JP5002978B2 - 共振型スイッチング電源装置 - Google Patents

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Description

本発明は、共振型スイッチング電源装置、特に軽負荷又は無負荷時の電力変換効率を向上することが可能な共振型スイッチング電源装置に関する。
スイッチング素子がスイッチングするときに流れる電流を共振回路で正弦波状にしてゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）することにより、スイッチング損失の低減を図った電流共振型スイッチング電源装置は、従来から低ノイズで且つ電力変換効率の高いスイッチング電源装置として広く知られている。例えば、図１５に示す従来の電流共振型スイッチング電源装置は、直流電源(1)に対して直列に接続された第１のスイッチング素子としての高電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2)及び第２のスイッチング素子としての低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)と、低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)に対して並列に接続された電圧共振用コンデンサ(6)と、電圧共振用コンデンサ(6)に対して並列に接続された電流共振用コンデンサ(4)及びトランス(5)の１次巻線(5a)と、トランス(5)の２次巻線(5b)と直流出力端子(10,11)との間に接続された出力整流ダイオード(7)及び出力平滑コンデンサ(8)から成る整流平滑回路(9)と、整流平滑回路(9)から直流出力端子(10,11)を介して負荷(12)に印加される直流出力電圧ＶRLにより高電位側及び低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2,3)をオン・オフ駆動する駆動信号ＶGH,ＶGLを発生する制御回路(13)とを備える。トランス(5)は、１次巻線(5a)に直列に接続された漏洩インダクタンス(5d)と、１次巻線(5a)に並列に接続された励磁インダクタンス(5e)とを等価的に有する。低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)に対して並列に接続された電流共振用コンデンサ(4)、トランス(5)の１次巻線(5a)、励磁インダクタンス(5e)及び漏洩インダクタンス(5d)は直列共振回路(14)を構成する。図１５の電流共振型スイッチング電源装置では、制御回路(13)から付与される駆動信号ＶGH,ＶGLで高電位側及び低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2,3)を交互にオン・オフ駆動することにより、電流共振用コンデンサ(4)、トランス(5)の漏洩インダクタンス(5d)、１次巻線(5a)及び低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)を通じて共振電流が流れ、トランス(5)の２次巻線(5b)から整流平滑回路(9)を介して負荷(12)に一定の直流出力電圧ＶRLの直流出力を供給する。制御回路(13)は、整流平滑回路(9)の出力平滑コンデンサ(8)から直流出力端子(10,11)を介して負荷(12)に印加される直流出力電圧ＶRLを検出し、その検出電圧と直流出力電圧ＶRLの基準値を規定する基準電圧との誤差電圧のレベルに応じて高電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2)のオン期間を決定すると共に、トランス(5)の漏洩インダクタンス(5d)及び電流共振用コンデンサ(4)の静電容量により決定される共振周波数を有する正弦波の半周期以上の所定の期間に低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のオン期間を固定し、高電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2)及び低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)を交互にオン・オフ動作させる。
図１５に示す電流共振型スイッチング電源装置の動作時の各部の電圧及び電流波形を図１６及び図１７に示す。図１６は重負荷時を示し、図１７は無負荷時（又は軽負荷時）を示す。なお、図１６及び図１７の(Ａ)及び(Ｂ)は、それぞれ高電位側及び低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2,3)の各ゲートに付与される駆動信号ＶGH,ＶGLの電圧を示し、同(Ｃ)及び(Ｄ)はそれぞれ高電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2)のドレイン−ソース間に印加される電圧ＶQH及び高電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2)に流れる電流ＩQHを示し、同(Ｅ)及び(Ｆ)はそれぞれ低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のドレイン−ソース間に印加される電圧ＶQL及び低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)に流れる電流ＩQLを示し、同(Ｇ)は整流平滑回路(9)の出力整流ダイオード(7)に流れる電流ＩDOを示し、同(Ｈ)はトランス(5)の励磁インダクタンス(5e)に流れる電流ＩLPを示す。トランス(5)の励磁電流、即ちトランス(5)の励磁インダクタンス(5e)に流れる電流ＩLPは、図１７(Ｈ)に示す無負荷（又は軽負荷）時ではゼロを中心として正負に略同一の割合で振幅するが、図１６(Ｈ)に示す重負荷時では振幅の中心が負側に偏位するため、トランス(5)が片方向に励磁されることがわかる。また、無負荷（又は軽負荷）時及び重負荷時のトランス(5)の励磁電流ＩLPに対するトランス(5)の磁束φの変化、即ちトランス(5)のコアの磁化特性は、それぞれ図１８(Ａ)及び(Ｂ)に示すグラフの通りとなる。即ち、無負荷（又は軽負荷）時はトランス(5)のコアが図１８(Ａ)に示すように正方向と負方向が略同程度の磁束で磁化されるが、重負荷時には図１８(Ｂ)に示すように負方向に偏った磁束で磁化される。但し、図１８(Ａ)及び(Ｂ)では、説明の簡略化のため、トランス(5)のコアの保磁力及び残留磁束は無視する。
