JP4099597B2 - スイッチング電源回路 - Google Patents

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Description

本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。
特開２００３−２３５２５９号公報
先に本出願人は、一次側に共振形コンバータを備えた電源回路を各種提案している。
図４４は、先に本出願人により出願された発明に基づいて構成される、共振形コンバータを備えるスイッチング電源回路の一例を示す回路図である。
この図４４に示される電源回路のスイッチングコンバータとしては、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して、スイッチング中のターンオフ時にのみ電圧共振動作を行う部分電圧共振回路を組み合わせた構成を採る。
この図に示されるスイッチング電源回路としては、例えばプリンタ装置の電源として備えられる。プリンタ装置は、例えば負荷電力が１００Ｗ程度以上から無負荷までの比較的広範囲の負荷変動の条件となる。
先ず、図４４に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して２組のフィルタコンデンサＣL、ＣL及び１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣから成るコモンモードノイズフィルタが接続されている。
そして、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧を生成する整流平滑回路としては、上記コモンモードノイズフィルタの後段に対して、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉとから成る全波整流回路が備えられる。
ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力は、平滑コンデンサＣｉに対して充電され、これによって平滑コンデンサＣｉの両端には、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られることになる。
上記直流入力電圧を入力してスイッチングする電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続したスイッチング回路系を備える。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれボディダイオードによるダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては、並列共振回路（部分電圧共振回路）が形成される。この部分電圧共振回路によりスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有して、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Isolation Transｆｏrmer)は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、一次側直列共振コンデンサＣ1を介してスイッチング素子Ｑ1 のソースとスイッチング素子Ｑ2 のドレインの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
また、一次巻線Ｎ1の他端は、図示するように一次側アースに接続されている。
この場合、直列共振コンデンサＣ1及び一次巻線Ｎ1は直列に接続されているが、この直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンス、及び絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1（直列共振巻線）のリーケージインダクタンス（漏洩インダクタンス）Ｌ1とにより、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成している。
ここまでの説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路が組み合わされた形式を採っていることになる。ここでは、このようなスイッチングコンバータについて複合共振形コンバータということにする。
ここでの図示による説明は省略するが、上記した絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とを、ＥＥ型コアの内磁脚に対して巻装している。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚に対しては1.5mm以下のギャップを形成するようにしている。これによって、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とで、０．７５以上の結合係数を得るようにしている。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対しては、整流ダイオードＤo1〜Ｄo4から成るブリッジ整流回路と、平滑コンデンサＣoとにより形成される全波整流回路が備えられる。
これにより、平滑コンデンサＣoの両端電圧として、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の等倍レベルに対応する直流電圧である二次側直流出力電圧Ｅoが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅoは、メイン直流電源として、図示しないメインの負荷に供給されるとともに、制御回路１に対して定電圧制御のための検出電圧としても分岐して入力される。
制御回路１は、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに対応してレベルが可変される電圧又は電流としての制御信号を発振・ドライブ回路２に出力する。
発振・ドライブ回路２では制御回路１から入力される制御信号に基づいて、発振・ドライブ回路２内の発振回路により生成する発振信号周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに印加するスイッチング駆動信号の周波数を変化させる。これにより、スイッチング周波数が可変される。このように、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変制御されることで、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化して一次側直列共振回路を形成する一次巻線Ｎ1から二次側に伝送されるエネルギーも可変され、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルも可変制御される。これにより、二次側直流出力電圧Ｅoの定電圧制御が図られることになる。
なお、以降においては、このようにスイッチング周波数を可変制御することによって安定化を図る定電圧制御方式を「スイッチング周波数制御方式」ということにする。
図４６の波形図は、上記図４４に示した電源回路における要部の動作を示している。この図においては、左側において負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時の動作を示し、右側において、同一部位について、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時の動作を示している。入力電圧条件は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで一定としている。
先ず、図４６において、矩形波状の電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ2の両端電圧であり、スイッチング素子Ｑ2のオン／オフタイミングを示す。
電圧Ｖ1が０レベルとなる期間が、スイッチング素子Ｑ2が導通するオン期間であり、このオン期間においては、スイッチング素子Ｑ2及びクランプダイオードＤD2から成るスイッチング回路系には、図示する波形によるスイッチング電流ＩQ2が流れる。また、電圧Ｖ1が整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされる期間は、スイッチング素子Ｑ2がオフとなる期間であり、スイッチング電流ＩQ2は図示するようにして０レベルとなる。
また、図示していないが、他方のスイッチング素子Ｑ1の両端電圧、及びスイッチング回路（Ｑ1，ＤD1）に流れるスイッチング電流としては、上記電圧Ｖ1、及びスイッチング電流ＩQ2を１８０°移相した波形として得られる。つまり、前述したように、スイッチング素子Ｑ1とスイッチング素子Ｑ2とは、交互にオン／オフするタイミングでスイッチング動作を行う。
また、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1（Ｌ1））を流れる一次側直列共振電流Ｉoとしては、これらのスイッチング回路（Ｑ1，ＤD1）（Ｑ2，ＤD2）に流れるスイッチング電流が合成されることで、図示する波形により流れるものとなる。
また、例えばこの図に示される上記電圧Ｖ1の波形を、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時と負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時とで比較して分かるように、スイッチング周波数としては、二次側直流出力電圧Ｅoが軽負荷のとき（Ｐo＝２５Ｗ）よりも、重負荷の条件（Ｐo＝１５０Ｗ）のときのほうが、一次側のスイッチング周波数が低くなるように制御されていることがわかる。すなわち、重負荷となって二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが低下するのに応じては、スイッチング周波数を低くし、また軽負荷となって二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが上昇するのに応じてはスイッチング周波数を高くするようにしている。これは、スイッチング周波数制御方式として、アッパーサイド制御による定電圧制御動作が行われていることを示している。
また、上記した一次側の動作が得られることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、図示する波形による交番電圧Ｖ2が誘起される。そして、この交番電圧Ｖ2が正極性となる一方の半周期の期間においては、二次側の整流ダイオード［Ｄo1，Ｄo4］が導通することで、図示する波形及びタイミングで整流電流ＩD1が流れる。また、交番電圧Ｖ2が負極性となる他方の半周期の期間においては、二次側の整流ダイオード［Ｄo2，Ｄo3］が導通することで、図示する波形及びタイミングで整流電流ＩD3が流れる。また、二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2としては、図示するようにして、上記整流電流ＩD1，ＩD3が合成されたものとなる。
図４７は、図４４に示した電源回路について、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの入力電圧条件の下での負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、及びスイッチング周波数の特性を示している。
先ず、スイッチング周波数ｆｓとしては、定電圧制御動作が行われることに応じて、重負荷の傾向となるのに従って低下する特性となっている。ただし、負荷変動に対してリニアとなる変化特性ではなく、例えば負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ程度からＰｏ＝０Ｗ以下の範囲では、スイッチング周波数ｆｓが急峻に上昇していく傾向となっている。
また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）としては、負荷電力Ｐｏの上昇に伴って高くなっていく傾向となっており、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時では、ηAC→DC＝９１．０％程度が得られている。
なお、上記図４６及び図４７により説明した実験結果を得るにあたっては、図に示した各部を以下のように選定した。
・ 絶縁コンバータトランスＰＩＴ
（ＥＥＲ−３５型フェライト磁芯、ギャップ長＝1.4mm、結合係数ｋ＝０．７５）
一次巻線Ｎ1＝３５Ｔ（ターン）、二次巻線Ｎ2＝５０Ｔ
・一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０３９μＦ
・部分共振コンデンサＣｐ＝３３０ｐＦ
また、図４５の回路図に、スイッチング電源回路の他の例を示す。なお、この図において図４４と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路の二次側整流回路としては、両波整流回路が備えられる。つまり、二次巻線Ｎ2に対してセンタータップを施すことで、二次巻線Ｎ2について、二次巻線部Ｎ2Aと二次巻線部Ｎ2Bとに分割する。この場合、二次巻線部Ｎ2Aと二次巻線部Ｎ2Bとは同じ巻き数を有する。また、センタータップは二次側アースに接地する。その上で、上記二次巻線Ｎ2に対しては、整流ダイオードＤo1、整流ダイオードＤo2、及び二次側平滑コンデンサＣoを接続する。この両波整流回路により、平滑コンデンサＣoの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅoが得られる。
このような構成の電源回路は、プラズマディスプレイ装置の電源として備えられる。プラズマディスプレイ装置は、例えば負荷電力がＰｏ＝１００Ｗ以上から無負荷までの比較的広範囲の負荷変動の条件となると共に、例えば２００Ｖ以上の比較的高レベルの二次側直流出力電圧が要求される。
また、この図４５に示す電源回路についての実験を行ったところ、図４６，図４７に示されるのとほぼ同等の動作、特性の結果が得られた。
なお、実験に当たっては、図４５の回路の要部について下記のように選定した。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ
（ＥＥＲ−３５型フェライト磁芯、ギャップ長＝1.4mm、結合係数ｋ＝０．７５）
一次巻線Ｎ1＝３５Ｔ（ターン）、二次巻線Ｎ2＝二次巻線部Ｎ2A＋二次巻線部Ｎ2B＝５０Ｔ＋５０Ｔ＝１００Ｔ
・一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０３９μＦ
・部分共振コンデンサＣｐ＝３３０ｐＦ
図４５に示す電源回路としては、先に述べたように、プラズマディスプレイ装置の電源として備えられ、比較的高レベルの二次側直流出力電圧Ｅｏを得るようにされている。これに対応するために、図４５の回路としては、二次側整流回路について両波整流回路としたうえで、二次巻線Ｎ2の巻き数を相応に増加させて１００Ｔとしている。
ところで、図４４（図４５）に示した電源回路のように、スイッチング周波数制御方式により二次側直流出力電圧の安定化を図る共振形コンバータとしての構成を採る場合には、安定化のためのスイッチング周波数の可変制御範囲は、比較的広範囲な傾向となる。
このことについて、図４８を参照して説明する。図４８は、図４４（図４５）に示した電源回路の定電圧制御特性を、スイッチング周波数ｆｓと二次側直流出力電圧Ｅoのレベルとの関係により示している。
なお、この図の説明にあたっては、図４４（図４５）の電源回路が、スイッチング周波数制御方式として、いわゆるアッパーサイド制御を採用していることを前提とする。ここでのアッパーサイド制御とは、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1よりも高い周波数範囲でスイッチング周波数を可変制御し、これにより生じる共振インピーダンスの変化を利用して二次側直流出力電圧Ｅoのレベルをコントロールする制御をいう。
一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数ｆｏ1のときに最も共振インピーダンスが小さくなる。これにより、アッパーサイド制御における二次側直流出力電圧Ｅoとスイッチング周波数ｆｓの関係として、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｏ1に近づいていくほど上昇し、共振周波数ｆｏ1から離れていくのに従って低下していくものとなる。
従って、負荷電力Ｐｏを一定とした条件でのスイッチング周波数ｆｓに対する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、図４８に示すようにして、スイッチング周波数ｆｓが一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1と同じときにピークとなり、共振周波数ｆｏ1から離れるのに応じて低下する二次曲線的な変化を示す。
また、同じスイッチング周波数ｆｓに対応する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、最小負荷電力Ｐｏmin時よりも最大負荷電力Ｐｏmax時のほうが、所定分低下するようにしてシフトする特性が得られる。つまり、スイッチング周波数ｆｓを固定として考えると、重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは低下する。
そして、このような特性のもとで、アッパーサイド制御により二次側直流出力電圧Ｅoについて、Ｅo＝ｔｇとなるようにして安定化しようとした場合、図４４（図４５）に示した電源回路において必要となるスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓとして示される範囲となる。
図４４に示す電源回路の実際としては、ＡＣ１００Ｖ系としての交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１２０Ｖの入力変動範囲と、メイン直流電源である二次側直流出力電圧Ｅoの最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）の負荷条件に対応して、スイッチング周波数制御方式により、二次側直流出力電圧Ｅo＝１３５Ｖで安定化するように定電圧制御を行う。
この場合、図４４に示す電源回路が定電圧制御のために可変するスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は、ｆｓ＝８０kHz〜２００kHz以上であり、Δｆｓとしても１２０kHz以上と相応に広範囲なものとなる。
また、図４５に示す電源回路では、約２００Ｖの定格レベルで安定化するように定電圧制御を行うことから、図４４の電源回路と同様、上記したΔｆｓは相当に広範囲なものとなる。
電源回路として、例えば日本や米国等の交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の地域と欧州等のＡＣ２００Ｖ系の地域に対応するように、例えば約ＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応した動作が可能に構成された、いわゆるワイドレンジ対応のものが知られている。
そこで、図４４（図４５）に示した電源回路について、上記したワイドレンジ対応として構成することを考えてみる。
ワイドレンジ対応では、上記のようにして、例えばＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応することになる。従って、例えば、ＡＣ１００Ｖ系のみ、あるいはＡＣ２００Ｖ系のみの単レンジに対応する場合と比較して、二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変動範囲も大きくなる。このような交流入力電圧範囲に対応してレベル変動範囲が拡大した二次側直流出力電圧Ｅoについて定電圧制御を行うためには、より広範囲なスイッチング周波数制御範囲が必要となる。例えば、図４４（図４５）に示した回路の場合としては、スイッチング周波数ｆｓの制御範囲について、約８０kHz〜５００kHzにまで拡大する必要がでてくる。
しかしながら、現状のスイッチング素子を駆動するためのＩＣ（発振・ドライブ回路２）としては、対応可能な駆動周波数の上限は２００kHz程度が限界である。また、仮に上記したような高い周波数での駆動が可能なスイッチング駆動用ＩＣを構成して実装したとしても、このような高い周波数でスイッチング素子を駆動した場合には、電力変換効率が著しく低下するために、現実の電源回路として実用的ではなくなる。ちなみに、例えば図４４（図４５）に示した電源回路により安定化が可能な交流入力電圧ＶACレベルの上限は、１００Ｖ程度である。
このために、スイッチング周波数制御方式により安定化を図るスイッチング電源回路について、実際にワイドレンジ対応とするのにあたっては、例えば下記のような構成を採ることが知られている。
１つには、商用交流電源を入力して直流入力電圧（Ｅｉ）を生成する整流回路系について、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、倍電圧整流回路と全波整流回路とで切り換えを行う機能を与えるものである。
この場合には、商用交流電源レベルを検出して、その検出されたレベルに応じて、倍電圧整流回路若しくは全波整流回路が形成されるようにして、電磁リレーを用いたスイッチにより、整流回路系における回路接続の切り換えを行うように回路を構成する。
しかしながら、このような整流回路系の切り換えの構成では、上記しているように、所要数の電磁リレーが必要になる。また、倍電圧整流回路を形成するために少なくとも２本１組の平滑コンデンサを設ける必要も生じる。このため、それだけ部品点数が増加してコストアップとなると共に、電源回路基板のマウント面積も拡大して大型化する。特に、これら平滑コンデンサや電磁リレーは、電源回路を形成する部品のうちでも大型であるから、基板サイズは相当に大きくなってしまう。
また、全波整流動作と倍電圧整流動作を切り換える構成とした場合において、ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源が入力されているときに、瞬間停電が生じたり、また、交流入力電圧が定格以下に低下するなどして、ＡＣ２００系に対応するよりも低いレベルとなると、ＡＣ１００Ｖ系であると検出して倍電圧整流回路に切り換えるという誤動作が生じたとする。このような誤動作が生じると、ＡＣ２００Ｖ系のレベルの交流入力電圧について倍電圧整流を行うこととなるために、例えばスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2などが耐圧オーバーとなって破壊される可能性もある。
そこで、実際の回路としては、上記のような誤動作が生じないようにするために、メインとなるスイッチングコンバータの直流入力電圧だけではなく、スタンバイ電源側のコンバータ回路の直流入力電圧も検出する構成を採るようにされる。これにより、スタンバイ電源側のコンバータ回路を検出するための部品の追加などにより、上記したコストアップ、及び回路基板サイズの大型化がさらに助長されてしまうことになる。
また、誤動作防止を目的としてスタンバイ電源側のコンバータの直流入力電圧を検出するということは、整流動作切り換えのための回路を備えるワイドレンジ対応の電源回路としては、メイン電源の他にスタンバイ電源を備える電子機器でなければ、実際に使用することができないということになる。つまり、電源を実装可能な電子機器の種類が、スタンバイ電源を備えたものに限定されるわけであり、それだけ利用範囲が狭くなる。
また、ワイドレンジ対応のための構成として、ＡＣ１００Ｖ系／ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、一次側の電流共振形コンバータの形式をハーフブリッジ結合とフルブリッジ結合とで切り換える構成とすることも知られている。
この構成であれば、例えば上記した瞬間停電などによって、ＡＣ２００Ｖ系の交流入力電圧がＡＣ１００Ｖ系のレベルにまで低下して誤動作したとしても、スイッチング動作がハーフブリッジ動作からフルブリッジ動作となるだけであり、スイッチング素子などが耐圧オーバーになることはない。このためにスタンバイ電源側の直流入力電圧を検出する必要もなくなるので、スタンバイ電源を備えない電子機器に対しても採用することが可能となる。また、商用電源ラインにおける切り換えではないために、半導体スイッチによる回路形態の切り換えが可能であるので、電磁リレーのような大型のスイッチ部品は不要となる。
しかし、この構成では、ＡＣ１００Ｖ系時に対応してフルブリッジ結合を形成するために、スイッチング素子を少なくとも４本備える必要がある。つまり、２本のスイッチング素子により形成可能なハーフブリッジ結合方式のみによるコンバータの構成と比較すれば、２本のスイッチング素子を追加する必要があることになる。
また、この構成の場合には、フルブリッジ動作では４石がスイッチング動作を行い、ハーフブリッジ動作でも３石のスイッチング素子がスイッチング動作を行う。共振形コンバータは、低スイッチングノイズではあるが、このようにしてスイッチングを行うスイッチング素子数が増加するほどスイッチングノイズに関しては不利となる。
このようにして、ワイドレンジ対応として上記した何れの構成を採った場合にも、単レンジ対応の構成と比較した場合には、部品点数の増加などによる回路規模の拡大、コストアップがさけられない。また、前者の構成では機器への利用範囲の制限、後者の構成ではスイッチングノイズの増加など、それぞれ、単レンジ対応の構成では抱えていなかった固有の問題が生じる。
また、図４４（図４５）に示した電源回路のようにして、スイッチング周波数の制御範囲が相応に広範囲であることによっては、二次側直流出力電圧Ｅoについての安定化の高速応答特性が低下するという問題も生じる。
電子機器によっては、例えば最大負荷の状態とほぼ無負荷とされる状態のとの間で、負荷条件が瞬時的に切り換わるようにして変動する動作を伴うものがある。このような負荷変動は、スイッチング負荷ともいわれる。このような機器に搭載される電源回路としては、上記スイッチング負荷とされる負荷変動にも対応して二次側直流出力電圧が適正に安定化されるようにする必要がある。
しかしながら、先に図４８によっても説明したようにスイッチング周波数の制御範囲が広範である特性を持つ場合には、上記スイッチング負荷のような負荷変動に対応して、二次側直流出力電圧を所要レベルとするためのスイッチング周波数にまで可変させるためには比較的長い時間を要することになる。つまり、定電圧制御の応答特性としては良好でない結果が得られることになる。
特に図４４（図４５）に示した電源回路は、図４７に示したようにして、定電圧制御に応じたスイッチング周波数特性としては、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ程度以下から０Ｗまでの負荷範囲において、スイッチング周波数が大きく変化するものとなっており、上記したようなスイッチング負荷に対する定電圧制御応答性としては不利になっていることが分かる。
そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成する。
つまり、直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線により交番電圧が誘起される二次巻線とが巻装されて形成され、一次側と二次側とで所定の結合係数が得られるようにして、コアの所定位置に形成されるギャップのギャップ長が設定される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって所定の共振周波数が設定されるようにして形成され、スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える。
また、少なくとも、絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、二次巻線に直列接続される二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって所定の共振周波数が設定されるようにして形成される二次側直列共振回路と、この二次側直列共振回路に得られる共振出力を入力して整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成する二次側直流出力電圧生成手段を備える。
また、二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御してスイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段を備える。
また、一次側直列共振回路と二次側直列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路についての、イッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となるようにして、絶縁コンバータトランスの一次側と二次側との総合結合係数を設定する総合結合係数設定手段を備える。
上記構成によるスイッチング電源回路では、一次側直列共振回路を備える電流共振形コンバータとしての基本構成を採った上で、二次側においても、二次巻線と二次側直列共振コンデンサとにより直列共振回路を形成することとしている。
このような構成を採ることで、本発明のスイッチング電源回路としては絶縁コンバータトランスの電磁結合による結合形共振回路を形成することになる。そのうえで、電源回路内における絶縁コンバータトランスの一次側と二次側との総合的な結合係数（総合結合係数）について、上記結合形共振回路に対する入力であるスイッチング周波数の周波数信号（スイッチング出力）に対する出力特性として、急峻な単峰特性が得られるべき値を設定するようにされる。このようにして上記単峰特性を得る結果、一次側にのみ直列共振回路を形成した場合よりも、安定化に要するスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）を縮小することができる。
上記のようにして本発明によっては、定電圧制御に必要なスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）が縮小されることになる。
これにより、先ず、スイッチング周波数制御のみによりワイドレンジ対応が可能な共振形コンバータを得ることが容易に実現化されることになる。そして、スイッチング周波数制御のみによるワイドレンジ対応が可能となることで、例えば、商用交流電源の定格レベルに応じて、整流回路系を切り換えたり、あるいは、ハーフブリッジ結合とフルブリッジ結合との間でスイッチング回路系を切り換えるための構成を採る必要はなくなる。これにより、その分の回路構成部品の削減及び基板面積の削減が図られるほか、電子機器への電源回路の適用範囲が拡がったり、また、スイッチングノイズにも有利となるなどの効果が得られる。
また、上記したような本発明の効果を得るための基本構成としては、一次側直列共振回路を備える電流共振形コンバータの構成に対して、二次側直列共振コンデンサを追加するとともに、一次巻線及び／又は二次巻線に対して直列接続されるインダクタを備えるための構成を採ることとすればよいわけであり、部品点数の追加、あるいは変更などは、非常に小規模で済むことになる。
また、上記のようにしてスイッチング周波数の必要制御範囲が縮小されることによっては、定電圧制御の応答性も向上されることとなる。このことは、例えば負荷電力が最大／無負荷の条件の間で切り換わるようにして変動する、いわゆるスイッチング負荷といわれるような負荷変動に対しても、これまでより高い応答性で以て定電圧制御を行うことが可能になるものであり、それだけ機器としての信頼性も向上することになる。
図１は、本発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態ともいう）として、第１の実施の形態とされるスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。この図に示す電源回路は、一次側の基本構成として、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた構成を採る。
また、この第１の実施の形態の電源回路は、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の何れの商用交流電源入力にも対応して動作する、いわゆるワイドレンジ対応としての構成を採る。また、対応負荷電力としては、例えば、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ程度（１００Ｗ以上）からＰｏ＝０Ｗ（無負荷）までの変動範囲に対応する。
