＣＲ２の内磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することができる。また、Ｅ型コアＣＲ１、Ｅ型コアＣＲ２のコア材は、ＥＥＲ−３５（コア材の型番号）とした。コンバータトランスＰＩＴは、このような構造によって１次巻線Ｎ１に所定のリーケージインダクタンスＬ１を生じさせる。なお、第１実施形態においては、結合係数ｋの値としては、０．７〜０．８程度の範囲で同様の性能を得ることができ、このときのギャップは、１ｍｍ〜２ｍｍ程度の範囲であった。

そして、１次巻線Ｎ１と１次側直列共振コンデンサＣ１とは直列に接続されている。従って、１次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１と１次側直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスとによって直列共振回路（１次側直列共振回路）が形成されることになる。ここで、１次巻線Ｎ１の巻数は２８Ｔ（ターン）とし、１次側直列共振コンデンサＣ１の容量は０．０６８μＦ（マイクロ・ファラッド）とした。このときの１次側直列共振回路の共振周波数ｆｓｏ１は６０．８ｋＨｚ（キロ・ヘルツ）であった。

そして、この１次側直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２のスイッチング出力点に対して接続されている。従って、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２のスイッチング出力は、１次側直列共振回路に伝達されることになる。１次側直列共振回路では、伝達されたスイッチング出力により共振動作を行うことで、１次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。

また、図１に示すスイッチングコンバータの１次側は、１次巻線Ｎ１に発生するリーケージインダクタンスＬ１と１次側部分電圧共振コンデンサＣｐとで形成される並列共振回路である１次側部分電圧共振回路を有している。ここで、１次側部分電圧共振コンデンサＣｐの値は６８０ｐＦ（ピコ・ファラッド）としている。

このようにして、図１に示す第１実施形態のスイッチング電源回路の１次側は、１次巻線Ｎ１に発生するリーケージインダクタンスＬ１と１次側直列共振コンデンサＣ１とによって電流共振回路が形成されるとともに、１次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１と１次側部分電圧共振コンデンサＣｐとによって形成される並列共振回路である１次側部分電圧共振回路を有する「複合共振形コンバータ」として構成されている。そして、１次側直列共振回路の１次側直列共振回路の共振周波数ｆｓｏ１がリーケージインダクタンスＬ１と１次側直列共振コンデンサＣ１とによって略定まるとともに、１次側部分電圧共振回路の共振周波数ｆｐｏ１がリーケージインダクタンスＬ１と１次側部分電圧共振コンデンサＣｐとによって略定まる。

次に、第１実施形態のスイッチング電源回路の２次側について説明をする。コンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２には、整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ２、整流ダイオードＤｏ３および整流ダイオードＤｏ４からなるブリッジ整流回路Ｄｏが接続されるによって、２次側直流出力電圧Ｅｏを得るようになされている。また、２次側並列共振コンデンサＣ３がコンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２の一端と２次側の接地点との間に接続されている。

このような、２次側の接続によって、２次巻線Ｎ２に流れる電流Ｉ２は、２次側並列共振コンデンサＣ３に流れる電流Ｉ３とブリッジ整流回路Ｄｏを経て負荷（図示せず）が接続される側である負荷側に流れる電流Ｉ４との和の電流であり、２次巻線の一端の電圧を電圧Ｖ２とする場合に、電圧Ｖ２の正負に応じて、以下のように流れる。

電圧Ｖ２が正である場合には、電流Ｉ３は２次巻線Ｎ２の一端から、２次側並列共振コンデンサＣ３、整流ダイオードＤｏ４、２次巻線Ｎ２の他端の順に流れ、電流Ｉ４は２次巻線Ｎ２の一端から、整流ダイオードＤｏ１、平滑コンデンサＣｏ、整流ダイオードＤｏ４、２次巻線Ｎ２の他端の順に流れ、電流Ｉ２は電流Ｉ３と電流Ｉ４との和の電流となる。

一方、電圧Ｖ２が負である場合には、電流Ｉ３は２次巻線Ｎ２の他端から、整流ダイオードＤｏ３、平滑コンデンサＣｏ、２次側並列共振コンデンサＣ３、２次巻線Ｎ２の一端の順に流れ、電流Ｉ４は２次巻線Ｎ２の他端から、整流ダイオードＤｏ３、平滑コンデンサＣｏ、整流ダイオードＤｏ２、２次巻線Ｎ２の一端の順に流れ、電流Ｉ２は電流Ｉ３と電流Ｉ４との和の電流となる。

ここで、２次側並列共振コンデンサＣ３の静電容量の値と平滑コンデンサＣｏの静電容量の値とは、Ｃｏ＞＞Ｃ３（平滑コンデンサＣｏの静電容量の値が２次側並列共振コンデンサＣ３の静電容量の値よりも非常に大なるもの）として定められている。そのために、２次側電圧共振回路は、２次巻線Ｎ２に発生するリーケージインダクタンス（漏洩インダクタンス）Ｌ２と２次側並列共振コンデンサＣ３の静電容量によって、２次側電圧共振回路の共振周波数ｆｐｏ２が略定まるようにして形成される。ここで、共振周波数ｆｐｏ２の値は７６．３ｋＨｚに設定している。

そして、上述したように共振周波数ｆｓｏ１（６０．８ｋＨｚ）＜共振周波数ｆｐｏ２（７６．３ｋＨｚ）のごとく、設定する場合には、２次巻線Ｎ２と２次側並列共振コンデンサＣ３とに流れる電流Ｉ３は、整流ダイオードＤｏ４または整流ダイオードＤｏ３が導通し、平滑コンデンサＣｏに流れる電流Ｉ４が流れる期間に流れるので、負荷電力Ｐｏの減少に伴って電流Ｉ４の値が低下するとともに電流Ｉ３の値も低下する。このようにして、電流Ｉ４および電流Ｉ３のピーク電流の値が低下するとによって、負荷電力Ｐｏの値が小さいときに、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値はより１に近いものとなり電力変換効率は改善する。すなわち、電流Ｉ３によって生じる損失は、２次側並列共振コンデンサＣ３の損失と２次巻線Ｎ２に生じる銅損と整流ダイオードＤｏ３または整流ダイオードＤｏ４の損失とであり、電流Ｉ４によって生じる損失は、整流ダイオードＤｏ１ないし整流ダイオードＤｏ４の損失と平滑コンデンサＣｏの損失と２次巻線Ｎ２に生じる銅損である。共振周波数ｆｓｏ１＜共振周波数ｆｐｏ２となるように定めることによって、電流の２乗に比例する損失の大きさは、電流を一部の素子に集中することなく多くの素子に分散することによって装置全体としてみれば、総合的には低減されることとなる。

また、電流Ｉ３のほとんどの部分は、無効な電力となることはなく、２次巻線Ｎ２、整流ダイオードＤｏ３、整流ダイオードＤｏ４、平滑コンデンサＣｏ、２次側並列共振コンデンサＣ３の経路を流れて負荷に最終的に供給されるために、負荷電力Ｐｏの値が最大負荷電力に近い場合においても総合的な損失は低減されることとなり、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は良好なものとなる。

なお、上述したように、共振周波数ｆｓｏ１＜共振周波数ｆｐｏ２のごとく各々の共振周波数が設定される１次側直列共振回路および２次側並列共振回路に加えて、共振周波数ｆｐｏ１を有する１次側部分電圧共振回路を設け、共振周波数ｆｓｏ１＜共振周波数ｆｐｏ１と設定することによってスイッチング素子における損失を減少させ、さらに、良好なる特性を得ている。

制御回路１について説明する。制御回路１は、２次側直流出力電圧Ｅｏをスイッチング周波数制御方式により安定化するために設けられる。この場合の制御回路１は、検出入力である２次側直流出力電圧Ｅｏのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにしてスイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２を駆動する。このためには、内部の発振回路により生成する発振信号の周波数を可変することになる。スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数が可変されることで、１次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１から２次巻線Ｎ２側に伝送される電力量が変化するが、これにより２次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを安定化させるように動作する。