図１５に示す構成において、期間ｔ0〜ｔ1にて高電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2)がオンのときは、トランス(5)の漏洩インダクタンス(5d)、励磁インダクタンス(5e)及び電流共振用コンデンサ(4)で構成される直列共振回路(14)に共振電流が流れ、電流共振用コンデンサ(4)を充電すると共にトランス(5)を励磁する。次に、時刻ｔ1にて高電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2)をオフに切り換えると、直列共振回路(14)を流れる電流が低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)の寄生ダイオード(3a)を介して流れる。このとき、低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のドレイン−ソース間には殆ど電圧ＶQLが印加されなくなるため、その状態で低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)をオフからオンに切り換えると、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）となる。
時刻ｔ2にて低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)がオンすると、直列共振回路(14)に流れる共振電流により電流共振用コンデンサ(4)が放電され、電流共振用コンデンサ(4)→トランス(5)の１次巻線(5a)→トランス(5)の漏洩インダクタンス(5d)→低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)→電流共振用コンデンサ(4)の経路で共振電流が流れる。このとき、トランス(5)の２次巻線(5b)に発生する電圧は直流出力電圧ＶRLでクランプされるため、トランス(5)の１次巻線(5a)に発生する電圧が直流出力電圧ＶRLとトランス(5)の巻数比ＮP/ＮS（ＮP:１次巻線(5a)の巻数、ＮS:２次巻線(5b)の巻数）との積の値でクランプされ、トランス(5)の漏洩インダクタンス(5d)と電流共振用コンデンサ(4)との共振作用による共振電流が直列共振回路(14)に流れ、２次側にエネルギを伝達する。これと同時に、トランス(5)の漏洩インダクタンス(5d)及び励磁インダクタンス(5e)と電流共振用コンデンサ(4)との共振作用により、トランス(5)の励磁電流が徐々に減少し、やがて逆方向に流れ始める。これにより、トランス(5)が逆方向に励磁されるため、トランス(5)の１次巻線(5a)に印加される電圧が低下し、この印加電圧が直流出力電圧ＶRLとトランス(5)の巻数比ＮP/ＮSとの積より低くなると、１次巻線(5a)の電圧がクランプされなくなり、２次側にエネルギが伝達されなくなる。このとき、直列共振回路(14)には、トランス(5)の漏洩インダクタンス(5d)及び励磁インダクタンス(5e)と電流共振用コンデンサ(4)との共振作用による共振電流のみが流れる。その後、時刻ｔ3にて低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)がオフになると、直列共振回路(14)を流れる電流は高電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2)の寄生ダイオード(2a)を介して直流電源(1)に回生される。このとき、高電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2)のドレイン−ソース間には殆ど電圧が印加されなくなるため、その状態で高電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2)をオフからオンに切り換えると、ゼロ電圧スイッチングとなる。以上の動作を繰り返すことにより、トランス(5)の２次巻線(5b)に発生する交流電圧が出力整流ダイオード(7)及び出力平滑コンデンサ(8)から成る整流平滑回路(9)で直流出力電圧ＶRLに変換され、直流出力端子(10,11)に接続された負荷(12)に直流電力が供給される。
ここで、直流出力端子(10,11)に接続された負荷(12)が通常時より重くなると、低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のオン時にトランス(5)の１次側から２次側に伝達するエネルギが大きくなるため、電流共振用コンデンサ(4)の放電量が増加してその両端電圧が低下する。このとき、高電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2)のオン時に直流電源(1)からトランス(5)に印加される電圧が上昇し、トランス(5)の励磁電流、即ち電流共振用コンデンサ(4)、トランス(5)の１次巻線(5a)、励磁インダクタンス(5e)及び漏洩インダクタンス(5d)で構成された直列共振回路(14)に流れる電流が増加するため、電流共振用コンデンサ(4)の両端電圧は元の値に戻る。これにより、負荷(12)に印加される直流出力電圧ＶRLが安定化される。このように、負荷(12)が通常時より重くなると、高電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2)のオン時はトランス(5)の励磁電流が増加するが、低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のオン時は電流共振用コンデンサ(4)の電圧によりトランス(5)が逆方向に励磁される期間が一定となる。このため、重負荷時のトランス(5)の励磁電流は、振幅は無負荷（又は軽負荷）時と同一であるが、一方向に流れる電流（高電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2)のオン時に流れる電流）が大きくなる。
以上のように、図１５の電流共振型スイッチング電源装置では、直列共振回路(14)を流れる電流により電流共振用コンデンサ(4)を充電し、電流共振用コンデンサ(4)に充電されたエネルギを２次側に伝達する。このため、重負荷時に必要なエネルギに合わせてトランス(5)の励磁電流の大きさを決定しなければ、負荷(12)に必要十分なエネルギを供給することができない。また、低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のオン期間は、トランス(5)の漏洩インダクタンス(5a)と電流共振用コンデンサ(4)の静電容量で決まる共振周波数を有する正弦波の半周期以上の固定された期間であるが、低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)がオンのとき、２次側にエネルギを供給すると共に、トランス(5)を逆方向に励磁するので、逆方向に励磁される量は負荷(12)に関わらず同一となる。即ち、負荷(12)の状態の如何に関わらず、トランス(5)の励磁電流の振幅は同一になるので、無負荷又は軽負荷時においても大きな励磁電流が流れる。この励磁電流により発生するトランス(5)での電力損失は、無負荷又は軽負荷時でも低下せず、軽負荷時の電力変換効率が著しく低下する問題があった。
