JP2006197671A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 力率改善機能を有する電源回路として、電力変換効率の向上、回路構成部品の削減を図る。
【解決手段】電流共振形コンバータに対して電圧帰還方式の力率改善回路１００を設ける。これにより、アクティブフィルタが省略可能となる。また、力率改善回路１００は、力率改善用トランスＶＦＴの磁気結合によりスイッチング出力を電圧帰還する構成であるが、この力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11を、二次側整流回路に直列に挿入する。これにより、電圧帰還方式力率改善回路でありながら、負荷変動に対して整流平滑電圧Ｅｉの変動を一定とすることが可能になる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、各種電子機器の電源として用いられるスイッチング電源回路に関する。

特開平６−３２７２４６号公報（第１１図）

近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。

ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す、力率が損なわれるという問題が生じる。
また、このような歪み電流波形となることによって発生する、高調波を抑圧するための対策が必要とされている。

また、スイッチング電源回路としては、例えば日本や米国等の交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の地域と、欧州等のＡＣ２００Ｖ系の地域に対応するように、例えば約ＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応した動作が可能に構成された、いわゆるワイドレンジ対応の電源回路が知られている。

ここで、上記した共振形コンバータとしては、コンバータを形成するスイッチング素子のスイッチング周波数を制御すること（スイッチング周波数制御方式）により安定化を図るように構成したものが知られている。
このようなスイッチング周波数制御方式による共振形コンバータとして、例えば汎用の発振・ドライブ回路ＩＣなどによりスイッチング素子をスイッチング駆動するような構成では、例えばスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は最大で、ｆｓ＝５０ＫＨｚ〜２５０ＫＨｚ程度となっている。このような可変範囲である場合、例えば負荷電力Ｐｏの変動範囲がＰｏ＝０Ｗから９０Ｗ程度まで、さらには１５０Ｗ程度までの比較的大きな変動幅となる負荷条件では、ワイドレンジとしてのＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応して安定化を図ることはほぼ不可能となる。

これらの各問題の解決を図るべく、力率の改善、及びワイドレンジ対応の構成を実現する従来技術として、いわゆるアクティブフィルタを用いる方法が知られている（例えば上記特許文献１参照）。

このようなアクティブフィルタの基本構成としては、例えば次の図１３に示すものとなる。
この図１３においては、商用交流電源ＡＣにブリッジ整流回路Ｄｉを接続している。このブリッジ整流回路Ｄｉの正極／負極ラインに対しては並列に出力コンデンサＣoutが接続される。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力が出力コンデンサＣoutに供給されることで、出力コンデンサＣoutの両端電圧として、直流電圧Ｖoutが得られる。この直流電圧Ｖoutは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷１０に入力電圧として供給される。

また、力率改善のための構成としては、図示するようにして、インダクタＬ、高速リカバリ型のダイオードＤ、抵抗Ｒｉ、スイッチング素子Ｑ、及び乗算器１１を備える。
インダクタＬ、ダイオードＤは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。
抵抗Ｒｉは、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子（一次側アース）と出力コンデンサＣoutの負極端子との間に挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ1は、この場合には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されており、図示するようにして、インダクタＬとダイオードＤの接続点と、一次側アース間に挿入される。

乗算器１１に対しては、フィードフォワード回路として、電流検出ラインＬI及び波形入力ラインＬwが接続され、フィードバック回路として電圧検出ラインＬVが接続される。
乗算器１１は、電流検出ラインＬIから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流レベルを検出する。
また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。
そして、乗算器１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。

乗算器１１では、先ず、上記のようにして電流検出ラインＬIから検出した整流電流レベルと、上記電圧検出ラインＬVから検出した直流入力電圧の変動差分と乗算する。そして、この乗算結果と、波形入力ラインＬwから検出した交流入力電圧の波形とによって、交流入力電圧ＶACと同一波形の電流指令値を生成する。

さらに、この場合の乗算器１１では、上記電流指令値と実際の交流入力電流レベル（電流検出ラインＬ1からの入力に基づいて検出される）を比較し、この差に応じてＰＷＭ信号についてＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号を生成する。そして、スイッチング素子Ｑは、このドライブ信号によってスイッチング駆動される。この結果、交流入力電流は交流入力電圧と同一波形となるように制御されて、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。また、この場合には、乗算器によって生成される電流指令値は、整流平滑電圧の変動差分に応じて振幅が変化するように制御されるため、整流平滑電圧の変動も抑制されることになる。

図１４（ａ）は、図１３に示したアクティブフィルタ回路に入力される入力電圧Ｖin及び入力電流Ｉinを示している。電圧Ｖinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電圧波形に対応し、電流Ｉinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電流波形に対応する。ここで、電流Ｉinの波形は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧（電圧Ｖin）と同じ導通角となっているが、これは、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉに流れる交流入力電流の波形も、この電流Ｉinと同じ導通角となっていることを示す。つまり、ほぼ１に近い力率が得られている。

また、図１４（ｂ）は、出力コンデンサＣoutに入出力するエネルギー（電力）Ｐchgの変化を示す。出力コンデンサＣoutは、入力電圧Ｖinが高いときにエネルギーを蓄え、入力電圧Ｖinが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。
図１４（ｃ）は、上記出力コンデンサＣoutに対する充放電電流Ｉchgの波形を示している。この充放電電流Ｉchgは、上記図１４（ｂ）の入出力エネルギーＰchgの波形と同位相となっていることからも分かるように、出力コンデンサＣoutにおけるエネルギーＰchgの蓄積／放出動作に対応して流れる電流である。

上記充放電電流Ｉchgは、入力電流Ｖinとは異なり、交流ライン電圧（商用交流電源ＡＣ）の第２高調波とほぼ同一の波形となる。交流ライン電圧には、出力コンデンサＣoutとの間のエネルギーの流れによって、図１４（ｄ）に示すようにして、第２高調波成分にリップル電圧Ｖdが生じる。このリップル電圧Ｖdは、無効なエネルギー保存のために、図１４（ｃ）に示す充放電電流Ｉchgに対して、９０°の位相差を有する。出力コンデンサＣoutの定格は、第２高調波のリップル電流と、その電流を変調するブースト・コンバータ・スイッチからの高周波リップル電流を処理することを考慮して決定するようにされる。

また、図１５には、先の図１３の回路構成を基として、基本的なコントロール回路系を備えたアクティブフィルタの構成例を示している。なお、図１３と同一とされる部分については同一符号を付して説明を省略する。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子間には、スイッチングプリレギュレータ１５が備えられる。このスイッチングプリレギュレータ１５は、図１３においては、スイッチング素子Ｑ、インダクタＬ、及びダイオードＤなどにより形成される部位となる。

そして、乗算器１１を含むコントロール回路系は、他に、電圧誤差増幅器１２、除算器１３、二乗器１４を備えて成る。
電圧誤差増幅器１２では、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutを、分圧抵抗Ｒvo−Ｒvdにより分圧してオペアンプ１５の非反転入力に入力する。オペアンプ１５の反転入力には基準電圧Ｖrefが入力される。オペアンプ１５では、基準電圧Ｖrefに対する分圧された直流電圧Ｖoutの誤差に応じたレベルの電圧を、帰還抵抗Ｒvl、コンデンサＣvlによって決定される増幅率により増幅して、誤差出力電圧Ｖveaとして除算器１３に出力する。

また、二乗器１４には、いわゆるフィードフォワード電圧Ｖffが入力される。このフィードフォワード電圧Ｖffは、入力電圧Ｖinを平均化回路１６（Ｒf11，Ｒf12，Ｒf13，Ｃf11，Ｃf12）により平均化した出力（平均入力電圧）とされる。二乗器１４では、このフィードフォワード電圧Ｖffを二乗して除算器１３に出力する。

除算器１３では、電圧誤差増幅器１２からの誤差出力電圧Ｖveaについて、二乗器１４から出力された平均入力電圧の二乗値により除算を行い、この除算結果としての信号を乗算器１１に出力する。
つまり、電圧ループは、二乗器１４、除算器１３、乗算器１１の系から成るものとされる。そして、電圧誤差増幅器１２から出力される誤差出力電圧Ｖveaは、乗算器１１で整流入力信号Ｉvacにより乗算される前の段階で、平均入力電圧（Ｖff）の二乗により除算されることになる。この回路によって、電圧ループの利得は、平均入力電圧（Ｖff）の二乗として変化することなく、一定に維持される。平均入力電圧（Ｖff）は、電圧ループ内において順方向に送られる開ループ補正の機能を有する。

乗算器１１には、上記除算器１１により誤差出力電圧Ｖveaを除算した出力と、抵抗Ｒvacを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子（整流出力ライン）の整流出力（Ｉac）が入力される。ここでは、整流出力を電圧によるのではなく、電流（Ｉac）として示している。乗算器１１では、これらの入力を乗算することによって、電流プログラミング信号（乗算器出力信号）Ｉmoを生成して出力する。これは、図１３にて説明した電流指令値に相当する。出力電圧Ｖoutは、この電流プログラミング信号の平均振幅を可変することで制御される。つまり、電流プログラミング信号の平均振幅の変化に応じたＰＷＭ信号が生成され、このＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号によってスイッチング駆動が行われることによって、出力電圧Ｖoutのレベルをコントロールするものである。
したがって、電流プログラミング信号は、入力電圧と出力電圧を制御する平均振幅の波形を有する。なお、アクティブフィルタは、出力電圧Ｖoutのみではなく、入力電流Ｖinも制御するようになっている。そして、フィードフォワード回路における電流ループは、整流ライン電圧によってプログラムされるということがいえるので、後段のコンバータ（負荷１０）への入力は抵抗性になる。

図１６は、図１３に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して、電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。
この図に示す電源回路において、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。

先ず、この図１６に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、図示する接続態様により、２組のラインフィルタトランスＬＦＴ，ＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサＣLが接続され、この後段に、図示する突入電流制限回路２２を介してブリッジ整流回路Ｄｉが接続される。
この突入電流制限回路２２としては、突入電流制限抵抗ＲｉとスイッチＳＷとによる並列接続回路から成り、例えば外部からの信号で上記スイッチＳＷがオフとされることで、電源回路起動時における商用交流電源側からの突入電流の流入が制限される。
そして、上記ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインには、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣN，ＣNを図示するようにして接続して成るノーマルモードノイズフィルタ２４が接続されている。

ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、上記チョークコイルＬNと、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcと、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10の直列接続を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。この平滑コンデンサＣｉは、図１３、図１５における出力コンデンサＣoutに相当する。また、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcとダイオードＤ10は、それぞれ、図１３に示したインダクタＬとダイオードＤに相当する。
また、この図における整流ダイオードＤ10には、コンデンサＣsn−抵抗Ｒsnから成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。

スイッチング素子Ｑ6は、図１３におけるスイッチング素子Ｑに相当する。つまり、実際にアクティブフィルタのスイッチング素子を実装するのにあたって、この場合にはスイッチング素子Ｑ6をパワーチョークコイルＬpcと高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10の接続点と、一次側アース（負極整流出力ライン）との間に挿入するようにしている。
この場合のスイッチング素子Ｑ6にはＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。そして、スイッチング素子Ｑ6のゲート−ソース間にはゲート−ソース間抵抗Ｒ52が接続されている。

アクティブフィルタコントロール回路２０は、この場合には力率を１に近づけるように力率改善を行うアクティブフィルタの動作を制御するもので、例えば１石の集積回路（ＩＣ）とされている。
この場合、アクティブフィルタコントロール回路２０は、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、及びスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。図１５に示した乗算器１１、誤差電圧増幅器１２、除算器１３、及び二乗器１４などに相当する回路部は、このアクティブフィルタコントロール回路２０内に搭載される。

この場合、フィードバック回路は平滑コンデンサＣｉの両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を分圧抵抗Ｒ56，Ｒ57により分圧した電圧値を、アクティブフィルタコントロール回路２０の端子Ｔ１に入力するようにして形成される。

また、フィードフォワード回路としては、先ず、抵抗Ｒ58を介して整流出力が端子Ｔ３に入力される。これによって、交流入力電圧波形の検出と、平均化回路のための対応するフィードフォワード回路が形成されている。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子と一次側アース間に挿入される抵抗Ｒ61との接続点から、抵抗Ｒ60を介して、端子Ｔ６に対して整流電流レベルを入力するようにしている。つまり、図１５における電流検出ラインＬIに相当するラインとしてのフィードフォワード回路が形成されている。

また、端子Ｔ４には、起動抵抗Ｒｓを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極の整流出力が、起動電圧として入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、電源起動時において、この端子Ｔ４に入力される起動電圧によって起動される。
また、パワーチョークコイルＰＣＣにおいては、インダクタＬpcとトランス結合された巻線Ｎ5が巻装されている。この巻線Ｎ5に励起された交番電圧は、ダイオードＤ11及びコンデンサＣ11とから成る半波整流回路により所定の低圧直流電圧に変換されるが、上記端子Ｔ４には、この低圧直流電圧も入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、上記起動電圧により起動した後は、この低圧直流電圧を電源として入力して動作するようになっている。
また、端子Ｔ５は、抵抗Ｒ59を介して、一次側アースと接続されている。

