JP2006094584A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 スイッチング周波数制御により定電圧制御を行い、力率改善機能を有する電源回路において、スイッチング周波数制御の必要制御範囲の縮小化を図り、ワイドレンジ対応の構成を実現する。
【解決手段】 電流共振形コンバータを形成する一次側直列共振回路と共に、少なくとも二次巻線Ｎ2及び二次側直列共振コンデンサＣ2とにより形成される二次側直列共振回路を備えることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの電磁結合による結合形共振回路を形成し、単峰特性を得るために、絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数を設定する。そして、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の少なくともいずれか一方に対してインダクタを直列に挿入する回路形態を形成するようにされる。力率改善は、電力回生方式又は電圧帰還方式による力率改善回路を備える。また、複数の二次巻線の出力から二次側直流出力電圧Ｅｏを生成することでより重負荷の条件に対応できる。
【選択図】図１

Description

本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。

特開平６−３２７２４６号公報（第１１図）

近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。

ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。
また、このような歪み電流波形となることによって発生する、高調波を抑圧するための対策が必要とされている。

また、スイッチング電源回路としては、例えば日本や米国等の交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の地域と、欧州等のＡＣ２００Ｖ系の地域に対応するように、例えば約ＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応した動作が可能に構成された、いわゆるワイドレンジ対応の電源回路が知られている。

ここで、上記した共振形コンバータとしては、コンバータを形成するスイッチング素子のスイッチング周波数を制御すること（スイッチング周波数制御方式）により安定化を図るように構成したものが知られている。
このようなスイッチング周波数制御方式による共振形コンバータとして、例えば汎用の発振・ドライブ回路ＩＣなどによりスイッチング素子をスイッチング駆動するような構成では、例えばスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は最大で、ｆｓ＝５０ｋHz〜２５０ｋHz程度となっている。このような可変範囲である場合、例えば負荷電力Ｐｏの変動範囲がＰｏ＝０Ｗから９０Ｗ程度まで、さらには１５０Ｗ程度までの比較的大きな変動幅となる負荷条件では、ワイドレンジとしてのＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応して安定化を図ることはほぼ不可能となる。

例えばＡＣ８５Ｖ〜１４４Ｖ程度の変動に対応するＡＣ１００Ｖ系の単レンジの構成において、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの負荷変動に対応する安定化を行うとした場合は、スイッチング周波数の可変範囲はおよそ８０ｋHz〜２００ｋHz程度となる。その上で上記のようなＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの変動に対応するワイドレンジの構成を実現するためには、スイッチング周波数の制御範囲として例えば８０ｋHz〜５００ｋHz程度のさらに広範囲が必要となり、上記した発振・ドライブＩＣの最大可変範囲ではこれを制御することが実質的に不可能となる。
また、仮に発振・ドライブＩＣとしてこのような広範囲な周波数の制御範囲が実現可能とされたとしても、スイッチング周波数が４００ｋHzや５００ｋHzといった高周波となることに伴っては、例えばスイッチング素子やトランスにおける損失が増大し、電力変換効率として実用的な数値を得ることが非常に困難となる。
これらのことから、共振形コンバータでは、スイッチング周波数制御によるワイドレンジ対応の構成が実質的に不可能であるとされている。

そこで従来においては、共振形コンバータにおいてワイドレンジ対応の構成を実現し、さらに力率の改善を図ることのできる技術として、いわゆるアクティブフィルタを用いる手法が知られている（例えば上記特許文献１参照）。

このようなアクティブフィルタの基本構成としては、例えば図１９に示すようになる。
この図１９においては、商用交流電源ＡＣにブリッジ整流回路Ｄｉを接続している。このブリッジ整流回路Ｄｉの正極／負極ラインに対しては並列に出力コンデンサＣoutが接続される。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力が出力コンデンサＣoutに供給されることで、出力コンデンサＣoutの両端電圧として直流電圧Ｖoutが得られる。この直流電圧Ｖoutは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷１１０に入力電圧として供給される。

また、力率改善のための構成としては、図示するようにして、インダクタＬ、高速リカバリ型のダイオードＤ、抵抗Ｒｉ、スイッチング素子Ｑ、及び乗算器１１１を備える。
インダクタＬ、ダイオードＤは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。
抵抗Ｒｉは、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子（一次側アース）と出力コンデンサＣoutの負極端子との間に挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ1は、この場合にはＭＯＳ−ＦＥＴが選定されており、図示するようにしてインダクタＬとダイオードＤの接続点と、一次側アース間に挿入される。

乗算器１１１に対しては、フィードフォワード回路として、電流検出ラインＬI及び波形入力ラインＬwが接続され、フィードバック回路として電圧検出ラインＬVが接続される。
乗算器１１１は、電流検出ラインＬIから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流レベルを検出する。
また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。
そして、乗算器１１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。

電流検出ラインＬIから乗算器１１１に対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流が入力される。乗算器１１１では、この電流検出ラインＬIから入力された整流電流レベルを検出する。また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。

乗算器１１１では、先ず、上記のようにして電流検出ラインＬIから検出した整流電流レベルと、上記電圧検出ラインＬVから検出した直流入力電圧の変動差分と乗算する。そして、この乗算結果と、波形入力ラインＬwから検出した交流入力電圧の波形とによって、交流入力電圧ＶACと同一波形の電流指令値を生成する。

さらに、この場合の乗算器１１１では、上記電流指令値と実際の交流入力電流レベル（電流検出ラインＬ1からの入力に基づいて検出される）を比較し、この差に応じてＰＷＭ信号についてＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号を生成する。そして、スイッチング素子Ｑは、このドライブ信号によってスイッチング駆動される。この結果、交流入力電流は交流入力電圧と同一波形となるように制御されて、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。また、この場合には、乗算器によって生成される電流指令値は、整流平滑電圧の変動差分に応じて振幅が変化するように制御されるため、整流平滑電圧の変動も抑制されることになる。

図２０（ａ）は、図１９に示したアクティブフィルタ回路に入力される入力電圧Ｖin及び入力電流Ｉinを示している。電圧Ｖinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電圧波形に対応し、電流Ｉinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電流波形に対応する。ここで、電流Ｉinの波形は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧（電圧Ｖin）と同じ導通角となっているが、これは、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉに流れる交流入力電流の波形も、この電流Ｉinと同じ導通角となっていることを示す。つまり、ほぼ１に近い力率が得られている。

また、図２０（ｂ）は、出力コンデンサＣoutに入出力するエネルギー（電力）Ｐchgの変化を示す。出力コンデンサＣoutは、入力電圧Ｖinが高いときにエネルギーを蓄え、入力電圧Ｖinが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。
図２０（ｃ）は、上記出力コンデンサＣoutに対する充放電電流Ｉchgの波形を示している。この充放電電流Ｉchgは、上記図２０（ｂ）の入出力エネルギーＰchgの波形と同位相となっていることからも分かるように、出力コンデンサＣoutにおけるエネルギーＰchgの蓄積／放出動作に対応して流れる電流である。

上記充放電電流Ｉchgは、入力電流Ｖinとは異なり、交流ライン電圧（商用交流電源ＡＣ）の第２高調波とほぼ同一の波形となる。交流ライン電圧には、出力コンデンサＣoutとの間のエネルギーの流れによって、図２０（ｄ）に示すようにして、第２高調波成分にリップル電圧Ｖdが生じる。このリップル電圧Ｖdは、無効なエネルギー保存のために、図２０（ｃ）に示す充放電電流Ｉchgに対して、９０°の位相差を有する。出力コンデンサＣoutの定格は、第２高調波のリップル電流と、その電流を変調するブースト・コンバータ・スイッチからの高周波リップル電流を処理することを考慮して決定するようにされる。

また、図２１には、先の図１９の回路構成を基として、基本的なコントロール回路系を備えたアクティブフィルタの構成例を示している。なお、図１９と同一とされる部分については同一符号を付して説明を省略する。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子間には、スイッチングプリレギュレータ１１５が備えられる。このスイッチングプリレギュレータ１１５は、図１９においては、スイッチング素子Ｑ、インダクタＬ、及びダイオードＤなどにより形成される部位となる。

そして、乗算器１１１を含むコントロール回路系は、他に、電圧誤差増幅器１１２、除算器１１３、二乗器１１４を備えて成る。
電圧誤差増幅器１１２では、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutを、分圧抵抗Ｒvo−Ｒvdにより分圧してオペアンプ１１２ａの非反転入力に入力する。オペアンプ１１２ａの反転入力には基準電圧Ｖrefが入力される。オペアンプ１１２ａでは、基準電圧Ｖrefに対する分圧された直流電圧Ｖoutの誤差に応じたレベルの電圧を、帰還抵抗Ｒvl、コンデンサＣvlによって決定される増幅率により増幅して、誤差出力電圧Ｖveaとして除算器１１３に出力する。

また、二乗器１１４には、いわゆるフィードフォワード電圧Ｖffが入力される。このフィードフォワード電圧Ｖffは、入力電圧Ｖinを平均化回路１１６（Ｒf11，Ｒf12，Ｒf13，Ｃf11，Ｃf12）により平均化した出力（平均入力電圧）とされる。二乗器１１４では、このフィードフォワード電圧Ｖffを二乗して除算器１１３に出力する。

除算器１１３では、電圧誤差増幅器１１２からの誤差出力電圧Ｖveaについて、二乗器１１４から出力された平均入力電圧の二乗値により除算を行い。この除算結果としての信号を乗算器１１１に出力する。
つまり、電圧ループは、二乗器１１４、除算器１１３、乗算器１１１の系から成るものとされる。そして、電圧誤差増幅器１１２から出力される誤差出力電圧Ｖveaは、乗算器１１１で整流入力信号Ｉvacにより乗算される前の段階で、平均入力電圧（Ｖff）の二乗により除算されることになる。この回路によって、電圧ループの利得は、平均入力電圧（Ｖff）の二乗として変化することなく、一定に維持される。平均入力電圧（Ｖff）は、電圧ループ内において順方向に送られる開ループ補正の機能を有する。

乗算器１１１には、上記除算器１１１により誤差出力電圧Ｖveaを除算した出力と、抵抗Ｒvacを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子（整流出力ライン）の整流出力（Ｉac）が入力される。ここでは、整流出力を電圧によるのではなく、電流（Ｉac）として示している。乗算器１１１では、これらの入力を乗算することによって、電流プログラミング信号（乗算器出力信号）Ｉmoを生成して出力する。これは、図１９にて説明した電流指令値に相当する。出力電圧Ｖoutは、この電流プログラミング信号の平均振幅を可変することで制御される。つまり、電流プログラミング信号の平均振幅の変化に応じたＰＷＭ信号が生成され、このＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号によってスイッチング駆動が行われることによって、出力電圧Ｖoutのレベルをコントロールするものである。
したがって、電流プログラミング信号は、入力電圧と出力電圧を制御する平均振幅の波形を有する。なお、アクティブフィルタは、出力電圧Ｖoutのみではなく、入力電流Ｖinも制御するようになっている。そして、フィードフォワード回路における電流ループは、整流ライン電圧によってプログラムされるということがいえるので、後段のコンバータ（負荷１１０）への入力は抵抗性になる。

図２２は、図１９に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の双方の交流入力電圧に対応する、いわゆるワイドレンジ対応とされている。また、負荷電力０〜１５０Ｗの条件に対応可能な構成を採っている。また、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。

この図２２に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、図示する接続態様により、２組のコモンモードチョークコイルＣＭＣによるコモンモードノイズフィルタと、３組のアクロスコンデンサＣLが接続され、この後段にブリッジ整流回路Ｄｉが接続される。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインには、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣN，ＣNを図示するようにして接続して成るノーマルモードノイズフィルタ１２５が接続される。

ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、上記チョークコイルＬNと、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcと、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ20の直列接続を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。この平滑コンデンサＣｉは、図１９、図２１における出力コンデンサＣoutに相当する。また、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcとダイオードＤ20は、それぞれ、図１９に示したインダクタＬとダイオードＤに相当する。
また、この図における整流ダイオードＤ20には、コンデンサＣsn−抵抗Ｒsnから成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。

スイッチング素子Ｑ3は、図１９におけるスイッチング素子Ｑ10に相当する。つまり、実際にアクティブフィルタのスイッチング素子を実装するのにあたって、この場合にはスイッチング素子Ｑ3をパワーチョークコイルＬpcと高速リカバリ型の整流ダイオードＤ20の接続点と、一次側アース（抵抗Ｒ3を介する）との間に挿入するようにしている。
この場合のスイッチング素子Ｑ3にはＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。

力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０は、この場合には力率を１に近づけるように力率改善を行うアクティブフィルタの動作を制御する集積回路（ＩＣ）とされている。
この場合、力率・出力電圧制御回路２０は、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、及びスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。図２１に示した乗算器１１１、電圧誤差増幅器１１２、除算器１１３、及び二乗器１１４などに相当する回路部は、この力率・出力電圧制御ＩＣ２０内に搭載される。

この場合、フィードバック回路は平滑コンデンサＣｉの両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を分圧抵抗Ｒ5，Ｒ6により分圧した電圧値を、力率・出力電圧制御ＩＣ２０の端子Ｔ１に入力するようにして形成される。

また、フィードフォワード回路としては、スイッチング素子Ｑ3のソースと一次側アース間に挿入される抵抗Ｒ3の接続点から、抵抗Ｒ4を介して端子Ｔ２に対し整流電流レベルを入力するようにしている。つまり、図１９における電流検出ラインＬIに相当するラインとしてのフィードフォワード回路が形成されている。

また、端子Ｔ４には、力率・出力電圧制御ＩＣ２０の動作電源が供給される。この端子Ｔ４には、パワーチョークコイルＰＣＣにおける、インダクタＬpcとトランス結合された巻線Ｎ5に励起された交番電圧が、図示するダイオードＤ11及びコンデンサＣ11とから成る半波整流回路により低圧直流電圧に変換されて供給される。

また、端子Ｔ３からは、スイッチング素子を駆動するためのドライブ信号がスイッチング素子Ｑ3のゲートに対して出力される。
スイッチング素子Ｑ3は、印加されるドライブ信号に応じてスイッチング動作を行う。

そして、スイッチング素子Ｑ3のスイッチング駆動は、図１９及び図２１により説明したようにして、整流出力電流の導通角が、整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるように、ＰＷＭ制御に基づくドライブ信号によって行われる。整流出力電流の導通角が整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるということは、即ち、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流の導通角が、交流入力電圧ＶACの波形とほぼ同じ導通角となることであり、結果的に、力率がほぼ１となるように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。

ここで、実際における力率改善動作を示すものとして、図２３、図２４に、図２２に示す回路にて得られる交流入力電流ＩACの波形を、交流入力電圧ＶACとの対比により示す。なお、これらの図において、図２３では交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の、また図２４では交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の結果を示している。
図２３に示されるように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、交流入力電流ＩACのピークレベルは６．５Ａｐとなる。そして、交流入力電流ＩACの導通期間としては、交流入力電圧ＶACの導通期間とほぼ一致するようにされて、力率の改善が図られていることがわかる。
また、図２４に示す交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、交流入力電流ＩACのピークレベルは３．０Ａｐとなり、この場合もその導通期間は交流入力電圧ＶACの導通期間とほぼ一致するようにされ、力率の改善が図られていることが理解できる。

