JP2006109687A - スイッチング電源回路 - Google Patents

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Abstract

【課題】 スイッチング周波数制御により定電圧制御を行い、力率改善機能を有する電源回路において、スイッチング周波数制御の必要制御範囲の縮小化を図り、ワイドレンジ対応の構成を実現する。
【解決手段】 電流共振形コンバータを形成する一次側直列共振回路と共に、少なくとも二次巻線Ｎ2及び二次側直列共振コンデンサＣ2とにより形成される二次側直列共振回路を備えることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの電磁結合による結合形共振回路を形成する。そして、この結合形共振回路について単峰特性を得るために、絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋtについてｋt＝０．６５以下を設定する。力率改善は、電力回生方式又は電圧帰還方式による力率改善回路を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。
特開平６−３２７２４６号公報（第１１図）
近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。
ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。
また、このような歪み電流波形となることによって発生する、高調波を抑圧するための対策が必要とされている。
また、スイッチング電源回路としては、例えば日本や米国等の交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の地域と、欧州等のＡＣ2００Ｖ系の地域に対応するように、例えば約ＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応した動作が可能に構成された、いわゆるワイドレンジ対応の電源回路が知られている。
ここで、上記した共振形コンバータとしては、コンバータを形成するスイッチング素子のスイッチング周波数を制御すること（スイッチング周波数制御方式）により安定化を図るように構成したものが知られている。
このようなスイッチング周波数制御方式による共振形コンバータとして、例えば汎用の発振・ドライブ回路ＩＣなどによりスイッチング素子をスイッチング駆動するような構成では、例えばスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は最大で、ｆｓ＝５０ｋHz〜２５０ｋHz程度となっている。このような可変範囲である場合、例えば負荷電力Ｐｏの変動範囲がＰｏ＝０Ｗから９０Ｗ程度まで、さらには１５０Ｗ程度までの比較的大きな変動幅となる負荷条件では、ワイドレンジとしてのＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応して安定化を図ることはほぼ不可能となる。
例えばＡＣ８５Ｖ〜１４４Ｖ程度の変動に対応するＡＣ１００Ｖ系の単レンジの構成において、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの負荷変動に対応する安定化を行うとした場合は、スイッチング周波数の可変範囲はおよそ８０ｋHz〜２００ｋHz程度となる。その上で上記のようなＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの変動に対応するワイドレンジの構成を実現するためには、スイッチング周波数の制御範囲として例えば８０ｋHz〜５００ｋHz程度のさらに広範囲が必要となり、上記した発振・ドライブＩＣの最大可変範囲ではこれを制御することが実質的に不可能となる。
また、仮に発振・ドライブＩＣとしてこのような広範囲な周波数の制御範囲が実現可能とされたとしても、スイッチング周波数が４００ｋHzや５００ｋHzといった高周波となることに伴っては、例えばスイッチング素子やトランスにおける損失が増大し、電力変換効率として実用的な数値を得ることが非常に困難となる。
これらのことから、共振形コンバータでは、スイッチング周波数制御によるワイドレンジ対応の構成が実質的に不可能であるとされている。
そこで従来においては、共振形コンバータにおいてワイドレンジ対応の構成を実現し、さらに力率の改善を図ることのできる技術として、いわゆるアクティブフィルタを用いる手法が知られている（例えば上記特許文献１参照）。
このようなアクティブフィルタの基本構成としては、例えば図３３に示すものとなる。
この図３３においては、商用交流電源ＡＣにブリッジ整流回路Ｄｉを接続している。このブリッジ整流回路Ｄｉの正極／負極ラインに対しては並列に出力コンデンサＣoutが接続される。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力が出力コンデンサＣoutに供給されることで、出力コンデンサＣoutの両端電圧として直流電圧Ｖoutが得られる。この直流電圧Ｖoutは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷１１０に入力電圧として供給される。
また、力率改善のための構成としては、図示するようにして、インダクタＬ、高速リカバリ型のダイオードＤ、抵抗Ｒｉ、スイッチング素子Ｑ、及び乗算器１１１を備える。
インダクタＬ、ダイオードＤは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。
抵抗Ｒｉは、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子（一次側アース）と出力コンデンサＣoutの負極端子との間に挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ1は、この場合にはＭＯＳ−ＦＥＴが選定されており、図示するようにしてインダクタＬとダイオードＤの接続点と、一次側アース間に挿入される。
乗算器１１１に対しては、フィードフォワード回路として、電流検出ラインＬI及び波形入力ラインＬwが接続され、フィードバック回路として電圧検出ラインＬVが接続される。
乗算器１１１は、電流検出ラインＬIから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流レベルを検出する。
また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。
そして、乗算器１１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。
電流検出ラインＬIから乗算器１１１に対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流が入力される。乗算器１１１では、この電流検出ラインＬIから入力された整流電流レベルを検出する。また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
乗算器１１１では、先ず、上記のようにして電流検出ラインＬIから検出した整流電流レベルと、上記電圧検出ラインＬVから検出した直流入力電圧の変動差分と乗算する。そして、この乗算結果と、波形入力ラインＬwから検出した交流入力電圧の波形とによって、交流入力電圧ＶACと同一波形の電流指令値を生成する。
さらに、この場合の乗算器１１１では、上記電流指令値と実際の交流入力電流レベル（電流検出ラインＬ1からの入力に基づいて検出される）を比較し、この差に応じてＰＷＭ信号についてＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号を生成する。そして、スイッチング素子Ｑは、このドライブ信号によってスイッチング駆動される。この結果、交流入力電流は交流入力電圧と同一波形となるように制御されて、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。また、この場合には、乗算器によって生成される電流指令値は、整流平滑電圧の変動差分に応じて振幅が変化するように制御されるため、整流平滑電圧の変動も抑制されることになる。
図３４（ａ）は、図３３に示したアクティブフィルタ回路に入力される入力電圧Ｖin及び入力電流Ｉinを示している。電圧Ｖinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電圧波形に対応し、電流Ｉinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電流波形に対応する。ここで、電流Ｉinの波形は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧（電圧Ｖin）と同じ導通角となっているが、これは、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉに流れる交流入力電流の波形も、この電流Ｉinと同じ導通角となっていることを示す。つまり、ほぼ１に近い力率が得られている。
また、図３４（ｂ）は、出力コンデンサＣoutに入出力するエネルギー（電力）Ｐchgの変化を示す。出力コンデンサＣoutは、入力電圧Ｖinが高いときにエネルギーを蓄え、入力電圧Ｖinが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。
図３４（ｃ）は、上記出力コンデンサＣoutに対する充放電電流Ｉchgの波形を示している。この充放電電流Ｉchgは、上記図３４（ｂ）の入出力エネルギーＰchgの波形と同位相となっていることからも分かるように、出力コンデンサＣoutにおけるエネルギーＰchgの蓄積／放出動作に対応して流れる電流である。
上記充放電電流Ｉchgは、入力電流Ｖinとは異なり、交流ライン電圧（商用交流電源ＡＣ）の第２高調波とほぼ同一の波形となる。交流ライン電圧には、出力コンデンサＣoutとの間のエネルギーの流れによって、図３４（ｄ）に示すようにして、第２高調波成分にリップル電圧Ｖdが生じる。このリップル電圧Ｖdは、無効なエネルギー保存のために、図３４（ｃ）に示す充放電電流Ｉchgに対して、９０°の位相差を有する。出力コンデンサＣoutの定格は、第２高調波のリップル電流と、その電流を変調するブースト・コンバータ・スイッチからの高周波リップル電流を処理することを考慮して決定するようにされる。
また、図３５には、先の図３３の回路構成を基として、基本的なコントロール回路系を備えたアクティブフィルタの構成例を示している。なお、図３３と同一とされる部分については同一符号を付して説明を省略する。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子間には、スイッチングプリレギュレータ１１５が備えられる。このスイッチングプリレギュレータ１１５は、図３３においては、スイッチング素子Ｑ、インダクタＬ、及びダイオードＤなどにより形成される部位となる。
そして、乗算器１１１を含むコントロール回路系は、他に、電圧誤差増幅器１１２、除算器１１３、二乗器１１４を備えて成る。
電圧誤差増幅器１１２では、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutを、分圧抵抗Ｒvo−Ｒvdにより分圧してオペアンプ１１２ａの非反転入力に入力する。オペアンプ１１２ａの反転入力には基準電圧Ｖrefが入力される。オペアンプ１１２ａでは、基準電圧Ｖrefに対する分圧された直流電圧Ｖoutの誤差に応じたレベルの電圧を、帰還抵抗Ｒvl、コンデンサＣvlによって決定される増幅率により増幅して、誤差出力電圧Ｖveaとして除算器１１３に出力する。
また、二乗器１１４には、いわゆるフィードフォワード電圧Ｖffが入力される。このフィードフォワード電圧Ｖffは、入力電圧Ｖinを平均化回路１１６（Ｒf11，Ｒf12，Ｒf13，Ｃf11，Ｃf12）により平均化した出力（平均入力電圧）とされる。二乗器１１４では、このフィードフォワード電圧Ｖffを二乗して除算器１１３に出力する。
除算器１１３では、電圧誤差増幅器１１２からの誤差出力電圧Ｖveaについて、二乗器１１４から出力された平均入力電圧の二乗値により除算を行い、この除算結果としての信号を乗算器１１１に出力する。
つまり、電圧ループは、二乗器１１４、除算器１１３、乗算器１１１の系から成るものとされる。そして、電圧誤差増幅器１１２から出力される誤差出力電圧Ｖveaは、乗算器１１１で整流入力信号Ｉvacにより乗算される前の段階で、平均入力電圧（Ｖff）の二乗により除算されることになる。この回路によって、電圧ループの利得は、平均入力電圧（Ｖff）の二乗として変化することなく、一定に維持される。平均入力電圧（Ｖff）は、電圧ループ内において順方向に送られる開ループ補正の機能を有する。
乗算器１１１には、上記除算器１１１により誤差出力電圧Ｖveaを除算した出力と、抵抗Ｒvacを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子（整流出力ライン）の整流出力（Ｉac）が入力される。ここでは、整流出力を電圧によるのではなく、電流（Ｉac）として示している。乗算器１１１では、これらの入力を乗算することによって、電流プログラミング信号（乗算器出力信号）Ｉmoを生成して出力する。これは、図３３にて説明した電流指令値に相当する。出力電圧Ｖoutは、この電流プログラミング信号の平均振幅を可変することで制御される。つまり、電流プログラミング信号の平均振幅の変化に応じたＰＷＭ信号が生成され、このＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号によってスイッチング駆動が行われることによって、出力電圧Ｖoutのレベルをコントロールするものである。
したがって、電流プログラミング信号は、入力電圧と出力電圧を制御する平均振幅の波形を有する。なお、アクティブフィルタは、出力電圧Ｖoutのみではなく、入力電流Ｖinも制御するようになっている。そして、フィードフォワード回路における電流ループは、整流ライン電圧によってプログラムされるということがいえるので、後段のコンバータ（負荷１１０）への入力は抵抗性になる。
図３６は、図３３に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ2００Ｖ系の双方の交流入力電圧に対応する、いわゆるワイドレンジ対応とされている。また、負荷電力０〜１５０Ｗの条件に対応可能な構成を採っている。また、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。