端子Ｔ２からは、スイッチング素子を駆動するためのドライブ信号が出力される。そして、この端子Ｔ２から出力されたドライブ信号は、抵抗Ｒ51を介してスイッチング素子Ｑ6のゲートに対して出力される。
スイッチング素子Ｑ6では、印加されるドライブ信号に応じて、ゲート−ソース間抵抗Ｒ52の両端にゲート電圧が発生するようになっている。そして、ゲート電圧が閾値以上となることでオンとなり、閾値以下となるとオフとなるようにしてスイッチング動作を行う。

そして、スイッチング素子Ｑ6のスイッチング駆動は、図１３及び図１５により説明したようにして、整流出力電流の導通角が、整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるように、ＰＷＭ制御に基づくドライブ信号によって行われる。整流出力電流の導通角が整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるということは、即ち、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流の導通角が、交流入力電圧ＶACの波形とほぼ同じ導通角となることであり、結果的に、力率がほぼ１となるように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。実際においては、力率ＰＦ＝０．９９〜０．９８となる特性が得られている。

また、この図１６に示すアクティブフィルタコントロール回路２０によっては、整流平滑電圧Ｅｉ（図１５では、Ｖoutに相当する）＝３７５Ｖの平均値について、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲で定電圧化するようにも動作する。つまり、後段の電流共振形コンバータには、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動範囲に関わらず、３７５Ｖで安定化された直流入力電圧が供給されることとなる。
上記交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲は、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系を連続的にカバーするものであり、従って、後段のスイッチングコンバータには、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで、同じレベルで安定化された直流入力電圧（Ｅｉ）が供給されることとなる。つまり、図１６に示す電源回路は、アクティブフィルタを備えることで、ワイドレンジの電源回路としても構成されている。

アクティブフィルタの後段の電流共振形コンバータは、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ1がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ2がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成している。

この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤD1，ＤD2が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤD1，ＤD2は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ドライブ回路２１によって、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動される。また、ドライブ回路２１は、後述する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じてスイッチング周波数を可変制御し、これにより、二次側直流出力電圧Ｅoの安定化を図るようにされる。

絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は、直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ1は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス(L1)とによって直列共振回路を形成する。この直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。

ここでの図示による説明は省略するが、上記した絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とを、ＥＥ型コアの内磁脚に対して巻装している。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚に対しては1.0mm程度以下のギャップを形成するようにして、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とで０．８０〜０．９０程度の結合係数を得るようにしている。

絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを施し二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣoから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣoの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅｏは、図示しない負荷側に供給されるとともに、ドライブ回路２１のための検出電圧としても分岐して入力される。前述もしたように、ドライブ回路２１は、入力される二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに基づいて、二次側直流出力電圧Ｅｏが安定化されるようにスイッチング周波数を可変するようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化を行う。

これまでの説明から分かるように、図１６に示した電源回路は、従来から知られている図１３及び図１５に示したアクティブフィルタを実装して構成されている。このような構成を採ることによって、力率改善を図っている。

しかしながら、図１６に示した構成による電源回路は次のような問題を有している。
先ず、図１６に示す電源回路における電力変換効率としては、図示もしているように、前段のアクティブフィルタに対応するAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）と、後段の電流共振形コンバータのDC→DC電力変換効率（ηAC→DC）とを総合したものとなる。このために、図１６に示される電源回路全体としての電力変換効率としては、これら各コンバータの電力変換効率の値を乗算した値となるものであり、その分低下傾向となってしまうものである。
図１６の電源回路について実際に実験を行った結果、アクティブフィルタでのAC→DC電力変換効率（ηAC→DCとしては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝９２％程度、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件ではηAC→DC＝９５％程度となった。
また、アクティブフィルタにより生成する直流入力電圧Ｅｉの平均値が上記したＥｉ＝３７５Ｖの条件で、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗとされた場合での電流共振形コンバータの電力変換効率は、ηDC→DC＝９４％程度である。このために、図１６に示した回路の総合効率は、ＶAC＝１００Ｖ時においてηAC→DC＝８６．５％程度となる。また、ＶAC＝２３０Ｖ時の総合効率は、ηAC→DC＝８９．３％程度となる。

また、アクティブフィルタ回路はハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生レベルが非常に大きいため、比較的重度のノイズ抑制対策が必要となる。
このため、図１６に示した回路では、商用交流電源ＡＣのラインに対して、２組のラインフィルタトランスＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサによるノイズフィルタを形成している。つまり、２段以上のラインノイズフィルタが必要となっている。
また、整流出力ラインに対しては、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサＣNから成るノーマルモードノイズフィルタを設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型のダイオードＤ10に対しては、ＲＣスナバ回路を設けている。
このようにして、実際の回路としては、非常に多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、回路構成の複雑化やコストアップ、及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。

さらに、汎用ＩＣとしてのアクティブフィルタコントロール回路２０によって動作するスイッチング素子Ｑ6のスイッチング周波数は固定であるのに対して、後段の電流共振形コンバータのスイッチング周波数は、例えば８０ｋHz〜２００ｋHz程度の範囲で可変する。このようにして両者のスイッチングタイミングが個々に独立して行われることで、両者のスイッチング動作により、一次側アース電位は干渉しあって不安定になり、例えば異常発振が生じやすくなる。これにより、例えば回路設計が難しいものとなり、また、信頼性を劣化させるなどの問題も招くことになる。

そこで、本発明では上記してきた各種の問題点に鑑み、スイッチング電源回路として下記のように構成することとした。
つまり、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線により交番電圧が誘起される二次巻線とが巻装されて形成される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧を基とする交流について整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成する二次側直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番出力を、整流平滑手段を形成する整流平滑回路の所定の整流電流経路に対して電圧として帰還し、この帰還されたスイッチング出力により整流電流を断続するようにして構成される力率改善手段を備えてスイッチング電源回路を構成することとした。

上記構成によるスイッチング電源回路では、一次側のスイッチング動作を電流共振形とする一次側直列共振回路が形成されたスイッチングコンバータを基本構成として備えたうえで、電圧帰還方式による力率改善手段（力率改善回路）を備えることとしている。本発明における力率改善手段は、絶縁コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番出力を、一次側に形成される整流平滑電圧（直流入力電圧）を生成するための整流平滑回路の整流電流経路に対して電圧帰還する構成を採っている。このことは、一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力を、絶縁コンバータトランスを介するようにして二次側に伝達し、この二次側に伝達されたスイッチング出力を、さらに二次側から一次側の整流平滑回路に対して電圧帰還しているものとしてみることができる。
このことから、先ず、本発明としては、電流共振形コンバータとして力率改善機能を有するようにされる。従来から知られているアクティブフィルタも、その主目的は、力率を改善するために、スイッチングコンバータ(DC-DCコンバータ)の前段に設けられるものである。
そのうえで、本発明の力率改善手段は、上記のようにして絶縁コンバータトランスの二次巻線から、一次側の整流平滑回路の整流電流経路に電圧帰還するように構成されることで、その帰還される電圧レベルは、負荷電流に応じたものとなる。二次巻線には、負荷電流に応じたレベルの交番電流が流れる。

上記のようにして、電流共振形コンバータとしての基本構成に対して力率改善機能が与えられることで、アクティブフィルタを備えない構成を採ることができる。これにより、例えばアクティブフィルタによって力率改善を図る電源回路よりも電力変換効率が向上される。

また、本発明の電源回路としては、アクティブフィルタを構成するための多数の部品素子が不要となる。また、電源回路を構成する電流共振形コンバータ、及び力率改善回路はソフトスイッチング動作であり、スイッチングノイズが大幅に低減されるから、ノイズフィルタを強化する必要もなくなる。
このために、従来と比較しては、部品点数が大幅に削減されることになって、電源回路サイズの小型／軽量化を図ることが可能となる。また、それだけコストダウンが図られることにもなる。
また、さらには、アクティブフィルタが省略されたことで、一次側アース電位の干渉が無くなるので、一次側アース電位も安定することとなって、信頼性が向上する。

そのうえで、本発明の力率改善手段としては、一次側の整流平滑回路の整流電流経路に対して帰還する電圧レベルは、負荷電流に応じて可変されるものとなる。この結果、整流平滑電圧レベルは、無負荷から軽負荷とされる負荷条件での上昇が抑制されて、負荷変動に対してほぼ一定となるようにされる。これにより、例えば一次側の整流平滑回路を形成する平滑コンデンサなどの部品の耐圧について、これまでより低いものを選定することが可能となって、この点でも、回路の小型軽量化、コストダウンが促進されることになる。

図１は、本発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態ともいう）における、第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。この図に示す電源回路は、一次側の基本構成として、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた構成を採る。

先ず、この図１に示す電源回路において、商用交流電源ＡＣに対しては、フィルタコンデンサＣL、ＣL、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣによるコモンモードノイズフィルタが形成されている。
そして、上記ノイズフィルタの後段となる商用交流電源ＡＣに対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が接続される。ただし、本実施の形態においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力ラインと、平滑コンデンサＣｉの正極端子間には、力率改善回路１００が介在するようにして設けられる。この力率改善回路１００の構成及びその動作については後述する。
この全波整流平滑回路が商用交流電源ＡＣを入力して全波整流動作を行うことによって、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られる。この場合の整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルとなる。

上記直流入力電圧を入力してスイッチング（断続）する電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続したスイッチング回路を備える。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、ダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。ダンパーダイオードＤD1のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ1のソース、ドレインと接続される。同様にして、ダンパーダイオードＤD2のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ2のソース、ドレインと接続される。ダンパーダイオードＤD1，ＤD2は、それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が備えるボディダイオードとされる。

また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、一次側部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この一次側部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。

また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有しており、例えば汎用のＩＣを用いることができる。そして、この発振・ドライブ回路２内の発振回路及び駆動回路によって、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。

絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部（巻き終わり端部）は、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。また、一次巻線Ｎ１の他方の端部（巻始め端部）は、一次側アースと接続されている。

ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２の断面図に示すような構造を有する。
この図に示されるように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して、二次巻線Ｎ2を巻装する。このようにして一次側巻線（Ｎ1）及び二次側巻線（Ｎ2）が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの内磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。

そのうえで、ＥＥ型コアの内磁脚に対しては、図のようにしてギャップＧを形成する。この場合のギャップＧとしては、例えばギャップ長2.0mm以上の所定幅を設定し、これによって絶縁コンバータトランスＰＩＴそのものの一次側と二次側との結合係数ｋとしては、例えばｋ＝０．７程度以下による疎結合の状態を得るようにしている。
なお、本実施の形態の電源回路における実際の結合係数ｋとしては、ギャップＧのギャップ長について、2.0mmとすることで、ｋ＝０．７3を設定した。なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の内磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することができる。

説明を図１に戻す。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記図２により説明した構造によって一次巻線Ｎ1に所定のリーケージインダクタンスＬ1を生じさせる。そして、少なくとも、一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、上記リーケージインダクタンスＬ1によって一次側直列共振回路を形成する。
先に説明した接続態様によれば、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力は、上記一次側直列共振回路に伝達されることになる。そして、一次側直列共振回路が伝達されたスイッチング出力により共振動作を行うことで、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。

ここで、これまでの説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した一次側部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路の一次側においては、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた構成を採っている。ここでは、このように２つの共振回路が組み合わされて成るスイッチングコンバータを、「複合共振形コンバータ」ということにする。

絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起（誘起）される。
この場合、二次巻線Ｎ2については、先ず、その巻き終わり端部側に対して、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11を直列となる関係により接続したうえで、さらに、この一次巻線Ｎ11を介するようにして直列に二次側直列共振コンデンサＣ2を接続している。
これにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側においては、少なくとも、二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とによって二次側直列共振回路を形成することになる。つまり、本実施の形態としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側とのそれぞれにおいて直列共振回路が形成される。なお、本実施の形態では、二次巻線Ｎ2に対して、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11のインダクタンスＬ11も直列に接続されている。従って、この場合には、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2は、上記一次巻線Ｎ11のインダクタンスＬ11も含んで形成されているものとしてみることができる。

上記二次側直列共振回路（Ｌ2(−L11)−Ｃ2）に対しては、４本の整流ダイオードＤo1〜Ｄo4を図示するようにして接続して成るブリッジ整流回路と、平滑コンデンサＣoとにより形成される全波整流回路が接続される。
この全波整流回路によっては、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の一方の半周期において、ブリッジ整流回路の整流ダイオード［Ｄo1，Ｄo4］の組が導通して、平滑コンデンサＣoに対して整流電流を充電する動作が得られる。また、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の他方の半周期においては、整流ダイオード［Ｄo2，Ｄo3］の組が導通して平滑コンデンサＣoに対して整流電流を充電する動作が得られる。
これによって平滑コンデンサＣoの両端電圧として、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧のレベルの等倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅoが得られる。
このようにして得られた二次側直流出力電圧Ｅoは、図示しない負荷に供給されるとともに、後述する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。上記全波整流回路は、二次側直列共振回路の共振出力について整流平滑動作を行っていることから、この全波整流回路による二次側の整流動作としても電流共振形となる。