また、このような力率の改善と共に、図２２に示す力率・出力電圧制御ＩＣ２０によっては、整流平滑電圧Ｅｉ（図２１では、Ｖoutに相当する）＝３８０Ｖの平均値について、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲で定電圧化するようにも動作する。つまり、後段の電流共振形コンバータには、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動範囲に関わらず、３８０Ｖで安定化された直流入力電圧が供給されることとなる。このことは、上記した図２３、図２４において、交流入力電流ＩACのピークレベルが交流入力電圧ＶAC＝２３０時に１／２以下に低下していることによっても示されている。
そして、このような交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲は、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系を連続的にカバーするものであり、従って、後段のスイッチングコンバータには、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで、同じレベルで安定化された直流入力電圧（Ｅｉ）が供給されることとなる。つまり、図２２に示す電源回路は、アクティブフィルタを備えることで、ワイドレンジの電源回路としても構成されている。

アクティブフィルタの後段の電流共振形コンバータは、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ1がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ2がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成している。

この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤD1，ＤD2が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤD1，ＤD2は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、発振・ドライブ回路２によって、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動される。また、発振・ドライブ回路２は、図示する制御回路１による後述する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じた制御に基づき、スイッチング周波数を可変制御するように動作し、これにより、二次側直流出力電圧Ｅoの安定化を図るようにされる。

絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は、直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ1は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス(L1)とによって直列共振回路を形成する。この直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。

絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には二次巻線Ｎ2が巻装される。
この場合の二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてブリッジ接続された整流ダイオードＤ1〜Ｄ4によるブリッジ整流回路、及び平滑コンデンサＣｏから成る全波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅｏは、図示しない負荷側に供給されるとともに、上記した制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。制御回路１は、入力される二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じた制御信号を発振・ドライブ回路２に対して供給する。発振・ドライブ回路２は、この制御信号に応じて二次側直流出力電圧Ｅｏが安定化されるようにスイッチング周波数を可変するようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動するようにされる。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化が行われるものである。

図２５は、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率（総合効率）、力率、及び整流平滑電圧Ｅｉの各特性を示している。この図では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの変動に対する特性が示されている。また、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系）の特性を実線で示し、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時（ＡＣ２００Ｖ系）の特性を破線で示している。
また、図２６は、交流入力電圧ＶACの変動に対するAC→DC電力変換効率（総合効率）、力率、及び整流平滑電圧Ｅｉの各特性を示している。この図では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗで一定の負荷条件の下での、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動に対する特性が示される。

先ず、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）は、図２５に示すようにして、負荷電力Ｐｏが重負荷の条件となるのに従って高くなっていく傾向となっている。また、交流入力電圧ＶACの変動に対しては、同じ負荷条件の下では、図２５及び図２６に示されるように、交流入力電圧ＶACのレベルが高くなっていくのに応じて高くなっていく傾向となっている。
実際においては、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗの負荷条件で、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時には、ηAC→DC＝８８．０％程度が得られ、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時にはηAC→DC＝９１．０％程度が得られている。

また、力率ＰＦについては、図２５に示すように、負荷電力Ｐｏが重負荷の傾向となるのに従って高くなっていく傾向を有している。また、交流入力電圧ＶACの変動に対しては、図２５及び図２６に示されるように、交流入力電圧ＶACのレベルが上昇するのに応じて、低下する傾向となっていることが分かる。
実際としては、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗの負荷条件で、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時には力率ＰＦ＝０．９９程度、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時には力率ＰＦ＝０．９８程度が得られる。

また、整流平滑電圧Ｅｉについては、図２５、図２６に示されるように、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動に対して一定となる結果が得られている。

これまでの説明から分かるように、図２２に示した電源回路は、従来から知られている図１９及び図２１に示したアクティブフィルタを実装して構成されている。このような構成を採ることによって、力率改善を図っている。また、負荷電力が１５０Ｗ以下の条件の下で、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作する、いわゆるワイドレンジ対応の構成を実現している。

しかしながら、図２２に示した構成による電源回路としても、次のような問題を有している。
先ず、図２２に示す電源回路における電力変換効率としては、図示もしているように、前段のアクティブフィルタに対応するAC→DC電力変換効率と、後段の電流共振形コンバータのDC→DC電力変換効率とを総合したものとなる。
つまり、図２２に示される回路の総合的な電力変換効率としては、これらの電力変換効率の値を乗算した値となるものであり、その分低下傾向となってしまう。
実験によれば、図２２の回路におけるアクティブフィルタに対応する部分でのAC→DC電力変換効率は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝９３％程度、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件ではηAC→DC＝９６％程度となる。また、電流共振形コンバータ側でのDC→DC電力変換効率は、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ、整流平滑電圧Ｅｉ＝３８０Ｖ時にηDC→DC＝９５％程度である。
従って、図２２の回路における総合的なAC→DC電力変換効率としては、先の図２５、図２６にて説明したように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝８８．０％程度に低下し、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時としてもηAC→DC＝９１．０％程度に低下してしまう。

また、アクティブフィルタ回路はハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生レベルが非常に大きいため、比較的重度のノイズ抑制対策が必要となる。
このため、図２２に示した回路では、商用交流電源ＡＣのラインに対して、２組のコモンモードノイズチョークコイルと、３組のアクロスコンデンサによるノイズフィルタを形成している。つまり、２段以上のフィルタが必要となっている。
また、整流出力ラインに対しては、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサＣNから成るノーマルモードノイズフィルタを設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型のダイオードＤ20に対しては、ＲＣスナバ回路を設けている。
このようにして、実際の回路としては非常に多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップ及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。

さらに、汎用ＩＣとしての力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０によって動作するスイッチング素子Ｑ3のスイッチング周波数は６０ｋHzで固定であるのに対して、後段の電流共振形コンバータのスイッチング周波数は８０ｋHz〜２００ｋHzの範囲で可変する。このようにして両者のスイッチングタイミングが個々に独立して行われることで、両者のスイッチング動作により、一次側アース電位は干渉しあって不安定になり、例えば異常発振が生じやすくなる。これにより、例えば回路設計が難しいものとなったり、信頼性を劣化させるなどの問題も招くことになる。

そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成する。
つまり、直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線により交番電圧が誘起される複数の二次巻線とが巻装されて形成され、一次側と二次側とで所定の結合係数が得られるようにして、コアの所定位置に形成されるギャップ長が設定される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて第１の共振周波数が設定され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える。
また、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの各二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記各二次巻線に直列接続される二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって各々形成されて第２の共振周波数が設定される二次側直列共振回路を備える。
また、上記各二次巻線に得られる交番電圧について倍電流整流動作を行って、その整流出力を共通の二次側平滑コンデンサにより平滑化して二次側直流出力電圧を生成する二次側直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段を備える。
また、スイッチング手段のスイッチング動作により一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力を、整流平滑手段を形成する整流平滑回路の所定の整流電流経路に対して帰還し、この帰還されたスイッチング出力により整流電流を断続するようにして動作するもので、少なくとも力率改善用インダクタと力率改善用スイッチング素子とを有して形成される力率改善手段を備える。
また、一次巻線に対して直列となる接続関係を有し、一次側直列共振回路と二次側直列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路の出力特性が、スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対して単峰特性となるようにして、所定の一次側と二次側との総合結合係数が設定されるように設けられる結合係数設定用インダクタとを備えることとした。

上記構成によるスイッチング電源回路では、一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力を整流電流に帰還する方式による力率改善機能を備え、かつ、一次側のスイッチング動作を電流共振形とする一次側直列共振回路が形成されたスイッチングコンバータの構成を採った上で、二次側に対しても直列共振回路を形成するものとしている。
このような構成を採ることで、本発明のスイッチング電源回路としては絶縁コンバータトランスの電磁結合による結合形共振回路を形成することになる。そのうえで、絶縁コンバータトランスの一次巻線に対して直列接続の関係となる結合係数設定用インダクタを設けることで、この結合係数設定用インダクタのインダクタンスと、絶縁コンバータトランス自体のリーケージインダクタンスとの合成により、電源回路内における絶縁コンバータトランスの総合的な結合係数（総合結合係数）について、疎結合と見なされる所定値が設定されるようにしている。
このようにして、絶縁コンバータトランスの総合結合係数について疎結合とされる値が設定されることで、上記結合形共振回路に対する入力であるスイッチング周波数の周波数信号（スイッチング出力）に対する出力特性として、急峻な単峰特性を得ることが可能となる。この結果、一次側にのみ直列共振回路を形成した場合よりも、安定化に要するスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）を縮小することができる。
また、上記単峰特性を得るに足る程度の疎結合の状態を得るのにあたっては、絶縁コンバータトランス自体のリーケージインダクタンスに対して、インダクタのインダクタンス合成させていることで、絶縁コンバータトランス自体のリーケージインダクタンスについては一定以下とすることができる。つまり、絶縁コンバータトランスのリーケージインダクタンスの決定要因であるギャップ長について一定以下とすることができ、特にギャップ長を拡大する必要が無くなる。
また、本発明では、二次側において複数の二次巻線が巻装されて、各二次巻線に得られる交番電圧についての整流出力が共通の二次側平滑コンデンサによって平滑化されて二次側直流出力電圧が生成される。つまり、これによれば、この場合の二次側直流出力電圧は、並列に設けられた複数の二次巻線の出力に基づいて生成することができる。
このようにすることで、同じ負荷条件に対応するにあたって、二次巻線を１つのみとする場合よりも二次側の整流電流のレベルを低減できる。

このようにして本発明によれば、定電圧制御に必要なスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）が縮小される。
これにより、力率改善機能を有する共振形コンバータとして、スイッチング周波数制御のみによりワイドレンジ対応化することが容易に実現化可能となる。
このようにして、スイッチング周波数制御によるワイドレンジ対応が実現化されることで、力率改善機能を備えるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、アクティブフィルタを備えない構成を採ることができる。これにより、例えばアクティブフィルタによって力率改善を図る電源回路よりも電力変換効率が向上される。

また、本発明の電源回路としては、アクティブフィルタを構成するための多数の部品素子が不要となる。また、電源回路を構成する電流共振形コンバータ、及び力率改善回路はソフトスイッチング動作であり、スイッチングノイズが大幅に低減されるから、ノイズフィルタを強化する必要もなくなる。
このために、先行技術と比較しては、部品点数が大幅に削減されることになって、電源回路サイズの小型／軽量化を図ることが可能となる。また、それだけコストダウンが図られることにもなる。
また、さらには、アクティブフィルタが省略されたことで、一次側アース電位の干渉が無くなるので、一次側アース電位も安定することとなって、信頼性が向上する。

ここで、上記したような本発明の効果を得るための基本構成としては、帰還方式の力率改善機能が付加された、一次側直列共振回路を備える電流共振形コンバータの構成に対して、二次側直列共振コンデンサを追加するとともに、絶縁コンバータトランスの一次巻線に対して直列関係となるようにして接続される結合係数設定用インダクタを備えるための構成を採ることとすればよいわけであり、部品点数の追加、あるいは変更などは、非常に小規模で済むことになる。

また、上記のようにしてスイッチング周波数の必要制御範囲が縮小されれば、例えば負荷電力が最大／無負荷で高速に変動する場合には、定電圧制御の応答性も向上されることとなり、この点で、より高い信頼性を得ることができる。

さらに、本発明では、複数の二次巻線の出力に基づいて二次側直流出力電圧を生成するように構成したことで、同じ負荷条件に対応するにあたって二次側の整流電流のレベルをより低減することができる。これによれば、例えば二次側の整流素子における導通損失を低減でき、重負荷の条件に対応する場合にも電力変換効率の低下の抑制を図ることができる。つまり、より重負荷の条件に対応可能となる。
また、二次巻線を流れる電流レベルをより低くできれば、二次側の整流素子の耐電流レベルも低減でき、これによってより小型な整流素子を用いて回路面積の小型化を図ることもできる。

図１は、本発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態ともいう）における、第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。この図に示す電源回路は、一次側の基本構成として、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた構成を採る。
また、この図１に示される電源回路としては、ＡＣ１００Ｖ系及びＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に対応して動作可能な、いわゆるワイドレンジ対応の構成を採る。
また、対応負荷電力としては、例えば、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ程度からＰｏ＝０Ｗ（無負荷）までの変動範囲に対応し、二次側直流出力電圧が３０Ｖ以下、負荷電流が１０Ａ以下の条件に対応するものとされる。

先ず、この図１に示す電源回路において、商用交流電源ＡＣに対しては、フィルタコンデンサＣL、ＣL、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣによるコモンモードノイズフィルタが形成されている。
そして、上記ノイズフィルタの後段となる商用交流電源ＡＣに対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が接続される。ただし、本実施の形態においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力ラインと、平滑コンデンサＣｉの正極端子間には、力率改善回路１１が介在するようにして設けられる。この力率改善回路１１の構成及びその動作については後述する。
この全波整流平滑回路が商用交流電源ＡＣを入力して全波整流動作を行うことによって、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られる。この場合の整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルとなる。

上記直流入力電圧を入力してスイッチング（断続）する電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続したスイッチング回路を備える。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、ダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。ダンパーダイオードＤD1のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ1のソース、ドレインと接続される。同様にして、ダンパーダイオードＤD2のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ2のソース、ドレインと接続される。ダンパーダイオードＤD1，ＤD2は、それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が備えるボディダイオードとされる。

また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、一次側部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。少なくとも、この一次側部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。

また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有しており、例えば汎用のＩＣを用いることができる。そして、この発振・ドライブ回路２内の発振回路及び駆動回路によって、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。

絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。また、この場合の一次巻線Ｎ１の他方の端部は、力率改善回路１１内の高周波インダクタＬ11の直列接続を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続されている。

ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２の断面図に示すような構造を有する。
この図に示されるように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して、二次巻線Ｎ2（この場合は二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2B）を巻装する。このようにして一次側巻線（Ｎ1）及び二次側巻線（Ｎ2）が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの内磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。

そのうえで、ＥＥ型コアの内磁脚に対しては、図のようにしてギャップＧを形成する。この場合のギャップＧとしては、例えばギャップ長1.6mm程度を設定しており、これによって一次側と二次側との結合係数ｋとしては、例えばｋ＝０．７５程度の状態を得るようにしている。従って、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度としては、先に図２２に示した先行技術としての電源回路と同様となる。なお、本実施の形態の電源回路における実際の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．７４を設定した。なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の内磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することができる。

ちなみに、上記した絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造そのものとしては、例えば先に図２２に示した電源回路をはじめとして、先行技術としての電流共振形コンバータを備える電源回路に採用されるものと同様となるものである。つまり、本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋとしては、先行技術とほぼ同様の値が設定される。