この図３６に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、図示する接続態様により、２組のコモンモードチョークコイルＣＭＣによるコモンモードノイズフィルタと、３組のアクロスコンデンサＣLが接続され、この後段にブリッジ整流回路Ｄｉが接続される。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインには、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣN，ＣNを図示するようにして接続して成るノーマルモードノイズフィルタ１２５が接続される。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、上記チョークコイルＬNと、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcと、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ20の直列接続を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。この平滑コンデンサＣｉは、図３３、図３５における出力コンデンサＣoutに相当する。また、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcとダイオードＤ20は、それぞれ、図３３に示したインダクタＬとダイオードＤに相当する。
また、この図における整流ダイオードＤ20には、コンデンサＣsn−抵抗Ｒsnから成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。
この図におけるスイッチング素子Ｑ11は、図３３におけるスイッチング素子Ｑ10に相当する。つまり、実際にアクティブフィルタのスイッチング素子を実装するのにあたって、この場合にはスイッチング素子Ｑ11をパワーチョークコイルＬpcと高速リカバリ型の整流ダイオードＤ20の接続点と、一次側アース（抵抗Ｒ3を介する）との間に挿入するようにしている。
この場合のスイッチング素子Ｑ11にはＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。
力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０は、この場合には力率を１に近づけるように力率改善を行うアクティブフィルタの動作を制御する集積回路（ＩＣ）とされている。
この場合、力率・出力電圧制御回路２０は、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、及びスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。図３５に示した乗算器１１１、電圧誤差増幅器１１２、除算器１１３、及び二乗器１１４などに相当する回路部は、この力率・出力電圧制御ＩＣ2０内に搭載される。
この場合、フィードバック回路は平滑コンデンサＣｉの両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を分圧抵抗Ｒ5，Ｒ6により分圧した電圧値を、力率・出力電圧制御ＩＣ2０の端子Ｔ１に入力するようにして形成される。
また、フィードフォワード回路としては、スイッチング素子Ｑ3のソースと一次側アース間に挿入される抵抗Ｒ3の接続点から、抵抗Ｒ4を介して端子Ｔ２に対し整流電流レベルを入力するようにしている。つまり、図３３における電流検出ラインＬIに相当するラインとしてのフィードフォワード回路が形成されている。
また、端子Ｔ４には、力率・出力電圧制御ＩＣ2０の動作電源が供給される。この端子Ｔ４には、パワーチョークコイルＰＣＣにおける、インダクタＬpcとトランス結合された巻線Ｎ5に励起された交番電圧が、図示するダイオードＤ21及びコンデンサＣ21とから成る半波整流回路により低圧直流電圧に変換されて供給される。
また、端子Ｔ３からは、スイッチング素子を駆動するためのドライブ信号がスイッチング素子Ｑ3のゲートに対して出力される。
スイッチング素子Ｑ3は、印加されるドライブ信号に応じてスイッチング動作を行う。
そして、スイッチング素子Ｑ3のスイッチング駆動は、図３３及び図３５により説明したようにして、整流出力電流の導通角が、整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるように、ＰＷＭ制御に基づくドライブ信号によって行われる。整流出力電流の導通角が整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるということは、即ち、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流の導通角が、交流入力電圧ＶACの波形とほぼ同じ導通角となることであり、結果的に、力率がほぼ１となるように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。
ここで、実際における力率改善動作を示すものとして、図３７、図３８に、図３６に示す回路にて得られる交流入力電流ＩACの波形を、交流入力電圧ＶACとの対比により示す。なお、これらの図において、図３７では交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の、また図３８では交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の結果を示している。
図３７に示されるように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、交流入力電流ＩACのピークレベルは６．５Ａｐとなる。そして、交流入力電流ＩACの導通期間としては、交流入力電圧ＶACの導通期間とほぼ一致するようにされて、力率の改善が図られていることがわかる。
また、図３８に示す交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、交流入力電流ＩACのピークレベルは３．０Ａｐとなり、この場合もその導通期間は交流入力電圧ＶACの導通期間とほぼ一致するようにされ、力率の改善が図られていることが理解できる。
また、このような力率の改善と共に、図３６に示す力率・出力電圧制御ＩＣ2０によっては、整流平滑電圧Ｅｉ（図３５では、Ｖoutに相当する）＝３８０Ｖの平均値について、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲で定電圧化するようにも動作する。つまり、後段の電流共振形コンバータには、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動範囲に関わらず３８０Ｖで安定化された直流入力電圧が供給されることとなる。このことは、上記した図３７、図３８において、交流入力電流ＩACのピークレベルが交流入力電圧ＶAC＝２３０時に１／２以下に低下していることによっても示されている。
そして、このような交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲は、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系を連続的にカバーするものであり、従って、後段のスイッチングコンバータには、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで、同じレベルで安定化された直流入力電圧（Ｅｉ）が供給されることとなる。つまり、図３６に示す電源回路は、アクティブフィルタを備えることで、ワイドレンジの電源回路としても構成されている。
アクティブフィルタの後段の電流共振形コンバータは、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ1がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ2がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成している。
この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤD1，ＤD2が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤD1，ＤD2は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、発振・ドライブ回路２によって、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動される。また、発振・ドライブ回路２は、図示する制御回路１による後述する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じた制御に基づき、スイッチング周波数を可変制御するように動作し、これにより、二次側直流出力電圧Ｅoの安定化を図るようにされる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は、直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ1は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス(L1)とによって直列共振回路を形成する。この直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には二次巻線Ｎ2が巻装される。
この場合の二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてブリッジ接続された整流ダイオードＤo1〜Ｄo4によるブリッジ整流回路、及び平滑コンデンサＣｏから成る全波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅｏは、図示しない負荷側に供給されるとともに、上記した制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。制御回路１は、入力される二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じた制御信号を発振・ドライブ回路２に対して供給する。発振・ドライブ回路２は、この制御信号に応じて二次側直流出力電圧Ｅｏが安定化されるようにスイッチング周波数を可変するようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動するようにされる。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化が行われるものである。
図３９は、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率（総合効率）、力率、及び整流平滑電圧Ｅｉの各特性を示している。この図では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの変動に対する特性が示されている。また、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系）の特性を実線で示し、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時（ＡＣ2００Ｖ系）の特性を破線で示している。
また、図４０は、交流入力電圧ＶACの変動に対するAC→DC電力変換効率（総合効率）、力率、及び整流平滑電圧Ｅｉの各特性を示している。この図では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗで一定の負荷条件の下での、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動に対する特性が示される。
先ず、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）は、図３９に示すようにして、負荷電力Ｐｏが重負荷の条件となるのに従って高くなっていく傾向となっている。また、交流入力電圧ＶACの変動に対しては、同じ負荷条件の下では、図３９及び図４０に示されるように、交流入力電圧ＶACのレベルが高くなっていくのに応じて高くなっていく傾向となっている。
実際においては、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗの負荷条件で、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時には、ηAC→DC＝８８．０％程度が得られ、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時にはηAC→DC＝９１．０％程度が得られている。
また、力率ＰＦについては、図３９に示すように、負荷電力Ｐｏが重負荷の傾向となるのに従って高くなっていく傾向を有している。また、交流入力電圧ＶACの変動に対しては、図３９及び図４０に示されるように、交流入力電圧ＶACのレベルが上昇するのに応じて、低下する傾向となっていることが分かる。
実際としては、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗの負荷条件で、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時には力率ＰＦ＝０．９９程度、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時には力率ＰＦ＝０．９８程度が得られる。
また、整流平滑電圧Ｅｉについては、図３９、図４０に示されるように、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動に対して一定となる結果が得られている。
これまでの説明から分かるように、図３６に示した電源回路は、従来から知られている図３３及び図３５に示したアクティブフィルタを実装して構成されている。このような構成を採ることによって、力率改善を図っている。また、負荷電力が１５０Ｗ以下の条件の下で、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ2００Ｖ系とで動作する、いわゆるワイドレンジ対応の構成を実現している。
しかしながら、図３６に示した構成による電源回路としても、次のような問題を有している。
先ず、図３６に示す電源回路における電力変換効率としては、図示もしているように、前段のアクティブフィルタに対応するAC→DC電力変換効率と、後段の電流共振形コンバータのDC→DC電力変換効率とを総合したものとなる。
つまり、図３６に示される回路の総合的な電力変換効率としては、これらの電力変換効率の値を乗算した値となるものであり、その分低下傾向となってしまう。
実験によれば、図３６の回路におけるアクティブフィルタに対応する部分でのAC→DC電力変換効率は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝９３％程度、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件ではηAC→DC＝９６％程度となる。また、電流共振形コンバータ側でのDC→DC電力変換効率は、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ、整流平滑電圧Ｅｉ＝３８０Ｖ時にηDC→DC＝９５％程度である。
従って、図３６の回路における総合的なAC→DC電力変換効率としては、先の図３９、図４０にて説明したように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝８８．０％程度に低下し、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時としてもηAC→DC＝９１．０％程度に低下してしまう。
