JP2006197753A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 力率改善機能を有する電源回路として、電力変換効率の向上、回路構成部品の削減を図る。
【解決手段】電流共振形コンバータに対して電力回生方式の力率改善回路１００を設け、二次側にも直列共振回路を設けることで絶縁コンバータトランスＰＩＴの電磁結合による結合形共振回路を形成する。そして、この結合形共振回路について単峰特性を得るために、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアに形成するギャップＧを2.0mm程度とし、総合結合係数についてｋ＝０．７程度以下を設定することで、スイッチング周波数の可変制御範囲を縮小してワイドレンジ対応とする。これにより、アクティブフィルタを不要とする。さらに、一次側と二次側の共振回路の共振周波数ｆｏ１、ｆｏ２について、少なくとも交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ・最大負荷電力時において一次側直列共振電流と二次側整流電流との間で一定の位相差が生じるように設定する。これにより、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時でのAC→DC電力変換効率の向上が図られる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、各種電子機器の電源として用いられるスイッチング電源回路に関する。

特開平６−３２７２４６号公報（第１１図）

近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。

ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す、力率が損なわれるという問題が生じる。
また、このような歪み電流波形となることによって発生する、高調波を抑圧するための対策が必要とされている。

また、スイッチング電源回路としては、例えば日本や米国等の交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の地域と、欧州等のＡＣ２００Ｖ系の地域に対応するように、例えば約ＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応した動作が可能に構成された、いわゆるワイドレンジ対応の電源回路が知られている。

ここで、上記した共振形コンバータとしては、コンバータを形成するスイッチング素子のスイッチング周波数を制御すること（スイッチング周波数制御方式）により安定化を図るように構成したものが知られている。
このようなスイッチング周波数制御方式による共振形コンバータとして、例えば汎用の発振・ドライブ回路ＩＣなどによりスイッチング素子をスイッチング駆動するような構成では、例えばスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は最大で、ｆｓ＝５０ＫＨｚ〜２５０ＫＨｚ程度となっている。このような可変範囲である場合、例えば負荷電力Ｐｏの変動範囲がＰｏ＝０Ｗから９０Ｗ程度まで、さらには１５０Ｗ程度までの比較的大きな変動幅となる負荷条件では、ワイドレンジとしてのＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応して安定化を図ることはほぼ不可能となる。

これらの各問題の解決を図るべく、力率の改善、及びワイドレンジ対応の構成を実現する従来技術として、いわゆるアクティブフィルタを用いる方法が知られている（例えば上記特許文献１参照）。

このようなアクティブフィルタの基本構成としては、例えば次の図１５に示すものとなる。
この図１５においては、商用交流電源ＡＣにブリッジ整流回路Ｄｉを接続している。このブリッジ整流回路Ｄｉの正極／負極ラインに対しては並列に出力コンデンサＣoutが接続される。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力が出力コンデンサＣoutに供給されることで、出力コンデンサＣoutの両端電圧として、直流電圧Ｖoutが得られる。この直流電圧Ｖoutは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷１０に入力電圧として供給される。

また、力率改善のための構成としては、図示するようにして、インダクタＬ、高速リカバリ型のダイオードＤ、抵抗Ｒｉ、スイッチング素子Ｑ、及び乗算器１１を備える。
インダクタＬ、ダイオードＤは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。
抵抗Ｒｉは、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子（一次側アース）と出力コンデンサＣoutの負極端子との間に挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ1は、この場合には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されており、図示するようにして、インダクタＬとダイオードＤの接続点と、一次側アース間に挿入される。

乗算器１１に対しては、フィードフォワード回路として、電流検出ラインＬI及び波形入力ラインＬwが接続され、フィードバック回路として電圧検出ラインＬVが接続される。
乗算器１１は、電流検出ラインＬIから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流レベルを検出する。
また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。
そして、乗算器１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。

乗算器１１では、先ず、上記のようにして電流検出ラインＬIから検出した整流電流レベルと、上記電圧検出ラインＬVから検出した直流入力電圧の変動差分と乗算する。そして、この乗算結果と、波形入力ラインＬwから検出した交流入力電圧の波形とによって、交流入力電圧ＶACと同一波形の電流指令値を生成する。

さらに、この場合の乗算器１１では、上記電流指令値と実際の交流入力電流レベル（電流検出ラインＬ1からの入力に基づいて検出される）を比較し、この差に応じてＰＷＭ信号についてＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号を生成する。そして、スイッチング素子Ｑは、このドライブ信号によってスイッチング駆動される。この結果、交流入力電流は交流入力電圧と同一波形となるように制御されて、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。また、この場合には、乗算器によって生成される電流指令値は、整流平滑電圧の変動差分に応じて振幅が変化するように制御されるため、整流平滑電圧の変動も抑制されることになる。

図１６（ａ）は、図１５に示したアクティブフィルタ回路に入力される入力電圧Ｖin及び入力電流Ｉinを示している。電圧Ｖinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電圧波形に対応し、電流Ｉinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電流波形に対応する。ここで、電流Ｉinの波形は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧（電圧Ｖin）と同じ導通角となっているが、これは、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉに流れる交流入力電流の波形も、この電流Ｉinと同じ導通角となっていることを示す。つまり、ほぼ１に近い力率が得られている。

また、図１６（ｂ）は、出力コンデンサＣoutに入出力するエネルギー（電力）Ｐchgの変化を示す。出力コンデンサＣoutは、入力電圧Ｖinが高いときにエネルギーを蓄え、入力電圧Ｖinが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。
図１６（ｃ）は、上記出力コンデンサＣoutに対する充放電電流Ｉchgの波形を示している。この充放電電流Ｉchgは、上記図１６（ｂ）の入出力エネルギーＰchgの波形と同位相となっていることからも分かるように、出力コンデンサＣoutにおけるエネルギーＰchgの蓄積／放出動作に対応して流れる電流である。

上記充放電電流Ｉchgは、入力電流Ｖinとは異なり、交流ライン電圧（商用交流電源ＡＣ）の第２高調波とほぼ同一の波形となる。交流ライン電圧には、出力コンデンサＣoutとの間のエネルギーの流れによって、図１６（ｄ）に示すようにして、第２高調波成分にリップル電圧Ｖdが生じる。このリップル電圧Ｖdは、無効なエネルギー保存のために、図１６（ｃ）に示す充放電電流Ｉchgに対して、９０°の位相差を有する。出力コンデンサＣoutの定格は、第２高調波のリップル電流と、その電流を変調するブースト・コンバータ・スイッチからの高周波リップル電流を処理することを考慮して決定するようにされる。

また、図１７には、先の図１５の回路構成を基として、基本的なコントロール回路系を備えたアクティブフィルタの構成例を示している。なお、図１５と同一とされる部分については同一符号を付して説明を省略する。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子間には、スイッチングプリレギュレータ１５が備えられる。このスイッチングプリレギュレータ１５は、図１５においては、スイッチング素子Ｑ、インダクタＬ、及びダイオードＤなどにより形成される部位となる。

そして、乗算器１１を含むコントロール回路系は、他に、電圧誤差増幅器１２、除算器１３、二乗器１４を備えて成る。
電圧誤差増幅器１２では、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutを、分圧抵抗Ｒvo−Ｒvdにより分圧してオペアンプ１５の非反転入力に入力する。オペアンプ１５の反転入力には基準電圧Ｖrefが入力される。オペアンプ１５では、基準電圧Ｖrefに対する分圧された直流電圧Ｖoutの誤差に応じたレベルの電圧を、帰還抵抗Ｒvl、コンデンサＣvlによって決定される増幅率により増幅して、誤差出力電圧Ｖveaとして除算器１３に出力する。

また、二乗器１４には、いわゆるフィードフォワード電圧Ｖffが入力される。このフィードフォワード電圧Ｖffは、入力電圧Ｖinを平均化回路１６（Ｒf11，Ｒf12，Ｒf13，Ｃf11，Ｃf12）により平均化した出力（平均入力電圧）とされる。二乗器１４では、このフィードフォワード電圧Ｖffを二乗して除算器１３に出力する。

除算器１３では、電圧誤差増幅器１２からの誤差出力電圧Ｖveaについて、二乗器１４から出力された平均入力電圧の二乗値により除算を行い、この除算結果としての信号を乗算器１１に出力する。
つまり、電圧ループは、二乗器１４、除算器１３、乗算器１１の系から成るものとされる。そして、電圧誤差増幅器１２から出力される誤差出力電圧Ｖveaは、乗算器１１で整流入力信号Ｉvacにより乗算される前の段階で、平均入力電圧（Ｖff）の二乗により除算されることになる。この回路によって、電圧ループの利得は、平均入力電圧（Ｖff）の二乗として変化することなく、一定に維持される。平均入力電圧（Ｖff）は、電圧ループ内において順方向に送られる開ループ補正の機能を有する。

乗算器１１には、上記除算器１１により誤差出力電圧Ｖveaを除算した出力と、抵抗Ｒvacを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子（整流出力ライン）の整流出力（Ｉac）が入力される。ここでは、整流出力を電圧によるのではなく、電流（Ｉac）として示している。乗算器１１では、これらの入力を乗算することによって、電流プログラミング信号（乗算器出力信号）Ｉmoを生成して出力する。これは、図１５にて説明した電流指令値に相当する。出力電圧Ｖoutは、この電流プログラミング信号の平均振幅を可変することで制御される。つまり、電流プログラミング信号の平均振幅の変化に応じたＰＷＭ信号が生成され、このＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号によってスイッチング駆動が行われることによって、出力電圧Ｖoutのレベルをコントロールするものである。
したがって、電流プログラミング信号は、入力電圧と出力電圧を制御する平均振幅の波形を有する。なお、アクティブフィルタは、出力電圧Ｖoutのみではなく、入力電流Ｖinも制御するようになっている。そして、フィードフォワード回路における電流ループは、整流ライン電圧によってプログラムされるということがいえるので、後段のコンバータ（負荷１０）への入力は抵抗性になる。

図１８は、図１５に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して、電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。
この図に示す電源回路において、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。

先ず、この図１８に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、図示する接続態様により、２組のラインフィルタトランスＬＦＴ，ＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサＣLが接続され、この後段に、図示する突入電流制限回路２２を介してブリッジ整流回路Ｄｉが接続される。
この突入電流制限回路２２としては、突入電流制限抵抗ＲｉとスイッチＳＷとによる並列接続回路から成り、例えば外部からの信号で上記スイッチＳＷがオフとされることで、電源回路起動時における商用交流電源側からの突入電流の流入が制限される。
そして、上記ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインには、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣN，ＣNを図示するようにして接続して成るノーマルモードノイズフィルタ２４が接続されている。

ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、上記チョークコイルＬNと、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcと、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10の直列接続を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。この平滑コンデンサＣｉは、図１５、図１７における出力コンデンサＣoutに相当する。また、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcとダイオードＤ10は、それぞれ、図１５に示したインダクタＬとダイオードＤに相当する。
また、この図における整流ダイオードＤ10には、コンデンサＣsn−抵抗Ｒsnから成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。

スイッチング素子Ｑ6は、図１５におけるスイッチング素子Ｑに相当する。つまり、実際にアクティブフィルタのスイッチング素子を実装するのにあたって、この場合にはスイッチング素子Ｑ6をパワーチョークコイルＬpcと高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10の接続点と、一次側アース（負極整流出力ライン）との間に挿入するようにしている。
この場合のスイッチング素子Ｑ6にはＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。そして、スイッチング素子Ｑ6のゲート−ソース間にはゲート−ソース間抵抗Ｒ52が接続されている。

アクティブフィルタコントロール回路２０は、この場合には力率を１に近づけるように力率改善を行うアクティブフィルタの動作を制御するもので、例えば１石の集積回路（ＩＣ）とされている。
この場合、アクティブフィルタコントロール回路２０は、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、及びスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。図１７に示した乗算器１１、誤差電圧増幅器１２、除算器１３、及び二乗器１４などに相当する回路部は、このアクティブフィルタコントロール回路２０内に搭載される。

この場合、フィードバック回路は平滑コンデンサＣｉの両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を分圧抵抗Ｒ56，Ｒ57により分圧した電圧値を、アクティブフィルタコントロール回路２０の端子Ｔ１に入力するようにして形成される。

また、フィードフォワード回路としては、先ず、抵抗Ｒ58を介して整流出力が端子Ｔ３に入力される。これによって、交流入力電圧波形の検出と、平均化回路のための対応するフィードフォワード回路が形成されている。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子と一次側アース間に挿入される抵抗Ｒ61との接続点から、抵抗Ｒ60を介して、端子Ｔ６に対して整流電流レベルを入力するようにしている。つまり、図１７における電流検出ラインＬIに相当するラインとしてのフィードフォワード回路が形成されている。

また、端子Ｔ４には、起動抵抗Ｒｓを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極の整流出力が、起動電圧として入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、電源起動時において、この端子Ｔ４に入力される起動電圧によって起動される。
また、パワーチョークコイルＰＣＣにおいては、インダクタＬpcとトランス結合された巻線Ｎ5が巻装されている。この巻線Ｎ5に励起された交番電圧は、ダイオードＤ11及びコンデンサＣ11とから成る半波整流回路により所定の低圧直流電圧に変換されるが、上記端子Ｔ４には、この低圧直流電圧も入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、上記起動電圧により起動した後は、この低圧直流電圧を電源として入力して動作するようになっている。
また、端子Ｔ５は、抵抗Ｒ59を介して、一次側アースと接続されている。