説明を図１に戻す。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記図２により説明した構造によって一次巻線Ｎ1に所定のリーケージインダクタンスＬ1を生じさせる。そして、少なくとも、一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、上記リーケージインダクタンスＬ1によって一次側直列共振回路を形成する。
先に説明した接続態様によれば、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力は、上記一次側直列共振回路に伝達されることになる。そして、一次側直列共振回路が伝達されたスイッチング出力により共振動作を行うことで、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。

ここで、これまでの説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した一次側部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路の一次側においては、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた構成を採っている。ここでは、このように２つの共振回路が組み合わされて成るスイッチングコンバータを、「複合共振形コンバータ」ということにする。

なお、本実施の形態としては、後述するようにして、一次側直列共振回路を形成するインダクタンスとして、高周波インダクタＬ11のインダクタンスも含めたものとして考えることができる。また、一次側の部分電圧共振回路についても、高周波インダクタＬ11のインダクタンスを含めて形成されるものとして考えることができる。

絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起（誘起）される。
この場合、二次巻線Ｎ2としては、図示するように二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとの２つを巻装している。そして、これら二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとに対しては、先ず、一方の端部側に対して直列に二次側直列共振コンデンサＣ2A、二次側直列共振コンデンサＣ2Bを各々接続している。
これにより、上記二次側直列共振コンデンサＣ2Aのキャパシタンスと上記二次巻線Ｎ2AのリーケージインダクタンスＬ2A、また上記二次側直列共振コンデンサＣ2Bのキャパシタンスと上記二次巻線Ｎ2BのリーケージインダクタンスＬ2Bとによって、それぞれ二次側直列共振回路が形成される。つまり、本実施の形態としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側とのそれぞれにおいて直列共振回路が形成されるものである。
なお、この場合、上記二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとはそれぞれ同じターン数が設定される。また、二次側直列共振コンデンサＣ2Aと二次側直列共振コンデンサＣ2Bとしても、それぞれ同じキャパシタンスが設定される。

上記それぞれの二次側直列共振回路（Ｌ2A−Ｃ2A、Ｌ2B−Ｃ2B）に対しては、［整流ダイオードＤo1A、整流ダイオードＤo2A、高周波チョークコイルＬo1A、高周波チョークコイルＬo2A］、［整流ダイオードＤo1B、整流ダイオードＤo2B、高周波チョークコイルＬo1B、高周波チョークコイルＬo2B］による倍電流整流回路が接続される。
そして、図示するようにこれらの倍電流整流回路に対して共通となるようにして１組の平滑コンデンサＣoが設けられることで、二次巻線Ｎ2A側の倍電流整流回路とこの平滑コンデンサＣｏとによる倍電流整流平滑回路と、二次巻線Ｎ2B側の倍電流整流回路と平滑コンデンサＣｏとによる倍電流整流平滑回路が形成される。

この場合、二次巻線Ｎ2A側、二次巻線Ｎ2B側の双方に設けられる倍電流整流回路は、整流ダイオードＤo1−整流ダイオードＤo2による直列接続回路を各々の二次巻線と並列に接続している。この直列接続回路においては、整流ダイオードＤo1と整流ダイオードＤo2のアノードどうしを接続している。そして、これら双方のアノードの接続点を二次側アースに接続している。
また、整流ダイオードＤo1のカソードは、図示するように高周波チョークコイルＬo1を介して平滑コンデンサＣｏの正極端子と接続している。また、整流ダイオードＤo2のカソードは、高周波チョークコイルＬo2を介して同様に平滑コンデンサＣｏの正極端子に対して接続している。なお、平滑コンデンサＣｏの負極端子は二次側アースに接続される。
そして、上記整流ダイオードＤo1のカソードと高周波チョークコイルＬo1の接続点を、二次側直列共振コンデンサＣ２の直列接続を介して二次巻線の一方の端部（巻き始め端部）と接続し、さらに、上記整流ダイオードＤo2のカソードと高周波チョークコイルＬo2の接続点を二次巻線の他方の端部（巻き終わり端部）に対して接続している。

これらの倍電流整流回路において、二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2Bに励起される交番電圧の一方の半周期では、整流電流は以下の経路により流れる。
すなわち、この期間において整流電流は、［二次巻線（Ｎ2A、Ｎ2B）→二次側直列共振コンデンサＣ2→高周波チョークコイルＬo1→平滑コンデンサＣｏ→整流ダイオードＤo2→二次巻線］の経路により流れる。また、この期間において、整流電流は分岐して［整流ダイオードＤo1→高周波チョークコイルＬo1→平滑コンデンサＣｏ］のループ経路によっても流れる。
一方、二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2Bに励起される交番電圧の一方の半周期では、整流電流は［二次巻線（Ｎ2A、Ｎ2B）→高周波チョークコイルＬo2→平滑コンデンサＣｏ→整流ダイオードＤo1→二次側直列共振コンデンサＣ2→二次巻線］の経路により流れる。また、この期間としても整流電流は分岐して［整流ダイオードＤo2→高周波チョークコイルＬo2→平滑コンデンサＣｏ］のループ経路によっても流れる。

このような動作により、平滑コンデンサＣoの両端電圧（二次側直流出力電圧Ｅo）としては、二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとに励起される交番電圧レベルに対応したレベルが得られる。
そして、上記した整流電流経路より、この場合の二次側の整流電流は、二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2Bに励起される交番電圧のそれぞれの半周期において、［整流ダイオードＤo1（Ｄo1A、Ｄo1B）→高周波チョークコイルＬo1（Ｌo1A、Ｌo1B）→平滑コンデンサＣｏ］によるループ経路と、［整流ダイオードＤo2（Ｄo2A、Ｄo2B）→高周波チョークコイルＬo2（Ｌo2A、Ｌo2B）→平滑コンデンサＣｏ］によるループ経路とに分岐して流れ、さらに、一方の経路においては、二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2Bに分岐して流れるようになっている。従って、二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2Bに流れる整流電流（二次巻線電流）の量は、平滑コンデンサＣｏに充電電流として流れる整流電流量に対して所定割合分にまで低減されているものとなっている。つまり、上記した構成による二次側の整流回路によっては、いわゆる倍電流整流回路としての動作が得られているものである。

なお、このような倍電流整流動作としては、高周波チョークコイルＬo1、Ｌo2に替えてダイオード素子を設けることによっても実現可能であるが、実施の形態のように高周波チョークコイルを用いる方が素子における損失を低減できる。

また、各倍電流整流回路が備える整流ダイオードＤo1と整流ダイオードＤo2とについて、実施の形態では、図中の破線により囲ったようにツインショットキーバリアダイオード（ＴＳＤ）としての１つの素子により構成するものとしている。
この場合、二次巻線Ｎ2A側の整流ダイオードＤo1Aと整流ダイオードＤo2Aとして機能するものについてはツインショットキーバリアダイオードＴＳＤ−Ａと呼ぶ。また、二次巻線Ｎ2B側の整流ダイオードＤo1Bと整流ダイオードＤo2Bとして機能するものについてはツインショットキーバリアダイオードＴＳＤ−Ｂと呼ぶ。
なお、当然のことながらこれら整流ダイオードＤo1とＤo2とのそれぞれを別部品により構成することも可能である。

上記した倍電流整流動作によって得られた二次側直流出力電圧Ｅoは、図示しない負荷に供給されるとともに、後述する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
また、上記各整流回路は、それぞれの二次側直列共振回路の共振出力について整流動作を行っていることから、この場合の二次側整流動作としても電流共振形となる。つまり、整流電流波形としては、二次側直列共振回路の共振周波数による正弦波形を含むことになる。

これまでの説明によれば、本実施の形態のスイッチング電源回路は、一次側に一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）及び一次側部分電圧共振回路（Ｌ1//Ｃｐ）を備え、二次側には二次側直列共振回路（Ｌ2−Ｃ2）を備えることになる。
先にも述べたように、一次側におけるような直列共振回路と部分電圧共振回路とによる２つの共振回路が組み合わされたスイッチングコンバータについては、複合共振形コンバータということとしたが、本実施の形態のようにして３以上の共振回路が組み合わされたスイッチングコンバータについては、多重共振形コンバータということにする。

制御回路１は、二次側直流出力電圧Ｅoをスイッチング周波数制御方式により安定化するために設けられる。
この場合の制御回路１は、検出入力である二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。このためには、内部の発振回路により生成する発振信号の周波数を可変することになる。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2側に伝送される電力量が変化するが、これにより二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを安定化させるように動作する。

詳細は後述するが、本実施の形態の電源回路におけるスイッチング周波数制御方式としては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1及び二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ2により決まる中間共振周波数ｆｏに対して、これより高い周波数範囲をスイッチング周波数の可変範囲として設定している。つまり、いわゆるアッパーサイド制御の方式を採る。
一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数において最も共振インピーダンスが低くなる。このことから、本実施の形態のようにして、直列共振回路の共振周波数に基づくアッパーサイド制御方式を採る場合には、スイッチング周波数ｆｓが高くなっていくのに応じて、共振インピーダンスを高くすることになる。
従って、例えば重負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅoが低下するのに応じては、上記スイッチング周波数を低くするように制御することになる。これは共振インピーダンスを低くすることとなり、一次側から二次側への電力伝送量が増加することになるために、二次側直流出力電圧Ｅoが上昇する。
これに対して、軽負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅoが上昇するのに応じては、上記スイッチング周波数を高くするように制御する。これにより、共振インピーダンスは高くなって上記電力伝送量が低減するために、二次側直流出力電圧Ｅoは低下する。このようにして、スイッチング周波数が可変されることによって、二次側直流出力電圧Ｅoが安定化されることになる。

続いて、力率改善回路１１について説明する。
力率改善回路１１は、高周波インダクタ（チョークコイル）Ｌ11、スイッチングダイオードＤ1（力率改善用スイッチング素子）、フィルタコンデンサＣNを備える。
この場合の高周波インダクタＬ11には、所定の巻線位置に対してタップが設けられており、これにより、高周波インダクタＬ11は、高周波巻線部Ｌ11A（第１巻線部）と、高周波巻線部Ｌ11B（第２巻線部）とに分割される。この場合、高周波インダクタＬ11としての巻線全体の巻始め端部は高周波巻線部Ｌ11B側の巻始め端部となり、従って、高周波巻線部Ｌ11Bの巻終わり端部と、高周波巻線部Ｌ11Aの巻始め端部が、タップ位置となる。高周波巻線部Ｌ11A側の巻終わり端部が、高周波インダクタＬ11としての巻線全体の巻終わり端部となる。

そして、高周波インダクタＬ11において高周波巻線部Ｌ11Aと高周波巻線部Ｌ11Bとの接続点となるタップに対しては、スイッチングダイオードＤ1のカソードが接続される。スイッチングダイオードＤ1のアノードはブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と接続される。
また、高周波インダクタＬ11において高周波巻線部Ｌ11Aの巻終わりとなる側の端部は、一次巻線Ｎ1の端部と接続される。また、高周波インダクタＬ11において高周波巻線部Ｌ11Bの巻始めとなる側の端部は、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。

上記した接続形態では、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧Ｅｉを生成する整流回路系において、商用交流電源ＡＣが正極性／負極性となる半周期ごとに形成される整流電流経路において、高周波巻線部Ｌ11BがスイッチングダイオードＤ1と直列に接続される回路形態が得られることになる。
また、一次側直列共振回路を形成するとされる一次側直列共振コンデンサＣ1と一次巻線Ｎ1の直列接続回路は、さらに高周波インダクタＬ11の直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子に対して接続されることになる。ここで、高周波巻線部Ｌ11Bは、スイッチングダイオードＤ1と直列接続された状態で、平滑コンデンサＣｉに整流電流を流す整流電流経路内に挿入された形態となっている。このことは、一次側直列共振回路経由でスイッチング出力の帰還を受ける力率改善回路１１からみれば、一次側直列共振回路は一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスに加え、高周波巻線部Ｌ11Aのインダクタンスも含んで形成されるものとしてみえることになる。

また、この場合のフィルタコンデンサＣNは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、平滑コンデンサＣｉの正極端子との間に挿入される。この挿入形態では、フィルタコンデンサＣNは、スイッチングダイオードＤ1−高周波巻線部Ｌ11Bの直列接続回路に対して並列に接続されていることになる。このフィルタコンデンサＣNは、スイッチングコンバータのスイッチング動作に伴って整流電流経路に生じるノーマルモードノイズを抑制する。

このような力率改善回路１１の回路構成によると、整流電流経路において、高周波巻線部Ｌ11Bとしてのインダクタンス成分と、スイッチングダイオードＤ1としての電流をスイッチング（断続）する素子とが直列接続されて挿入されていることになる。そして、この直列接続回路の接続点に対して、一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力（一次側直列共振電流）が印加されることで、これにより整流電流経路内に生じる交番電圧に応じてスイッチングダイオードＤ1が整流電流を断続するようにしてスイッチング動作を行って、この整流電流を平滑コンデンサＣｉに流すようにされる。つまり、力率改善回路１１においては、一次側直列共振回路に得られる一次側直列共振電流を電力として回生して、整流電流経路を経由して平滑コンデンサに対して帰還している動作が得られていることになる。
この場合、一次側直列共振電流を電力として回生して平滑コンデンサＣｉに帰還するのにあたっては、上述のようにして整流電流経路に挿入される高周波巻線部Ｌ11Bが介在しているものと見ることができる。つまり、電力回生は、高周波巻線部Ｌ11Bにおける磁気結合により行われるものとみることができる。
そして、上記のようにして断続される状態で流れる整流電流のエンベロープ波形の導通期間は、ブリッジ整流回路Ｄｉから出力される整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも流れるものとなるが、交流入力電流ＩACの導通期間としては、この整流電流の導通期間にほぼ一致したものとなる。つまり、交流入力電流ＩACの導通角は、力率改善回路を備えない場合よりも拡大されているものであり、交流入力電流ＩACの波形としては、交流入力電圧ＶACの波形に近付くようにして導通角が拡大されたものとなっている。つまり、力率改善が図られていることになる。

また、高周波インダクタＬ11が一次巻線Ｎ1に対して直列関係にあることで、等価的には、高周波インダクタＬ11のインダクタンスは、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス成分としてみなすことができる。
ただし、高周波インダクタＬ11における高周波巻線部Ｌ11Bは、整流電流経路においてスイッチングダイオードＤ1と直列接続されることで、主としては、力率改善のためにスイッチング出力が印加される高周波インダクタとして機能するもので、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス成分として含まれるべき高周波インダクタＬ11のインダクタンスは、主としては高周波巻線部Ｌ11Aとなる。一次巻線Ｎ1は、この高周波インダクタＬ11との直列接続を介するようにして、整流電流経路としてのラインであるスイッチングダイオードＤ1のカソードと高周波巻線部Ｌ11Bとの接続点に対して接続されているものとみることができる。従って、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける一次側のリーケージインダクタンスとしては、Ｌ11＋Ｌ11Aにより表されるものとみることができる。
このために、絶縁コンバータトランスＰＩＴそのものとしての結合係数ｋとしては、前述したように、ｋ＝０．７４となるのであるが、上記のようにして、一次側のリーケージインダクタンスが、高周波インダクタＬ11（高周波巻線部Ｌ11A）のインダクタンスの合成分によって見かけ上増加することで、電源回路内における絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合的な結合係数（総合結合係数）ｋtとしては、０．７４よりも低い値が得られることになる。つまり、電源回路における絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造そのものによる結合係数ｋに対して、より低く設定されることになる。本実施の形態としては、高周波インダクタＬ11について所定のインダクタンス値を設定することで、総合結合係数ｋtについて、０．６５程度以下を設定することとし、実際としては、ｋt＝０．６４５を設定することとしている。