上記の問題を解決するため、例えば下記の特許文献１に開示されるブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、軽負荷時のスイッチング周波数をコンバータ用トランスの１次コイルのインダクタンスと２次コイルの巻線間容量とにより決まる共振周波数以上の周波数に選定している。即ち、重負荷時には、共振用インダクタンス及びトランスの１次コイルのインダクタンスと、共振用コンデンサとで構成される直列共振回路の共振周波数付近のスイッチング周波数で動作させ、軽負荷時には、共振用インダクタンス及びトランスの１次コイルのインダクタンスと、２次コイルの巻線間容量を１次側に換算した換算等価容量とで構成される並列共振回路の共振周波数付近のスイッチング周波数で動作させることによって、出力電圧を安定化する。軽負荷時のスイッチング周波数は、重負荷時のスイッチング周波数に比較して高いので、その分だけ励磁電流を低減することができ、軽負荷時の電力変換効率を向上することができる。
特開２００１−３５９２７９公報（第７頁、図１及び図３）
しかしながら、上記の特許文献１のブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、２次側の出力電圧が低い場合は、トランスの２次コイルの巻線間容量が十分に得られないため、軽負荷時にスイッチング周波数が異常に高くなり、動作させることが困難になることがあった。また、軽負荷時と重負荷時との間でスイッチング周波数を大きく変化させるため、安定な動作が困難になる問題があった。
そこで、本発明では、軽負荷又は無負荷時の電力損失を低減して軽負荷時の電力変換効率を向上できると共に、負荷状態に拘わらず安定な動作が可能な共振型スイッチング電源装置を提供することを目的とする。
本発明による共振型スイッチング電源装置は、直流電源(1)に対して直列に接続された第１及び第２のスイッチング素子(2,3)と、第１又は第２のスイッチング素子(2,3)に対して並列に接続された電流共振用コンデンサ(4)、インダクタンス(5d)及びトランス(5)の１次巻線(5a)から構成される直列共振回路(14)と、トランス(5)の２次巻線(5b)に接続された整流平滑回路(9)とを備え、第１及び第２のスイッチング素子(2,3)のオン・オフ動作により、電流共振用コンデンサ(4)、インダクタンス(5d)、トランス(5)の１次巻線(5a)及び第１又は第２のスイッチング素子(2,3)を通じて共振電流が流れ、トランス(5)の２次巻線(5b)から整流平滑回路(9)を介して直流出力を取り出す。この共振型スイッチング電源装置は、１次巻線(5a)及び２次巻線(5b)が巻装され且つ互いに対向して閉磁路を形成する第１のコア(5g)及び第２のコア(5h)と、第１及び第２のコア(5g,5h)の対向面(5l,5m)間に設けられ且つ対向面(5l,5m)同士が接触し又は離間する小断面部(5v)を有するギャップ(5n)とを備えたトランス(5)を具備し、直列共振回路(14)に流れる電流が大きいとき、ギャップ(5n)の小断面部(5v)が磁気飽和してトランス(5)の励磁インダクタンス(5f)を減少させ、これにより励磁インダクタンス(5f)を流れる大きな励磁電流により直列共振回路(14)の電流共振用コンデンサ(4)を充電して、トランス(5)の２次巻線(2b)側に伝達するエネルギを必要充分に蓄積し、直列共振回路(14)に流れる電流が小さいとき、トランス(5)の励磁インダクタンス(5f)を増加させ励磁インダクタンス(5f)を流れる励磁電流を抑制する。
負荷(12)が通常時よりも軽い軽負荷時又は無負荷時に、直列共振回路(14)に流れる電流が小さいため、トランス(5)の励磁インダクタンス(5f)が増加し、トランス(5)の励磁電流ＩLPは少ないが、負荷(12)が通常時よりも重くなり、直列共振回路(14)に流れる電流が増加すると、トランス(5)内のギャップ(5n)の小断面部(5v)が磁気飽和して励磁インダクタンス(5f)が減少し、トランス(5)の励磁電流ＩLPが更に増加する。一方、直列共振回路(14)を構成する電流共振用コンデンサ(4)は、前記の励磁電流ＩLPにより充電されるため、負荷(12)が通常時よりも重い重負荷時に、電流共振用コンデンサ(4)がより大きな励磁電流ＩLPで充電され、トランス(5)の２次巻線(2b)側に伝達するエネルギを必要十分に蓄積することができる。したがって、軽負荷又は無負荷時にトランス(5)に大きな励磁電流ＩLPが流れないので、トランス(5)での電力損失を低減して軽負荷時の電力変換効率を向上することができる。また、軽負荷又は無負荷時と重負荷時との間で、第１及び第２のスイッチング素子(2,3)の発振周波数を大きく変化させる必要がないので、負荷(12)の状態に拘わらず安定に動作させることができる。
本発明によれば、負荷が通常時よりも重い重負荷時に、トランスの励磁インダクタンスを減少させて励磁電流を更に増加させることにより、少ない励磁電流で直列共振回路の電流共振用コンデンサに必要十分なエネルギを蓄積することができる。また、負荷が通常時よりも軽い軽負荷時又は無負荷時に、トランスの励磁インダクタンスを増加させて励磁電流を抑制することにより、トランスでの電力損失を抑えることができる。したがって、負荷の状態の如何に拘わらずトランスでの電力損失を低減して電力変換効率を向上させることができる。更に、負荷の状態によりスイッチング周波数を大きく変化させる必要がないので、負荷の状態に拘わらず安定に動作させることができる。
以下、本発明による共振型スイッチング電源装置の各実施の形態を図１〜図１４に基づいて説明する。但し、図１〜図１４では、図１５〜図１８に示す箇所と実質的に同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。