また、この場合の電源回路は、例えばプリンタ装置の電源として備えられることが想定され、負荷電力Ｐｏとして１５０Ｗ〜０Ｗの範囲に対応する構成が採られる。
先ず、この図１に示す電源回路において、商用交流電源ＡＣに対しては、フィルタコンデンサＣL、ＣL、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣによるコモンモードノイズフィルタが形成されている。
そして、上記ノイズフィルタの後段となる商用交流電源ＡＣに対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流回路が接続される。
この全波整流回路が商用交流電源ＡＣを入力して全波整流動作を行うことによって、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られる。この場合の整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルとなる。
上記直流入力電圧を入力してスイッチング（断続）する電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続したスイッチング回路を備える。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、ダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。ダンパーダイオードＤD1のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ1のソース、ドレインと接続される。同様にして、ダンパーダイオードＤD2のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ2のソース、ドレインと接続される。ダンパーダイオードＤD1，ＤD2は、それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が備えるボディダイオードとされる。
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、一次側部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この一次側部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス（漏洩インダクタンス）Ｌ1によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有しており、例えばこの場合には、汎用のＩＣを用いることができる。発振・ドライブ回路２の発振回路は、所要周波数の発振信号を発生させ、駆動回路は、上記発振信号を利用してＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチング駆動するためのゲート電圧であるスイッチング駆動信号を生成して、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のゲートに印加するようにされる。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、スイッチング駆動信号の周期に応じたスイッチング周波数に従って、交互となるタイミングで連続的にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。また、一次巻線Ｎ1の他方の端部は一次側アースと接続される。
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２の断面図に示すような構造を有する。
この図に示されるように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して、二次巻線Ｎ2を巻装する。このようにして一次側巻線（Ｎ1）及び二次側巻線（Ｎ2）が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの内磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。
そのうえで、ＥＥ型コアの内磁脚に対しては、図のようにしてギャップＧを形成する。この場合のギャップＧとしては、例えばギャップ長2.8mm程度を設定し、これによって一次側と二次側との結合係数ｋとしては、例えばｋ＝０．６５以下による疎結合の状態を得るようにしている。なお、実際の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．６３を設定した。また、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の内磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することができる。
ちなみに、先に図４４（図４５）に示した電源回路をはじめ、従来の電流共振形コンバータを備えた電源回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアに形成するギャップとして例えば1.5mm〜1.6mm以下を設定することで、結合係数ｋとしてはｋ＝０．７５以上を得るようにされていた。
つまり、本実施の形態においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の結合度について、従来よりもさらに低い状態を設定している。
説明を図１に戻す。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記図２により説明した構造によって一次巻線Ｎ1に所定のリーケージインダクタンスＬ1を生じさせる。また、先に説明したように、一次巻線Ｎ1と一次側直列共振コンデンサＣ1とは直列に接続されている。従って、上記一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスとによっては直列共振回路（一次側直列共振回路）が形成されることになる。
そのうえで、上記一次側直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力点に対して接続されており、従って、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力は、一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では、伝達されたスイッチング出力により共振動作を行うことで、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
ところで、これまでの説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した一次側部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路の一次側においては、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路が組み合わされた構成を採っている。ここでは、このように２つの共振回路が組み合わされて成るスイッチングコンバータを、「複合共振形コンバータ」ということにする。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起（誘起）される。
この場合、二次巻線Ｎ2については、先ず、一方の端部側に対して直列に二次側直列共振コンデンサＣ2を接続している。これにより、二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とによって二次側直列共振回路を形成することになる。つまり、本実施の形態としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側とのそれぞれにおいて直列共振回路が形成される。
上記二次側直列共振回路（Ｌ2−Ｃ2）に対しては、４本の整流ダイオードＤo1〜Ｄo4を図示するようにして接続して成るブリッジ整流回路と平滑コンデンサＣoとにより形成される全波整流回路が接続される。
この全波整流回路によっては、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の一方の半周期において、ブリッジ整流回路の整流ダイオード［Ｄo1，Ｄo4］の組が導通して、平滑コンデンサＣoに対して整流電流を充電する動作が得られる。また、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の他方の半周期においては、整流ダイオード［Ｄo2，Ｄo3］の組が導通して平滑コンデンサＣoに対して整流電流を充電する動作が得られる。
これによって平滑コンデンサＣoの両端電圧として、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧のレベルの等倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅoが得られる。
このようにして得られた二次側直流出力電圧Ｅoは、図示しない負荷に供給されるとともに、後述する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
また、上記全波整流回路は、二次側直列共振回路の共振出力について整流平滑動作を行っていることから、この全波整流回路による二次側整流動作としても電流共振形となる。つまり、整流電流波形としては、二次側直列共振回路の共振周波数による正弦波形を含むことになる。
ここで、本実施の形態においては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1と、上記二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2との関係について、共振周波数ｆｏ1に対して共振周波数ｆｏ2が低くなるように設定している。実際において、図１に示す電源回路では、共振周波数ｆｏ1については７０ｋHz程度を設定し、共振周波数ｆｏ2については、共振周波数ｆｏ1に対して１／２程度となる３５ｋHz程度を設定するものとしている。
また、図１に示す電源回路の二次側においては、二次側直列共振回路（Ｌ2−Ｃ2）を形成する二次巻線Ｎ2と二次側直列共振コンデンサＣ2の直列接続回路に対して並列となる関係により二次側部分共振コンデンサＣｐ2を挿入している。
この二次側部分共振コンデンサＣｐ2のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2によっては、二次側部分電圧共振回路（部分共振回路）としての並列共振回路が形成される。そして、この二次側部分電圧共振回路によっては、二次側の全波整流回路を形成する整流ダイオード［Ｄo1，Ｄo4］の組と、整流ダイオード［Ｄo2，Ｄo3］の各組がターンオフ、ターンオンするタイミングにおいてのみ電圧共振する二次側部分電圧共振動作が得られるようになっている。
この部分電圧共振動作によって、整流ダイオード［Ｄo1，Ｄo4］［Ｄo2，Ｄo3］の各組のターンオフ時に生じる逆方向電流を流す経路が形成されることとなって、このときの無効電力が低減される結果、二次側整流回路における電力損失の低減が図られる。
これまでの説明によれば、本実施の形態のスイッチング電源回路は、一次側に一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）及び一次側部分電圧共振回路（Ｌ1//Ｃｐ）を備え、二次側には二次側直列共振回路（Ｌ2−Ｃ2）及び二次側部分電圧共振回路（Ｌ2//Ｃｐ2）を備えることになる。
先にも述べたように、一次側におけるような直列共振回路と部分電圧共振回路とによる２つの共振回路が組み合わされたスイッチングコンバータについては、複合共振形コンバータということとしたが、本実施の形態のようにして３以上の共振回路が組み合わされたスイッチングコンバータについては多重（複合）共振形コンバータということにする。
制御回路１は、二次側直流出力電圧Ｅoをスイッチング周波数制御方式により安定化するために設けられる。
この場合の制御回路１は、検出入力である二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。このためには、内部の発振回路により生成する発振信号の周波数を可変することになる。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2側に伝送される電力量が変化するが、これにより二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを安定化させるように動作する。
詳細は後述するが、本実施の形態の電源回路におけるスイッチング周波数制御方式としては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1及び二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2により決まる中間共振周波数ｆｏに対して、これより高い周波数範囲をスイッチング周波数の可変範囲として設定している。つまり、いわゆるアッパーサイド制御の方式を採る。
一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数において最も共振インピーダンスが低くなる。このことから、本実施の形態のようにして、直列共振回路の共振周波数に基づくアッパーサイド制御方式を採る場合には、スイッチング周波数ｆｓが高くなっていくのに応じて、共振インピーダンスを高くすることになる。
従って、例えば重負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅoが低下するのに応じては、上記スイッチング周波数を低くするように制御することになる。これは共振インピーダンスを低くすることとなり、一次側から二次側への電力伝送量が増加することになるために、二次側直流出力電圧Ｅoが上昇する。
これに対して、軽負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅoが上昇するのに応じては、上記スイッチング周波数を高くするように制御する。これにより、共振インピーダンスは高くなって上記電力伝送量が低減するために、二次側直流出力電圧Ｅoは低下する。このようにして、スイッチング周波数が可変されることによって、二次側直流出力電圧Ｅoが安定化されることになる。
図３、図４は、図１に示した電源回路の各部の動作波形を示している。
これらの図において、図３では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ（最大負荷電力）時の動作波形を示し、図４では、軽負荷とされる条件の負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時の動作波形を示している。なお、これらの図では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで一定とした場合の実験結果を示している。
また、これらの図に示される実験結果を得るにあたっては、図１に示した回路の各部を以下のように選定した。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ
ＥＥＲ−３５型フェライト磁芯、ギャップ長＝2.8mm、結合係数ｋ＝０．６３、
一次巻線Ｎ1＝４５Ｔ（ターン）＝２２５μＨ、リーケージインダクタンスＬ1＝１３３μＨ
二次巻線Ｎ2＝５０Ｔ＝２５０μＨ、リーケージインダクタンスＬ2＝１４８μＨ
・一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０３９μＦ
・二次側直列共振コンデンサＣ２＝０．１５μＦ
・一次側部分共振コンデンサＣｐ1＝３３０ｐＦ
・二次側部分共振コンデンサＣｐ2＝３３０ｐＦ

なお、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1≒70kHzは、上記一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1＝１３３μＨと、一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０３９μＦにより設定され、二次側直列共振周波数ｆｏ2≒35kHzは、上記二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2＝１４８μＨと、二次側直列共振コンデンサＣ２＝０．１５μＦにより設定されるものとなる。なお、ＥＥＲ型のコアは、よく知られているように、製品としてのコアの型式、規格の１つであり、この型式には、ＥＥ型のあることも知られている。本願においてＥＥ形という場合には、断面がＥＥ字形状であることに応じて、ＥＥＲ型、ＥＥ型の何れについてもＥＥ形のコアであるとして扱うものとする。
これら図３、図４において、電圧Ｖ１は、スイッチング素子Ｑ２の両端電圧であり、スイッチング素子Ｑ２のオン／オフタイミングを示すものとなる。つまり、電圧Ｖ１が０レベルとなる期間には、図示するスイッチング素子Ｑ２のスイッチング電流ＩQ2が流れ、この期間はスイッチング素子Ｑ２がオンすることがわかる。また、電圧Ｖ１が図示するように整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされる期間には、スイッチング電流ＩQ2が０レベルとなり、この期間はスイッチング素子Ｑ２がオフすることがわかる。
また、図示はしないが一方のスイッチング素子Ｑ１の両端電圧としては、上記電圧Ｖ１の位相を１８０度シフトした波形として得られる。同様に、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング電流ＩQ1としても、上記スイッチング電流ＩQ2の位相を１８０度シフトした波形が得られる。つまり、スイッチング素子Ｑ1とスイッチング素子Ｑ2は交互にオン／オフするようにされている。
一次側直列共振回路を流れる一次側直列共振電流Ｉｏとしては、これらスイッチング電流ＩQ1とスイッチング電流ＩQ2との波形が合成された、図のような波形により流れるものとなる。
なお、これらの図３，図４に示した電圧Ｖ１、スイッチング電流ＩQ2の波形を実際に比較した場合には、図３の波形の周期に対して図４の波形の周期のほうが短くなっている。このことは、重負荷から軽負荷の傾向となるのに従って、スイッチング周波数が高くなるように制御されていることを示している。すなわち、安定化制御として、重負荷となって二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが低下する場合には、スイッチング周波数を低くし、また軽負荷となって二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが上昇する場合にはスイッチング周波数を高くするように制御が行われていることを示している。
そして、重負荷の条件となりスイッチング周波数が低く制御される場合は、図３に示されるようにスイッチング電流ＩQ2のピークレベルは４Ａｐとなる。一方、軽負荷の条件となりスイッチング周波数が高くなるように制御される場合では、スイッチング電流ＩQ2のピークレベルは２Ａｐとなる。このことから、重負荷における二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルの低下傾向に応じては、一次側のスイッチング電流を増加させ、また、軽負荷時における二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルの上昇傾向に応じては、スイッチング電流が減少するように変化されることもわかる。
上記した一次側直列共振電流Ｉｏが流れることにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、図示する交番電圧Ｖ２が励起される。この交番電圧Ｖ２の正負のピークレベル（絶対値）は、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが得られる。
このような交番電圧Ｖ２が得られることで、二次側におけるブリッジ整流回路では、整流ダイオード［Ｄo1、Ｄo4］［Ｄo2、Ｄo3］の各組が導通して二次側に整流電流を流す。
整流ダイオード［Ｄo1、Ｄo4］が導通して流れる整流電流ＩD1としては、図示するように二次巻線Ｎ2に励起される上記交番電圧Ｖ２が正極性となる期間に流れる。また、整流ダイオード［Ｄo2、Ｄo3］が導通して流れる整流電流ＩD3としては、交番電圧Ｖ２が負極性となる期間に流れる。
そして、ブリッジ整流回路の負極出力端子となる整流ダイオードＤo2、Ｄo4の接続点と、二次側アースとの間のラインに得られる二次側整流出力電流Ｉ2としては、上記整流電流ＩD1、ＩD3が合成された図のような波形により得られる。
また、この場合には、二次側に設けられた二次側部分共振コンデンサＣｐ2に流れる電流ＩCp2が示されている。図示するようにこの電流ＩCp2は、整流ダイオードＤo1〜Ｄo4がターンオフするタイミングに対応して流れる。つまり、この電流ＩCp2の波形によっては、整流ダイオードＤo1〜Ｄo4のターンオフ時に発生する逆方向電流が流れていることが示されており、これによって先にも述べたように整流ダイオードＤo1〜Ｄo4の電力損失の抑制が図られるものである。
そして、上記構成による図１の電源回路では、一次側と二次側とで、それぞれ直列共振回路（一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）、二次側直列共振回路（Ｌ2−Ｃ2））を備えるようにされている。本実施の形態では、このような構成を採ることで、電流共振形コンバータを基とする電源回路として、ＡＣ１００Ｖ系及びＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に対応して動作する、いわゆるワイドレンジ対応として実用可能となる。以下、この点について説明する。
図５の回路図は、図１に示す本実施の形態の電源回路について、一次側直列共振回路と二次側直列共振回路との関係によりみた場合の等価回路を示している。なお、この等価回路図において、図１と同一部分には、同一符号を付している。
この図においては、１：ｎの巻線比となる所定巻数の一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2を巻装した絶縁コンバータトランスＰＩＴが示されている。また、この図において、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける一次側と二次側との結合度を結合係数ｋにより示している。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側において、Ｌ1l、Ｌ1eは、それぞれ、一次巻線Ｎ1のリーケージ（漏洩）インダクタンス、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスを示す。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側のＬ2l、Ｌ2eは、それぞれ二次巻線Ｎ2のリーケージ（漏洩）インダクタンス、二次巻線Ｎ2の励磁インダクタンスを示す。
この図５に示す等価回路図において、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側では、スイッチング周波数ｆｓによる交流（周波数信号）が入力されている。つまり、一次側スイッチングコンバータ（スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2）のスイッチング出力が入力となっている。
そして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側では、このスイッチング周波数ｆｓによる交流の入力を、一次側直列共振回路に供給することになる。この一次側直列共振回路は、図示するようにして、一次側直列共振コンデンサＣ1−リーケージインダクタンスＬ1lを一次巻線Ｎ1に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスＬ1eを一次巻線Ｎ1に対して並列に接続したものとしてみることができる。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側直列共振回路としても、同様に、二次側直列共振コンデンサＣ2−リーケージインダクタンスＬ2lを二次巻線Ｎ2に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスＬ2eを二次巻線Ｎ2に対して並列に接続したものとしてみることができる。また、この図では、上記のようにして形成される二次側直列共振回路の出力を負荷ＲLに出力することとしている。ここでの負荷ＲLは、二次側全波整流回路以降の回路及び負荷となる。
上記した接続態様となる図５の等価回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数をｋ、一次巻線Ｎ1の自己インダクタンスをＬ1とすると、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1lについて、
Ｌ1l=(1−ｋ 2 )Ｌ1・・・（式１）
により表すことができる。
また、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスＬ1eについては、
Ｌ1e=ｋ 2 ×Ｌ1・・・（式２）
により表すことができる。
同様にして、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2l、励磁インダクタンスＬ2eについては、一次巻線Ｎ2の自己インダクタンスをＬ2とすると、それぞれ、
Ｌ2l=(1−ｋ 2 )Ｌ2・・・（式３）
Ｌ2e=ｋ 2 ×Ｌ2・・・（式４）
により表される。
ここで、図５に示す等価回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの電磁誘導を介して、一次側に一次側直列共振回路を備え、二次側に二次側直列共振回路を備えていることが示されている。従って、この図に示す回路は、電磁結合による結合形共振回路を形成しているものとしてみることができる。このために、図１に示す電源回路における二次側直流出力電圧Ｅoについての定電圧制御特性は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度（結合係数ｋ）に応じて異なるものとなる。この点について図６を参照して説明する。
図６は、上記図５の等価回路についての、入力（スイッチング周波数信号）に対する出力特性を示している。つまり、二次側直流出力電圧Ｅoについての制御特性をスイッチング周波数ｆｓとの関係により示している。この図では、スイッチング周波数を横軸にとり、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを縦軸にとっている。
図１にて説明したように、本実施の形態としては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2とについては、ｆｏ1＞ｆｏ2の関係となる。図６においてスイッチング周波数ｆｓを示す横軸に対しては、共振周波数ｆｏ1，ｆｏ2を対応させて示しているが、図１の回路の場合のようにしてｆｏ1＞ｆｏ2となる場合は、共振周波数ｆｏ2のほうが共振周波数ｆｏ1よりも低くなるものとして示される。一方、ｆｏ1＜ｆｏ2となる場合は、共振周波数ｆｏ2のほうが共振周波数ｆｏ1よりも高くなるものとして示されることになる。
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度について、結合係数ｋ＝１となる密結合とされる状態を設定したとする。すると、この場合の一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1l、及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2lは、それぞれ、上記（式１）（式３）に対してｋ＝１を代入することで、
Ｌ1l=Ｌ2l=０・・・（式５）
として表されることになる。つまり、絶縁コンバータトランスＰＩＴが密結合であることで、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスは存在していない状態であることが示される。
このようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側とが密結合とされる状態での定電圧制御特性としては、図６の特性曲線１として示すように、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2とは異なる周波数ｆ１、ｆ２において二次側直流出力電圧Ｅoがピークとなる、いわゆる双峰特性となる。
ここで、周波数ｆ１は、
Figure 0004099597
 で表され、
周波数ｆ２は、
Figure 0004099597
 で表される。
また、上記（数１）（数２）における項の１つであるｆｏは、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1と、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2との中間に存在する中間共振周波数であり、１次側のインピーダンスと２次側のインピーダンスと、一次側と二次側とで共通となるインピーダンス（相互結合インダクタンスＭ）により決定される周波数である。
なお、相互結合インダクタンスＭについては、
Figure 0004099597
 により表される。
また、上記した結合係数ｋについて、ｋ＝１の状態から徐々に小さくしていったとする、つまり、密結合の状態から徐々に疎結合の度合いを高くしていったとすると、図６に示される特性曲線１は、双峰の傾向が徐々に希薄となって、中間共振周波数ｆｏ近傍で平坦化していくような変化を示す。そして、ある結合係数ｋにまで低下した段階で、いわゆる臨界結合の状態となる。この臨界結合の状態では、特性曲線２として示すようにして、双峰特性としての傾向ではなくなっており、中間共振周波数ｆｏを中心として曲線形状が平坦となる特性となる。
そして、さらに、上記臨界結合の状態から結合係数ｋを小さくしていって、疎結合の状態を強めていったとすると、図６の特性曲線３として示すように、中間周波数ｆｏにおいてのみピークとなる単峰特性が得られる。また、この特性曲線３と、特性曲線１，２とを比較してみると、特性曲線３は、ピークレベルそのものは特性曲線１，２より低下するものの、その二次関数的な曲線形状として、より急峻な傾斜を有していることが分かる。
本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、結合係数ｋ≦０．６５とされる疎結合の状態が設定されている。この結合係数ｋの設定では、上記特性曲線３として示される単峰特性による動作となる。
ここで、上記図６に示す単峰特性と、先に図４８に示した先行技術の電源回路（図４４（図４５））の複合共振形コンバータの定電圧制御特性とを実際に比較してみると、図６に対して図４８に示した特性は、二次関数的には相当に緩やかな傾斜となる。
図４４（図４５）に示した電源回路では、上記のようにして図４８に示す特性が曲線的に緩やかであることから、二次側直流出力電圧Ｅoについて定電圧制御を行うためのスイッチング周波数の必要制御範囲は、例えば単レンジ対応の条件下であっても、ｆｓ＝８０kHz〜２００kHz以上でΔｆｓ＝１２０kHz以上となる。このために、スイッチング周波数制御による定電圧制御のみによって、ワイドレンジ対応とすることが非常に困難であることは、先に説明したとおりである。
これに対して、本実施の形態の定電圧制御特性としては、上記図６の特性曲線３により示される単峰特性であることで、定電圧制御動作としては、図７に示すものとなる。
図７においては、図１に示す本実施の形態の電源回路についての、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ａ，Ｂと、交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖ時（ＡＣ２００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ｃ，Ｄとの、４つの特性曲線が示されている。
この図７から分かるように、先ず、ＡＣ１００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅoを所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ１で示されることになる。つまり、特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｂにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。