図２、図３は、図１に示した電源回路の各部の動作波形を示している。これらの図において、図２では、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ（最大負荷電力）時の動作波形を示し、図３では、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ（無負荷電力）時の動作波形を示している。なお、これらの図では、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖで一定とした場合の実験結果を示している。この図２、図３の結果は、上述したように１次側直列共振周波数である共振周波数ｆｓｏ１の値は６０．８ｋＨｚ、２次側並列共振周波数である共振周波数ｆｐｏ２の値は７６．３ｋＨｚとして測定されたものである。

これら図２、図３において、電圧Ｖ１は、スイッチング素子Ｑ２の両端電圧であり、スイッチング素子Ｑ２のオン／オフタイミングを示すものとなる。つまり、電圧Ｖ１が０レベルとなる期間には、図示するスイッチング素子Ｑ２の電流ＩＱ２が流れ、この期間はスイッチング素子Ｑ２がオンする。また、電圧Ｖ１が図示するように整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされる期間には、電流ＩＱ２が０レベルとなり、この期間はスイッチング素子Ｑ２がオフすることがわかる。また、図示はしないが一方のスイッチング素子Ｑ１の両端電圧としては、電圧Ｖ１の位相を１８０度シフトした波形として得られる。同様に、スイッチング素子Ｑ１の電流としても、電流ＩＱ２の位相を１８０度シフトした波形が得られる。つまり、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２は交互にオン／オフするようにされている。

これら図２、図３において、電流Ｉ１は、１次側直列共振回路を流れる共振電流であり、略、スイッチング素子Ｑ１の電流と電流ＩＱ２との波形が合成された、図のような波形となるものである。

図２と図３とに示した電圧Ｖ１、電流ＩＱ２の波形を相互に比較した場合には、図３に示すこれらの波形の周期に対して図４に示すこれらの波形の周期のほうが短くなっている。このことは、重負荷から軽負荷の傾向となるのに従って、スイッチング周波数が高くなるように制御されていることを示している。すなわち、安定化制御として、重負荷となって２次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが低下する場合には、スイッチング周波数を低くし、また軽負荷となって２次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが上昇する場合にはスイッチング周波数を高くするように制御が行われていることを示している。そして、重負荷の条件となりスイッチング周波数が低く制御される場合は、図２に示されるように電流ＩＱ２のピークレベルは４．６Ａ（アンペア）となる。一方、軽負荷の条件となりスイッチング周波数が高くなるように制御される場合では、電流ＩＱ２のピークレベルは２Ａとなるが、このときの電流ＩＱ２の波形と電圧Ｖ１の波形とを比較すると、両者の位相は９０°異なっており、電力の損失が生じていないことが分かる。

１次側直列共振電流が流れることにより、コンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２には、図示する電圧Ｖ２が励起される。この電圧Ｖ２の正負のピークレベルに等しいものとして２次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが得られる。このような交流の電圧Ｖ２が得られることで、２次側におけるブリッジ整流回路Ｄｏでは、整流ダイオードＤｏ１ないし整流ダイオードＤｏ４、および、２次側並列共振コンデンサＣ３の作用によって２次巻線Ｎ２に電流Ｉ２を流す。

これら図２、図３において、電流Ｉ２は、電圧Ｖ２の正負に応じて正負に対称なものとして流れる。また、電流Ｉ３は、整流ダイオードＤｏ４と整流ダイオードＤｏ３とが、周期ごとに交互にオンとなるようにして流れ、電流Ｉ４は、整流ダイオードＤｏ１および整流ダイオードＤｏ４が周期ごとに同時にオンとなって、整流ダイオードＤｏ２および整流ダイオードＤｏ３が周期ごとに同時にオンとなって図示するように流れる。負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時においては、電流Ｉ２、電流Ｉ３、および、電流Ｉ４の値はいずれも零となっている。

図４は、図１に示す第１実施形態のスイッチング電源回路の、負荷電力Ｐｏを横軸にして、負荷電力Ｐｏの値が０Ｗから２００Ｗまでの範囲における、スイッチング周波数ｆｓ、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値を示している。ここで、一点鎖線は、図３４に背景技術として示すスイッチング電源回路の交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖにおける各々の特性を示すものであり、実線は交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖにおける各々の波形を示し、破線は交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖにおける各々の波形を示すものである。図４に示されるがごとく、以下の特性を有している。交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗにおける電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は９１．５％である。また、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗから０Ｗまでの範囲におけるスイッチング周波数ｆｓの値は７１．４ｋＨｚから１００ｋＨｚである。また、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗにおける電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は９２．５％である。また、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗから０Ｗまでの範囲におけるスイッチング周波数ｆｓの値は１４３．５ｋＨｚから１７１．２ｋＨｚである。

すなわち、スイッチング周波数ｆｓに関しては、図３４に背景技術として示すスイッチング電源回路におけるものよりもその可変範囲は狭く、そして、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値に関しては、図３４に背景技術として示すスイッチング電源回路におけるよりも負荷電力Ｐｏの０Ｗから２００Ｗまでの全範囲でより良好なものとなっている。

図５は、交流入力電圧ＶＡＣ＝８０Ｖから交流入力電圧ＶＡＣ＝２６０Ｖの範囲におけるスイッチング周波数ｆｓおよび電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値を示している。このように広範囲な交流入力電圧ＶＡＣに対して、スイッチング周波数ｆｓの範囲は、十分に狭く、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は良好なものとなりワイドレンジ化が図られる。

図６ないし図１１に第１実施形態と組み合わせて好適なる２次側回路の他の例を示す。図６は、２次側並列共振コンデンサＣ３に直列に低い値の抵抗Ｒ３を接続するものである。図７は、図６の接続における電流Ｉ３を示すものであり、このようにすることによって、図２における電流Ｉ３に表れたような高周波のリンギング電流が抑圧されていることが分かる。この高周波のリンギング電流は、整流ダイオードＤｏ３、整流ダイオードＤｏ４の空乏層容量と平滑コンデンサＣｏの等価インダクタンス（ＥＳＬ）とによって生じるものであるが、抵抗Ｒ３を２次側並列共振コンデンサＣ３に直列に接続することによって、いわゆる、Ｑダンプがなされて、このような効果が生じるものである。図７に示す波形は、抵抗Ｒ３の値として、０．４７Ω（オーム）を採用する場合の例であり、この場合には電力損失が２Ｗ生じた。しかしながら、リンギング電流が発生する高周波が外部機器に与えるノイズの発生は防止することができることとなる。

図８は２次側並列共振コンデンサＣ３を整流ダイオードＤｏ４と並列にする場合であり、図９は２次側並列共振コンデンサＣ３を整流ダイオードＤｏ１と並列にする場合であり、図１０は２次側並列共振コンデンサＣ３を整流ダイオードＤｏ３と並列にする場合であり、図８ないし図１０の各々は、図１に示すように、２次側並列共振コンデンサＣ３を整流ダイオードＤｏ１と並列にする場合と同様の作用を奏し、同様の効果を得ることができるものである。また、図１１は２次側を大電流低電圧の整流平滑回路として構成するに適した回路構成であり、２次巻線Ｎ２を二つ、２次側並列共振コンデンサＣ３を二つ、ブリッジ整流回路Ｄｏを二つ有して構成される。このような構成とすることによって、２次巻線Ｎ２、２次側並列共振コンデンサＣ３、ブリッジ整流回路Ｄｏの各々に流れる電流の大きさが半分となって、このような回路に使用する素子の選択範囲が広がると同時に電流の２乗に比例して発生する損失を低減し、電力損失を低減できるものである。

すなわち、第１実施形態のスイッチング回路は、このようにして、１次巻線Ｎ１に発生するリーケージインダクタンスＬ１と１次側直列共振コンデンサＣ１とによって電流共振回路が形成されるとともに、１次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１と１次側部分電圧共振コンデンサＣｐとによって形成される並列共振回路である１次側部分電圧共振回路を有する「複合共振形コンバータ」として１次側が構成されて、リーケージインダクタンスＬ２と２次側並列共振コンデンサＣ３とで形成される並列共振回路として２次側が構成される多重複合共振形コンバータであって、１次側直列共振回路の共振周波数ｆｓｏ１＜２次側並列共振回路の共振周波数ｆｐｏ２と設定されることによって構成されている。このような、第１実施形態の構成のスイッチング電源回路と、背景技術として図３４に示すスイッチング電源回路とを比較する場合には、以下の効果を生じるものである。