これまでの説明によれば、本実施の形態のスイッチング電源回路は、一次側に一次側直列共振回路（Ｌ1(−L11)−Ｃ1）及び一次側部分電圧共振回路（Ｌ1//Ｃｐ）を備え、二次側には二次側直列共振回路（Ｌ2−Ｃ2）を備えることになる。
先にも述べたように、例えば、図１の一次側のみをみた場合のように、直列共振回路と部分電圧共振回路とによる２つの共振回路が組み合わされたスイッチングコンバータについては、複合共振形コンバータということとしたが、本実施の形態のようにして３以上の共振回路が組み合わされたスイッチングコンバータについては多重共振形コンバータということにする。

制御回路１は、二次側直流出力電圧Ｅoをスイッチング周波数制御方式により安定化するために設けられる。
この場合の制御回路１は、検出入力である二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。このためには、内部の発振回路により生成する発振信号の周波数を可変することになる。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2側に伝送される電力量が変化するが、これにより二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを安定化させるように動作する。

詳細は後述するが、本実施の形態の電源回路におけるスイッチング周波数制御方式としては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1及び二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2により決まる中間共振周波数ｆｏに対して、これより高い周波数範囲をスイッチング周波数の可変範囲として設定している。つまり、いわゆるアッパーサイド制御の方式を採る。
一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数において最も共振インピーダンスが低くなる。このことから、本実施の形態のようにして、直列共振回路の共振周波数に基づくアッパーサイド制御方式を採る場合には、スイッチング周波数ｆｓが高くなっていくのに応じて、共振インピーダンスを高くすることになる。
従って、例えば重負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅoが低下するのに応じては、上記スイッチング周波数を低くするように制御することになる。これは共振インピーダンスを低くすることとなり、一次側から二次側への電力伝送量が増加することになるために、二次側直流出力電圧Ｅoが上昇する。
これに対して、軽負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅoが上昇するのに応じては、上記スイッチング周波数を高くするように制御する。これにより、共振インピーダンスは高くなって上記電力伝送量が低減するために、二次側直流出力電圧Ｅoは低下する。このようにして、スイッチング周波数が可変されることによって、二次側直流出力電圧Ｅoが安定化されることになる。

続いて、力率改善回路１００について説明する。
図示するようにして、力率改善回路１００は、フィルタコンデンサＣN、高速リカバリ型のスイッチングダイオードＤ1、力率改善用トランスＶＦＴを備える。
スイッチングダイオードＤ1のアノードは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と接続され、アノードは、力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12の直列接続を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。つまり、この場合には、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流電流経路において、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子との間のラインに対して、スイッチングダイオードＤ1−二次巻線Ｎ12の直列接続回路を挿入していることになる。ここで、二次巻線Ｎ12は、電圧帰還方式による力率改善回路において、スイッチング出力を電圧帰還することにより得られる、スイッチング周期の交番電圧を受けるインダクタとしての機能を有する。

フィルタコンデンサＣNは、スイッチングダイオードＤ1のスイッチング動作により生じるスイッチング周期の交番成分を吸収することでノーマルモードノイズを抑制するために設けられるもので、この場合には、スイッチングダイオードＤ1−二次巻線Ｎ12の直列接続回路に対して並列に接続される。

力率改善用トランスＶＦＴは、一次巻線Ｎ11（力率改善用一次巻線）と二次巻線N12（力率改善用二次巻線）とについて、磁気的に結合されるようにしてコアに巻装した構造を有する。なお、この場合の力率改善用トランスＶＦＴは、分割された巻装位置が形成されているいわゆる分割ボビンを有し、一次巻線Ｎ11と二次巻線N12とを、上記分割ボビンにおいてそれぞれ異なる巻装位置に巻回するようにしている。これにより、一次側と二次側の結合度としては、疎結合とされる所定の結合係数が得られるようにされている。
なお、力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線N12は、先に説明したように、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側整流回路において、二次巻線Ｎ2に対して直列に接続されている。

このようにして構成される力率改善回路１００の基本的な力率改善動作としては、次のようになる。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2スイッチング動作により一次側直列共振回路にスイッチング出力（一次側直列共振電流）が得られるのに応じて、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2にはスイッチング周期に応じた交番電圧が誘起され、これにより二次巻線Ｎ2にも交番電流が流れることになって、二次側整流回路の整流動作が行われる。このとき、二次側整流回路において整流電流経路に直列に挿入されている力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11にも交番電流が流れることになる。そして、力率改善用トランスＶＦＴにおいては、この一次巻線Ｎ11に流れる交番電流に応じて、二次巻線Ｎ12に交番電圧を誘起させる。
この場合、力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12は、スイッチングダイオードＤ1と直列接続された形態で、商用交流電源ＡＣの整流電流経路に挿入されている。このために、二次巻線Ｎ12に誘起される交番電圧は、整流出力電圧に対して重畳されるものとなる。つまり、力率改善用トランスＶＦＴによっては、一次側直列共振電流（スイッチング出力）を、力率改善用トランスＶＦＴの磁気結合を介して、二次側から一次側の整流平滑回路の整流電流経路に電圧として帰還するようにしている。なお、このようにして、スイッチング出力を電圧として帰還して力率改善を図るようにされた力率改善回路の方式を、ここでは電圧帰還方式という。
スイッチングダイオードＤ1は、上記した交番電圧の重畳分により整流電流をスイッチング（断続）するようにして動作する。このようにして、断続される状態で流れる整流電流のエンベロープ波形の導通期間は、ブリッジ整流回路Ｄｉから出力される整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも流れるものとなるが、交流入力電流ＩACの導通期間としては、この整流電流の導通期間にほぼ一致したものとなる。つまり、交流入力電流ＩACの導通角は、力率改善回路を備えない場合よりも拡大されているものであり、交流入力電流ＩACの波形としては、交流入力電圧ＶACの波形に近づくようにして導通角が拡大されたものとなっている。つまり、力率改善が図られていることになる。

ところで、図１に示す電源回路では、先に説明したように、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11が、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して直列関係にあることで、等価的には、一次巻線Ｎ11のインダクタンスL11は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンス成分としてみなすことができる。従って、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける二次側のリーケージインダクタンスとしては、Ｌ2＋Ｌ11により表されるものとみることができる。
このために、絶縁コンバータトランスＰＩＴそのものとしての結合係数ｋとしては、前述したように、例えばｋ＝０．７３を設定しているのであるが、上記のようにして、二次側ケージインダクタンスが、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11のインダクタンスＬ11の合成分によって見かけ上増加することで、電源回路内における絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合的な結合係数（総合結合係数）ｋt（一次側と二次側との結合係数）としては、０．７３よりも低い値が得られることになる。つまり、電源回路における絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造自体による結合係数ｋに対して、より低く設定されることになる。本実施の形態としては、例えば、一次巻線Ｎ11について所定のインダクタンス値が設定されるように力率改善用トランスＶＦＴを形成することで、総合結合係数ｋtについて、０．６５程度以下を設定することとし、実際としては、ｋt＝０．５２５を設定することとしている。また、この場合の総合結合係数ｋtの設定要素としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造自体による結合係数ｋと、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11のインダクタンス（Ｌ11）であることになる。

ここで、図１に示した実施の形態の電源回路の構成から、二次側直列共振コンデンサＣ2（及び二次側部分共振コンデンサＣｐ2）を省略して、二次側直列共振回路（及び二次側部分電圧共振回路）を形成しないものとした複合共振形コンバータについて考えてみる。
このような複合共振形コンバータは、一次側直列共振回路（及び一次側部分電圧共振回路）は備えるが、二次側直列共振回路は備えていない。このために、アッパーサイド制御のスイッチング周波数制御方式により二次側直流出力電圧Ｅoを安定化するのにあたっては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1よりも高い周波数範囲でスイッチング周波数を可変制御し、これにより生じる共振インピーダンスの変化を利用することになる。

このことについて、図１７を参照して説明する。図１７は、上記複合共振形コンバータによる二次側直流出力電圧Ｅoについての定電圧制御特性を示している。この図において、横軸にはスイッチング周波数ｆｓを示し、縦軸に二次側直流出力電圧Ｅoを示している。

ここで、直列共振回路は、共振周波数で最も共振インピーダンスが小さくなる。これにより、アッパーサイド制御における二次側直流出力電圧Ｅoとスイッチング周波数ｆｓの関係として、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１に対して、スイッチング周波数ｆｓが近づいていくほど上昇し、共振周波数ｆｏ１から離れていくのに従って低下していくものとなる。
従って、負荷電力Ｐｏを一定とした条件でのスイッチング周波数ｆｓに対する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、図１７に示すようにして、スイッチング周波数ｆｓが一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と同じときにピークとなり、共振周波数ｆｏ１から離れるのに応じて低下する二次曲線的な変化を示す。

また、同じスイッチング周波数ｆｓに対応する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、最小負荷電力Ｐｏmin時よりも最大負荷電力Ｐｏmax時のほうが、所定分低下するようにしてシフトする特性が得られる。つまり、スイッチング周波数ｆｓを固定として考えると、重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは低下する。

そして、このような特性のもとで、アッパーサイド制御により二次側直流出力電圧Ｅoについて、Ｅo＝ｔｇとなるようにして安定化しようとした場合、電源回路において必要となるスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）は、図においてΔｆｓとして示される範囲となる。

例えばこの複合共振形コンバータの実際として、ＡＣ１００Ｖ系としての交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１２０Ｖの入力変動範囲と、二次側直流出力電圧Ｅoの最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）の負荷条件に対応するとして、スイッチング周波数制御方式により、二次側直流出力電圧Ｅo＝１３５Ｖで安定化する仕様を設定したとする。
この場合、この複合共振形コンバータが定電圧制御のために可変するスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は、ｆｓ＝８０kHz〜２００kHz以上であり、必要制御範囲量であるΔｆｓとしても１２０kHz以上と相応に広範囲なものとなる。

このことをふまえて、この複合共振形コンバータについて、ワイドレンジ対応として構成することを考えてみる。
ワイドレンジ対応とするためには、例えばＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応することになる。従って、例えば、ＡＣ１００Ｖ系のみ、あるいはＡＣ２００Ｖ系のみの単レンジに対応する場合と比較して、二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変動範囲も大きくなる。このような交流入力電圧範囲に応じて拡大された二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変動に対して定電圧制御動作を行うためには、より広範囲なスイッチング周波数制御範囲が必要となる。例えば、スイッチング周波数ｆｓの制御範囲は、約８０kHz〜５００kHzにまで拡大する必要がでてくる。

しかしながら、現状のスイッチング素子を駆動するためのＩＣ（発振・ドライブ回路２）としては、対応可能な駆動周波数の上限は２００kHz程度が限界である。また、仮に上記したような高い周波数での駆動が可能なスイッチング駆動用ＩＣを構成して実装したとしても、このような高い周波数でスイッチング素子を駆動した場合には、電力変換効率が著しく低下するために、現実の電源回路として実用的ではなくなる。ちなみに、例えばこの場合の複合共振形コンバータによりにより安定化が可能な交流入力電圧ＶACレベルの上限は、１００Ｖ程度である。

そこで、従来から、スイッチング周波数制御方式により安定化を図るスイッチング電源回路をワイドレンジ対応化するための構成の１つとして、先に図１６に示したようにして、前段に対してアクティブフィルタを備えれば良いことが知られている。しかし、これ以外の構成によりワイドレンジ対応とすることも可能であり、例えば下記のような構成を採ることも知られている。

１つには、商用交流電源を入力して直流入力電圧（Ｅｉ）を生成する整流回路系について、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、倍電圧整流回路と全波整流回路とで切り換えを行うように機能を与えるものである。
この場合には、商用交流電源レベルを検出して、その検出されたレベルに応じて、倍電圧整流回路若しくは全波整流回路が形成されるようにして、電磁リレーを用いたスイッチにより、整流回路系における回路接続の切り換えを行うように回路を構成する。

しかしながら、このような整流回路系の切り換えの構成では、上記しているように、所要数の電磁リレーが必要になる。また、倍電圧整流回路を形成するために少なくとも２本１組の平滑コンデンサを設ける必要も生じる。このため、それだけ部品点数が増加してコストアップとなると共に、電源回路基板のマウント面積も拡大して大型化する。特に、これら平滑コンデンサや電磁リレーは、電源回路を形成する部品のうちでも大型であるから、基板サイズは相当に大きくなってしまう。

また、全波整流動作と倍電圧整流動作を切り換える構成とした場合において、ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源が入力されているときに、瞬間停電が生じたり、また、交流入力電圧が定格以下に低下するなどして、ＡＣ２００系に対応するよりも低いレベルとなると、ＡＣ１００Ｖ系であると検出して倍電圧整流回路に切り換えるという誤動作が生じたとする。このような誤動作が生じると、ＡＣ２００Ｖ系のレベルの交流入力電圧について倍電圧整流を行うこととなるために、例えばスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2などが耐圧オーバーとなって破壊される可能性もある。