図１に示す本発明による共振型スイッチング電源装置の第１の実施の形態では、トランス(5)が図１５に示す従来の電流共振型スイッチング電源装置と異なる。即ち、図１に示す電流共振型スイッチング電源装置で使用するトランス(5)は、図２(Ａ)に示すように、第１のコアとしての一方のＥ形コア(5g)の一対の外脚(5i,5j)間の中脚(5k)の対向面(5l)の一部に切欠(5o)を設け、切欠(5o)の無い第２のコアとしての他方のＥ形コア(5h)の対向面(5m)と対向して配置することにより、一対のＥ形コア(5g,5h)の中脚(5k)の対向面(5l,5m)同士が接触する小断面部(5v)を有するギャップ(5n)を形成すると共に、対向する中脚(5k)部分に図１に示す１次巻線(5a)及び２次巻線(5b)が巻装された図示しないボビンを装着して閉磁路を形成する。図２(Ａ)に示す一対のＥ形コア(5g,5h)を有するトランス(5)は、周知のように図１５に示す励磁インダクタンス(5e)が可変インダクタンス素子として機能する。即ち、図１に示すトランス(5)の励磁インダクタンス(5f)は、等価的に励磁電流ＩLPによりインダクタンスが変化する可飽和リアクトルとなる。
図２(Ａ)に示すトランス(5)の励磁電流ＩLPの変化に対するトランス(5)の磁路内に発生する磁束φの変化を図２(Ｂ)のグラフに示す。即ち、トランス(5)の１次巻線(5a)に電圧を印加すると、励磁電流ＩLPが少ない領域では、一対のＥ形コア(5g,5h)の中脚(5k)の対向面(5l,5m)同士が接触する小断面部(5v)での飽和磁束密度で決まる大きな値の第１のインダクタンスＬ1により励磁電流ＩLPが増加する。トランス(5)の励磁電流ＩLPが所定値ＩAになると、一対のＥ形コア(5g,5h)の中脚(5k)の小断面部(5v)で磁気飽和が発生し、一対のＥ形コア(5g,5h)の中脚(5k)の対向面(5l,5m)同士が所定の間隔だけ離間する部分での飽和磁束密度で決まる小さな値の第２のインダクタンスＬ2となり、励磁電流ＩLPの増加に対して磁束φの増加が少なくなる。その他の構成は、図１５に示す従来の電流共振型スイッチング電源装置と略同様である。
図１に示す電流共振型スイッチング電源装置の動作時の各部の電圧及び電流波形を図３及び図４に示す。図３は重負荷時を示し、図４は軽負荷時を示す。なお、図３(Ａ)〜(Ｈ)及び図４(Ａ)〜(Ｈ)は、それぞれ図１６(Ａ)〜(Ｈ)及び図１７(Ａ)〜(Ｈ)に示す箇所と略同一の箇所での電圧及び電流波形を示すため、詳細な説明は省略する。
図１に示す構成において、負荷(12)が通常時よりも重い重負荷時に、時刻ｔ0にて高電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2)がオンすると、トランス(5)の励磁インダクタンス(5f)及び漏洩インダクタンス(5d)の合成インダクタンスと電流共振用コンデンサ(4)の静電容量とで決まる共振周波数を有する共振電流（ＩQH）が直列共振回路(14)に流れ、図３(Ｄ)に示すように徐々に増加しつつ電流共振用コンデンサ(4)を充電する。このとき、直列共振回路(14)に流れる電流、即ちトランス(5)の励磁インダクタンス(5f)に流れる励磁電流ＩLPが少ないため、トランス(5)の励磁インダクタンス(5f)は大きな値の第１のインダクタンスＬ1となる。時刻ｔAにて直列共振回路(14)に流れる電流（ＩQH及びＩLP）が所定値ＩAに達すると、トランス(5)のギャップ(5n)の小断面部(5v)で磁気飽和が発生し、トランス(5)の励磁インダクタンス(5f)が小さな値の第２のインダクタンスＬ2となる。これにより、図３(Ｄ)及び(Ｈ)に示すように、直列共振回路(14)に流れる電流（ＩQH）及びトランス(5)の励磁電流ＩLPが更に増加し、重負荷時に必要十分なエネルギを電流共振用コンデンサ(4)に蓄積することができる。
次に、時刻ｔ1にて高電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2)をオンからオフに切り換えると、直列共振回路(14)に流れる電流は、オフ状態の低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)の寄生ダイオード(3a)を介して流れる。この状態で、時刻ｔ2にて低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)をオフからオンに切り換えると、図３(Ｅ)に示すように、低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のドレイン−ソース間に殆ど電圧ＶQLが印加されない状態でオンするため、ゼロ電圧スイッチングとなる。時刻ｔ2で低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)がオンした後、直列共振回路(14)に流れる共振電流、即ち図３(Ｆ)に示す電流ＩQLにより、電流共振用コンデンサ(4)が放電され、電流共振用コンデンサ(4)→トランス(5)の１次巻線(5a)→トランス(5)の漏洩インダクタンス(5d)→低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)→電流共振用コンデンサ(4)の経路で共振電流が流れる。このとき、トランス(5)の２次巻線(5b)の電圧は直流出力電圧ＶRLでクランプされるため、トランス(5)の１次巻線(5a)に発生する電圧は直流出力電圧ＶRLとトランス(5)の巻数比ＮP/ＮS（ＮP:１次巻線(5a)の巻数、ＮS:２次巻線(5b)の巻数）との積の値でクランプされる。このため、トランス(5)の漏洩インダクタンス(5d)と電流共振用コンデンサ(4)との共振作用による共振電流が直列共振回路(14)に流れ、トランス(5)の２次側にエネルギを伝達する。これと同時に、トランス(5)の漏洩インダクタンス(5d)及び励磁インダクタンス(5f)と電流共振用コンデンサ(4)との共振作用による共振電流が直列共振回路(14)に流れ、トランス(5)が逆方向に励磁される。
このとき、図３(Ｈ)に示すように、初めはトランス(5)の励磁電流ＩLPが未だ大きいため、小さな値の第２のインダクタンスＬ2によりトランス(5)の励磁インダクタンス(5f)に電流ＩLPが流れるが、励磁電流ＩLPが減少して時刻ｔBにて所定値ＩAに達すると、大きな値の第１のインダクタンスＬ1によりトランス(5)の励磁インダクタンス(5f)に電流ＩLPが流れる。トランス(5)が逆方向に励磁されて１次巻線(5a)に印加される電圧が低下し、この印加電圧が直流出力電圧ＶRLとトランス(5)の巻数比ＮP/ＮSとの積より低くなると、１次巻線(5a)の電圧がクランプされなくなり、２次側にエネルギが伝達されなくなる。このとき、直列共振回路(14)には、トランス(5)の漏洩インダクタンス(5d)及び励磁インダクタンス(5f)と電流共振用コンデンサ(4)との共振作用による共振電流のみが流れる。その後、時刻ｔ3にて低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)がオフすると、直列共振回路(14)を流れる電流は、高電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2)の寄生ダイオード(2a)を介して直流電源(1)に回生される。このとき、高電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2)のドレイン−ソース間には殆ど電圧ＶQHが印加されないため、図３(Ｃ)に示すように電圧ＶQHが０Ｖとなったときに高電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2)をオフからオンに切り換えると、ゼロ電圧スイッチングとなる。