また、アクティブフィルタ回路はハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生レベルが非常に大きいため、比較的重度のノイズ抑制対策が必要となる。
このため、図３６に示した回路では、商用交流電源ＡＣのラインに対して、２組のコモンモードノイズチョークコイルと、３組のアクロスコンデンサによるノイズフィルタを形成している。つまり、２段以上のフィルタが必要となっている。
また、整流出力ラインに対しては、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサＣNから成るノーマルモードノイズフィルタを設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型のダイオードＤ20に対しては、ＲＣスナバ回路を設けている。
このようにして、実際の回路としては非常に多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップ及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。
さらに、汎用ＩＣとしての力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０によって動作するスイッチング素子Ｑ3のスイッチング周波数は６０ｋHzで固定であるのに対して、後段の電流共振形コンバータのスイッチング周波数は８０ｋHz〜２００ｋHzの範囲で可変する。このようにして両者のスイッチングタイミングが個々に独立して行われることで、両者のスイッチング動作により、一次側アース電位は干渉しあって不安定になり、例えば異常発振が生じやすくなる。これにより、例えば回路設計が難しいものとなったり、信頼性を劣化させるなどの問題も招くことになる。
そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成する。
つまり、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段を備える。
また、少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線により交番電圧が誘起される二次巻線とが巻装されて形成され、一次側と二次側とで所定の結合係数が得られるようにして、コアの所定位置に形成されるギャップ長が設定されるコンバータトランスと、少なくとも、コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に対して直列に接続される一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されるもので、所定の第１の共振周波数が設定され、スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える。
また、少なくとも、コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、二次巻線に対して直列に接続される二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、所定の第２の共振周波数が設定される二次側直列共振回路を備える。
また、二次側直列共振回路に得られる共振出力を入力して整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成する二次側直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段を備える。
また、スイッチング手段のスイッチング動作により一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力を、整流平滑手段を形成する整流平滑回路の所定の整流電流経路に対して帰還し、この帰還されたスイッチング出力により整流電流を断続するようにして構成される力率改善手段を備える。
また、一次側直列共振回路と二次側直列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路についての、スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となるようにして、上記コンバータトランスの一次側と二次側との総合結合係数を設定する総合結合係数設定手段を備える。
上記構成によるスイッチング電源回路では、一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力を整流電流に帰還する方式による力率改善機能を備え、かつ、一次側のスイッチング動作を電流共振形とする一次側直列共振回路が形成されたスイッチングコンバータの構成を採った上で、二次側に対しても直列共振回路を形成するものとしている。
このような構成を採ることで、本発明のスイッチング電源回路としてはコンバータトランスの電磁結合による結合形共振回路を形成することになる。そのうえで、電源回路内におけるコンバータトランスの一次側と二次側とでの総合的な結合係数（総合結合係数）について、疎結合と見なされる所定値が設定されるようにしている。
このようにして、コンバータトランスの総合結合係数について疎結合とされる値が設定されることで、上記結合形共振回路に対する入力であるスイッチング周波数の周波数信号（スイッチング出力）に対する出力特性として、急峻な単峰特性を得ることが可能となる。この結果、一次側にのみ直列共振回路を形成した場合よりも、安定化に要するスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）を縮小することができる。
このようにして本発明によれば、定電圧制御に必要なスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）が縮小される。
これにより、力率改善機能を有する共振形コンバータとして、スイッチング周波数制御のみによりワイドレンジ対応化することが容易に実現化可能となる。
このようにして、スイッチング周波数制御によるワイドレンジ対応が実現化されることで、力率改善機能を備えるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、アクティブフィルタを備えない構成を採ることができる。これにより、例えばアクティブフィルタによって力率改善を図る電源回路よりも電力変換効率が向上される。
また、本発明の電源回路としては、アクティブフィルタを構成するための多数の部品素子が不要となる。また、電源回路を構成する電流共振形コンバータ、及び力率改善回路はソフトスイッチング動作であり、スイッチングノイズが大幅に低減されるから、ノイズフィルタを強化する必要もなくなる。
このために、先行技術と比較しては、部品点数が大幅に削減されることになって、電源回路サイズの小型／軽量化を図ることが可能となる。また、それだけコストダウンが図られることにもなる。
また、さらには、アクティブフィルタが省略されたことで、一次側アース電位の干渉が無くなるので、一次側アース電位も安定することとなって、信頼性が向上する。
ここで、上記したような本発明の効果を得るための基本構成としては、帰還方式の力率改善機能が付加された、一次側直列共振回路を備える電流共振形コンバータの構成に対して、二次側直列共振コンデンサを追加すればよいわけであり、部品点数の追加、あるいは変更などは、非常に小規模で済むことになる。
また、上記のようにしてスイッチング周波数の必要制御範囲が縮小されれば、例えば負荷電力が最大／無負荷で高速に変動する場合には、定電圧制御の応答性も向上されることとなり、この点で、より高い信頼性を得ることができる。
以下、発明を実施するための最良の形態（以下実施の形態とする）について説明していく。また、以降の実施の形態の説明にあたり、大きくは、実施の形態１，２，３，４の４つの形態に分類する。そのうえで、実施の形態１、２，３，４ごとの範疇におけるバリエーションを、そのバリエーション数（ｎ）に応じて、実施の形態１−１〜１−ｎ、２−１〜２−ｎ、３−１〜３−ｎ、４−１〜４−ｎとして表記することとする。
図１は、実施の形態１−１としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。この図に示す電源回路は、一次側の基本構成として、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた構成を採る。
また、この図１に示される電源回路としては、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の双方の入力に対応して動作可能な、いわゆるワイドレンジ対応の構成を採るものとされる。
また、この場合の電源回路としては、例えばプリンタ装置の電源として使用して好適とされ、負荷電力Ｐｏとしては最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗから最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）までの比較的広範囲の負荷変動に対応する構成が採られる。
先ず、この図１に示す電源回路において、商用交流電源ＡＣに対しては、フィルタコンデンサＣL、ＣL、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣによるコモンモードノイズフィルタが形成されている。
そして、上記ノイズフィルタの後段となる商用交流電源ＡＣに対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が接続される。ただし、本実施の形態においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力ラインと、平滑コンデンサＣｉの正極端子間には、力率改善回路１１が介在するようにして設けられる。この力率改善回路１１の構成及びその動作については後述する。
この全波整流平滑回路が商用交流電源ＡＣを入力して全波整流動作を行うことによって、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られる。この場合の整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルとなる。
上記直流入力電圧を入力してスイッチング（断続）する電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続したスイッチング回路を備える。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、ダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。ダンパーダイオードＤD1のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ1のソース、ドレインと接続される。同様にして、ダンパーダイオードＤD2のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ2のソース、ドレインと接続される。ダンパーダイオードＤD1，ＤD2は、それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が備えるボディダイオードとされる。
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、一次側部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この一次側部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有しており、例えば汎用のＩＣを用いることができる。そして、この発振・ドライブ回路２内の発振回路及び駆動回路によって、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一方の端部は、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。また、一次巻線Ｎ１の他方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ１の直列接続を介して、後述する力率改善回路１１内のスイッチングダイオードＤ1のカソードと高周波インダクタＬ10の接続点に対して接続されている。
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２の断面図に示すような構造を有する。
図２に示されるように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ2を巻装する。このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。
そのうえで、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、図のようにしてギャップＧを形成する。この場合のギャップＧとしては、例えばギャップ長2.8mm程度を設定し、これによって結合係数ｋとしては、例えばｋ＝０．６５程度若しくはこれ以下による疎結合の状態を得るようにしている。
ちなみに、先の図３６に示した電源回路をはじめ、従来の電流共振形コンバータを備えた電源回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアに形成するギャップとして例えば1.5mm程度若しくはこれ以下を設定するものとされていた。そして、結合係数としてはｋ＝０．７５程度若しくはこれ以上を得るようにされていた。
これに対し、上記のような実施の形態の場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造によれば、一次側と二次側の結合度は、従来の電源回路の場合よりも低下するようにされているものである。
図１において、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記のような構造によって一次巻線Ｎ1に所要のリーケージインダクタンスＬ１を生じさせる。そして、一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、上記リーケージインダクタンスＬ1によっては一次側直列共振回路を形成する。
さらに、上記した接続態様によれば、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力はこの一次側直列共振回路に伝達されることとなる。この一次側直列共振回路が、伝達されたスイッチング出力により共振動作を行うことで、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