また、ＡＣ２００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅoを所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ２で示される。つまり、特性曲線Ｃにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｄにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。
前述したように、本実施の形態における二次側直流出力電圧Ｅoの制御特性である単峰特性は、先に図４８に示した制御特性と比較して、二次関数曲線的に相当に急峻である。
このために、上記した交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、ＶAC＝２２０Ｖ時の各必要制御範囲となるΔｆｓ１、Δｆｓ２は、図４８に示されるΔｆｓと比較して相当に縮小されたものとなっている。
また、これに伴い、Δｆｓ１における最低スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）から、Δｆｓ２における最高スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）までの周波数可変範囲（ΔｆｓA）としても、相応に狭いものとなっている。
そして、図１に示す本実施の形態の電源回路における実際の上記周波数可変範囲ΔｆｓAは、現状におけるスイッチング駆動用ＩＣ（発振・ドライブ回路２）が対応するスイッチング周波数の可変範囲内に充分に収まるものとなっている。つまり、図１に示す電源回路では、スイッチング周波数について、現実に、周波数可変範囲ΔｆｓAで可変制御することが可能とされている。そして、このことは、図１に示す電源回路が、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の何れの商用交流電源入力にも対応して、二次側直流出力電圧Ｅoを安定化可能であることを意味する。つまり、図１に示す電源回路は、スイッチング周波数制御のみによって、ワイドレンジ対応を可能としている。
ちなみに、電磁結合による結合形共振回路は、例えば中間周波トランス増幅器などのようにして、通信技術において、トランジスタによる増幅回路の増幅帯域幅を拡大するための手法として既に知られてはいる。しかしながら、このような分野では、密結合での双峰特性、或いは臨界結合での平担特性を用いているものであり、疎結合での単峰特性は用いられてはいない。本実施の形態では、このような電磁結合による結合形共振回路の技術において、通信技術の分野では採用されていなかった疎結合での単峰特性を、共振形スイッチングコンバータの分野において積極的に用いている、ということがいえる。これにより、上記のようにして、二次側直流出力電圧Ｅoを安定化するために必要なスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）を縮小し、スイッチング周波数制御での定電圧制御のみによるワイドレンジ対応を可能としているものである。
図８には、図１に示した電源回路の特性図として、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、スイッチング周波数制御特性を示している。
なお、この図では各特性について、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の結果を実線により示し、交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖ時の結果を破線により示している。また、この図に示す特性は、先の図３、図４の波形図を得たときと同様の部品選定を行って得られたものとされる。
先ずAC→DC電力変換効率については、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、２２０Ｖ時で共に、負荷電力Ｐｏの上昇に伴って上昇する特性が得られる。
そして、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時において最大となり、ηAC→DC＝９０．８％が得られる。
また、交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖ時としても負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時にηAC→DC＝９０％以上の高効率が得られる。
先の図４４（図４５）に示した従来の回路では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時はηAC→DC＝９１．０％程度であったことから、実施の形態においては従来とほぼ同等の電力変換効率が得られていることになる。
このことから、本実施の形態では、電力変換効率の観点から見ても、スイッチング周波数制御によるワイドレンジ対応の構成を実用充分なものとして実現可能なことが理解できる。
また、スイッチング周波数ｆｓについては、従来と比較してより変動の少ない特性となっていることがわかる。先に図４７に示したように、図４４（図４５）に示した従来の構成の場合は、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ〜０Ｗの軽負荷から無負荷の範囲の変動に対して、スイッチング周波数ｆｓが急峻に上昇する特性となる。これに対して、本実施の形態では、このような軽負荷から無負荷の範囲での変動に対するスイッチング周波数ｆｓの変化は、大幅に抑制されている。特に、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの最大負荷電力から無負荷までの変動に対してほぼフラットとなる特性が得られている。
実験によると、ＶAC＝１００Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの変動に対し、スイッチング周波数ｆｓ＝８０ｋHz〜８３．６ｋHzとなる結果が得られた。つまり、ＶAC１００Ｖ時のスイッチング周波数の必要制御範囲Δｆｓ1としては、３．６ｋHzとなり、従来の１／３０程度の範囲に抑制できるものとなる。
また、ＶAC＝２２０Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの変動に対し、スイッチング周波数ｆｓ＝１０５ｋHz〜１６０ｋHzとなり、この場合の必要制御範囲Δｆｓ2は５５ｋHzとなる結果が得られている。
この結果から、ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系にわたるレンジでの必要制御範囲ΔｆｓAとしては、８０ｋHz〜１６０ｋHz程度となることがわかる。これは、先に述べた現状のスイッチング駆動ＩＣ（発振・ドライブ回路２）の周波数可変範囲（５０ｋHz〜２００ｋHz程度）に充分収まるものとなっており、このことから実施の形態のワイドレンジ対応の構成の実現には、現状のＩＣをそのまま流用できることが理解できる。
なお、確認のために述べておくと、図８に示すようにして、負荷変動に対するスイッチング周波数ｆｓの変動特性が従来と比較して著しく平坦（フラット）なものとなっているのは、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップの拡大を図り、従来よりも一次側と二次側とを疎結合の状態となるようにしたことによる。
つまり、実施の形態では、従来のギャップＧ＝１．５mm程度に対して、ギャップＧ＝２．８mmとほぼ倍となるギャップ長を設定したことにより、このようなＰｏ＝２５Ｗ〜０Ｗの間のスイッチング周波数ｆｓの上昇が抑えられ、上記したようにＶAC＝１００Ｖ時の必要制御範囲Δｆｓを従来の１／３０程度に縮小できているものである。
但し、一般的に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側との間の疎結合の度合いを高くしていくのに応じては、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける電力損失が増加する傾向となり、電力変換効率もその分低下していくことになる。しかしながら、本実施の形態としては、後述するようにして、実用上充分な電力変換効率の特性を得ている。これは、二次側に対しても直列共振回路（二次側直列共振回路）を形成するようにしたことによる。
すなわち、二次側直列共振回路を備えることで、その共振動作により得られるエネルギーの増加分を含めて二次側直流出力電圧Ｅｏとしての電力を供給可能となるものであり、疎結合とされたことによる効率の低下を補償しているものである。さらに、前述したように、二次側において、さらに二次側部分電圧共振回路を形成することによっても、二次側の整流ダイオードにおけるスイッチング損失を低減しており、このことも電力変換効率の低下阻止、向上に大きく寄与している。
これまでの説明から理解されるように、図１に示した本実施の形態の電源回路としては、スイッチング周波数制御のみによりワイドレンジ対応を可能としている。
これにより、例えばワイドレンジ対応化にあたって、商用交流電源の定格レベルに応じて、直流入力電圧（Ｅｉ）を生成するための整流回路系について整流動作を切り換えたり、あるいは、ハーフブリッジ結合方式とフルブリッジ結合方式との間でスイッチングコンバータの形式を切り換える構成を採る必要はなくなる。
そして、このような回路切り換えのための構成が不要となれば、例えば平滑コンデンサＣｉは１つのみとすることができ、またスイッチング素子としては少なくともハーフブリッジ結合に必要な２つのみとすることが可能となって、その分回路構成部品の削減、回路規模の縮小、及びスイッチングノイズの低減などが図られる。
また、回路切換の構成が不要となれば、切り換えによる誤動作防止のために特別な構成を備えるような必要もなくなり、この点でも構成部品の増加とコストアップの抑制が図られる。さらには、誤動作防止のためにスタンバイ電源を必須としないので、電源回路が使用可能な機器範囲を広げることができる。
また、このような実施の形態としての効果を得るのにあたって、一次側にのみ直列共振回路を備えるこれまでの電流共振形コンバータの構成に対して追加すべき必要最小限の部品は、二次側直列共振コンデンサの１点のみである。つまり、従来の回路切換方式による構成を採る場合よりもはるかに少ない部品追加で、ワイドレンジ対応を実現することができる。
また、先の説明のようにしてスイッチング周波数の必要制御範囲Δｆｓが大幅に縮小されることによっては、ワイドレンジ対応の場合と単レンジ対応の場合とに関わらず、定電圧制御の応答性も大幅に改善されることになる。
つまり、電子機器においては、負荷電力Ｐｏについて、いわゆるスイッチング負荷といわれる、最大と無負荷とで比較的高速にスイッチングする（切り替わる）ようにして変動させるような動作を行うものがある。このようなスイッチング負荷としての動作を行う機器としては、例えば、パーソナルコンピュータの周辺機器であるプリンタや、プラズマディスプレイ装置などが挙げられる。ちなみに、この第１の実施の形態の電源回路は、プリンタの電源として搭載できることを考慮した構成のものとされている。
このようなスイッチング負荷としての動作が行われる機器に対して、例えば図４４（図４５）に示したような必要制御範囲Δｆｓが比較的広範な電源回路を搭載した場合には、前述もしたように、急峻な負荷電力の変化に追随して相応に多くの変化量によるスイッチング周波数ｆｓの可変制御を行うことになる。このために、高速な定電圧制御の応答性を得ることが困難とされていた。
これに対して、本実施の形態では、特に単レンジごとの領域で必要制御範囲Δｆｓが大幅に縮小されていることから、負荷電力Ｐｏの最大と無負荷とでの急峻な変動に対して、高速に応答して二次側直流電圧Ｅoを安定化することが可能である。つまり、スイッチング負荷に対する定電圧制御の応答性能としては大幅に向上している。
図９の回路図は、上記第１の実施の形態（第１実施形態）についての変形例１としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。この第１実施形態の変形例１としては、第１の実施の形態の構成を基とする。従って、図１の電源回路と同様の要部の部品選定により、図１の電源回路と同等の絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋ、及び共振周波数ｆｏ1，ｆｏ2の周波数設定がされている。そのうえで、この図９の電源回路は、より重負荷の条件に対応可能な構成を有する電源回路となる。
この図に示す電源回路は、重負荷の条件に対応するために、先ず、一次側の電流共振形コンバータの構成について、４石のスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4を備える、フルブリッジ結合方式としている。
フルブリッジ結合方式としては、図示するようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のハーフブリッジ接続に対して、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4のハーフブリッジ接続を並列に接続するようにされる。
上記スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4についても、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2と同様にして、それぞれ、ボディダイオードであるダンパーダイオードＤD3、ダンパーダイオードＤD4が、ドレイン−ソース間に対して並列に接続されている。
また、この場合には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1、及び一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続により成る一次側直列共振回路について次のようにして接続している。
先ず、一次側直列共振回路の一方の端部となる一次巻線Ｎ1の一端（巻き終わり端部）を、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインの接続点と接続する。スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインの接続点は、フルブリッジ結合のスイッチング回路系における一方のスイッチング出力点となる。
また、一次側直列共振回路の他方の端部側については、一次巻線Ｎ1の他端（巻始め端部）を、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して、他方のスイッチング出力点であるスイッチング素子Ｑ3のソースとスイッチング素子Ｑ4のドレインとの接続点に対して接続する。
また、この場合には、スイッチング素子Ｑ4のソース−ドレイン間に対して並列に一次側部分共振コンデンサＣｐ1が接続されている。この一次側部分共振コンデンサＣｐ1としても、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1（及び高周波インダクタＬ11のインダクタンス）とにより並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成し、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4のターンオフ時にのみ電圧共振する部分電圧共振動作を得る。
この場合には、２組の発振・ドライブ回路２，３を設けることとしており、発振・ドライブ回路２によりスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が交互のタイミングでオン／オフするようにし駆動し、発振・ドライブ回路３により、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4が交互のタイミングでオン／オフするようにし駆動する。そして、全体としては、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4］の組と、スイッチング素子［Ｑ3，Ｑ4］の組とが交互にオン／オフするようにしてスイッチング駆動を行うようにされる。
例えば負荷条件が重負荷の傾向となるのに従っては、スイッチングコンバータに流れる電流が増加して、回路部品への負担も重くなり、また、電力損失も低下していくことになる。そこで、本実施の形態のようにしてフルブリッジ結合とすれば、必要な負荷電流を４つのスイッチング素子によりまかなうこととなるために、例えば２本のスイッチング素子から成るハーフブリッジ結合方式の場合よりも、各部品への負担は軽くなり、また、電力損失も低減され、重負荷の条件に有利となる。
図１の構成を基として、このようなフルブリッジ結合方式の構成を採る場合には、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ以上程度の重負荷に対応することが可能となる。
つまり、対応可能な最大負荷条件を引き上げることが可能となる。
図１０は、第１実施形態の変形例２としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において図１及び図９と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。この第１実施形態の変形例２としても、第１の実施の形態の構成を基としたうえで、より重負荷の条件に対応可能な構成を有する電源回路となる。
先ず、重負荷対応の構成として、この図に示す電源回路では、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）を入力して整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成するための整流電流回路系として、交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉを生成する、倍電圧整流回路を備える。
上記倍電圧整流回路としては、２本の整流ダイオードＤA，ＤBと、２本の平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2を備えて成る。
整流ダイオードＤAのアノードと整流ダイオードＤBのカソードは、コモンモードノイズフィルタ（ＣＭＣ，ＣL，ＣL）の後段となる商用交流電源ＡＣの正極ラインに対して接続される。整流ダイオードＤAのカソードは、平滑コンデンサＣｉ1の正極端子と接続され、整流ダイオードＤBのアノードは一次側アースに接続される。
平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2は、平滑コンデンサＣｉ1の負極端子と、平滑コンデンサＣｉ2の正極端子とが接続されるようにして直列に接続され、平滑コンデンサＣｉ1の正極端子は上記しているように、整流ダイオードＤAのカソードと接続される。平滑コンデンサＣｉ2の負極端子は一次側アースと接続される。また、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点は、コモンモードノイズフィルタ（ＣＭＣ，ＣL，ＣL）の後段となる商用交流電源ＡＣの負極ラインに対して接続される。
このようにして形成される倍電圧整流回路では、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）が正極性となる半波の期間では、整流ダイオードＤAが導通して平滑コンデンサＣｉ1に整流電流を充電する動作が得られる。これにより、平滑コンデンサＣｉ1の両端電圧としては、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）の等倍に対応するレベルの直流電圧（整流平滑電圧）が得られる。
また、交流入力電圧ＶACが負極性となる半波の期間においては整流ダイオードＤBが導通して平滑コンデンサＣｉ2に対して整流電流を充電する動作が得られることで、平滑コンデンサＣｉ2の両端電圧としても、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）の等倍に対応するレベルの直流電圧（整流平滑電圧）が得られる。
この結果、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路の両端電圧としては、商用交流電源ＡＣの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。つまり、倍電圧整流回路による倍電圧整流動作が行われる。そして、後段のスイッチングコンバータは、上記のようにして生成された整流平滑電圧Ｅｉを直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うようにされる。
スイッチング電源回路としては、重負荷の傾向となるのに応じてスイッチングコンバータに流れる電流が増加して電力損失が増加する傾向となるが、倍電圧整流回路により整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）レベルを高いものとすることで、同じ負荷条件に対してスイッチングコンバータに流れる電流量を低減させることができる。これにより、重負荷傾向に伴う電力損失の増加が抑制される。つまり、商用交流電源ＡＣから整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路系を通常の全波整流回路とする場合と比較しても、より重負荷に対応する電源回路を得ることができる。この第１実施形態の変形例２としての構成を適用することで、この場合にも、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ以上程度の重負荷の条件に対応することが可能となる。
ただし、このようにして、直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成する整流平滑回路系を倍電圧整流回路とする構成は、ＡＣ１００Ｖ系のみの単レンジ対応としての構成となる。しかしながら、スイッチング周波数制御のための必要制御範囲Δｆｓが縮小することにより、例えばスイッチング負荷などに対する定電圧制御の応答性能向上するという利点は、図１の電源回路と同様に得られるものである。
図１１は、第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において図１、図９、図１０と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路としては、先に図１に示した第１の実施の形態と同様にして、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路系としてブリッジ全波整流回路（Ｄｉ、Ｃｉ）を備え、一次側電流共振形コンバータについてはハーフブリッジ結合方式を採用した多重複合共振形コンバータとしての基本構成を採る。
また、結合係数ｋについてｋ＝０．６５程度以下とするために、図１に示した第１の実施の形態の電源回路と同様に、例えば図２に示した構造による絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアの内磁脚に形成されるギャップＧについて2.8mm程度のギャップ長を設定している。
また、この電源回路としては、例えばプラズマディスプレイ装置の電源として備えられることが想定され、二次側直流出力電圧（Ｅｏ）として２００Ｖ以上を生成し、また負荷電力Ｐｏとしては１５０Ｗ〜０Ｗの範囲に対応する構成が採られる。
そのうえで、この第２の実施の形態としては、二次巻線Ｎ2に対して接続される整流回路として、倍電圧半波整流回路を備える。
この場合の倍電圧半波整流回路としては、先ず、二次巻線Ｎ2の一方の端部（巻始め端部）に対して、二次側直列共振コンデンサＣ2の直列接続を介して、整流ダイオードＤo1のアノードを接続する。整流ダイオードＤo1のカソードは、平滑コンデンサＣoの正極端子に接続される。平滑コンデンサＣoの負極端子は二次側アースに接続される。
また、二次巻線Ｎ2の他方の端部（巻き終わり端部）は、二次側アースに接地させたうえで、整流ダイオードＤo2のアノードとも接続する。整流ダイオードＤo2のカソードは、整流ダイオードＤo1のアノードと二次側直列共振コンデンサＣ2の接続点に対して接続する。
また、この場合にも、二次側部分共振コンデンサＣｐ2は、二次側直列共振回路を成す二次巻線Ｎ2−二次側直列共振コンデンサＣ2の直列接続回路に対して並列に接続されており、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とともに二次側部分電圧共振回路を形成する。
上記のようにして形成される倍電圧半波整流回路の動作としては次のようになる。
先ず、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の一方の半周期の期間においては、二次巻線Ｎ2−整流ダイオードＤo2−二次側直列共振コンデンサＣ2の経路により整流電流が流れることで、二次側直列共振コンデンサＣ2に対して整流電流を充電する。このときの整流動作によって、二次側直列共振コンデンサＣ2には、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の等倍に対応するレベルの両端電圧が生成される。
続く二次巻線Ｎ2の交番電圧の他方の半周期の期間においては、二次巻線部Ｎ2−二次側直列共振コンデンサＣ2−整流ダイオードＤo1−平滑コンデンサＣoの経路で整流電流が流れる。このときには、二次巻線Ｎ2の誘起電圧に対して、先の二次巻線Ｎ2の交番電圧の半周期の期間の整流動作により得られている二次側直列共振コンデンサＣ2の両端電圧が重畳される状態で、平滑コンデンサＣoへの充電が行われる。これにより、平滑コンデンサＣoの両端電圧として、二次巻線部Ｎ2の交番電圧レベルの２倍に対応するレベルの二次側直流電圧Ｅoが生成されることになる。つまり、倍電圧半波整流動作が得られている。
また、上記した倍電圧半波整流動作では、二次側直列共振コンデンサＣ2に対して正／負の両極の方向で半周期ごとに電流が流れているが、これに応じて、第１の二次側直列共振回路が共振動作を行うことになる。
また、上記倍電圧半波整流回路の整流動作に伴い、整流ダイオードＤo1，Ｄo2がターンオフするタイミングに応じて、二次側部分共振コンデンサＣｐ2Aを備える二次側部分電圧共振回路による部分電圧共振動作が得られる。
上記しているように、図１１の電源回路では、二次側直流出力電圧Ｅｏを生成するための整流平滑回路として倍電圧半波整流回路を形成し、これによって二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧レベルの２倍に対応したレベルの二次側直流出力電圧Ｅｏを得るようにされる。
これにより、同等レベルの二次側直流出力電圧Ｅｏを得るのにあたって、例えばブリッジ全波整流回路などのようにして、上記交番電圧の等倍に対応するレベルを得るように構成した場合と比較すれば、二次巻線Ｎ2の巻数（ターン数）は１／２に減少させることができる。
また、二次側整流回路について、図４４に示すようなブリッジ全波整流回路と、図４５に示すような両波整流回路とを比較した場合には、同等レベルの二次側直流出力電圧Ｅｏを得ようとすれば、両波整流回路のほうが２倍の巻数を要する。
このことから、二次巻線Ｎ2の巻数について、図１１の回路と先に図４５の回路とを比較した場合には、図４５の回路に対して図１１の回路では、ほぼ１／４とすることができる。
実際に、同等レベルの二次側直流出力電圧Ｅｏを得るにあたり、図４５の回路では二次巻線Ｎ2として二次巻線部Ｎ2A＋二次巻線部Ｎ2B＝５０Ｔ＋５０Ｔ＝１００Ｔが必要であったものを、第１の実施の形態では、下記に記しているように、２５Ｔに設定される。
このようにして、二次巻線Ｎ2の巻数を少なくできることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの小型が図られると共に、二次巻線Ｎ2の巻装工程の簡略化が図られる。
図１２、図１３は、図１１に示した電源回路の各部の動作波形を示している。
これらの図において、図１２では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ（最大負荷電力）時の動作波形を示し、図１３では、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時の動作波形を示している。なお、これらの図では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで一定とした場合の実験結果を示している。
また、これらの図（及び図１４）に示される実験結果を得るにあたっては、図１１に示した回路の各部を以下のように選定した。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ
ＥＥＲ−３５型フェライト磁芯、ギャップ長＝2.8mm、結合係数ｋ＝０．６３、
一次巻線Ｎ1＝４５Ｔ（ターン）＝２２５μＨ、リーケージインダクタンスＬ1＝１３３μＨ
二次巻線Ｎ2＝２５Ｔ＝６２μＨ、リーケージインダクタンスＬ2＝３８μＨ
・一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０３９μＦ
・二次側直列共振コンデンサＣ２＝０．３３μＦ
・一次側部分共振コンデンサＣｐ1＝３３０ｐＦ
・二次側部分共振コンデンサＣｐ2＝１０００ｐＦ

この場合には、上記一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1＝１３３μＨと、一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０３９μＦにより、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1≒70kHzが設定される。また、上記二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2＝３８μＨと、二次側直列共振コンデンサＣ２＝０．３３μＦにより二次側直列共振周波数ｆｏ2≒45kHzが設定される。この場合にも、第１の実施の形態と同様に、共振周波数ｆｏ2について、共振周波数ｆｏ1よりも小さい値となるように設定し、ｆｏ1＞ｆｏ2の関係が得られるようにしている。
これら図１２、図１３において、電圧Ｖ１は、スイッチング素子Ｑ２の両端電圧であり、スイッチング素子Ｑ２のオン／オフタイミングを示すものとなる。つまり、電圧Ｖ１が０レベルとなる期間には、図示するスイッチング素子Ｑ２のスイッチング電流ＩQ2が流れ、この期間はスイッチング素子Ｑ２がオンすることがわかる。また、電圧Ｖ１が図示するように整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされる期間には、スイッチング電流ＩQ2が０レベルとなり、この期間はスイッチング素子Ｑ２がオフすることがわかる。
また、図示はしないが一方のスイッチング素子Ｑ１の両端電圧としては、上記電圧Ｖ１の位相を１８０度シフトした波形として得られる。同様に、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング電流ＩQ1としても、上記スイッチング電流ＩQ2の位相を１８０度シフトした波形が得られる。つまり、スイッチング素子Ｑ1とスイッチング素子Ｑ2は交互にオン／オフするようにされている。
一次側直列共振回路を流れる一次側直列共振電流Ｉｏとしては、これらスイッチング電流ＩQ1とスイッチング電流ＩQ2との波形が合成された、図のような波形により流れるものとなる。
これらの図に示した電圧Ｖ１、スイッチング電流ＩQ2の波形を比較した場合の実際としては、重負荷の条件となる図１２の場合よりも、軽負荷の条件となる図１３の場合の方がスイッチング周期は短くなっているもので、スイッチング周波数が高くなるように制御されている。すなわち、重負荷となって二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが低下する場合には、スイッチング周波数を低くし、また軽負荷となって二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが上昇する場合にはスイッチング周波数を高くするようにして、スイッチング周波数制御方式により安定化制御が行われているものである。
重負荷の条件となりスイッチング周波数が低く制御される場合として、図１２に示す負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時には、スイッチング電流ＩQ2のピークレベルが４Ａｐとなる結果が得られた。
上記した一次側直列共振電流Ｉｏが流れることにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には交番電圧が励起される。そして、このように得られる交番電圧に応じ、二次巻線Ｎ2には、図示する波形による二次巻線電流Ｉ２が流れる。なお、このような二次巻線電流Ｉ２のピークレベル（正負の絶対値）は、図１２に示す重負荷時において４．５Ａｐが得られる。