ここで、図１に示した実施の形態の電源回路の構成から、二次側直列共振コンデンサＣ2（Ｃ2A、Ｃ2B）を省略して、二次側直列共振回路を形成しないものとした複合共振形コンバータについて考えてみる。
このような複合共振形コンバータは、一次側直列共振回路（及び一次側部分電圧共振回路）は備えるが、二次側直列共振回路は備えていない。このために、アッパーサイド制御のスイッチング周波数制御方式により二次側直流出力電圧Ｅoを安定化するのにあたっては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1よりも高い周波数範囲でスイッチング周波数を可変制御し、これにより生じる共振インピーダンスの変化を利用することになる。

このことについて、図６を参照して説明する。図６は、上記複合共振形コンバータによる二次側直流出力電圧Ｅoについての定電圧制御特性を示している。この図において、横軸にはスイッチング周波数ｆｓを示し、縦軸に二次側直流出力電圧Ｅoを示している。

ここで、直列共振回路は、共振周波数で最も共振インピーダンスが小さくなる。これにより、アッパーサイド制御における二次側直流出力電圧Ｅoとスイッチング周波数ｆｓの関係として、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１に対して、スイッチング周波数ｆｓが近づいていくほど上昇し、共振周波数ｆｏ１から離れていくのに従って低下していくものとなる。
従って、負荷電力Ｐｏを一定とした条件でのスイッチング周波数ｆｓに対する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、図６に示すようにして、スイッチング周波数ｆｓが一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と同じときにピークとなり、共振周波数ｆｏ１から離れるのに応じて低下する二次曲線的な変化を示す。

また、同じスイッチング周波数ｆｓに対応する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、最小負荷電力Ｐｏmin時よりも最大負荷電力Ｐｏmax時のほうが、所定分低下するようにしてシフトする特性が得られる。つまり、スイッチング周波数ｆｓを固定として考えると、重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは低下する。

そして、このような特性のもとで、アッパーサイド制御により二次側直流出力電圧Ｅoについて、Ｅo＝ｔｇとなるようにして安定化しようとした場合、複合電源回路において必要となるスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）は、図においてΔｆｓとして示される範囲となる。

例えばこの複合共振形コンバータの実際として、ＡＣ１００Ｖ系としての交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１２０Ｖの入力変動範囲と、二次側直流出力電圧Ｅoの最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）の負荷条件に対応して、スイッチング周波数制御方式により、二次側直流出力電圧Ｅo＝１３５Ｖで安定化する仕様を設定したとする。
この場合、この複合共振形コンバータが定電圧制御のために可変するスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は、ｆｓ＝８０kHz〜２００kHz以上であり、必要制御範囲量であるΔｆｓとしても１２０kHz以上と相応に広範囲なものとなる。

このことをふまえて、この複合共振形コンバータについて、ワイドレンジ対応として構成することを考えてみる。
ワイドレンジ対応とするためには、例えばＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応することになる。従って、例えば、ＡＣ１００Ｖ系のみ、あるいはＡＣ２００Ｖ系のみの単レンジに対応する場合と比較して、二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変動範囲も大きくなる。このような交流入力電圧範囲に応じて拡大された二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変動に対して定電圧制御動作を行うためには、より広範囲なスイッチング周波数制御範囲が必要となる。例えば、スイッチング周波数ｆｓの制御範囲は、約８０kHz〜５００kHzにまで拡大する必要がでてくる。

しかしながら、現状のスイッチング素子を駆動するためのＩＣ（発振・ドライブ回路２）としては、対応可能な駆動周波数の上限は２００kHz程度が限界である。また、仮に上記したような高い周波数での駆動が可能なスイッチング駆動用ＩＣを構成して実装したとしても、このような高い周波数でスイッチング素子を駆動した場合には電力変換効率が著しく低下するために、現実の電源回路として実用的ではなくなる。ちなみに、例えばこの場合の複合共振形コンバータによりにより安定化が可能な交流入力電圧ＶACレベルの上限は、１００Ｖ程度である。

このために、スイッチング周波数制御方式により安定化を図るスイッチング電源回路をワイドレンジ対応とするためには、先に図２２に示したようにして前段に対してアクティブフィルタを備えるようにしているが、これ以外の構成によりワイドレンジ対応とすることも可能であり、例えば下記のような構成を採ることも知られている。

１つには、商用交流電源を入力して直流入力電圧（Ｅｉ）を生成する整流回路系について、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、倍電圧整流回路と全波整流回路とで切り換えを行うように機能を与えるものである。
この場合には、商用交流電源レベルを検出して、その検出されたレベルに応じて、倍電圧整流回路若しくは全波整流回路が形成されるようにして、電磁リレーを用いたスイッチにより、整流回路系における回路接続の切り換えを行うように回路を構成する。

しかしながら、このような整流回路系の切り換えの構成では、上記しているように、所要数の電磁リレーが必要になる。また、倍電圧整流回路を形成するために少なくとも２本１組の平滑コンデンサを設ける必要も生じる。このため、それだけ部品点数が増加してコストアップとなると共に、電源回路基板のマウント面積も拡大して大型化する。特に、これら平滑コンデンサや電磁リレーは、電源回路を形成する部品のうちでも大型であるから、基板サイズは相当に大きくなってしまう。

また、全波整流動作と倍電圧整流動作を切り換える構成とした場合において、ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源が入力されているときに、瞬間停電が生じたり、また、交流入力電圧が定格以下に低下するなどして、ＡＣ２００系に対応するよりも低いレベルとなると、ＡＣ１００Ｖ系であると検出して倍電圧整流回路に切り換えるという誤動作が生じたとする。このような誤動作が生じると、ＡＣ２００Ｖ系のレベルの交流入力電圧について倍電圧整流を行うこととなるために、例えばスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2などが耐圧オーバーとなって破壊される可能性もある。

そこで、実際の回路としては、上記のような誤動作が生じないようにするために、メインとなるスイッチングコンバータの直流入力電圧だけではなく、スタンバイ電源側のコンバータ回路の直流入力電圧も検出する構成を採るようにされる。これにより、スタンバイ電源側のコンバータ回路を検出するための部品の追加などにより、上記したコストアップ、及び回路基板サイズの大型化がさらに助長されてしまうことになる。

また、誤動作防止を目的としてスタンバイ電源側のコンバータの直流入力電圧を検出するということは、整流動作切り換えのための回路を備えるワイドレンジ対応の電源回路としては、メイン電源の他にスタンバイ電源を備える電子機器でなければ、実際に使用することができないということになる。つまり、電源を実装可能な電子機器の種類が、スタンバイ電源を備えたものに限定されるわけであり、それだけ利用範囲が狭くなる。

また、ワイドレンジ対応のための構成として、ＡＣ１００Ｖ系／ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、一次側の電流共振形コンバータの形式をハーフブリッジ結合とフルブリッジ結合とで切り換える構成とすることも知られている。
この構成であれば、例えば上記した瞬間停電などによって、ＡＣ２００Ｖ系の交流入力電圧がＡＣ１００Ｖ系のレベルにまで低下して誤動作したとしても、スイッチング動作がハーフブリッジ動作からフルブリッジ動作となるだけであり、スイッチング素子などが耐圧オーバーになることはない。このためにスタンバイ電源側の直流入力電圧を検出する必要もなくなるので、スタンバイ電源を備えない電子機器に対しても採用することが可能となる。また、商用電源ラインにおける切り換えではないために、半導体スイッチによる回路形態の切り換えが可能であるので、電磁リレーのような大型のスイッチ部品は不要となる。

しかし、この構成では、ＡＣ１００Ｖ系時に対応してフルブリッジ結合を形成するために、スイッチング素子を少なくとも４本備える必要がある。つまり、２本のスイッチング素子により形成可能なハーフブリッジ結合方式のみによるコンバータの構成と比較すれば、２本のスイッチング素子を追加する必要があることになる。
また、この構成の場合には、フルブリッジ動作では４石がスイッチング動作を行い、ハーフブリッジ動作でも３石のスイッチング素子がスイッチング動作を行う。共振形コンバータは、低スイッチングノイズではあるが、このようにしてスイッチングを行うスイッチング素子数が増加するほどスイッチングノイズに関しては不利となる。

このようにして、ワイドレンジ対応として上記した何れの構成を採った場合にも、単レンジ対応の構成と比較した場合には、部品点数の増加などによる回路規模の拡大、コストアップがさけられない。また、前者の構成では機器への利用範囲の制限、後者の構成ではスイッチングノイズの増加など、それぞれ、単レンジ対応の構成では抱えていなかった固有の問題が生じる。

また、図１の電源回路から二次側直列共振回路を省略した複合共振形コンバータについて、スイッチング周波数の制御範囲が相応に広範囲となることに起因しては、二次側直流出力電圧Ｅoについての安定化の高速応答特性が低下するという問題も抱える。
電子機器によっては、例えば最大負荷の状態とほぼ無負荷とされる状態のとの間で、負荷条件が瞬時的に切り換わるようにして変動する動作を伴うものがある。このような負荷変動は、スイッチング負荷ともいわれる。このような機器に搭載される電源回路としては、上記スイッチング負荷とされる負荷変動にも対応して二次側直流出力電圧が適正に安定化されるようにする必要がある。なお、上記スイッチング負荷としての動作を行う機器として、例えば、パーソナルコンピュータの周辺機器であるプリンタを挙げることができる。
しかしながら、先の図２２によっても説明したようにスイッチング周波数の制御範囲が広範である特性を持つ場合には、上記スイッチング負荷のような負荷変動に対応して、二次側直流出力電圧を所要レベルとするためのスイッチング周波数にまで可変させるためには比較的長い時間を要することになる。つまり、定電圧制御の応答特性としては良好でない結果が得られることになる。

これに対して、図１に示す本実施の形態の電源回路としては、一次側と二次側とで、それぞれ直列共振回路（一次側直列共振回路、二次側直列共振回路）を備えることとしている。これにより、電流共振形コンバータを基とする電源回路として、スイッチング周波数制御のみの定電圧制御によりながらもワイドレンジ対応を可能とする。以下、この点について説明する。

図３の回路図は、図１に示す本実施の形態の電源回路について、一次側直列共振回路と二次側直列共振回路との関係によりみた場合の等価回路を示している。なお、この等価回路図において、図１と同一部分には、同一符号を付している。
この図においては、１：ｎの巻線比となる所定巻数の一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2を巻装した絶縁コンバータトランスＰＩＴが示されている。また、この図において、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける一次側と二次側との結合度を示す結合係数としては、前述した総合結合係数ｋtとしてみることになる。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側において、Ｌ1l、Ｌ1eは、それぞれ、一次巻線Ｎ1のリーケージ（漏洩）インダクタンス、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスを示す。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側のＬ2l、Ｌ2eは、それぞれ二次巻線Ｎ2のリーケージ（漏洩）インダクタンス、二次巻線Ｎ2の励磁インダクタンスを示す。
なお、本実施の形態の場合には、ここで示される一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1lは、一次巻線Ｎ1そのもののリーケージインダクタンスＬ1と、高周波インダクタＬ11側（Ｌ11A）のインダクタンスが合成されたものとなる。

この図３に示す等価回路図において、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側では、スイッチング周波数ｆｓによる交流（周波数信号）が入力されている。つまり、一次側スイッチングコンバータ（スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2）のスイッチング出力が入力となっている。
そして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側では、このスイッチング周波数ｆｓによる交流の入力を、一次側直列共振回路に供給することになる。この一次側直列共振回路は、図示するようにして、一次側直列共振コンデンサＣ1−リーケージインダクタンスＬ1lを一次巻線Ｎ1に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスＬ1eを一次巻線Ｎ1に対して並列に接続したものとしてみることができる。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側直列共振回路としても、同様に、二次側直列共振コンデンサＣ2−リーケージインダクタンスＬ2lを二次巻線Ｎ2に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスＬ2eを二次巻線Ｎ2に対して並列に接続したものとしてみることができる。また、この図では、上記のようにして形成される二次側直列共振回路の出力を負荷ＲLに出力することとしている。ここでの負荷ＲLは、二次側全波整流回路以降の回路及び負荷となる。

上記した接続態様となる図３の等価回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋt、一次巻線Ｎ1の自己インダクタンスをＬ1とすると、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1lについて
Ｌ1l=(1−ｋt²)Ｌ1・・・（式１）
により表すことができる。
また、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスＬ1eについては、
Ｌ1e=ｋt²×Ｌ1・・・（式２）
により表すことができる。
同様にして、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2l、励磁インダクタンスＬ2eについては、一次巻線Ｎ2の自己インダクタンスをＬ2とすると、それぞれ、
Ｌ2l=(1−ｋt²)Ｌ2・・・（式３）
Ｌ2e=ｋt²×Ｌ2・・・（式４）
により表される。

ここで、図３に示す等価回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの電磁誘導を介して、一次側に一次側直列共振回路を備え、二次側に二次側直列共振回路を備えていることが示されている。従って、この図に示す回路は、電磁結合による結合形共振回路を形成しているものとしてみることができる。このために、図１に示す電源回路における二次側直流出力電圧Ｅoについての定電圧制御特性は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度（総合結合係数ｋt）に応じて異なるものとなる。この点について図４を参照して説明する。

図４は、上記図３の等価回路についての、入力（スイッチング周波数信号）に対する出力特性を示している。つまり、二次側直流出力電圧Ｅoについての制御特性をスイッチング周波数ｆｓとの関係により示している。この図では、スイッチング周波数を横軸にとり、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを縦軸にとっている。
なお、この図では、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とを重複して示しているが、これは共振周波数ｆｏ１と共振周波数ｆｏ２の設定値に関わらず同様の特性が得られることを示しているものである。

ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度について、総合結合係数ｋt＝１となる密結合とされる状態を設定したとする。すると、この場合の一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1l、及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2lは、それぞれ、上記（式１）（式３）に対してｋt＝１を代入することで、
Ｌ1l=Ｌ2l=０・・・（式５）
として表されることになる。つまり、絶縁コンバータトランスＰＩＴが密結合であることで、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスは存在していない状態であることが示される。

このようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側とが密結合とされる状態での定電圧制御特性としては、図４の特性曲線１として示すように、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とは異なる周波数ｆ１、ｆ２において二次側直流出力電圧Ｅoがピークとなる、いわゆる双峰特性となる。
ここで、周波数ｆ１は、