ここで、これまでの説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した一次側部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路の一次側では、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた構成を採っている。ここでは、このように２つの共振回路が組み合わされたコンバータを、「複合共振形コンバータ」ということにする。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起（誘起）される。
この場合、二次巻線Ｎ2については、先ず、その巻き終わり端部側に対して直列に二次側直列共振コンデンサＣ2を接続している。これにより、二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とによって二次側直列共振回路を形成することになる。つまり、本実施の形態としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側とのそれぞれにおいて直列共振回路が形成される。
ここで、実施の形態１―１においては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と、上記二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とについて、少なくとも
ｆｏ１＞ｆｏ２
で表される関係を満たすべきこととしている。そして、実際においては、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２が、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１に対して約１／２倍程度となるようにして設定している。この図１に示す電源回路の実際としては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１について約７０kHzを設定し、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２ｂについて３５kHz程度を設定する。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにブリッジ接続された整流ダイオードＤo1〜Ｄo4から成るブリッジ整流回路と、平滑コンデンサＣoとにより形成される全波整流回路を接続することとしている。
上記全波整流回路の接続態様は次のようになっている。
二次巻線Ｎ2の一方の端部は、上記二次側直列共振コンデンサＣ2の直列接続を介して、整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードの接続点（ブリッジ整流回路の正極入力端子）に対して接続される。また、二次巻線Ｎ2の他方の端部は、整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo4のカソード（ブリッジ整流回路の負極入力端子）の接続点に対して接続されている。
整流ダイオードＤo2のアノードと整流ダイオードＤo4のアノードの接続点（ブリッジ整流回路の負極出力端子）は、二次側アースに接続され、整流ダイオードＤo1のカソードと整流ダイオードＤo3のカソードの接続点（ブリッジ整流回路の正極出力端子）は平滑コンデンサＣｏの正極端子と接続されている。
平滑コンデンサＣｏの負極端子は、二次側アース（ブリッジ整流回路の負極出力端子）と接続される。
このようにして形成されるブリッジ全波整流回路によっては、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の一方の半周期において、ブリッジ整流回路の整流ダイオード［Ｄo1，Ｄo4］の組が導通して、平滑コンデンサＣoに対して整流電流を充電する動作が得られる。また、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の他方の半周期においては、整流ダイオード［Ｄo2，Ｄo3］の組が導通して平滑コンデンサＣoに対して整流電流を充電する動作が得られる。
これによって平滑コンデンサＣoの両端電圧として、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧のレベルの等倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅoが得られる。
このようにして得られた二次側直流出力電圧Ｅoは、図示しない負荷に供給されるとともに、後述する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
また、上記全波整流回路は、二次側直列共振回路の共振出力について整流平滑動作を行っているものとしてみることができる。このことから、この全波整流回路による二次側整流動作としても電流共振形となる。つまり、整流電流波形としては、二次側直列共振回路の共振周波数による正弦波形を含むことになる。
また、この場合の電源回路の二次側においては、上記した整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードの接続点と、整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo4のカソードの接続点との間に、二次側部分共振コンデンサＣｐ2を挿入している。つまり、二次側部分共振コンデンサＣｐ2を、二次側のブリッジ整流回路の正極入力端子と負極入力端子との間に挿入しているものである。
この二次側部分共振コンデンサＣｐ2のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2によっては、並列共振回路（部分電圧共振回路）が形成される。そして、この並列共振回路によっては、整流ダイオードＤo1〜Ｄo4のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
このような二次側部分共振コンデンサＣｐ2の挿入によっては、整流ダイオードＤo1〜Ｄo4のターンオフ時に生じる逆方向電流を流す経路が形成されて、整流ダイオードＤo1〜Ｄo4に生じる電力損失の低減が図られる。
ここで、これまでに説明したようにして、実施の形態のスイッチング電源回路としては、一次側には一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）と一次側部分共振回路（Ｌ1//Ｃｐ）、二次側には二次側直列共振回路（Ｌ2−Ｃ2）と二次側部分共振回路（Ｌ2//Ｃｐ2）とを備えるものとされる。
先にも述べたように、一次側におけるような直列共振回路と部分共振回路とによる２つの共振回路の組み合わせに対しては、複合共振形コンバータということとしたが、このように３つ以上の共振回路が組み合わされたスイッチングコンバータを、ここでは「多重複合共振形コンバータ」ということにする。
制御回路１は、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、一次側直列共振回路と二次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルも変化する。つまり、これによって二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを安定化させるように動作する。
例えば重負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅｏが低下するのに応じては、上記スイッチング周波数を低くするように制御するが、これは共振インピーダンスを小さくすることとなり、このために二次側直流出力電圧Ｅｏを上昇させる。これに対して、軽負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅｏが上昇するのに応じては、上記スイッチング周波数を高くするように制御することで、共振インピーダンスを大きくし、二次側直流出力電圧Ｅｏを低下させる。
また、実施の形態１−１の電源回路に対しては、力率改善回路１１が備えられる。
前述もしたように、この力率改善回路１１は、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧（Ｅｉ）を得るための整流平滑回路における整流電流経路に対して挿入されるようにして設けられるもので、電力回生方式として、磁気結合形による形式を採るものとされる。
力率改善回路１１においては、先ずブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に対して、高速リカバリ型のダイオード素子であるスイッチングダイオード（力率改善用スイッチング素子）Ｄ1のアノードが接続される。そして、このスイッチングダイオードＤ1のカソードが、高周波インダクタ（チョークコイル）Ｌ10の一端と接続され、さらにこの高周波インダクタＬ10の他端が平滑コンデンサＣｉの正極端子に対して接続される。
つまり、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対しては、スイッチングダイオードＤ1（アノード→カソード）−高周波インダクタＬ10による直列接続回路が挿入されているものである。
このスイッチングダイオードＤ1−高周波インダクタＬ10の直列接続回路に対しては、図示するようにフィルタコンデンサＣNが並列に接続される。このフィルタコンデンサＣNは、ノーマルモードノイズを抑制するために備えられる。
そして、これらスイッチングダイオードＤ1−高周波インダクタＬ10による直列接続回路において、スイッチングダイオードＤ1のアノードと高周波インダクタＬ10との接続点は、上記もしたように一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して一次巻線Ｎ1の端部と接続されている。
つまり、これによると、スイッチングダイオードＤ1のカソードと高周波インダクタＬ10との接続点に対しては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）が接続されているものとなる。
このような構成により、力率改善回路１１においては、一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力（一次側直列共振電流）を電力として回生して、これを平滑コンデンサＣｉに帰還する動作が得られる。
そして、この場合の電力の回生は、高周波インダクタＬ10を介するようにして行われることから、磁気結合方式により行われているとみることができる。
このようにして、一次側直列共振電流が電力として平滑コンデンサＣｉに回生されることで、力率改善回路１１においては、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2のスイッチング出力に応じた高周波の交番電圧が得られる。
この交番電圧に応じて、高速リカバリ型であるスイッチングダイオードＤ1がスイッチング動作を行う。このとき、スイッチングダイオードＤ1によるスイッチング動作は、交流入力電圧ＶACの絶対値レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧レベルよりも高いとされる期間だけではなく、低いとされる一定期間においても行われることになる。整流電流は、このスイッチング動作が行われる期間に応じて流れ、整流電流の導通角が拡大される。このようにして整流電流の導通角が拡大されるのに伴って交流入力電流ＩACの導通角も拡大される。これにより交流入力電流ＩACの平均的な波形が交流入力電圧ＶACの波形に近付くこととなって力率の改善が図られる。
次に図１に示す実施の形態１−１としてのスイッチング電源回路において二次側直流出力電圧Ｅoがどのようにして安定化されるかについて説明をする。
まず、順を追って説明するために、図１に示した実施の形態の電源回路の構成から、二次側直列共振コンデンサＣ2を省略して、二次側直列共振回路を形成しないものとした複合共振形コンバータについて、二次側直流出力電圧Ｅoがどのようにして安定化されるかについて説明をする。
このような複合共振形コンバータは、一次側直列共振回路（及び一次側部分電圧共振回路）は備えるが、二次側直列共振回路は備えていない。このために、アッパーサイド制御のスイッチング周波数制御方式により二次側直流出力電圧Ｅoを安定化するのにあたっては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ1よりも高い周波数範囲でスイッチング周波数を可変制御し、これにより生じる共振インピーダンスの変化を利用することになる。
このことについて、図６を参照して説明する。図６は、複合共振形コンバータによる二次側直流出力電圧Ｅoについての定電圧制御特性を示している。この図において、横軸にはスイッチング周波数ｆｓを示し、縦軸に二次側直流出力電圧Ｅoを示している。
ここで、直列共振回路は、共振周波数ｆｏ1で最も共振インピーダンスが小さくなる。これにより、アッパーサイド制御における二次側直流出力電圧Ｅoとスイッチング周波数ｆｓの関係として、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１に対して、スイッチング周波数ｆｓが近づいていくほど上昇し、共振周波数ｆｏ１から離れていくのに従って低下していくものとなる。
従って、負荷電力Ｐｏを一定とした条件でのスイッチング周波数ｆｓに対する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、図６に示すようにして、スイッチング周波数ｆｓが一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と同じときにピークとなり、共振周波数ｆｏ１から離れるのに応じて低下する二次曲線的な変化を示す。
また、同じスイッチング周波数ｆｓに対応する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、最小負荷電力（Ｐｏmin）時よりも最大負荷電力（Ｐｏmax）時のほうが、所定分低下するようにしてシフトする特性が得られる。つまり、スイッチング周波数ｆｓを固定として考えると、重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは低下する。
そして、このような特性のもとで、アッパーサイド制御により二次側直流出力電圧Ｅoについて、Ｅo＝ｔｇとなるようにして安定化しようとした場合、電源回路において必要となるスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）は、図においてΔｆｓとして示される範囲となる。
例えばこの複合共振形コンバータの実際として、ＡＣ１００Ｖ系としての交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１２０Ｖの入力変動範囲と、二次側直流出力電圧Ｅoの最大負荷電力（Ｐｏmａｘ）＝１５０Ｗ、最小負荷電力（Ｐｏmin）＝０Ｗ（無負荷）の負荷条件に対応するとして、スイッチング周波数制御方式により、二次側直流出力電圧Ｅo＝１３５Ｖで安定化する仕様を設定したとする。