また、二次巻線Ｎ2に交番電圧が励起されることによっては、二次側における整流ダイオードＤo1、Ｄo2がそれぞれ導通して二次側に整流電流を流す。
この場合、整流ダイオードＤo1が導通して流れる整流電流ＩD1としては、二次巻線Ｎ2に励起される上記交番電圧が正極性となる期間に流れていることがわかる。また、整流ダイオードＤo2が導通して流れる整流電流ＩD2としては、上記交番電圧が負極性となる期間に流れる。
そして、先に説明したように、これら整流ダイオードＤo1、Ｄo2の整流動作によっては、平滑コンデンサＣoの両端電圧として、二次巻線Ｎ2に生じる交番電圧レベルの２倍に対応するレベルによる二次側直流出力電圧Ｅｏを生成する動作が得られる。
この際、二次側直列共振コンデンサＣ２と整流ダイオードＤo1のアノードとの接続点と、二次巻線Ｎ2の巻き始め端部との間で生じる電位Ｖ２は、図示するように整流ダイオードＤo1が導通する期間（二次巻線Ｎ2に生じる交番電圧が正極性となる半周期）において、正極側に二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルによるピークレベルが得られ、整流ダイオードＤo2が導通する期間（二次巻線Ｎ2に生じる交番電圧が負極性となる半周期）では０レベルとなる波形が得られる。
このような電圧Ｖ２の波形からも、図１１に示す回路では、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧の一方の半周期にのみ平滑コンデンサＣoに対して充電を行って、平滑コンデンサＣoの両端に上記交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅｏを得る、倍電圧半波整流回路としての動作が得られていることが理解できる。
また、図１２、図１３では、二次側に設けられた二次側部分共振コンデンサＣｐ2に流れる電流ＩCp2が示されている。図示するように、電流ＩCp2は、整流ダイオードＤo1、整流ダイオードＤo2がターンオフ（ターンオン）するタイミングに対応して流れる。この波形が、整流ダイオードＤo1，Ｄo2のターンオフ（ターンオン）タイミングで得られる部分電圧共振動作を示している。そして、この電流ＩCp2の波形によっては、整流ダイオードＤo1、Ｄo2のターンオフ時に発生する逆方向電流が流れていることが示されており、これによって先にも述べたように整流ダイオードＤo1、Ｄo2における電力損失（スイッチング損失）の抑制が図られるものである。
図１４は、図１１に示した電源回路について実験を行って得られた特性図であり、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、スイッチング周波数の特性を示している。
なお、この図では各特性について、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の結果を実線により示し、交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖ時の結果を破線により示している。
先ずAC→DC電力変換効率については、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、２２０Ｖ時で共に、負荷電力Ｐｏの上昇に伴って上昇する特性が得られる。
そして、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時において最大となり、ηAC→DC＝９０．５％が得られる。
また、交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖ時としても負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時にηAC→DC＝９０％以上の高効率が得られる。
このように、第２の実施の形態の電源回路についても、図４４（図４５）に示した従来の回路と同等の電力変換効率が得られている。
また、スイッチング周波数ｆｓについては、この場合にも、従来と比較して変動が抑制された特性となっている、つまり、軽負荷から無負荷の範囲での変動に対するスイッチング周波数ｆｓの急峻な変化が有効に抑制されている。特に、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの最大負荷電力から無負荷までの変動に対してほぼフラットとなる特性である。
ＶAC＝１００Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの変動に対し、スイッチング周波数ｆｓ＝８０ｋHz〜８３．６ｋHzとなる結果が得られた。つまり、ＶAC１００Ｖ時のスイッチング周波数の必要制御範囲Δｆｓ1としては、３．６ｋHzとなり、従来に対して１／３０程度となる。また、ＶAC＝２２０Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの変動に対し、スイッチング周波数ｆｓ＝１０５ｋHz〜１３２ｋHzとなり、この場合の必要制御範囲Δｆｓ2は２７ｋHzとなる結果が得られている。この結果、ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系にわたるレンジでの必要制御範囲ΔｆｓAは、８０ｋHz〜１３０ｋHz程度となる。この必要制御範囲ΔｆｓAも、スイッチング駆動用ＩＣ（発振・ドライブ回路２）の周波数可変範囲（５０ｋHz〜２００ｋHz程度）に充分収まるものとなっている。すなわち、第１の実施の形態と同じく、現状のスイッチング駆動用ＩＣをそのまま採用したうえでのワイドレンジ対応化が容易に実現される。
図１５の回路図は、第２の実施の形態（第２実施形態）についての変形例１としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１、図９、図１０、図１１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。この第２実施形態の変形例１は、第２の実施の形態の構成を基としており、従って、図１１の電源回路と同様の要部の部品選定により、図１の電源回路と同等の絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋ、及び共振周波数ｆｏ1，ｆｏ2の周波数設定がされている。そのうえで、この図１５の電源回路は、より重負荷の条件に対応可能な構成を有する電源回路となる。
この図に示す電源回路においては、重負荷の条件に対応するために、図９の回路と同様にして、一次側の電流共振形コンバータの構成について、４石のスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4を備える、フルブリッジ結合方式としている。
この構成を採ることで、この場合には、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ〜４００Ｗ程度にまで対応可能な最大負荷条件を引き上げることが可能となる。
図１６の回路図は、第２実施形態の変形例２としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１、図９、図１０、図１１、図１５と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。この第２実施形態の変形例２としても、第２の実施の形態の構成を基としたうえで、より重負荷の条件に対応可能な構成を有する電源回路となる。
この図に示す電源回路では、重負荷対応の構成として、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）を入力して整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成するための整流電流回路系について、図１０と同様の構成による倍電圧整流回路を備える。
この構成を採ることで、この場合にも、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ〜４００Ｗ程度にまで対応可能な最大負荷条件を引き上げることが可能となる。
また、図１６に示す回路の場合は、二次側の倍電圧半波整流回路として、図１１、図１５とは異なる構成を採る。
先ず、図１６の回路としても、二次巻線Ｎ2に対しては、一方の端部に対して直列に二次側直列共振コンデンサＣ２が接続され、さらに二次側直列共振コンデンサＣ２に対しては整流ダイオードＤo1のアノードが接続される。但し、この場合は、図示するように二次側直流出力電圧Ｅｏを生成する二次側の平滑コンデンサとして、平滑コンデンサＣO1（第１の二次側平滑コンデンサ）と平滑コンデンサＣO2（第２の二次側平滑コンデンサ）との直列接続回路を備えるものとしている。
平滑コンデンサＣO1の正極端子は、整流ダイオードＤo1のカソードに対して接続され、平滑コンデンサＣO1の負極端子と平滑コンデンサＣO2の正極端子とが接続されている。そして、平滑コンデンサＣO2の負極端子は二次側アースに接続されている。
さらに、平滑コンデンサＣO1と平滑コンデンサＣO2の接続点は、二次巻線Ｎ2の他方の端部に対して接続される。
その上で、整流ダイオードＤo2については、カソードを二次側直列共振コンデンサＣ２と整流ダイオードＤo1のアノードの接続点に対して接続し、またアノードを二次側アースに対して接続するようにして挿入する。
なお、二次側部分共振コンデンサＣp2としては、二次側直列共振コンデンサＣ２と整流ダイオードＤo2のカソードとの接続点と二次側アースの間に挿入されることで、この場合も二次巻線Ｎ2と二次側直列共振コンデンサＣ2の直列接続回路に対して並列の関係となるようにして設けられ、これにより、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とにより、部分電圧（並列）共振回路を形成する。
上記接続形態によれば、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧の一方の半周期には、整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣO1を介して整流電流が流れ、平滑コンデンサＣO1に上記交番電圧の等倍に対応したレベルの両端電圧が生成される。また、上記交番電圧の他方の半周期には、平滑コンデンサＣO2→整流ダイオードＤo2を介して整流電流が流れ、平滑コンデンサＣO2の両端に交番電圧の等倍に対応したレベルの電圧が得られる。
これによって平滑コンデンサＣO1−ＣO2の直列接続回路の両端には、上記交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。
そして、上記説明からも理解されるように、この場合は二次側に設けられた各々の平滑コンデンサＣo1,Ｃo2に対しては、交番電圧の各半周期にのみ充電が行われることから、整流動作としては半波整流動作となる。すなわち、この図１６に示す回路の二次側においても、倍電圧半波整流回路としての動作が得られている。
この図１６に示す回路としても、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流回路系について倍電圧整流回路とされているとことで単レンジ対応の用途となるが、スイッチング負荷などの広い負荷変動範囲における急峻な変動に対して良好な定電圧制御の応答性能が得られる。
なお、これら図１５、図１６に示した変形例において、例えば、図１６の回路の二次側の構成に対し図１に示した一次側のハーフブリッジ結合の構成を採るものとしてもよい。また、図１５に示した一次側のフルブリッジの構成に対して図１６に示す二次側の構成を適用することや、逆に図１６に示した一次側の倍電圧整流回路の構成に対して図１５に示した二次側の構成を適用することが可能である。つまり、一次側と二次側の構成の組み合わせは、適宜、変更されてよい。この点については、以降説明する各実施の形態に関しても同様である。
図１７の回路図は、第３の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１、図９、図１０、図１１、図１５、図１６と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路としては、図１，図１１に示した第１、第２の実施の形態と同様にして、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路系としてブリッジ全波整流回路（Ｄｉ、Ｃｉ）を備え、一次側電流共振形コンバータについてはハーフブリッジ結合方式を採用した多重複合共振形コンバータとしての基本構成を採る。
また、結合係数ｋについてｋ＝０．６５程度以下とするために、例えば図２に示した構造による絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアの内磁脚に形成されるギャップＧについて2.8mm程度のギャップ長を設定している。
また、この電源回路としても、例えばプラズマディスプレイ装置の電源として備えられることが想定され、二次側直流出力電圧（Ｅｏ）として２００Ｖ以上を生成し、また負荷電力Ｐｏとしては１５０Ｗ〜０Ｗの範囲に対応するようにされる。
この図に示す電源回路の二次側整流回路としては、倍電圧全波整流回路を備える。この倍電圧全波整流回路は、先ず、二次巻線Ｎ2についてセンタータップを施すことで、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bに分割する。この場合、二次巻線Ｎ2のセンタータップは二次側アースに接地する。
そして、この場合の二次巻線Ｎ2の巻終わり端部となる二次巻線部Ｎ2A側の端部は、二次側直列共振コンデンサＣ2Aの直列接続を介して、整流ダイオードＤo1のアノードと、整流ダイオードＤo2のカソードとの接続点に対して接続される。
また、二次巻線Ｎ2の巻始め端部となる二次巻線部Ｎ2B側の端部は、二次側直列共振コンデンサＣ2Bの直列接続を介して、整流ダイオードＤo3のアノードと、整流ダイオードＤo4のカソードとの接続点に対して接続される。
また、整流ダイオードＤo2，Ｄo4のアノードの接続点は二次側アースに対して接続される。整流ダイオードＤo1と整流ダイオードＤo2のカソードの接続点は、平滑コンデンサＣoの正極端子と接続される。平滑コンデンサＣoの負極端子は二次側アースに接続される。
また、この場合には、２本の二次側部分共振コンデンサＣｐ2A，Ｃｐ2Bを設けることとして、二次側部分共振コンデンサＣｐ2Aは、整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードの接続点と、二次側アース間に挿入する。
また、二次側部分共振コンデンサＣｐ2Bは、整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo4のカソードの接続点と、二次側アース間に挿入する。
上記接続態様によって形成される倍電圧全波整流回路の整流動作は次のようになる。
先ず、この倍電圧全波整流回路は、［二次巻線部Ｎ2A、二次側直列共振コンデンサＣ2A、整流ダイオードＤo1，Ｄo2、二次側部分共振コンデンサＣｐ2A］により形成される第１の倍電圧半波整流回路と、［二次巻線部Ｎ2B、二次側直列共振コンデンサＣ2B、整流ダイオードＤo3，Ｄo4、二次側部分共振コンデンサＣｐ2B］により形成される第２の倍電圧半波整流回路とに分けることができる。
そのうえで、第１の倍電圧半波整流回路においては、二次巻線部Ｎ2A−二次側直列共振コンデンサＣ2Aの直列接続回路が形成されていることで、二次巻線部Ｎ2Aのリーケージインダクタンス成分（Ｌ2A）と二次側直列共振コンデンサＣ2Aのキャパシタンスとによって、第１の二次側直列共振回路を形成することになる。
同様に、第２の倍電圧半波整流回路においては、二次巻線部Ｎ2B−二次側直列共振コンデンサＣ2Bの直列接続回路が形成されることで、二次巻線部Ｎ2Bのリーケージインダクタンス成分（Ｌ2B）と二次側直列共振コンデンサＣ2Bのキャパシタンスとによって、第２の二次側直列共振回路を形成することになる。
また、先の説明のようにして挿入される二次側部分共振コンデンサＣｐ2Aは、二次巻線部Ｎ2A−二次側直列共振コンデンサＣ2Aの直列接続に対して並列に接続されるものであり、従って、二次側部分共振コンデンサＣｐ2Aは、自身のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2AのリーケージインダクタンスＬ2Aとにより、第１の倍電圧半波整流回路に対応する二次側部分電圧共振回路を形成する。同様にして、二次側部分共振コンデンサＣｐ2Bは、二次巻線部Ｎ2B−二次側直列共振コンデンサＣ2Bの直列接続に対して並列に接続されており、自身のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2BのリーケージインダクタンスＬ2Bとにより、第２の倍電圧半波整流回路に対応する二次側部分電圧共振回路を形成する。
第１の倍電圧半波整流回路の整流動作としては次のようになる。
先ず、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の一方の半周期の期間においては、二次巻線部Ｎ2A−整流ダイオードＤo2−二次側直列共振コンデンサＣ2Aの経路により整流電流が流れることで、二次側直列共振コンデンサＣ2Aに対して整流電流を充電するようにされる。このときの整流動作によって、二次側直列共振コンデンサＣ2Aには、二次巻線部Ｎ2Aに誘起される交番電圧の等倍に対応するレベルの両端電圧が生成される。
また、続く二次巻線Ｎ2の交番電圧の他方の半周期の期間においては、二次巻線部Ｎ2A−二次側直列共振コンデンサＣ2A−整流ダイオードＤo1−平滑コンデンサＣoの経路で整流電流が流れる。このときには、二次巻線部Ｎ2Aの誘起電圧に対して、先の二次巻線Ｎ2の交番電圧の半周期の期間の整流動作により得られている二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧が重畳される状態で、平滑コンデンサＣoへの充電が行われる。これにより、平滑コンデンサＣoには、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧に対して２倍となるレベルの両端電圧が生成されることになる。
つまり、第１の倍電圧半波整流回路は、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧の一方の半周期の期間で二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧の等倍に対応するレベルの二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧を生成し、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧の他方の半周期の期間で、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧と二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧の重畳レベルにより平滑コンデンサＣoに充電を行うことで、平滑コンデンサＣoの両端電圧として、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧の２倍に対応するレベルの両端電圧を得る、という倍電圧半波整流動作を行う。
また、上記した倍電圧半波整流動作では、二次側直列共振コンデンサＣ2Aに対して、正／負の両極の方向で半周期ごとに電流が流れているが、これに応じて、第１の二次側直列共振回路が共振動作を行うことになる。
また、上記第１の倍電圧半波整流回路の整流動作に伴い、整流ダイオードＤo1，Ｄo2がターンオフするタイミングに応じて、二次側部分共振コンデンサＣｐ2Aを備える二次側部分電圧共振回路による部分電圧共振動作が得られる。
また、第２の倍電圧半波整流回路は、［二次巻線部Ｎ2B、二次側直列共振コンデンサＣ2B、整流ダイオードＤo3，Ｄo4］により、上記第１の倍電圧半波整流回路と同様の倍電圧半波整流動作を、上記第１の倍電圧半波整流回路の整流動作に対して、ちょうど半周期シフトした周期タイミングにより実行する。また、この整流動作により、第２の二次側直列共振回路が共振動作を得ることになる。さらに、この整流動作に伴い、整流ダイオードＤo3，Ｄo4がターンオフするタイミングに応じて、二次側部分共振コンデンサＣｐ2Bを備える二次側部分電圧共振回路による部分電圧共振動作が得られる。
このような整流動作が実行されることにより、平滑コンデンサＣoに対しては、第１の倍電圧半波整流回路による充電と、第２の倍電圧半波整流回路による充電とが、二次巻線Ｎ2の交番電圧の半周期ごとに繰り返し実行されることになる。つまり、二次巻線Ｎ2に対して接続される整流回路全体では、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bに誘起される交番電圧の２倍に対応する充電電位により、二次巻線Ｎ2の交番電圧が正／負の各半波の期間で平滑コンデンサＣoへの充電を行う、倍電圧全波整流動作を行っている。この整流動作によって平滑コンデンサＣoには、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bに誘起される交番電圧の２倍に対応する整流平滑電圧である、二次側直流出力電圧Ｅoが得られることになる。
図１８、図１９は、上記図１７に示した電源回路の各部の動作波形を示している。
図１８は、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ（最大負荷電力）時の動作波形を示し、図１９は負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時の動作波形を示している。また、これらの図は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで一定とした場合の実験結果を示している。
また、これらの図に示される実験結果を得るにあたっては、図１７に示した回路の各部を以下のように選定した。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ
（ＥＥＲ−３５型フェライト磁芯、ギャップ長＝2.8mm、結合係数ｋ＝０．６３）
一次巻線Ｎ1＝４５Ｔ（ターン）＝２２５μＨ、リーケージインダクタンスＬ1＝１３３μＨ
二次巻線Ｎ2＝二次巻線Ｎ2A＋二次巻線Ｎ2B＝２５Ｔ＋２５Ｔ＝５０Ｔ、二次巻線Ｎ2A＝二次巻線Ｎ2B＝６２μＨ、リーケージインダクタンスＬ2＝３８μＨ
・一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０３９μＦ
・二次側直列共振コンデンサＣ2A＝二次側直列共振コンデンサＣ2B＝０．１５μＦ
・一次側部分共振コンデンサＣｐ1＝３３０ｐＦ
・二次側部分共振コンデンサＣｐ2A＝二次側部分共振コンデンサＣp2B＝１０００ｐＦ

この場合には、上記一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1＝１３３μＨと、一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０３９μＦにより、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1≒70kHzが設定される。また、上記二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2＝３８μＨと、二次側直列共振コンデンサＣ２A＝Ｃ2B＝０．１５μＦにより二次側直列共振周波数ｆｏ2≒35kHzが設定され、第１、第２の実施の形態と同様にして、ｆｏ1＞ｆｏ2の関係が得られるようにしている。
これら図１８、図１９においても、スイッチング素子Ｑ２の両端電圧Ｖ１が示され、これによってスイッチング素子Ｑ２のオン／オフタイミングが示されている。そして、この場合も一方のスイッチング素子Ｑ１の両端電圧としては、上記電圧Ｖ１の位相を１８０度シフトした波形として得られ、同様に、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング電流ＩQ1としても、上記スイッチング電流ＩQ2の位相を１８０度シフトした波形が得られ、スイッチング素子Ｑ1とスイッチング素子Ｑ2は交互にオン／オフするようにされている。
また、この場合も一次側直列共振回路を流れる一次側直列共振電流Ｉｏは、これらスイッチング電流ＩQ1とスイッチング電流ＩQ2との波形が合成された図のような波形により流れる。
また、電圧Ｖ１、スイッチング電流ＩQ2の波形を比較した場合の実際としては、図１８の場合よりも、図１９の場合の方がスイッチング周期は短くなっており、スイッチング周波数が高くなる。つまり、第１，第２の実施の形態と同様に、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベル上昇に応じてスイッチング周波数を高くするようにして、スイッチング周波数制御方式による安定化制御が行われている。
なお、この場合も最大負荷電力の条件となり、スイッチング周波数が低く制御される場合（図１８）のスイッチング電流ＩQ2のピークレベルとしては、図示するように４Ａｐとなる結果が得られた。
そして、上記した一次側直列共振電流Ｉｏが流れることにより、この場合も絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には交番電圧が励起される。これに応じ二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2Bには二次巻線電流が流れる。この場合、二次巻線Ｎ2Aから二次側直列共振コンデンサＣ2A側に流れる二次巻線電流Ｉ２Aと、二次巻線Ｎ2Ｂから二次側直列共振コンデンサＣ2B側に流れる二次巻線電流Ｉ2Bとは、図のようにそれぞれ正負の極性が逆転した波形が得られる。
なお、これら二次巻線電流Ｉ2A、Ｉ2Bのピークレベル（正負の絶対値）としては、図１８に示す最大負荷電力時において２Ａｐが得られる。
そして、二次巻線Ｎ2A側に形成される第１の倍電圧半波整流回路において、二次側直列共振コンデンサＣ2Aと整流ダイオードＤo1のアノードとの接続点と、二次巻線Ｎ2Aの巻き始め端部との間で生じる電位Ｖ２は、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の一方の半周期において正極側に二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルによるピークレベルが得られ、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の他方の半周期では０レベルとなる波形が得られる。
そして、二次巻線Ｎ2B側に形成された第２の倍電圧半波整流回路において、二次側直列共振コンデンサＣ2Bと整流ダイオードＤo3のアノードとの接続点と、二次巻線部Ｎ2Bの巻き始め端部（つまり二次巻線Ｎ2のセンタータップ）との間で生じる電位Ｖ３は、逆に二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の他方の半周期において正極側に二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルによるピークレベルが得られ、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の一方の半周期では０レベルとなる波形が得られる。
これら電圧Ｖ２、電圧Ｖ３の波形からも、図１７に示す回路では、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧の各半周期に平滑コンデンサＣoに対して充電を行って、平滑コンデンサＣoの両端に各二次巻線に得られる交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅｏを得る倍電圧全波整流回路としての動作が得られていることが理解できる。
また、図１８、図１９には、二次側に設けられた二次側部分共振コンデンサＣp2Aに流れる電流ＩCp2が示されているが、この場合も電流ＩCp2は整流ダイオードＤo1、整流ダイオードＤo2がターンオフするタイミングに対応して流れ、整流ダイオードＤo1、Ｄo2のターンオフ時に発生する逆方向電流が流れていることが示されている。
そして、第２の倍電圧半波整流回路に設けられた二次側部分共振コンデンサＣp2Bに流れる電流（図示せず）としては、この電流Ｉcp2に対して位相が１８０°シフトした波形により流れ、これによって整流ダイオードＤo3、整流ダイオードＤo4についてもターンオフ時に逆方向電流を流す経路が形成されて、結果的に二次側に設けられた各整流ダイオードＤoのスイッチング損失の低減が図られる。
図２０は、図１７に示した電源回路の特性図として、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、スイッチング周波数制御特性を示している。
なお、この図２０においても、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の結果を実線により示し、交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖ時の結果を破線により示している。
先ず図１７に示した回路においても、AC→DC電力変換効率としては交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、２２０Ｖ時で共に、負荷電力Ｐｏの上昇に伴って上昇する特性が得られる。
そして、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時において最大となり、ηAC→DC＝９１．０％が得られる。
また、交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖ時としても負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時にηAC→DC＝９０％以上の高効率が得られる。このように、第３の実施の形態の電源回路についても、図４４（図４５）に示した従来の回路と同等の電力変換効率が得られている。
また、上記特性によれば、この第３の実施の形態の電源回路の場合は、先の第２の実施の形態の電源回路に対して、若干高い電力変換効率の値が得られているが、これは、二次側倍電圧整流動作について、同じ半波整流動作から全波整流動作としたことによる。
また、この第３の実施の形態の電源回路と図４５の回路とで、同じ交流入力電圧条件、負荷条件、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを設定した仕様とする場合においては、倍電圧整流回路備える本実施の形態ほうが、二次巻線Ｎ2についての巻数を削減できる。
例えば、図４５の回路での二次巻線Ｎ2の巻数としては、先に説明したように、二次巻線部Ｎ2A＋二次巻線部Ｎ2B＝５０Ｔ＋５０Ｔ＝１００Ｔが選定される。これに対して、本実施の形態では、二次巻線Ｎ2A＋二次巻線Ｎ2B＝２５Ｔ＋２５Ｔ＝５０Ｔを選定しており、巻数は１／２に減少している。
また、スイッチング周波数ｆｓについては、この場合にも、従来と比較して変動が抑制された特性となっている、つまり、軽負荷から無負荷の範囲での変動に対するスイッチング周波数ｆｓの急峻な変化が有効に抑制されている。特に、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの最大負荷電力から無負荷までの変動に対してほぼフラットとなる特性である。
ＶAC＝１００Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの変動に対し、スイッチング周波数ｆｓ＝８０ｋHz〜８４．４ｋHzとなる結果が得られた。つまり、ＶAC１００Ｖ時のスイッチング周波数の必要制御範囲Δｆｓ1としては、４．４ｋHzとなり、従来に対して１／３０程度となる。また、ＶAC＝２２０Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの変動に対し、スイッチング周波数ｆｓ＝１０５ｋHz〜１３８ｋHzとなり、この場合の必要制御範囲Δｆｓ2は３３ｋHzとなる結果が得られている。この結果、ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系にわたるレンジでの必要制御範囲ΔｆｓAは、８０ｋHz〜１４０ｋHz程度となる。この必要制御範囲ΔｆｓAも、スイッチング駆動用ＩＣ（発振・ドライブ回路２）の周波数可変範囲（５０ｋHz〜２００ｋHz程度）に充分収まるものとなっている。すなわち、第１、第２の実施の形態と同じく、現状のスイッチング駆動用ＩＣをそのまま採用したうえでのワイドレンジ対応化が容易に実現される。