図１に示す第１の実施の形態では、負荷(12)が通常時よりも重い重負荷時に、直列共振回路(14)に流れる電流、即ちトランス(5)の励磁電流ＩLPが増加して所定値ＩAを超えると、励磁インダクタンス(5f)が大きな値の第１のインダクタンスＬ1から小さな値の第２のインダクタンスＬ2に減少し、より大きな励磁電流ＩLPで電流共振用コンデンサ(4)が充電されるため、電流共振用コンデンサ(4)の充電量が増加し、トランス(5)及び整流平滑回路(9)を介して負荷(12)に必要十分な直流電力を供給することができる。また、負荷(12)が通常時よりも軽い軽負荷時は、高電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2)のオン時でも、図４(Ｄ)及び(Ｈ)に示すように、直列共振回路(14)に流れる電流（ＩQH）及びトランス(5)の励磁電流ＩLPが所定値ＩAを超えないため、トランス(5)の励磁インダクタンス(5f)が変化せず、大きな値の第１のインダクタンスＬ1により励磁電流ＩLPが流れる。この結果、トランス(5)の励磁電流ＩLPが抑制されるので、トランス(5)での電力変換効率の低下を防止することができる。図４(Ｈ)からも明らかなように、軽負荷時にトランス(5)の励磁インダクタンス(5f)に流れる励磁電流ＩLPが同図の破線で示す従来方式（図１５）の場合の励磁電流に比較して少ないことがわかる。したがって、軽負荷時に、トランス(5)の励磁インダクタンス(5f)に大きな励磁電流ＩLPが流れないので、トランス(5)での電力損失を低減して電力変換効率を向上することができる。また、軽負荷時と重負荷時との間で、高電位側及び低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2,3)の発振周波数を大きく変化させる必要がないので、負荷(12)の状態に拘わらず安定に動作させることができる。
図１５に示す従来の電流共振型スイッチング電源装置では、負荷(12)の状態に拘わらず直列共振回路(14)に一定量の電流が流れ、特に軽負荷時には重負荷時と同一量の大電流が直列共振回路(14)に流れ、これにより大きな電力損失を発生するので、電力変換効率が著しく低下する。これに対して、図１に示す第１の実施の形態の電流共振型スイッチング電源装置では、トランス(5)の励磁インダクタンス(5f)が可変インダクタンス素子として作用し、重負荷時には小さな値の第２のインダクタンスＬ2により励磁電流ＩLPを更に増加させて必要十分なエネルギを電流共振用コンデンサ(4)に供給し、軽負荷時には大きな値の第１のインダクタンスＬ1により励磁電流ＩLPが抑制されるので、軽負荷時でも電力変換効率の低下が少ない利点がある。
上記の実施の形態は種々の変更が可能である。例えば、図１に示す第１の実施の形態では、図２(Ａ)に示すようにトランス(5)を構成する一対のＥ形コア(5g,5h)の中脚(5k)の対向面(5l,5m)の一部に切欠(5o)によるギャップ(5n)を設けたが、図５(Ａ)に示す本発明の第２の実施の形態のように、トランス(5)を構成する一方のＥ形コア(5g)の中脚(5k)の対向面(5l)の一部に傾斜面(5p)を設けてギャップ(5n)を形成してもよい。図示はしないが、傾斜面(5p)の代わりに階段状に間隔が縮小するギャップを設けてもよい。これらの場合は、図５(Ｂ)のグラフに示すように、トランス(5)の励磁電流ＩLPの変化に応じて励磁インダクタンス(5f)が徐々に変化するので、より最適なインダクタンス値でトランス(5)を動作させることができる。
また、図６に示す本発明の第３の実施の形態では、図１５に示す従来の電流共振型スイッチング電源装置に対して、トランス(5)の１次巻線(5a)及び漏洩インダクタンス(5d)と並列に可飽和リアクトル(21)を接続し、トランス(5)の１次巻線(5a)及び漏洩インダクタンス(5d)と可飽和リアクトル(21)との並列回路と電流共振用コンデンサ(4)とで直列共振回路(14)を構成する。可飽和リアクトル(21)は、直列共振回路(14)に流れる電流が増加して所定値ＩAに達すると、磁気飽和して自身のインダクタンスが減少する電気的特性を有する。このため、図１に示す第１の実施の形態の場合と同様に、負荷(12)が通常時よりも重い重負荷時は、可飽和リアクトル(21)が磁気飽和してインダクタンスが小さくなり、より大きな電流が直列共振回路(14)に流れて電流共振用コンデンサ(4)が充電される。また、負荷(12)が通常時よりも軽い軽負荷時には、可飽和リアクトル(21)のインダクタンスが大きくなり、小さな電流が直列共振回路(14)に流れて電流共振用コンデンサ(4)が充電される。したがって、図６に示す第３の実施の形態でも、図１に示す第１の実施の形態の場合と略同様の作用効果が得られる。
図１に示す第１の実施の形態では、トランス(5)の１次巻線(5a)と２次巻線(5b)とが互いに逆極性で磁気結合するため、高電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2)のオン時に、トランス(5)の励磁電流ＩLPにより電流共振用コンデンサ(4)を充電し、低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のオン時に、電流共振用コンデンサ(4)を放電してトランス(5)の２次側にエネルギを伝達する。詳細な説明は省略するが、トランス(5)の１次巻線(5a)と２次巻線(5b)とが互いに同極性で磁気結合し、高電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2)のオン時に、トランス(5)の励磁電流ＩLPにより電流共振用コンデンサ(4)を充電すると共にトランス(5)の２次側にエネルギを伝達し、低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のオン時に、電流共振用コンデンサ(4)を放電してトランス(5)の励磁エネルギを直流電源(1)側に回生する電流共振型スイッチング電源装置に本発明を実施しても、前記の実施の形態と略同様の作用効果が得られる。