端子Ｔ２からは、スイッチング素子を駆動するためのドライブ信号が出力される。そして、この端子Ｔ２から出力されたドライブ信号は、抵抗Ｒ51を介してスイッチング素子Ｑ6のゲートに対して出力される。
スイッチング素子Ｑ6では、印加されるドライブ信号に応じて、ゲート−ソース間抵抗Ｒ52の両端にゲート電圧が発生するようになっている。そして、ゲート電圧が閾値以上となることでオンとなり、閾値以下となるとオフとなるようにしてスイッチング動作を行う。

そして、スイッチング素子Ｑ6のスイッチング駆動は、図１５及び図１７により説明したようにして、整流出力電流の導通角が、整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるように、ＰＷＭ制御に基づくドライブ信号によって行われる。整流出力電流の導通角が整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるということは、即ち、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流の導通角が、交流入力電圧ＶACの波形とほぼ同じ導通角となることであり、結果的に、力率がほぼ１となるように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。実際においては、力率ＰＦ＝０．９９〜０．９８となる特性が得られている。

また、この図１８に示すアクティブフィルタコントロール回路２０によっては、整流平滑電圧Ｅｉ（図１７では、Ｖoutに相当する）＝３７５Ｖの平均値について、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲で定電圧化するようにも動作する。つまり、後段の電流共振形コンバータには、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動範囲に関わらず、３７５Ｖで安定化された直流入力電圧が供給されることとなる。
上記交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲は、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系を連続的にカバーするものであり、従って、後段のスイッチングコンバータには、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで、同じレベルで安定化された直流入力電圧（Ｅｉ）が供給されることとなる。つまり、図１８に示す電源回路は、アクティブフィルタを備えることで、ワイドレンジの電源回路としても構成されている。

アクティブフィルタの後段の電流共振形コンバータは、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ1がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ2がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成している。

この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤD1，ＤD2が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤD1，ＤD2は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ドライブ回路２１によって、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動される。また、ドライブ回路２１は、後述する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じてスイッチング周波数を可変制御し、これにより、二次側直流出力電圧Ｅoの安定化を図るようにされる。

絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は、直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ1は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス(L1)とによって直列共振回路を形成する。この直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。

ここでの図示による説明は省略するが、上記した絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とを、ＥＥ型コアの内磁脚に対して巻装している。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚に対しては1.0mm程度以下のギャップを形成するようにして、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とで０．８０〜０．９０程度の結合係数を得るようにしている。

絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを施し二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣoから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣoの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅｏは、図示しない負荷側に供給されるとともに、ドライブ回路２１のための検出電圧としても分岐して入力される。前述もしたように、ドライブ回路２１は、入力される二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに基づいて、二次側直流出力電圧Ｅｏが安定化されるようにスイッチング周波数を可変するようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化を行う。

これまでの説明から分かるように、図１８に示した電源回路は、従来から知られている図１５及び図１７に示したアクティブフィルタを実装して構成されている。このような構成を採ることによって、力率改善を図っている。

しかしながら、図１８に示した構成による電源回路は次のような問題を有している。
先ず、図１８に示す電源回路における電力変換効率としては、図示もしているように、前段のアクティブフィルタに対応するAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）と、後段の電流共振形コンバータのDC→DC電力変換効率（ηAC→DC）とを総合したものとなる。このために、図１８に示される電源回路全体としての電力変換効率としては、これら各コンバータの電力変換効率の値を乗算した値となるものであり、その分低下傾向となってしまうものである。
図１８の電源回路について実際に実験を行った結果、アクティブフィルタでのAC→DC電力変換効率（ηAC→DCとしては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝９２％程度、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件ではηAC→DC＝９５％程度となった。
また、アクティブフィルタにより生成する直流入力電圧Ｅｉの平均値が上記したＥｉ＝３７５Ｖの条件で、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗとされた場合での電流共振形コンバータの電力変換効率は、ηDC→DC＝９４％程度である。このために、図１８に示した回路の総合効率は、ＶAC＝１００Ｖ時においてηAC→DC＝８６．５％程度となる。また、ＶAC＝２３０Ｖ時の総合効率は、ηAC→DC＝８９．３％程度となる。

また、アクティブフィルタ回路はハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生レベルが非常に大きいため、比較的重度のノイズ抑制対策が必要となる。
このため、図１８に示した回路では、商用交流電源ＡＣのラインに対して、２組のラインフィルタトランスＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサによるノイズフィルタを形成している。つまり、２段以上のラインノイズフィルタが必要となっている。
また、整流出力ラインに対しては、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサＣNから成るノーマルモードノイズフィルタを設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型のダイオードＤ10に対しては、ＲＣスナバ回路を設けている。
このようにして、実際の回路としては、非常に多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、回路構成の複雑化やコストアップ、及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。

さらに、汎用ＩＣとしてのアクティブフィルタコントロール回路２０によって動作するスイッチング素子Ｑ6のスイッチング周波数は固定であるのに対して、後段の電流共振形コンバータのスイッチング周波数は、例えば８０ｋHz〜２００ｋHz程度の範囲で可変する。このようにして両者のスイッチングタイミングが個々に独立して行われることで、両者のスイッチング動作により、一次側アース電位は干渉しあって不安定になり、例えば異常発振が生じやすくなる。これにより、例えば回路設計が難しいものとなり、また、信頼性を劣化させるなどの問題も招くことになる。

そこで、本発明では上記してきた各種の問題点に鑑み、スイッチング電源回路として下記のように構成することとした。
つまり、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線により交番電圧が誘起される二次巻線とが巻装されて形成される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接続される一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて第１の共振周波数が設定され、スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、少なくとも、絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、二次巻線に直列接続される二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて第２の共振周波数が設定される二次側直列共振回路とを備える。
また、二次巻線に得られる交番電圧について整流動作を行って、その整流出力を二次側平滑コンデンサにより平滑化して二次側直流出力電圧を生成する二次側直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段とを備える。
また、スイッチング手段のスイッチング動作により一次側直列共振回路に得られる一次側直列共振電流を電力として回生するようにして整流平滑手段を形成する平滑コンデンサに帰還するようにされており、この帰還された電力に応じて、整流平滑手段による整流動作によって得られる整流電流を断続するようにしてスイッチングする力率改善用スイッチング素子を備えて構成される力率改善手段とを備える。
そして、絶縁コンバータトランス自体の結合係数を少なくとも設定要素として含み、一次側直列共振回路と上記二次側直列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路について、上記スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となるようにして、疎結合とみなされる所定の一次側と二次側との結合係数を設定する。
また、第１の共振周波数及び第２の共振周波数は、一定レベル以下の商用交流電源入力及び一定以上の負荷の条件において、一次側直列共振回路を流れる一次側直列共振電流と、二次側直流出力電圧生成手段として形成される整流回路を流れる二次側整流電流とについて、所定の位相差が得られるようにして設定することとした。

上記構成によるスイッチング電源回路では、一次側のスイッチング動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を有するスイッチングコンバータを基本構成として備えたうえで、電力回生方式による力率改善手段（力率改善回路）を備えることとしている。そして、二次側においても、二次巻線と二次側直列共振コンデンサとにより二次側直列共振回路を形成することとしている。
このような構成を採ることで、本発明のスイッチング電源回路としては絶縁コンバータトランスの電磁結合による結合形共振回路を形成することになる。そして、絶縁コンバータトランスの一次側と二次側との結合係数（総合結合係数）について、疎結合と見なされる状態が得られる値を設定することとしている。なお。この結合係数の設定には、絶縁コンバータトランス自体の結合係数を設定要素として含む。
このようにして、絶縁コンバータトランスの一次側と二次側の結合係数について疎結合とされる値が設定されることで、上記結合形共振回路に対する入力であるスイッチング周波数の周波数信号（スイッチング出力）に対する出力特性として、急峻な単峰特性を得ることが可能となる。この結果、一次側にのみ直列共振回路を形成した場合よりも、安定化に要するスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）を縮小することができる。
また、一次側直列回路の共振周波数（第１の共振周波数）と二次側直列共振回路の共振周波数（第２の共振周波数）の設定によって、一次側直列共振回路を流れる一次側直列共振電流と二次側整流電流とについて、一定レベル以下の商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）入力及び一定以上の負荷の条件の下で、所定の位相差が得られるようにしている。このような位相差を生じることにより、一定以上の商用交流電源入力及び一定以上の重負荷の条件の下での、一次側直列共振電流レベルが抑制される現象が得られる。

このようにして本発明によれば、定電圧制御に必要なスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）が縮小される。
これにより、力率改善機能を有する共振形コンバータとして、スイッチング周波数制御のみによりワイドレンジ対応化することが容易に実現化可能となる。
このようにして、スイッチング周波数制御によるワイドレンジ対応が実現化されることで、力率改善機能を備えるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、アクティブフィルタを備えない構成を採ることができる。これにより、例えばアクティブフィルタによって力率改善を図る電源回路よりも電力変換効率が向上される。

また、本発明の電源回路としては、アクティブフィルタを構成するための多数の部品素子が不要となる。また、電源回路を構成する電流共振形コンバータ、及び力率改善回路はソフトスイッチング動作であり、スイッチングノイズが大幅に低減されるから、ノイズフィルタを強化する必要もなくなる。
このために、先行技術と比較しては、部品点数が大幅に削減されることになって、電源回路サイズの小型／軽量化を図ることが可能となる。また、それだけコストダウンが図られることにもなる。
また、さらには、アクティブフィルタが省略されたことで、一次側アース電位の干渉が無くなるので、一次側アース電位も安定することとなって、信頼性が向上する。

そしてまた、上記した一次側直列回路の共振周波数（第１の共振周波数）と二次側直列共振回路の共振周波数（第２の共振周波数）の設定により、一定以上の商用交流電源入力及び一定以上の重負荷の条件の下での一次側直列共振電流レベルが抑制されるのに応じては、その分の電力損失の低減が図られることになる。これにより、電源回路としての電力変換効率特性の向上が助長される。

図１は、本発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態ともいう）における、第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。この図に示す電源回路は、一次側の基本構成として、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた構成を採る。

先ず、この図１に示す電源回路において、商用交流電源ＡＣに対しては、フィルタコンデンサＣL、ＣL、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣによるコモンモードノイズフィルタが形成されている。
そして、上記ノイズフィルタの後段となる商用交流電源ＡＣに対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が接続される。ただし、本実施の形態においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力ラインと、平滑コンデンサＣｉの正極端子間には、力率改善回路１００が介在するようにして設けられる。この力率改善回路１００の構成及びその動作については後述する。
この全波整流平滑回路が商用交流電源ＡＣを入力して全波整流動作を行うことによって、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られる。この場合の整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルとなる。

上記直流入力電圧を入力してスイッチング（断続）する電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続したスイッチング回路を備える。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、ダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。ダンパーダイオードＤD1のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ1のソース、ドレインと接続される。同様にして、ダンパーダイオードＤD2のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ2のソース、ドレインと接続される。ダンパーダイオードＤD1，ＤD2は、それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が備えるボディダイオードとされる。

また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、一次側部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この一次側部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。

また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有しており、例えば汎用のＩＣを用いることができる。そして、この発振・ドライブ回路２内の発振回路及び駆動回路によって、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。

絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側
に伝送するために設けられる。
この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して、力率改善回路１００における高周波インダクタＬ10と、高速型（高速リカバリ型）のスイッチングダイオードＤ1のカソードとの接続点に対して接続される。また、一次巻線Ｎ１の他方の端部は、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。

ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２の断面図に示すような構造を有する。
この図に示されるように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して、二次巻線Ｎ2を巻装する。このようにして一次側巻線（Ｎ1）及び二次側巻線（Ｎ2）が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの内磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。

そのうえで、ＥＥ型コアの内磁脚に対しては、図のようにしてギャップＧを形成する。この場合のギャップＧとしては、例えばギャップ長2.0mm以上の所定幅を設定し、これによって絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の一次側と二次側との結合係数ｋとしては、例えばｋ＝０．８程度以下の所定値による疎結合の状態を得るようにしている。
なお、本実施の形態の電源回路における実際の結合係数ｋとしては、ギャップＧのギャップ長について、2.0mmとすることで、ｋ＝０．７4を設定した。なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の内磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することができる。
また、二次巻線Ｎ2における１ターン（Ｔ）あたりの誘起電圧レベルについては、５Ｖ／Ｔ以上となる所定値を設定する。

説明を図１に戻す。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記図２により説明した構造によって一次巻線Ｎ1に所定のリーケージインダクタンスＬ1を生じさせる。そして、少なくとも、一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、上記リーケージインダクタンスＬ1によって一次側直列共振回路を形成する。
先に説明した接続態様によれば、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力は、上記一次側直列共振回路に伝達されることになる。そして、一次側直列共振回路が伝達されたスイッチング出力により共振動作を行うことで、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。

ここで、これまでの説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した一次側部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路の一次側においては、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた構成を採っている。ここでは、このように２つの共振回路が組み合わされて成るスイッチングコンバータを、「複合共振形コンバータ」ということにする。

絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起（誘起）される。
この場合、二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部側に対しては、二次側直列共振コンデンサＣが直列に接続されている。
これにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側においては、少なくとも、二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とによって二次側直列共振回路を形成することになる。つまり、本実施の形態としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側とのそれぞれにおいて直列共振回路が形成される。

また、二次巻線Ｎ2に対しては、上記のように二次側直列共振コンデンサＣ2が接続されたうえで、４本の整流ダイオードＤo1〜Ｄo4を図示するようにして接続して成るブリッジ整流回路と、平滑コンデンサＣoとにより形成される全波整流回路が接続される。
この全波整流回路によっては、二次巻線Ｎ2に励起（誘起）される交番電圧の一方の半周期において、整流ダイオード［Ｄo1，Ｄo4］の組が導通して、平滑コンデンサＣoに対して整流電流を充電する動作が得られる。また、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の他方の半周期においては、整流ダイオード［Ｄo2，Ｄo3］の組が導通して平滑コンデンサＣoに対して整流電流を充電する動作が得られる。
これによって平滑コンデンサＣoの両端電圧として、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧のレベルの等倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅoが得られる。
このようにして得られた二次側直流出力電圧Ｅoは、図示しない負荷に供給されるとともに、後述する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。上記全波整流回路は、二次側直列共振回路の共振出力について整流平滑動作を行っていることから、この全波整流回路による二次側の整流動作としても電流共振形となる。

これまでの説明によれば、本実施の形態のスイッチング電源回路は、一次側に一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）及び一次側部分電圧共振回路（Ｌ1//Ｃｐ）を備え、二次側には二次側直列共振回路（Ｌ2−Ｃ2）を備えることになる。
先にも述べたように、例えば、図１の一次側のみをみた場合のように、直列共振回路と部分電圧共振回路とによる２つの共振回路が組み合わされたスイッチングコンバータについては、複合共振形コンバータということとしたが、本実施の形態のようにして３以上の共振回路が組み合わされたスイッチングコンバータについては多重共振形コンバータということにする。

制御回路１は、二次側直流出力電圧Ｅoをスイッチング周波数制御方式により安定化するために設けられる。
この場合の制御回路１は、検出入力である二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。このためには、内部の発振回路により生成する発振信号の周波数を可変することになる。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2側に伝送される電力量が変化するが、これにより二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを安定化させるように動作する。

詳細は後述するが、本実施の形態の電源回路におけるスイッチング周波数制御方式としては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1及び二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2により決まる中間共振周波数ｆｏに対して、これより高い周波数範囲をスイッチング周波数の可変範囲として設定している。つまり、いわゆるアッパーサイド制御の方式を採る。
一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数において最も共振インピーダンスが低くなる。このことから、本実施の形態のようにして、直列共振回路の共振周波数に基づくアッパーサイド制御方式を採る場合には、スイッチング周波数ｆｓが高くなっていくのに応じて、共振インピーダンスを高くすることになる。
従って、例えば重負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅoが低下するのに応じては、上記スイッチング周波数を低くするように制御することになる。これは共振インピーダンスを低くすることとなり、一次側から二次側への電力伝送量が増加することになるので、二次側直流出力電圧Ｅoが上昇する。
これに対して、軽負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅoが上昇するのに応じては、上記スイッチング周波数を高くするように制御する。これにより、共振インピーダンスは高くなって上記電力伝送量が低減するために、二次側直流出力電圧Ｅoは低下する。このようにして、スイッチング周波数が可変されることによって、二次側直流出力電圧Ｅoが安定化されることになる。

続いて、力率改善回路１００について説明する。
この力率改善回路１００は、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧（Ｅｉ）を得るための整流平滑回路における整流電流経路に対して挿入されるようにして設けられるもので、電力回生方式として磁気結合形による力率改善回路の構成を採る。

力率改善回路１１においては、先ず、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に対して、高速リカバリ型であるスイッチングダイオードＤ1（力率改善用スイッチング素子）のアノードが接続され、スイッチングダイオードＤ1のカソードは、高周波インダクタＬ10の直列接続を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子に対して接続される。つまり、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して、スイッチングダイオードＤ1（アノード→カソード）−高周波インダクタＬ10の直列接続回路が挿入される。
また、上記スイッチングダイオードＤ1−高周波インダクタＬ10の直列接続回路に対しては、フィルタコンデンサＣNを並列に接続している。フィルタコンデンサＣNは、ノーマルモードノイズを抑制するために設けられる。
そして、前述もしたように、高周波インダクタＬ10と、スイッチングダイオードＤ1のカソードとの接続点に対して、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）が接続される。

このような力率改善回路１００の回路構成によると、一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力（一次側直列共振電流）を電力として回生して、高周波インダクタＬ10により得られるものとされる磁気結合を介するようにして平滑コンデンサＣｉに帰還する動作が得られることになる。
これにより、例えば一次側直列共振コンデンサＣ1と力率改善回路１００側との接続点と、一次側アース間の電圧は、整流平滑電圧Ｅｉに対して、スイッチング周期による交番電圧成分がさらに重畳した波形として得られる。高速リカバリ型のスイッチングダイオードＤ1は、このような整流平滑電圧Ｅｉに重畳される交番電圧成分の印加により、例えば交流入力電圧ＶACの正／負の絶対値が、そのピーク値の約１／２以上のときにスイッチング動作を行い、平滑コンデンサＣｉに流入しようとする整流電流を断続する。
上記のようにして流れる整流電流のエンベロープの導通期間は、ブリッジ整流回路Ｄｉから出力される整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも流れるものとなっている。そして、交流入力電圧ＶACを基として流れる交流入力電流ＩACの導通期間も、この整流電流の導通期間にほぼ一致したものとなる。つまり、交流入力電流ＩACの導通角は、力率改善回路を備えない場合よりも拡大されているものであり、交流入力電流ＩACの波形としては、交流入力電圧ＶACの波形に近付くものとなっている。つまり、力率改善が図られていることになる。

ここで、図１に示した実施の形態の電源回路の構成から、二次側直列共振コンデンサＣ2を省略して、二次側直列共振回路（及び二次側部分電圧共振回路）を形成しないものとした複合共振形コンバータについて考えてみる。
このような複合共振形コンバータは、一次側直列共振回路（及び一次側部分電圧共振回路）は備えるが、二次側直列共振回路は備えていない。このために、アッパーサイド制御のスイッチング周波数制御方式により二次側直流出力電圧Ｅoを安定化するのにあたっては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1よりも高い周波数範囲でスイッチング周波数を可変制御し、これにより生じる共振インピーダンスの変化を利用することになる。

このことについて、図１９を参照して説明する。図１９は、上記複合共振形コンバータによる二次側直流出力電圧Ｅoについての定電圧制御特性を示している。この図において、横軸にはスイッチング周波数ｆｓを示し、縦軸に二次側直流出力電圧Ｅoを示している。

ここで、直列共振回路は、共振周波数で最も共振インピーダンスが小さくなる。これにより、アッパーサイド制御における二次側直流出力電圧Ｅoとスイッチング周波数ｆｓの関係として、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１に対して、スイッチング周波数ｆｓが近づいていくほど上昇し、共振周波数ｆｏ１から離れていくのに従って低下していくものとなる。
従って、負荷電力Ｐｏを一定とした条件でのスイッチング周波数ｆｓに対する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、図１９に示すようにして、スイッチング周波数ｆｓが一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と同じときにピークとなり、共振周波数ｆｏ１から離れるのに応じて低下する二次曲線的な変化を示す。

また、同じスイッチング周波数ｆｓに対応する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、最小負荷電力Ｐｏmin時よりも最大負荷電力Ｐｏmax時のほうが、所定分低下するようにしてシフトする特性が得られる。つまり、スイッチング周波数ｆｓを固定として考えると、重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは低下する。

そして、このような特性のもとで、アッパーサイド制御により二次側直流出力電圧Ｅoについて、Ｅo＝ｔｇとなるようにして安定化しようとした場合、電源回路において必要となるスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）は、図においてΔｆｓとして示される範囲となる。

例えばこの複合共振形コンバータの実際として、ＡＣ１００Ｖ系としての交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１２０Ｖの入力変動範囲と、二次側直流出力電圧Ｅoの最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）の負荷条件に対応するとして、スイッチング周波数制御方式により、二次側直流出力電圧Ｅo＝１３５Ｖで安定化する仕様を設定したとする。
この場合、この複合共振形コンバータが定電圧制御のために可変するスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は、ｆｓ＝８０kHz〜２００kHz以上であり、必要制御範囲量であるΔｆｓとしても１２０kHz以上と相応に広範囲なものとなる。

このことをふまえて、この複合共振形コンバータについて、ワイドレンジ対応として構成することを考えてみる。
ワイドレンジ対応とするためには、例えばＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応すべきことになる。従って、例えば、ＡＣ１００Ｖ系のみ、あるいはＡＣ２００Ｖ系のみの単レンジに対応する場合と比較して、二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変動範囲も大きくなる。このような交流入力電圧範囲に応じて拡大された二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変動に対して定電圧制御動作を行うためには、より広範囲なスイッチング周波数制御範囲が必要となる。例えば、スイッチング周波数ｆｓの制御範囲は、約８０kHz〜５００kHzにまで拡大する必要がでてくる。

しかしながら、現状のスイッチング素子を駆動するためのＩＣ（発振・ドライブ回路２）としては、対応可能な駆動周波数の上限は２００kHz程度が限界である。また、仮に上記したような高い周波数での駆動が可能なスイッチング駆動用ＩＣを構成して実装したとしても、このような高い周波数でスイッチング素子を駆動した場合には、電力変換効率が著しく低下するために、現実の電源回路として実用的ではなくなる。ちなみに、例えばこの場合の複合共振形コンバータによりにより安定化が可能な交流入力電圧ＶACレベルの上限は、１００Ｖ程度である。

そこで、従来から、スイッチング周波数制御方式により安定化を図るスイッチング電源回路をワイドレンジ対応化するための構成の１つとして、先に図１８に示したようにして、前段に対してアクティブフィルタを備えれば良いことが知られている。しかし、これ以外の構成によりワイドレンジ対応とすることも可能であり、例えば下記のような構成を採ることも知られている。

また、１つには、商用交流電源を入力して直流入力電圧（Ｅｉ）を生成する整流回路系について、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、倍電圧整流回路と全波整流回路とで切り換えを行うように機能を与えるものである。
この場合には、商用交流電源レベルを検出して、その検出されたレベルに応じて、倍電圧整流回路若しくは全波整流回路が形成されるようにして、電磁リレーを用いたスイッチにより、整流回路系における回路接続の切り換えを行うように回路を構成する。

しかしながら、このような整流回路系の切り換えの構成では、上記しているように、所要数の電磁リレーが必要になる。また、倍電圧整流回路を形成するために少なくとも２本１組の平滑コンデンサを設ける必要も生じる。このため、それだけ部品点数が増加してコストアップとなると共に、電源回路基板のマウント面積も拡大して大型化する。特に、これら平滑コンデンサや電磁リレーは、電源回路を形成する部品のうちでも大型であるから、基板サイズは相当に大きくなってしまう。

また、全波整流動作と倍電圧整流動作を切り換える構成とした場合において、ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源が入力されているときに、瞬間停電が生じたり、また、交流入力電圧が定格以下に低下するなどして、ＡＣ２００系に対応するよりも低いレベルとなると、ＡＣ１００Ｖ系であると検出して倍電圧整流回路に切り換えるという誤動作が生じたとする。このような誤動作が生じると、ＡＣ２００Ｖ系のレベルの交流入力電圧について倍電圧整流を行うこととなるために、例えばスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2などが耐圧オーバーとなって破壊される可能性もある。

そこで、実際の回路としては、上記のような誤動作が生じないようにするために、メインとなるスイッチングコンバータの直流入力電圧だけではなく、スタンバイ電源側のコンバータ回路の直流入力電圧も検出する構成を採るようにされる。これにより、スタンバイ電源側のコンバータ回路を検出するための部品の追加などにより、上記したコストアップ、及び回路基板サイズの大型化がさらに助長されてしまうことになる。

また、誤動作防止を目的としてスタンバイ電源側のコンバータの直流入力電圧を検出するということは、整流動作切り換えのための回路を備えるワイドレンジ対応の電源回路としては、メイン電源の他にスタンバイ電源を備える電子機器でなければ、実際に使用することができないということになる。つまり、電源を実装可能な電子機器の種類が、スタンバイ電源を備えたものに限定されるわけであり、それだけ利用範囲が狭くなる。

また、ワイドレンジ対応のための構成として、ＡＣ１００Ｖ系／ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、一次側の電流共振形コンバータの形式をハーフブリッジ結合とフルブリッジ結合とで切り換える構成とすることも知られている。
この構成であれば、例えば上記した瞬間停電などによって、ＡＣ２００Ｖ系の交流入力電圧がＡＣ１００Ｖ系のレベルにまで低下して誤動作したとしても、スイッチング動作がハーフブリッジ動作からフルブリッジ動作となるだけであり、スイッチング素子などが耐圧オーバーになることはない。このためにスタンバイ電源側の直流入力電圧を検出する必要もなくなるので、スタンバイ電源を備えない電子機器に対しても採用することが可能となる。また、商用電源ラインにおける切り換えではないために、半導体スイッチによる回路形態の切り換えが可能であるので、電磁リレーのような大型のスイッチ部品は不要となる。