背景技術として図３４に示すスイッチング電源回路には存在しない、２次側並列共振コンデンサＣ３の作用によって、１次側直列共振に流れる電流Ｉ１および２次側並列共振回路に流れる電流Ｉ２が減少して無負荷から最大負荷までの負荷範囲において、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値が向上する。第１実施形態では、無負荷時の損失である交流電力が７．５Ｗから６．０Ｗに減少している。

また、背景技術として図３４に示すスイッチング電源回路におけるコンバータトランスＰＩＴの仕様は、コア材としては、ＥＥＲ−４０、ギャップは０．８ｍｍ、１次巻線Ｎ１は２０Ｔ、２次巻線Ｎ２は２５Ｔ×２であるが、第１実施形態においては、コア材としては、ＥＥＲ−４０よりもコア材の量が少ないＥＥＲ−３５とし、ギャップは１．６ｍｍ、１次巻線Ｎ１は２８Ｔ、２次巻線Ｎ２は２２Ｔであり小型軽量化が図れる。

交流入力電圧ＶＡＣの電圧値が１００Ｖから８５Ｖに低下した場合、背景技術として図３４に示すスイッチング電源回路においては、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値が２％程度低下するが、第１実施形態では２次側並列共振回路に流れる電流Ｉ３を増加させることによって電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値を０．５％程度の低下に抑えることができる。

「第２実施形態、第３実施形態」
図１２、図２３を参照して第２実施形態および第３実施形態のスイッチング電源回路の説明をする。これらのスイッチング電源回路は、整流平滑電圧Ｅｉとして直流入力電圧を入力して高周波の交流電力を発生する１次側回路と、交流電力を２次側回路に伝送するための１次巻線Ｎ１および２次巻線Ｎ２がコアに巻装されて形成されるコンバータトランスＰＩＴと、２次側回路から得られる２次側直流出力電圧Ｅｏが定電圧となるように1次側回路を制御する定電圧制御手段である制御回路１および発振・ドライブ回路２と、を備えるスイッチング電源回路である。

そして、１次側回路は、定電圧制御手段によってスイッチング周波数が制御されるスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２を備えて形成されるスイッチング手段と、コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１に生じる漏洩インダクタンス成分であるリーケージインダクタンスＬ１と、１次巻線Ｎ１に直列接続される１次側直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスとによって１次側直列共振周波数が支配されるようにして形成され、スイッチング手段の動作を電流共振形とする１次側直列共振回路と、を具備する。ここで、１次側直列共振周波数が支配されるとは、リーケージインダクタンスＬ１と１次側直列共振コンデンサＣ１とが共振周波数ｆｓｏ１を定める主要因となることを言うものである。

また、２次側回路は、コンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２の漏洩インダクタンス成分であるリーケージインダクタンスＬ２と、２次巻線Ｎ２に直列接続される２次側直列共振コンデンサＣ２のキャパシタンスとによって２次側直列共振周波数が支配されるようにして形成される２次側直列共振回路と、コンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２の漏洩インダクタンス成分であるリーケージインダクタンスＬ２と、２次巻線Ｎ２に直接または２次側直列共振コンデンサＣ２を介して並列に接続される２次側並列共振コンデンサＣ３のキャパシタンスと、によって２次側並列共振周波数が支配されるようにして形成される２次側並列共振回路と、２次側直列共振回路および２次側並列共振回路に得られる共振出力を整流して２次側直流出力電圧Ｅｏを生成する整流ダイオードＤｏ１ないし整流ダイオードＤｏ４および平滑コンデンサＣｏを有してなる２次側直流出力電圧生成手段と、を具備する。

ここで、２次側直列共振周波数が支配されるとは、リーケージインダクタンスＬ２と２次側直列共振コンデンサＣ２とが共振周波数ｆｓｏ２を定める主要因となることを言うものである。また、２次側並列共振周波数が支配されるとは、リーケージインダクタンスＬ２と２次側並列共振コンデンサＣ３とが共振周波数ｆｐｏ２を定める主要因となることを言うものである。

また、図１２に示す第２実施形態ではコンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２の漏洩インダクタンス成分であるリーケージインダクタンスＬ２と、２次巻線Ｎ２に直接に接続される２次側並列共振コンデンサＣ３のキャパシタンスと、によって２次側並列共振回路が形成され、図２３に示す第３実施形態ではコンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２の漏洩インダクタンス成分であるリーケージインダクタンスＬ２と、２次巻線Ｎ２に２次側直列共振コンデンサＣ２を介して並列に接続される２次側並列共振コンデンサＣ３のキャパシタンスと、によって２次側並列共振回路が形成されるものである。

そして、２次側直列共振周波数（ｆｓｏ２）よりも１次側直列共振周波数（ｆｓｏ１）の方が高い周波数となるように設定され、１次側直列共振周波数（ｆｓｏ１）よりも２次側並列共振周波数（ｆｐｏ２）の方が高い周波数となるように設定されることを特徴とするものである。以下、より詳細に第２実施形態および第３実施形態について説明をする。

「第２実施形態」
図１２は、第２実施形態のスイッチング電源回路の構成を示す図である。この図に示す電源回路は、図１に示す第１実施形態のスイッチング電源回路と同様に、１次側の基本構成として、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路の組み合わせを有し、２次側には並列共振回路を有する構成を採用するものである。それに加えて、２次側に直列共振回路をさらに有するものである。また、この第２実施形態の電源回路は、１００Ｖ系（交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖ付近とする電圧系統）と２００Ｖ系（交流入力電圧ＶＡＣの値が２００Ｖ付近とする電圧系統）の何れの商用交流電源入力にも対応して動作する、いわゆるワイドレンジ対応としての構成を採る。また、対応負荷電力としては、例えば、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ程度からＰｏ＝０Ｗ（無負荷）までの変動範囲に対応する。

以下の第２実施形態の説明において、図１に示す第１実施形態のスイッチング電源回路におけると同一部分については、同一の符号を付して説明を省略する場合がある。

まず、1次側部分に関しては、第１実施形態と基本的に同一の構成を採用し、その作用、効果も同様である。第２実施形態における１次側の各部の具体的な常数の値は、以下のように定めた。コンバータトランスＰＩＴのコア材としては、ＥＥＲ−３５とした。また、ギャップ１ｍｍ〜２ｍｍの範囲で０．７〜０．８程度の範囲の結合係数ｋの値を得ることができるが、結合係数ｋの値としては０．７２とし、ギャップとしては１．６ｍｍとした。また、１次巻線Ｎ１の巻数は２８Ｔとし、１次側直列共振コンデンサＣ１の容量は０．０６８μＦとし、１次側部分電圧共振コンデンサＣｐの値は６８０ｐＦとした。このときの１次側直列共振回路の共振周波数ｆｓｏ１は６０．８ｋＨｚ（キロ・ヘルツ）であった。

次に、第２実施形態のスイッチング電源回路の２次側について説明をする。コンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２には、２次側並列共振コンデンサＣ３がコンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２の一端と２次側の接地点との間に接続されている。また、コンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２には、２次側直列共振コンデンサＣ２を介して、整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ２、整流ダイオードＤｏ３および整流ダイオードＤｏ４からなるブリッジ整流回路Ｄｏが接続されるによって、２次側直流出力電圧Ｅｏを得るようになされている。

このような、２次側の接続によって、２次巻線Ｎ２に流れる電流Ｉ２は、２次側並列共振コンデンサＣ３に流れる電流Ｉ３と２次側直列共振コンデンサＣ２を介してブリッジ整流回路Ｄｏを経て負荷側に流れる電流Ｉ４との和の電流であり、２次巻線の一端の電圧を電圧Ｖ２とする場合に、電圧Ｖ２の正負に応じて、以下のように流れる。

電圧Ｖ２が正である場合には、電流Ｉ３は２次巻線Ｎ２の一端から、２次側並列共振コンデンサＣ３、整流ダイオードＤｏ４、２次巻線Ｎ２の他端の順に流れ、電流Ｉ４は２次巻線Ｎ２の一端から、２次側直列共振コンデンサＣ２、整流ダイオードＤｏ１、平滑コンデンサＣｏ、整流ダイオードＤｏ４、２次巻線Ｎ２の他端の順に流れ、電流Ｉ２は電流Ｉ３と電流Ｉ４との和の電流となる。