図７に示す本発明の第４の実施の形態は、図１に示す第１の実施の形態に対して、トランス(5)の１次巻線(5a)と２次巻線(5b)とを互いに同極性で磁気結合させると共に２次巻線(5b)に中間タップ(5c)を設け、トランス(5)の２次巻線(5b)の上端及び下端に第１及び第２の出力整流ダイオード(7a,7b)を接続し、第１及び第２の出力整流ダイオード(7a,7b)の接続点と２次巻線(5b)の中間タップ(5c)との間に出力平滑コンデンサ(8)を接続して両波整流を行う整流平滑回路(9)に変更したものである。図７に示す第４の実施の形態では、高電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2)がオンのとき、トランス(5)の励磁電流ＩLPにより電流共振用コンデンサ(4)を充電すると共に、２次巻線(5b)に発生した交流電圧を第１の出力整流ダイオード(7a)及び出力平滑コンデンサ(8)で整流平滑して負荷(12)に電圧ＶRLの直流電力を供給する。また、低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)がオンのとき、電流共振用コンデンサ(4)の放電によりトランス(5)の励磁エネルギを直流電源(1)側に回生すると共に、２次巻線(5b)に発生した交流電圧を第２の出力整流ダイオード(7b)及び出力平滑コンデンサ(8)で整流平滑して負荷(12)に電圧ＶRLの直流電力を供給する。高電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2)及び低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)は、互いに同一のオン期間で交互にオン・オフ動作される。負荷(12)が通常よりも重くなると、高電位側及び低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2,3)のオン期間を延長してトランス(5)の励磁電流ＩLPを増加させ、これにより電流共振用コンデンサ(4)の充電量及び放電量を増加させてトランス(5)の２次側に伝達するエネルギを増加させる。このため、負荷(12)に印加される直流出力電圧ＶRLの制御は、高電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2)及び低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のスイッチング周波数を可変して行う。
図７に示す第４の実施の形態でも、図１に示す場合と同様に、トランス(5)の２次側にエネルギを供給する期間が漏洩インダクタンス(5d)と電流共振用コンデンサ(4)による共振周波数を有する正弦波の半周期の期間で行われるため、高電位側及び低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2,3)のオン期間は漏洩インダクタンス(5d)と電流共振用コンデンサ(4)による共振周波数を有する正弦波の半周期以上に設定される。このため、軽負荷時にもトランス(5)に大きな励磁電流ＩLPが流れるが、図２(Ａ)に示す形状を有する一対のＥ形コア(5g,5h)を図７に示すトランス(5)に使用すると、軽負荷時にはトランス(5)の励磁インダクタンス(5f)が第１のインダクタンスＬ1で動作し、重負荷時にトランス(5)の励磁電流ＩLPが増加すると、励磁インダクタンス(5f)が第１のインダクタンスＬ1より小さな値の第２のインダクタンスＬ2に切り換わるので、軽負荷時には少ない励磁電流ＩLPで動作し、重負荷時には大きな励磁電流ＩLPが流れて必要十分なエネルギをトランス(5)の２次側へ伝達することができる。したがって、軽負荷時にはトランス(5)の励磁電流ＩLPを抑えることができるので、電力変換効率を向上することが可能となる。
図７に示す電流共振型スイッチング電源装置の動作時の各部の電圧及び電流波形を図８及び図９に示す。図８は重負荷時を示し、図９は軽負荷時を示す。なお、図８及び図９の(Ａ)及び(Ｂ)は、それぞれ高電位側及び低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2,3)の各ゲートに付与される駆動信号ＶGH,ＶGLの電圧を示し、同(Ｃ)及び(Ｄ)はそれぞれ高電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2)のドレイン−ソース間に印加される電圧ＶQH及び高電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2)に流れる電流ＩQHを示し、同(Ｅ)及び(Ｆ)はそれぞれ低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のドレイン−ソース間に印加される電圧ＶQL及び低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)に流れる電流ＩQLを示し、同(Ｇ)及び(Ｈ)はそれぞれ第１の出力整流ダイオード(7a)に流れる電流ＩD1及び第２の出力整流ダイオード(7b)に流れる電流ＩD2を示し、同(Ｉ)はトランス(5)の励磁インダクタンス(5f)に流れる電流ＩLPを示す。トランス(5)の励磁電流、即ちトランス(5)の励磁インダクタンス(5f)に流れる電流ＩLPは、図９(Ｈ)に示す軽負荷時では同図の破線で示す従来方式（図１５）の場合に比較して振幅が小さくなるが、図８(Ｈ)に示す重負荷時では同図の破線で示す従来方式（図１５）の場合に比較して振幅が大きくなることがわかる。また、図７に示す第４の実施形態では、高電位側及び低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ(2,3)が互いに同一のオン期間ｔ0〜ｔ2,ｔ2〜ｔ3で交互にオン・オフ動作されるため、トランス(5)の励磁インダクタンス(5f)に流れる電流ＩLPが図８(Ｈ)及び図９(Ｈ)に示すように重負荷時及び軽負荷時共にゼロを中心として正負に略同一の割合で振幅し、図１に示す場合に比較して重負荷時にトランス(5)が負方向に偏励磁されないことがわかる。
図６に示す第３の実施の形態も、図７に示す第４の実施の形態と同様の変更が可能である。即ち、図１０に示す本発明の第５の実施の形態は、図６に示す第３の実施の形態に対して、トランス(5)の１次巻線(5a)と２次巻線(5b)とを互いに同極性で磁気結合させると共に２次巻線(5b)に中間タップ(5c)を設け、トランス(5)の２次巻線(5b)の上端及び下端に第１及び第２の出力整流ダイオード(7a,7b)を接続し、第１及び第２の出力整流ダイオード(7a,7b)の接続点と２次巻線(5b)の中間タップ(5c)との間に出力平滑コンデンサ(8)を接続して両波整流を行う整流平滑回路(9)に変更したものである。したがって、図１０に示す第５の実施の形態でも、図６に示す第３の実施の形態と同様に、電流共振用コンデンサ(4)を充電及び放電するときに直列共振回路(14)に流れる電流を重負荷時に更に増加させることができるので、図６に示す場合と略同様の作用効果が得られる。