そこで、実際の回路としては、上記のような誤動作が生じないようにするために、メインとなるスイッチングコンバータの直流入力電圧だけではなく、スタンバイ電源側のコンバータ回路の直流入力電圧も検出する構成を採るようにされる。これにより、スタンバイ電源側のコンバータ回路を検出するための部品の追加などにより、上記したコストアップ、及び回路基板サイズの大型化がさらに助長されてしまうことになる。

また、誤動作防止を目的としてスタンバイ電源側のコンバータの直流入力電圧を検出するということは、整流動作切り換えのための回路を備えるワイドレンジ対応の電源回路としては、メイン電源の他にスタンバイ電源を備える電子機器でなければ、実際に使用することができないということになる。つまり、電源を実装可能な電子機器の種類が、スタンバイ電源を備えたものに限定されるわけであり、それだけ利用範囲が狭くなる。

また、ワイドレンジ対応のための構成として、ＡＣ１００Ｖ系／ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、一次側の電流共振形コンバータの形式をハーフブリッジ結合とフルブリッジ結合とで切り換える構成とすることも知られている。
この構成であれば、例えば上記した瞬間停電などによって、ＡＣ２００Ｖ系の交流入力電圧がＡＣ１００Ｖ系のレベルにまで低下して誤動作したとしても、スイッチング動作がハーフブリッジ動作からフルブリッジ動作となるだけであり、スイッチング素子などが耐圧オーバーになることはない。このためにスタンバイ電源側の直流入力電圧を検出する必要もなくなるので、スタンバイ電源を備えない電子機器に対しても採用することが可能となる。また、商用電源ラインにおける切り換えではないために、半導体スイッチによる回路形態の切り換えが可能であるので、電磁リレーのような大型のスイッチ部品は不要となる。

しかし、この構成では、ＡＣ１００Ｖ系時に対応してフルブリッジ結合を形成するために、スイッチング素子を少なくとも４本備える必要がある。つまり、２本のスイッチング素子により形成可能なハーフブリッジ結合方式のみによるコンバータの構成と比較すれば、２本のスイッチング素子を追加する必要があることになる。
また、この構成の場合には、フルブリッジ動作では４石がスイッチング動作を行い、ハーフブリッジ動作でも３石のスイッチング素子がスイッチング動作を行う。共振形コンバータは、低スイッチングノイズではあるが、このようにしてスイッチングを行うスイッチング素子数が増加するほどスイッチングノイズに関しては不利となる。

このようにして、ワイドレンジ対応として上記した何れの構成を採った場合にも、単レンジ対応の構成と比較した場合には、部品点数の増加などによる回路規模の拡大、コストアップがさけられない。また、前者の構成では機器への利用範囲の制限、後者の構成ではスイッチングノイズの増加など、それぞれ、単レンジ対応の構成では抱えていなかった固有の問題が生じる。

また、図１の電源回路から二次側直列共振回路を省略した複合共振形コンバータについて、スイッチング周波数の制御範囲が相応に広範囲となることに起因しては、二次側直流出力電圧Ｅoについての安定化の高速応答特性が低下するという問題も抱える。
電子機器によっては、例えば最大負荷の状態とほぼ無負荷とされる状態のとの間で、負荷条件が瞬時的に切り換わるようにして変動する動作を伴うものがある。このような負荷変動は、スイッチング負荷ともいわれる。このような機器に搭載される電源回路としては、上記スイッチング負荷とされる負荷変動にも対応して二次側直流出力電圧が適正に安定化されるようにする必要がある。なお、上記スイッチング負荷としての動作を行う機器として、例えば、パーソナルコンピュータの周辺機器であるプリンタを挙げることができる。
しかしながら、先に図１７によっても説明したようにスイッチング周波数の制御範囲が広範である特性を持つ場合には、上記スイッチング負荷のような負荷変動に対応して、二次側直流出力電圧を所要レベルとするためのスイッチング周波数にまで可変させるためには比較的長い時間を要することになる。つまり、定電圧制御の応答特性としては良好でない結果が得られることになる。

これに対して、図１に示す本実施の形態の電源回路としては、一次側と二次側とで、それぞれ直列共振回路（一次側直列共振回路、二次側直列共振回路）を備えることとしている。これにより、電流共振形コンバータを基とする電源回路として、スイッチング周波数制御のみの定電圧制御によりながらもワイドレンジ対応を可能とする。以下、この点について説明する。

図３の回路図は、図１に示す本実施の形態の電源回路について、一次側直列共振回路と二次側直列共振回路との関係によりみた場合の等価回路を示している。なお、この等価回路図において、図１と同一部分には、同一符号を付している。
この図においては、１：ｎの巻線比となる所定巻数の一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2を巻装した絶縁コンバータトランスＰＩＴが示されている。また、この図において、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける一次側と二次側との結合度を示す結合係数としては、前述した総合結合係数ｋtとしてみることになる。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側において、Ｌ1l、Ｌ1eは、それぞれ、一次巻線Ｎ1のリーケージ（漏洩）インダクタンス、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスを示す。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側のＬ2l、Ｌ2eは、それぞれ二次巻線Ｎ2のリーケージ（漏洩）インダクタンス、二次巻線Ｎ2の励磁インダクタンスを示す。
なお、本実施の形態の場合には、ここで示される二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2lは、二次巻線Ｎ2そのもののリーケージインダクタンスＬ2と、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11のインダクタンスＬ11が合成されたものとなる。

この図３に示す等価回路図において、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側では、スイッチング周波数ｆｓによる交流（周波数信号）が入力されている。つまり、一次側スイッチングコンバータ（スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2）のスイッチング出力が入力となっている。
そして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側では、このスイッチング周波数ｆｓによる交流の入力を、一次側直列共振回路に供給することになる。この一次側直列共振回路は、図示するようにして、一次側直列共振コンデンサＣ1−リーケージインダクタンスＬ1lを一次巻線Ｎ1に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスＬ1eを一次巻線Ｎ1に対して並列に接続したものとしてみることができる。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側直列共振回路としても、同様に、二次側直列共振コンデンサＣ2−リーケージインダクタンスＬ2lを二次巻線Ｎ2に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスＬ2eを二次巻線Ｎ2に対して並列に接続したものとしてみることができる。また、この図では、上記のようにして形成される二次側直列共振回路の出力を負荷ＲLに出力することとしている。ここでの負荷ＲLは、二次側全波整流回路以降の回路及び負荷となる。

上記した接続態様となる図３の等価回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋt、一次巻線Ｎ1の自己インダクタンスをＬ1とすると、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1lについて
Ｌ1l=(1−ｋt^２)Ｌ1・・・（式１）
により表すことができる。
また、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスＬ1eについては、
Ｌ1e=ｋt^２×Ｌ1・・・（式２）
により表すことができる。
同様にして、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2l、励磁インダクタンスＬ2eについては、一次巻線Ｎ2の自己インダクタンスをＬ2とすると、それぞれ、
Ｌ2l=(1−ｋt^２)Ｌ2・・・（式３）
Ｌ2e=ｋt^２×Ｌ2・・・（式４）
により表される。

ここで、図３に示す等価回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの電磁誘導を介して、一次側に一次側直列共振回路を備え、二次側に二次側直列共振回路を備えていることが示されている。従って、この図に示す回路は、電磁結合による結合形共振回路を形成しているものとしてみることができる。このために、図１に示す電源回路における二次側直流出力電圧Ｅoについての定電圧制御特性は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度（総合結合係数ｋt）に応じて異なるものとなる。この点について図４を参照して説明する。

図４は、上記図３の等価回路についての、入力（スイッチング周波数信号）に対する出力特性を示している。つまり、二次側直流出力電圧Ｅoについての制御特性をスイッチング周波数ｆｓとの関係により示している。この図では、スイッチング周波数を横軸にとり、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを縦軸にとっている。
なお、本実施の形態の一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２との関係については、特に限定しない。図４においてスイッチング周波数ｆｓを示す横軸に対しては、共振周波数ｆｏ１，ｆｏ２を対応させて示しているが、ここでの共振周波数ｆｏ１，ｆｏ２としては、説明を分かりやすいものとするために、ｆｏ１＜ｆｏ２となる場合と、ｆｏ２＜ｆｏ１となる場合（括弧内）とを示している。図４の説明は、共振周波数のｆｏ１，ｆｏ２の周波数関係がどのようなものであるかに関わらず当てはまるものである。

ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度について、総合結合係数ｋt＝１による密結合とされる状態を設定したとする。すると、この場合の一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1l、及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2lは、それぞれ、上記（式１）（式３）に対してｋt＝１を代入することで、
Ｌ1l=Ｌ2l=０・・・（式５）
として表されることになる。つまり、絶縁コンバータトランスＰＩＴが密結合であることで、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスは存在していない状態であることが示される。

このようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側とが密結合とされる状態での定電圧制御特性としては、図４の特性曲線１として示すように、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とは異なる周波数ｆ１、ｆ２において二次側直流出力電圧Ｅoがピークとなる、いわゆる双峰特性となる。
ここで、周波数ｆ１は、

で表され、
周波数ｆ２は、

で表される。
また、上記（数１）（数２）における項の１つであるｆｏは、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２との中間に存在する中間共振周波数であり、１次側のインピーダンスと２次側のインピーダンスと、一次側と二次側とで共通となるインピーダンス（相互結合インダクタンスＭ）により決定される周波数である。
なお、相互結合インダクタンスＭについては、

により表される。

また、上記した総合結合係数ｋtについて、ｋt＝１の状態から徐々に小さくしていったとする、つまり、密結合の状態から徐々に疎結合の度合いを高くしていったとすると、図４に示される特性曲線１は、双峰の傾向が徐々に希薄となって、中間共振周波数ｆｏ近傍で平坦化していくような変化を示す。そして、ある総合結合係数ｋtにまで低下した段階で、いわゆる臨界結合の状態となる。この臨界結合の状態では、特性曲線２として示すようにして、双峰特性としての傾向ではなくなっており、中間共振周波数ｆｏを中心として曲線形状が平坦となる特性となる。

そして、さらに、上記臨界結合の状態から総合結合係数ｋtを小さくしていって、疎結合の状態を強めていったとすると、図４の特性曲線３として示すように、中間周波数ｆｏにおいてのみピークとなる単峰特性が得られる。また、この特性曲線３と、特性曲線１，２とを比較してみると、特性曲線３は、ピークレベルそのものは特性曲線１，２より低下するものの、その二次関数的な曲線形状として、より急峻な傾斜を有していることが分かる。
本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えば総合結合係数ｋt≦０．６５で表される疎結合の状態が設定されている。この総合結合係数ｋtの設定では、上記特性曲線３として示される単峰特性による動作となる。

上記図４に示す単峰特性と、先に図１７に示した複合共振形コンバータの定電圧制御特性実際に比較してみると、図４に対して図１７に示した特性は、二次関数的には相当に緩やかな傾斜となる。

上記のようにして図１７に示す特性が曲線的に緩やかであることから、二次側直流出力電圧Ｅoについて定電圧制御を行うためのスイッチング周波数の必要制御範囲は、例えば単レンジ対応の条件下であっても、ｆｓ＝８０kHz〜２００kHz以上でΔｆｓ＝１２０kHz以上となるため、スイッチング周波数制御による定電圧制御のみによって、ワイドレンジ対応とすることが非常に困難であることは、先に説明したとおりである。

これに対して、本実施の形態の定電圧制御特性としては、上記図４の特性曲線３により示される単峰特性であることで、定電圧制御動作としては、図５に示すものとなる。
図５においては、図１に示す本実施の形態の電源回路についての、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ａ，Ｂと、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時（ＡＣ２００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ｃ，Ｄとの、４つの特性曲線が示されている。

この図５から分かるように、先ず、ＡＣ１００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅoを所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ１で示されることになる。つまり、特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｂにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。
また、ＡＣ２００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅoを所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ２で示される。つまり、特性曲線Ｃにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｄにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。

前述したように、本実施の形態における二次側直流出力電圧Ｅoの制御特性である単峰特性は、先に図１７に示した制御特性と比較して、二次関数曲線的に相当に急峻である。
このために、上記した交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、ＶAC＝２３０Ｖ時の各必要制御範囲となるΔｆｓ１、Δｆｓ２は、図１７に示されるΔｆｓと比較して相当に縮小されたものとなっている。例えば、実際に測定したΔｆｓ１、Δｆｓ２としては、それぞれ４kHz以内であり、図１７に示されるΔｆｓの実際に対して１／３０程度にまで縮小されている。
そのうえで、Δｆｓ１における最低スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）から、Δｆｓ２における最高スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）までの周波数可変範囲（ΔｆｓA）としても、相応に狭いものとなっている。