一方、電圧Ｖ２が負である場合には、電流Ｉ３は２次巻線Ｎ２の他端から、整流ダイオードＤｏ３、平滑コンデンサＣｏ、２次側並列共振コンデンサＣ３、２次巻線Ｎ２の一端の順に流れ、電流Ｉ４は２次巻線Ｎ２の他端から、整流ダイオードＤｏ３、平滑コンデンサＣｏ、整流ダイオードＤｏ２、２次側直列共振コンデンサＣ２、２次巻線Ｎ２の一端の順に流れ、電流Ｉ２は電流Ｉ３と電流Ｉ４との和の電流となる。

ここで、２次側直列共振コンデンサＣ２および２次側並列共振コンデンサＣ３の静電容量の値と平滑コンデンサＣｏの静電容量の値とは、Ｃｏ＞＞Ｃ２、Ｃ３（平滑コンデンサＣｏの静電容量の値が、２次側直列共振コンデンサＣ２および２次側並列共振コンデンサＣ３の静電容量の値よりも非常に大なるもの）として定められている。そのために、２次側直列共振回路は、２次巻線Ｎ２に発生するリーケージインダクタンスＬ２と２次側直列共振コンデンサＣ２の静電容量によって、２次側直列共振回路の共振周波数ｆｓｏ２が略定まるようにして形成され、２次側電圧共振回路は、２次巻線Ｎ２に発生するリーケージインダクタンスＬ２と２次側並列共振コンデンサＣ３の静電容量によって、２次側電圧共振回路の共振周波数ｆｐｏ２が略定まるようにして形成される。ここで、共振周波数ｆｓｏ２の値は６９．１ｋＨｚに設定して、共振周波数ｆｐｏ２の値は８３．２ｋＨｚに設定している。ここで、２次巻線Ｎ２の巻数は２２Ｔ、２次側直列共振コンデンサＣ２の値は０．０６８μＦ、２次側並列共振コンデンサＣ３の値は０．０４７μＦとしている。

そして、上述したように共振周波数ｆｓｏ１（６０．８ｋＨｚ）＜共振周波数ｆｓｏ２（６９．１ｋＨｚ）＜共振周波数ｆｐｏ２（８３．２ｋＨｚ）のごとく、設定する場合には、２次巻線Ｎ２と２次側並列共振コンデンサＣ３とに流れる電流Ｉ３は、整流ダイオードＤｏ４または整流ダイオードＤｏ３が導通し、平滑コンデンサＣｏに流れる電流Ｉ４が流れる期間に流れるので、負荷電力Ｐｏの減少に伴って電流Ｉ４の値が低下するとともに電流Ｉ３の値も低下する。このようにして、電流Ｉ４および電流Ｉ３のピーク電流の値が低下するとによって、負荷電力Ｐｏの値が小さいときに、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値はより１に近いものとなり電力変換効率は改善する。すなわち、電流Ｉ３によって生じる損失は、２次側並列共振コンデンサＣ３の損失と２次巻線Ｎ２に生じる銅損と整流ダイオードＤｏ３または整流ダイオードＤｏ４の損失とであり、電流Ｉ４によって生じる損失は、整流ダイオードＤｏ１ないし整流ダイオードＤｏ４の損失と平滑コンデンサＣｏの損失と２次巻線Ｎ２に生じる銅損であるが、共振周波数ｆｓｏ１＜共振周波数ｆｐｏ２となるように定めることによって、電流の２乗に比例する電力損が低減して総合的な損失は低減されることとなる。

また、電流Ｉ３のほとんどの部分は、無効な電力となることはなく、２次巻線Ｎ２、整流ダイオードＤｏ３または整流ダイオードＤｏ４、平滑コンデンサＣｏ、２次側並列共振コンデンサＣ３の経路を流れて負荷に最終的に供給されるために、負荷電力Ｐｏの値が最大負荷電力に近い場合においても総合的な損失は低減されることとなり、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は良好なものとなる。

なお、上述したように、共振周波数ｆｓｏ１＜共振周波数ｆｓｏ２＜共振周波数ｆｐｏ２のごとく各々の共振周波数が設定される１次側直列共振回路、２次側直列共振回路および２次側並列共振回路に加えて、共振周波数ｆｐｏ１を有する１次側部分電圧共振回路を設け、共振周波数ｆｓｏ１＜共振周波数ｆｐｏ１と設定することによってスイッチング素子における損失を減少させ、さらに、良好なる特性を得ている。

制御回路１、発振・ドライブ回路２の構成およびその作用については第１実施形態と同様であるので、説明は省略する。

図１３、図１４は、図１２に示した電源回路の各部の動作波形を示している。これらの図において、図１３では、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ（最大負荷電力）時の動作波形を示し、図１４では、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ（無負荷電力）時の動作波形を示している。なお、これらの図では、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖで一定とした場合の実験結果を示している。この図１３、図１４の結果は、上述したように１次側直列共振周波数である共振周波数ｆｓｏ１の値は６０．８ｋＨｚ、２次側直列共振周波数である共振周波数ｆｓｏ２の値は６９．１ｋＨｚ、２次側並列共振周波数である共振周波数ｆｐｏ２の値は８３．２ｋＨｚとして測定されたものである。

これら図１３、図１４において、電圧Ｖ１は、スイッチング素子Ｑ２の両端電圧であり、スイッチング素子Ｑ２のオン／オフタイミングを示すものとなる。つまり、電圧Ｖ１が０レベルとなる期間には、図示するスイッチング素子Ｑ２の電流ＩＱ２が流れ、この期間はスイッチング素子Ｑ２がオンする。また、電圧Ｖ１が図示するように整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされる期間には、電流ＩＱ２が０レベルとなり、この期間はスイッチング素子Ｑ２がオフすることがわかる。また、図示はしないが一方のスイッチング素子Ｑ１の両端電圧としては、電圧Ｖ１の位相を１８０度シフトした波形として得られる。同様に、スイッチング素子Ｑ１の電流としても、電流ＩＱ２の位相を１８０度シフトした波形が得られる。つまり、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２は交互にオン／オフするようにされている。

これら図１３、図１４において、電流Ｉ１は、１次側直列共振回路を流れる共振電流であり、略、スイッチング素子Ｑ１の電流と電流ＩＱ２との波形が合成された、図のような波形となるものである。

図１３と図１４とに示した電圧Ｖ１、電流ＩＱ２の波形を相互に比較した場合には、図１３に示すこれらの波形の周期に対して図１４に示すこれらの波形の周期のほうが短くなっている。このことは、重負荷から軽負荷の傾向となるのに従って、スイッチング周波数が高くなるように制御されていることを示している。すなわち、安定化制御として、重負荷となって２次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが低下する場合には、スイッチング周波数を低くし、また軽負荷となって２次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが上昇する場合にはスイッチング周波数を高くするように制御が行われていることを示している。そして、重負荷の条件となりスイッチング周波数が低く制御される場合は、図１３に示されるように電流ＩＱ２のピークレベルは４．５Ａ（アンペア）となる。一方、軽負荷の条件となりスイッチング周波数が高くなるように制御される場合では、電流ＩＱ２のピークレベルは２Ａとなるが、このときの電流ＩＱ２の波形と電圧Ｖ１の波形とを比較すると、両者の位相は９０°異なっており、電力の損失が生じていないことが分かる。

１次側直列共振電流が流れることにより、コンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２には、図示する電圧Ｖ２が励起される。この電圧Ｖ２の正負のピークレベルと等しいものとして２次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが得られる。このような交流の電圧Ｖ２が得られることで、２次側におけるブリッジ整流回路Ｄｏでは、整流ダイオードＤｏ１ないし整流ダイオードＤｏ４、１次側２次側直列共振コンデンサＣ２および２次側並列共振コンデンサＣ３の作用によって２次巻線Ｎ２に電流Ｉ２を流す。