で表され、
周波数ｆ２は、

で表される。
また、上記（数１）（数２）における項の１つであるｆｏは、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２との中間に存在する中間共振周波数であり、１次側のインピーダンスと２次側のインピーダンスと、一次側と二次側とで共通となるインピーダンス（相互結合インダクタンスＭ）により決定される周波数である。
なお、相互結合インダクタンスＭについては、

により表される。

また、上記した総合結合係数ｋtについて、ｋt＝１の状態から徐々に小さくしていったとする、つまり、密結合の状態から徐々に疎結合の度合いを高くしていったとすると、図４に示される特性曲線１は、双峰の傾向が徐々に希薄となって、中間共振周波数ｆｏ近傍で平坦化していくような変化を示す。そして、ある総合結合係数ｋtにまで低下した段階で、いわゆる臨界結合の状態となる。この臨界結合の状態では、特性曲線２として示すようにして、双峰特性としての傾向ではなくなっており、中間共振周波数ｆｏを中心として曲線形状が平坦となる特性となる。

そして、さらに、上記臨界結合の状態から総合結合係数ｋtを小さくしていって、疎結合の状態を強めていったとすると、図４の特性曲線３として示すように、中間周波数ｆｏにおいてのみピークとなる単峰特性が得られる。また、この特性曲線３と、特性曲線１，２とを比較してみると、特性曲線３は、ピークレベルそのものは特性曲線１，２より低下するものの、その二次関数的な曲線形状として、より急峻な傾斜を有していることが分かる。
本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、総合結合係数ｋt≦０．６５程度とされる疎結合の状態が設定されている。この総合結合係数ｋtの設定では、上記特性曲線３として示される単峰特性による動作となる。

上記図４に示す単峰特性と、先に図６に示した複合共振形コンバータの定電圧制御とを実際に比較してみると、図４に対して図６に示した特性は、二次関数的には相当に緩やかな傾斜となる。

上記のようにして図６に示す特性が曲線的に緩やかであることから、二次側直流出力電圧Ｅoについて定電圧制御を行うためのスイッチング周波数の必要制御範囲は、例えば単レンジ対応の条件下であっても、ｆｓ＝８０kHz〜２００kHz以上でΔｆｓ＝１２０kHz以上となるため、スイッチング周波数制御による定電圧制御のみによって、ワイドレンジ対応とすることが非常に困難であることは、先に説明したとおりである。

これに対して、本実施の形態の定電圧制御特性としては、上記図４の特性曲線３により示される単峰特性であることで、定電圧制御動作としては、図５に示すものとなる。
図５においては、図１に示す本実施の形態の電源回路についての、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ａ，Ｂと、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時（ＡＣ２００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ｃ，Ｄとの、４つの特性曲線が示されている。

この図５から分かるように、先ず、ＡＣ１００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅoを所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ１で示されることになる。つまり、特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｂにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。
また、ＡＣ２００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅoを所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ２で示される。つまり、特性曲線Ｃにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｄにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。

前述したように、本実施の形態における二次側直流出力電圧Ｅoの制御特性である単峰特性は、先に図６に示した制御特性と比較して、二次関数曲線的に相当に急峻である。
このために、上記した交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、ＶAC＝２３０Ｖ時の各必要制御範囲となるΔｆｓ１、Δｆｓ２は、図６に示されるΔｆｓと比較して相当に縮小されたものとなっている。例えば、実際に測定したΔｆｓ１、Δｆｓ２としては、それぞれ５kHz以内であり、図６に示されるΔｆｓの実際に対して１／２０程度にまで縮小されている。
そのうえで、Δｆｓ１における最低スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）から、Δｆｓ２における最高スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）までの周波数可変範囲（ΔｆｓA）としても、相応に狭いものとなっている。

ここで、図１に示す本実施の形態の電源回路における実際の上記周波数可変範囲ΔｆｓAは、現状におけるスイッチング駆動用ＩＣ（発振・ドライブ回路２）が対応するスイッチング周波数の可変範囲内に充分に収まるものとなっている。つまり、図１に示す電源回路では、スイッチング周波数について、現実に、周波数可変範囲ΔｆｓAで可変制御することが可能とされている。そして、このことは、図１に示す電源回路が、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の何れの商用交流電源入力にも対応して、二次側直流出力電圧Ｅoを安定化可能であることを意味する。つまり、図１に示す電源回路は、スイッチング周波数制御のみによって、ワイドレンジ対応を可能としている。

ちなみに、電磁結合による結合形共振回路は、例えば中間周波トランス増幅器などのようにして、通信技術において、トランジスタによる増幅回路の増幅帯域幅を拡大するための手法として既に知られてはいる。しかしながら、このような分野では、密結合での双峰特性、或いは臨界結合での平担特性を用いているものであり、疎結合での単峰特性は用いられてはいない。本実施の形態では、このような電磁結合による結合形共振回路の技術において、通信技術の分野では採用されていなかった疎結合での単峰特性を、共振形スイッチングコンバータの分野において積極的に用いている、ということがいえる。これにより、上記のようにして、二次側直流出力電圧Ｅoを安定化するために必要なスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）を縮小し、スイッチング周波数制御での定電圧制御のみによるワイドレンジ対応を可能としているものである。

ところで、本実施の形態における総合結合係数ｋt＝０．６５程度以下と同等の疎結合の状態を、高周波インダクタＬ11を省略して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造のみにより得ようとした場合には、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚のギャップＧについて、2.8mm程度にまで拡大して、絶縁コンバータトランスＰＩＴそのものを、結合係数ｋ＝０．６５以下の疎結合トランスとして構成することが考えられる。
このような構成を採ることによっても、図４にて説明した単峰特性を得ることができるので、図５にて説明したようにして、スイッチング周波数の必要制御範囲が縮小され、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に対応して二次側直流電圧の安定化を図ることができる。

しかしながら、このような絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造とした場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアのギャップＧ近傍における渦電流損失が増加し、その分のAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の低下が生じることになる。
この渦電流損失に起因するAC→DC電力変換効率の低下傾向は、交流入力電圧ＶACのレベルが上昇するのに応じて顕著となる。従って、ワイドレンジ対応の電源回路としては、ＡＣ１００Ｖ系で使用しているときよりもＡＣ２００Ｖ系で使用したときにAC→DC電力変換効率が低下するという問題を生じることになる。
ただし、上記した渦電流損失の増加は、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ以下程度までの負荷条件では許容範囲であるために、上記したように、高周波インダクタＬ11を省略して、絶縁コンバータトランスＰＩＴのみによって結合係数ｋ＝０．６５以下の疎結合の状態を設定したとしても、実用可能なワイドレンジ対応の電源回路を得ることができる。しかし、本実施の形態のようにして、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ程度にまで対応すべき場合には、上記した渦電流損失の増加が無視できない程度に顕著となってくる。このために、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体について結合係数ｋ＝０．６５以下に設定してワイドレンジ対応の電源回路として実用化するのは困難になってくる。

そこで本実施の形態では、前述もしたように、一次巻線Ｎ1に対して高周波インダクタＬ11を接続することで、高周波インダクタＬ11のインダクタンスにより一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスを等価的に増加させ、これにより、電源回路内における絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋtについて、ｋt＝０．６５以下を設定するようにしている。
この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとしては、先行技術の電源回路と同等のｋ＝０．７５程度を設定することができるので、ギャップＧのギャップ長としても、前述したように、1.6mm程度とすることができる。つまり、渦電流の増加の問題が生じない程度の一定以下のギャップ長に抑えることができる。
これにより、実施の形態の電源回路としては、上記した渦電流損失の増加の問題は解消されるため、これに起因するAC→DC電力変換効率の低下も生じないことになる。従って、ＡＣ２００Ｖ系時での使用においても、ワイドレンジ対応の電源回路として実用的な程度に良好なAC→DC電力変換効率特性が得られることになる。

また、本実施の形態の電源回路では、二次側に対しても直列共振回路（二次側直列共振回路）を形成しているのであるが、このことも電力変換効率を向上させる要因となっている。
つまり、二次側直列共振回路を備えることで、その共振動作により得られるエネルギーの増加分を含めて二次側直流出力電圧Ｅｏとしての電力を供給することが可能になり、疎結合としたことによる電力変換効率の低下が補償されることになる。さらに、前述したように、二次側において、二次側部分電圧共振回路を形成することによっても、二次側の整流ダイオードにおけるスイッチング損失を低減しており、このことも電力変換効率の向上に寄与している。

また、図１の説明からも理解されるように、実施の形態では、二次巻線Ｎ２として二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2Bを巻装し、これら二次巻線Ｎ２のそれぞれの出力に基づいて共通の二次側直流出力電圧Ｅｏを生成するものとしているが、このような構成とすることによっても、重負荷の条件に対してより有利とすることができる。
例えば、仮に図１に示した回路において二次巻線Ｎ２を１つのみ巻装して二次側直流出力電圧Ｅｏを生成する場合を想定してみると、二次側の整流電流レベルは、同じ負荷をまかなうにあたっては、図１に示すままのの構成とした場合よりも増大させる必要がある。すなわち、これにより整流素子の導通損失が増大し、電力変換効率が低下する。
さらに、二次側の整流電流のピークレベルが増大することで、二次側の整流素子の耐電流レベルを上げなければならない。そして、高耐電流品としては素子サイズも大きなものとなるので、その分回路の大型化を招くものとなる。

これに対し、二次巻線Ｎ2を複数巻装してこれらの出力に基づいて二次側直流出力電圧Ｅｏを生成するものとした実施の形態では、その分二次側の整流電流のピークレベルを低減でき、これによって二次側における整流素子の導通損失を低減することができる。そして、このように導通損失が低減されることで、電力変換効率の向上が図られる。
また、整流電流のピークレベルが低下することで、整流素子の耐電流レベルも低減することができ、より小型な素子を選定して回路の小型化も図られる。
つまり、このような実施の形態の構成によれば、対応負荷が大きくなる場合にも電力変換効率の低下や回路の大型化を抑制できるものとなり、この点で重負荷の条件により有利となるものである。

図７は、図１に示した電源回路ついての実験結果として、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）の範囲での負荷変動に対する整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉ、力率（ＰＦ）、及びAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）を示している。この図においては、ＡＣ１００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の特性を実線で示し、ＡＣ２００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の特性を破線で示している。
また、図８は、図１に示した電源回路についての実験結果として、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの範囲での変動に対する、整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉ、力率（ＰＦ）、及びAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）を示している。なお、負荷条件は、最大負荷電力であるＰｏ＝２００Ｗで固定としている。

また、図７及び図８に示す特性を得るのにあたっては、図１に示した電源回路について、要部を次のように選定した。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ＥＥ型コアのギャップＧのギャップ長については1.6mmとしたうえで、一次巻線Ｎ1＝２６Ｔ、二次巻線Ｎ2A＝二次巻線Ｎ2B＝５Ｔを巻装した。この構造により、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．７４を得ている。そのうえで、高周波インダクタＬ11については、高周波巻線部Ｌ11A＝１０μＨ、高周波巻線部Ｌ11B＝３０μHを選定することで、総合結合係数ｋt＝０．６４５を設定している。
また、一次側直列共振回路、二次側直列共振回路、及び一次側部分電圧共振回路を形成するための各共振コンデンサ、及びフィルタコンデンサＣNについては、下記のように選定した。
・一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０３９μＦ
・二次側直列共振コンデンサＣ2A＝二次側直列共振コンデンサＣ2B＝１．０μＦ
・一次側部分共振コンデンサＣｐ＝１０００ｐＦ
・フィルタコンデンサＣN＝１μＦ
なお、このような各部の選定は、上述もしたように負荷条件として二次側直流出力電圧Ｅo＝３０Ｖ以下、負荷電流＝１０Ａ以下の条件に対応したものとなる。

先ず、図７に示されるように、スイッチングコンバータの直流入力電圧となる整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時には約１４０Ｖ付近のレベルとなり、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時には約３４０Ｖ付近のレベルとなる。また、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時／２３０Ｖ時の何れの場合にも、重負荷の条件となるのに従って、回路を流れる電流レベルが増加するために、整流平滑電圧Ｅｉのレベルは若干低下する傾向となる。

また、力率改善回路１１の動作に応じて得られる力率ＰＦについては、先ず、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時／２３０Ｖ時とで共に、重負荷となるのに従って高くなっていく傾向となっている。そのうえで、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時においては、負荷電力Ｐｏ＝２０Ｗ〜２００Ｗの範囲で０．７５以上であり実用上充分な力率値を得ている。最大負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時には、ＰＦ＝０．９４が得られた。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時においては、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ〜２００Ｗの範囲で０．７５以上であり、最大負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時には、ＰＦ＝０．８５が得られた。

また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、負荷電力Ｐｏが重負荷の傾向となっていくのに従って高くなる傾向で、最大負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの負荷条件では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時にηAC→DC＝８７．７％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時には、８９．８％となる測定結果が得られた。

また、図８によると、整流平滑電圧Ｅｉは、商用交流電源ＡＣ（ＶAC）を入力してブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る全波整流回路が整流動作を行うことで、平滑コンデンサＣｉの両端電圧として得られるものであるために、交流入力電圧ＶACの上昇に応じて高くなっていく傾向となる。

また、力率ＰＦに関しては、交流入力電圧ＶACの上昇に応じて低下していく傾向となっている。

また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）としては、交流入力電圧ＶACが低レベルの範囲では若干低下傾向にはなるものの、交流入力電圧ＶACの上昇に応じては上昇する傾向となる。

また、上記した力率特性を得るための力率改善回路１１による力率改善動作としては、図９及び図１０の波形図により示される。これら図９及び図１０には、交流入力電流ＩACを交流入力電圧ＶACと共に示している。また、図９は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ（ＡＣ１００Ｖ系）、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時の動作を示し、図１０は、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ（ＡＣ２００Ｖ系）、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時の動作を示している。
これらの図に示すようにして、交流入力電流ＩACは、交流入力電圧ＶACが正／負となる半波の期間ごとにおいて、交流入力電圧ＶACの絶対値レベルが所定以上となる期間に対応する導通角により交流入力電圧ＶACと同じ極性で流れる。そして、力率改善回路１１が先に説明した力率改善動作を行っていることで、この交流入力電流ＩACの導通角としては、力率改善回路１１を備えない場合よりも拡大されたものとなっている。つまり、図９及び図１０には力率が改善された結果が示されている。
なお、この場合には、交流入力電流ＩACのレベルは、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時において９．３Ａｐとなっており、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時には５．３Ａｐとなっている。

本実施の形態においては、高周波インダクタＬ11の高周波巻線部Ｌ11Bが、力率改善のためにスイッチングダイオードＤ1と直列接続されて整流電流経路に挿入されるべき高周波インダクタ（力率改善用インダクタ）として機能する。従って、力率改善回路１１において得るべき力率ＰＦの値は、高周波巻線部Ｌ11Bのインダクタンスにより設定することができる。
これに対して、高周波巻線部Ｌ11A（結合係数設定用インダクタ）は、一次巻線Ｎ1そのもののリーケージインダクタンスＬ1とともに、一次側のリーケージインダクタンスを形成するインダクタンス成分となる。従って、高周波巻線部Ｌ11Aのインダクタンスにより、総合結合係数ｋtを設定することができる。