ここで、図１に示す本実施の形態の電源回路における実際の上記周波数可変範囲ΔｆｓAは、現状におけるスイッチング駆動用ＩＣ（発振・ドライブ回路２）が対応するスイッチング周波数の可変範囲内に充分に収まるものとなっている。つまり、図１に示す電源回路では、スイッチング周波数について、現実に、周波数可変範囲ΔｆｓAで可変制御することが可能とされている。そして、このことは、図１に示す電源回路が、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の何れの商用交流電源入力にも対応して、二次側直流出力電圧Ｅoを安定化可能であることを意味する。つまり、図１に示す電源回路は、スイッチング周波数制御のみによって、ワイドレンジ対応を可能としている。また、このようにして、必要制御範囲が縮小されることによっては、二次側直流出力電圧Ｅｏを安定化する際の高速応答性が向上することとなって、例えば前述したスイッチング負荷といわれる負荷変動に対応して、良好な定電圧制御の性能が得られることになる。

ちなみに、電磁結合による結合形共振回路は、例えば中間周波トランス増幅器などのようにして、通信技術において、トランジスタによる増幅回路の増幅帯域幅を拡大するための手法として既に知られてはいる。しかしながら、このような分野では、密結合での双峰特性、或いは臨界結合での平担特性を用いているものであり、疎結合での単峰特性は用いられてはいない。本実施の形態では、このような電磁結合による結合形共振回路の技術において、通信技術の分野では採用されていなかった疎結合での単峰特性を、共振形スイッチングコンバータの分野において積極的に用いている、ということがいえる。これにより、上記のようにして、二次側直流出力電圧Ｅoを安定化するために必要なスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）を縮小し、スイッチング周波数制御での定電圧制御のみによるワイドレンジ対応を可能としているものである。

ところで、本実施の形態における総合結合係数ｋt＝０．６５以下と同等の疎結合の状態を、二次側整流回路における力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11の挿入を省略して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造のみにより得ようとするのであれば、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚のギャップＧについて、2.8mm程度にまで拡大して、絶縁コンバータトランスＰＩＴそのものを、結合係数ｋ＝０．６５以下の疎結合トランスとして構成することが考えられる。
このような構成を採ることによっても、図４にて説明した単峰特性を得ることができるので、図５にて説明したようにして、スイッチング周波数の必要制御範囲が縮小され、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に対応して二次側直流電圧の安定化を図ることができる。

しかしながら、このような絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造とした場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアのギャップＧ近傍における渦電流損失が増加し、その分のAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の低下が生じることになる。この渦電流損失に起因するAC→DC電力変換効率の低下傾向は、交流入力電圧ＶACのレベルが上昇するのに応じて顕著となる。従って、ワイドレンジ対応の電源回路としては、ＡＣ１００Ｖ系で使用しているときよりもＡＣ２００Ｖ系で使用したときにAC→DC電力変換効率が低下するという問題を生じることになる。
ただし、上記した渦電流損失の増加は、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ以下程度までの負荷条件では許容範囲であるために、上記したように、高周波インダクタＬ11を省略して、絶縁コンバータトランスＰＩＴのみによって結合係数ｋ＝０．６５以下の疎結合の状態を設定したとしても、実用可能なワイドレンジ対応の電源回路を得ることができる。しかし、本実施の形態のようにして、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ程度にまで対応すべき場合には、上記した渦電流損失の増加が無視できない程度に顕著となってくる。このために、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体について結合係数ｋ＝０．６５以下に設定してワイドレンジ対応の電源回路として実用化するのは困難になってくる。

そこで本実施の形態では、前述もしたように、一次巻線Ｎ1に対して高周波インダクタＬ11を接続することで、高周波インダクタＬ11のインダクタンスにより一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスを等価的に増加させ、これにより、電源回路内における絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋtについて、ｋt＝０．６５以下を設定するようにしている。
この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとしては、先行技術の電源回路と同等のｋ＝０．７３程度を設定することができるので、ギャップＧのギャップ長としても、前述したように、2.0mm程度とすることができる。つまり、渦電流の増加の問題が生じない程度の一定以下のギャップ長に抑えることができる。
これにより、実施の形態の電源回路としては、上記した渦電流損失の増加の問題は解消されるため、これに起因するAC→DC電力変換効率の低下も生じないことになる。従って、ＡＣ２００Ｖ系時での使用においても、ワイドレンジ対応の電源回路として実用的な程度に良好なAC→DC電力変換効率特性が得られることになる。

また、本実施の形態の電源回路では、二次側に対しても直列共振回路（二次側直列共振回路）を形成しているのであるが、このことも電力変換効率を向上させる要因となっている。
つまり、二次側直列共振回路を備えることで、その共振動作により得られるエネルギーの増加分を含めて二次側直流出力電圧Ｅｏとしての電力を供給することが可能になり、疎結合としたことによる電力変換効率の低下が補償されることになる。さらに、前述したように、二次側において、二次側部分電圧共振回路を形成することによっても、二次側の整流ダイオードにおけるスイッチング損失を低減しており、このことも電力変換効率の向上に寄与している。

図６の波形図は、図１に示した実施の形態の電源回路における力率改善動作に関する要部の動作を示している。この図には、ＡＣ１００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時と、ＡＣ２００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時との動作がそれぞれ示されている。
ブリッジ整流回路Ｄｉから力率改善回路１００内のスイッチングダイオードＤ1に流れる整流電流Ｉ1は、交流入力電圧ＶACの絶対値レベルが一定以上となる期間において、正極性による半波の正弦波状のエンベロープを有する波形形状により、スイッチングダイオードＤ1により断続される交番電流として流れる。
また、二次側整流回路において、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11に流れる交番電流Ｉ2は、図示するようにして、一定のピークレベルで流れる交番波形となる。前述もしたように、力率改善用トランスＶＦＴでは、この交番電流Ｉ2が一次巻線Ｎ11に流れることで、二次巻線Ｎ12にスイッチング周期の交番電圧を誘起させ、これにより、スイッチングダイオードＤ1のスイッチング動作を促すようにされる。
交流入力電流ＩACは、交流入力電圧ＶACが正／負の各期間内において、整流電流Ｉ1が導通するのと同じ導通期間により流れているが、この交流入力電流ＩACの導通期間は、整流電流Ｉ1がスイッチングダイオードＤ1により断続されない場合よりも拡大されたものとなっている。つまり、交流入力電流ＩACの導通角が拡大されているものであり、力率改善回路１００を備えない場合と比較して力率が改善されている状態を示している。

図７は、図１に示した電源回路ついての実験結果として、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）の範囲での負荷変動に対する整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉ、力率（ＰＦ）、及びAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）を示している。この図においては、ＡＣ１００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の特性を実線で示し、ＡＣ２００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の特性を破線で示している。
また、図７に示す特性を得るのにあたっては、図１に示した電源回路について、要部を次のように選定した。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、EER-39型のコアを選定し、このコアに形成するギャップＧのギャップ長については2.0mmとしたうえで、一次巻線Ｎ1＝30Ｔ、二次巻線Ｎ2＝２６Ｔを巻装した。この構造により、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．７３を得ている。また、二次巻線Ｎ2の１ターン（Ｔ）あたりの誘起電圧は、５Ｖ／Ｔとしている。
また、力率改善用トランスＶＦＴは、構造的には、例えば本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴと同様に、図２に示したようにして、ＥＥ型のコアに対して一次巻線Ｎ11、Ｎ12を巻装して形成するようにされる。力率改善用トランスＶＦＴのＥＥ型コアとしては、例えばEE25型のコアを選定する。また、図２と同様にして、コアの中央磁脚にギャップ長0.8mmのギャップを形成し、一次巻線Ｎ11＝１４Ｔ、二次巻線Ｎ12＝１０Ｔとしている。これにより、この場合の力率改善用トランスＶＦＴ自体の結合係数ｋvftとしては、ｋvft＝0.85となり、疎結合とみてよい結合度としている。
また、一次側直列共振回路、二次側直列共振回路、を形成するための各共振コンデンサについては、下記のように選定した。
・一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０３９μＦ
・二次側直列共振コンデンサＣ2＝０．１８μＦ

先ず、図７に示されるように、スイッチングコンバータの直流入力電圧となる整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時には約１４０Ｖ付近のレベルとなり、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時には約３４０Ｖ付近のレベルとなる。
また、図７によれば、整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時とＶAC＝２３０Ｖ時とでともに、負荷変動に対して一定であるとみてよい状態となっている。

また、力率改善回路１００の動作に応じて得られる力率ＰＦについては、先ず、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時／２３０Ｖ時とで共に、重負荷となるのに従って高くなっていく傾向となっている。ちなみに、最大負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の特性として、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではＰＦ＝０．８６、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時ではＰＦ＝０．８１となっている。

また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、負荷電力Ｐｏが重負荷の傾向となっていくのに従って高くなる傾向で、最大負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの負荷条件では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時にはηAC→DC＝８８．３％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時には、８９．９％となっている。

これまでに説明した実施の形態の電源回路と、同じ力率改善及びワイドレンジ対応化を図る先行技術である、図１６に示した電源回路とを比較した場合には、次のようなことがいえる。
先ず、上記図７による実験結果からもわかるように、図１に示した電源回路では、図１６の電源回路の場合よりも、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時の電力変換効率（ηAC→DC）が共に向上している。
これは、主としては、電圧帰還方式による力率改善改善回路を備える構成とし、さらにスイッチング周波数の可変制御のみで安定化を図るワイドレンジ対応の構成としたことで、アクティブフィルタを不要としたことによる。すなわち、本実施の形態では、アクティブフィルタを備える場合のように前段と後段の２つの電力変換効率値により総合効率が低下することはない。

また、図１に示した回路では、アクティブフィルタを不要としたことで、回路構成部品点数の削減が図られる。
つまりアクティブフィルタは、１組のコンバータを構成するものであり、図１６による説明からも分かるように、実際には、１本のスイッチング素子と、これらを駆動するためのＩＣ等を始め、多くの部品点数により構成される。
これに対し図１に示す電源回路においては、力率改善及びワイドレンジ対応のために必要な追加部品として、少なくともフィルタコンデンサＣN、スイッチングダイオードＤ1、力率改善用トランスＶＦＴ、二次側直列共振コンデンサＣ2を備えればよく、アクティブフィルタと比較すれば非常に少ない部品点数とすることができる。
これにより、図１に示す電源回路としては、力率改善機能を有するワイドレンジ対応の電源回路として、図１６に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。

また、図１に示す電源回路では、共振形コンバータ及び力率改善回路１１の動作はいわゆるソフトスイッチング動作であるから、図１６に示したアクティブフィルタと比較すればスイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。
このため、図１にも示したように、例えば１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと２つのアクロスコンデンサＣLから成る１段のノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。また、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、図１にも示しているように、１つのフィルタコンデンサＣNのみにより対策を行っている。
このようにしてノイズフィルタとしての部品点数が削減されることによっても、電源回路のコストダウンと、回路基板の小型軽量化は促進される。

また、図１に示す電源回路の場合、一次側のスイッチングコンバータを形成する各スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、同期してスイッチング動作するものである。従って、一次側アース電位としては、図１６の電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定させることができる。

なお、図１に示す電源回路により得られる力率ＰＦとしては、図７にて説明した通りであり、このような力率特性によれば、例えば電源高調波歪み規制をクリアすることができ、実用上充分な力率が得られているといえる。

このようにして図１に示す本実施の形態の電源回路は、アクティブフィルタを備える電源回路が有する各種の問題を解決したうえで、力率改善機能を有するワイドレンジ対応の電源回路を得ているものである。

また、図１に示す本実施の形態の電源回路では、図７にて説明したように、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）のレベルは、負荷変動に対して一定となっている。
例えば、従来から知られている電圧帰還方式の力率改善電源回路を電流共振形コンバータに採用した場合の基本構成としては、一次側電流共振形コンバータのスイッチング動作により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得られるスイッチング出力電流又は電圧を整流電流経路に帰還して平滑コンデンサＣｉに対して充電させる構成を採っている。つまり、電圧帰還の経路は、一次側において形成されている。
具体的に、力率改善用トランスＶＦＴを備える電圧帰還方式であれば、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1及び一次側直列共振コンデンサＣ1から成る一次側直列共振回路に対して、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11を直列に接続し、力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12を整流電流経路に対して、スイッチングダイオードＤ1とともに直列に挿入する回路構成を採ることになる。

このようにして、一次側のみで電圧帰還ループが形成される従来の電力回生方式力率改善回路を備える電源では、一般に整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、軽負荷から無負荷とされる傾向の条件では上昇する特性であることが分かっている。
このような整流平滑電圧Ｅｉの変動は、例えば、平滑コンデンサＣｉなどの一次側スイッチングコンバータの構成部品の耐圧ランクを高く選定する必要などを招き、回路の大型化、コストアップなどを招く。また、整流平滑電圧Ｅｉの変動は、二次側直流出力電圧の安定化のための制御範囲を拡大する必要の生じる場合もあり、回路設計の変更が必要になるなど作業効率を低下させる要因ともなり得る。