これら図１３、図１４において、電流Ｉ２は、電圧Ｖ２の正負に応じて正負に対称なものとして流れる。また、電流Ｉ３は、整流ダイオードＤｏ４と整流ダイオードＤｏ３とが、周期ごとに交互にオンとなるようにして流れ、電流Ｉ４は、整流ダイオードＤｏ１および整流ダイオードＤｏ４が周期ごとに同時にオンとなって、整流ダイオードＤｏ２および整流ダイオードＤｏ３が周期ごとに同時にオンとなって図示するように流れる。負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時においては、電流Ｉ２、電流Ｉ３、および、電流Ｉ４の値はいずれも零となっている。

図１５は、図１２に示す第２実施形態のスイッチング電源回路の、負荷電力Ｐｏを横軸にして、負荷電力Ｐｏの値が０Ｗから２００Ｗまでの範囲における、スイッチング周波数ｆｓ、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値を示している。ここで、一点鎖線は、図３４に背景技術として示すスイッチング電源回路の交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖにおける各々の特性を示すものであり、実線は交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖにおける各々の波形を示し、破線は交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖにおける各々の波形を示すものである。図４に示されるがごとく、以下の特性を有している。交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗにおける電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は９２．２％である。また、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗから０Ｗまでの範囲におけるスイッチング周波数ｆｓの値は７２．５ｋＨｚから１００ｋＨｚである。また、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗにおける電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は９２．８％である。また、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗから０Ｗまでの範囲におけるスイッチング周波数ｆｓの値は１４９．３ｋＨｚから１７９．５ｋＨｚである。

すなわち、スイッチング周波数ｆｓに関しては、図３４に背景技術として示すスイッチング電源回路におけるものよりもその可変範囲は狭く、そして、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値に関しては、図３４に背景技術として示すスイッチング電源回路におけるよりも負荷電力Ｐｏの０Ｗから２００Ｗまでの全範囲でより良好なものとなっている。

図１６は、交流入力電圧ＶＡＣ＝８０Ｖから交流入力電圧ＶＡＣ＝２６０Ｖの範囲におけるスイッチング周波数ｆｓおよび電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値を示している。このように広範囲な交流入力電圧ＶＡＣに対して、スイッチング周波数ｆｓの範囲は、十分に狭く、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は良好なものとなりワイドレンジ化が図られる。

図１７ないし図２２に第２実施形態と組み合わせて好適なる２次側回路の他の例を示す。図１７は、２次側並列共振コンデンサＣ３に直列に低い値の抵抗Ｒ３を接続するものである。図１８は、図１７の接続における電流Ｉ３を示すものであり、このようにすることによって、図１３における電流Ｉ３に表れたような高周波のリンギング電流が抑圧されていることが分かる。この高周波のリンギング電流は、整流ダイオードＤｏ３、整流ダイオードＤｏ４の空乏層容量と平滑コンデンサＣｏの等価インダクタンス（ＥＳＬ）とによって生じるものであるが、抵抗Ｒ３を２次側並列共振コンデンサＣ３に直列に接続することによって、いわゆる、Ｑダンプがなされて、このような効果が生じるものである。図１８に示す波形は、抵抗Ｒ３の値として、０．４７Ω（オーム）を採用する場合の例であり、この場合には電力損失が０．５Ｗ生じた。しかしながら、リンギング電流が発生する高周波が外部機器に与えるノイズの発生は防止することができることとなる。

図１９は２次側並列共振コンデンサＣ３を整流ダイオードＤｏ４と並列にする場合であり、図２０は２次側並列共振コンデンサＣ３を整流ダイオードＤｏ１と並列にする場合であり、図２１は２次側並列共振コンデンサＣ３を整流ダイオードＤｏ３と並列にする場合であり、図１９ないし図２１に示す各々において、図１２に示すように、２次側並列共振コンデンサＣ３を整流ダイオードＤｏ１と並列にする場合と同様の作用を奏し、同様の効果を得ることができるものである。また、図２２は２次側を大電流低電圧の整流平滑回路として構成するに適した回路構成であり、２次巻線Ｎ２を二つ、２次側並列共振コンデンサＣ３を二つ、２次側直列共振コンデンサＣ２を二つ、ブリッジ整流回路Ｄｏを二つ有して構成される。このような構成とすることによって、２次巻線Ｎ２、２次側並列共振コンデンサＣ３、２次側直列共振コンデンサＣ２、ブリッジ整流回路Ｄｏの各々に流れる電流の大きさが半分となって、このような回路に使用する素子の選択範囲が広がると同時に電流の２乗に比例して発生する損失を低減し、電力損失を低減できるものである。

すなわち、第２実施形態のスイッチング回路は、このようにして、１次巻線Ｎ１に発生するリーケージインダクタンスＬ１と１次側直列共振コンデンサＣ１とによって電流共振回路が形成されるとともに、１次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１と１次側部分電圧共振コンデンサＣｐとによって形成される並列共振回路である１次側部分電圧共振回路を有する「複合共振形コンバータ」として１次側が構成されて、リーケージインダクタンスＬ２と２次側並列共振コンデンサＣ３とで形成される並列共振回路およびリーケージインダクタンスＬ２と２次側直列共振コンデンサＣ２を有して２次側が構成される多重複合共振形コンバータであって、１次側直列共振回路の共振周波数ｆｓｏ１＜２次側直列共振回路の共振周波数ｆｓｏ２＜２次側並列共振回路の共振周波数ｆｐｏ２と設定されることによって構成されている。このような、第２実施形態の構成のスイッチング電源回路と、背景技術として図３４に示すスイッチング電源回路とを比較する場合には、以下の効果を生じるものである。

背景技術として図３４に示すスイッチング電源回路には存在しない、２次側並列共振コンデンサＣ３および２次側直列共振コンデンサＣ２の作用によって、１次側直列共振に流れる電流Ｉ１および２次側並列共振回路に流れる電流Ｉ２が減少して無負荷から最大負荷までの負荷範囲において、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値が向上する。第１実施形態では、無負荷時の損失である交流電力が７．５Ｗから６．４Ｗに減少している。

また、背景技術として図３４に示すスイッチング電源回路におけるコンバータトランスＰＩＴの仕様は、コア材としては、ＥＥＲ−４０、ギャップは０．８ｍｍ、１次巻線Ｎ１は２０Ｔ、２次巻線Ｎ２は２５Ｔ×２であるが、第１実施形態においては、コア材としては、ＥＥＲ−３５、ギャップは１．６ｍｍ、１次巻線Ｎ１は２８Ｔ、２次巻線Ｎ２は２２Ｔであり小型軽量化が図れる。

交流入力電圧ＶＡＣの電圧値が１００Ｖから８５Ｖに低下した場合、背景技術として図３４に示すスイッチング電源回路においては、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値が２％程度低下するが、第１実施形態では２次側並列共振回路に流れる電流Ｉ３を増加させることによって電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値を０．５％程度の低下に抑えることができる。

「第３実施形態」
図２３は、第３実施形態のスイッチング電源回路の構成を示す図である。この図に示す電源回路は、図１２に示す第２実施形態のスイッチング電源回路と同様に、１次側の基本構成として、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路の組み合わせを有し、２次側には、並列共振回路および直列共振回路を有するものである。しかしながら、第３実施形態と第２実施形態とは、２次巻線Ｎ２とブリッジ整流素子との関係において、２次側並列共振回路を形成するための２次側並列共振コンデンサＣ３の接続関係および２次側直列共振回路を形成するための２次側直列共振コンデンサＣ２の接続関係が異なるものである。また、この第３実施形態の電源回路は、１００Ｖ系（交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖ付近とする電圧系統）と２００Ｖ系（交流入力電圧ＶＡＣの値が２００Ｖ付近とする電圧系統）の何れの商用交流電源入力にも対応して動作する、いわゆるワイドレンジ対応としての構成を採る。また、対応負荷電力としては、例えば、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ程度からＰｏ＝０Ｗ（無負荷）までの変動範囲に対応する。

以下の第３実施形態の説明において、図１に示す第１実施形態のスイッチング電源回路または図１２に示す第２実施形態のスイッチング電源回路におけると同一部分については、同一の符号を付して説明を省略する場合がある。