また、これまでに説明した実施の形態の電源回路と、同じ力率改善及びワイドレンジ対応化を図る先行技術である、図２２に示した電源回路とを比較した場合には、次のようなことがいえる。
先ず、実施の形態では、電圧帰還方式による力率改善改善回路を備える構成とし、さらにスイッチング周波数の可変制御のみで安定化を図るワイドレンジ対応の構成としたことで、アクティブフィルタを不要とすることができる。すなわち、このような本実施の形態によれば、アクティブフィルタを備える場合のように前段と後段の２つの電力変換効率値により総合効率が低下することはない。
そのうえで、本実施の形態では、特に、商用交流電源入力レベルが高いときの電力変換効率が改善されている。これは、主としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップＧのギャップ長についてはこれまでと同様としていることで、先に説明した、ギャップ近傍における渦電流の増加の問題を解消していることが貢献している。

また、実施の形態では、上記のようにアクティブフィルタを不要とできることで、回路構成部品点数の削減が図られる。
つまりアクティブフィルタは、１組のコンバータを構成するものであり、図２２による説明からも分かるように、実際には、１本のスイッチング素子と、これらを駆動するためのＩＣ等を始め、多くの部品点数により構成される。
これに対し図１に示す電源回路においては、力率改善及びワイドレンジ対応のために必要な追加部品として、少なくともフィルタコンデンサＣN、スイッチングダイオードＤ1、力率改善用トランスＶＦＴ、二次側直列共振コンデンサＣ2を備えればよく、アクティブフィルタと比較すれば非常に少ない部品点数とすることができる。
これにより、図１に示す電源回路としては、力率改善機能を有するワイドレンジ対応の電源回路として、図２２に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。

また、図１に示す電源回路では、共振形コンバータ及び力率改善回路１１の動作はいわゆるソフトスイッチング動作であるから、図２２に示したアクティブフィルタと比較すればスイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。
このため、図１にも示したように、各１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣとアクロスコンデンサＣLから成る１段のノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。また、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、図１にも示しているように、１つのフィルタコンデンサＣNのみにより対策を行っている。
このようにしてノイズフィルタとしての部品点数が削減されることによっても、電源回路のコストダウンと、回路基板の小型軽量化は促進される。

また、図１に示す電源回路の場合、一次側のスイッチングコンバータを形成する各スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、同期してスイッチング動作するものである。従って、一次側アース電位としては、図２２の電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定させることができる。
これにより、例えば図２２の電源回路で問題となっていた異常発振の問題も解消されることになる。

また、図１に示す電源回路により得られる力率ＰＦとしては、先の図７、図８にて説明したようにＡＣ１００Ｖ時では負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜２０Ｗの変動に対して力率ＰＦ＝０．７５以上が得られ、ＡＣ２３０Ｖ時では負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜５０Ｗの変動に対して力率ＰＦ＝０．７５以上が得られる。このような力率ＰＦの値によれば、例えば電源高調波歪み規制をクリアすることができ、実用上充分な力率が得られているといえる。

このようにして図１に示す本実施の形態の電源回路は、アクティブフィルタを備える電源回路が有する各種の問題を解決したうえで、力率改善機能を有するワイドレンジ対応の電源回路を得ているものである。

ここで、上述もしたように、高周波インダクタＬ11における高周波巻線部Ｌ11Aは、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1に対する合成インダクタンス成分であり、総合結合係数ｋtを設定するためのインダクタ（結合係数設定用インダクタ）としての機能を有し、高周波巻線部Ｌ11Bは、力率改善回路において帰還されたスイッチング出力を受けるためのインダクタ（力率改善用インダクタ）としての機能を有している。
本発明としては、これらの結合係数設定用インダクタと力率改善用インダクタとは、それぞれ異なる独立のインダクタンス素子（部品）とされたうえで回路に備えられるようにしてもよい。
しかしながら、本実施の形態のようにして、高周波インダクタＬ11についてタップを施して高周波巻線部Ｌ11A，Ｌ11Bを形成するようにすれば、結合係数設定用インダクタと力率改善用インダクタとを備えることに対応して追加されるインダクタンス素子としての部品は１つでよいことになる。

続いて、図１１の回路図に、本発明の第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示す。なお、この図において、図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路では、図１に示した構成において、力率改善回路１１に代えて力率改善回路１２を備えた構成を採る。
力率改善回路１２としても、高周波インダクタＬ11、スイッチングダイオードＤ1、及びフィルタコンデンサＣNを備えて成る。また、この場合にも、高周波インダクタＬ11における所定の巻線位置に対してタップを設けることで、巻き終わり側から高周波巻線部Ｌ11Aと、高周波巻線部Ｌ11Bとに分割される。

そしてこの場合、高周波インダクタＬ11のタップに対しては、スイッチングダイオードＤ1のアノードが接続される。スイッチングダイオードＤ1のカソードは平滑コンデンサＣｉの正極出力端子と接続される。
また、高周波インダクタＬ11において高周波巻線部Ｌ11Aの巻終わりとなる側の端部は、一次巻線Ｎ1の端部と接続される。また、高周波インダクタＬ11において高周波巻線部Ｌ11Bの巻始めとなる側の端部は、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と接続される。

上記した接続形態によっても、一次側直列共振回路を形成するとされる一次側直列共振コンデンサＣ1と一次巻線Ｎ1の直列接続回路は、さらに高周波インダクタＬ11の直列接続回路を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。従って、この場合にも、一次側直列共振回路としては、一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスに加え、高周波インダクタＬ11のインダクタンスも含んで形成されるものとなる。

また、この場合にも、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧Ｅｉを生成する整流回路系における、商用交流電源ＡＣが正極性／負極性となる半周期ごとに形成される整流電流経路において、高周波巻線部Ｌ11BがスイッチングダイオードＤ1と直列に接続される回路形態が得られている。つまり、高周波巻線部Ｌ11Bは、力率改善回路１２においても、力率改善のためにスイッチング出力が印加される高周波インダクタとして機能する。

そして、このような力率改善回路１２の構成では、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｌ1−Ｌ11A）に得られるスイッチング出力（一次側直列共振電流）を、スイッチングダイオードＤ1を介して平滑コンデンサＣｉに帰還するような電力回生の動作となる。ここでは、このような電力回生の動作をダイオード結合形ということにする。

このようなダイオード結合形による力率改善回路１２を備えた場合にも、回生された電力によりスイッチングダイオードＤ1が整流電流をスイッチングして断続するようにされる。この結果、図１に示した磁気結合形の力率改善回路１１と同様にして、交流入力電流ＩACの導通角は拡大されて力率改善が図られることになる。

また、この場合においても、一次巻線Ｎ1は、高周波巻線部Ｌ11Aと直列接続されたうえで整流平滑電圧Ｅｉを生成するための整流平滑回路系の整流電流経路（高周波巻線部Ｌ11B−スイッチングダイオードＤ1の直列接続回路の接続点）と接続される形態を採っている。これにより、第１の実施の形態と同様にして、総合結合係数ｋtとしては、例えば図４及び図５にて説明したような単峰特性が得られる程度の疎結合の状態を設定して、スイッチング周波数の必要制御範囲を縮小することが可能である。従って、この第２の実施の形態としても、先の第１の実施の形態と同様の効果が得られることになる。

図１２の回路図は、第３の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図においても、先の図１、及び図１１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路としては、先ず、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）を入力して整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成するための整流電流回路系として、交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉを生成する、倍電圧整流回路を備える。そのうえで、図１２に示す電源回路は、次に説明するようにして、上記倍電圧整流回路に対して、電力回生方式の力率改善のための回路構成を組み合わせた力率改善回路１３を備える。

この力率改善回路１３としては、高周波インダクタＬ11、フィルタコンデンサＣN、整流ダイオードＤ11，Ｄ12、及び２つの直列接続された平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2により形成されるものとしている。また、この力率改善回路１３に含まれる倍電圧整流回路は、整流ダイオードＤ11，Ｄ12、及び２つの直列接続された平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2により形成されるものとなる。この場合において、整流ダイオードＤ11，Ｄ12は、力率改善用のスイッチング素子としても機能するので、高速リカバリ型が選定される。

先ず、倍電圧整流回路を備える力率改善回路１３の構成として、フィルタコンデンサＣNはコモンモードノイズフィルタ（ＣＭＣ，ＣL）の後段となる商用交流電源ＡＣの正極ラインと負極ラインとの間に対して挿入される。
高周波インダクタＬ11は、この場合にもタップが施されることで、タップ位置を分割位置として、巻き終わり側から高周波巻線部Ｌ11A，Ｌ11Bに分割される。高周波インダクタＬ11において高周波巻線部Ｌ11Bの巻始めとなる側の端部は、コモンモードノイズフィルタ（ＣＭＣ，ＣL）の後段における商用交流電源ＡＣの正極ラインと接続される。また、高周波インダクタＬ11のタップは、整流ダイオードＤ11のアノードと整流ダイオードＤ12のカソードの接続点に対して接続される。また、高周波インダクタＬ11において高周波インダクタＬ11Aの巻終わりとなる側の端部は、一次巻線Ｎ1の一方の端部と接続されることになる。なお、この場合の一次巻線Ｎ1の他方の端部も、一次側直列共振コンデンサＣ1を介してスイッチング素子Ｑ1のドレインとスイッチング素子Ｑ2のソースとの接続点（スイッチング出力点）に対して接続される。

整流ダイオードＤ11のカソードは、平滑コンデンサＣｉ1の正極端子と接続され、整流ダイオードＤ12のアノードは、一次側アースと接続される。
直列接続された平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2の接続点は、コモンモードノイズフィルタ（ＣＭＣ，ＣL）の後段となる商用交流電源ＡＣの負極ラインに対して接続される。平滑コンデンサＣｉ2の負極端子は一次側アースに接地される。

このようにして構成される力率改善回路１３における倍電圧整流回路の動作としては、商用交流電源ＡＣが一方の半周期（正極性）となる期間においては、［商用交流電源ＡＣ→（ＣＭＣの巻線）→高周波巻線部Ｌ11B→整流ダイオードＤ11→平滑コンデンサＣｉ1→（ＣＭＣの巻線）→商用交流電源ＡＣ］の整流電流経路が形成され、整流ダイオードＤ11が商用交流電源ＡＣを整流し、平滑コンデンサＣｉ1がその整流出力である整流電流を充電することで整流電圧の平滑動作が得られる。
また、商用交流電源ＡＣが他方の半周期（負極性）となる期間においては、［商用交流電源ＡＣ→（ＣＭＣの巻線）→平滑コンデンサＣｉ2→整流ダイオードＤ12→高周波巻線部Ｌ11B→（ＣＭＣ）→商用交流電源ＡＣ］の整流電流経路が形成され、整流ダイオードＤ12が商用交流電源ＡＣを整流し、平滑コンデンサＣｉ2がその整流出力を平滑化することになる。
これにより、平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2の各両端電圧としては商用交流電源ＡＣの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧が得られる。従って、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路の両端電圧としては、商用交流電源ＡＣのレベルの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。つまり、倍電圧整流動作が得られる。

そして、上記した整流電流経路によれば、商用交流電源ＡＣが正極性となる半周期の期間においては、高周波巻線部Ｌ11B−整流ダイオードＤ11の直列接続回路が形成され、商用交流電源ＡＣが負極性となる半周期の期間においては、整流ダイオードＤ12→高周波巻線部Ｌ11Bの直列接続回路が形成される。つまり、この場合においても、高周波巻線部Ｌ11Bは、スイッチングダイオードとして機能する整流ダイオードＤ11，Ｄ12と直列接続されるようになっており、力率改善回路１３において力率改善のためにスイッチング出力が印加される高周波インダクタとして機能するようにされている。

そして、この場合においては、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｌ1−Ｌ11A）の端部は、スイッチング出力（一次側直列共振電流）は、高周波巻線部Ｌ11Bと、整流ダイオードＤ11のアノードと、整流ダイオードＤ12のカソードとの接続点に対して接続されていることになる。これにより、商用交流電源が正／負の期間ごとに対応する整流電流経路に対して、一次側スイッチング出力を帰還する系が形成されていることになる。
整流ダイオードＤ11，Ｄ12は、上記のようにして帰還されたスイッチング出力に応じて、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流動作によって得られる整流電流をスイッチング（断続）するようにされる。これにより、力率改善回路１３によっても、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされ、交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて力率改善が図られる。

なお、この力率改善回路１３としては、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｌ1−Ｌ11A）に得られるスイッチング出力（一次側直列共振電流）を、整流ダイオードＤ11を介して平滑コンデンサＣｉ1に帰還し、また、整流ダイオードＤ12を介して平滑コンデンサＣｉ2に帰還しているものとみることができる。つまり、ダイオード結合形としての電力回生の動作が得られている。

また、本実施の形態においても、一次巻線Ｎ1は、高周波巻線部Ｌ11Aと直列接続されたうえで整流平滑電圧Ｅｉを生成するための整流平滑回路系の整流電流経路（高周波巻線部Ｌ11B−スイッチングダイオードＤ1との接続点）と接続される形態を採っている。これにより、総合結合係数ｋtとしては、例えば図４及び図５にて説明したような単峰特性が得られる程度の疎結合の状態を設定して、スイッチング周波数の必要制御範囲を縮小することが可能である。従って、この第３の実施の形態としても、先の各実施の形態と同様の効果が得られることになる。

なお、この第３の実施の形態のようにして、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流回路系について倍電圧整流回路とするのは、商用交流電源ＡＣが１００Ｖ系の単レンジで、かつ、最大負荷電力が２００Ｗ以上などのようにして、比較的重負荷の条件となるような場合である。このような条件では、スイッチングコンバータに流れる電流が増加して電力損失が増加する傾向となるが、倍電圧整流回路により整流平滑電圧Ｅｉを２倍にまで増加させて生成すると、同じ負荷条件に対してスイッチングコンバータに流れる電流量を低減させることができるために、電力損失が低減される。例えば、この第３の実施の形態としての図１２の回路構成を採った場合には、３００Ｗ以上程度の最大負荷電力（Ｐｏmax）に対応可能なワイドレンジ対応の電源回路を得ることができる。

図１３の回路図は、本発明の第４の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１、図１１、及び図１２と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路においては、一次側の電流共振形コンバータの構成について、４石のスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4を備える、フルブリッジ結合方式としている。
フルブリッジ結合方式としては、図示するようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のハーフブリッジ接続に対して、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4のハーフブリッジ接続を並列に接続するようにされる。
上記スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4についても、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2と同様にして、それぞれ、ボディダイオードであるダンパーダイオードＤD3、ダンパーダイオードＤD4が、ドレイン−ソース間に対して並列に接続されている。