この場合、この複合共振形コンバータが定電圧制御のために可変するスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は、ｆｓ＝８０kHz〜２００kHz以上であり、必要制御範囲量であるΔｆｓとしても１２０kHz以上と相応に広範囲なものとなる。
このことをふまえて、この複合共振形コンバータについて、ワイドレンジ対応として構成することを考えてみる。
ワイドレンジ対応とするためには、例えばＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応すべきことになる。従って、例えば、ＡＣ１００Ｖ系のみ、あるいはＡＣ２００Ｖ系のみの単レンジに対応する場合と比較して、二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変動範囲も大きくなる。このような交流入力電圧範囲に応じて拡大された二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変動に対して定電圧制御動作を行うためには、より広範囲なスイッチング周波数制御範囲が必要となる。例えば、スイッチング周波数ｆｓの制御範囲は、約８０kHz〜５００kHzにまで拡大する必要がでてくる。
しかしながら、現状のスイッチング素子を駆動するためのＩＣ（発振・ドライブ回路２）としては、対応可能な駆動周波数の上限は２００kHz程度にしておくのが好ましい。また、上述したような高い周波数での駆動が可能なスイッチング駆動用ＩＣを構成して実装したしたとしても、スイッチング素子Ｑ1，スイッチング素子Ｑ2における電力変換効率が低下するために、現実の電源回路として実用的ではなくなる。このような点を考慮した場合には、例えば、複合共振形コンバータによって効率よく安定化することが可能な交流入力電圧ＶACレベルの上限は、１００Ｖ程度である。
そこで、従来から、スイッチング周波数制御方式により安定化を図るスイッチング電源回路をワイドレンジ対応化するための構成の１つとして、先に図３６に示したようにして、前段に対してアクティブフィルタを備えれば良いことが知られている。すなわち、アクティブフィルタの出力側に発生する直流入力電圧（Ｅｉ）の値が略一定の値となるように制御するものである。
しかしながら、上述したように、アクティブフィルタ回路はハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生レベルが非常に大きいものである。このために、コモンモードノイズ、ノーマルモードノイズのいずれに対しても比較的重度のノイズ抑制対策が必要となる。
更に、アクティブフイルタ回路と、複合共振形コンバータとのスイッチング周波数が異なっているために、お互いのアース電位の干渉や、構成部品の各々から生じる磁気の相互の磁気干渉を軽減する必要があるために、基板上における各々の部品の配置が制限を受け、更に各々の構成部品から流出するノイズ電流の経路を考慮してアースパターンの設計を行わなければならず、基板上におけるパターンの引き回しに困難があった。
また、別のワイドレンジ対応化のための構成としては、商用交流電源を入力して直流入力電圧（Ｅｉ）を生成する整流回路系について、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、倍電圧整流回路と全波整流回路とで切り換えを行うように機能を与えるものとしても良い。この場合には、商用交流電源の電圧のレベルを検出して、その検出されたレベルに応じて、ＡＣ１００Ｖ系では倍電圧整流回路とし、ＡＣ２００Ｖ系では全波整流回路が形成されるように、電磁リレーを用いたスイッチにより、整流回路系における回路接続の切り換えを行うように回路を構成するものである。
しかしながら、このような整流回路系の切り換えの構成では、電磁リレーが必要になる。また、倍電圧整流回路を形成するために少なくとも２本１組の平滑コンデンサを設ける必要も生じる。このため、それだけ部品点数が増加してコストアップとなると共に、電源回路基板のマウント面積も拡大して大型化する。特に、これら平滑コンデンサや電磁リレーは、電源回路を形成する部品のうちでも大型であるから、基板サイズは相当に大きくなってしまう。
また、全波整流動作と倍電圧整流動作を切り換える構成とした場合において、ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源が入力されているときに、瞬間停電が生じたり、また、交流入力電ｚ圧が定格以下に低下するなどして、ＡＣ２００系に対応するよりも低いレベルとなると、ＡＣ１００Ｖ系であると誤って検出して倍電圧整流回路に切り換えるという誤動作が生じることがある。このような誤動作が生じると、ＡＣ２００Ｖ系のレベルの交流入力電圧について倍電圧整流を行うこととなるために、例えばスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2などが耐圧オーバーとなって破壊される可能性もある。
そこで、実際の回路としては、上述したような誤動作が生じないようにするために、メインとなるスイッチングコンバータの直流入力電圧だけではなく、スタンバイ電源側のコンバータ回路の直流入力電圧も検出する構成を採るようにされる。これにより、スタンバイ電源側のコンバータ回路を検出するための部品の追加などにより、上述したコストアップ、及び回路基板サイズの大型化が更に助長されてしまうことになる。
また、誤動作防止を目的としてスタンバイ電源側のコンバータの直流入力電圧を検出するということは、整流動作切り換えのための回路を備えるワイドレンジ対応の電源回路としては、メイン電源の他にスタンバイ電源を備える電子機器でなければ、実際に使用することができないということになる。つまり、電源を実装可能な電子機器の種類が、スタンバイ電源を備えたものに限定されるわけであり、それだけ利用範囲が狭くなる。
また、ワイドレンジ対応のための、更に別の構成として、ＡＣ１００Ｖ系／ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、一次側の電流共振形コンバータの形式をハーフブリッジ結合とフルブリッジ結合とで切り換える構成とすることも知られている。
この構成であれば、例えば上述した瞬間停電などによって、ＡＣ２００Ｖ系の交流入力電圧がＡＣ１００Ｖ系のレベルにまで低下して誤動作したとしても、スイッチング動作がハーフブリッジ動作からフルブリッジ動作となるだけであり、スイッチング素子などが耐圧オーバーになることはない。このためにスタンバイ電源側の直流入力電圧を検出する必要もなくなるので、スタンバイ電源を備えない電子機器に対しても採用することが可能となる。また、商用電源ラインにおける切り換えではないために、半導体スイッチによる回路形態の切り換えが可能であるので、電磁リレーのような大型のスイッチ部品は不要となる。
しかし、この構成では、ＡＣ１００Ｖ系時に対応してフルブリッジ結合を形成するために、スイッチング素子を少なくとも４本備える必要がある。つまり、２本のスイッチング素子により形成可能なハーフブリッジ結合方式のみによるコンバータの構成と比較すれば、２本のスイッチング素子を追加する必要があることになる。
また、この構成の場合には、フルブリッジ動作では４個のスイッチング素子がスイッチング動作を行う。共振形コンバータは、低スイッチングノイズではあるが、このようにしてスイッチングを行うスイッチング素子数が増加するほどスイッチングノイズに関しては不利となる。
このようにして、ワイドレンジ対応として上述した何れの構成を採った場合にも、単レンジ対応の構成と比較した場合には、部品点数の増加などによる回路規模の拡大、コストアップがさけられない。また、前者の構成では機器への利用範囲の制限、後者の構成ではスイッチングノイズの増加など、それぞれ、単レンジ対応の構成では抱えていなかった固有の問題が生じる。
また、図１の電源回路から二次側直列共振回路を省略した複合共振形コンバータについて、スイッチング周波数の制御範囲が相応に広範囲となることに起因しては、二次側直流出力電圧Ｅoについての安定化の高速応答特性が低下するという問題も抱える。
例えば、電子機器によっては、最大負荷の状態とほぼ無負荷とされる状態との間で、負荷条件が瞬時的に切り換わるようにして変動する動作を伴うものがある。このような負荷変動は、スイッチング負荷ともいわれる。このような機器に搭載される電源回路としては、スイッチング負荷とされる負荷変動にも対応して二次側直流出力電圧が適正に安定化されるようにする必要がある。なお、スイッチング負荷としての動作を行う機器として、例えば、パーソナルコンピュータの周辺機器であるプリンタ、プラズマディスプレイ装置などを挙げることができる。
しかしながら、先に図６によっても説明したようにスイッチング周波数の制御範囲が広範である特性を持つ場合には、スイッチング負荷のような負荷変動に対応して、二次側直流出力電圧を所要レベルとするためのスイッチング周波数にまで可変させるためには比較的長い時間を要することになる。つまり、定電圧制御の応答特性としては良好でない結果が得られることになる。
このような上述のワイドレンジ化の構成に対して、図１に示す本実施の形態の電源回路では、一次側と二次側とで、それぞれ直列共振回路（一次側直列共振回路、二次側直列共振回路）を備えることとしている。これにより、電流共振形コンバータを基とする電源回路として、スイッチング周波数制御のみの定電圧制御によりながらもワイドレンジ対応を可能とする。以下、この点について説明する。
図３の回路図は、図１に示す本実施の形態の電源回路について、一次側直列共振回路と二次側直列共振回路との関係によりみた場合の等価回路を示している。なお、この等価回路図において、図１と同一部分には、同一符号を付している。
この図３においては、破線でコンバータトランスＰＩＴを示し、一点鎖線で理想トランスＩＴを示している。ここで、理想トランスＩＴは１：ｎの巻線比（１：二次巻線Ｎ2の巻数／一次巻線Ｎ１の巻数）に応じて電圧を変換するものである。また、図３において、符号Ｌ１、符号Ｌ１１、符号Ｌ1eは、それぞれ、一次巻線Ｎ1のリーケージ（漏洩）インダクタンス、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11のインダクタンス、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスを示す。また、符号Ｌ2、符号Ｌ2eは、それぞれ二次巻線Ｎ2のリーケージ（漏洩）インダクタンス、二次巻線Ｎ2の励磁インダクタンスを示すものである。
この図３に示す等価回路図において、コンバータトランスＰＩＴの一次側では、スイッチング周波数ｆｓによる交流（周波数信号）が入力されている。つまり、一次側スイッチングコンバータ（スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2）のスイッチング出力が入力となっている。
そして、コンバータトランスＰＩＴの一次側では、このスイッチング周波数ｆｓによる交流の入力を、一次側直列共振回路に供給することになる。そして、この一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１の値は、図３に示す等価回路に基づいて求められるものとなる。
また、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２の値も同様に、図３に示す等価回路に基づいて求められるものとなる。
実施の形態１−１においては、実際に設定された共振周波数ｆｏ１，ｆｏ２の関係としては、ｆｏ１≒ｆｏ２×２となるようにされている。
なお、図３の等価回路においては、コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋ、一次巻線Ｎ1の自己インダクタンスをＬ1ｓ、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１については（数１）が成立する。
Figure 2006109687
また、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスＬ1eについては（数２）が成立する。
Figure 2006109687
同様にして、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2、励磁インダクタンスＬ2eについては、それぞれ、（数３）、（数４）が成立する。ここで、Ｌ2ｓは二次巻線Ｎ2の自己インダクタンスである。
Figure 2006109687
Figure 2006109687
ここで、図３に示す等価回路においては、コンバータトランスＰＩＴの電磁誘導を介して、一次側に一次側直列共振回路を備え、二次側に二次側直列共振回路を備えていることが示されている。従って、この図に示す回路は、電磁結合による結合形共振回路を形成しているものとしてみることができる。このために、図１に示す電源回路における二次側直流出力電圧Ｅoについての定電圧制御特性は、コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋに応じて異なるものとなる。この点について図４を参照して説明する。
図４は、図３の等価回路についての、入力（スイッチング周波数信号）に対する出力特性を示している。つまり、二次側直流出力電圧Ｅoについての制御特性をスイッチング周波数ｆｓとの関係により示している。この図では、スイッチング周波数を横軸にとり、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを縦軸にとっている。
なお、図４の説明は、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２の周波数関係がどのようなものであるかに関わらず当てはまる一般的なものである。図において、符号ｆｏ１及び符号ｆｏ２が括弧内に記載されているのは、共振周波数ｆｏ１と共振周波数ｆｏ２との周波数の上下関係によらず、図４に示す特性が成立することを示している。なお、図５における、括弧内に記載されている符号ｆｏ１及び符号ｆｏ２の意味も同様のものである。
ここで、結合係数ｋt＝１による密結合とされる状態を設定したとする。この状態は、コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋの値が１となる状態である。すると、この場合の一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１、及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ２は、それぞれ、（数１）（数３）に対してｋ＝１を代入することで、（数５）を得ることができる。
Figure 2006109687
つまり、コンバータトランスＰＩＴが密結合であることで、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスは存在していない状態であることが示される。
このようにして、コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側とが密結合とされる状態での定電圧制御特性としては、図４の特性曲線１として示すように、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とは異なる周波数ｆ１、ｆ２において二次側直流出力電圧Ｅoがピークとなる、いわゆる双峰特性となる。ここで、周波数ｆ１は、（数６）で表され、周波数ｆ２は、（数７）で表される。