まず、1次側部分に関しては、第１実施形態および第２実施形態におけると基本的に同一の構成を採用し、その作用、効果も同様である。第３実施形態における１次側の各部の具体的な常数の値は、以下のように定めた。コンバータトランスＰＩＴのコア材としては、ＥＥＲ−３５とした。ギャップ１ｍｍ〜２ｍｍの範囲で０．７〜０．８程度の範囲の結合係数ｋの値を得ることができるが、結合係数ｋの値としては０．７２とし、ギャップとしては１．６ｍｍとした。また、１次巻線Ｎ１の巻数は２８Ｔとし、１次側直列共振コンデンサＣ１の容量は０．０６８μＦとし、１次側部分電圧共振コンデンサＣｐの値は６８０ｐＦとした。このときの１次側直列共振回路の共振周波数ｆｓｏ１は６０．８ｋＨｚ（キロ・ヘルツ）であった。

次に、第２実施形態のスイッチング電源回路の２次側について説明をする。コンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２と、ブリッジ整流回路Ｄｏの入力側と、２次側直列共振コンデンサＣ２が直列に接続され、２次側並列共振コンデンサＣ３がブリッジ整流回路Ｄｏを構成する整流ダイオードＤｏ２と並列に接続されている。そして、ブリッジ整流回路Ｄｏの出力側には平滑コンデンサＣｏが接続されて、２次側直流出力電圧Ｅｏを得るようになされている。

このような、２次側の接続によって、２次巻線Ｎ２に流れる電流Ｉ２は、２次側並列共振コンデンサＣ３に流れる電流Ｉ３とブリッジ整流回路Ｄｏを経て図示しない負荷側に流れる電流Ｉ４との和の電流であり、２次巻線の一端の電圧を電圧Ｖ２とする場合に、電圧Ｖ２の正負に応じて、以下のように流れる。

電圧Ｖ２が正である場合には、電流Ｉ３は２次巻線Ｎ２の一端から、２次側直列共振コンデンサＣ２、２次側並列共振コンデンサＣ３、整流ダイオードＤｏ４、２次巻線Ｎ２の他端の順に流れ、電流Ｉ４は２次巻線Ｎ２の一端から、２次側直列共振コンデンサＣ２、整流ダイオードＤｏ１、平滑コンデンサＣｏ、整流ダイオードＤｏ４、２次巻線Ｎ２の他端の順に流れ、電流Ｉ２は電流Ｉ３と電流Ｉ４との和の電流となる。

一方、電圧Ｖ２が負である場合には、電流Ｉ３は２次巻線Ｎ２の他端から、整流ダイオードＤｏ３、平滑コンデンサＣｏ、２次側並列共振コンデンサＣ３、２次側直列共振コンデンサＣ２、２次巻線Ｎ２の一端の順に流れ、電流Ｉ４は２次巻線Ｎ２の他端から、整流ダイオードＤｏ３、平滑コンデンサＣｏ、整流ダイオードＤｏ２、２次側直列共振コンデンサＣ２、２次巻線Ｎ２の一端の順に流れ、電流Ｉ２は電流Ｉ３と電流Ｉ４との和の電流となる。

ここで、２次側直列共振コンデンサＣ２および２次側並列共振コンデンサＣ３の静電容量の値と平滑コンデンサＣｏの静電容量の値とは、Ｃｏ＞＞Ｃ２、Ｃ３（平滑コンデンサＣｏの静電容量の値が、２次側直列共振コンデンサＣ２および２次側並列共振コンデンサＣ３の静電容量の値よりも非常に大なるもの）として定められている。そのために、２次側直列共振回路は、２次巻線Ｎ２に発生するリーケージインダクタンスＬ２と２次側直列共振コンデンサＣ２の静電容量によって、２次側直列共振回路の共振周波数ｆｓｏ２が略定まるようにして形成され、２次側電圧共振回路は、２次巻線Ｎ２に発生するリーケージインダクタンスＬ２と２次側並列共振コンデンサＣ３と２次側直列共振コンデンサＣ２との直列接続による合成の静電容量によって、２次側電圧共振回路の共振周波数ｆｐｏ２が略定まるようにして形成される。ここで、共振周波数ｆｓｏ２の値は３１．４ｋＨｚに設定して、共振周波数ｆｐｏ２の値は８８．８ｋＨｚに設定している。ここで、２次巻線Ｎ２の巻数は２２Ｔ、２次側直列共振コンデンサＣ２の値は０．３３μＦ、２次側並列共振コンデンサＣ３の値は０．０４７μＦとしている。

そして、上述したように共振周波数ｆｓｏ２（３１．４ｋＨｚ）＜共振周波数ｆｓｏ１（６０．８ｋＨｚ）＜共振周波数ｆｐｏ２（８８．８ｋＨｚ）のごとく、設定する場合には、２次巻線Ｎ２と２次側並列共振コンデンサＣ３とに流れる電流Ｉ３は、整流ダイオードＤｏ４または整流ダイオードＤｏ３が導通し、平滑コンデンサＣｏに流れる電流Ｉ４が流れる期間に流れるので、負荷電力Ｐｏの減少に伴って電流Ｉ４の値が低下するとともに電流Ｉ３の値も低下する。このようにして、電流Ｉ４および電流Ｉ３のピーク電流の値が低下するとによって、負荷電力Ｐｏの値が小さいときに、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値はより１に近いものとなり電力変換効率は改善する。

また、電流Ｉ３のほとんどの部分は、無効な電力となることはなく、２次側並列共振コンデンサＣ３、２次側直列共振コンデンサＣ２、次巻線Ｎ２、整流ダイオードＤｏ３、整流ダイオードＤｏ４、平滑コンデンサＣｏの経路を流れて負荷に最終的に供給されるために、負荷電力Ｐｏの値が最大負荷電力に近い場合においても総合的な損失は低減されることとなり、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は良好なものとなる。

なお、上述したように、共振周波数ｆｓｏ２＜共振周波数ｆｓｏ１＜共振周波数ｆｐｏ２のごとく各々の共振周波数が設定される１次側直列共振回路、２次側直列共振回路および２次側並列共振回路に加えて、共振周波数ｆｐｏ１を有する１次側部分電圧共振回路を設け、共振周波数ｆｓｏ１＜共振周波数ｆｐｏ１と設定することによってスイッチング素子における損失を減少させ、さらに、良好なる特性を得ている。

制御回路１、発振・ドライブ回路２の構成およびその作用については第１実施形態および第２実施形態と同様であるので、説明は省略する。

図２４、図２５は、図２３に示した電源回路の各部の動作波形を示している。これらの図において、図２４では、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ（最大負荷電力）時の動作波形を示し、図２５では、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ（無負荷電力）時の動作波形を示している。なお、これらの図では、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖで一定とした場合の実験結果を示している。この図２４、図２５の結果は、上述したように１次側直列共振周波数である共振周波数ｆｓｏ１の値は６０．８ｋＨｚ、２次側直列共振周波数である共振周波数ｆｓｏ２の値は３１．４ｋＨｚ、２次側並列共振周波数である共振周波数ｆｐｏ２の値は８８．８ｋＨｚとして測定されたものである。

これら図２４、図２５において、電圧Ｖ１は、スイッチング素子Ｑ２の両端電圧であり、スイッチング素子Ｑ２のオン／オフタイミングを示すものとなる。つまり、電圧Ｖ１が０レベルとなる期間には、図示するスイッチング素子Ｑ２の電流ＩＱ２が流れ、この期間はスイッチング素子Ｑ２がオンする。また、電圧Ｖ１が図示するように整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされる期間には、電流ＩＱ２が０レベルとなり、この期間はスイッチング素子Ｑ２がオフすることがわかる。また、図示はしないが一方のスイッチング素子Ｑ１の両端電圧としては、電圧Ｖ１の位相を１８０度シフトした波形として得られる。同様に、スイッチング素子Ｑ１の電流としても、電流ＩＱ２の位相を１８０度シフトした波形が得られる。つまり、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２は交互にオン／オフするようにされている。

これら図２４、図２５において、電流Ｉ１は、１次側直列共振回路を流れる共振電流であり、略、スイッチング素子Ｑ１の電流と電流ＩＱ２との波形が合成された、図のような波形となるものである。