また、この場合には、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4が備えられることに対応して、スイッチング素子Ｑ4のソース−ドレイン間に対して並列に一次側部分共振コンデンサＣｐ1が接続される。この一次側部分共振コンデンサＣｐ1としても、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1（及び高周波インダクタＬ11のインダクタンス）とにより並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成し、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4のターンオフ時にのみ電圧共振する部分電圧共振動作を得る。

そのうえで、この場合には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1については、その一方の端部を、一次側直列共振コンデンサＣ1と、後述する力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインの接続点と接続する。スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインの接続点は、フルブリッジ結合のスイッチング回路系における一方のスイッチング出力点となる。
また、一次巻線Ｎ1の他方の端部は、他方のスイッチング出力点であるスイッチング素子Ｑ3のソースとスイッチング素子Ｑ4のドレインとの接続点に対して接続する。

上記接続態様によると、本実施の形態としては、一次巻線Ｎ1−一次側直列共振コンデンサＣ1−一次巻線Ｎ11の直列接続が形成されていることになる。これにより、一次巻線Ｎ1そのもののリーケージインダクタンスＬ1と、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11のインダクタンスとから成る合成インダクタンスと、一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスとにより、一次側直列共振回路が形成されることになる。
そして、一次側直列共振回路としては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2側のスイッチング出力点と、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4側のスイッチング出力点との間に挿入されていることになる。

また、この場合の発振・ドライブ回路２は、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4の４石のスイッチング素子を駆動するようにされている。この発振・ドライブ回路２によっては、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4］の組と、スイッチング素子［Ｑ3，Ｑ4］の組とが交互にオン／オフするようにしてスイッチング駆動が行われる。そして、これらスイッチング素子のスイッチング出力が、上記のようにしてスイッチング出力点間に挿入される一次側直列共振回路に伝達され、そのスイッチング動作を電流共振形とする。

なお、この第４の実施の形態のようにして、一次側の電流共振形コンバータの構成についてフルブリッジ結合方式とするのも、重負荷の条件に対応するためである。重負荷の傾向となるのに従っては、スイッチングコンバータに流れる電流が増加して、回路部品への負担も重くなり、また、電力損失も増加していくことになる。
そこで、フルブリッジ結合とすれば、必要な負荷電流を４つのスイッチング素子によりまかなうこととなるために、例えば２本のスイッチング素子から成るハーフブリッジ結合方式の場合よりも、各部品への負担は軽くなり、また、電力損失も低減され、重負荷の条件に有利となる。例えば、この図１３に示す構成を採ることによっては、３００Ｗ以上程度の最大負荷電力（Ｐｏmax）に対応可能なワイドレンジ対応の電源回路を得ることができる。

また、この第４の実施の形態としての電源回路においては、電圧帰還方式により力率を改善する力率改善回路１４が備えられる。この力率改善回路１４は、力率改善用トランスＶＦＴ、スイッチングダイオードＤ1、及びフィルタコンデンサＣNを備えて成る。
スイッチングダイオードＤ1のアノードは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に対して接続される。スイッチングダイオードＤ1のカソードは、力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12の直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。

上記した力率改善回路１４の接続形態では、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流電流経路において、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子との間のラインに対して、スイッチングダイオードＤ1−二次巻線Ｎ12の直列接続回路を挿入していることになる。つまり、二次巻線Ｎ12は、電圧帰還方式による力率改善回路において、スイッチング出力を電圧帰還することにより得られる、スイッチング周期の交番電圧を受けるインダクタとしての機能を有するもので、ここでの二次巻線Ｎ12は、先の各実施の形態における高周波インダクタＬ11における高周波巻線部Ｌ11Bと同等の機能を有している。

また、この場合のフィルタコンデンサＣNは、スイッチングダイオードＤ1−二次巻線Ｎ12の直列接続回路に対して並列に接続される。

力率改善用トランスＶＦＴは、一次巻線Ｎ11と二次巻線Ｎ12とについて、磁気的に結合されるようにしてコアに巻装した構造を有する。なお、この場合の力率改善用トランスＶＦＴは、分割された巻装位置が形成されているいわゆる分割ボビンを有し、一次巻線Ｎ11と二次巻線Ｎ12とを、上記分割ボビンにおいてそれぞれ異なる巻装位置に巻回するようにしている。これにより、一次側と二次側の結合度としては、疎結合とされる所定の結合係数が得られるようにされている。

このようにして構成される力率改善回路１４においては、一次側直列共振回路にスイッチング出力（一次側直列共振電流）が得られるのに応じて、この一次側直列共振回路に含まれるとされる力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11にスイッチング出力としての電流が流れることになる。そして、力率改善用トランスＶＦＴにおいては、この一次巻線Ｎ11に流れる交番電流に応じて、二次巻線Ｎ12に交番電圧を誘起させる。

先に述べたように、力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12は、スイッチングダイオードＤ1と直列接続された形態で、商用交流電源ＡＣの整流電流経路に挿入されている。このために、二次巻線Ｎ12に誘起される交番電圧は、整流出力電圧に対して重畳されるものとなる。つまり、力率改善用トランスＶＦＴによっては、一次側直列共振電流を、力率改善用トランスＶＦＴの磁気結合を介して整流電流経路に電圧として帰還するようにしている。このようにして、スイッチング出力を電圧として帰還して力率改善を図るようにされた力率改善回路の方式を、ここでは電圧帰還方式といっている。

従って、この場合のスイッチングダイオードＤ1としても、上記した交番電圧の重畳分により整流電流をスイッチング（断続）するようにして動作する。このような動作が得られる結果、交流入力電圧ＶACのレベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも整流電流を流すことになる。この結果、先の各実施の形態と同様にして、交流入力電流ＩACの導通角が拡大され、交流入力電流ＩACの波形が交流入力電圧ＶACに近づくこととなって力率が改善される。

また、この図１３に示す電源回路においては、前述もしたように、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して、一次側直列共振コンデンサＣ1を介して力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11が直列に接続されている。この場合、一次巻線Ｎ1と一次巻線Ｎ11との間には、一次側直列共振コンデンサＣ1が介在するものの、一次側直列共振回路を成すリーケージインダクタンス成分としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1そのもののリーケージインダクタンスＬ1と、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11のインダクタンスとを合成したものとなる。このことから、一次側直列共振回路内において、一次巻線Ｎ1と一次巻線Ｎ11とは相互に直列接続される関係にあるインダクタンスであるとみてよく、従って、絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋtとしても、一次巻線Ｎ1自体のリーケージインダクタンスＬ1と、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11のインダクタンスとを合成して得られる総合のリーケージインダクタンスに対応した値を有することになる。つまり、本実施の形態では、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11が、例えば図１などに示した高周波巻線部Ｌ11Aとしての機能を有している。
そして、このような構成が採られることで、本実施の形態としても、総合結合係数ｋtとしては、例えば図４及び図５にて説明したような単峰特性が得られる程度の疎結合の状態を設定して、スイッチング周波数の必要制御範囲を縮小することが可能であり、これによる効果は先の実施の形態と同様である。

なお、確認のために述べておくと、一次側の電流共振形コンバータについてフルブリッジ結合方式とする構成に対して組み合わせるべき力率改善回路の形式などは任意であり、例えば他の電圧帰還方式あるいは電力回生方式による力率改善回路を任意に組み合わせることができる。

図１４の回路図は、第５の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１、及び図１１〜図１３と同一部分は同一符号を付して説明を省略する。
ところで、先の図７及び図８に示したように、図１に示す電源回路では、軽負荷の傾向、若しくは交流入力電圧レベルが上昇するのに従って、改善される力率ＰＦの値が低下していく傾向となる。軽負荷の傾向となるのに応じては、電源回路内にて流れる電流量が減少していくことになるために、これに伴って交流入力電流ＩACの導通角は縮小して力率が低下する。また、交流入力電圧レベルが高くなることで、スイッチングダイオードＤ1が整流電流を導通させるのに必要とされる交流入力電圧ＶACのレベルの下限を引き上げることになる。これにより、交流入力電流ＩACの導通角は縮小して力率が低下する。
先の図１に示す電源回路の力率特性によっても、実用上充分な力率が得られてはいるのであるが、交流入力電圧条件や負荷の条件などによっては、交流入力電圧レベルや負荷の変動に対して、より安定した値の力率が得られるようにした方が好ましい場合がある。
そこで、図１４に示す第５の実施の形態の電源回路では、改善される力率を一定とするように構成される。

この図１４に示す電源回路が備える力率改善回路１５は、先に図１３に示した力率改善回路１４の力率改善用トランスＶＦＴに代えて、制御トランスＰＲＴを備えている。この場合の制御トランスＰＲＴは、図１に示した力率改善用トランスＶＦＴを可飽和リアクタとして構成したものとなる。

ここで、制御トランスＰＲＴの構造例を図１６及び図１７に示す。
先ず、図１６に示す制御トランスＰＲＴとしては、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字型コアＣＲ１１，ＣＲ１２を備えるようにしている。そして、これらダブルコの字型コアＣＲ１１，ＣＲ１２の互いの磁脚の端部を接合するようにして、立体型コアを形成する。
このようにして立体型コアを形成した場合には、上記４本の磁脚ごとに対応して、ダブルコの字型コアＣＲ１１、ＣＲ１２の接合部は４つ在ることとなるが、この場合、これら４つの接合部において隣り合う２つの接合部については所定長のギャップＧ，Ｇをそれぞれ形成し、残る２つの接合部についてはギャップを形成しないようにされる。
そして、このようにして形成される立体型コアにおいて、例えばダブルコの字型コアＣＲ１１側のギャップＧが形成してある磁脚と、この磁脚と隣り合うギャップの形成していない磁脚とに跨るようにして、制御巻線Ｎｃを所定ターン数（巻数）により巻装する。
また、他方のダブルコの字型コアＣＲ１２側に対しては、上記制御巻線Ｎｃの巻回方向に対して直交する巻回方向となるようにして、この場合にはギャップが形成されていない２本の隣り合う磁脚に跨って、一次巻線Ｎ11及び二次巻線Ｎ12を所定ターン数により巻装する。さらに、本実施の形態においては、これら一次巻線Ｎ11及び二次巻線Ｎ12と同じ巻回方向により、一次巻線Ｎ11及び二次巻線Ｎ12側に対して密結合となるようにして検出巻線ＮDを巻装している。
このような構造により、この場合の制御トランスＰＲＴとしては、制御巻線Ｎcに流れる制御電流Ｉcの増加に伴って飽和状態となる、可飽和リアクタとして構成される。これにより、制御巻線Ｎcに流れる直流電流（制御電流Ｉc）のレベルに応じて、被制御巻線となる一次巻線Ｎ11、二次巻線Ｎ12のインダクタンスを可変する。また、このような構造によっても、一次巻線Ｎ11と二次巻線Ｎ12とは、所要の疎結合の状態が得られている。

また、制御トランスＰＲＴの他の構造としては、図１７に示すようにして、立体型コアについて、一方のコアは４本の磁脚を有するダブルコの字型コアＣＲ１１とするが、他方のコアは、ダブルコの字型コアＣＲ１２に代えて、任意の断面がコ字状となるシングルコの字型コアＣＲ２１として組み合わせて形成することもできる。
この場合においても、図１６の制御トランスＰＲＴと同様の位置関係により２つのギャップＧ，Ｇを形成するようにされる。そして、制御巻線Ｎcについては図１６の場合と同様にしてダブルコの字型コアＣＲ１１の２本の磁脚に対して巻装し、シングルコの字型コアＣＲ２１に対しては、図のようにして、制御巻線Ｎcに対して巻方向が直交するようにして、一次巻線Ｎ11、二次巻線Ｎ12、及び検出巻線ＮDを巻装するようにしている。

説明を図１４に戻す。
制御トランスＰＲＴの一次巻線Ｎ11及び二次巻線Ｎ12は、例えば先の図１３に示した力率改善回路１４における力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11及び二次巻線Ｎ12と同様の接続態様となっている。
ただし、この場合には、一次側電流共振形コンバータはハーフブリッジ結合であるので、一次側直列共振回路の一端は、一次側アースに接続される。この場合には、一次巻線Ｎ1−制御トランスＰＲＴの一次巻線Ｎ11−一次側直列共振コンデンサＣ1の順で接続しており、これにより形成される一次側直列共振回路における一次側直列共振コンデンサＣ1側の端部を一次側アースに接続している。他方の端部は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力点に対して接続される。
このような接続形態によっても、力率改善のための基本的な動作としては、図１３の力率改善回路１４と同様にして、疎結合状態の一次巻線Ｎ11と二次巻線Ｎ12の磁気結合を介して整流電流経路にスイッチング出力を電圧帰還するようにされる。つまり、力率改善用トランスＶＦＴを備える電圧帰還方式による力率改善動作と同様となる。

また、検出巻線ＮDの一端は一次側アースに接地され、他端はダイオードＤ5のアノードに接続される。このダイオードＤ5及びコンデンサＣ5とによっては半波整流回路が形成される

ここで、前述したように、検出巻線ＮDは、制御トランスＰＲＴにおいて一次巻線Ｎ11及び二次巻線Ｎ12に対して密結合となるようにして巻装されているので、検出巻線ＮDには、一次巻線Ｎ11、二次巻線Ｎ12に生じる交番電圧に応じたレベルの交番電圧が誘起されることになる。
また、一次巻線Ｎ11は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と直列に接続されるインダクタとなるので、この一次巻線Ｎ11には、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1（Ｌ1))にてスイッチング出力として流れる一次側直列共振電流に応じたレベルの電流が流れ、一次巻線Ｎ11（及び二次巻線Ｎ12）の両端電圧としては、この一次側直列共振電流に応じたレベルとなる。そして、一次側直列共振電流のレベルは、二次側直流出力電圧Ｅoに接続される負荷に流れる負荷電流レベルに応じて変化する。従って、検出巻線ＮDに誘起される電圧のレベルは、負荷電流レベルを示していることになる。本実施の形態においては、二次側直流出力電圧Ｅoは安定化されるので、負荷電流レベルがそのまま負荷電力値にたいおうするものとみることができる。つまり、検出巻線ＮDによっては、負荷電力を検出しているということがいえる。
そして、この検出巻線ＮDの交番電圧は、上記ダイオードＤ5及びコンデンサＣ5から成る半波整流回路により整流平滑化される。これにより、コンデンサＣ5の両端電圧としては、検出巻線ＮDの交番電圧レベルに応じたレベルの直流電圧が得られることになる。つまり、コンデンサＣ5の両端電圧レベルは、負荷電力を示していることになる。このコンデンサＣ5の両端電圧は、力率制御回路３に対して負荷電力を示す検出入力として供給される。

また、力率改善回路１５内においては、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2が備えられている。この分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の直列接続回路は、平滑コンデンサＣｉに対して並列に接続される。つまり整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧Ｅｉ）を分圧するようにして設けられる。この分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の分圧点は、力率制御回路３に対して接続されている。
整流平滑電圧Ｅｉは、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）を直流化したものであるから、整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、交流入力電圧ＶACのレベルに応じて変化するものとなる。従って、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の分圧点と接続される力率制御回路３としては、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2により検出した商用交流電源ＡＣのレベルを入力していることになる。