図２１の回路図は、第３の実施の形態（第３実施形態）についての変形例１としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１、図９、図１０、図１１、図１５、図１６、図１７と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。この第２実施形態の変形例１は、第３の実施の形態の構成を基としており、従って、図１７の電源回路と同様の要部の部品選定により、図１の電源回路と同等の絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋ、及び共振周波数ｆｏ1，ｆｏ2の周波数設定がされている。そのうえで、この図２１の電源回路は、より重負荷の条件に対応可能な構成を有する電源回路となる。
この図に示す電源回路においては、重負荷の条件に対応するために、図９，図１５の回路と同様にして、一次側の電流共振形コンバータの構成について、４石のスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4を備える、フルブリッジ結合方式としている。
この構成を採ることで、この場合には、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ〜４００Ｗ程度にまで対応可能な最大負荷条件を引き上げることが可能となる。
図２２の回路図は、第３実施形態の変形例２としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１、図９、図１０、図１１、図１５、図１６、図１７、図２１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。この第３実施形態の変形例２としても、第３の実施の形態の構成を基としたうえで、より重負荷の条件に対応可能な構成を有する電源回路となる。
この図に示す電源回路では、重負荷対応の構成として、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）を入力して整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成するための整流電流回路系について、図１０と同様の構成による倍電圧整流回路を備える。
この構成を採ることで、この場合にも、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ〜４００Ｗ程度にまで対応可能な最大負荷条件を引き上げることが可能となる。
また、この図２２に示す回路では、二次側の倍電圧全波整流回路として、図１７とは異なる回路形態の構成を採る。
先ず、図示するように図２２に示す回路の場合では、二次巻線Ｎ2についてはセンタータップによる分割は行わず、また、二次側の整流回路としては、整流ダイオードＤo1〜Ｄo4をブリッジ接続したブリッジ整流回路を備えるようにされる。
さらに、二次側直流出力電圧Ｅｏを生成するための二次側平滑コンデンサＣoとしては、図示する平滑コンデンサＣo1（第２の二次側平滑コンデンサ）と平滑コンデンサＣo2（第３の二次側平滑コンデンサ）との直列接続回路と、この直列接続回路に対して並列に接続した平滑コンデンサＣo3（第１の二次側平滑コンデンサ）を備えるものとしている。
この場合、平滑コンデンサＣo2の負極端子と、平滑コンデンサＣo3の負極端子とは二次側アースに接続される。
そして、上記したブリッジ整流回路において、整流ダイオードＤo1と整流ダイオードＤo2との接続点を第１端子、整流ダイオードＤo1と整流ダイオードＤo3との接続点を第２端子、整流ダイオードＤo3と整流ダイオードＤo4との接続点を第３端子、整流ダイオードＤo4と整流ダイオードＤo2との接続点を第４端子とすると、先ず上記第１端子は、二次側直列共振コンデンサＣ２の直列接続を介して、二次巻線Ｎ2の一方の端部と接続している。
また、上記第２端子は、平滑コンデンサＣo1の正極端子と平滑コンデンサＣo3の正極端子との接続点に対して接続している。
さらに、上記第３端子は、二次巻線Ｎ2の他方の端部と接続すると共に、これらの接続点を平滑コンデンサＣo1と平滑コンデンサＣo2の接続点に対して接続している。
そして、上記第４端子は二次側アースに接続している。
上記接続形態によれば、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の一方の半周期には、整流電流が［二次側直列共振コンデンサＣ２→整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣo3→整流ダイオードＤo4］を介して流れる。また、この期間において整流電流は分岐して整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣo1を介しても流れるものとなる。
また、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の他方の半周期には、整流電流は［整流ダイオードＤo3→平滑コンデンサＣo3→整流ダイオードＤo2→二次側直列共振コンデンサＣ２］を介して流れる。また、この期間においても整流電流は分岐して、平滑コンデンサＣo2→整流ダイオードＤo3を介しても流れる。
このような整流電流経路より、この場合は平滑コンデンサＣo3に対して、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の各半周期に整流電流を充電する動作が得られていることがわかる。つまり、整流動作としては全波整流動作が得られている。
その上で、上記のようにして整流電流が分岐して流れることによって、上記交番電圧の一方の半周期には整流電流を平滑コンデンサＣo1に対しても充電する動作が行われ、この期間に平滑コンデンサＣo1に対して上記交番電圧の等倍に対応したレベルの両端電圧を生成する動作が得られる。
同様に、上記交番電圧の他方の半周期には整流電流を平滑コンデンサＣo2に対しても充電する動作が行われ、この期間には平滑コンデンサＣo2に対して上記交番電圧の等倍に対応したレベルの両端電圧を生成する動作が得られる。
これによって平滑コンデンサＣo1−Ｃo2の直列接続回路の両端電圧としては、上記交番電圧の２倍に対応したレベルが得られる。
そして、この場合は、上記もしているように、これら平滑コンデンサＣo1−Ｃo2の直列接続回路と、平滑コンデンサＣo3とが並列に接続されていることで、平滑コンデンサＣo3の両端電圧としても、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルが得られる。そして、この平滑コンデンサＣo1−Ｃo2の直列接続回路と平滑コンデンサＣo3との並列接続回路の両端電圧として、二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。
このようにして、図２２に示す回路の二次側では、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧の各半周期に二次側平滑コンデンサに対して整流電流を充電する動作を行うと共に、二次側平滑コンデンサに対して上記交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅｏを得るようにされた、倍電圧全波整流回路としての動作が得られていることになる。
そして、このように、二次側の倍電圧全波整流回路としてブリッジ整流回路と３つの二次側平滑コンデンサを用いた図１４の回路構成によれば、二次巻線Ｎ2の巻数（ターン数）は図１７の場合と同等の２５Ｔとすることができる。すなわち、この場合は倍電圧半波整流回路とした場合と同様のトランスの小型化・巻装工程の簡略化が図られるというメリットと、全波整流としたことによる電力損失低減のメリットとの両立が図られる。
なお、この図２２に示す回路の場合は、二次側部分共振コンデンサＣｐ2を、上記したブリッジ整流回路の第１端子（Ｄ1・Ｄ2の接続点：正極入力端子）と第３端子（Ｄ3・Ｄ4の接続点：負極入力端子）との間に挿入することで、二次巻線Ｎ2−二次側直列共振コンデンサＣ2の直列接続回路に対して並列に接続しており、これにより、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とにより、整流ダイオードＤo1，Ｄo2，Ｄo3，Ｄo4がターンオフするタイミングにおいてのみ電圧共振動作を行う部分電圧共振回路を形成する。
また、この図２２に示す回路も単レンジ対応の用途となるが、この場合も定電圧制御の高速応答が可能となるというメリットが得られている。
また、これら図２１、図２２に示した変形例としても、一次側を図１７に示した構成とすることや、互いの一次側の構成を入れ替えた構成とすることが可能である。
図２３は、本発明の第４の実施の形態の電源回路の構成例を示している。なお、この図において、これまで説明した実施の形態の電源回路の回路構成を示す各図（図１、図９、図１０、図１１、図１５、図１６、図１７、図２１、図２２）と同一部分には、同一符号を付して説明を省略する。
この第４の実施の形態の電源回路も、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の何れの商用交流電源入力にも対応して動作する、いわゆるワイドレンジ対応としての構成を採る。また、対応負荷電力としては、例えば、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ程度からＰｏ＝０Ｗ（無負荷）までの変動範囲に対応する。
この図に示す電源回路の回路構成そのものとしては、図１と同様の多重（複合）共振形コンバータとなっている。つまり、一次側にはハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路を組み合わせ、二次側には、二次巻線Ｎ2に二次側直列共振コンデンサＣ2を直列接続して二次側直列共振回路を形成したうえで、二次側整流回路としてはブリッジ全波整流回路を備える。また、二次側においても、二次側部分共振コンデンサＣｐ2を備えることで、二次側部分電圧共振回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしても、先に図２により説明した構造を有したうえで、ギャップＧについては、例えばギャップ長2.8mm程度を設定し、これによって一次側と二次側との結合係数ｋとしては、例えばｋ＝０．６５以下による疎結合の状態を得るようにしている。なお、実際の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．６５を設定した。
ここで、本実施の形態においては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1と、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2とについて、
ｆｏ1＜ｆｏ2
で表される関係を満たすべきこととしている。そして、実際においては、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2が、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1に対して約１．５倍程度以内となるようにして設定している。ただし、図２３に示す電源回路の実際としては、二次側直列共振回路の共振周波ｆｏ2を、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1の１．４倍から１．３倍程度の範囲で設定することとしている。具体的には、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1についてはｆｏ1≒７０kHzの所定値を設定し、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2についてはｆｏ2≒９０kHzの所定値を設定することとしている。
上記のようにして構成される図２３に示す電源回路についての実験結果を、図２４、図２５に示す。この実験にあたっては、図２３に示した電源回路について、要部を次のように選定した。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ＥＥＲ−４０型のコアのギャップＧのギャップ長を2.8mmとし、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の巻数としては、それぞれＮ1＝３０Ｔ、Ｎ2＝２４Ｔを巻装した。この構造により、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体（自身）の結合係数ｋとして、ｋ＝０．６５を得ている。
また、一次側直列共振回路、二次側直列共振回路、及び一次側部分電圧共振回路、二次側部分電圧共振回路を形成するための各共振コンデンサについては、下記のように選定した。
・一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０４７μＦ
・二次側直列共振コンデンサＣ2＝０．０６８μＦ
・（一次側）部分共振コンデンサＣｐ＝１０００ｐＦ
・（二次側）部分共振コンデンサＣｐ2＝１０００ｐＦ
また、二次側直流出力電圧Ｅoとしては、１３５Ｖを定格レベルとした。

上記した一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1≒７０kHzは、上記した絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造により得られる一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と、一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスとにより設定される。また、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2≒９０kHzは、上記した絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造により得られる二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と、二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとにより設定される。
上記した共振周波数ｆｏ1，ｆｏ2の関係のもとでも、一次側直列共振回路と二次側直列共振回路を備えることで、先に図５〜図７により説明したようにして、定電圧制御特性としては急峻な単峰特性が得られ、この結果、これまでの実施の形態と同じく、スイッチング周波数制御のみによるワイドレンジ対応が実現される。
図２４の波形図は、上記のようにしてワイドレンジ対応として構成される図２３の電源回路における要部の動作を示している。この図においては、交流入力電圧（ＶAC）条件／負荷条件として、ＶAC＝１００Ｖ（ＡＣ１００Ｖ系）／Ｐｏmax（最大負荷電力）＝２００Ｗ、ＶAC＝１００Ｖ（ＡＣ１００Ｖ系）／Ｐｏmin（最小負荷電力：無負荷）＝０Ｗ、ＶAC＝２３０Ｖ（ＡＣ２００Ｖ系）／Ｐｏmax（最大負荷電力）＝２００Ｗ、ＶAC＝２３０Ｖ（ＡＣ２００Ｖ系）／Ｐｏmin（最小負荷電力：無負荷）＝０Ｗの各場合の波形が示されている。
矩形波状の電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ2の両端電圧であり、スイッチング素子Ｑ2のオン／オフタイミングを示す。
電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ2が導通してオンとなるオン期間では０レベルとなり、非導通となるオフ期間においては、整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされる波形となる。
スイッチング素子Ｑ2のオン期間においては、スイッチング素子Ｑ2及びクランプダイオードＤD2から成るスイッチング回路系には、図示する波形によるスイッチング電流ＩQ2が流れる。また、スイッチング電流ＩQ2は、スイッチング素子Ｑ2のオフ期間においては０レベルとなる。
また、図示していないが、他方のスイッチング素子Ｑ1の両端電圧、及びスイッチング回路（Ｑ1，ＤD1）に流れるスイッチング電流としては、上記電圧Ｖ1、及びスイッチング電流ＩQ2を１８０°移相した波形として得られる。つまり、スイッチング素子Ｑ1とスイッチング素子Ｑ2とは、交互にオン／オフするようにして同じ周期タイミングでスイッチング動作を行う。
また、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）を流れる一次側直列共振電流Ｉoとしては、これらのスイッチング回路（Ｑ1，ＤD1）（Ｑ2，ＤD2）に流れるスイッチング電流が合成されることで、図示する波形により流れるものとなる。
ここで、上記もしているように、電圧Ｖ1はスイッチングタイミングを示しているが、この電圧Ｖ1の波形について、同一負荷条件での交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時とＶAC２３０Ｖ時とで比較してみると、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時のほうが交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時よりも１周期が長くなっている。このことは、スイッチング周波数としては、商用交流電源（ＶAC）の入力レベルが低下するのに伴って、二次側直流電圧Ｅoが低下傾向となるようにして変動するのに応じて、一次側のスイッチング周波数は低くなり、商用交流電源（ＶAC）の入力レベルが上昇するのに伴って、二次側直流電圧Ｅoが上昇するようにして変動するのに応じて、一次側のスイッチング周波数が高くなることを示している。
また、電圧Ｖ1について、同一の交流入力電圧ＶACのレベル条件での最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時と最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時とで比較してみた場合には、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時のほうが最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時よりも１周期が長くなっている。つまり、重負荷となって二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが低下する場合には、スイッチング周波数が低くなり、また軽負荷となって二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが上昇する場合にはスイッチング周波数が高くなるという変化を示している。
このことは、負荷変動及び商用交流電源入力レベルの変動に対する二次側直流電圧の定電圧制御動作として、スイッチング周波数制御方式（アッパーサイド制御）による定電圧制御動作が行われていることを示している。
また、上記した一次側の動作（Ｖ1，ＩQ2，Ｉo）に応じて、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、図示する波形による交番電圧Ｖ2が誘起される。この交番電圧Ｖ2の１周期の周期長は、一次側のスイッチング周期に対応したものとなる。
そして、この交番電圧Ｖ2の一方の半周期の期間においては、二次側の整流ダイオード［Ｄo1，Ｄo4］が導通して整流電流が流れ、交番電圧Ｖ2の他方の半周期の期間においては、二次側の整流ダイオード［Ｄo2，Ｄo3］が導通して整流電流が流れる。また、二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2としては、これらの交番電圧Ｖ2の半周期ごとに流れる整流電流が合成されて得られ、図示する波形が得られる。
図２５は、図２３に示した電源回路の特性として、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）の負荷変動に対するスイッチング周波数ｆｓ及びAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）を示している。また、この図においては、ＡＣ１００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の特性を実線で示し、ＡＣ２００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の特性を破線で示している。
先ず、スイッチング周波数ｆｓについては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時とＶAC＝２３０Ｖのいずれの条件においても、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ（最小負荷電力：無負荷）からＰｏ＝２００Ｗ（最大負荷電力）にかけて重負荷の条件となるのに応じて、低下するようにして変化する傾向となっている。
そのうえで、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗに対するスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時のほうが、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時よりも高い範囲において変化するものとなっている。つまり、この図からも、スイッチング周波数制御方式（アッパーサイド制御）によって、交流入力電圧変動及び負荷変動に対する定電圧制御が行われていることが示される。
また、本実施の形態としては、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの範囲でスイッチング周波数ｆｓはリニアに変化しており、先行技術の電源回路のようにして一定以下の負荷電力範囲で急激な変化を示してはいない。
そして、スイッチング周波数ｆｓの具体的数値としては、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動に対して、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時においては８２．６kHz〜７３．５kHzの範囲での変化（必要制御範囲）であることが測定され、図７に示したΔｆｓ1としては、Δｆｓ1＝９．１kHz（８２．６kHz−７３．５kHz）となっている。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時においては１２３．５kHz〜１１４．９kHzの必要制御範囲であることが測定され、図７に示したΔｆｓ2としては、Δｆｓ2＝８．６kHz（１２３．５kHz−１１４．９kHz）となっている。このようにして、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とでの各レンジごとのスイッチング周波数ｆｓの必要制御範囲はほぼ１０kHz未満であり、従来（先行技術）の電源回路（図４４，図４５）と比較して大幅に縮小されている。また、スイッチング周波数ｆｓの最大値である１２３．５kHz（ＶAC＝２３０Ｖ／Ｐｏmin＝０Ｗ時）と、最小値である７３．５kHz（ＶAC＝１００Ｖ／Ｐｏmax＝２００Ｗ時）との周波数差としても５０kHz（１２３．５kHz−７３．５kHz）であり、ワイドレンジ対応としてみた場合にも、スイッチング周波数ｆｓの必要制御範囲は、従来の電源回路（図４４，図４５）よりも大幅に縮小されていることが示される。
また、前述もしたように、現状におけるスイッチング素子駆動用ＩＣ（発振・ドライブ回路２）のスイッチング駆動周波数の上限は２００kHz程度である。従って、上記した１２３．５kHz〜７３．５kHz程度のスイッチング周波数ｆｓの範囲は、現状のスイッチング駆動用ＩＣにより充分に得られるものとなっている。つまり、本実施の形態の電源回路としても、スイッチング周波数ｆｓの必要制御範囲が比較的低い周波数領域にて大幅に縮小されていることで、現状のスイッチング駆動回路系の構成のままで、スイッチング周波数制御のみによってワイドレンジ対応を可能としているものである。
また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、重負荷の傾向となるのに従って高くなる傾向となっているが、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時においては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では９１．３％であり、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では９１．６％となっている。この結果から、本実施の形態としては、商用交流電源の入力レベルが高い条件でのAC→DC電力変換効率の改善効果が充分に得られていることが分かる。
また、この第４の実施の形態としては、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2と一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1との関係として、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2のほうを高く設定することとしている。このために、二次側直列共振コンデンサＣ2について一定以下のキャパシタンスが設定される。つまり、二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとしては比較的小さな値が設定される。これにより、例えば実際の二次側直列共振コンデンサＣ2としての部品については小型なものとなり、回路の小型軽量化の維持に有利となる。
ただし、図２４によれば、一次側直列共振回路に流れる一次側直列共振電流Ｉoは、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時においては、半周期ごとのピーク近傍の波形形状が略Ｍ字状となる場合のあることが分かる。これは、上記のようにして、二次側直列共振コンデンサＣ2について一定以下のキャパシタンスを設定したことで二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2が低下し、これにより、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2との周波数差が一定以内となったことに起因している。
上記した一次側直列共振電流ＩoにおけるＭ字状のピーク部分のレベルは、二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスを小さくしていく（二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2を高くしていく）のに応じて増加する傾向となる。そして、この一次側直列共振電流ＩoのＭ字状のピーク部分のレベル増加は、例えばスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2におけるスイッチング損失の増加原因となるために電力変換効率の低下を招く。また、一次側直列共振電流ＩoのＭ字状のピーク部分は、例えば二次側直流出力電圧Ｅoの変動成分として現れることから、その増加は、スイッチング周波数制御における必要制御範囲（Δｆｓ）を拡大させる要因ともなる。従って、二次側直列共振回路のキャパシタンス設定（二次側直列共振回路の共振周波数設定）としては、上記した電力変換効率の低下、及び必要制御範囲の拡大が充分に許容される実用範囲内で収まることを考慮して設定されるべきものとなる。
本実施の形態としては、このことに基づいて、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2を、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1の１．５倍程度以内とすべきこととしているものである。
図２６の回路図は、第４の実施の形態（第４実施形態）についての変形例１としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、これまで説明した実施の形態（変形例を含む）の電源回路の回路構成を示す各図と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。この第４実施形態の変形例１としては、図２３に示した第４の実施の形態の構成を基としたうえで、より重負荷の条件に対応可能な構成を有する電源回路となる。
この図に示す電源回路においては、重負荷の条件に対応するために、図９、図１５、図２１などの回路と同様にして、一次側の電流共振形コンバータの構成について、４石のスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4を備える、フルブリッジ結合方式としている。
この図では、１つの発振・ドライブ回路２により、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4の４石のスイッチング素子を駆動するようにされている。この発振・ドライブ回路２は、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4］の組と、スイッチング素子［Ｑ3，Ｑ4］の組とが交互にオン／オフするようにしてスイッチング駆動を行う。
そのうえで、本実施の形態では、重負荷の条件に対応するために、高周波インダクタＬ11を備えることとしている。この場合の高周波インダクタＬ11は、前述もしたように、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力点との間に対して直列に挿入されている。つまり、高周波インダクタＬ11は一次巻線Ｎ1に対して直列接続されるようにして設けられる。
このようにして高周波インダクタＬ11が設けられることで、一次側においては、一次巻線Ｎ1、一次側直列共振コンデンサＣ1、及び高周波インダクタＬ11とによる直列接続回路が形成されることになる。これにより、一次側直列共振回路を形成するインダクタンス成分としては、この高周波インダクタＬ11のインダクタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1を合成したもの（Ｌ1＋Ｌ11）となる。
また、このようにして高周波インダクタＬ11が一次巻線Ｎ1に対して直列接続された関係にあることで、等価的には、高周波インダクタＬ11のインダクタンスは、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス成分としてみなすことができる。従って、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける一次側のリーケージインダクタンスとしては、Ｌ11＋Ｌ1となる。
このことは、一次側のリーケージインダクタンスが、高周波インダクタＬ11のインダクタンスの合成分によって見かけ上増加することを意味する。従って、絶縁コンバータトランスＰＩＴそのものの結合係数をｋとすると、電源回路内における絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合的な結合係数（総合結合係数）ｋtとしては、結合係数ｋよりも低い値が得られることとなる。つまり、電源回路における絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造そのものによる結合係数ｋに対して、より低く設定される。
図２３に示した第４の実施の形態においては、一次巻線Ｎ1に対して直列に接続されるインダクタを備えないことから、絶縁コンバータトランスＰＩＴそのものの結合係数ｋにより、一次側と二次側の結合度として、図６の特性曲線３として示す単峰特性が得られる程度の疎結合の状態を得ていた。具体的には、絶縁コンバータトランスＰＩＴそのものの結合係数ｋについて、０．６５程度以内を設定していたものである。
これに対して本実施の形態としては、上記した単峰特性を得てワイドレンジ対応の電源回路を構成するのにあたっては、総合結合係数ｋtとして例えば０．６５以内を設定すべきこととなる。
ここで、総合結合係数ｋtは、高周波インダクタＬ11のインダクタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1を合成して得られる総合的な一次側リーケージインダクタンス（Ｌ11＋Ｌ1）に応じたものとなる。従って、総合結合係数ｋtを０．６５以内程度とするとした場合には、絶縁コンバータトランスＰＩＴそのものの結合係数ｋとしては、０．６５よりも大きい値を設定することになる。