また、スイッチング出力を帰還する方式の力率改善回路としては、電圧帰還方式の他に、電力回生方式も知られている。例えば電流共振形コンバータに電力回生方式の力率改善回路を設けることとした場合には、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流電流経路においてインダクタとスイッチングダイオードを直列に挿入したうえで、一次側直列共振回路の端部を、この整流電流経路に接続するようにして帰還経路を形成する。これにより、一次側直列共振回路に流れる共振電流を電力として回生するようにして平滑コンデンサＣｉに帰還して、スイッチングダイオードのスイッチング動作を促し、整流電流を断続させて、交流入力電流ＩACの導通角拡大を図るようにされる。
このような電力回生方式の力率改善回路にあっても、電圧帰還方式と同じく軽負荷、無負荷時において整流平滑電圧Ｅｉが上昇する特性を有している。つまり、負荷変動に応じた整流平滑電圧Ｅｉの変化は、スイッチング出力を帰還する方式の力率改善回路において、共通の問題となっている。

そこで、本実施の形態の電源回路では、電圧帰還方式による力率改善回路１００の構成として、二次側に伝達されたスイッチング出力を帰還源とするように構成している。つまり、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11を、二次側整流回路において、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ12に対して直列関係となるようにして挿入している。
二次側整流回路は、直接的に負荷電力を供給する二次側直流出力電圧Ｅｏを生成する整流回路系であるので、二次側整流回路内の一次巻線Ｎ11に流れる交番電流Ｉ2のレベルは、負荷電流レベルに応じたものとなる。つまり、交番電流Ｉ2のレベルは、軽負荷の傾向となるのに応じて低下し、無負荷の条件では０レベルとなるようにして変化する。
本実施の形態の力率改善回路１００は、このような交番電流Ｉ2により、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11から二次巻線Ｎ12に交番電圧を誘起させて電圧帰還を行っている。このために、力率改善用回路において整流電流経路に帰還される帰還電圧レベルは、軽負荷の傾向となるのに応じて低減していくことになり、これに応じては、さらに、帰還電圧により平滑コンデンサＣｉに充電される電流量も低減することとなって、その両端電圧である、整流平滑電圧Ｅｉのレベルの上昇は抑制、キャンセルされる。この結果、整流平滑電圧Ｅｉは、負荷変動に対して整流平滑電圧Ｅｉが一定レベルで維持されるように制御されることになる。
なお、無負荷時（Ｐｏ＝０Ｗ）においては、負荷電流レベルが０となって交番電流Ｉ2も０レベルとなり、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11には誘起電圧は生じないことから、スイッチングダイオードＤ1はスイッチング動作を停止し、整流電流Ｉ1は、断続されることなくスイッチングダイオードＤ1を導通して平滑コンデンサＣｉに充電されることになる。このときの平滑コンデンサＣｉのレベルは、交流入力電圧ＶACのピークレベルに対応したものとなる。

また、本実施の形態の構成では、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11と二次巻線Ｎ12との巻線比設定により、例えば負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ（無負荷以外の所定の負荷電力値による軽負荷の状態）以下の範囲でも、スイッチングダイオードのスイッチング出力を停止させるようにすることが可能である。電源回路の仕様によっては、このような巻線比の調整を伴って、負荷変動に対する整流平滑電圧Ｅｉの安定化を図るようにしてよい。

また、本実施の形態の力率改善回路１００は、これまでにも述べてきているように、電圧帰還方式としての構成を採る。電圧帰還方式は、電力回生方式と比較して、スイッチング出力の帰還態様が間接的であるために、二次側直流出力電圧Ｅoに重畳する商用交流電源周期のリップル増加量が少ないという利点を有している。例えば、本実施の形態の力率改善回路１００では、力率改善用トランスＶＦＴの磁気結合を介するようにして、間接的にスイッチング出力を二次側から、一次側の整流電流経路に帰還している。
そのうえで、本実施の形態では、さらに、力率改善用トランスＶＦＴの結合係数ｋについて、前述もしたように、ｋ＝０．８５程度の疎結合の状態を設定している。これにより、本実施の形態では、二次側直流出力Ｅｏに重畳する商用交流電源周期のリップル成分の増加は、ほとんど無いようにされている。

図８は、第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。
なお、この図においては、力率改善回路１００内の力率改善用トランスＶＦＴ、絶縁コンバータトランスＰＩＴ、及び二次側整流回路のみが示されている。これら以外の他の部分については、図１と同様であるとして、ここでの図示は省略している。また、この図において、図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す回路の二次側においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11、及び二次側直列共振コンデンサＣ2から成る二次側直列共振回路に対して、倍圧半波整流回路が設けられる。
この倍圧半波整流回路としては、二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部に対して、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11、二次側直列共振コンデンサＣ2の直列接続を介して整流ダイオードＤo1のアノードを接続する。整流ダイオードＤo1のカソードは平滑コンデンサＣoの正極端子に接続する。平滑コンデンサＣoの負極端子は、二次側アース電位である、二次巻線Ｎ2の巻始め端部に対して接続される。そして、整流ダイオードＤo2のアノードを二次側アースに接続し、この整流ダイオードＤo2のカソードを、二次側直列共振コンデンサＣ2と整流ダイオードＤo1のアノードとの接続点に対して接続する。

上記のようにして形成される倍圧半波整流回路では、先ず二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の一方の半周期に整流ダイオードＤo2が導通して、整流電流を二次側直列共振コンデンサＣ2に対して充電する動作が得られる。これによって二次側直列共振コンデンサＣ2の両端には、二次巻線Ｎ2（及び一次巻線Ｎ11）に励起（誘起）される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルによる電圧が生成される。そして、他方の半周期では、整流ダイオードＤo1が導通することで、平滑コンデンサＣoに対しては、二次巻線Ｎ2（及び一次巻線Ｎ11）に得られる交番電圧レベルと、上記二次側直列共振コンデンサＣ2の両端電圧とが重畳された電圧レベルにより充電が行われる。
これによって平滑コンデンサＣo1の両端電圧としては、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる整流平滑電圧Ｅoが得られることになる。この整流動作では、平滑コンデンサＣoに対しては、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の一方の半周期にのみ充電が行われる。つまり、倍圧半波としての整流動作が得られている。

図９は、第３の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図においても、力率改善回路１００内の力率改善用トランスＶＦＴ、絶縁コンバータトランスＰＩＴ、及び二次側整流回路のみを示し、これら以外の他の部分については、図１と同様であるとして図示は省略した。
この図に示す回路における二次側では、上記図８とは異なる回路構成による倍圧半波整流回路が形成されている。この半波整流回路では、二次巻線Ｎ2の巻き終わりに対して、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11、二次側直列共振コンデンサＣ2の直列接続を介して整流ダイオードＤo1のアノードを接続する。整流ダイオードＤo1のカソードは平滑コンデンサＣo1の正極端子に接続する。平滑コンデンサＣo1の負極端子は、もう１本の平滑コンデンサＣo2の正極端子と接続する。また、平滑コンデンサＣo1の負極端子に対しては、二次巻線Ｎ2の巻始め端部も接続する。平滑コンデンサＣo2の負極端子は、二次側アースと接続する。この場合、平滑コンデンサＣo1,Ｃo2は、直列接続されていることになる。整流ダイオードＤo2のアノードは二次側アースに接続し、カソードは、二次側直列共振コンデンサＣ2と整流ダイオードＤo1のアノードとの接続点に対して接続する。

上記接続形態によれば、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧の一方の半周期には、整流ダイオードＤo1、平滑コンデンサＣo1を介して整流電流が流れ、平滑コンデンサＣo1において、上記二次巻線Ｎ2（及び一次巻線Ｎ11）の交番電圧の等倍に対応したレベルの両端電圧が生成される。また、上記交番電圧の他方の半周期には、平滑コンデンサＣo2、整流ダイオードＤo2を介して整流電流が流れ、平滑コンデンサＣo2の両端に交番電圧の等倍に対応したレベルの電圧が得られる。
これによって平滑コンデンサＣo1−Ｃo2の直列接続回路の両端電圧として、上記交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。
そして、上記説明からも理解されるように、この場合は二次側に設けられた各々の平滑コンデンサＣoに対しては、二次巻線Ｎ2の交番電圧の各半周期にのみ充電が行われることから、整流動作としては半波整流動作となる。つまり、この図９に示す回路の二次側においても、倍圧半波整流平滑回路としての動作が得られている。

図１０は、第４の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。この図において、図１，図８，及び図９と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路としては、先ず、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）を入力して整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成するための整流電流回路系として、交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉを生成する、倍電圧整流回路を備える。そのうえで、図１０に示す電源回路は、図１に示した力率改善回路１００に代えて、力率改善回路１０１を備える。この力率改善回路１０１は、次に説明するようにして、上記倍電圧整流回路に対して、電圧帰還方式による力率のための回路構成を組み合わせて形成される。

この力率改善回路１０１に含まれる倍電圧整流回路は、整流ダイオードＤ11，Ｄ12、及び２つの直列接続された平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2により形成される。この場合において、整流ダイオードＤ11，Ｄ12は、力率改善用のスイッチング素子（スイッチングダイオード）としても機能するので、高速リカバリ型が選定される。

コモンモードノイズフィルタ（ＣＭＣ，ＣL）の後段となる商用交流電源ＡＣの正極ラインに対しては、力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12の直列接続を介して、整流ダイオードＤ11のアノードと整流ダイオードＤ12のカソードとの接続点に対して接続される。
整流ダイオードＤ11のカソードは、平滑コンデンサＣｉ1の正極端子と接続され、整流ダイオードＤ12のアノードは、一次側アースと接続される。
直列接続された平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2の接続点は、コモンモードノイズフィルタ（ＣＭＣ，ＣL）の後段となる商用交流電源ＡＣの負極ラインに対して接続される。平滑コンデンサＣｉ2の負極端子は一次側アースに接地される。
また、フィルタコンデンサＣNは、商用交流電源ＡＣの正極ラインと二次巻線Ｎ12との接続点と、平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2の接続点との間に挿入される。

このようにして構成される力率改善回路１０１における倍電圧整流回路の動作としては、商用交流電源ＡＣが一方の半周期（正極性）となる期間においては、商用交流電源ＡＣ→（ＣＭＣの巻線）→二次巻線Ｎ12→整流ダイオードＤ11→平滑コンデンサＣｉ1→（ＣＭＣの巻線）→商用交流電源ＡＣの整流電流経路が形成され、整流ダイオードＤ11が商用交流電源ＡＣを整流し、平滑コンデンサＣｉ1がその整流出力を平滑化する動作が得られる。
また、商用交流電源ＡＣが他方の半周期（負極性）となる期間においては、商用交流電源ＡＣ→（ＣＭＣの巻線）→平滑コンデンサＣｉ2→整流ダイオードＤ12→二次巻線Ｎ12→（ＣＭＣ）→商用交流電源ＡＣの整流電流経路が形成され、整流ダイオードＤ12が商用交流電源ＡＣを整流し、平滑コンデンサＣｉ2がその整流出力を平滑化する。
これにより、平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2の各両端電圧としては商用交流電源ＡＣの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧が得られる。従って、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路の両端電圧としては、商用交流電源ＡＣのレベルの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。つまり、倍電圧整流動作が得られる。

また、上記した整流電流経路によれば、商用交流電源ＡＣが正極性となる半周期の期間においては、二次巻線Ｎ12−整流ダイオードＤ11の直列接続回路が形成され、商用交流電源ＡＣが負極性となる半周期の期間においては、整流ダイオードＤ12→二次巻線Ｎ12の直列接続回路が形成される。つまり、商用交流電源ＡＣが正／負の各期間で、力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12は、整流電流経路に挿入される状態となる。これにより、商用交流電源ＡＣが正／負となる各期間において、整流出力電圧に対して、二次巻線Ｎ12に誘起された交番電圧が重畳することになる。つまり、この場合には、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ12の磁気結合を介して、一次側直列共振電流を電力として回生して整流電流経路に帰還する形式を採っている。
整流ダイオードＤ11，Ｄ12は、上記のようにして交番電圧成分が重畳された整流出力電圧が印加されることで、交流入力電圧ＶACの絶対値が１／２以上のときにも、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流動作によって得られる整流電流をスイッチング（断続）するようにされる。これにより、力率改善回路１０１によっても、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされ、交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて力率改善が図られる。

この第４の実施の形態のようにして、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流回路系について倍電圧整流回路とするのは、商用交流電源ＡＣが１００Ｖ系の単レンジで、かつ、比較的重負荷の条件となるような場合である。このような条件では、スイッチングコンバータに流れる電流が増加して電力損失が増加する傾向となるが、倍電圧整流回路により整流平滑電圧Ｅｉを２倍にまで増加させて生成すると、同じ負荷条件に対してスイッチングコンバータに流れる電流量を低減させることができるために、電力損失が低減される。
この図１０に示す回路は、上記もしているように単レンジ対応の用途ではあるが、電圧帰還方式の力率改善回路１０１を備えていることで、力率改善目的のアクティブフィルタを不要としている、ということがいえる。また、この場合としても定電圧制御の高速応答が可能となるというメリットは図１の回路の場合と同様に得られる。