しかし、この構成では、ＡＣ１００Ｖ系時に対応してフルブリッジ結合を形成するために、スイッチング素子を少なくとも４本備える必要がある。つまり、２本のスイッチング素子により形成可能なハーフブリッジ結合方式のみによるコンバータの構成と比較すれば、２本のスイッチング素子を追加する必要があることになる。
また、この構成の場合には、フルブリッジ動作では４石がスイッチング動作を行い、ハーフブリッジ動作でも３石のスイッチング素子がスイッチング動作を行う。共振形コンバータは、低スイッチングノイズではあるが、このようにしてスイッチングを行うスイッチング素子数が増加するほどスイッチングノイズに関しては不利となる。

このようにして、ワイドレンジ対応として上記した何れの構成を採った場合にも、単レンジ対応の構成と比較した場合には、部品点数の増加などによる回路規模の拡大、コストアップがさけられない。また、前者の構成では機器への利用範囲の制限、後者の構成ではスイッチングノイズの増加など、それぞれ、単レンジ対応の構成では抱えていなかった固有の問題が生じる。

また、図１の電源回路から二次側直列共振回路を省略した複合共振形コンバータについて、スイッチング周波数の制御範囲が相応に広範囲となることに起因しては、二次側直流出力電圧Ｅoについての安定化の高速応答特性が低下するという問題も抱える。
電子機器によっては、例えば最大負荷の状態とほぼ無負荷とされる状態のとの間で、負荷条件が瞬時的に切り換わるようにして変動する動作を伴うものがある。このような負荷変動は、スイッチング負荷ともいわれる。このような機器に搭載される電源回路としては、上記スイッチング負荷とされる負荷変動にも対応して二次側直流出力電圧が適正に安定化されるようにする必要がある。なお、上記スイッチング負荷としての動作を行う機器として、例えば、パーソナルコンピュータの周辺機器であるプリンタを挙げることができる。
しかしながら、先に図１９によっても説明したようにスイッチング周波数の制御範囲が広範である特性を持つ場合には、上記スイッチング負荷のような負荷変動に対応して、二次側直流出力電圧を所要レベルとするためのスイッチング周波数にまで可変させるためには比較的長い時間を要することになる。つまり、定電圧制御の応答特性としては良好でない結果が得られることになる。

このような構成に対し、図１に示す本実施の形態の電源回路では、一次側と二次側とで、それぞれ直列共振回路（一次側直列共振回路、二次側直列共振回路）を備えることとしている。これにより、電流共振形コンバータを基とする電源回路として、スイッチング周波数制御のみの定電圧制御によりながらもワイドレンジ対応を可能とする。以下、この点について説明する。

図３の回路図は、図１に示す本実施の形態の電源回路について、一次側直列共振回路と二次側直列共振回路との関係によりみた場合の等価回路を示している。なお、この等価回路図において、図１と同一部分には、同一符号を付している。
この図においては、１：ｎの巻線比となる所定巻数の一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2を巻装した絶縁コンバータトランスＰＩＴが示されている。また、この図において、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける一次側と二次側との結合度を示す結合係数としては、総合結合係数ｋtとしてみる。

図１の電源回路における総合結合係数ｋｔがどのようなものであるのかについて、説明しておく。
図１に示す電源回路において、一次側直列共振回路を形成するものとして説明した一次巻線Ｎ1及び一次側直列共振コンデンサＣ1と、力率改善回路１００内の高周波インダクタＬ10との接続関係を見てみると、一次巻線Ｎ1−一次側直列共振コンデンサＣ1−高周波インダクタＬ10の直列接続回路の高周波インダクタＬ10側の端部が、平滑コンデンサＣｉの正極端子に対して接続されているものとしてみることができる。また、このことは、一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とにより形成される一次側直列共振回路に対して、さらに高周波インダクタＬ10のインダクタンス成分が直列に接続されている状態であるとしてとらえることができる。
このことから、図１に示す電源回路の実際としては、一次側直列共振回路を形成する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側のリーケージインダクタンス成分としては、一次巻線Ｎ1自体のリーケージインダクタンスＬ1と、高周波インダクタＬ10のインダクタンスとを合成したものとしてみることができる。つまり、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける一次側の総合的なリーケージインダクタンスとしては、Ｌ1＋Ｌ10により表されるものとみることができる。

このために、絶縁コンバータトランスＰＩＴそのものとしての結合係数ｋとしては、前述したように、例えばｋ＝０．７４を設定しているのであるが、上記のようにして、一次側のリーケージインダクタンスが、高周波インダクタＬ10のインダクタンスの合成分によって増加することで、電源回路内における絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合的な結合係数としては、０．７３よりも低い値が得られることになる。つまり、電源回路としてみた、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の間の結合度としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造自体による結合係数ｋに対して、より低く設定されることになる。これが、ここでの総合結合係数ｋｔとして扱われる。
本実施の形態としては、例えば、高周波インダクタＬ10について、所定のインダクタンス値が設定されるように形成することで、総合結合係数ｋtについて、０．６５程度以下を設定することとし、実際としては、ｋt＝０．６４を設定することとしている。この場合の総合結合係数ｋtの設定要素としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造自体による結合係数ｋと、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11のインダクタンス（Ｌ11）であることになる。

上記総合結合係数ｋｔの説明をふまえ、図３について説明する。
図３に示すこの絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側において、Ｌ1l、Ｌ1eは、それぞれ、一次巻線Ｎ1のリーケージ（漏洩）インダクタンス、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスを示す。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側のＬ2l、Ｌ2eは、それぞれ二次巻線Ｎ2のリーケージ（漏洩）インダクタンス、二次巻線Ｎ2の励磁インダクタンスを示す。
なお、上記したことから分かるように、本実施の形態の場合には、この図３にて示される一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1lは、二次巻線Ｎ1そのもののリーケージインダクタンスＬ1と、高周波インダクタＬ10のインダクタンスが合成されたものとなる。

この図３に示す等価回路図において、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側では、スイッチング周波数ｆｓによる交流（周波数信号）が入力されている。つまり、一次側スイッチングコンバータ（スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2）のスイッチング出力が入力となっている。
そして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側では、このスイッチング周波数ｆｓによる交流の入力を、一次側直列共振回路に供給することになる。この一次側直列共振回路は、図示するようにして、一次側直列共振コンデンサＣ1−リーケージインダクタンスＬ1lを一次巻線Ｎ1に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスＬ1eを一次巻線Ｎ1に対して並列に接続したものとしてみることができる。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側直列共振回路としても、同様に、二次側直列共振コンデンサＣ2−リーケージインダクタンスＬ2lを二次巻線Ｎ2に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスＬ2eを二次巻線Ｎ2に対して並列に接続したものとしてみることができる。また、この図では、上記のようにして形成される二次側直列共振回路の出力を負荷ＲLに出力することとしている。ここでの負荷ＲLは、二次側整流回路以降の回路及び負荷となる。

上記した接続態様となる図３の等価回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋt、一次巻線Ｎ1の自己インダクタンスをＬ1とすると、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1lについて
Ｌ1l=(1−ｋt²)Ｌ1・・・（式１）
により表すことができる。
また、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスＬ1eについては、
Ｌ1e=ｋt²×Ｌ1・・・（式２）
により表すことができる。
同様にして、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2l、励磁インダクタンスＬ2eについては、一次巻線Ｎ2の自己インダクタンスをＬ2とすると、それぞれ、
Ｌ2l=(1−ｋt²)Ｌ2・・・（式３）
Ｌ2e=ｋt²×Ｌ2・・・（式４）
により表される。

ここで、図３に示す等価回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの電磁誘導を介して、一次側に一次側直列共振回路を備え、二次側に二次側直列共振回路を備えていることが示されている。従って、この図に示す回路は、電磁結合による結合形共振回路を形成しているものとしてみることができる。このために、図１に示す電源回路における二次側直流出力電圧Ｅoについての定電圧制御特性は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度（総合結合係数ｋt）に応じて異なるものとなる。この点について図４を参照して説明する。

図４は、上記図３の等価回路についての、入力（スイッチング周波数信号）に対する出力特性を示している。つまり、二次側直流出力電圧Ｅoについての制御特性をスイッチング周波数ｆｓとの関係により示している。この図では、スイッチング周波数を横軸にとり、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを縦軸にとっている。
なお、図４の説明は、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２の周波数関係がどのようなものであるかに関わらず当てはまる一般的なものである。ただし、本実施の形態では、後述するようにして、共振周波数ｆｏ１，ｆｏ２の関係を設定している。

ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度について、総合結合係数ｋt＝１による密結合とされる状態を設定したとする。すると、この場合の一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1l、及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2lは、それぞれ、上記（式１）（式３）に対してｋt＝１を代入することで、
Ｌ1l=Ｌ2l=０・・・（式５）
として表されることになる。つまり、絶縁コンバータトランスＰＩＴが密結合であることで、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスは存在していない状態であることが示される。

このようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側とが密結合とされる状態での定電圧制御特性としては、図４の特性曲線１として示すように、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とは異なる周波数ｆ１、ｆ２において二次側直流出力電圧Ｅoがピークとなる、いわゆる双峰特性となる。
ここで、周波数ｆ１は、

で表され、
周波数ｆ２は、

で表される。
また、上記（数１）（数２）における項の１つであるｆｏは、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２との中間に存在する中間共振周波数であり、１次側のインピーダンスと２次側のインピーダンスと、一次側と二次側とで共通となるインピーダンス（相互結合インダクタンスＭ）により決定される周波数である。
なお、相互結合インダクタンスＭについては、

により表される。

また、上記した総合結合係数ｋtについて、ｋt＝１の状態から徐々に小さくしていったとする、つまり、密結合の状態から徐々に疎結合の度合いを高くしていったとすると、図４に示される特性曲線１は、双峰の傾向が徐々に希薄となって、中間共振周波数ｆｏ近傍で平坦化していくような変化を示す。そして、ある総合結合係数ｋtにまで低下した段階で、いわゆる臨界結合の状態となる。この臨界結合の状態では、特性曲線２として示すようにして、双峰特性としての傾向ではなくなっており、中間共振周波数ｆｏを中心として曲線形状が平坦となる特性となる。

そして、さらに、上記臨界結合の状態から総合結合係数ｋtを小さくしていって、疎結合の状態を強めていったとすると、図４の特性曲線３として示すように、中間周波数ｆｏにおいてのみピークとなる単峰特性が得られる。また、この特性曲線３と、特性曲線１，２とを比較してみると、特性曲線３は、ピークレベルそのものは特性曲線１，２より低下するものの、その二次関数的な曲線形状として、より急峻な傾斜を有していることが分かる。
本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えば総合結合係数ｋt≦０．６５で表される疎結合の状態が設定されている。この総合結合係数ｋtの設定では、上記特性曲線３として示される単峰特性による動作となる。

上記図４に示す単峰特性と、先に図１９に示した複合共振形コンバータの定電圧制御特性を実際に比較してみると、図４に対して図１９に示した特性は、二次曲線的には相当に緩やかな傾斜となる。

上記のようにして図１９に示す特性が曲線的に緩やかであることから、二次側直流出力電圧Ｅoについて定電圧制御を行うためのスイッチング周波数の必要制御範囲は、例えば単レンジ対応の条件下であっても、ｆｓ＝８０kHz〜２００kHz以上でΔｆｓ＝１２０kHz以上となるため、スイッチング周波数制御による定電圧制御のみによって、ワイドレンジ対応とすることが非常に困難であることは、先に説明したとおりである。

これに対して、本実施の形態の定電圧制御特性としては、上記図４の特性曲線３により示される単峰特性であることで、定電圧制御動作としては、図５に示すものとなる。
図５においては、図１に示す本実施の形態の電源回路についての、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ａ，Ｂと、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時（ＡＣ２００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ｃ，Ｄとの、４つの特性曲線が示されている。

この図５から分かるように、先ず、ＡＣ１００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅoを所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ１で示されることになる。つまり、特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｂにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。
また、ＡＣ２００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅoを所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ２で示される。つまり、特性曲線Ｃにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｄにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。

前述したように、本実施の形態における二次側直流出力電圧Ｅoの制御特性である単峰特性は、先に図１９に示した制御特性と比較して、二次関数曲線的に相当に急峻である。
このために、上記した交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、ＶAC＝２３０Ｖ時の各必要制御範囲となるΔｆｓ１、Δｆｓ２は、図１９に示されるΔｆｓと比較して相当に縮小されたものとなっている。
そのうえで、Δｆｓ１における最低スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）から、Δｆｓ２における最高スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）までの周波数可変範囲（ΔｆｓA）としても、相応に狭いものとなっている。

ここで、図１に示す本実施の形態の電源回路における実際の上記周波数可変範囲ΔｆｓAは、現状におけるスイッチング駆動用ＩＣ（発振・ドライブ回路２）が対応するスイッチング周波数の可変範囲内に充分に収まるものとなっている。つまり、図１に示す電源回路では、スイッチング周波数について、現実に、周波数可変範囲ΔｆｓAで可変制御することが可能とされている。そして、このことは、図１に示す電源回路が、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の何れの商用交流電源入力にも対応して、二次側直流出力電圧Ｅoを安定化可能であることを意味する。つまり、図１に示す電源回路は、スイッチング周波数制御のみによって、ワイドレンジ対応を可能としている。また、このようにして、必要制御範囲が縮小されることによっては、二次側直流出力電圧Ｅｏを安定化する際の高速応答性が向上することとなって、例えば前述したスイッチング負荷といわれる負荷変動に対応して、良好な定電圧制御の性能が得られることになる。