本実施の形態としては、総合結合係数ｋｔについて約０．６５を設定するのにあたり、絶縁コンバータトランスＰＩＴそのものの結合係数ｋについては、０．７５程度を設定することとしている。そのうえで、総合結合係数ｋtについて約０．６５を設定するためのリーケージインダクタンスの不足分を、高周波インダクタＬ11のインダクタンスにより得るようにされる。
図２３に示した第４実施形態の場合のように、絶縁コンバータトランスＰＩＴそのものの結合係数ｋについて０．６５以内程度を設定する場合には、図２によっても説明したように、内磁脚のギャップＧについて2.8mm程度のギャップ長を設定していた。これに対して、この第４実施形態の変形例１のようにして、結合係数ｋについて０．７５程度を設定することとした場合には、図２と同様の構造において、ギャップＧのギャップ長について、例えば1.6mm程度にまで短くして形成するようにされる。
図２に示したようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアにギャップＧを形成した場合、このギャップＧ近傍において渦電流が生じる。周知のようにして、渦電流は電力損失を生じさせ、その分の電力変換効率の低下を招く。
このギャップＧに起因して生じる渦電流量は、ギャップ長が長くなるのに応じて増加することが分かっている。
また、渦電流損失に起因するAC→DC電力変換効率の低下傾向は、交流入力電圧ＶACのレベルが上昇するのに応じて顕著となる。従って、ワイドレンジ対応の電源回路としては、ＡＣ１００Ｖ系で使用しているときよりもＡＣ２００Ｖ系で使用したときにAC→DC電力変換効率が低下するという問題を生じることになる。
ただし、上記した渦電流損失による低下要因を含むAC→DC電力変換効率としては、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ〜２００Ｗ以下程度までの負荷条件では許容範囲にとどまる。
先に図２３に示した第４実施形態の電源回路は、対応負荷条件が最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗとされている。このために、絶縁コンバータトランスＰＩＴのみによって結合係数ｋ＝０．６５以下の疎結合の状態を設定する構成でありながら、ワイドレンジ対応として実用可能な電源回路を得ることができている。
しかし、例えば、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ以上の、より重負荷の条件に対応すべき場合には、上記した渦電流損失の増加によるAC→DC電力変換効率の低下が無視できない程度に顕著となってくる。このために、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体について結合係数ｋ＝０．６５以下に設定してワイドレンジ対応の電源回路として実用化するのは困難になってくる。
そこで、この第４実施形態の変形例１では、一次巻線Ｎ1に対して高周波インダクタＬ11を直列接続することで、高周波インダクタＬ11のインダクタンスにより一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスを等価的に増加させ、これにより、電源回路内における絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋtについて、０．６５以下を設定するようにしている。
この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとしては、例えば先行技術の電源回路と同等のｋ＝０．７５程度を設定することができるので、ギャップＧのギャップ長としても、前述したように、1.6mm程度とすることができる。つまり、渦電流の増加の問題が生じない程度の一定以下のギャップ長に抑えることができる。
これにより、実施の形態の電源回路としては、上記した渦電流損失の増加は無くなるため、これに起因するAC→DC電力変換効率の低下も生じないことになる。従って、重負荷及びＡＣ２００Ｖ系時での使用においても、ワイドレンジ対応の電源回路として実用的な程度に良好なAC→DC電力変換効率特性が得られることになる。
そして、第４実施形態の変形例１として、図２６に示されるようにして、実際に、フルブリッジ結合方式による電流共振形コンバータと高周波インダクタＬ11とを組み合わせた構成とした場合には、例えば実用的に、最大負荷電力Ｐｏmax＝４００Ｗ程度までに対応可能な電源回路を得ることができる。
なお、高周波インダクタＬ11のインダクタンスの実際としては、例えば３０μＨ程度の範囲において所定値を設定するようにされる。また、このように、高周波インダクタＬ11は、数十μＨ程度であればよいために、サイズとしては小型を維持でき、また、その抵抗分による電力損失もほとんど無視できる程度に少ない。
図２７は、第４実施形態の変形例２としての電源回路の構成例を示している。なお、この図においても、これまで説明した実施の形態（変形例を含む）の電源回路の回路構成を示す各図と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。この第４実施形態の変形例２としても、第４実施形態の構成を基としたうえで、より重負荷の条件に対応可能な構成を有する電源回路となる。
先ず、重負荷対応の構成として、この図に示す電源回路では、図１０、図１６、図２２などと同様にして、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）を入力して整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成するための整流電流回路系として、交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉを生成する、倍電圧整流回路を備える。
このようにして、直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成する整流平滑回路系を倍電圧整流回路とする構成は、ＡＣ１００Ｖ系のみの単レンジ対応としての構成となるが、図１０、図１６、図２２と同様に、定電圧制御の応答性能の向上というメリットは、単レンジでの使用でも得られるものである。
また、この図においては、図２６に示した変形例１において、一次巻線Ｎ1と直列接続されていた高周波インダクタＬ11が省略され、代わりに、二次巻線Ｎ2に対して直列に高周波インダクタＬ12が接続されている形態が示されている。
この場合、高周波インダクタＬ12は、二次巻線Ｎ2の一方の端部と、整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo4のカソードとの接続点との間に挿入されるようにして設けられる。
このような接続形態を採った場合、先ず、一次側直列共振回路としては、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスとにより形成されることになる。
これに対して、二次側直列共振回路としては、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と、高周波インダクタＬ12のインダクタンスと、二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって形成されることになる。
そして、このような回路構成を採った場合には、高周波インダクタＬ12のインダクタンスにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける二次巻線側の見かけ上のリーケージインダクタンスが増加することになる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側のリーケージインダクタンスが増加することによっても、絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋtは、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋよりも低下することになる。
これにより、一次側と二次側の総合結合係数ｋtについて、例えば０．６５程度以内を設定して、図６及び図７にて説明したような単峰特性が得られる程度の疎結合の状態を得るのにあたり、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体としては、例えば第２の実施の形態の場合と同様に、結合係数ｋ＝０．７５程度を設定すればよいことになる。つまり、絶縁コンバータトランスＰＩＴそのものについては、例えば図２に示す構造を基としたうえで、内磁脚のギャップＧについては1.6mm程度のギャップ長とすることができる。この結果、第２の実施の形態と同様にして、重負荷対応に伴う渦電流損失の増加の問題は解消されることになる。
なお、重負荷対応の構成とするために、先に第４実施形態の変形例１として示したフルブリッジ結合方式の電流共振形コンバータに対して、上記第４実施形態の変形例２として示した、二次巻線Ｎ2に直列接続される高周波インダクタＬ12を組み合わせる構成としてもよい。また逆に、上記第４実施形態の変形例２として示した倍電圧整流回路とハーフブリッジ結合方式の電流共振形コンバータを備える一次側の構成に対して、先の第４実施形態の変形例１に示される、一次巻線Ｎ1と直列接続される高周波インダクタＬ11を組み合わせる構成としてもよい。
この点については、以降説明する実施の形態における変形例１，２との関係において同様のことがいえる。
図２８の回路図は、第５の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、これまで説明した実施の形態（変形例を含む）の電源回路の回路構成を示す各図と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この第５の実施の形態の電源回路の回路構成そのものとしては、図１７と同様となっている。つまり、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路系として全波整流回路（Ｄｉ、Ｃｉ）を備え、一次側電流共振形コンバータについてはハーフブリッジ結合方式を採用した多重複合共振形コンバータとしての基本構成を採るものであり、従って、二次巻線Ｎ2と二次側共振コンデンサとから成る二次側直列共振回路を備える。また、二次巻線Ｎ2に対して接続される整流回路として倍電圧全波整流回路を備える。
また、この第５の実施の形態では、例えば図２に示した構造による絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアの内磁脚に形成されるギャップＧについて、2.8mm程度のギャップ長を設定し、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自身の結合係数ｋについてｋ＝０．６５程度以下を設定する。
このようにして、倍電圧全波整流回路を備えることで、この図２８に示す第５の実施の形態の電源回路について、図２３に示した第４の実施の形態の電源回路と同じ交流入力電圧条件、負荷条件、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを設定した仕様とする場合には、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bの各々の巻数について、例えば図２３の電源回路の二次巻線Ｎ2の巻数の１／２となる１２Ｔとすることができる。その他の各部の選定については、先の第４の実施の形態の電源回路について、図２４及び図２５の実験結果を得た場合と同様でよい。
そして、上記した部品選定により、この第５の実施の形態としても、第４の実施の形態の電源回路と同様に、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1についてはｆｏ1≒７０kHzの所定値が設定され、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2についてはｆｏ2≒９０kHzの所定値が設定される。
そして、図２８に示す第５の実施の形態の電源回路について実験を行った結果として、動作波形については、図２４とほぼ同様の波形が得られた。
また、負荷変動に対するスイッチング周波数ｆｓの変化特性としては、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動に対して、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時においては８２．３kHz〜７４．２kHzの必要制御範囲であり、図７に示したΔｆｓ1としては、Δｆｓ1＝８．１kHzとなる。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時においては１２２．３kHz〜１１５．６kHzの必要制御範囲であり、図５に示したΔｆｓ2としては、Δｆｓ2＝６．７kHとなる。この実施の形態においても、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とでの各レンジごとのスイッチング周波数ｆｓの必要制御範囲は９kHz未満であり、また、現状のスイッチング素子駆動用ＩＣ（発振・ドライブ回路２）のスイッチング駆動周波数の上限である２００kHzに対して充分低く収まっている。
また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗの負荷条件で、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝９１．５％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時ではηAC→DC＝９１．８％となる測定結果が得られた。この結果から、本実施の形態としても、商用交流電源の入力レベルが高い条件でのAC→DC電力変換効率の改善効果が充分に得られていることが分かる。
図２９の回路図は、第５実施形態の変形例１としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、これまで説明した実施の形態（変形例を含む）の回路構成を示す各図と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路における一次側及び絶縁コンバータトランスＰＩＴの構成としては、先に図２６に示した第４実施形態の変形例１の電源回路と同様の重負荷対応の構成を採っている。
つまり、一次側電流共振形コンバータとしては、フルブリッジ結合方式の構成を採る。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体については、例えば図２に示した構造において内磁脚のギャップＧのギャップ長を1.6mm程度として、結合係数ｋ＝０．７５程度を設定する。これとともに、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して直列接続となる関係により所定のインダクタンスを有する高周波インダクタＬ11を挿入することで、電源回路内における絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋtについては、０．６５程度以下を設定するようにされている。
また、図２９の回路では、二次側整流回路として、図２８とは異なる回路形態の倍電圧全波整流回路を備える。
つまり、この図に示す二次側の倍電圧全波整流回路においては、二次側部分共振コンデンサについては、二次側部分共振コンデンサＣｐ2の１つのみとされ、この二次側部分共振コンデンサＣｐ2を、整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードの接続点と、整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo4のカソードの接続点との間に挿入するようにしている。
このような形態を採ることで、二次側部分電圧共振コンデンサＣｐ2は、二次側部分電圧共振回路（並列共振回路）を形成するためのキャパシタンスとして、第１の倍電圧半波整流回路と第２の倍電圧半波整流回路とで共有されることになる。
つまり、二次側部分共振コンデンサＣｐ2は、先ず、第１の倍電圧半波整流回路において、二次巻線部Ｎ2AのリーケージインダクタンスＬ2Aと高周波インダクタＬ12Aのインダクタンスの合成により得られる絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側リーケージインダクタンス成分とにより、部分電圧共振回路を形成する。同様にして、第２の倍電圧半波整流回路において、二次巻線部Ｎ2BのリーケージインダクタンスＬ2Bと高周波インダクタＬ12Bのインダクタンスの合成により得られる絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側リーケージインダクタンス成分とにより、部分電圧共振回路を形成する。
この倍電圧全波整流回路では、整流ダイオードＤo1，Ｄo4の組と、整流ダイオードＤo2，Ｄo3の組とが交互となるタイミングでオン／オフするが、上記のようにして部分電圧共振回路が形成されることで、整流ダイオードＤo1，Ｄo4がターンオフするタイミングと、整流ダイオードＤo2，Ｄo3がターンオフするタイミングとで、適正に部分電圧共振動作が得られることになる。
図３０の回路図は、第５実施形態の変形例２としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、これまで説明した実施の形態（変形例を含む）の回路構成を示す各図と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路における一次側及び絶縁コンバータトランスＰＩＴの構成としては、先に図２７に示した第４実施形態の変形例２などの電源回路と同様の重負荷対応の構成を採っている。つまり、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路系としては、倍電圧整流回路を備えるとともに、一次側電流共振形コンバータとしては、ハーフブリッジ結合方式を組み合わせている。
そして、この場合において、総合結合係数ｋt＝０．６５以下を設定するのにあたっては、図２７に示した第４実施形態の変形例２と同様の構成を採るようにされている。
つまり、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体については、例えば図２に示した構造において内磁脚のギャップＧのギャップ長を1.6mm程度として、結合係数ｋ＝０．７５程度を設定したうえで、二次側に高周波インダクタを備える。
この場合、二次側整流回路としては、図２９の第５実施形態の変形例１と同様の倍電圧全波整流回路とされていることから、二次側の高周波インダクタとしては、第１の倍電圧半波整流回路と第２の倍電圧半波整流回路とのそれぞれに対応して、高周波インダクタＬ12A，Ｌ12Bの２つが備えられる。
高周波インダクタＬ12Aは、二次巻線部Ｎ2Aと二次側直列共振コンデンサＣ2Aの間に直列に挿入されることで、第１の倍電圧半波整流回路において、二次巻線部Ｎ2Aと直列接続された関係を持つようにされる。同様にして、高周波インダクタＬ12Bは、二次巻線部Ｎ2Bと二次側直列共振コンデンサＣ2Bの間に直列に挿入されることで、第２の倍電圧半波整流回路において、二次巻線部Ｎ2Bと直列接続された関係を持つようにされる。
上記のようにして高周波インダクタＬ12A，L12Bを備えることで、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bの見かけ上のリーケージインダクタンスが増加することとなって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋtについて、ｋt＝０．６５程度以下の疎結合の状態が得られることとなる。
なお、図２８と同様の倍電圧全波整流回路の回路形態であっても、高周波インダクタＬ12Aを、二次巻線部Ｎ2Aと二次側直列共振コンデンサＣ2Aの間に直列に挿入することで、第１の倍電圧半波整流回路において、二次巻線部Ｎ2Aと直列接続された関係を持つことになる。同様にして、高周波インダクタＬ12Bを、二次巻線部Ｎ2Bと二次側直列共振コンデンサＣ2Bの間に直列に挿入することで、第２の倍電圧半波整流回路において、二次巻線部Ｎ2Bと直列接続された関係を持つことになる。
図３１は、第６の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、これまで説明した実施の形態（変形例を含む）の回路構成を示す各図と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この第５の実施の形態の電源回路の回路構成そのものとしては、図１１と同様となっている。つまり、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路系として全波整流回路（Ｄｉ、Ｃｉ）を備え、一次側電流共振形コンバータについてはハーフブリッジ結合方式を採用した多重複合共振形コンバータとしての基本構成を採るものであり、従って、二次巻線Ｎ2と二次側共振コンデンサとから成る二次側直列共振回路を備える。また、二次巻線Ｎ2に対して接続される整流回路として倍電圧半波整流回路を備える。
また、この第６の実施の形態では、例えば図２に示した構造による絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアの内磁脚に形成されるギャップＧについて、2.8mm程度のギャップ長を設定し、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自身の結合係数ｋについてｋ＝０．６５程度以下を設定する。
このようにして倍電圧半波整流回路を備えることで、この第６の実施の形態の電源回路についても、図２３に示した第４の実施の形態の電源回路と同じ交流入力電圧条件、負荷条件、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを設定する仕様とする場合には、二次巻線部Ｎ2の巻数について、第１の実施の形態の１／２となる１２Ｔとすることができ、例えば、二次側整流回路が通常の全波整流回路又は倍電圧全波整流回路の場合よりも二次巻線Ｎ2としての巻数は削減される。その他の各部の選定については、先の第４の実施の形態の電源回路について、図２４及び図２５の実験結果を得た場合と同様でよい。
上記した部品選定により、この第６の実施の形態としても、第４、第５の実施の形態の電源回路と同様に、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1についてはｆｏ1≒７０kHzの所定値が設定され、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2についてはｆｏ2≒９０kHzの所定値が設定される。
また、図３１に示す第６の実施の形態の電源回路について実験を行った結果としても、動作波形としては、図２４と同様の波形が得られた。ただし、二次側が倍電圧半波整流動作であるために、二次巻線Ｎ2に流れる電流Ｉ2（整流電流）については、ほぼ２倍のピークレベルとなる。
また、負荷変動に対するスイッチング周波数ｆｓの変化特性としては、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動に対して、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時においては８２．０kHz〜７２．４kHzの必要制御範囲であり、図５に示したΔｆｓ1としては、Δｆｓ1＝９．６kHzとなる。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時においては１２２．１kHz〜１１３．０kHzの必要制御範囲であり、図５に示したΔｆｓ2としては、Δｆｓ2＝９．１kHとなる。この実施の形態においても、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とでの各レンジごとのスイッチング周波数ｆｓの必要制御範囲は１０kHz未満と小さく、また、現状のスイッチング素子駆動用ＩＣ（発振・ドライブ回路２）のスイッチング駆動周波数の上限である２００kHzに対して充分低く収まっている。
また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗの負荷条件で、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝９１．１％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時ではηAC→DC＝９１．３％となる測定結果が得られており、商用交流電源の入力レベルが高い条件でのAC→DC電力変換効率の改善効果が充分に得られている。
図３２の回路図は、第６実施形態の変形例１としての電源回路の構成例を示している。なお、これまで説明した実施の形態（変形例を含む）の回路構成を示す各図と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路における一次側及び絶縁コンバータトランスＰＩＴの構成としては、先に図２６、図２９などに示した第２、第４実施形態の変形例１などと同様の重負荷対応の構成を採っている。つまり、つまり、一次側電流共振形コンバータとしては、フルブリッジ結合方式の構成を採る。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側については、図３１に示した第６実施形態と同様の倍電圧半波整流回路を備える。
図３３の回路図は、第６実施形態の変形例２としての電源回路の構成例を示している。なお、これまで説明した実施の形態（変形例を含む）の回路構成を示す各図と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路における一次側及び絶縁コンバータトランスＰＩＴの構成としては、先に図２７に示した第４実施形態の変形例２などと同様の重負荷対応の構成を採っており、先ず、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路系としては、倍電圧整流回路を備えるとともに、一次側電流共振形コンバータとしては、ハーフブリッジ結合方式を組み合わせている。
そして、この場合において、総合結合係数ｋt＝０．６５以下を設定するのにあたっては、図２７に示した第４実施形態の変形例２に準じて、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体については、例えば図２に示した構造において内磁脚のギャップＧのギャップ長を1.6mm程度として、結合係数ｋ＝０．７５程度を設定する。そのうえで、二次側に高周波インダクタを備えるようにされる。
この場合、二次側整流回路としては、図３１と同様の倍電圧半波整流回路とされている。この場合、高周波インダクタＬ12は、例えば図示するようにして、二次巻線Ｎ2の一端と、二次側直列共振コンデンサＣ2との間に対して直列に挿入することができる。このようにして高周波インダクタＬ12を挿入することで、二次巻線Ｎ2側の見かけ上のリーケージインダクタンスが増加することとなって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋtについて、ｋt＝０．６５以下の所定値による疎結合の状態を得ることができる。
なお、これまで説明した第５以降の実施の形態において、重負荷対応の構成となる変形例１，２については、第１実施形態の変形例１，２と同様にして、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝４００Ｗ程度までに対応して実用可能な電源回路を得ることができる。
図３４は、第７の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。なお、この図において、これまで説明した実施の形態の電源回路の回路構成を示す各図と同一部分には、同一符号を付して説明を省略する。
この第７の実施の形態の電源回路も、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の何れの商用交流電源入力にも対応して動作する、いわゆるワイドレンジ対応としての構成を採る。また、対応負荷電力としては、例えば、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ程度からＰｏ＝０Ｗ（無負荷）までの変動範囲に対応する。
この図に示す電源回路の回路構成そのものとしては、図１、図２３などと同様の多重（複合）共振形コンバータとなっている。つまり、一次側にはハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路を組み合わせ、二次側には、二次巻線Ｎ2に二次側直列共振コンデンサＣ2を直列接続して二次側直列共振回路を形成したうえで、二次側整流回路としてはブリッジ全波整流回路を備える。また、二次側においても、二次側部分共振コンデンサＣｐ2を備えることで、二次側部分電圧共振回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしても、先に図２により説明した構造を有したうえで、ギャップＧについては、例えばギャップ長2.8mm程度を設定し、これによって一次側と二次側との結合係数ｋとしては、例えばｋ＝０．６５以下による疎結合の状態を得るようにしている。なお、実際の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．６５を設定した。
ここで、本実施の形態においては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1と、上記二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2との関係について、次のように設定することとしている。
つまり、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1を基準として考えた場合において、上記二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2は、
ｆｏ2＝ｆｏ1×ｎ・・・（式６）
により表されるものとする。そのうえで、上記（式６）における係数（倍数値）ｎについては、１より小さい所定の最小値ａと、１より大きい所定の最大値ｂとの間の範囲を有するものとされ、
ａ＜ｎ＜ｂ（ａ＜１、ｂ＞１）・・・（式７）
により表されるものとなる。つまり、共振周波数ｆｏ2は、共振周波数ｆｏ1×ａで表される周波数（下限周波数）と共振周波数ｆｏ1×ｂで表される周波数（上限周波数）との間の周波数範囲において設定されるべきものとなる。
そして、本実施の形態としては、最小値ａについては、０．９程度を設定し、最大値ｂについては１．１〜１．２程度を設定することとしている。具体的には、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1についてはｆｏ1≒７０kHzの所定値を設定し、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2についてはｆｏ2≒８０kHzの所定値を設定することとしている。
上記のようにして構成される図３４に示す電源回路についての実験結果を、図３５、図３６に示す。この実験にあたっては、図３４に示した電源回路について、要部を次のように選定した。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ＥＥ型コアとしてＥＥＲ−３５型を選定して、ギャップＧのギャップ長を2.8mmとしたうえで、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の巻数としては、それぞれＮ1＝３０Ｔ、Ｎ2＝２４Ｔを巻装した。この構造により、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体（自身）の結合係数ｋとして、ｋ＝０．６５を得ている。
また、一次側直列共振回路、二次側直列共振回路、及び一次側部分電圧共振回路、二次側部分電圧共振回路を形成するための各共振コンデンサについては、下記のように選定した。
・一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０３３μＦ
・二次側直列共振コンデンサＣ2＝０．０６８μＦ
・（一次側）部分共振コンデンサＣｐ＝１０００ｐＦ
・（二次側）部分共振コンデンサＣｐ2＝１０００ｐＦ
また、二次側直流出力電圧Ｅoとしては、１３５Ｖを定格レベルとした。