図１及び図７に示す各実施の形態のトランス(5)を構成する一対のコア(5g,5h)は、図２(Ａ)及び図５(Ａ)に示す形状や構成に限定されず、様々な変更が可能である。例えば、図１１に示す本発明の第６の実施の形態のように、トランス(5)を構成する一対のＥ形コア(5g,5h)の中脚(5k)の対向面(5l,5m)の一部にそれぞれ傾斜面(5p,5q)を設けてギャップ(5n)を形成してもよい。前記と同様の変更であるため、図示はしないが、一対のＥ形コア(5g,5h)の中脚(5k)の対向面(5l,5m)の一部にそれぞれ図２(Ａ)に示す切欠(5o)を設けてギャップ(5n)を形成してもよい。
また、２つのＥ形コア(5g,5h)の組み合わせに限らず、例えば以下に示すようにＥ形コアとＩ形コアとの組み合わせでもよい。図１２に示す本発明の第７の実施の形態では、１次巻線(5a)及び２次巻線(5b)が巻装された図示しないボビンが中脚(5k)に装着されたＥ形コア(5g)とＩ形コア(5r)とを対向させて閉磁路を形成し、Ｅ形コア(5g)の中脚(5k)の対向面(5l)の一部に傾斜面(5p)を設けてＥ形コア(5g)の中脚(5k)及びＩ形コア(5r)の各対向面(5l,5s)に対してその間隔が徐々に縮小するギャップ(5n)を形成する。また、図１３に示す本発明の第８の実施の形態では、Ｅ形コア(5g)の中脚(5k)の対向面(5l)の略中央に凹部(5t)を設け、Ｅ形コア(5g)の中脚(5k)及びＩ形コア(5r)の各対向面(5l,5s)の中央部にギャップ(5n)を形成する。傾斜面(5p)又は凹部(5t)の代わりに図２(Ａ)と同様の形状の切欠(5o)を設けてもよい。図１１〜図１３に示す何れの実施の形態でも、図２(Ａ)及び図５(Ａ)に示す各実施の形態と略同様の作用効果が得られる。
更に、一対のＥ形コア(5g,5h)の中脚(5k)の対向面(5l,5m)の一部に切欠(50)又は傾斜面(5p)を設けて対向面(5l,5m)同士が接触する小断面部(5v)を有するギャップ(5n)を形成する代わりに、図１４に示す本発明の第９の実施の形態のように、一対のＥ形コア(5g,5h)の中脚(5k)の対向面(5l,5m)間に設けられた所定の間隔のギャップ(5n)を筒状の磁性材(5u)により包囲してもよい。この磁性材(5u)は、一対のＥ形コア(5g,5h)を構成するフェライト等の磁性材料よりも高い飽和磁束密度を有する。このため、図１４に示す第９の実施の形態では、トランス(5)の１次巻線(5a)に電圧を印加すると、励磁電流ＩLPが少ない領域では、磁性材(5u)の飽和磁束密度で決まる大きな値の第１のインダクタンスＬ1により励磁電流ＩLPが増加する。トランス(5)の励磁電流ＩLPが所定値ＩAになると、磁性材(5u)が磁気飽和し、一対のＥ形コア(5g,5h)の中脚(5k)の対向面(5l,5m)同士がギャップ(5n)を介して離間する部分での飽和磁束密度で決まる小さな値の第２のインダクタンスＬ2となり、励磁電流ＩLPの増加に対して磁束φの増加が少なくなる。したがって、図１４に示す第９の実施の形態でも、図２(Ａ)及び図５(Ａ)に示す各実施の形態と略同様の作用効果が得られる。また、一般的なセンタポールギャップ型のリーケージトランスを使用できるので、一対のＥ形コア(5g,5h)のギャップ(5n)の部分に比較的高い飽和磁束密度を有する磁性材(5u)を巻き付ける程度の簡易な変更で本発明の作用効果が得られる利点がある。
本発明の実施態様は前記の各実施の形態に限定されず、更に種々の変更が可能である。例えば、図１及び図７の各実施の形態では、一対のＥ形コア(5g,5h)の中脚(5k)の対向面(5l,5m)同士が接触する小断面部(5v)を有するギャップ(5n)を備えたトランス(5)を使用したが、小断面部(5v)の各対向面(5l,5m)は互いに離間してもよい。また、図５(Ａ)、図１１及び図１２に示す各実施の形態では、一方のＥ形コア(5g)又は双方のＥ形コア(5g,5h)の中脚(5k)の対向面(5l,5m)の一部に傾斜面(5p,5q)を設けたが、中脚(5k)の対向面(5l,5m)全体に亘って傾斜面(5p,5q)を設けてもよい。要するに、図１及び図７の各実施の形態で使用するトランス(5)は、一対のＥ形コア(5g,5h)の中脚(5k)の対向面(5l,5m)同士が接触し又は離間する小断面部(5v)を有するギャップ(5n)を形成できればよいので、上記の各実施の形態を含めて中脚(5k)間のギャップ(5n)の形状は種々考えられる。また、図１２及び図１３に示す各実施の形態では、Ｅ形コア(5g)の中脚(5k)の対向面(5l)にギャップ(5n)を設けたが、Ｅ形コア(5g)の中脚(5k)の対向面(5l)をＩ形コア(5r)の対向面(5s)に接触させると共に一対の外脚(5i,5j)の長さをそれぞれ変更して、Ｅ形コア(5g)の一方及び他方の外脚(5i,5j)の対向面とＩ形コア(5r)の対向面(5s)との間隔がそれぞれ異なる２つのギャップを形成してもよい。また、図１４に示す実施の形態では、一対のＥ形コア(5g,5h)の中脚(5k)の対向面(5l,5m)間に設けられたギャップ(5n)を飽和磁束密度が比較的高い筒状の磁性材(5u)で包囲したが、一対のＥ形コア(5g,5h)と同一形状を有し且つ飽和磁束密度が比較的高い別の一対のＥ形コアを図示の一対のＥ形コア(5g,5h)と組み合わせて閉磁路を形成してもよい。
本発明は、トランス及び直列共振回路を有する共振型スイッチング電源装置に良好に適用できる。
本発明による共振型スイッチング電源装置の第１の実施の形態を示す電気回路図 第１の実施の形態で使用するトランスのコアの断面図及びその磁化特性を示すグラフ 図１の回路の重負荷時における各部の電圧及び電流を示す波形図 図１の回路の軽負荷時における各部の電圧及び電流を示す波形図 本発明の第２の実施の形態で使用するトランスのコアの断面図及びその磁化特性を示すグラフ 本発明の第３の実施の形態を示す電気回路図 本発明の第４の実施の形態を示す電気回路図 図７の回路の重負荷時における各部の電圧及び電流を示す波形図 図７の回路の軽負荷時における各部の電圧及び電流を示す波形図 本発明の第５の実施の形態を示す電気回路図 本発明の第６の実施の形態で使用するトランスのコアの断面図 本発明の第７の実施の形態で使用するトランスのコアの断面図 本発明の第８の実施の形態で使用するトランスのコアの断面図 本発明の第９の実施の形態で使用するトランスのコアの断面図 従来の共振型スイッチング電源装置を示す電気回路図 図１５の回路の重負荷時における各部の電圧及び電流を示す波形図 図１５の回路の無負荷時における各部の電圧及び電流を示す波形図 図１５のトランスのコアの無負荷時における磁化特性及び重負荷時における磁化特性を示すグラフ