ちなみに、電磁結合による結合形共振回路は、例えば中間周波トランス増幅器などのようにして、通信技術において、トランジスタによる増幅回路の増幅帯域幅を拡大するための手法として既に知られてはいる。しかしながら、このような分野では、密結合での双峰特性、或いは臨界結合での平担特性を用いているものであり、疎結合での単峰特性は用いられてはいない。本実施の形態では、このような電磁結合による結合形共振回路の技術において、通信技術の分野では採用されていなかった疎結合での単峰特性を、共振形スイッチングコンバータの分野において積極的に用いている、ということがいえる。これにより、上記のようにして、二次側直流出力電圧Ｅoを安定化するために必要なスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）を縮小し、スイッチング周波数制御での定電圧制御のみによるワイドレンジ対応を可能としているものである。

ところで、本実施の形態における総合結合係数ｋt＝０．６５以下と同等の疎結合の状態を、高周波インダクタＬ10のインダクタンスを含めることなく、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造のみにより得ようとするのであれば、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚のギャップＧについて、さらに拡大して、絶縁コンバータトランスＰＩＴそのものを、結合係数ｋ＝０．６５以下の疎結合トランスとして構成することになる。
このような構成を採ることによっても、図４にて説明した単峰特性を得ることができるので、図５にて説明したようにして、スイッチング周波数の必要制御範囲が縮小され、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に対応して二次側直流電圧の安定化を図ることができる。

しかしながら、このような絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造とした場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアのギャップＧ近傍における渦電流損失の増加が支配的になってきて、この影響によってAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の低下が生じることになる。この渦電流損失に起因するAC→DC電力変換効率の低下傾向は、交流入力電圧ＶACのレベルが上昇するのに応じて顕著となる。従って、ワイドレンジ対応の電源回路としては、ＡＣ１００Ｖ系で使用しているときよりもＡＣ２００Ｖ系で使用したときにAC→DC電力変換効率が低下するという問題を生じることになる。
ただし、上記した渦電流損失の増加は、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ以下程度までの負荷条件では許容範囲であるために、上記したように、絶縁コンバータトランスＰＩＴのみによって結合係数ｋ＝０．６５以下の疎結合の状態を設定したとしても、実用可能なワイドレンジ対応の電源回路を得ることができる。しかし、本実施の形態のようにして、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ程度にまで対応すべき場合には、上記した渦電流損失の増加が無視できない程度に顕著となってくる。このために、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体について結合係数ｋ＝０．６５以下に設定してワイドレンジ対応の電源回路として実用化するのは困難になってくる。

そこで本実施の形態では、前述もしたように、高周波インダクタＬ10のインダクタンスにより一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスを等価的に増加させ、これにより、電源回路内における絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋtについて、ｋt＝０．６５以下を設定するようにしている。
この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．７４程度を設定することができるので、ギャップＧのギャップ長としても、前述したように、2.0mm程度とすることができる。つまり、渦電流の増加の問題が生じない程度の一定以下のギャップ長に抑えることができる。
これにより、実施の形態の電源回路としては、上記した渦電流損失の増加の問題は解消されるため、これに起因するAC→DC電力変換効率の低下も生じないことになる。従って、ＡＣ２００Ｖ系時での使用においても、ワイドレンジ対応の電源回路として実用的な程度に良好なAC→DC電力変換効率特性が得られることになる。

また、本実施の形態の電源回路では、二次側に対しても直列共振回路（二次側直列共振回路）を形成しているのであるが、このことも電力変換効率を向上させる要因となっている。
つまり、二次側直列共振回路を備えることで、その共振動作により得られるエネルギーの増加分を含めて二次側直流出力電圧Ｅｏとしての電力を供給することが可能になり、疎結合としたことによる電力変換効率の低下が補償されることになる。さらに、前述したように、二次側において、二次側部分電圧共振回路を形成することによっても、二次側の整流ダイオードにおけるスイッチング損失を低減しており、このことも電力変換効率の向上に寄与している。

図６の波形図は、力率改善回路１００の動作を、商用交流電源周期により示している。この図６では、交流入力電圧ＶAC、交流入力電流ＩACの各波形について、ＡＣ１００Ｖ系に対応するＶAC＝１００Ｖ時の動作を図６（ａ）に示し、ＡＣ２００Ｖ系に対応するＶAC＝２３０Ｖ時の動作を図６（ｂ）に示している。

なお、この図６に示す波形図と、後述する図７の波形図、及び図８の特性図としての各実験結果を得るのにあたっては、要部を次のように選定した。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、EER-39型のコアを選定し、このコアに形成するギャップＧのギャップ長については2.0mmとしたうえで、一次巻線Ｎ1＝24Ｔ、二次巻線Ｎ2＝２６Ｔを巻装した。この構造により、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．７４を得ている。また、二次巻線Ｎ2の１ターン（Ｔ）あたりの誘起電圧は、５Ｖ／Ｔとしている。
また、高周波インダクタＬ10は、EI-19型のコアを選定して、中央磁脚にギャップを形成する。このギャップ長は1mmとした。これにより、高周波インダクタＬ10のインダクタンス値は、L10＝27μHを設定した。
このような絶縁コンバータトランスＰＩＴと高周波インダクタＬ10の選定により、総合結合係数ｋt＝０．６４が設定される。
また、一次側直列共振回路、二次側直列共振回路を形成するための各共振コンデンサ、及び力率改善回路１００内のフィルタコンデンサＣNについては、下記のように選定した。
・一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０５６μＦ
・二次側直列共振コンデンサＣ2＝０．０２７μＦ
・フィルタコンデンサＣN＝１μF

図６（ａ）（ｂ）に示すようにして、ＶAC＝１００Ｖ／２３０Ｖ時のそれぞれにおいて、交流入力電圧ＶACが入力されて、スイッチングコンバータが動作するのに応じて、先に説明したようにして、力率改善回路１００では、一次側直列共振回路からの電力回生が行われて力率改善動作を実行することになる。図６には、力率改善回路１００の力率改善動作の結果として得られる交流入力電流ＩACが示されている。この交流入力電流ＩACは、例えば力率改善回路１００を備えない場合よりも、その導通期間（導通角）が拡大されている。また、この場合の交流入力電流ＩACのエンベロープ波形は、図示するようにして半波の正弦波状となる。

また、図７は、図１に示した電源回路の要部の動作波形を、スイッチングコンバータのスイッチング周期により示す波形図である。
なお、この図において、図７（ａ）では交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時での動作波形を示し、図７（ｂ）では交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の動作波形を示している。また、さらに図７（ａ）（ｂ）の各図では、それぞれ負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時とＰｏ＝０Ｗ時での動作波形を示している。なお、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗは、それぞれ実施の形態の電源回路における最大負荷電力（Ｐｏmax）、最小負荷電力（Ｐｏmin）である。

また、この図７の説明にあたり、図１に示す電源回路における一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２の実際について言及しておく。
これら一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２については、先に説明したようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴ、高周波インダクタＬ1を形成し、また、一次側直列共振コンデンサＣ１、二次側直列共振コンデンサＣ２のキャパシタンスなどを選定したことにより、ｆｏ１＝５９ｋHz程度を設定し、ｆｏ２＝８４ｋHz程度を設定している。つまり、例えばｆｏ２≒ｆｏ１×１．４の関係が得られるように各共振回路の共振周波数を設定することとしている。

図７において、矩形波状の電圧Ｖ１は、スイッチング素子Ｑ2の両端電圧であり、スイッチング素子Ｑ2のオン／オフタイミングを示す。この電圧Ｖ１は、スイッチング素子Ｑ2が導通してオンとなるオン期間では０レベルとなり、非導通となるオフ期間においては、整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされる波形となる。
スイッチング素子Ｑ2のオン期間においては、スイッチング素子Ｑ2及びクランプダイオードＤD2から成るスイッチング回路系には、図示する波形によるスイッチング電流ＩQ2が流れる。また、スイッチング電流ＩQ2は、スイッチング素子Ｑ2のオフ期間においては０レベルとなる。
また、図示していないが、他方のスイッチング素子Ｑ1の両端電圧、及びスイッチング回路（Ｑ1，ＤD1）に流れるスイッチング電流としては、上記電圧Ｖ１、及びスイッチング電流ＩQ2の位相を１８０°シフトした波形として得られる。つまり、スイッチング素子Ｑ1とスイッチング素子Ｑ2とは、交互にオン／オフするようにして同じ周期タイミングでスイッチング動作を行う。
なお、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）を流れる一次側直列共振電流（図示せず）としては、これらのスイッチング回路（Ｑ1，ＤD1）（Ｑ2，ＤD2）に流れるスイッチング電流が合成された成分として流れる。

上記電圧Ｖ１及びスイッチング電流ＩQ2により示される一次側のスイッチング動作により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2が誘起されて、二次側直列共振回路が動作することになる。二次巻線Ｎ2には、この二次側直列共振回路の共振動作に応じた周期の交番電圧が発生する。
二次巻線Ｎ2の交番電圧（二次側直列共振回路の出力）を入力して動作する二次側整流回路においては、交番電圧が正極性となる半周期において整流ダイオード[Ｄo1、Ｄo4]の組が導通して平滑コンデンサＣｏに整流電流を充電し、負極性となる半周期において整流ダイオード[Ｄo2、Ｄo3]の組が導通して平滑コンデンサＣｏに整流電流を充電する動作が得られる。
このような動作が行われることで、二次側の整流電流経路を流れる二次側整流電流Ｉ2としては、図のようにして、正極性により流れる期間と負極性により流れる期間とが周期的に交互に現れる波形となる。（各図Ｐｏmax時参照）。この二次側整流電流Ｉ2は、Ｐｏmin＝０Ｗ時には０レベルとなる。

ここで、これら図７（ａ）と図７（ｂ）を比較してみると、先ず、図７（ｂ）に示される交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ、Ｐｏmax＝２００Ｗ時の波形図においては、一次側のスイッチング電流ＩQ2の導通期間内に二次側整流電流Ｉ2の導通期間が収まっている。この状態は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力として一次側直列共振回路に流れる一次側直列共振電流と、二次側整流電流Ｉ2との位相が一致している状態とみることができる。
これに対して、図７（ａ）に示される交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、Ｐｏmax＝２００Ｗ時では、スイッチング電流ＩQ2の導通期間内に二次側整流電流Ｉ2の導通期間が収まっていない状態で、周期的に流れている状態にある。つまり、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、Ｐｏmax＝２００Ｗの条件においては、一次側直列共振電流に対して、二次側整流電流Ｉ2が一定の位相差を有している状態であるということがいえる。
このような位相差は、先に述べたように、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２について、ｆｏ２≒ｆｏ１×１．４の関係が得られるように設定したことにより生じるものである。逆に言えば、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２は、一定以下の交流入力電圧ＶACのレベルと、一定以上の重負荷の条件において、一次側直列共振電流と二次側整流電流Ｉ2との間で一定の位相差が得られるようにして設定されている。

このようにして、本実施の形態としては、本実施の形態な各共振周波数ｆｏ１、ｆｏ２の設定により、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ・負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗの条件のもとで、スイッチング電流ＩQ2と二次側整流電流Ｉ2とについて一定の位相差を生じさせている。これにより、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時（ＡＣ２００Ｖ系時）で最大負荷電力Ｐｏmax２００Ｗ時の条件では、スイッチング電流ＩQ2のピークレベルが有効に抑制されるという実験結果が得られた。
なお、このように交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時でのスイッチング電流ＩQ2のピークレベルの抑制が図られていることは、図７（ａ）における負荷電力Ｐｏmax時のスイッチング電流ＩQ2のピークレベルとＰｏmin＝０Ｗ時のスイッチング電流ＩQ2のピークレベルの比（Ｌ1／Ｌ2）に対して、図７（ｂ）におけるＰｏmax時のスイッチング電流ＩQ2のピークレベルとＰｏmin＝０Ｗ時のスイッチング電流ＩQ2のピークレベルの比（Ｌ3／Ｌ4）の方が小さくなっていることによっても示されている。

このようにして、スイッチング電流ＩQ2のピークレベルが抑制されることによっては、一次側直列共振回路を流れる一次側直列共振電流（Ｉｏ）のピークレベルとしてもその抑制が図られる。そして、一次側直列共振電流のピークレベルの抑制が図られることによっては、各スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2を流れる電流レベルが抑制されることになるので、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2におけるスイッチング損失も低減されることになる。
つまり、図１の電源回路においては、特に交流入力電圧レベルが高く、かつ重負荷となる傾向の条件において、従来よりも電力損失が低減されているものであり、電源回路としての電力変換効率特性の向上が図られているということがいえる。

なお、上記のようにして、共振周波数ｆｏ１、ｆｏ２を設定した場合、図７に示されるように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ／Ｐｏmax＝２００Ｗ時のスイッチング電流ＩQ2（一次側直列共振電流）の波形は略正弦波状となる。またＶAC＝２３０Ｖ／Ｐｏmax＝２００Ｗ時のスイッチング電流ＩQ2（一次側直列共振電流）の波形のピーク部分は略Ｍ字状となる。