図２４と図２５とに示した電圧Ｖ１、電流ＩＱ２の波形を相互に比較した場合には、図２４に示すこれらの波形の周期に対して図２５に示すこれらの波形の周期のほうが短くなっている。このことは、重負荷から軽負荷の傾向となるのに従って、スイッチング周波数が高くなるように制御されていることを示している。すなわち、安定化制御として、重負荷となって２次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが低下する場合には、スイッチング周波数を低くし、また軽負荷となって２次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが上昇する場合にはスイッチング周波数を高くするように制御が行われていることを示している。そして、重負荷の条件となりスイッチング周波数が低く制御される場合は、図２４に示されるように電流ＩＱ２のピークレベルは４．４Ａ（アンペア）となる。一方、軽負荷の条件となりスイッチング周波数が高くなるように制御される場合では、電流ＩＱ２のピークレベルは１．９Ａとなるが、このときの電流ＩＱ２の波形と電圧Ｖ１の波形とを比較すると、両者の位相は９０°異なっており、電力の損失が生じていないことが分かる。

１次側直列共振電流が流れることにより、コンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２には、図示する電圧Ｖ２が励起される。この電圧Ｖ２の正負のピークレベルと等しいものとして２次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが得られる。このような交流の電圧Ｖ２が得られることで、２次側におけるブリッジ整流回路Ｄｏでは、整流ダイオードＤｏ１ないし整流ダイオードＤｏ４、１次側２次側直列共振コンデンサＣ２および２次側並列共振コンデンサＣ３の作用によって２次巻線Ｎ２に電流Ｉ２を流す。

これら図２４、図２５において、電流Ｉ２は、電圧Ｖ２の正負に応じて正負に対称なものとして流れる。また、電流Ｉ３は、整流ダイオードＤｏ４と整流ダイオードＤｏ３とが、周期ごとに交互にオンとなるようにして流れ、電流Ｉ４は、整流ダイオードＤｏ１および整流ダイオードＤｏ４が周期ごとに同時にオンとなって、整流ダイオードＤｏ２および整流ダイオードＤｏ３が周期ごとに同時にオンとなって図示するように流れる。負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時においては、電流Ｉ２、電流Ｉ３、および、電流Ｉ４の値はいずれも零となっている。

図２６は、図２３に示す第３実施形態のスイッチング電源回路の、負荷電力Ｐｏを横軸にして、負荷電力Ｐｏの値が０Ｗから２００Ｗまでの範囲における、スイッチング周波数ｆｓ、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値を示している。ここで、一点鎖線は、図３４に背景技術として示すスイッチング電源回路の交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖにおける各々の特性を示すものであり、実線は交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖにおける各々の波形を示し、破線は交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖにおける各々の波形を示すものである。図４に示されるがごとく、以下の特性を有している。交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗにおける電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は９１．３％である。また、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗから０Ｗまでの範囲におけるスイッチング周波数ｆｓの値は６８．８ｋＨｚから１０６ｋＨｚである。また、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗにおける電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は９１．８％である。また、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗから０Ｗまでの範囲におけるスイッチング周波数ｆｓの値は１４４．５ｋＨｚから１８０．２ｋＨｚである。

すなわち、スイッチング周波数ｆｓに関しては、図３４に背景技術として示すスイッチング電源回路におけるものよりもその可変範囲は狭く、そして、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値に関しては、図３４に背景技術として示すスイッチング電源回路におけるよりも負荷電力Ｐｏの０Ｗから２００Ｗまでの全範囲でより良好なものとなっている。

図２７は、交流入力電圧ＶＡＣ＝８０Ｖから交流入力電圧ＶＡＣ＝２６０Ｖの範囲におけるスイッチング周波数ｆｓおよび電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値を示している。このように広範囲な交流入力電圧ＶＡＣに対して、スイッチング周波数ｆｓの範囲は、十分に狭く、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は良好なものとなりワイドレンジ化が図られる。

図２８ないし図３３に第３実施形態と組み合わせて好適なる２次側回路の他の例を示す。図２８は、２次側並列共振コンデンサＣ３に直列に低い値の抵抗Ｒ３を接続するものである。図２９は、図２８の接続における電流Ｉ３を示すものであり、このようにすることによって、図２４における電流Ｉ３に表れたような高周波のリンギング電流が抑圧されていることが分かる。この高周波のリンギング電流は、整流ダイオードＤｏ３、整流ダイオードＤｏ４の空乏層容量と平滑コンデンサＣｏの等価インダクタンス（ＥＳＬ）とによって生じるものであるが、抵抗Ｒ３を２次側並列共振コンデンサＣ３に直列に接続することによって、いわゆる、Ｑダンプがなされて、このような効果が生じるものである。図２９に示す波形は、抵抗Ｒ３の値として、０．４７Ω（オーム）を採用する場合の例であり、この場合には電力損失が１Ｗ生じた。しかしながら、リンギング電流が発生する高周波が外部機器に与えるノイズの発生は防止することができることとなる。

図３０は２次側並列共振コンデンサＣ３を整流ダイオードＤｏ４と並列にする場合であり、図３１は２次側並列共振コンデンサＣ３を整流ダイオードＤｏ１と並列にする場合であり、図３２は２次側並列共振コンデンサＣ３を整流ダイオードＤｏ３と並列にする場合であり、図３０ないし図３２に示す各々において、図２３に示すように、２次側並列共振コンデンサＣ３を整流ダイオードＤｏ１と並列にする場合と同様の作用を奏し、同様の効果を得ることができるものである。また、図３３は２次側を大電流低電圧の整流平滑回路として構成するに適した回路構成であり、２次巻線Ｎ２を二つ、２次側並列共振コンデンサＣ３を二つ、２次側直列共振コンデンサＣ２を二つ、ブリッジ整流回路Ｄｏを二つ有して構成される。このような構成とすることによって、２次巻線Ｎ２、２次側並列共振コンデンサＣ３、２次側直列共振コンデンサＣ２、ブリッジ整流回路Ｄｏの各々に流れる電流の大きさが半分となって、このような回路に使用する素子の選択範囲が広がると同時に電流の２乗に比例して発生する損失を低減し、電力損失を低減できるものである。

すなわち、第３実施形態のスイッチング回路は、このようにして、１次巻線Ｎ１に発生するリーケージインダクタンスＬ１と１次側直列共振コンデンサＣ１とによって電流共振回路が形成されるとともに、１次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１と１次側部分電圧共振コンデンサＣｐとによって形成される並列共振回路である１次側部分電圧共振回路を有する「複合共振形コンバータ」として１次側が構成されて、リーケージインダクタンスＬ２と２次側並列共振コンデンサＣ３および２次側直列共振コンデンサＣ２の直列接続の合成の静電容量とで形成される並列共振回路およびリーケージインダクタンスＬ２と２次側直列共振コンデンサＣ２を有して２次側が構成される多重複合共振形コンバータであって、２次側直列共振回路の共振周波数ｆｓｏ２＜１次側直列共振回路の共振周波数ｆｓｏ１＜２次側並列共振回路の共振周波数ｆｐｏ２として設定されることによって構成されている。このような、第２実施形態の構成のスイッチング電源回路と、背景技術として図３４に示すスイッチング電源回路とを比較する場合には、以下の効果を生じるものである。

背景技術として図３４に示すスイッチング電源回路には存在しない、２次側並列共振コンデンサＣ３および２次側直列共振コンデンサＣ２の作用によって、１次側直列共振に流れる電流Ｉ１および２次側並列共振回路に流れる電流Ｉ２が減少して無負荷から最大負荷までの負荷範囲において、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値が向上する。第１実施形態では、無負荷時の損失である交流電力が７．５Ｗから６．４Ｗに減少している。

また、背景技術として図３４に示すスイッチング電源回路におけるコンバータトランスＰＩＴの仕様は、コア材としては、ＥＥＲ−４０、ギャップは０．８ｍｍ、１次巻線Ｎ１は２０Ｔ、２次巻線Ｎ２は２５Ｔ×２であるが、第１実施形態においては、コア材としては、ＥＥＲ−３５、ギャップは１．６ｍｍ、１次巻線Ｎ１は２８Ｔ、２次巻線Ｎ２は２２Ｔであり小型軽量化が図れる。

交流入力電圧ＶＡＣの電圧値が１００Ｖから８５Ｖに低下した場合、背景技術として図３４に示すスイッチング電源回路においては、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値が２％程度低下するが、第１実施形態では２次側並列共振回路に流れる電流Ｉ３を増加させることによって電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値を０．５％程度の低下に抑えることができる。