上記した一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1≒７０kHzは、上記した絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造により得られる一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と、一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスとにより設定される。また、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2≒８０kHzは、上記した絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造により得られる二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と、二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとにより設定される。
上記した共振周波数ｆｏ1，ｆｏ2の関係のもとでも、一次側直列共振回路と二次側直列共振回路を備えることで、本実施の形態としても、先に図５〜図７により説明したようにして、定電圧制御特性としては急峻な単峰特性が得られ、この結果、これまでの実施の形態と同じく、スイッチング周波数制御のみによるワイドレンジ対応が実現される。
図３５の波形図は、上記のようにしてワイドレンジ対応として構成される図３４の電源回路における要部の動作を示している。この図においては、交流入力電圧（ＶAC）条件／負荷条件として、ＶAC＝１００Ｖ（ＡＣ１００Ｖ系）／Ｐｏmax（最大負荷電力）＝１５０Ｗ、ＶAC＝１００Ｖ（ＡＣ１００Ｖ系）／Ｐｏmin（最小負荷電力：無負荷）＝０Ｗ、ＶAC＝２３０Ｖ（ＡＣ２００Ｖ系）／Ｐｏmax（最大負荷電力）＝１５０Ｗ、ＶAC＝２３０Ｖ（ＡＣ２００Ｖ系）／Ｐｏmin（最小負荷電力：無負荷）＝０Ｗの各場合の波形が示されている。
矩形波状の電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ2の両端電圧であり、スイッチング素子Ｑ2のオン／オフタイミングを示す。
電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ2が導通してオンとなるオン期間では０レベルとなり、非導通となるオフ期間においては、整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされる波形となる。
スイッチング素子Ｑ2のオン期間においては、スイッチング素子Ｑ2及びクランプダイオードＤD2から成るスイッチング回路系には、図示する波形によるスイッチング電流ＩQ2が流れる。また、スイッチング電流ＩQ2は、スイッチング素子Ｑ2のオフ期間においては０レベルとなる。
また、図示していないが、他方のスイッチング素子Ｑ1の両端電圧、及びスイッチング回路（Ｑ1，ＤD1）に流れるスイッチング電流としては、上記電圧Ｖ1、及びスイッチング電流ＩQ2を１８０°移相した波形として得られる。つまり、スイッチング素子Ｑ1とスイッチング素子Ｑ2とは、交互にオン／オフするようにして同じ周期タイミングでスイッチング動作を行う。
また、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）を流れる一次側直列共振電流Ｉoとしては、これらのスイッチング回路（Ｑ1，ＤD1）（Ｑ2，ＤD2）に流れるスイッチング電流が合成されることで、図示する波形により流れるものとなる。
ここで、上記もしているように、電圧Ｖ1はスイッチングタイミングを示しているが、この電圧Ｖ1の波形について、同一負荷条件での交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時とＶAC２３０Ｖ時とで比較してみると、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時のほうが交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時よりも１周期が長くなっている。このことは、スイッチング周波数としては、商用交流電源（ＶAC）の入力レベルが低下するのに伴って、二次側直流電圧Ｅoが低下傾向となるようにして変動するのに応じて、一次側のスイッチング周波数は低くなり、商用交流電源（ＶAC）の入力レベルが上昇するのに伴って、二次側直流電圧Ｅoが上昇するようにして変動するのに応じて、一次側のスイッチング周波数が高くなることを示している。
また、電圧Ｖ1について、同一の交流入力電圧ＶACのレベル条件での最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ時と最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時とで比較してみた場合には、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ時のほうが最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時よりも１周期が長くなっている。つまり、重負荷となって二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが低下する場合には、スイッチング周波数が低くなり、また軽負荷となって二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが上昇する場合にはスイッチング周波数が高くなるという変化を示している。
このことは、負荷変動及び商用交流電源入力レベルの変動に対する二次側直流電圧の定電圧制御動作として、スイッチング周波数制御方式（アッパーサイド制御）による定電圧制御動作が行われていることを示している。
また、上記した一次側の動作（Ｖ1，ＩQ2，Ｉo）に応じて、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、図示する波形による交番電圧Ｖ2が誘起される。この交番電圧Ｖ2の１周期の周期長は、一次側のスイッチング周期に対応したものとなる。
そして、この交番電圧Ｖ2の一方の半周期の期間においては、二次側の整流ダイオード［Ｄo1，Ｄo4］が導通して整流電流が流れ、交番電圧Ｖ2の他方の半周期の期間においては、二次側の整流ダイオード［Ｄo2，Ｄo3］が導通して整流電流が流れる。また、二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2としては、これらの交番電圧Ｖ2の半周期ごとに流れる整流電流が合成されて得られ、図示する波形が得られる。
図３６は、図３４に示した電源回路の特性として、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）の負荷変動に対するスイッチング周波数ｆｓ及びAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）を示している。また、この図においては、ＡＣ１００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の特性を実線で示し、ＡＣ２００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の特性を破線で示している。
先ず、スイッチング周波数ｆｓについては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時とＶAC＝２３０Ｖのいずれの条件においても、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ（最小負荷電力：無負荷）からＰｏ＝１５０Ｗ（最大負荷電力）にかけて重負荷の条件となるのに応じて、低下するようにして変化する傾向となっている。
そのうえで、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜１５０Ｗに対するスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時のほうが、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時よりも高い範囲において変化するものとなっている。つまり、この図からも、スイッチング周波数制御方式（アッパーサイド制御）によって、交流入力電圧変動及び負荷変動に対する定電圧制御が行われていることが示される。
また、本実施の形態としては、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜１５０Ｗの範囲でスイッチング周波数ｆｓはリニアに変化しており、先行技術の電源回路のようにして一定以下の負荷電力範囲で急激な変化を示してはいない。
そして、スイッチング周波数ｆｓの具体的数値としては、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜１５０Ｗの変動に対して、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時においては７８．３kHz〜７５．０kHzの範囲での変化（必要制御範囲）であることが測定され、図７に示したΔｆｓ1としては、Δｆｓ1＝３．３kHz（７８．３kHz〜７５．０kHz）となっている。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時においては９４．８kHz〜９０．７kHzの必要制御範囲であることが測定され、図７に示したΔｆｓ2としては、Δｆｓ2＝４．１kHz（９４．８kHz−９０．７kHz）となっている。このようにして、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とでの各レンジごとのスイッチング周波数ｆｓの必要制御範囲はほぼ４kHz以下であり、従来（先行技術）の電源回路（図４４，図４５）と比較して大幅に縮小されている。また、スイッチング周波数ｆｓの最大値である９４．８kHz（ＶAC＝２３０Ｖ／Ｐｏmin＝０Ｗ時）と、最小値である７５．０kHz（ＶAC＝１００Ｖ／Ｐｏmax＝１５０Ｗ時）との周波数差としても１９．８kHz（９４．８kHz−７５．０kHz）であり、ワイドレンジ対応としてみた場合にも、スイッチング周波数ｆｓの必要制御範囲は、従来の電源回路（図４４，図４５）よりも大幅に縮小され、非常に僅かなものとなっているといえる。
また、上記したことによると、スイッチング周波数ｆｓの範囲は９４．８kHz〜７５．０kHz程度となる。従って、現状のスイッチング駆動用ＩＣ（発振・ドライブ回路２）のスイッチング駆動周波数の上限の２００kHz程度には充分に収まる。つまり、本実施の形態の電源回路としても、現状のスイッチング駆動回路系の構成のままで、スイッチング周波数制御のみによってワイドレンジ対応を可能としている。
また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、重負荷の傾向となるのに従って高くなる傾向となっているが、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ時においては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では９１．９％であり、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では９２．４％となっている。この結果から、本実施の形態としては、商用交流電源の入力レベルが高い条件でのAC→DC電力変換効率の改善効果が充分に得られていることが分かる。
ところで、図３５によれば、一次側直列共振回路に流れる一次側直列共振電流Ｉoは、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時においては、半周期ごとのピーク近傍の波形形状が略Ｍ字状となって２つのピークが生じる場合のあることが分かる。これは、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2との周波数差が一定以内となったことに起因している。
上記した一次側直列共振電流ＩoにおけるＭ字状の波形は、共振周波数ｆｏ1のほうが共振周波数ｆｏ2よりも高い関係においては、前のピーク部分のほうが後ろのピーク部分よりもレベルが高くなる傾向となる。逆に、共振周波数ｆｏ1のほうが共振周波数ｆｏ2よりも低い関係とした場合においては、前のピーク部分のほうが後ろのピーク部分よりもレベルが低くなる傾向に遷移する。
上記したような２つのピーク波形のレベルの偏りは、ピークレベルの上昇につながることから、例えばスイッチング損失などの増加原因となるために電力変換効率の低下を招く。また、一次側直列共振電流ＩoのＭ字状のピーク部分は、例えば二次側直流出力電圧Ｅoの変動成分として現れることから、その増加は、スイッチング周波数制御における必要制御範囲（Δｆｓ）を拡大させる要因ともなる。
そこで共振周波数ｆｏ1，ｆｏ2の設定と、一次側直列共振電流ＩoのＭ字状のピーク波形との関係を調べる実験を行った結果、一次側直列共振電流ＩoのＭ字状の２つのピークは、共振周波数ｆｏ2について共振周波数ｆｏ1の０．９倍程度から１．１〜１．２倍程度の範囲内におさめたときに、ほぼ同等レベルとなって偏りが生じない状態となり、これよりも共振周波数ｆｏ1，ｆｏ2の周波数差が拡大すると、上記した偏りが無視できない程度に顕著となってくることが確認できた。
本実施の形態としては、このことに基づいて、共振周波数ｆｏ1と共振周波数ｆｏ2の関係を設定していることで、一次側直列共振電流ＩoのＭ字状の２つのピーク波形レベルを均等にして、電力変換効率の向上、及び必要制御範囲の拡大の抑止を図っているものである。
そのうえで、本実施の形態としては、共振周波数ｆｏ2について、共振周波数ｆｏ1の０．９倍程度から１．１〜１．２倍程度の範囲内のうちで、できるだけ高い周波数を設定することとしている。
これにより、二次側直列共振回路を形成する二次側直列共振コンデンサＣ2については、共振周波数ｆｏ1の０．９倍程度から１．１〜１．２倍程度とする範囲の共振周波数ｆｏ2に対応して選定されるキャパシタンスの範囲のうちで、最も高いキャパシタンスが設定されることになる。これにより、例えば実際の二次側直列共振コンデンサＣ2としての部品（例えばフィルムコンデンサ）についてより安価で小型なものが選定されるようにして、回路の低コスト化、及び小型軽量化を図っているものである。
上記第７実施形態の変形例１について説明する。この第７実施形態の変形例１としては、図３４に示した第７の実施の形態の構成を基としたうえで、より重負荷の条件に対応可能な構成を有する電源回路となる。
そして、この第７実施形態の変形例１の構成としては、図２６と同様となる。ただし、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1については、総合結合係数ｋｔに対応して得られる一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と、一次側直列共振コンデンサＣ1とのキャパシタンス設定により、図３４の電源回路と同等のｆｏ1≒７０kHzを設定する。同様にして、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2についても、総合結合係数ｋｔに対応して得られる二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と、二次側直列共振コンデンサＣ2とのキャパシタンス設定により、図３４の電源回路と同等のｆｏ2≒８０kHzを設定する。
そして、第７実施形態の変形例１として、図２６に示されるようにして、実際に、フルブリッジ結合方式による電流共振形コンバータと高周波インダクタＬ11とを組み合わせた構成とした場合には、例えば実用的に、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ程度までに対応可能な電源回路を得ることができる。
続いて、第７実施形態の変形例２について説明する。この第７実施形態の変形例２としても、図３４に示した第７の実施の形態の構成を基としたうえで、より重負荷の条件に対応可能な構成を有する電源回路となる。
そして、この第７実施形態の変形例２の構成としては、図２７と同様となる。ただし、この場合にも、上記第７実施形態の変形例１と同様にして、共振周波数ｆｏ1,ｆｏ2については、図３４の電源回路と同等とする。つまり、総合結合係数ｋｔに対応して得られる一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と、一次側直列共振コンデンサＣ1とのキャパシタンス設定により、ｆｏ1≒７０kHzを設定する。同様にして、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2についても、総合結合係数ｋｔに対応して得られる二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と、二次側直列共振コンデンサＣ2とのキャパシタンス設定により、ｆｏ2≒８０kHzを設定する。
この第７実施形態の変形例２としても、図２７に示す構成とされることで、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ程度までに対応可能な電源回路を得ることができる。
図３７の回路図は、第８の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、これまで説明した実施の形態（変形例を含む）の電源回路の回路構成を示す各図と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この第８の実施の形態の電源回路の回路構成そのものとしては、図１７、図２８などと同様となっている。つまり、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路系として全波整流回路（Ｄｉ、Ｃｉ）を備え、一次側電流共振形コンバータについてはハーフブリッジ結合方式を採用した多重複合共振形コンバータとしての基本構成を採るものであり、従って、二次巻線Ｎ2と二次側共振コンデンサとから成る二次側直列共振回路を備える。また、二次巻線Ｎ2に対して接続される整流回路として倍電圧全波整流回路を備える。
また、この第８の実施の形態では、例えば図２に示した構造による絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアの内磁脚に形成されるギャップＧについて、2.8mm程度のギャップ長を設定し、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自身の結合係数ｋについてｋ＝０．６５程度以下を設定する。なお、実際の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．６５を設定した。
このようにして、倍電圧全波整流回路を備えることで、この図３７に示す第８の実施の形態の電源回路について、図３４に示した第７の実施の形態の電源回路と同じ交流入力電圧条件、負荷条件、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを設定した仕様とする場合には、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bの各々の巻数について、例えば図３４の電源回路の二次巻線Ｎ2の巻数の１／２となる１２Ｔとすることができる。その他の各部の選定については、先の第７の実施の形態の電源回路について、図３５及び図３６の実験結果を得た場合と同様でよい。
そして、上記した部品選定により、この第８の実施の形態としても、第７の実施の形態の電源回路と同様に、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1についてはｆｏ1≒７０kHzの所定値が設定され、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2についてはｆｏ2≒８０kHzの所定値が設定される。
そして、図３７に示す第８の実施の形態の電源回路について実験を行った結果として、動作波形については、図３５とほぼ同様の波形が得られた。
また、負荷変動に対するスイッチング周波数ｆｓの変化特性としては、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜１５０Ｗの変動に対して、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時においては７８．４kHz〜７５．０kHzの必要制御範囲であり、図５に示したΔｆｓ1としては、Δｆｓ1＝３．４kHzとなる。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時においては９５．７kHz〜９０．７kHzの必要制御範囲であり、図５に示したΔｆｓ2としては、Δｆｓ2＝５．０kHとなる。この実施の形態において、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とでの各レンジごとのスイッチング周波数ｆｓの必要制御範囲は５kHz以下と非常に狭いものであり、また、現状のスイッチング素子駆動用ＩＣ（発振・ドライブ回路２）のスイッチング駆動周波数の上限である２００kHzに対して充分低く収まっている。
また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗの負荷条件で、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝９１．７％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時ではηAC→DC＝９２．３％となる測定結果が得られた。この結果から、本実施の形態としても、商用交流電源の入力レベルが高い条件でのAC→DC電力変換効率の改善効果が充分に得られていることが分かる。
上記第８実施形態の変形例１について説明する。この第８実施形態の変形例１としては、図３７に示した第８の実施の形態の構成を基としたうえで、より重負荷の条件に対応可能な構成を有する電源回路となる。
そして、この第８実施形態の変形例１の構成としては、図２９と同様となる。つまり、第８実施形態の変形例１における一次側及び絶縁コンバータトランスＰＩＴの構成としては、第５実施の形態の変形例１の電源回路と同様の重負荷対応の構成となる。先ず、一次側電流共振形コンバータとしては、フルブリッジ結合方式の構成を採る。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体については、例えば図２に示した構造において内磁脚のギャップＧのギャップ長を1.6mm程度として、結合係数ｋ＝０．７５程度を設定する。これとともに、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して直列接続となる関係により所定のインダクタンスを有する高周波インダクタＬ11を挿入することで、電源回路内における絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋtについては、０．６５程度以下を設定するようにされている。
また、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1については、総合結合係数ｋｔに対応して得られる一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と、一次側直列共振コンデンサＣ1とのキャパシタンス設定により、図３７の電源回路と同等のｆｏ1≒７０kHzを設定する。同様にして、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2についても、総合結合係数ｋｔに対応して得られる二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と、二次側直列共振コンデンサＣ2とのキャパシタンス設定により、図３７の電源回路と同等のｆｏ2≒８０kHzを設定する。
そして、第８実施形態の変形例１として、図２９に示されるようにして、実際に、フルブリッジ結合方式による電流共振形コンバータと高周波インダクタＬ11とを組み合わせた構成とした場合には、例えば実用的に、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ程度までに対応可能な電源回路を得ることができる。
続いて、第８実施形態の変形例２について説明する。この第８実施形態の変形例２としても、図３７に示した第８の実施の形態の構成を基としたうえで、より重負荷の条件に対応可能な構成を有する電源回路となる。
そして、この第８実施形態の変形例２の構成としては、図３０と同様となる。ただし、この場合にも、上記第８実施形態の変形例１と同様にして、共振周波数ｆｏ1,ｆｏ2については、図３７の電源回路と同等とする。つまり、総合結合係数ｋｔに対応して得られる一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と、一次側直列共振コンデンサＣ1とのキャパシタンス設定により、ｆｏ1≒７０kHzを設定する。同様にして、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2についても、総合結合係数ｋｔに対応して得られる二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と、二次側直列共振コンデンサＣ2とのキャパシタンス設定により、ｆｏ2≒８０kHzを設定する。
この第８実施形態の変形例２としても、図３０に示す構成とされることで、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ程度までに対応可能な電源回路を得ることができる。
図３８の回路図は、第９の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、これまで説明した実施の形態（変形例を含む）の電源回路の回路構成を示す各図と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この第９の実施の形態の電源回路の回路構成そのものとしては、図１１、図３１などと同様となっている。つまり、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路系として全波整流回路（Ｄｉ、Ｃｉ）を備え、一次側電流共振形コンバータについてはハーフブリッジ結合方式を採用した多重複合共振形コンバータとしての基本構成を採るものであり、従って、二次巻線Ｎ2と二次側共振コンデンサとから成る二次側直列共振回路を備える。また、二次巻線Ｎ2に対して接続される整流回路として倍電圧半波整流回路を備える。
また、この第９の実施の形態では、例えば図２に示した構造による絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアの内磁脚に形成されるギャップＧについて、2.8mm程度のギャップ長を設定し、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自身の結合係数ｋについてｋ＝０．６５程度以下を設定する。なお、実際の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．６５を設定した。
このようにして、倍電圧半波整流回路を備えることで、この図３８に示す第９の実施の形態の電源回路について、図３４に示した第７の実施の形態の電源回路と同じ交流入力電圧条件、負荷条件、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを設定した仕様とする場合には、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bの各々の巻数について、例えば図３４の電源回路の二次巻線Ｎ2の巻数の１／２となる１２Ｔとすることができる。その他の各部の選定については、先の第７の実施の形態の電源回路について、図３５及び図３６の実験結果を得た場合と同様でよい。
そして、上記した部品選定により、この第９の実施の形態としても、第７の実施の形態の電源回路と同様に、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1についてはｆｏ1≒７０kHzの所定値が設定され、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2についてはｆｏ2≒８０kHzの所定値が設定される。
そして、図３８に示す第９の実施の形態の電源回路について実験を行った結果として、動作波形については、図３５とほぼ同様の波形が得られた。ただし、二次側が倍電圧半波整流動作であるために、二次巻線Ｎ2に流れる電流Ｉ2（整流電流）については、ほぼ２倍のピークレベルとなる。
また、負荷変動に対するスイッチング周波数ｆｓの変化特性としては、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜１５０Ｗの変動に対して、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時においては７８．１kHz〜７５．０kHzの必要制御範囲であり、図７に示したΔｆｓ1としては、Δｆｓ1＝３．１kHzとなる。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時においては９５．３kHz〜９０．７kHzの必要制御範囲であり、図５に示したΔｆｓ2としては、Δｆｓ2＝４．６kHとなる。この実施の形態においても、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とでの各レンジごとのスイッチング周波数ｆｓの必要制御範囲は５kHz未満とさらに狭く、また、現状のスイッチング素子駆動用ＩＣ（発振・ドライブ回路２）のスイッチング駆動周波数の上限である２００kHzに対して充分低く収まっている。
また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗの負荷条件で、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝９１．５％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時ではηAC→DC＝９２．１％となる測定結果が得られており、商用交流電源の入力レベルが高い条件でのAC→DC電力変換効率の改善効果が充分に得られている。
上記第９実施形態の変形例１について説明する。この第９実施形態の変形例１としては、図３８に示した第９の実施の形態の構成を基としたうえで、より重負荷の条件に対応可能な構成を有する電源回路となる。
そして、この第９実施形態の変形例１の構成としては、図３２と同様となる。つまり、第９実施形態の変形例１における一次側及び絶縁コンバータトランスＰＩＴの構成としては、第６実施の形態の変形例１の電源回路と同様の重負荷対応の構成となる。先ず、一次側電流共振形コンバータとしては、フルブリッジ結合方式の構成を採る。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体については、例えば図２に示した構造において内磁脚のギャップＧのギャップ長を1.6mm程度として、結合係数ｋ＝０．７５程度を設定する。これとともに、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して直列接続となる関係により所定のインダクタンスを有する高周波インダクタＬ11を挿入することで、電源回路内における絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋtについては、０．６５程度以下を設定するようにされている。
また、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2については、図３８の電源回路と同等とする。つまり、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1については、総合結合係数ｋｔに対応して得られる一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と、一次側直列共振コンデンサＣ1とのキャパシタンス設定により、ｆｏ1≒７０kHzを設定する。同様にして、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2についても、総合結合係数ｋｔに対応して得られる二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と、二次側直列共振コンデンサＣ2とのキャパシタンス設定により、ｆｏ2≒８０kHzを設定する。
そして、第９実施形態の変形例１として、図３２に示されるようにして、実際に、フルブリッジ結合方式による電流共振形コンバータと高周波インダクタＬ11とを組み合わせた構成とした場合には、例えば実用的に、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ程度までに対応可能な電源回路を得ることができる。