また、本実施の形態では、共振周波数ｆｏ１、ｆｏ２についてｆｏ２≒ｆｏ１×１．４の関係が得られるように設定する例を挙げたが、上記のような効果を得るにあたって設定されるべき共振周波数ｆｏ１と共振周波数ｆｏ２の値の関係はこれに限定されるものでなく、実際には例えば対応する負荷条件等により適宜変更されて構わない。
すなわち、例えば、実際に必要とされるまでに一次側直列共振電流のピークレベルが抑制される状態が得られるように、一定以下の交流入力電圧範囲で、かつ、一定以上の重負荷とされる条件において、一次側直列共振電流と二次側整流電流について一定の位相差が得られるように、共振周波数ｆｏ１と共振周波数ｆｏ２の値が設定されればよいものである。

また、図７において示した二次側整流電流Ｉ2の波形を参照してわかるように、図１の回路の二次側に流れる整流電流としては、それぞれ正負のピークレベルLvpが同等のレベルで得られている。
このように二次側整流電流の正負のピークレベルが同等となるのは、図１の回路では二次側の整流回路としてブリッジ整流回路を備え、両波整流回路以外の整流回路としたことによる。

二次側整流回路を両波波整流回路とした場合には、絶縁コンバータトランスＰＩＴに偏磁が生じるために、二次側整流電流の正負のピークレベルは同等と成らない。
例えば両波整流回路を形成するのにあたっては、センタータップを分割点として、２組の二次巻線部を巻装する必要がある。これら２組の二次巻線部は、絶縁コンバータトランスＰＩＴのボビンに対しどちらから先に巻き付けるかによって、一方の巻線部は長く、他方は短くなる。そして、このような巻線長の差から、一次巻線Ｎ１と一方の二次巻線部との結合係数と、一次巻線Ｎ１と他方の二次巻線部の結合係数との間に差が生じる。そして、このようにして異なる結合係数の二次巻線部に対して、二次巻線の誘起電圧の正負の半周期ごとに、交互に整流電流が流れる。このことが原因となって、二次側整流電流は、正負の各半周期でピークレベルが異なるようにして流れる。

このように各半周期で整流電流のピークレベルが異なるということは、半波の期間ごとに対応する整流ダイオードに流れる電流のピークレベルも異なっており、結果として一方の整流ダイオードとしては、双方のダイオードに均等のピークレベルによる整流電流が流れる場合よりも、耐電流レベルを上げなければならないことになる。従って、その分、均等な整流電流のピークレベルが得られる場合よりも、耐電流レベルの高いより高価な部品を選定する必要がでてくるもので、これによって電源回路の製造上のコストアップを招く。また、二次側整流電流のピークレベルの偏りによっては、半波の期間ごとに対応する整流ダイオードにおける導通損にも偏りが生じてしまうという問題もある。

図１の回路の場合では、両波整流回路ではなくブリッジ全波整流回路としている。つまり、二次巻線Ｎ2全体に対して、二次巻線Ｎ2に誘起された交番電圧の正負の各期間の整流電流が流れるような整流回路の形式としている。これにより、上記しているような絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2の偏磁を解消し、正負の各期間の二次側整流電流について均等なピークレベルを得ている。これにより、正負の各半波の期間に対応する二次側整流ダイオードについて、同じ耐電流レベル品を選定することができ、例えばコストアップを回避できる。また、このように二次側の整流電流が各半周期で同等のピークレベルとなることで、各整流ダイオードにおける導通損の偏りも解消されるが、このことは、電源回路における電力変換効率の向上要素となる。

また、二次側整流回路について、両波整流回路に代えて、二次巻線の誘起電圧の正負の各期間において二次巻線全体において整流電流が流れる形式の整流回路とすることによっては、次のような問題も解消している。

先ず、両波整流回路とした場合、図１８の電流共振形コンバータの二次側としても示すように、二次巻線Ｎ2はセンタータップされ、２つの二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bが形成されることになる。そして、これら２つの二次巻線部において、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の一方の半周期においては、整流電流は［二次巻線部Ｎ2A→整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣｏ→二次巻線部Ｎ2A］の経路で流れる。また、上記交番電圧の他方の半周期には、整流電流は［二次巻線部Ｎ2B→整流ダイオードＤo2→平滑コンデンサＣｏ→二次巻線部Ｎ2B］を介して流れる。
つまり両波整流において、２つの二次巻線部としては、一方の半周期には一方にのみ電流が流れ、他方には流れないという状態となる。

このような両波整流動作によると、絶縁コンバータトランスＰＩＴのボビンに対してそれぞれ巻装された二次巻線部Ｎ2Aと二次巻線部Ｎ2Bとの間には、所要の静電容量が存在することとなる。
そして、このように線間静電容量が存在していることにより、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側においては、先の図１２に示されるようにして、等価的には二次巻線Ｎ2に対して並列にコンデンサＣvが接続された状態となる。

二次巻線Ｎ2に対して並列にコンデンサＣvが接続されることで、この場合は二次側においても二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスとコンデンサＣvのキャパシタンスとによる、並列共振回路が形成されることと等価の状態が得られる。
ちなみに、上記コンデンサＣvのキャパシタンスとしては、二次巻線Ｎ2として用いるリッツ線の束数と、二次巻線Ｎ2が巻装されるボビンの窓面積によって決定されるものであるが、例えば図１８に示した電流共振形コンバータの設計仕様では、およそ１００ｐＦ〜５００ｐＦ程度と微少なもとなっている。

そして、このように二次側においても並列共振回路が形成されることで、定電圧制御特性の実際としては、図１９に示したものから図２０に示すようなものとなる。
図２０において、先ず、上記のように二次側に対しても並列共振回路が形成されることで、一次側の直列共振回路の共振周波数をｆｏ１とした場合、二次側の並列共振回路の共振周波数ｆｏv2が存在することになる。
そして、このように異なる共振点が２つ存在するようにされることで、特にＰｏmin時（軽負荷時）における特性曲線としては、一次側の共振周波数ｆｏ１に応じてピークと二次側の共振周波数ｆｏv2に応じたピークとの２つのピークを持つ、図のような双峰曲線が得られることになる。

この場合、コンデンサＣvのキャパシタンスとしては、上記もしたように比較的微少とされることで、重負荷の条件で二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが比較的低くなる傾向とされているときは、二次側の共振点は顕在化しない（Ｐｏmax時の特性曲線）。しかし、軽負荷の傾向となって、無負荷の状態に近づくことによっては、二次側直流出力電圧Ｅｏが急激な上昇傾向となることに伴って、二次側の共振点が顕在化するかの如く、図中Ｐｏ＝０時の特性曲線のような双峰の特性曲線が得られる。

この双峰の特性曲線と、先の図１９における同じＰｏ＝０Ｗ時の特性曲線を比較すると、図１５に示される双峰曲線の方が、単峰の曲線とされた場合よりも、無負荷時のスイッチング周波数がより高くなる傾向となることが理解できる。
そして、これによれば、各図のΔｆｓを比較してわかるように、図２０の双峰となる方がスイッチング周波数の必要制御範囲Δｆｓがより広範となる。

このようにして、二次側整流回路として両波整流回路を備えた場合は、二次側において等価的に形成される並列共振回路の共振回路による共振点の存在に起因して、必要制御範囲Δｆｓが拡大する。
これまで説明した二次側の構成を採る本実施の形態の電源回路としては、上記したコンデンサＣvは形成されず、従って、二次側並列共振の形成に起因する必要制御範囲Δｆｓの拡大要素が排除されているものである。

また、図８は、図１に示した電源回路ついての実験結果として、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）の範囲での負荷変動に対する整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉ、力率（ＰＦ）、及びAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の特性を示している。この図においては、ＡＣ１００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の特性を実線で示し、ＡＣ２００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の特性を破線で示している。

先ず、図８に示されるように、スイッチングコンバータの直流入力電圧となる整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の条件では、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時には約１４０Ｖで、ここから軽負荷の状態となっていくのに応じて低下傾向を見せるが、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗあたりから上昇傾向となり、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時には、１７０Ｖ程度となる。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の条件では、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時には約３２０Ｖで、ここから軽負荷の状態となっていくのに応じて上昇傾向で、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時には、３５０Ｖ程度となる。

電力回生方式の力率改善回路を備える電源回路の場合、整流平滑電圧Ｅｉは、一定の軽負荷から無負荷となるまでの負荷変動範囲では、急峻に上昇していく特性となるのが一般的である。これに対して、本実施の形態では、負荷変動に対する整流平滑電圧Ｅｉの変動（ΔＥｉ）は、上記しているように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時と２３０Ｖ時とで共に、ほぼ３０Ｖ程度にまで抑制されている、これは、図１に示す電源回路では、一次側直列共振回路に流れる電流（一次側直列共振電流）は、軽負荷の傾向となるのに応じてレベルが低下する動作となっていることによる。つまり、軽負荷の傾向となるのに応じて一次側直列共振電流レベルが低減していくことで、一次側直列電流を元として力率改善回路１００に帰還される電力量も低減し、これが平滑コンデンサＣｉに対する充電電流レベルの低減を生じる。これにより、無負荷−軽負荷傾向時の整流平滑電圧Ｅｉの上昇が抑制されることになる。整流平滑電圧Ｅｉの変動が抑制されれば、平滑コンデンサＣｉなどの部品素子について、これまでよりも低耐圧のものを選定することが可能となって、例えば部品の小型化、コストダウンにつながる。また、二次側直流出力電圧安定化のための必要制御範囲の縮小効果も得られる。

また、力率改善回路１００の動作に応じて得られる力率ＰＦについては、先ず、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時／２３０Ｖ時とで共に、重負荷となるのに従って高くなっていく傾向となっている。ちなみに、最大負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の特性として、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではＰＦ＝０．８６、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時ではＰＦ＝０．８０となっている。

また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、負荷電力Ｐｏが重負荷の傾向となっていくのに従って高くなる傾向とみることができ、最大負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの負荷条件では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時にはηAC→DC＝８９．０％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時には、９１．４％となっている。

これまでに説明した実施の形態の電源回路と、同じ力率改善及びワイドレンジ対応化を図る先行技術である、図１８に示した電源回路とを比較した場合には、次のようなことがいえる。
先ず、上記図７による実験結果からもわかるように、図１に示した電源回路では、図１８の電源回路の場合よりも、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時の電力変換効率（ηAC→DC）が共に向上している。
これは、主としては、電圧帰還方式による力率改善改善回路を備える構成とし、さらにスイッチング周波数の可変制御のみで安定化を図るワイドレンジ対応の構成としたことで、アクティブフィルタを不要としたことによる。すなわち、本実施の形態では、アクティブフィルタを備える場合のように前段と後段の２つの電力変換効率値により総合効率が低下することはない。

また、図１に示した回路では、アクティブフィルタを不要としたことで、回路構成部品の点数削減が図られる。
つまりアクティブフィルタは、１組のコンバータを構成するものであり、図１８による説明からも分かるように、実際には、１本のスイッチング素子と、これらを駆動するためのＩＣ等を始め、多くの部品点数により構成される。
これに対し図１に示す電源回路においては、力率改善及びワイドレンジ対応のために必要な追加部品として、少なくともフィルタコンデンサＣN、スイッチングダイオードＤ1、力率改善用トランスＶＦＴ、二次側直列共振コンデンサＣ2を備えればよく、アクティブフィルタと比較すれば非常に少ない部品点数とすることができる。
これにより、図１に示す電源回路としては、力率改善機能を有するワイドレンジ対応の電源回路として、図１８に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。

また、図１に示す電源回路では、共振形コンバータ及び力率改善回路１００の動作はいわゆるソフトスイッチング動作であるから、図１８に示したアクティブフィルタと比較すればスイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。
このため、図１にも示したように、例えば１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと２つのアクロスコンデンサＣLから成る１段のノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。また、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、図１にも示しているように、１つのフィルタコンデンサＣNのみにより対策を行っている。
このようにしてノイズフィルタとしての部品点数が削減されることによっても、電源回路のコストダウンと、回路基板の小型軽量化は促進される。

また、図１に示す電源回路の場合、一次側のスイッチングコンバータを形成する各スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、同期してスイッチング動作するものである。従って、一次側アース電位としては、図１８の電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定させることができる。

なお、図１に示す電源回路により得られる力率ＰＦとしては、図７にて説明した通りであり、このような力率特性によれば、例えば電源高調波歪み規制をクリアすることができ、実用上充分な力率が得られているといえる。

このようにして図１に示す本実施の形態の電源回路は、アクティブフィルタを備える電源回路が有する各種の問題を解決したうえで、力率改善機能を有するワイドレンジ対応の電源回路を得ているものである。

図９の回路図は、本発明の第２の実施の形態としての電源回路の構成を示している。なお、この図において、図１と同一部分は同一符号を付して説明を省略する。また、この図に示す電源回路についての総合結合係数ｋt、及び一次側直列共振回路の共振周波数fo1と二次側直列共振回路の共振周波数fo2の関係などは、図１と同様でよく、従って、図１の電源回路と同様の効果を有する。