第１実施形態の電源回路の構成例を示す回路図である。 第１実施形態の電源回路の各部の動作波形を示す図である。 第１実施形態の電源回路の各部の動作波形を示す図である。 第１実施形態のスイッチング電源回路の、負荷電力に対するスイッチング周波数、電力変換効率を示す図である。 第１実施形態のスイッチング電源回路の交流入力電圧に対するスイッチング周波数、電力変換効率を示す図である。 第１実施形態の他の２次側回路を示す回路図である。 図６に示す２次側回路の動作を示す図である。 第１実施形態の他の２次側回路を示す回路図である。 第１実施形態の他の２次側回路を示す回路図である。 第１実施形態の他の２次側回路を示す回路図である。 第１実施形態の他の２次側回路を示す回路図である。 第２実施形態のスイッチング電源回路の構成を示す図である。 第２実施形態の電源回路の各部の動作波形を示す図である。 第２実施形態の電源回路の各部の動作波形を示す図である。 第２実施形態のスイッチング電源回路の、負荷電力に対するスイッチング周波数、電力変換効率を示す図である。 第２実施形態のスイッチング電源回路の交流入力電圧に対するスイッチング周波数、電力変換効率を示す図である。 第２実施形態の他の２次側回路を示す回路図である。 図１７に示す２次側回路の動作を示す図である。 第２実施形態の他の２次側回路を示す回路図である。 第２実施形態の他の２次側回路を示す回路図である。 第２実施形態の他の２次側回路を示す回路図である。 第２実施形態の他の２次側回路を示す回路図である。 第３実施形態のスイッチング電源回路の構成を示す図である。 第３実施形態の電源回路の各部の動作波形を示す図である。 第３実施形態の電源回路の各部の動作波形を示す図である。 第３実施形態のスイッチング電源回路の負荷電力に対するスイッチング周波数、電力変換効率を示す図である。 第３実施形態のスイッチング電源回路の交流入力電圧に対するスイッチング周波数、電力変換効率を示す図である。 第３実施形態の他の２次側回路を示す回路図である。 図２８に示す２次側回路の動作を示す図である。 第３実施形態の他の２次側回路を示す回路図である。 第３実施形態の他の２次側回路を示す回路図である。 第３実施形態の他の２次側回路を示す回路図である。 第３実施形態の他の２次側回路を示す回路図である。 背景技術のスイッチング電源回路の構成を示す図である。 背景技術のコンバータトランスの構成を示す図である。 背景技術のスイッチング電源回路の各部の動作波形を示す図である。 背景技術のスイッチング電源回路の各部の動作波形を示す図である。 背景技術のスイッチング電源回路の負荷電力に対するスイッチング周波数、電力変換効率を示す図である。 背景技術の他のスイッチング電源回路の構成を示す図である。

符号の説明

１ 制御回路、２ 発振・ドライブ回路、ＡＣ 商用交流電源、Ｃ１ １次側直列共振コンデンサ、Ｃ２ ２次側直列共振コンデンサ、Ｃ３ ２次側並列共振コンデンサ、Ｃｉ 平滑コンデンサ、ＣＬ フィルタコンデンサ、ＣＭＣ コモンモードチョークコイル、Ｃｏ 平滑コンデンサ、Ｃｐ １次側部分電圧共振コンデンサ、ＣＲ１、ＣＲ２ Ｅ型コア、ＤＤ１、ＤＤ２ ダンパーダイオード、Ｄｉ、Ｄｏ ブリッジ整流回路、Ｄｏ１、Ｄｏ２、Ｄｏ３、Ｄｏ４ 整流ダイオード、Ｅｉ 整流平滑電圧、Ｅｏ ２次側直流出力電圧、Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４、ＩＱ２ 電流、Ｌ１、Ｌ２ リーケージインダクタンス、Ｎ１ １次巻線、Ｎ２ ２次巻線、ＰＩＴ コンバータトランス、Ｑ１、Ｑ２ スイッチング素
Ｒ３ 抵抗、Ｖ１、Ｖ２ 電圧、ＶＡＣ 交流入力電圧

Claims (6)

1. 直流入力電圧を入力して交流電力を発生する１次側回路と、
   前記交流電力を２次側回路に伝送するための１次巻線および２次巻線がコアに巻装されて形成されるコンバータトランスと、
   前記２次側回路から負荷に供給される２次側直流出力電圧が定電圧となるように1次側回路を制御する定電圧制御手段と、を備えるスイッチング電源回路であって、
   前記１次側回路は、
   前記定電圧制御手段によってスイッチング周波数が制御されるスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、
   前記コンバータトランスの１次巻線に生じる漏洩インダクタンス成分と、前記１次巻線に直列接続される１次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって１次側直列共振周波数が支配されるようにして形成され、前記スイッチング手段の動作を電流共振形とする１次側直列共振回路と、を具備し、
   前記２次側回路は、
   前記２次巻線に得られる交流電力を整流して前記２次側直流出力電圧を生成するブリッジ整流回路を有する２次側直流出力電圧生成手段と、
   前記コンバータトランスの２次巻線の漏洩インダクタンス成分と、前記ブリッジ整流回路を形成する少なくともひとつの整流ダイオードに並列に接続される２次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって２次側並列共振周波数が支配されるようにして形成される２次側並列共振回路と、を具備し、
   前記１次側直列共振周波数よりも前記２次側並列共振周波数の方が高い周波数となるように設定されることを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 直流入力電圧を入力して交流電力を発生する１次側回路と、
   前記交流電力を２次側回路に伝送するための１次巻線および２次巻線がコアに巻装されて形成されるコンバータトランスと、
   前記２次側回路から得られる２次側直流出力電圧が定電圧となるように1次側回路を制御する定電圧制御手段と、を備えるスイッチング電源回路であって、
   前記１次側回路は、
   前記定電圧制御手段によってスイッチング周波数が制御されるスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、
   前記コンバータトランスの１次巻線に生じる漏洩インダクタンス成分と、前記１次巻線に直列接続される１次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって１次側直列共振周波数が支配されるようにして形成され、前記スイッチング手段の動作を電流共振形とする１次側直列共振回路と、を具備し、
   前記２次側回路は、
   前記コンバータトランスの２次巻線の漏洩インダクタンス成分と、前記２次巻線に直列接続される２次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって２次側直列共振周波数が支配されるようにして形成される２次側直列共振回路と、
   前記２次巻線の漏洩インダクタンス成分と、前記２次巻線に直接または前記２次側直列共振コンデンサを介して並列に接続される２次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって２次側並列共振周波数が支配されるようにして形成される２次側並列共振回路と、
   前記２次側直列共振回路および前記２次側並列共振回路に得られる共振出力を整流して前記２次側直流出力電圧を生成する２次側直流出力電圧生成手段と、を具備し、
   前記２次側直列共振周波数よりも前記１次側直列共振周波数の方が高い周波数となるように設定され、前記１次側直列共振周波数よりも前記２次側並列共振周波数の方が高い周波数となるように設定されることを特徴とするスイッチング電源回路。
3. 前記２次側並列共振コンデンサに直列に抵抗を付加することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源回路。
4. 前記コンバータトランスの前記１次巻線に生じる前記漏洩インダクタンス成分と、前記１次巻線に前記１次側直列共振コンデンサを介して並列接続される１次側部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスとによって１次側部分電圧共振周波数が支配されるようにして形成され、前記スイッチング手段の動作を複合共振形とする１次側部分電圧共振回路を、さらに、有することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源回路。
5. 前記２次側回路は、前記２次巻線を２個以上有し、前記２次巻線の各々に接続される２個以上の前記２次側並列共振回路および前記２次側直流出力電圧生成手段を有して形成され、
   前記２次側直流出力電圧生成手段からの各々の前記２次側直流出力電圧は並列接続されて前記負荷に供給されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
6. 前記２次側回路は、前記２次巻線を２個以上有し、前記２次巻線の各々に接続される２個以上の前記２次側並列共振回路と前記２次側直列共振回路と前記２次側直流出力電圧生成手段とを有して形成され、
   前記２次側直流出力電圧生成手段からの各々の前記２次側直流出力電圧は並列接続されて前記負荷に供給されることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源回路。

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