続いて、第９実施形態の変形例２について説明する。この第９実施形態の変形例２としても、図３８に示した第９の実施の形態の構成を基としたうえで、より重負荷の条件に対応可能な構成を有する電源回路となる。
そして、この第９実施形態の変形例２の構成としては、図３３と同様となる。ただし、この場合にも、上記第９実施形態の変形例１と同様にして、共振周波数ｆｏ1,ｆｏ2については、図３８の電源回路と同等とする。つまり、総合結合係数ｋｔに対応して得られる一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と、一次側直列共振コンデンサＣ1とのキャパシタンス設定により、ｆｏ1≒７０kHzを設定する。同様にして、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2についても、総合結合係数ｋｔに対応して得られる二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と、二次側直列共振コンデンサＣ2とのキャパシタンス設定により、ｆｏ2≒８０kHzを設定する。
この第８実施形態の変形例２としても、図３３に示す構成とされることで、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ程度までに対応可能な電源回路を得ることができる。
続いて、図３９〜図４３を参照して、本発明の第１０の実施の形態について説明する。
先ず、第１０の実施の形態としての電源回路の回路構成としては、例えば、先に図１、図１１、図１７、図２３、図２８、図３１、図３４、図３７、図３８に示した各実施の形態の構成とされればよい。つまり、回路図的には、高周波インダクタ（Ｌ11，Ｌ12，Ｌ12A，L12B）を省略した、基本的な多重共振形コンバータの構成でよいことになる。
そのうえで、第１０の実施の形態としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴとして、例えば図３９の断面図に示す構造を採るようにされる。
図３９に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴとしても、図２と同様に、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせてＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を形成するようにされる。なお、実際にはＥＥＲ型を選定してもよい。
また、この場合にも、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2については、ボビンＢにおけるそれぞれ異なる巻装部に対して巻装するようにされる。この場合のボビンＢとしても、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状で、例えば樹脂などによって形成される。そして、これら一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2が巻装されたボビンＢをＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付ける。これにより、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とはそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの内磁脚に巻装される状態となる。
また、この絶縁コンバータトランスＰＩＴとしても、ＥＥ型コアの内磁脚に対しては、図のようにしてギャップＧを形成する。この場合のギャップＧのギャップ長ＬＮ1としては、例えばギャップ長1.6mm程度を設定する。これにより、次に説明するフェライトシートコアＦＳＣ１，ＦＳＣ２を挿入しないとした形態では、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとして、ｋ＝０．７５程度が得られる構造とする。
そして、図３９に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、ＥＥ型コアの２本の外磁脚の中央部分、つまり、一次巻線Ｎ1の巻装位置と、二次巻線Ｎ2の巻装位置との境にあたる部位の各々に対応して、フェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２を挟むようにして設けるようにされる。これらフェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２は、それぞれ所定の厚さＬＮ2を有する。
また、この場合のフェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２は、その名前からも分かるように、Ｅ形コアＣＲ１，ＣＲ２と同じフェライトから成るもので、外磁脚に挟まれた状態で設けられる。そのうえで、さらに、フェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２は、外磁脚の内側端面部からＥＥ型コアの内磁脚側に対して、所定の長さＬn3により突出部位（磁路発生部位）があるようにして設けられる。これにより、ボビンＢにおける一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の巻装部の間の部位に対しては、フェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２の端部側が所定長分だけ嵌入されるような状態となる。
ここで、例えば、先に図２に示した絶縁コンバータトランスＰＩＴのようにして、フェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２を挿入しない単純なＥＥ形コア構造の場合には、図４０（ａ）の磁束φ１、φ２に示すようにして磁路が形成されることになる。なお、図４０においては、図示をわかりやすくするために、ボビンＢの図示は省略している。
この図から分かるように、磁束φ１、φ２の磁路は、一次巻線Ｎ1側と二次巻線Ｎ2側とをまたぐようにして外磁脚を通る。このために、本来の一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との結合度は相応に高いものであり、先に説明した絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋ＝０．７５程度は、ギャップ長1.6mm程度のギャップＧを内磁脚に形成することで得ていたものである。
これに対して、図３９に示したようにしてフェライトシートコアＦＳＣ１，ＦＳＣ２を設けた場合、Ｅ形コアＣＲ１，ＣＲ２が、フェライトシートコアＦＳＣ１，ＦＳＣ２と同材質のフェライトであることによれば、実質的には、図４０（ｂ）に示すようにして、ＥＥ形コアの形状として、外磁脚の中央部が内磁脚の中央部側に突出した形状を有しているものとみることができる。そして、このようなＥＥ形コアの形状は、図４０（ａ）のＥＥ形コア形状に対して、突出部分（磁路発生部位）の長さＬn3の分だけ、外磁脚の中央部分と内磁脚の中央部分との空間距離が短くなっていることになる。
これらの部位が近づいた分、図３９に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴでは、図４０（ｂ）において破線で示すφ１１，φ１２により示される磁束が生じることになる。この磁束φ１１，φ１２の成分量は、上記フェライトシートコアＦＳＣ１，ＦＳＣ２の突出部分の長さＬn3が長くなって、外磁脚の中央部分と内磁脚の中央部分との空間距離が短くなるほど増加し、一方の磁束φ１，φ２の成分量は減少していく。
ここで、磁束φ１１，φ１２の磁路は、一次巻線Ｎ1側と二次巻線Ｎ2側とに対応してそれぞれ形成されるものとなる。従って、上記した磁束φ１，φ２の成分量が減少するのに対して磁束φ１１，φ１２が増加する傾向になるということは一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との結合度が低下する、つまり、総合結合係数ｋtが増加することになる。そして、この総合結合係数ｋtの増加により、等価的には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側と二次巻線Ｎ2側のリーケージインダクタンスの値としては、内磁脚のギャップＧにより決まる値よりも増加することになる。


上記図３９に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴを備えた電源回路の等価回路図を図４１〜図４３に示す。
先ず図４１は、例えば図１，図９，図１０、図２３、図２６、図２７、図３４などに示したように、二次側整流回路について全波整流回路を備える電源回路の場合の等価回路を示している。なお、この図において、上記各図と同一部分については同一符号を付している。
この図に示される絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、ギャップＧを要因として決定される一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2を有しているものとして扱われる。この点については、以降説明する図４２及び図４３についても同様である。
そのうえで、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいてフェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２を設けたことによる等価的なリーケージインダクタンスの増加分については、一次巻線Ｎ1と直列接続されるインダクタＬ1lと、二次巻線Ｎ2に直列接続されるインダクタＬ2lとして表すことができる。つまり、先の第４以降の実施の形態の変形例１，２において示される一次側の高周波インダクタＬ11と、二次側の高周波インダクタＬ12とを備えた回路構成としてみることができる。
また、図４２は、例えば図１７、図２１、図２２、図２８、図２９、図３０、図３７などに示した、二次側整流回路について倍電圧全波整流回路を備える電源回路の場合の等価回路を示している。なお、この図においても、上記各図と同一部分については同一符号を付している。また、この図においては、上記各図のうち図２８、図２９に示したのと同じ倍電圧全波整流回路が示されているが、残る図に示した倍電圧全波整流回路であっても、同様の等価回路が形成されるものである。
この場合にも、図３９に示す構造の絶縁コンバータトランスＰＩＴを設けた場合には、フェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２を設けたことによる等価的なリーケージインダクタンスの増加分について、一次巻線Ｎ1と直列接続されるインダクタＬ1lと、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bにそれぞれ直列接続されるインダクタＬ2la、Ｌ2lbとして表すことができる。従って、この場合は、一次側の高周波インダクタＬ11と、二次側の倍電圧全波整流回路に対応して高周波インダクタＬ12A，L12Bを備えた回路構成であるとみることができる。
また、図４３は、例えば図１１、図１５、図３１、図３２、図３３、図３８などに示した、二次側整流回路について倍電圧半波整流回路を備える電源回路の場合の等価回路を示している。なお、この図において、上記各図と同一部分については同一符号を付している。また、図１６には、上記各図とは異なる回路形態の倍電圧半波整流回路が示されているが、この図１６の回路に関しても、図１６の回路図を基として、一次巻線Ｎ1に対してインダクタＬ1lを直列接続し、二次巻線Ｎ2に対してインダクタＬ2lを直列接続することで、等価回路としての回路図を得ることができる。
この場合において、図３９に示す構造の絶縁コンバータトランスＰＩＴを設けた場合には、フェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２を設けたことによる等価的リーケージインダクタンスの増加分について、次巻線Ｎ1と直列接続されるインダクタＬ1lと、二次巻線Ｎ2直列接続されるインダクタＬ2lとして表すことができ、この場合も、一次側の高周波インダクタＬ11と、二次側の倍電圧半波整流回路に対応して高周波インダクタＬ12を備えた回路構成であるとみることができる。
これら図４１〜図４３に示す等価回路が形成されることに基づき、第１０の実施の形態としては、例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋtについて、ｋt＝０．６５以下程度が設定されるように、一次側のインダクタＬ1l、及び二次側のインダクタＬ2l（Ｌ2la，Ｌ2lb）のインダクタンスを設定するようにされる。これらのインダクタンス、主としてはフェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２の突出部位（磁路発生部位）の長さＬn3（及び厚さＬＮ2）により設定することができる。
このようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋtについて、ｋt＝０．６５以下程度を設定することで、これまでに説明してきた、一次側の高周波インダクタＬ11、又は二次側の高周波インダクタＬ12（Ｌ12A，Ｌ12B）を備える実施の形態の電源回路と同様にして、二次側直流電圧の制御特性としては、図６及び図７により説明した単峰特性が得られるものであり、ワイドレンジ対応が可能となる。
また、確認のために述べておくと、この第１０の実施の形態としての絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造では、図３９にて説明したように、内磁脚のギャップＧについては、これまでの実施の形態と同様にして、1.6mm程度のギャップ長（Ln1）となっている。また、外磁脚に設けられるフェライトシートコアＦＳＣ１、ＦＳＣ２によっては、実際には、磁束状態の変化が生じるのみであって、等価的なリーケージインダクタンスの増加はあっても、実際におけるリーケージインダクタンスの増加はない。従って、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいても、内磁脚近傍における渦電流損失の増加の問題は生じていない。
また、上記説明から理解されるように、総合結合係数ｋtは、磁路発生部位としての長さＬn3の部位がＥＥ形コアの基本形状に対して形成されるようにすればよい。そこで絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアを成形するのにあたっては、例えば、フェライトシートコアを用いずに、例えば図４０（ｂ）に示すままの実際のコア形状が得られるように変形したＥ形コアを成型して、これを組み合わせてもよいものである。
ただし、本実施の形態では、現状においては、上記したようなＥ形コアを成型するよりも、製造工程としてはより簡易となることを考慮して、フェライトシートコア（ＦＳＣ１，ＦＳＣ2をコアの外磁脚に挟み込む形態としている。
なお、これまでの説明においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の一次側と二次側の結合係数についてはｋで表し、電源回路内における絶縁コンバータトランスＰＩＴとしての一次側と二次側との結合係数については、総合結合係数ｋtとして表し、両者を区別していた。
しかしながら、これまで説明した実施の形態のうちで、第４〜第９実施形態の変形例１，２以外の実施形態のようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2に対して直列に高周波インダクタを接続していない場合においては、例えば回路内における絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合的なリーケージインダクタンスとしては、高周波インダクタのインダクタンスが０であると考えれば、一次巻線Ｎ1そのもののリーケージインダクタンスをＬ1として、Ｌ1＋０、あるいは二次巻線Ｎ2そのもののリーケージインダクタンスをＬ2として、Ｌ2＋０として表すことができる。つまり、本発明における概念として、この場合の結合係数ｋは、高周波インダクタのインダクタンスが０の場合の総合結合係数ｋtとして扱うべきものとする。
また、本発明はこれまで説明した実施の形態に限定されるべきものではない。
例えば、図４１〜図４３に示した等価回路図に基づけば、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体については、結合係数ｋ＝０．７５程度を設定したうえで、所定インダクタンス値の高周波インダクタＬ11，Ｌ12としての実際の部品素子を、それぞれ、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の両者に対して直列に接続する構成としてもよいものである。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、必要な磁路が形成される限り、コア形式などをはじめとして、その構造については適宜変更されて構わない。但し、第１〜第３の実施の形態に関しては、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアに形成するギャップ長を、実施の形態で例示したように例えば結合係数ｋ＝０．６５程度が得られる程度に拡大すれば、従来において軽負荷時に生じていたスイッチング周波数の急峻な上昇傾向を抑制することができる。
また、実施の形態で例示したスイッチングコンバータは、他励式による電流共振形コンバータをその基礎としているが、例えば自励式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能である。また、スイッチングコンバータにおいて選定されるスイッチング素子としても、例えばバイポーラトランジスタやＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)などをはじめとしてＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。
また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて適宜変更されて構わないものである。
本発明の第１の実施の形態の電源回路の構成例を示す回路図である。 実施の形態のスイッチング電源回路が備える絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。 第１の実施の形態の電源回路における要部の動作（最大負荷電力時）を示す波形図である。 第１の実施の形態の電源回路における要部の動作（軽負荷時）を示す波形図である。 実施の形態の電源回路を電磁結合形共振回路としてみた等価回路図である。 本実施の形態の電源回路についての定電圧制御特性を示す図である。 実施の形態の電源回路の定電圧制御動作として、交流入力電圧条件及び負荷変動に応じたスイッチング周波数制御範囲（必要制御範囲）を示す図である。 第１の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対するスイッチング周波数及びAC→DC電力変換効率の特性を示す図である。 第１実施形態の変形例１としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第１実施形態の変形例２としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第２の実施の形態の電源回路における要部の動作（最大負荷電力時）を示す波形図である。 第２の実施の形態の電源回路における要部の動作（軽負荷時）を示す波形図である。 第２の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対するスイッチング周波数及びAC→DC電力変換効率の特性を示す図である。 第２実施形態の変形例１としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第２実施形態の変形例２としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第３の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第３の実施の形態の電源回路における要部の動作（最大負荷電力時）を示す波形図である。 第３の実施の形態の電源回路における要部の動作（軽負荷時）を示す波形図である。 第３の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対するスイッチング周波数及びAC→DC電力変換効率の特性を示す図である。 第３実施形態の変形例１としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第３実施形態の変形例２としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第４の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第４の実施の形態の電源回路における要部の動作を示す波形図である。 第４の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対するスイッチング周波数及びAC→DC電力変換効率の特性を示す図である。 第４（７）実施形態の変形例１としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第４（７）実施形態の変形例２としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第５の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第５（８）実施形態の変形例１としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第５（８）実施形態の変形例２としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第６の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第６（９）実施形態の変形例１としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第６（９）実施形態の変形例２としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第７の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第７の実施の形態の電源回路における要部の動作を示す波形図である。 第７の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対するスイッチング周波数及びAC→DC電力変換効率の特性を示す図である。 第８の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第９の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第１０の実施の形態に対応する絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。 第１０の実施の形態に対応する絶縁コンバータトランスの磁路を説明する図図である。 第１０の実施の形態としての電源回路に対応する等価回路を示す回路図である。 第１０の実施の形態としての電源回路に対応する等価回路を示す回路図である。 第１０の実施の形態としての電源回路に対応する等価回路を示す回路図である。 従来例（先行技術）としての電源回路の構成例を示す回路図である。 従来例（先行技術）としての電源回路の他の構成例を示す回路図である。 図４４、図４５に示す電源回路における要部の動作を示す波形図である。 図４４、図４５に示す電源回路についての、負荷変動に対するスイッチング周波数、AC→DC電力変換効率の特性を示す図である。 図４４、図４５に示す電源回路についての定電圧制御特性を示す図である。
符号の説明
１ 制御回路、２ 発振・ドライブ回路、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｉ，Ｃｉ1，Ｃｉ2 平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2，Ｑ3，Ｑ4 スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｃ1 一次側直列共振コンデンサ、Ｃ2、Ｃ2A、Ｃ2B 二次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ 一次側部分共振コンデンサ、Ｃｐ2，Ｃｐ2A，Ｃｐ2B 二次側部分共振コンデンサ、Ｎ1 一次巻線、Ｎ2 二次巻線、二次巻線部 Ｎ2A，Ｎ2B、Ｄo1〜Ｄo4 （二次側）整流ダイオード、Ｃo，Ｃo1，Ｃo2，Ｃo3 （二次側）平滑コンデンサ、Ｌ11，Ｌ12，Ｌ12A，Ｌ12B 高周波インダクタ、ＦＳＣ１，ＦＳＣ２ フェライトシートコア

Claims (15)

  1. 直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
    上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
    少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線により交番電圧が誘起される二次巻線とが巻装されて形成され、一次側と二次側とで所定の結合係数が得られるようにして、コアの所定位置に形成されるギャップのギャップ長が設定される絶縁コンバータトランスと、
    少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって所定の共振周波数が設定されるようにして形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
    少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記二次巻線に直列接続される二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって所定の共振周波数が設定されるようにして形成される二次側直列共振回路と、
    上記二次側直列共振回路に得られる共振出力を入力して整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成する二次側直流出力電圧生成手段と、
    上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段と、
    上記絶縁コンバータトランスの一次側と二次側との総合結合係数を設定する総合結合係数設定手段と、を備え、
    上記一次側直列共振回路の共振周波数と上記二次側直列共振回路の共振周波数とを異ならせるとともに、上記総合結合係数を所定の値に設定することによって、上記スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となるようにすることを特徴とするスイッチング電源回路。
  2. 上記一次側直列共振回路の共振周波数に対して上記二次側直列共振回路の共振周波数が低くなる関係が得られるようにして、上記各共振周波数を設定している、
    ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
  3. 上記一次側直列共振回路の共振周波数に対して上記二次側直列共振回路の共振周波数が高くなる関係が得られるようにして、上記各共振周波数を設定している、
    ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
  4. 上記一次側直列共振回路の共振周波数と上記二次側直列共振回路の共振周波数との関係として、上記二次側直列共振回路の共振周波数が、上記一次側直列共振回路の共振周波数に対して１より小さい所定倍数値で表される下限周波数と、１より大きい所定倍数値で表される上限周波数との間での範囲内における所定値を有するように設定される、
    ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
  5. 上記総合結合係数設定手段は、自身の結合係数により上記総合結合係数が得られるように、上記ギャップのギャップ長が設定された上記絶縁コンバータトランスである、
    ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
  6. 上記総合結合係数設定手段は、自身の結合係数について、上記総合結合係数よりも高い所定値が得られるように、上記ギャップのギャップ長が設定された上記絶縁コンバータトランスと、
    絶縁コンバータトランスの一次巻線及び／又は二次巻線に対して直列となる関係により接続され、所定のインダクタンスを有するインダクタとしての部品素子と、
    を備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
  7. 上記総合結合係数設定手段は、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線及び／又は二次巻線に対して直列となる関係により接続されるインダクタを等価的に形成するための磁路発生部位が設けられた上記絶縁コンバータトランスを含む、
    ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
  8. 上記磁路発生部位は、絶縁コンバータトランスを成すＥＥ型コアの外磁脚の所定位置において、内磁脚側に突出するようにして形成される突出部位であることを特徴とする請求項７に記載のスイッチング電源回路。
  9. 上記二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、自身のキャパシタンスとにより形成され、上記二次側直流出力電圧生成手段が備える整流素子がターンオフするタイミングに応じて部分共振動作を行うようにされた部分共振回路を形成するようにして挿入される二次側部分共振コンデンサを備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
  10. 上記スイッチング手段は、フルブリッジ結合された４つの上記スイッチング素子を備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
  11. 商用交流電源を入力して上記直流入力電圧としての整流平滑電圧を生成する整流平滑手段をさらに備え、
    上記整流平滑手段は、上記商用交流電源レベルの２倍に対応したレベルの整流平滑電圧を生成する倍電圧整流回路であることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
  12. 上記二次側直流出力電圧生成手段は、整流素子をブリッジ接続して成るブリッジ整流回路と、このブリッジ整流回路による整流出力を平滑する二次側平滑コンデンサとを備えて全波整流動作を行うように構成される、
    ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
  13. 上記二次側直流出力電圧生成手段は、上記二次巻線に励起される交番電圧レベルの２倍に対応するレベルによる二次側直流出力電圧を生成する倍電圧整流回路として形成される、
    ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
  14. 上記二次側直流出力電圧生成手段における上記倍電圧整流回路は、
    上記二次側直流出力電圧の少なくとも一部をその両端電圧として生成するための二次側平滑コンデンサに対し、上記二次巻線に励起される交番電圧の一方の半周期にのみ整流電流を充電する動作が得られるように形成された倍電圧半波整流回路とされる、
    ことを特徴とする請求項１３に記載のスイッチング電源回路。
  15. 上記二次側直流出力電圧生成手段における上記倍電圧整流回路は、
    上記二次側直流出力電圧の少なくとも一部をその両端電圧として生成するための二次側平滑コンデンサに対し、上記二次巻線に励起される交番電圧の各半周期に整流電流を充電するように構成された倍電圧全波整流回路とされる、
    ことを特徴とする請求項１３に記載のスイッチング電源回路。
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