Figure 2006109687
Figure 2006109687
また、（数６）（数７）における項の１つであるｆｏは、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２との中間に存在する中間共振周波数であり、一次側のインピーダンスと二次側のインピーダンスと、一次側と二次側とで共通となるインピーダンス（相互結合インダクタンスＭ）により決定される周波数である。なお、相互結合インダクタンスＭについては、（数８）で表される。
Figure 2006109687
また、上述した結合係数ｋについて、ｋ＝１の状態から徐々に小さくしていったとする、つまり、密結合の状態から徐々に疎結合の度合いを高くしていったとすると、図４に示される特性曲線１は、双峰の傾向が徐々に希薄となって、中間共振周波数ｆｏ近傍で平坦化していくような変化を示す。そして、ある総合結合係数ｋtにまで低下した段階で、いわゆる臨界結合の状態となる。この臨界結合の状態では、特性曲線２として示すようにして、双峰特性としての傾向ではなくなっており、中間共振周波数ｆｏを中心として曲線形状が平坦となる特性となる。
そして、更に、臨界結合の状態から結合係数ｋの値を小さくしていって、疎結合の状態を強めていったとすると、図４の特性曲線３として示すように、中間周波数ｆｏにおいてのみピークとなる単峰特性が得られる。また、この特性曲線３と、特性曲線１，２とを比較してみると、特性曲線３は、ピークレベルそのものは特性曲線１，２より低下するものの、その二次関数的な曲線形状として、より急峻な傾斜を有していることが分かる。
図４に示す単峰特性と、先に図６に示した複合共振形コンバータの定電圧制御特性を実際に比較してみると、図４に対して図６に示した特性は、二次曲線的には相当に緩やかな傾斜となる。
上述のようにして図６に示す特性が曲線的に緩やかであることから、二次側直流出力電圧Ｅoについて定電圧制御を行うためのスイッチング周波数の必要制御範囲は、例えば単レンジ対応の条件下であっても、ｆｓ＝８０kHz〜２００kHz以上でΔｆｓ＝１２０kHz以上となるため、スイッチング周波数制御による定電圧制御のみによって、ワイドレンジ対応とすることが非常に困難であることは、先に説明したとおりである。
また、このように広範囲にスイッチング周波数を変化させる場合には、コモンモードノイズに対するコモンモードノイズフィルタ及びノーマルモードノイズに対するノーマルモードフィルタのいずれも、このような広い範囲のスイッチング周波数に対応する広帯域のものとせねばならず、その実現が困難となる。更に、より高い周波数で電力用のスイッチング素子Ｑ1及びスイッチング素子Ｑ2を動作させなければならず、スイッチング損失が増加する点からも好ましいものではない。
これに対して、本実施の形態の定電圧制御特性としては、図４の特性曲線３により示される単峰特性であることで、定電圧制御動作としては、図５に示すものとなる。図５においては、図１に示す本実施の形態の電源回路についての、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系）における最大負荷電力（Ｐｏmａｘ）時、最小負荷電力（Ｐｏmin）時の各特性曲線Ａ，Ｂと、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時（ＡＣ２００Ｖ系）における最大負荷電力（Ｐｏmａｘ）時、最小負荷電力（Ｐｏmin）時の各特性曲線Ｃ，Ｄとの、４つの特性曲線が示されている。
この図５から分かるように、先ず、ＡＣ１００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅoを所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ１で示されることになる。つまり、特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｂにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。
また、ＡＣ２００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅoを所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ２で示される。つまり、特性曲線Ｃにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｄにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。
前述したように、本実施の形態における二次側直流出力電圧Ｅoの制御特性である単峰特性は、先に図６に示した制御特性と比較して、二次関数曲線的に相当に急峻である。このために、上述した交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、ＶAC＝２３０Ｖ時の各必要制御範囲となるΔｆｓ１、Δｆｓ２は、図６に示されるΔｆｓと比較して相当に縮小されたものとなっている。
そのうえで、Δｆｓ１における最低スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）から、Δｆｓ２における最高スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）までの周波数可変範囲（ΔｆｓA）としても、相応に狭いものとなっている。
ここで、図１に示す本実施の形態の電源回路における実際の周波数可変範囲ΔｆｓAは、現状におけるスイッチング駆動用ＩＣ（発振・ドライブ回路２）が対応するスイッチング周波数の可変範囲内に充分に収まるものとなっている。更には、スイッチング素子Ｑ1及びスイッチング素子Ｑ2も損失が少なく動作する周波数の範囲となっている。
つまり、図１に示す電源回路では、スイッチング周波数について、現実に、周波数可変範囲ΔｆｓAで可変制御することが可能とされている。そして、このことは、図１に示す電源回路が、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の何れの商用交流電源入力にも対応して、二次側直流出力電圧Ｅoを安定化可能であることを意味する。つまり、図１に示す電源回路は、スイッチング周波数制御のみによって、ワイドレンジ対応を可能としている。また、このようにして、必要制御範囲が縮小されることによっては、二次側直流出力電圧Ｅｏを安定化する際の高速応答性が向上することとなって、例えば前述したスイッチング負荷といわれる負荷変動に対応して、良好な定電圧制御の性能が得られることになる。
ちなみに、電磁結合による結合形共振回路は、例えば中間周波トランス増幅器などのようにして、通信技術において、トランジスタによる増幅回路の増幅帯域幅を拡大するための手法として既に知られてはいる。しかしながら、このような分野では、密結合での双峰特性、或いは臨界結合での平担特性を用いているものであり、疎結合での単峰特性は用いられてはいない。本実施の形態では、このような電磁結合による結合形共振回路の技術において、通信技術の分野では採用されていなかった疎結合での単峰特性を、共振形スイッチングコンバータの分野において積極的に用いている、ということがいえる。これにより、上述のようにして、二次側直流出力電圧Ｅoを安定化するために必要なスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）を縮小し、スイッチング周波数制御での定電圧制御のみによるワイドレンジ対応を可能としているものである。
一般的に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側との間の疎結合の度合いを高くしていくのに応じては、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける電力損失が増加する傾向となり、電力変換効率もその分低下していくことになる。しかしながら、本実施の形態としては、後述するようにして、実用上充分な電力変換効率の特性を得ている。これは、二次側に対しても直列共振回路（二次側直列共振回路）を形成するようにしたことによる。
すなわち、二次側直列共振回路を備えることで、その共振動作により得られるエネルギーの増加分を含めて二次側直流出力電圧Ｅｏとしての電力を供給可能となるものであり、疎結合とされたことによる効率の低下を補償しているものである。さらに、前述したように、二次側に二次側部分電圧共振回路を形成することによっても、二次側の整流ダイオードにおけるスイッチング損失を低減しており、このことも電力変換効率の向上に大きく寄与している。
図７及び図８は、図１に示した実施の形態１−１の電源回路についての諸特性を示している。
図７は、図１に示した電源回路についての、負荷電力変動に対する整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）、力率ＰＦ、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の変動特性を示している。ここでは、ＡＣ１００Ｖ系となる交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の特性を実線で示し、ＡＣ２００Ｖ系となる交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の特性を破線で示している。
また、図８は、交流入力電圧に対する整流平滑電圧Ｅｉ、力率ＰＦ、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の変動特性を示している。この図に示す特性は、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ（最大負荷条件）の下で、交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜２８８Ｖで変動した場合の実験結果が示されている。
なお、これらの図に示す特性は、図１に示した電源回路の構成について、要部を次のように選定して、実験を行って得られたものである。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ＥＥＲ−３５型のフェライトコアを選定し、ギャップＧのギャップ長については、2.8mmとした。また、各巻線の巻数（ターン数：Ｔ）としては、一次巻線Ｎ1＝４０Ｔ、二次巻線Ｎ2＝５０Ｔとなる。この構造により、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の結合係数ｋ＝０．６３を得ている。
なお、上記EERのコアは、よく知られているように、製品としてのコアの型式、規格の１つであり、この型式には、EEのあることも知られている。本願においてＥＥ型という場合には、断面がＥＥ字形状であることに応じて、EER、EEの何れのタイプについてもＥＥ型のコアであるとして扱うものとする。
また、多重複合共振形を形成するための各共振コンデンサについては、下記のように選定した。
・一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０３９μＦ
・二次側直列共振コンデンサＣ２＝０．１５μＦ
・一次側部分共振コンデンサＣｐ＝３３０ｐＦ
・二次側部分共振コンデンサＣｐ2＝３３０ｐＦ
また、高周波インダクタＬ10のインダクタンスについてはL10＝３０μHを選定し、フィルタコンデンサＣNについては、１μＦを選定した。
また、商用交流電源の入力条件としては交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２９０（２８８）Ｖのワイドレンジ入力とされ、負荷条件は、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗから、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）の範囲とした。
先ず、図７において、AC→DC電力変換効率については、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、２３０Ｖ時で共に、負荷電力Ｐｏが重負荷となるのに応じて高くなる特性が得られる。そして、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時において最大となり、ηAC→DC＝９０．５％程度が得られる。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時としても負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時に最大値が得られ、ηAC→DC＝９０．４％程度が得られる。
この結果からも、実施の形態によれば、スイッチング周波数制御によるワイドレンジ対応の構成を実用充分なものとして実現できることが理解できる。
また、図８に示されるように、この場合のAC→DC電力変換効率は、交流入力電圧ＶACの８５Ｖ〜２００Ｖ付近までの上昇に伴っては上昇する傾向となる。すなわち、ＡＣ１００Ｖ系の範囲では、負荷電力Ｐｏについての重負荷傾向と、交流入力電圧ＶACの上昇とに対してAC→DC電力変換効率が高くなっていくという結果が得られている。
また、力率ＰＦとしては、図７に示されるように負荷電力Ｐｏが重負荷となるのに伴っては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、２３０Ｖ時で共に上昇する傾向となる。実験によると、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの変動に対する力率ＰＦは０．８以上が得られ、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時に最大で力率ＰＦ＝０．９４が得られる。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時は、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜７０Ｗの変動に対し、力率ＰＦは０．７５以上が得られ、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時に力率ＰＦ＝０．８５の最大値が得られる。
また、図８に示されるように、交流入力電圧ＶACの変動に対する力率ＰＦは、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖから２８８Ｖまでの上昇に応じては低下していく傾向となっているが、最大の交流入力電圧ＶAC＝２８８Ｖ時においても、ＰＦ＝０．８以上を維持している。
また、スイッチングコンバータの直流入力電圧となる整流平滑電圧Ｅｉは、図７に示するようにして、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時には約１４０Ｖ付近レベルとなり、交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖ時には約３４０Ｖ付近のレベルとなる。また、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時／２２０Ｖ時の何れの場合にも、重負荷の条件となるのに従って、回路を流れる電流レベルが増加するために、整流平滑電圧Ｅｉのレベルは低下する傾向となる。