また、この図１０に示す第４の実施の形態の電源回路における二次側整流回路としては、４倍電圧整流回路が備えられる。
この場合の４倍圧整流回路としては、整流ダイオードＤo1〜Ｄo4の４本の整流ダイオード、２本の二次側直列共振コンデンサＣ2A、Ｃ2B及び２本の平滑コンデンサＣo1A、Ｃo1Bとを備えて形成される。
二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部に対しては、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11の直列接続を介したうえで、さらに二次側直列共振コンデンサＣ2A−整流ダイオードＤo1（アノード→カソード）の直列接続を介し、平滑コンデンサＣo1Aの正極端子を接続する。平滑コンデンサＣo1Aの負極端子は、二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部に対して接続される。
また、平滑コンデンサＣo1Aの負極端子と二次巻線Ｎ2の巻始め端部の接続点に対しては、平滑コンデンサＣo1Bの正極端子を接続し、この平滑コンデンサＣo1Bの負極端子を二次側アースに接続する。この接続態様では、平滑コンデンサＣo1A−Ｃo1Bの直列接続が形成される。

また、二次巻線Ｎ2の巻終わり端部側となる力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11の巻き終わり端部と、二次側アースとの間には、二次側直列共振コンデンサＣ2B→整流ダイオードＤo3（カソード→アノード）の直列接続回路を挿入する。
これら二次側直列共振コンデンサＣ2Bと整流ダイオードＤo3との接続点に対しては、整流ダイオードＤo4のアノードを接続する。整流ダイオードＤo4のカソードは、平滑コンデンサＣo1A，Ｃo1Bの接続点と、二次巻線Ｎ2の巻始め端部との接続点に対して接続する。
さらに、平滑コンデンサＣo1A，Ｃo1Bの接続点に対しては、整流ダイオードＤo2のアノードを接続する。整流ダイオードＤo2のカソードは、二次側直列共振コンデンサＣ2Aと整流ダイオードＤo1のアノードとの接続点に対して接続されている。

上記接続態様によって形成される倍電圧全波整流回路の整流動作は次のようになる。
先ず、この倍電圧全波整流回路は、［二次巻線Ｎ2−一次巻線Ｎ11、二次側直列共振コンデンサＣ2A、整流ダイオードＤo1，Ｄo2、平滑コンデンサＣo1］により形成される第１の倍電圧半波整流回路と、［一次巻線Ｎ11−二次巻線Ｎ2B、二次側直列共振コンデンサＣ2B、整流ダイオードＤo3，Ｄo4、平滑コンデンサＣo2］により形成される第２の倍電圧半波整流回路とに分けることができる。
また、第１の倍電圧半波整流回路においては、二次巻線Ｎ2−一次巻線Ｎ11−二次側直列共振コンデンサＣ2Aの直列接続回路が形成されていることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンス成分（Ｌ2：一次巻線Ｎ11のインダクタンスＬ11を含む）と二次側直列共振コンデンサＣ2Aのキャパシタンスとによって、第１の二次側直列共振回路を形成することになる。
同様に、第２の倍電圧半波整流回路においては、一次巻線Ｎ11−二次巻線Ｎ2B−二次側直列共振コンデンサＣ2Bの直列接続回路が形成されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンス成分（Ｌ2：一次巻線Ｎ11のインダクタンスＬ11を含む）と二次側直列共振コンデンサＣ2Bのキャパシタンスとによって、第２の二次側直列共振回路を形成することになる。

第１の倍電圧半波整流回路の整流動作としては次のようになる。
先ず、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の一方の半周期の期間においては、二次巻線Ｎ2−整流ダイオードＤo2−二次側直列共振コンデンサＣ2A−一次巻線Ｎ11の経路により整流電流が流れることで、二次側直列共振コンデンサＣ2Aに対して整流電流を充電するようにされる。このときの整流動作によって、二次側直列共振コンデンサＣ2Aには、二次巻線Ｎ2Aに誘起される交番電圧の等倍に対応するレベルの両端電圧が生成される。
また、続く二次巻線Ｎ2の交番電圧の他方の半周期の期間においては、二次巻線Ｎ2A−一次巻線Ｎ11−二次側直列共振コンデンサＣ2A−整流ダイオードＤo1−平滑コンデンサＣo1の経路で整流電流が流れる。このときには、二次巻線Ｎ2Aの誘起電圧に対して、先の二次巻線Ｎ2の交番電圧の半周期の期間の整流動作により得られている二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧が重畳される状態で、平滑コンデンサＣo1への充電が行われる。これにより、平滑コンデンサＣo1には、二次巻線Ｎ2（及び一次巻線Ｎ11）の交番電圧に対して２倍となるレベルの両端電圧が生成されることになる。
つまり、第１の倍電圧半波整流回路は、二次巻線Ｎ2の交番電圧の一方の半周期の期間で二次巻線Ｎ2の交番電圧の等倍に対応するレベルの二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧を生成し、二次巻線Ｎ2の交番電圧の他方の半周期の期間で、二次巻線Ｎ2の交番電圧と二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧の重畳レベルにより平滑コンデンサＣo1に充電を行うことで、平滑コンデンサＣo1の両端電圧として、二次巻線Ｎ2の交番電圧の２倍に対応するレベルの両端電圧を得る、という倍電圧半波整流動作を行う。
また、上記した倍電圧半波整流動作では、二次側直列共振コンデンサＣ2Aに対して、正／負の両極の方向で半周期ごとに電流が流れているが、これに応じて、第１の二次側直列共振回路が共振動作を行うことになる。

また、第２の倍電圧半波整流回路は、［一次巻線Ｎ1−二次巻線Ｎ2B、二次側直列共振コンデンサＣ2B、整流ダイオードＤo3，Ｄo4、平滑コンデンサＣo2］により、上記第１の倍電圧半波整流回路と同様の倍電圧半波整流動作を、上記第１の倍電圧半波整流回路の整流動作に対して、半周期シフトした周期タイミングにより実行する。これにより、平滑コンデンサＣo2の両端電圧としても、二次巻線Ｎ2（及び一次巻線Ｎ11）の交番電圧に対して２倍となるレベルの両端電圧が生成されることになる。
このような整流動作が実行されることにより、平滑コンデンサＣo1−Ｃo2の直列接続回路の両端電圧である二次側直流出力電圧Ｅoとしては、二次巻線Ｎ2（及び一次巻線Ｎ11）の交番電圧に対して４倍となるレベルの両端電圧が生成されることになる。つまり、４倍電圧整流動作が得られている。

図１１の回路図は、第５の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１，図８，図９，図１０と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路では、ブリッジ全波整流回路により、商用交流電源ACから整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成するようにされている。また、直流入力電圧により動作する一次側スイッチングコンバータは、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して、部分電圧共振回路を備えた構成とされる。また、二次側整流回路としては、４本の整流ダイオードＤo1〜Ｄo4及び平滑コンデンサＣoによるブリッジ全波整流回路となっている。また、力率改善回路１００としては、力率改善用トランスＶＦＴを備える電圧帰還方式を採っており、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11を二次側整流回路に挿入することで、二次側に伝達されたスイッチング出力を、一次側の整流電流経路に帰還するようにしている。これらの点では、図１と同様である。

そのうえで、図１１の電源回路においては、先ず、二次側直列共振コンデンサＣ2が省略されている。従って、この図に示す電源回路は、多重複合共振形ではなく、複合共振形であることになる。つまり、本願発明に基づいた、二次側に伝達されたスイッチング出力を一次側に電圧帰還する構成の電圧帰還方式力率改善回路は、多重複合共振形のスイッチングコンバータに限定されるものではなく、例えばこの図に示される複合共振形をはじめとして、他の形式のスイッチングコンバータにも適用できる。

また、この図に示す電源回路では、力率改善用トランスＶＦＴに対して、追加的に電流検出巻線Ｎ3を巻装している。電流検出巻線Ｎ3は、例えば力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12と密結合の状態で巻装される。
力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11には、前述もしたように負荷電流に応じたレベルの交番電流（Ｉ2）が流れる。また力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ12にも、負荷電流に応じたレベルの交番電流成分が得られる。このため、電流検出巻線Ｎ3には、負荷電流に応じた交番電圧が誘起されることになる。つまり、電流検出巻線Ｎ3は、負荷電流レベルを誘起電圧レベルとして検出している。
電流検出巻線Ｎ3には、ダイオードＤ3及びコンデンサＣ3から成る半波整流回路が接続されていることで、電流検出巻線Ｎ3の誘起電圧レベルは直流化され、負荷電流検出レベルを示す電圧値として、発振・ドライブ・過電流検出回路２Ａに入力される。発振・ドライブ・過電流検出回路２Ａは、例えば図１に示した発振・ドライブ回路２に対して過電流保護機能を設けた回路とされる。
このようにして、電流検出巻線Ｎ3は、過電流保護回路系を形成する１部品として備えられる。電流検出巻線Ｎ3は、負荷電流を二次側において直接検出するものではなく、力率改善用トランスＶＦＴが一次側と二次側とで直流的に絶縁されていることを利用して、一次側において間接的に検出している。従って、過電流検出のために一次側と二次側との直流的絶縁状態を別途形成する必要はない。また、負荷電流レベルを誘起電圧レベルとして検出しているので、電流検出巻線Ｎ3そのものは少ない巻数で済み、これにより、力率改善用トランスＶＦＴが大型化することはない。また、部品のコストアップもほとんど問題にならない。

発振・ドライブ・過電流検出回路２Ａは、上記のようにして電圧値として入力されてくる負荷電流検出レベルを監視しており、例えば過電流状態に対応する所定レベル以上になったことを検出すると、例えばドライブ信号出力を停止させて、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング動作を停止させる。

上記もしているように、図１１に示す電源回路では、二次側直列共振コンデンサＣ2が省略されていることで二次側直列共振回路は形成されないことになる。しかしながら、この図１１に示す電源回路については、一次側において一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）を備えたうえで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋについては、先に図２にて説明した構造により、一定以下にまで低下させた値が得られるようにしている。この結果、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋと、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11のインダクタンスＬ11とを要素として決定される総合結合係数ｋtとしても、疎結合とされる一定以下の値が設定されることとなり、結果として、図１１に示す電源回路についても、ワイドレンジ対応化を図ることが可能となる。この点について説明する。

図１２は、図１１の電源回路における定電圧制御特性を、スイッチング周波数ｆｓと二次側直流出力電圧Ｅoとの関係により示している。
なお、この図では同時に、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける結合係数ｋを従来の設定とした電流共振形コンバータを備える電源回路における、二次側直流出力電圧Ｅｏについての定電圧制御特性を一点鎖線により示している。従来の電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、本実施の形態よりも高い値の結合係数ｋが設定されている。例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップＧについては1mm程度のギャップ長を設定することで、ｋ＝０．８〜０．９程度が得られるようにされている。また、この従来の電源回路としては、力率改善回路は特に備えていないものとして考える。従って、従来の電源回路の総合結合係数ｋtとしては、基本的に、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとしてみてよい。また、確認のために述べておくと、図１１の電源回路としても、スイッチング周波数制御方式としてはいわゆるアッパーサイド制御を採用していることを前提とする。

図１２において、この場合としても、直列共振回路においては共振周波数ｆｏのときに最も共振インピーダンスが小さくなる特性から、アッパーサイド制御における二次側直流出力電圧Ｅoとスイッチング周波数ｆｓの関係としては、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｏに近づいていくほど二次側直流出力電圧Ｅoが上昇し、共振周波数ｆｏから離れていくのに従って二次側直流出力電圧Ｅoが低下していくものとなる。
従って、この場合も負荷電力Ｐｏを一定とした条件でのスイッチング周波数ｆｓに対する二次側直流出力電圧Ｅoは、図示するようにして、スイッチング周波数ｆｓが一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏと同じときにピークとなり、共振周波数ｆｏから離れるのに応じて低下する二次曲線的な変化を示す。

また、同じスイッチング周波数ｆｓに対応する二次側直流出力電圧Ｅoとしては、この場合も最小負荷電力Ｐｏmin時よりも最大負荷電力Ｐｏmax時のほうが所定分低下するようにしてシフトする特性となる。従ってこの場合としても、スイッチング周波数ｆｓを固定として考えると、重負荷となるのに従って二次側直流出力電圧Ｅoは低下する傾向となる。

ここで、この図に示される図１１の回路の場合での最大負荷電力Ｐｏmax（Ｐｏ＝２００Ｗ）時の特性曲線（特性曲線１）と、従来の回路でのＰｏmax時の特性曲線（特性曲線２）とを比較してわかるように、最大負荷電力時での双方の特性曲線としては、およそ同様の比較的急峻な二次曲線が得られていることがわかる。これに対し、最小負荷電力Ｐｏmin（Ｐｏ＝０Ｗ）時では、特性曲線３と示される図１１の回路の曲線と、特性曲線４と示される従来の曲線とを比較すると、従来での非常になだらかな曲線に対し、図１１の回路では急峻となる特性が得られていることが理解できる。