この図９に示す電源回路においては、電力回生方式の力率改善回路として、磁気結合形に代えて、静電結合形による力率改善回路１０２を備える。
力率改善回路１０２においては、先ず、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に対して、高周波インダクタＬ10の一端が接続されている。高周波インダクタＬ10の他端は、高速リカバリ型であるスイッチングダイオードＤ1のアノードが接続され、スイッチングダイオードＤ1のカソードは、平滑コンデンサＣｉの正極端子に対して接続される。つまり、この場合には、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して、高周波インダクタＬ10−スイッチングダイオードＤ1（アノード→カソード）の直列接続回路が挿入されることになる。また、フィルタコンデンサＣNは、上記高周波インダクタＬ10−スイッチングダイオードＤ1の直列接続回路に対して並列に接続する。
さらに、この場合には、スイッチングダイオードＤ1に対して、力率改善用直列共振コンデンサＣ20が並列に接続される。この力率改善用直列共振コンデンサＣ20は、高周波インダクタＬ10に対しては直列に接続されることとなるが、これにより、力率改善用直列共振コンデンサＣ20のキャパシタンスと、高周波インダクタＬ10のインダクタンスとにより、力率改善回路１１内（商用交流電源の整流電流経路内）において直列共振回路を形成する。
そして、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）の端部を、高周波インダクタＬ10と、スイッチングダイオードＤ1のアノードと、力率改善用直列共振コンデンサＣ20の接続点に対して接続する。

このような力率改善回路１１の回路構成によると、一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力（一次側直列共振電流）を電力として回生して、スイッチングダイオードＤ1//力率改善用直列共振コンデンサＣ20の並列接続を介するようにして平滑コンデンサＣｉに帰還する動作が得られることになる。この場合、平滑コンデンサＣｉと一次側直列共振回路との間には、力率改善用直列共振コンデンサＣ20のキャパシタンス（静電容量）が介在することから、電力回生は、静電結合により行われるものとみることができる。そして、この回路においても、静電結合を介して一次側直列共振電流が電力回生されるのに応じて、ブリッジ整流回路から平滑コンデンサＣｉに整流電流を流す整流電流経路においては交番電圧が重畳されることとなって、スイッチングダイオードＤ1により整流電流を断続するようにしてスイッチングする動作が得られることになる。これにより、力率改善が図られる。

図１０は、第３の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。
この図に示す電源回路は、本発明に基づく電力回生方式の力率改善回路を備える多重複合共振形コンバータのバリエーションとして力率改善回路１０３を備える。この力率改善回路１０３は、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流平滑回路系について倍電圧整流回路としたうえで、この倍電圧整流回路に対して、磁気結合形の電力回生方式による力率改善回路の構成を組み合わせて形成される。

先ず、この図１０に示す電源回路としても、商用交流電源ＡＣに対し、フィルタコンデンサＣL、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣによるノイズフィルタが形成されている。

そして、倍電圧整流回路を含む力率改善回路１０３としては、２本の整流ダイオードＤ1、Ｄ2と、２本の平滑コンデンサＣｉ1−平滑コンデンサＣｉ2の直列接続回路と、高周波インダクタＬ10とを備えて形成される。

整流ダイオードＤ1のアノードは、高周波インダクタＬ10の直列接続を介して商用交流電源ＡＣの正極ライン側と接続されている。カソードは、上記平滑コンデンサＣｉ1の正極端子に対して接続される。
また、整流ダイオードＤ2のカソードは、上記高周波インダクタＬ10の直列接続を介して商用交流電源ＡＣの正極ライン側と接続され、アノードが一次側アースに接続される。

また、平滑コンデンサＣｉ1の負極端子は、平滑コンデンサＣｉ2の正極端子と接続され、平滑コンデンサＣｉ2の負極端子は一次側アースに接続される。その上で、これら平滑コンデンサＣｉ1とＣｉ2との接続点が、商用交流電源ＡＣの負極ライン側と接続される。

また、力率改善回路１０３においては、商用交流電源ＡＣのラインにフィルタコンデンサＣNを挿入する。フィルタコンデンサＣNとしては、高周波インダクタＬ10と商用交流電源ＡＣの正極ライン側のコモンモードチョークコイルＣＭＣとの接続点と、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点との間に挿入されるように接続する。このような接続形態によれば、上記フィルタコンデンサＣNは、平滑コンデンサＣｉ1については高周波的には省略されてよい程度の大きなキャパシタンスを有していることを考えれば、整流ダイオードＤ1と高周波インダクタＬ10とにより形成される直列接続回路と、整流ダイオードＤ2と高周波インダクタＬ10とにより形成される直列接続回路とに対して並列に設けられるとみてよい。このようにして設けられるフィルタコンデンサＣNとしても、商用交流電源ＡＣが正／負となる各期間において形成される整流電流経路に生じるノーマルモードノイズを抑制するようにされる。

上記接続形態により形成される力率改善回路１０３における整流動作については次のようになる。
交流入力電圧ＶACが正極性となる半周期では、正方向とされる交流入力電流ＩACを基とする整流電流が、商用交流電源ＡＣ（正極）→（コモンモードチョークコイルＣＭＣの正極ライン側の巻線）→高周波インダクタＬ10→整流ダイオードＤ1→平滑コンデンサＣｉ1→（コモンモードチョークコイルＣＭＣの巻線）→商用交流電源ＡＣ（負極）による整流電流経路を流れる。つまり、整流ダイオードＤ1の整流出力により平滑コンデンサＣｉ1を充電する動作が得られる。
また、交流入力電圧ＶACが負極性となる半周期では、負方向とされる交流入力電流ＩACを基とする整流電流が、商用交流電源ＡＣ（負極）→（コモンモードチョークコイルＣＭＣの負極ライン側の巻線）→平滑コンデンサＣｉ2→整流ダイオードＤ2→高周波インダクタＬ10→（コモンモードチョークコイルＣＭＣの正極ライン側の巻線）→商用交流電源ＡＣ（正極）による整流電流経路を流れる。これにより、整流ダイオードＤ2の整流出力により平滑コンデンサＣｉ2を充電する動作が得られる。
これにより、交流入力電圧ＶACの１周期において上記平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端に得られる直流入力電圧Ｅｉとしては、商用交流電源の略２倍のレベルが得られることになる。すなわち、商用交流電源ＡＣのレベルの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧（直流入力電圧Ｅｉ）を生成する、倍電圧整流平滑動作が得られている。

なお、本実施の形態の場合、力率改善回路１０３では、上記した整流ダイオードＤ1、整流ダイオードＤ2が力率改善用スイッチング素子として機能し、次に述べるようにして、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング周期によりスイッチング動作を行うようにして整流電流を断続する。このために、整流ダイオードＤ1、整流ダイオードＤ2には、高速リカバリ型のダイオード素子が選定される。

上記のようにして倍電圧整流回路を形成する力率改善回路１０３において、整流ダイオードＤ1のアノードと、整流ダイオードＤ2のカソードと、高周波インダクタＬ10との接続点に対しては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端を、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介するようにして接続している。つまり、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）を接続している。

このような力率改善回路１０３の構成によると、一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力（一次側直列共振電流）を電力として回生して、高周波インダクタＬ10の磁気結合を介するようにして、平滑コンデンサＣｉ（Ｃｉ1、Ｃｉ2）に帰還する動作が得られることになる。ここで、先の説明から分かるように、高周波インダクタＬ10は、交流入力電圧ＶACが正負の各期間において形成される整流電流経路のそれぞれに挿入される形態となっているので、交流入力電圧ＶACが正負の各期間の整流電流経路において、スイッチング周期の交番電圧が重畳されることになる。これにより、交流入力電圧ＶACが正極性の期間では、整流ダイオードＤ1が整流電流をスイッチングして平滑コンデンサＣｉに充電する動作が得られ、交流入力電圧ＶACが負極性の期間では、整流ダイオードＤ2が整流電流をスイッチングして平滑コンデンサＣｉに充電する動作が得られる。これにより、交流入力電圧ＶACが正負の各期間に対応する交流入力電流ＩACの導通角の拡大が図られ、力率が改善されることになる。

この第３の実施の形態のようにして、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流回路系について倍電圧整流回路とするのは、商用交流電源ＡＣが１００Ｖ系の単レンジで、かつ、比較的重負荷の条件となるような場合である。このような条件では、スイッチングコンバータに流れる電流が増加して電力損失が増加する傾向となるが、倍電圧整流回路により整流平滑電圧Ｅｉを２倍にまで増加させて生成すると、同じ負荷条件に対してスイッチングコンバータに流れる電流量を低減させることができるために、電力損失が低減される。
この図１０に示す回路は、上記もしているように単レンジ対応の用途ではあるが、電力回生方式の力率改善回路１０３を備えていることで、力率改善目的のアクティブフィルタを不要としている、ということがいえる。また、この場合としても定電圧制御の高速応答が可能となるという効果は、先の第１、第２の各実施の形態の電源回路と同様に得られる。

続いては、本発明に基づく電源回路についての二次側整流回路のバリエーションを、第４〜第７の実施の形態として示しておくこととする。
図１１は、第４の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。
なお、絶縁コンバータトランスＰＩＴ、一次側直列共振コンデンサ、及び二次側整流回路のみが示されている。これら以外の他の部分については、例えば図１，図９，図１０などの電源回路と同様であるとして、ここでの図示は省略している。この点については、以降説明する第５〜第７の実施の形態に対応する図１２〜図１４についても同様である。
この図に示す回路の二次側においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2及び二次側直列共振コンデンサＣ2から成る二次側直列共振回路に対して、倍圧半波整流回路が設けられる。
この倍圧半波整流回路としては、二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部に対して、二次側直列共振コンデンサＣ2の直列接続を介して整流ダイオードＤo1のアノードを接続する。整流ダイオードＤo1のカソードは平滑コンデンサＣoの正極端子に接続する。平滑コンデンサＣoの負極端子は、二次側アース電位である、二次巻線Ｎ2の巻始め端部に対して接続される。そして、整流ダイオードＤo2のアノードを二次側アースに接続し、この整流ダイオードＤo2のカソードを、二次側直列共振コンデンサＣ2と整流ダイオードＤo1のアノードとの接続点に対して接続する。

上記のようにして形成される倍圧半波整流回路では、先ず二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の一方の半周期に整流ダイオードＤo2が導通して、整流電流を二次側直列共振コンデンサＣ2に対して充電する動作が得られる。これによって二次側直列共振コンデンサＣ2の両端には、二次巻線Ｎ2（及び一次巻線Ｎ11）に励起（誘起）される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルによる電圧が生成される。そして、他方の半周期では、整流ダイオードＤo1が導通することで、平滑コンデンサＣoに対しては、二次巻線Ｎ2（及び一次巻線Ｎ11）に得られる交番電圧レベルと、上記二次側直列共振コンデンサＣ2の両端電圧とが重畳された電圧レベルにより充電が行われる。
これによって平滑コンデンサＣo1の両端電圧としては、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる整流平滑電圧Ｅoが得られることになる。この整流動作では、平滑コンデンサＣoに対しては、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の一方の半周期にのみ充電が行われる。つまり、倍圧半波としての整流動作が得られている。

図１２は、第５の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。
この図に示す回路における二次側では、上記図１１とは異なる回路構成による倍圧半波整流回路が形成されている。この半波整流回路では、二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部に対して、二次側直列共振コンデンサＣ2の直列接続を介して整流ダイオードＤo1のアノードを接続する。整流ダイオードＤo1のカソードは平滑コンデンサＣo1の正極端子に接続する。平滑コンデンサＣo1の負極端子は、もう１本の平滑コンデンサＣo2の正極端子と接続する。また、平滑コンデンサＣo1の負極端子に対しては、二次巻線Ｎ2の巻始め端部も接続する。平滑コンデンサＣo2の負極端子は、二次側アースと接続する。この場合、平滑コンデンサＣo1,Ｃo2は、直列接続されていることになる。整流ダイオードＤo2のアノードは二次側アースに接続し、カソードは、二次側直列共振コンデンサＣ2と整流ダイオードＤo1のアノードとの接続点に対して接続する。

上記接続形態によれば、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧の一方の半周期には、整流ダイオードＤo1、平滑コンデンサＣo1を介して整流電流が流れ、平滑コンデンサＣo1において、上記二次巻線Ｎ2（及び一次巻線Ｎ11）の交番電圧の等倍に対応したレベルの両端電圧が生成される。また、上記交番電圧の他方の半周期には、平滑コンデンサＣo2、整流ダイオードＤo2を介して整流電流が流れ、平滑コンデンサＣo2の両端に交番電圧の等倍に対応したレベルの電圧が得られる。
これによって平滑コンデンサＣo1−Ｃo2の直列接続回路の両端電圧として、上記交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。
そして、上記説明からも理解されるように、この場合は二次側に設けられた各々の平滑コンデンサＣoに対しては、二次巻線Ｎ2の交番電圧の各半周期にのみ充電が行われることから、整流動作としては半波整流動作となる。つまり、この図１２に示す回路の二次側においても、倍圧半波整流平滑回路としての動作が得られている。