また、交流入力電圧ＶACの上昇に応じては上昇する特性となる。
また、整流平滑電圧Ｅｉは、図８に示すようにして、交流入力電圧ＶACの上昇に応じては高くなっていく傾向となる。整流平滑電圧Ｅｉは、商用交流電源ＡＣ（ＶAC）を入力してブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る全波整流回路が整流動作を行うことで、平滑コンデンサＣｉの両端電圧として得られるものであることから、このような特性となる。
また、上記した力率特性を得るための力率改善回路１１による力率改善動作を示すものとして、図９及び図１０の波形図を示す。これら図９及び図１０には、交流入力電流ＩACを交流入力電圧ＶACと共に示している。また、図９，図１０は、それぞれ、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗの負荷条件の下での、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時／ＶAC＝２３０Ｖ時の波形を示している。
これらの図に示すようにして、交流入力電流ＩACの波形は、交流入力電圧ＶACのレベルが所定以上となっている期間において流れる波形となっているが、実際には、力率改善回路１０を備えない場合よりも、正弦波に近いものとなって導通角が拡大している。つまり、図９及び図１０には力率が改善された結果が示されている。
なお、実施の形態１−１の回路の場合には、交流入力電流ＩACのレベルは、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時において７Ａｐとなっており、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時には４Ａｐとなっている。
また、上記図７，図８には示されていないが、図１に示す電源回路についての交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ／最大負荷電力Ｐｏmaxから、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ／最小負荷電力Ｐｏminまでに対応するスイッチング周波数fsの必要制御範囲ΔｆｓAは、約４ｋHzであり、従来が１２０ｋHzであることと比較すると１／３０程度にまで抑制されている。
ここで、これまでに説明した実施の形態の電源回路と、同じ力率の改善とワイドレンジ対応化を図る先行技術として、先の図３６にて示したアクティブフィルタ備える電源回路とを比較した場合には、次のようなことがいえる。
先ず、先の図７、図８にて説明した実験結果によると、図１に示した回路では、図３６の回路の場合よりも、ＡＣ１００Ｖ系時の電力変換効率が向上している。また、ＡＣ２００Ｖ系時の電力変換効率としても、図１の回路では図３６の回路の場合とほぼ同等の電力変換効率が得られる。
これは、電力回生方式による力率改善回路を備える構成とし、さらにスイッチング周波数の可変制御のみにより安定化を図るワイドレンジ対応の構成とされていることで、アクティブフィルタを不要とすることができたことによる。すなわち、アクティブフィルタを備える場合のように前段と後段の２つの電力変換効率値の乗算により総合効率が低下することにはならないため、その分、電源回路全体での電力変換効率の低下の抑制が図られるものである。
また、図１に示した回路では、アクティブフィルタを不要としたことで、回路構成部品点数の削減が図られる。
つまりアクティブフィルタは、１組のコンバータを構成するものであり、図３６による説明からも分かるように、実際には、１本のスイッチング素子と、これらを駆動するためのＩＣ等を始め、多くの部品点数により構成される。
これに対し図１に示す電源回路では、力率改善及びワイドレンジ対応のために必要な追加部品として、少なくとも高周波インダクタＬ10、フィルタコンデンサＣN、スイッチングダイオードＤ1、二次側直列共振コンデンサＣ2が備えられればよいものであるから、アクティブフィルタと比較すれば非常に少ない部品点数とすることができる。
これにより、図１に示す電源回路としては、力率改善機能を有するワイドレンジ対応の電源回路として、図３６に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。
また、図１に示す電源回路では、共振形コンバータ及び力率改善回路１１の動作はいわゆるソフトスイッチング動作であるから、図３６に示したアクティブフィルタと比較すればスイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。
このため、図１にも示したように、各１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣとアクロスコンデンサＣLから成る１段のノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。また、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、図１にも示しているように、１つのフィルタコンデンサＣNのみにより対策を行っている。
このようにしてノイズフィルタとしての部品点数が削減されることによっても、電源回路のコストダウンと、回路基板の小型軽量化は促進される。
また、図１に示す電源回路の場合、一次側のスイッチングコンバータを形成する各スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、交互にオン・オフするタイミングで同期するようにしてスイッチング動作する。従って、一次側アース電位としては、図３６の電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定とすることができる。
これにより、従来のアクティブフィルタを備える図３６の回路で問題となっていた、異常発振の抑制を図ることができる。
また、図１に示す回路における力率ＰＦとしては、先の図７、図８にて説明したようにＡＣ１００Ｖでは負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの変動して力率ＰＦ＝０．８以上が得られ、ＡＣ２３０Ｖでは負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜７０Ｗの変動に対して力率ＰＦ＝０．７５以上が得られる。このような力率ＰＦの値によれば、例えば電源高調波歪み規制をクリアすることができ、実用上充分な力率が得られているといえる。
これらの比較より、図１に示した実施の形態の回路では、アクティブフィルタを備えた図３６の回路が有する各種の問題を解決した上で実用上充分な力率を得ることができ、さらに、電力変換効率としても同等又はそれ以上の特性が得られている、ということがいえる。
また、共振型コンバータについてワイドレンジ対応とするための構成としては、先に説明したように、商用交流電源ＡＣを入力して直流入力電圧（Ｅｉ）を生成する整流平滑回路について、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の入力に応じて倍電圧整流回路と全波整流回路とで切り換える構成が知られている。あるいは、スイッチング回路をフルブリッジ結合とハーフブリッジ結合とで切り換える構成が知られている。これらの構成が有する問題点については、先に述べたとおりである。
本実施の形態では、これらの問題の解決が図られていることになる。つまり、上記のような回路切り換えのための構成が不要となれば、例えば平滑コンデンサＣｉは１本のみとすることができ、またスイッチング素子としては少なくともハーフブリッジ結合に必要な２本のみとすることが可能となって、その分回路構成部品の削減、回路規模の縮小、及びスイッチングノイズの低減などが図られる。
また、回路切換の構成が不要となれば、切り換えによる誤動作防止のために特別な構成を備えるような必要もなくなり、この点でも構成部品の増加とコストアップの抑制が図られる。さらには、誤動作防止のためにスタンバイ電源を必須としないので、電源回路が使用可能な機器範囲を広げることができる。
また、本実施の形態におけるワイドレンジ対応化は、必要制御範囲（Δｆｓ1、Δｆｓ2ΔｆｓA）が縮小される結果として得られるものであることから、例えば単レンジでの動作においても、定電圧制御の応答性の向上という利点が得られることになる。これにより、例えば先に述べたような、スイッチング負荷といわれる負荷変動に対しても、良好な定電圧制御の応答性能が得られることになる。このことから、本実施の形態の電源回路は、例えばプリンタやプラズマディスプレイ装置などのスイッチング負荷を伴う動作の機器の電源に適用して好適なものであるということがいえる。
また、本実施の形態において絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側との結合係数ｋについて一定以下とした構成により、必要制御範囲（Δｆｓ1、Δｆｓ2ΔｆｓA）が縮小されることの理由としては、先に図３〜図５により説明した電磁結合による結合形共振回路の他にも、次の理由も挙げることができる。
例えば、実施の形態の電源回路の構成から二次側直列共振コンデンサＣ2を省略し、また絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップについて、従来と同等の１．５mm程度以上として結合係数ｋについて０．８程度以上を設定した構成では、或る一定の軽負荷とされる状態から無負荷までの範囲（例えば負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ〜０Ｗ程度の範囲）の変動に応じてスイッチング周波数ｆｓが例えば数十ｋHzから２００ｋHz程度にまで急峻に上昇する特性となることが実験により確認されている。このようなスイッチング周波数の変化特性が、スイッチング周波数の必要制御範囲（Δｆｓ1、Δｆｓ2、ΔｆｓA）を拡大させる要因となっている。
本実施の形態のようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側との結合係数ｋについて一定以下を設定した疎結合の状態とすることで、このような上記した軽負荷から無負荷条件でのスイッチング周波数ｆｓの急峻な上昇は抑制される特性ことも実験により確認された。このようなスイッチング周波数ｆｓの特性が得られることも、本実施の形態における必要制御範囲（Δｆｓ1、Δｆｓ2、ΔｆｓA）の縮小要因となっている。
但し、一般的に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側との間の疎結合の度合いを高くしていくのに応じては、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける電力損失が増加する傾向となり、電力変換効率もその分低下していくことになる。しかしながら、本実施の形態としては、後述するようにして、実用上充分な電力変換効率の特性を得ている。これは、二次側に対しても直列共振回路（二次側直列共振回路）を形成するようにしたことによる。
すなわち、二次側直列共振回路を備えることで、その共振動作により得られるエネルギーの増加分を含めて二次側直流出力電圧Ｅｏとしての電力を供給可能となるものであり、疎結合とされたことによる効率の低下を補償しているものである。さらに、前述したように、二次側において、さらに二次側部分電圧共振回路を形成することによっても、二次側の整流ダイオードにおけるスイッチング損失を低減しており、このことも電力変換効率の低下阻止、向上に大きく寄与している。
また、本実施の形態では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の結合係数ｋ（結合度）について一定以下を設定して、さらに疎結合としていることで、次のような効果も得られている。
つまり、実施の形態では、力率改善を図るにあたり電力回生方式による力率改善回路を備えるものとしているが、このような電力回生方式による力率改善の構成を採る場合は、一次側直列共振電流に重畳する商用交流電源周期のリップルが、二次側直流出力電圧Ｅｏに重畳してしまうことが知られている。このため、従来において電力回生方式による力率改善構成を採用するとした場合は、二次側の平滑コンデンサＣｏの容量について、力率改善回路を備えない通常の場合より５倍程度増加させ、リップル対策を図るようにしていたが、平滑コンデンサＣｏの容量増加が大きなコストアップにつながり、このことが実用化の妨げとなっていた。
本実施の形態では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側との結合度を低下させていることで、一次側から二次側への商用交流電源周期の交番電圧成分の伝送量が減少するために、二次側直流出力電圧Ｅｏに重畳する商用交流電源周期のリップルが抑制されることになる。例えば実施の形態１−１においては、二次側の平滑コンデンサＣｏの容量は、例えば、力率改善回路を備えない場合に対して２倍程度にまで抑えられており、電力回生方式による力率改善回路の実用化を可能としている。
図１１は、実施の形態１−２としてのスイッチング電源回路の構成例を示す。
実施の形態１−２は、実施の形態１−１の場合の磁気結合形による力率改善回路１１に代えて、静電結合形による力率改善回路１２を備える。
なお、図８において、既に図１にて説明した部分については同一の符号を付して説明を省略する。
この場合の力率改善回路１２としても、商用交流電源ＡＣから整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流平滑回路における整流電流経路に対して挿入されるようにして設けられる。
先ず、力率改善回路１２においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に対して、高周波インダクタＬ10の一端が接続されている。高周波インダクタＬ10の他端には、スイッチングダイオードＤ1のアノードが接続され、スイッチングダイオードＤ1のカソードは、平滑コンデンサＣｉの正極端子に対して接続される。つまり、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対しては、この場合も高周波インダクタＬ10−スイッチングダイオードＤ1の直列接続回路が挿入される。
また、この場合も上記高周波インダクタＬ10−スイッチングダイオードＤ1の直列接続回路に対しては、フィルタコンデンサＣNを並列に接続している。
さらに、スイッチングダイオードＤ1に対しては、力率改善用直列共振コンデンサＣ20を並列に接続している。この場合、力率改善用直列共振コンデンサＣ20は、高周波インダクタＬ10に対しては直列に接続されることとなるが、これにより、力率改善用直列共振コンデンサＣ20のキャパシタンスと、高周波インダクタＬ10のインダクタンスとにより、力率改善回路１２内（商用交流電源の整流電流経路内）において直列共振回路を形成する。