この場合の力率制御回路３は、例えばＡ級増幅器などによる簡単な増幅回路として構成され、負荷電力を示すコンデンサＣ5の両端電圧レベルと、商用交流電源ＡＣのレベルを示す分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2により分圧された電圧レベルとを入力して、制御トランスＰＲＴの制御巻線Ｎcに流すべき直流電流である制御電流Ｉcのレベルを可変する。

先ず、力率制御回路３は、負荷電力変動に対応する動作としては、コンデンサＣ5の両端電圧レベルが低くなるのに応じて、制御電流Ｉcのレベルを低下させるように可変する。ここで、コンデンサＣ5の両端電圧レベルが低くなるということは、負荷電流が減少していることになるので、軽負荷の傾向となっていくことを意味する。
また、商用交流電源ＡＣのレベルに対応する動作としては、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の分圧レベルが高くなっていくのに応じて、制御電流Ｉcのレベルを低下させるようにして可変する。

可飽和リアクタである制御トランスＰＲＴにおいては、制御巻線Ｎcに流れる制御電流Ｉcのレベルが低下するのに応じて、被制御巻線となる一次巻線Ｎ11及び二次巻線Ｎ12のインダクタンスを増加させるように動作する。
力率改善回路１５内においてインダクタとして機能する二次巻線Ｎ12、及びこの二次巻線Ｎ12と磁気結合される一次巻線Ｎ11のインダクタンスが増加するということは、その分、一次側直列共振回路から帰還される或る一定量の電力に応じて、二次巻線Ｎ12（及び一次巻線Ｎ11）としてのインダクタに蓄積されるエネルギーも増加するということであり、これは、力率改善のための電力帰還量が増加することにつながる。この電力帰還量の増加が、スイッチングダイオードＤ1が整流電流をスイッチングするのに必要とされる交流入力電圧ＶACのレベルの下限を引き下げることとなって、力率の低下（つまり、軽負荷傾向、及び交流入力電圧ＶACの上昇傾向に応じた電力帰還量の減少）をキャンセルする傾向に作用することになる。この結果、負荷電力が軽負荷となる傾向となるのに対して電力帰還量はほぼ一定となるように維持され、負荷電力変動にかかわらず力率が一定となるように制御されることとなる。

このようにして、図１４に示す第５の実施の形態としては、電圧帰還方式による力率改善機能を有するワイドレンジ対応の多重複合共振形コンバータとして、交流入力電圧（商用交流電源）変動及び負荷変動に対して、改善される力率が一定となるように制御される。
なお、交流入力電圧の入力条件や負荷条件などによっては、この力率の安定化の構成として、例えば、交流入力電圧変動に対応してのみ安定化する、あるいは逆に、負荷変動に対応してのみ安定化する構成としてもよい。

また、確認のために述べておくと、この場合においても、図１３に示した第４の実施の形態と同様にして、制御トランスＰＲＴの一次巻線Ｎ11が高周波巻線部Ｌ11Aとしての機能を有しているものであり、一次巻線Ｎ1自体のリーケージインダクタンスＬ1と、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11のインダクタンスの合成により得られる総合的なリーケージインダクタンス成分により、図４及び図５にて説明した単峰特性を得るための総合結合係数ｋtが設定される。

図１５の回路図は、第６の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１及び図１１〜図１４と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
上記図１４に示した第５の実施の形態では、力率改善用トランスＶＦＴを基とした制御トランスＰＲＴを備えていることからも分かるように、電圧帰還方式の下で改善される力率を一定とする構成を採っているといえる。
第６の実施の形態としては、力率改善回路１６を備えることにより、電力回生方式の下で力率を一定とするように構成される。

力率改善回路１６としても、第５の実施の形態の力率改善回路１５と同様にして、スイッチングダイオードＤ1、フィルタコンデンサＣN、制御トランスＰＲＴ、半波整流回路（Ｄ5，Ｃ5）、抵抗Ｒ1，Ｒ2を備える。また、制御トランスＰＲＴは、この場合にも、一次巻線Ｎ11、二次巻線Ｎ12、及び検出巻線ＮDを巻装して構成される。なお、制御トランスＰＲＴの構造そのものとしては、図１６又は図１７にて説明したのと同様でよい。

そのうえで、本実施の形態の力率改善回路１６においては、制御トランスＰＲＴの一次巻線Ｎ11の一方の端部を、二次巻線Ｎ12とスイッチングダイオードＤ1のアノードとの接続点に対して接続している。一次巻線Ｎ11の他方の端部は、この場合には、一次側直列共振コンデンサＣ1を介して一次巻線Ｎ1と直列に接続される。
なお、これ以外の力率改善回路１６における接続態様としては、図１４に示した力率改善回路１５と同様となるので、ここでの説明は省略する。

ここで、上記した力率改善回路１６の接続態様によると、制御トランスＰＲＴの一次巻線Ｎ11と二次巻線Ｎ12は、それぞれ、例えば図１に示した高周波インダクタＬ11における高周波巻線部Ｌ11A，Ｌ11Bと同様の接続態様によって、力率改善回路１６内において備えられているものであることが分かる。
つまり、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11は、この場合には一次側直列共振コンデンサＣ1を介しているが、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と直列接続される関係にあり、従って、一次側直列共振回路を形成するインダクタンス成分となる。また、一次巻線Ｎ1そのもののリーケージインダクタンスＬ1と、一次巻線Ｎ11のインダクタンスとの合成インダクタンスにより、総合結合係数ｋtが設定されるようになっている。本実施の形態としても、例えば、総合結合係数ｋt＝０．６５以下程度の所定値が設定されることで、定電圧制御特性としては先に説明した単峰特性が得られるようにされる。

また、力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12は、商用交流電源ＡＣが正／負となる各半波の期間に形成される整流電流経路において、スイッチングダイオードＤ1と直列接続回路を形成しており、この直列接続回路の接続点に対して、一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力（一次側直列共振電流）が印加されるようになっている。つまり、電力回生方式としてのスイッチング出力帰還が行われる構成となっており、これによる力率改善が図られることになる。
そのうえで、先の第５の実施の形態と同様にして、力率制御回路３が動作することで、改善される力率としては、負荷変動及び交流入力電圧変動に対して一定となるように制御されることになる。つまり、この場合には、図１などに示された高周波インダクタＬ11を基として制御トランスＰＲＴを形成しているものとみることができる。

ここで、次の図１８には、本実施の形態における電源回路についての二次側の変形例の構成を示す。なお、この図においては絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側の構成のみが示されているが、一次側については、例えばこれまで説明した第１〜第６の実施の形態の何れかの構成要素が組み合わされればよい。また、図１にて説明した部分と同じ部分については同一符号を付して説明を省略する。

この変形例の構成としては、より重負荷の条件に対応可能となるように、二次巻線Ｎ２として、図のように二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2B、二次巻線Ｎ2Cの３つを巻装している。
そして、新たに追加された二次巻線Ｎ2Cについても、二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2Bに対して接続されるものと同様に、先ずは二次側直列共振コンデンサＣ2Cを直列に接続して直列共振回路を構成している。
その上で、二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2Bに対して設けられる倍電流整流回路と同様の接続形態によって、整流ダイオードＤo1C、整流ダイオードＤo4C、高周波チョークコイルＬo1C、高周波チョークコイルＬo2Cを接続している。
この二次巻線Ｎ2Cに接続される倍電流整流回路の整流ダイオードＤo1CとＤo2Cについても、同様にツインショットキーバリアダイオードＴＳＤを選定している。このように整流ダイオードＤo1CとＤo2Cとして機能するツインショットキーバリアダイオードＴＳＤは、ツインショットキーバリアダイオードＴＳＤ−Ｃとする。

その上でこの場合としても、各整流回路の整流出力を、これら３つの整流回路に対して共通に設けられた１組の平滑コンデンサＣｏによって平滑化して二次側直流出力電圧Ｅｏを生成するものとしている。
これによれば、この場合の二次側に流れる整流電流レベルとしては、これまでの回路図にて示した二次側の構成とする場合よりもさらに低減できる。
すなわち、これによって重負荷の条件とされた場合における電力変換効率の低下を効果的に抑制でき、さらなる重負荷の条件にも対応可能となる。

なお、本発明はこれまで説明した実施の形態に限定されるべきものではない。
例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴ、及び制御トランスＰＲＴについては、コア形式などをはじめとして、その構造については適宜変更されて構わない。
また、実施の形態で例示したスイッチングコンバータは、他励式による電流共振形コンバータをその基礎としているが、例えば自励式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能である。この場合には、スイッチング素子として例えばバイポーラトランジスタを選定することができる。また、例えばスイッチングコンバータの一次側のスイッチング素子としては、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。
また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて適宜変更されて構わないものである。また、電力回生方式、あるいは電圧帰還方式による力率改善回路としても、第１〜第６の実施の形態として示した構成に限定されるものではなく、適宜変更されてかまわない。

本発明の第１の実施の形態の電源回路の構成例を示す回路図である。 実施の形態のスイッチング電源回路が備える絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。 実施の形態の電源回路を電磁結合形共振回路としてみた等価回路図である。 本実施の形態の電源回路についての定電圧制御特性を示す図である。 実施の形態の電源回路の定電圧制御動作として、交流入力電圧条件及び負荷変動に応じたスイッチング周波数制御範囲（必要制御範囲）を示す図である。 図１に示す電源回路から二次側直列共振回路を省略した構成の電源回路についての定電圧制御特性を示す図である。 実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する整流平滑電圧、力率、及びAC→DC電力変換効率の特性を示す図である。 実施の形態の電源回路についての、交流入力電圧変動に対する整流平滑電圧、力率、及びAC→DC電力変換効率の特性を示す図である。 実施の形態の電源回路の力率改善動作を示す波形図である。 実施の形態の電源回路の力率改善動作を示す波形図である。 第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第３の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第４の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第５の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第６の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 第５及び第６の実施の形態の電源回路に備えられる制御トランスの構造例を示す斜視図である。 第５及び第６の実施の形態の電源回路に備えられる制御トランスの構造例を示す斜視図である。 実施の形態の電源回路の二次側の変形例について示す回路図である。 アクティブフィルタの基本的回路構成を示す回路図である。 図１９に示すアクティブフィルタにおける動作を示す波形図である。 アクティブフィルタのコントロール回路系の構成を示す回路図である。 アクティブフィルタを実装した従来の電源回路の構成例を示す回路図である。 図２２に示す電源回路においてＡＣ１００Ｖ系時に対応して得られる交流入力電圧と交流入力電流の波形を示した波形図である。 図２２に示す電源回路においてＡＣ２００Ｖ系時に対応して得られる交流入力電圧と交流入力電流の波形を示した波形図である。 図２２に示す電源回路の負荷変動に対する電力変換効率、力率、整流平滑電圧の各特性について示した特性図である。 図２２に示す電源回路の交流入力電圧変動に対する電力変換効率、力率、整流平滑電圧の各特性について示した特性図である。

符号の説明

１ 制御回路、２ 発振・ドライブ回路、３ 力率制御回路、１１〜１６ 力率改善回路、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｉ，Ｃｉ1，Ｃｉ2 平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2，Ｑ3，Ｑ4 スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｃ1 一次側直列共振コンデンサ、Ｃ2、Ｃ2A、Ｃ2B 二次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ，Ｃｐ1 一次側部分共振コンデンサ、Ｎ1 一次巻線、Ｎ2A，Ｎ2B、Ｎ2C 二次巻線、Ｎ2A1、Ｎ2A2、Ｎ2B1、Ｎ2B2、Ｎ2C1、Ｎ2C2 二次巻線部、Ｄo1、Ｄo2 （二次側）整流ダイオード、ＴＳＤ ツインショットキーバリアダイオード、Ｌo1、Ｌo2 高周波チョークコイル、Ｃo （二次側）平滑コンデンサ、Ｄ1 スイッチングダイオード、ＣN フィルタコンデンサ、Ｌ11 高周波インダクタ、Ｌ11A，Ｌ11B 高周波巻線部、ＶＦＴ 力率改善用トランス、ＰＲＴ 制御トランス、Ｎ11 一次巻線、Ｎ12 二次巻線、Ｎc 制御巻線

Claims (5)

1. 直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
   上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
   上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線により交番電圧が誘起される複数の二次巻線とが巻装されて形成され、一次側と二次側とで所定の結合係数が得られるようにして、コアの所定位置に形成されるギャップ長が設定される絶縁コンバータトランスと、
   少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて第１の共振周波数が設定され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
   少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの各二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記各二次巻線に直列接続される二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって各々形成されて第２の共振周波数が設定される二次側直列共振回路と、
   上記各二次巻線に得られる交番電圧について倍電流整流動作を行って、その整流出力を共通の二次側平滑コンデンサにより平滑化して二次側直流出力電圧を生成する二次側直流出力電圧生成手段と、
   上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段と、
   上記スイッチング手段のスイッチング動作により上記一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力を、上記整流平滑手段を形成する整流平滑回路の所定の整流電流経路に対して帰還し、この帰還されたスイッチング出力により整流電流を断続するようにして動作するもので、少なくとも力率改善用インダクタと力率改善用スイッチング素子とを有して形成される力率改善手段と、
   上記一次巻線に対して直列となる接続関係を有し、上記一次側直列共振回路と上記二次側直列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路の出力特性が、上記スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対して単峰特性となるようにして、所定の一次側と二次側との総合結合係数が設定されるように設けられる、結合係数設定用インダクタと、
   を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 上記二次側直流出力電圧生成手段は、
   上記二次巻線の各々に対して上記倍電流整流動作を行う倍電流整流回路が設けられ、これら複数の倍電流整流回路の整流出力を上記共通の二次側平滑コンデンサにより平滑化して上記二次側直流出力電圧を生成するように構成される、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 上記力率改善手段は、
   所定の巻線位置に施したタップにより第１巻線部と第２巻線部とに分割された１つのインダクタンス素子を備え、
   上記第１の巻線部を、上記結合係数設定用インダクタとして上記一次巻線に対して直列となる関係が得られるように接続して設け、
   上記第２の巻線部を、上記力率改善用インダクタとして、上記整流平滑手段を形成する整流平滑回路の所定の整流電流経路に対して挿入するようにして設ける、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
4. 上記力率改善手段は、
   力率改善用一次巻線と力率改善用二次巻線とが少なくとも巻装された力率改善用トランスを備え、
   上記力率改善用一次巻線を、上記結合係数設定用インダクタとして上記一次巻線に対して直列となる関係が得られるように接続して設け、
   上記力率改善用二次巻線を、上記力率改善用インダクタとして、上記整流平滑手段を形成する整流平滑回路の所定の整流電流経路に対して挿入するようにして設ける、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
5. 上記力率改善手段は、商用交流電源のレベルの変化に対して力率が一定となるように制御する力率制御手段を備えている、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。

Images