そして、このような特性が得られている下で、アッパーサイド制御により二次側直流出力電圧Ｅoについて、Ｅo＝ｔｇとなるようにして安定化しようとした場合、従来の電源回路において安定化に必要となるスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲Δｆｓ）は、特に上記のようにして最小負荷電力Ｐｏmin時の特性曲線がなだらかであることから、図のように比較的広範なΔｆｓBとして示される範囲となる。
これに対し、図１１に示した電源回路におけるＥoの安定化のための必要制御範囲Δｆｓは、従来よりも最小負荷電力Ｐｏmin時の特性曲線が急峻とされたことで、上記ΔｆｓBよりも縮小されたΔｆｓAとして示される範囲となる。

このようにして、総合結合係数ｋtについて従来よりも低い所定以下の値を設定した本実施の形態では、特に最小負荷電力Ｐｏmin時でのスイッチング周波数の上昇が抑制されることで、安定化のための必要制御範囲Δｆｓが大幅に縮小されたものとなる。
ここで、図１２の特性図においては、ＡＣ１００Ｖ系又は２００Ｖ系の一方の単レンジの場合での必要制御範囲Δｆｓについて示しているが、他方のレンジにおいても、同様に必要制御範囲Δｆｓの大幅な縮小化が図られるものとなる。すなわち、同様に最小負荷電力Ｐｏmin時でのスイッチング周波数の上昇が特に抑制されることで、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の双方の単レンジにおいて、従来よりも必要制御範囲Δｆｓの大幅な縮小化が図られるものである。
そして、このように各単レンジでの必要制御範囲Δｆｓの縮小化が図られるということは、ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系までの入力に対応するとした場合にも、その必要制御範囲Δｆｓとしては従来よりも大幅に縮小することができるものとなる。

このようにして、ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系の入力に対応する場合の必要制御範囲Δｆｓについても大幅な縮小化が図られることで、図１１に示す電源回路としても、図１の電源回路と同様にして、スイッチング周波数制御方式による安定化動作のみによるワイドレンジ対応の構成を得ることが可能となっている。
なお、この図１１の電源回路において設定されるべき絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋ（及び力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11のインダクタンスＬ11）としては、図１の電源回路と同一である必要はなく、実際に必要とされる必要制御範囲Δｆｓが得られるようにして、適宜、所要値が設定されればよい。

ところで、スイッチング周波数制御方式により二次側の直流出力電圧の安定化を図る電流共振形コンバータとして、例えば先の先行技術として示した図１６の回路における電流共振形コンバータでは、二次側の整流回路として両波整流回路を備えるものとしていたが、このように二次側の整流回路が両波整流の形式とされた場合、スイッチング周波数制御範囲は、特に広範囲となる。

先ず、両波整流回路とした場合、二次巻線Ｎ2はセンタータップされ、２つの二次巻線部が形成される。そして、これら２つの二次巻線部において、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の一方の半周期においては、整流電流は［一方の二次巻線部→整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣｏ］の経路で流れる。また、上記交番電圧の他方の半周期には、整流電流は［他方の二次巻線部→整流ダイオードＤo2→平滑コンデンサＣｏ］を介して流れる。
つまり両波整流において、２つの二次巻線部としては、一方の半周期には一方にのみ電流が流れ、他方には流れないという状態となる。

このような両波整流動作によると、絶縁コンバータトランスＰＩＴのボビンに対してそれぞれ巻装された２つの二次巻線部の間には、所定の静電容量が存在することとなる。
そして、このように線間静電容量が存在していることにより、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側においては、先の図１６に破線により示されるようにして、等価的には二次巻線Ｎ2に対して並列にコンデンサＣvが接続された状態となる。

二次巻線Ｎ2に対して並列にコンデンサＣvが接続されることで、この場合は二次側においても二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスとコンデンサＣvのキャパシタンスとによる並列共振回路が形成されることになる。なお、上記コンデンサＣvのキャパシタンスとしては、二次巻線Ｎ2として用いるリッツ線の束数と、二次巻線Ｎ2が巻装されるボビンの窓面積によって決定されるものであるが、図１６の回路について実験を行った結果では、およそ１００ｐＦ〜５００ｐＦ程度と微少なものとなっている。

このように二次側の整流回路が両波整流回路とされ、二次側においても並列共振回路が形成される電流共振形コンバータにおいては、二次側直流出力電圧Ｅｏの定電圧特性として、実際には、図１７ではなく、図１８に示すような特性となってしまう。
図１６に示した電流共振形コンバータにおいて、先ず、上記のように二次側に対しても並列共振回路が形成されることで、一次側の直列共振回路の共振周波数をｆｏ１とした場合、二次側の並列共振回路の共振周波数ｆｏv2が存在することになる。
そして、このように異なる共振点が２つ存在することで、特にＰｏmin時における特性曲線としては、一次側の共振周波数ｆｏ１に応じてピークと二次側の共振周波数ｆｏv2に応じたピークとの２つのピークを持つ、図のような双峰曲線が得られることになる。

この場合、コンデンサＣvのキャパシタンスとしては、上記もしたように比較的微少とされることで、重負荷の条件で二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが比較的低くなる傾向とされているときは、二次側の共振点は顕在化しないものとなる（Ｐｏmax時の特性曲線）。しかし、軽負荷の傾向となって、無負荷の状態に近づくことによっては、二次側直流出力電圧Ｅｏが急激な上昇傾向となることに伴って、二次側の共振点が顕在化するかの如く、図中Ｐｏ＝０時の特性曲線のような双峰の特性曲線が得られる。

この双峰の特性曲線と、先の図１７における同じＰｏ＝０Ｗ時の特性曲線を比較すると、図１８に示される双峰曲線の方が、単峰の曲線とされた場合よりも、無負荷時のスイッチング周波数がより高くなる傾向となることが理解できる。
そして、これによれば、各図のΔｆｓを比較してわかるように、図１８の双峰となる方がスイッチング周波数の必要制御範囲Δｆｓがより広範となる。

このようにして、従来の電流共振形コンバータの構成として、二次側に両波整流回路を構成した場合は、一次側と二次側の共振回路による２つの共振点が存在することによる必要制御範囲Δｆｓの拡大も加わり、さらに必要制御範囲Δｆｓは拡大傾向となってしまう。

そこで、実施の形態としては、先の図１の回路と同様に、定電圧制御の対象となる二次側直流出力電圧Ｅoを生成するための二次側整流回路としてはブリッジ整流回路を備えるブリッジ全波整流回路とすることで、両波整流回路以外の整流回路としている。
ここで、例えば仮に、本実施の形態としての絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋの設定の下で、先の図１６の回路の場合と同様に二次側の整流回路として両波整流回路を備えた場合について考察してみる。
先ず、両波整流回路とされることで、この場合としてもセンタータップによって分割された各二次巻線部の間には、線間静電容量が存在することに変わりはなく、従って二次側には等価的に並列共振回路が形成され、これによって、この場合としても定電圧制御についての特性曲線は、特に負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時のものは先の図１８に示した双峰の曲線が得られることになる。
このようにして、特性曲線自体が単峰でなく双峰の特性となることから、両波整流回路とした場合には、実施の形態としての結合係数ｋの設定によっても、スイッチング周波数の必要制御範囲Δｆｓの縮小化が図られないものとなる。これは、特性曲線が双峰であることで、無負荷近辺でのスイッチング周波数が急激に上昇する特性が維持されてしまうことによる。そして、これに伴って必要制御範囲Δｆｓとしても有効な縮小化を図ることがほぼ不可能となり、結果的に結合係数ｋについて所定以下に設定したとしても、必要制御範囲Δｆｓの縮小化は図られないものとなってしまう。

これに対し、二次側に並列共振回路が形成されず、定電圧制御の特性曲線が単峰であれば、先の図９の特性図から理解されるように、結合係数ｋの設定によって、無負荷時（Ｐｏmin時）のスイッチング周波数は従来の結合係数ｋの設定とされた場合よりも低い値とすることができ、従って無負荷付近でのスイッチング周波数の急激な上昇特性は有効に改善が図られる。
このような理由から、二次側の整流回路を両波整流回路以外とし、結合係数ｋについて所定以下に低下させた第２の実施の形態によれば、必要制御範囲Δｆｓの有効な縮小化を図ることができ、これによってスイッチング周波数制御方式による安定化動作のみでのワイドレンジ対応の構成を実現することができる。
なお、例えば図１１と同様の複合共振形コンバータの回路形態で、単レンジのみに対応する部品選定が行われたような電源回路に対しても、本実施の形態のようにして二次側の交番出力を一次側整流電流経路に電圧帰還する力率改善回路１００（又は１０１）の構成が適用されてよい。

また、本発明としては、これまでに説明した構成に限定されるべきものではない。
例えば、直流入力電圧を生成する整流回路、二次側整流回路などについて、何れを最小するのかについては、適宜変更されて良い。具体的には、例えば、図１１に示した複合共振形コンバータの二次側整流回路については、図９に示した倍電圧半波整流回路（この場合、二次側直列共振コンデンサＣ2は省略される）など、ブリッジ全波整流回路以外を備えるようにされてよいし、また、図１０に示したように、直流入力電圧（Ｅｉ）を生成するための整流回路について倍電圧整流回路とされてもよい。また、一次側電流共振形コンバータとして、４本のスイッチング素子を備えるフルブリッジ結合方式とすることも考えられる。
例えばスイッチング素子としては、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。
さらには、本発明としてのワイドレンジ対応及び力率改善の構成は、自励式による電流共振形コンバータにも適用することが可能である。

本発明における第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。 実施の形態のスイッチング電源回路が備える絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。 実施の形態の電源回路を電磁結合形共振回路としてみた等価回路図である。 実施の形態の電源回路についての定電圧制御特性を示す図である。 実施の形態の電源回路の定電圧制御動作として、交流入力電圧条件及び負荷変動に応じたスイッチング周波数制御範囲（必要制御範囲）を示す図である。 第１の実施の形態の電源回路の力率改善動作に対応する要部の動作を示す波形図である。 実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、AC→DC電力変換効率、及び整流平滑電圧の各特性を示す図である。 第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。 第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。 第４の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。 第５の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。 第５の実施の形態の電源回路の負荷変動に対する定電圧制御特性について示す図である。 アクティブフィルタの基本的回路構成を示す回路図である。 図１３に示すアクティブフィルタにおける動作を示す波形図である。 アクティブフィルタのコントロール回路系の構成を示す回路図である。 先行技術としての電源回路の構成例を示す回路図である。 一次側と二次側との結合係数を従来の設定とした場合での定電圧制御特性について示した図である。 二次側の整流回路を両波整流回路とした場合の定電圧制御特性について示した図である。

符号の説明

１ 制御回路、２ 発振・ドライブ回路、１００，１０１ 力率改善回路、Ｄｉ ブリッジ整流回路、平滑コンデンサＣｉ，ＣｉA，ＣｉB、Ｑ1，Ｑ2 スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｃ1 一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ 一次側部分共振コンデンサ、Ｃ２、Ｃ2A，Ｃ2B 二次側直列共振コンデンサ、Ｎ1 一次巻線、Ｎ2 二次巻線、Ｄo1〜Ｄo4 （二次側）整流ダイオード、Ｃo1，Ｃo2 （二次側）平滑コンデンサ、ＣN フィルタコンデンサ、Ｄ1 スイッチングダイオード、ＶＦＴ 力率改善用トランス、Ｎ11 力率改善用トランスの一次巻線、Ｎ12 力率改善用トランスの二次巻線、Ｄ11，Ｄ12 整流ダイオード

Claims (4)

1. 商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、
   上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
   上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
   少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線により交番電圧が誘起される二次巻線とが巻装されて形成される絶縁コンバータトランスと、
   少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
   上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧を基とする交流について整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成する二次側直流出力電圧生成手段と、
   上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段と、
   上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番出力を、上記整流平滑手段を形成する整流平滑回路の所定の整流電流経路に対して電圧として帰還し、この帰還されたスイッチング出力により整流電流を断続するようにして構成される力率改善手段と、
   を備えて構成されることを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 上記力率改善手段は、
   上記二次側直流出力電圧生成手段を形成する二次側整流回路の整流電流経路において、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して直列の関係となるようにして挿入される力率改善用一次巻線と、上記整流平滑手段を形成する整流平滑回路における整流電流経路に対して直列に挿入される上記力率改善用二次巻線とを、少なくとも、所定の結合係数により磁気結合されるようにして巻装して形成される力率改善用トランスと、
   上記力率改善用二次巻線に対して直列の関係となるようにして、上記整流平滑手段を形成する整流平滑回路における整流電流経路に対して挿入される力率改善用スイッチング素子と、を少なくとも備える、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記二次巻線に直列接続される二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側直列共振回路をさらに備えると共に、
   上記絶縁コンバータトランス自体の結合係数を少なくとも設定要素として含み、上記一次側直列共振回路と上記二次側直列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路について、上記スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となるようにして、疎結合とみなされる所定値の一次側と二次側との結合係数を設定して構成する、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
4. 上記絶縁コンバータトランスについて、一次側と二次側とで所定の結合係数が得られるようにして、コアの所定位置に形成されるギャップ長を設定するとともに、
   上記二次側直流出力電圧生成手段を形成する二次側整流回路として、両波整流回路以外の所定形式の整流回路を設ける、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。

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