図１３は、第６の実施の形態としての電源回路の構成を示している。
第６の実施の形態としては、二次側整流平滑回路として倍圧全波整流回路を備える。
上記倍圧全波整流回路としては、先ず二次巻線Ｎ2のセンタータップが二次側アースに接続されて、二次巻線部Ｎ2Aと二次巻線部Ｎ2Bとに分割される。そして、二次巻線Ｎ2の上記一方の端部（二次巻線部Ｎ2A側の端部）に対しては二次側直列共振コンデンサＣ2Aが、また上記他方の端部（二次巻線部Ｎ2B側の端部）に対しては二次側直列共振コンデンサＣ2Bが、それぞれ直列となる関係により接続されている。すなわち、これによって二次巻線部Ｎ2A−二次側直列共振コンデンサＣ2Aによる二次側直列共振回路と、二次巻線部Ｎ2B−二次側直列共振コンデンサＣ2Bによる二次側直列共振回路が形成されている。

さらに、二次巻線Ｎ2の全体に対しては、例えば図１の回路と同様の接続形態によるブリッジ整流回路が接続される。
具体的には、二次巻線Ｎ2の上記一方の端部は、上記二次側直列共振コンデンサＣ2Aの直列接続を介して整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードとの接続点に対して接続される。また、二次巻線Ｎ2の上記他方の端部が、上記二次側直列共振コンデンサＣ2Bの直列接続を介して整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo4のカソードとの接続点に対して接続される。
そして、上記整流ダイオードＤo1のカソードと整流ダイオードＤo3のカソードの接続点が、平滑コンデンサＣoの正極端子に対して接続される。この場合も、平滑コンデンサＣoの負極端子は二次側アースに接続される。
その上で、整流ダイオードＤo2と整流ダイオードＤo4の接続点が、上記した二次巻線Ｎ2のセンタータップと二次側アースの接続点に対して接続されることで、二次側アースに接地されている。

上記接続形態とされる倍圧全波整流回路では、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の一方の半周期において、整流電流は［二次巻線部Ｎ2A→整流ダイオードＤo2→二次側直列共振コンデンサＣ2A→二次巻線部Ｎ2A］の循環経路により流れる。また、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の他方の半周期では、整流電流は［二次巻線部Ｎ2B→整流ダイオードＤo4→二次側直列共振コンデンサＣ2B→二次巻線部Ｎ2B］の循環経路により流れる。つまりこの場合、二次側直列共振コンデンサＣ2A、二次側直列共振コンデンサＣ2Bには、それぞれ対応する半周期において、二次巻線部Ｎ2A、二次巻線部Ｎ2Bに励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルによる直流電圧がそれぞれ得られるようになっている。

その上で、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の上記した一方の半周期では、整流電流は上記循環経路から分岐して［二次巻線部Ｎ2B→二次側直列共振コンデンサＣ2B→整流ダイオードＤo3→平滑コンデンサＣo］の経路によっても流れる。
これにより当該半周期には、平滑コンデンサＣoに対し、二次巻線部Ｎ2Bの交番電圧と、上記のように二次側直列共振コンデンサＣ2Bに得られた両端電圧が重畳したレベルにより充電が行われる。すなわち、平滑コンデンサＣoの両端電圧としては、二次巻線部に得られる交番電圧レベルの２倍に対応するレベルが得られる。

また、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の他方の半周期としても、整流電流は上記した循環経路から分岐して［二次巻線部Ｎ2A→二次側直列共振コンデンサＣ2A→整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣo］の経路によっても流れ、従ってこの場合も平滑コンデンサＣoの両端電圧としては、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧と二次側直列共振コンデンサＣ2Aの充電分とにより、二次巻線部に得られる交番電圧レベルの２倍に対応するレベルが得られることになる。

このような整流動作から、この場合の整流回路においては、平滑コンデンサＣoに対し、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧の各半周期に充電を行う動作が得られることになる。そして、その両端電圧としては、上記のようにして二次巻線部に誘起される交番電圧の２倍に対応するレベルが得られる。つまり、倍圧全波整流動作が得られている。

図１４は、第７の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。
また、この第７の実施の形態としての電源回路における二次側整流回路としては、４倍電圧整流回路が備えられる。
この場合の４倍圧整流回路としては、整流ダイオードＤo1〜Ｄo4の４本の整流ダイオード、２本の二次側直列共振コンデンサＣ2A、Ｃ2B及び２本の平滑コンデンサＣo1、Ｃo2とを備えて形成される。
二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部に対しては、二次側直列共振コンデンサＣ2A−整流ダイオードＤo1（アノード→カソード）の直列接続を介し、平滑コンデンサＣo1の正極端子を接続する。平滑コンデンサＣo1の負極端子は、二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部に対して接続される。
また、平滑コンデンサＣo1の負極端子と二次巻線Ｎ2の巻始め端部の接続点に対しては、平滑コンデンサＣo2の正極端子を接続し、この平滑コンデンサＣo2の負極端子を二次側アースに接続する。この接続態様では、平滑コンデンサＣo1−Ｃo2の直列接続が形成される。

また、二次巻線Ｎ2の巻終わり端部と二次側アースとの間には、二次側直列共振コンデンサＣ2B→整流ダイオードＤo3（カソード→アノード）の直列接続回路を挿入する。
これら二次側直列共振コンデンサＣ2Bと整流ダイオードＤo3との接続点に対しては、整流ダイオードＤo4のアノードを接続する。整流ダイオードＤo4のカソードは、平滑コンデンサＣo1，Ｃo2の接続点と、二次巻線Ｎ2の巻始め端部との接続点に対して接続する。
さらに、平滑コンデンサＣo1，Ｃo2の接続点に対しては、整流ダイオードＤo2のアノードを接続する。整流ダイオードＤo2のカソードは、二次側直列共振コンデンサＣ2Aと整流ダイオードＤo1のアノードとの接続点に対して接続されている。

上記接続態様によって形成される倍電圧全波整流回路の整流動作は次のようになる。
先ず、この倍電圧全波整流回路は、［二次巻線Ｎ2、二次側直列共振コンデンサＣ2A、整流ダイオードＤo1，Ｄo2、平滑コンデンサＣo1］により形成される第１の倍電圧半波整流回路と、［二次巻線Ｎ2、二次側直列共振コンデンサＣ2B、整流ダイオードＤo3，Ｄo4、平滑コンデンサＣo2］により形成される第２の倍電圧半波整流回路とに分けることができる。
また、第１の倍電圧半波整流回路においては、二次巻線Ｎ2−二次側直列共振コンデンサＣ2Aの直列接続回路が形成されていることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンス成分（Ｌ2）と二次側直列共振コンデンサＣ2Aのキャパシタンスとによって、第１の二次側直列共振回路を形成することになる。
同様に、第２の倍電圧半波整流回路においては、二次巻線Ｎ2B−二次側直列共振コンデンサＣ2Bの直列接続回路が形成されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンス成分（Ｌ2）と二次側直列共振コンデンサＣ2Bのキャパシタンスとによって、第２の二次側直列共振回路を形成することになる。

第１の倍電圧半波整流回路の整流動作としては次のようになる。
先ず、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の一方の半周期の期間においては、二次巻線Ｎ2−整流ダイオードＤo2−二次側直列共振コンデンサＣ2Aの経路により整流電流が流れることで、二次側直列共振コンデンサＣ2Aに対して整流電流を充電するようにされる。このときの整流動作によって、二次側直列共振コンデンサＣ2Aには、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の等倍に対応するレベルの両端電圧が生成される。
また、続く二次巻線Ｎ2の交番電圧の他方の半周期の期間においては、二次巻線Ｎ2−二次側直列共振コンデンサＣ2A−整流ダイオードＤo1−平滑コンデンサＣo1の経路で整流電流が流れる。このときには、二次巻線Ｎ2の誘起電圧に対して、先の二次巻線Ｎ2の交番電圧の半周期の期間の整流動作により得られている二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧が重畳される状態で、平滑コンデンサＣo1への充電が行われる。これにより、平滑コンデンサＣo1には、二次巻線Ｎ2の交番電圧に対して２倍となるレベルの両端電圧が生成されることになる。
つまり、第１の倍電圧半波整流回路は、二次巻線Ｎ2の交番電圧の一方の半周期の期間で二次巻線Ｎ2の交番電圧の等倍に対応するレベルの二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧を生成し、二次巻線Ｎ2の交番電圧の他方の半周期の期間で、二次巻線Ｎ2の交番電圧と二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧の重畳レベルにより平滑コンデンサＣo1に充電を行うことで、平滑コンデンサＣo1の両端電圧として、二次巻線Ｎ2の交番電圧の２倍に対応するレベルの両端電圧を得る、という倍電圧半波整流動作を行う。
また、上記した倍電圧半波整流動作では、二次側直列共振コンデンサＣ2Aに対して、正／負の両極の方向で半周期ごとに電流が流れているが、これに応じて、第１の二次側直列共振回路が共振動作を行うことになる。

また、第２の倍電圧半波整流回路は、［二次巻線Ｎ2、二次側直列共振コンデンサＣ2B、整流ダイオードＤo3，Ｄo4、平滑コンデンサＣo2］により、上記第１の倍電圧半波整流回路と同様の倍電圧半波整流動作を、上記第１の倍電圧半波整流回路の整流動作に対して、半周期シフトした周期タイミングにより実行する。これにより、平滑コンデンサＣo2の両端電圧としても、二次巻線Ｎ2（及び一次巻線Ｎ11）の交番電圧に対して２倍となるレベルの両端電圧が生成されることになる。
このような整流動作が実行されることにより、平滑コンデンサＣo1−Ｃo2の直列接続回路の両端電圧である二次側直流出力電圧Ｅoとしては、二次巻線Ｎ2の交番電圧に対して４倍となるレベルの両端電圧が生成されることになる。つまり、４倍電圧整流動作が得られている。

なお、本発明としては、これまでに説明した構成に限定されるべきものではない。
例えばスイッチング素子としては、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。また、本発明としてのワイドレンジ対応及び力率改善の構成は、自励式による電流共振形コンバータにも適用することが可能である。

本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。 実施の形態のスイッチング電源回路が備える絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。 実施の形態の電源回路を電磁結合形共振回路としてみた等価回路図である。 実施の形態の電源回路についての定電圧制御特性を示す図である。 実施の形態の電源回路の定電圧制御動作として、交流入力電圧条件及び負荷変動に応じたスイッチング周波数制御範囲（必要制御範囲）を示す図である。 第１の実施の形態の電源回路の力率改善動作に対応する要部の動作を示す波形図である。 第１の実施の形態の要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。 実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、AC→DC電力変換効率、及び整流平滑電圧の各特性を示す図である。 第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。 第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。 第４の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。 第５の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。 第６の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。 第７の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。 アクティブフィルタの基本的回路構成を示す回路図である。 図１５に示すアクティブフィルタにおける動作を示す波形図である。 アクティブフィルタのコントロール回路系の構成を示す回路図である。 先行技術としての電源回路の構成例を示す回路図である。 一次側と二次側との結合係数を従来の設定とした場合での定電圧制御特性について示した図である。 二次側の整流回路を両波整流回路とした場合の定電圧制御特性について示した図である。

符号の説明

１ 制御回路、２ 発振・ドライブ回路、１００，１０１，１０２，１０３ 力率改善回路、Ｄｉ ブリッジ整流回路、平滑コンデンサＣｉ，ＣｉA，ＣｉB、Ｑ1，Ｑ2 スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｃ1 一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ 一次側部分共振コンデンサ、Ｃ２、Ｃ2A，Ｃ2B 二次側直列共振コンデンサ、Ｎ1 一次巻線、Ｎ2 二次巻線、Ｄo1〜Ｄo4 （二次側）整流ダイオード、Ｃo，Ｃo1，Ｃo2 （二次側）平滑コンデンサ、ＣN フィルタコンデンサ、Ｄ1 スイッチングダイオード、L10 高周波インダクタ、Ｄ11，Ｄ12 整流ダイオード、Ｃ20 力率改善用直列共振コンデンサ

Claims (1)

1. 商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、
   上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
   上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
   少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線により交番電圧が誘起される二次巻線とが巻装されて形成される絶縁コンバータトランスと、
   少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続される一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて第１の共振周波数が設定され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
   少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記二次巻線に直列接続される二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて第２の共振周波数が設定される二次側直列共振回路と、
   上記二次巻線に得られる交番電圧について整流動作を行って、その整流出力を二次側平滑コンデンサにより平滑化して二次側直流出力電圧を生成する二次側直流出力電圧生成手段と、
   上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段と、
   上記スイッチング手段のスイッチング動作により一次側直列共振回路に得られる一次側直列共振電流を電力として回生するようにして、上記整流平滑手段を形成する平滑コンデンサに帰還するようにされており、この帰還された電力に応じて、上記整流平滑手段による整流動作によって得られる整流電流を断続するようにしてスイッチングする力率改善用スイッチング素子を備えて構成される力率改善手段とを備えると共に、
   上記絶縁コンバータトランス自体の結合係数を少なくとも設定要素として含み、上記一次側直列共振回路と上記二次側直列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路について、上記スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となるようにして、疎結合とみなされる所定の一次側と二次側との結合係数を設定し、
   上記第１の共振周波数及び上記第２の共振周波数は、一定レベル以下の商用交流電源入力及び一定以上の負荷の条件において、上記一次側直列共振回路を流れる一次側直列共振電流と、上記二次側直流出力電圧生成手段として形成される整流回路を流れる二次側整流電流とについて、所定の位相差が得られるようにして設定される、
   ことを特徴とするスイッチング電源回路。

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