符号の説明
(1)・・直流電源、 (2)・・高電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ（第１のスイッチング素子）、 (2a)・・寄生ダイオード、 (3)・・低電位側ＭＯＳ-ＦＥＴ（第２のスイッチング素子）、 (3a)・・寄生ダイオード、 (4)・・電流共振用コンデンサ、 (5)・・トランス、 (5a)・・１次巻線、 (5b)・・２次巻線、 (5c)・・中間タップ、 (5d)・・漏洩インダクタンス、 (5e,5f)・・励磁インダクタンス、 (5g)・・一方のＥ形コア（第１のコア）、 (5h)・・他方のＥ形コア（第２のコア）、 (5i,5j)・・外脚、 (5k)・・中脚、 (5l,5m)・・対向面、 (5n)・・ギャップ、 (5o)・・切欠、 (5p,5q)・・傾斜面、 (5r)・・Ｉ形コア（第２のコア）、 (5s)・・対向面、 (5t)・・凹部、 (5u)・・磁性材、 (5v)・・小断面部、 (6)・・電圧共振用コンデンサ、 (7)・・出力整流ダイオード、 (7a)・・第１の出力整流ダイオード、 (7b)・・第２の出力整流ダイオード、 (8)・・出力平滑コンデンサ、 (9)・・整流平滑回路、 (10,11)・・直流出力端子、 (12)・・負荷、 (13)・・制御回路、 (14)・・直列共振回路、 (21)・・可飽和リアクトル、

Claims (5)

  1. 直流電源に対して直列に接続された第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子又は第２のスイッチング素子に対して並列に接続された電流共振用コンデンサ、インダクタンス及びトランスの１次巻線から構成される直列共振回路と、前記トランスの２次巻線に接続された整流平滑回路とを備え、
    前記第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子のオン・オフ動作により、前記電流共振用コンデンサ、前記インダクタンス、前記トランスの１次巻線及び前記第１のスイッチング素子又は第２のスイッチング素子を通じて共振電流が流れ、前記トランスの２次巻線から前記整流平滑回路を介して直流出力を取り出す共振型スイッチング電源装置において、
    前記トランスは、前記１次巻線及び前記２次巻線が巻装され且つ互いに対向して閉磁路を形成する第１のコア及び第２のコアと、該第１のコア及び第２のコアの対向面間に設けられ且つ前記対向面同士が接触し又は離間する小断面部を有するギャップとを備え、
    前記直列共振回路に流れる電流が大きいとき、前記ギャップの小断面部が磁気飽和して前記トランスの励磁インダクタンスを減少させ、これにより該励磁インダクタンスを流れる大きな励磁電流により前記直列共振回路の電流共振用コンデンサを充電して、前記トランスの２次巻線側に伝達するエネルギを必要充分に蓄積し、
    前記直列共振回路に流れる電流が小さいとき、前記トランスの励磁インダクタンスを増加させ、該励磁インダクタンスを流れる励磁電流を抑制することを特徴とする共振型スイッチング電源装置。
  2. 前記第１及び第２のコアの対向面の一部に設けられた切欠又は凹部により前記ギャップを形成した請求項１に記載の共振型スイッチング電源装置。
  3. 前記第１及び第２のコアの対向面の一部又は全体に設けられた傾斜面により前記ギャップを形成した請求項１に記載の共振型スイッチング電源装置。
  4. 直流電源に対して直列に接続された第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子又は第２のスイッチング素子に対して並列に接続された電流共振用コンデンサ、インダクタンス及びトランスの１次巻線から構成される直列共振回路と、前記トランスの２次巻線に接続された整流平滑回路とを備え、
    前記第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子のオン・オフ動作により、前記電流共振用コンデンサ、前記インダクタンス、前記トランスの１次巻線及び前記第１のスイッチング素子又は第２のスイッチング素子を通じて共振電流が流れ、前記トランスの２次巻線から前記整流平滑回路を介して直流出力を取り出す共振型スイッチング電源装置において、
    前記トランスは、前記１次巻線及び前記２次巻線が巻装され且つ互いに対向して閉磁路を形成する第１のコア及び第２のコアと、該第１及び第２のコアの対向面間に設けられたギャップと、該ギャップを包囲し且つ前記コアとは異なる飽和磁束密度を有する磁性材とを備え、
    前記直列共振回路に流れる電流が大きいときは、前記磁性材が磁気飽和して前記トランスの励磁インダクタンスを減少させ、これにより該励磁インダクタンスを流れる大きな励磁電流により前記直列共振回路の電流共振用コンデンサを充電して、前記トランスの２次巻線側に伝達するエネルギを必要充分に蓄積し、
    前記直列共振回路に流れる電流が小さいとき、前記トランスの励磁インダクタンスを増加させ該励磁インダクタンスを流れる励磁電流を抑制することを特徴とする共振型スイッチング電源装置。
  5. 直流電源に対して直列に接続された第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子又は第２のスイッチング素子に対して並列に接続された電流共振用コンデンサ、インダクタンス及びトランスの１次巻線から構成される直列共振回路と、前記トランスの２次巻線に接続された整流平滑回路とを備え、
    前記第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子のオン・オフ動作により、前記電流共振用コンデンサ、前記インダクタンス、前記トランスの１次巻線及び前記第１のスイッチング素子又は第２のスイッチング素子を通じて共振電流が流れ、前記トランスの２次巻線から前記整流平滑回路を介して直流出力を取り出す共振型スイッチング電源装置において、
    前記トランスの１次巻線及び前記インダクタンスと並列に可飽和リアクトルを接続し、
    前記直列共振回路に流れる電流が大きいとき、前記可飽和リアクトルが磁気飽和して自身のインダクタンスを減少させ、より大きな電流が直列共振回路に流れて前記電流共振用コンデンサを充電し、
    前記直列共振回路に流れる電流が小さいとき、前記可飽和リアクトルのインダクタンスを増加させ前記電流共振用コンデンサを充電する電流を減少させることを特徴とする共振型スイッチング電源装置。
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