そして、図示するように高周波インダクタＬ10と、スイッチングダイオードＤ1のアノードと、力率改善用直列共振コンデンサＣ20との接続点に対して、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）を接続している。
このような力率改善回路１２の回路構成によると、この場合は一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力（一次側直列共振電流）を電力として回生して、スイッチングダイオードＤ1//力率改善用直列共振コンデンサＣ20の並列接続を介するようにして平滑コンデンサＣｉに帰還する動作が得られる。このとき、平滑コンデンサＣｉと一次側直列共振回路との間には、力率改善用直列共振コンデンサＣ20のキャパシタンス（静電容量）が介在することから、電力回生は、静電結合により行われるものとみることができる。
このようにして形成される力率改善回路１２によっても、交流入力電圧ＶACの絶対値レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧レベルよりも低いとされる期間にもわたってスイッチダイオードＤ1に依るスイッチング動作が行われることになり、図１の場合と同様に交流入力電流ＩACの導通角が拡大されることとなって、力率が改善される。
図１２は、実施の形態１−３としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１、図１１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
実施の形態１−３は、実施の形態１−１と同様のワイドレンジ対応の構成を採るものであり、この電源回路に備えられる力率改善回路１３は、電力回生方式として磁気結合形を採用している。
ところで、先に図７及び図８に示したように、図１に示す電源回路では、軽負荷の傾向、若しくは交流入力電圧レベルが上昇するの従って、改善される力率ＰＦの値が低下していく傾向となる。軽負荷の傾向となるのに応じては、電源回路内にて流れる電流量が減少していくことになるために、これに伴って交流入力電流ＩACの導通角は縮小して力率が低下する。また、交流入力電圧レベルが高くなることで、スイッチングダイオードＤ1が整流電流をスイッチングする（整流する）のに必要とされる交流入力電圧ＶACのレベルの下限を引き上げることになる。これにより、交流入力電流ＩACの導通角は縮小して力率が低下する。
先の図１に示す電源回路の力率特性によっても、実用上充分な力率が得られてはいるのであるが、交流入力電圧条件や負荷の条件などによっては、交流入力電圧レベルや負荷の変動に対して、より安定した値の力率が得られるようにした方が好ましい場合がある。
そこで、図１２に示す実施の形態１−３の電源回路では、図１に示した力率改善回路１０の構成を基として、改善される力率を一定とするように構成される。
先ず、図１２に示される力率改善回路１３においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に対し、制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮRの直列接続を介してスイッチングダイオードＤ1のアノードが接続される。スイッチングダイオードＤ1のカソードは、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。つまり、この場合には、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流電流経路において、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子との間のラインに対して、スイッチングダイオードＤ1−被制御巻線ＮRの直列接続回路を挿入していることになる。ここで、被制御巻線ＮRは、電力回生された一次側直列共振電流の帰還を受ける高周波インダクタとしての機能を有する。
そして、力率改善回路１３内においては、上記したスイッチングダイオードＤ1と被制御巻線ＮRとの接続点に対して一次側直列共振コンデンサＣ1を接続することで、一次側直列共振回路の端部を接続するようにされている。
また、フィルタコンデンサＣNは、この場合にはスイッチングダイオードＤ1−被制御巻線ＮRの直列接続回路に対して並列に接続される。
力率改善回路１３内に備えられる制御トランスＰＲＴは、上記被制御巻線ＮRを巻装すると共に、この被制御巻線ＮRに対して、例えばその巻方向が直交するようにして制御巻線Ｎcを巻装して構成することで、可飽和リアクタとして機能する。つまり、制御巻線Ｎcに流れる直流電流（制御電流Ｉc）のレベルに応じて、自身におけるリーケージインダクタンスを可変する。
力率制御回路３は、負荷電力Ｐｏの変動、及び交流入力電圧ＶACの変動に応じて、制御巻線Ｎcに流れる制御電流Ｉcのレベルを可変制御するように構成され、これによって交流入力電圧変動と負荷変動とに対して力率を一定とするように制御することになる。
先ず、交流入力電圧ＶACの変動に応じた制御系としては、図示する分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2による直列接続回路を備える。この分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の直列接続回路は、平滑コンデンサＣｉに対して並列に接続される。力率制御回路３には、これら分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2により分圧された整流平滑電圧Ｅｉが入力される。つまり、力率制御回路３は、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の分圧出力を入力することで、整流平滑電圧Ｅｉのレベルを検出するようにされている。整流平滑電圧Ｅｉのレベルは交流入力電圧ＶACのレベルに応じたものとなる。従って、力率制御回路３では、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2による検出出力（分圧出力）に基づき交流入力電圧ＶAC（商用交流電源ＡＣ）のレベルを検出していることになる。
力率制御回路３は、このように検出される交流入力電圧ＶACのレベル上昇に応じては、制御電流Ｉcのレベルを低下させるように、制御巻線Ｎcに流す電流レベルを制御する。また、交流入力電圧ＶACのレベル低下に応じては制御電流Ｉcのレベルを上昇させるように動作するものとなる。
可飽和リアクタである制御トランスＰＲＴにおいては、制御巻線Ｎcに流れる制御電流Ｉcのレベルの低下に応じて、被制御巻線ＮRのインダクタンスを増加させるように動作する。これによれば、上記のようにして力率制御回路３によって交流入力電圧ＶACのレベル上昇に応じて制御電流Ｉcのレベルが低下されることに伴い、被制御巻線ＮRのインダクタンスが増加する。
力率改善回路１３内において高周波インダクタとして機能する被制御巻線ＮRのインダクタンスが増加することによっては、その分、一次側直列共振回路から帰還される或る一定量の電力に応じて被制御巻線ＮRとしてのインダクタに蓄積されるエネルギーも増加することになる。つまり、交流入力電圧ＶACの上昇に応じて力率改善のための電力帰還量が増加するように制御が行われることになる。このようにして、力率改善のための電力帰還量が増加することで、力率改善効果も増大する。
実施の形態１−３では、このようにして交流入力電圧ＶACの上昇に応じて、改善される力率値を高くする傾向での力率制御を行うようにしたことで、交流入力電圧ＶACの変動に対して力率がほぼ一定となるように制御することができる。
また、力率改善回路１３において、負荷変動に応じた制御系としては、制御トランスＰＲＴにおいて上記被制御巻線ＮRとともに巻装される検出巻線ＮD、及び整流ダイオードＤ5と平滑コンデンサＣ5とによる整流平滑回路（半波整流回路）を備える。
検出巻線ＮDとしては、上記した被制御巻線ＮRと同じとされる巻回方向により、この被制御巻線ＮRに対して密結合となるようにして制御トランスＰＲＴに巻装される。
そして、検出巻線ＮDの一端は、一次側アースに接続され、他端は整流ダイオードＤ5のアノードと接続される。整流ダイオードＤ5のカソードは平滑コンデンサＣ5の正極端子と接続されており、平滑コンデンサＣ5の負極端子は一次側アースと接続される。つまり、整流ダイオードＤ5と平滑コンデンサＣ5によっては半波整流回路が形成される。この半波整流回路によっては、検出巻線ＮDに得られた交番電圧ＶDを整流平滑化して直流化した電圧ＶD1が平滑コンデンサＣ5の両端電圧として得られる。力率制御回路３は、この電圧ＶD1を検出入力するようにされている。
ここで、上記もしたように被制御巻線ＮRは、一次巻線Ｎ1と平滑コンデンサＣｉとの間にて挿入されているインダクタとなるので、一次側直列共振電流に応じたレベルの電流が流れ、従って被制御巻線ＮRの両端には一次側直列共振電流に応じたレベルの電圧が得られる。そして、一次側直列共振電流のレベルは、二次側直流出力電圧Ｅoに接続される負荷に流れる負荷電流レベルに応じて変化する。つまり、検出巻線ＮDに誘起される電圧ＶDのレベルは、負荷電流レベルを示していることになる。
実施の形態においては、二次側直流出力電圧Ｅoは安定化されるので、負荷電流レベルがそのまま負荷電力値として得られることになる。つまり、検出巻線ＮDによっては、負荷電力を検出しているということがいえる。なお、以降において、検出巻線ＮDの両端電圧については検出電圧ＶDともいうことにする。この検出電圧ＶDについて上記半波整流回路により直流化した電圧が、負荷電力を示す直流検出電圧ＶD1として力率制御回路３に入力される。
力率制御回路３では、上記直流検出電圧ＶD1のレベルが低下するのに応じては制御電流Ｉcのレベルを低下させるように制御する。
ここで、負荷電力が軽くなるほど負荷電流レベルは減少する。従って、負荷電流に対応するレベル変化を示す一次側直列共振電流としても負荷電力が軽くなるのに応じてレベルが減少するから、直流検出電圧ＶDのレベルも、負荷電力が軽くなるのに応じて低下する。
このことから、上記のように直流検出電圧ＶD1のレベルが低下するのに応じて制御巻線Ｎｃに流れる制御電流Ｉcのレベルを低下させることによっては、負荷電流レベルの低下（軽負荷傾向）に応じて制御電流Ｉｃのレベルを低下させていることになる。
制御巻線Ｎｃに流れる制御電流Ｉｃのレベルが低下すれば、上記もしたように可飽和リアクタである制御トランスＰＲＴは、被制御巻線ＮRのインダクタンスを増加させる。そして、被制御巻線ＮRのインダクタンスが増加することによっては、その分一次側直列共振回路から帰還される電力の帰還量が増加する傾向となるから、負荷電力の低下に応じては、力率値を高くする傾向となるように制御が行われる。
これによっては、負荷電力が低下するのに従って力率が低下する傾向をキャンセルするように制御が行われて、結果として負荷電力変動にかかわらず力率が一定となるように制御することができる。
なお、実施の形態１−３において、力率制御回路３は、実際にはダイオードＤ5及びコンデンサＣ5から成る半波整流回路、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2からの各検出出力に応じて制御巻線Ｎｃに流す制御電流Ｉｃのレベルを可変するように形成した増幅回路として構成することができる。このような増幅回路は、例えばバイポーラトランジスタと周辺の抵抗素子、コンデンサなどの数点の部品により、簡易で安価に構成することができる。
図１３の回路図は、実施の形態１−４としての構成を示している。なお、この図において、図１、及び図１１、図１２と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路が備える力率改善回路１４としても、図１２に示した力率改善回路１３と同様にして、負荷変動及び交流入力電圧変動に対して改善される力率が一定となるように制御する構成を採るもので、図１２に示した力率改善回路１３の場合と同様の構造の制御トランスＰＲＴを備える。
ただし、この実施の形態１−４の力率改善回路１４の場合には、制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮRと、スイッチングダイオードＤ1の接続関係が、力率改善回路１３の場合とは逆になっている。つまり、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子とスイッチングダイオードＤ1のアノードとの間に対して被制御巻線ＮRを直列に挿入して、スイッチングダイオードＤ1のカソードを平滑コンデンサＣｉの正極端子に接続している。
このような接続形態を有する電力回生方式の力率改善回路は、一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力を、スイッチングダイオードＤ1を経由して平滑コンデンサＣｉに電力帰還するものとしてみることができるので、ダイオード結合形といわれる。
このようにして形成される力率改善回路１４においても、先の実施の形態１−３の力率改善回路１３と同様にして力率制御回路３が動作して、制御トランスＰＲＴにおけるインダクタンス制御を行うことになる。従って、実施の形態１−４としても、負荷変動及び交流入力電圧変動に対して一定の力率とする力率改善動作が得られる。
また、上記実施の形態１−１〜１−４までの電源回路についての二次側の変形例を、実施の形態１−５，１−６，１−７として、図１４〜図１６により説明する。なお、これら図１４〜図１６においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側の構成のみが示されているが、一次側については、例えばこれまで説明した実施の形態１−１〜１−４の何れかの構成要素が組み合わされればよい。
先ず、図１４に示される実施の形態１−５について説明する。
この実施の形態１−５の電源回路としても、多重複合共振形コンバータとしての構成を採ることから、二次巻線Ｎ2と二次側共振コンデンサとから成る二次側直列共振回路を備えるが、二次巻線Ｎ2に対して接続される整流回路として、倍圧全波（倍電圧全波）整流回路が備えられる。
この倍圧全波整流回路としては、先ず、二次巻線Ｎ2についてセンタータップを施すことで、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bに分割する。この場合、二次巻線Ｎ2のセンタータップは二次側アースに接地する。
そして、この場合の二次巻線Ｎ2の巻終わり端部となる二次巻線部Ｎ2A側の端部は、二次側直列共振コンデンサＣ2Aの直列接続を介して、整流ダイオードＤo1のアノードと、整流ダイオードＤo2のカソードとの接続点に対して接続される。
また、二次巻線Ｎ2の巻始め端部となる二次巻線部Ｎ2B側の端部は、二次側直列共振コンデンサＣ2Bの直列接続を介して、整流ダイオードＤo3のアノードと、整流ダイオードＤo4のカソードとの接続点に対して接続される。
また、整流ダイオードＤo2，Ｄo4のアノードの接続点は二次側アースに対して接続される。整流ダイオードＤo1と整流ダイオードＤo2のカソードの接続点は、平滑コンデンサＣｏの正極端子と接続される。平滑コンデンサＣｏの負極端子は二次側アースに接続される。
また、この場合には、２本の二次側部分共振コンデンサＣｐ2A，Ｃｐ2Bを設けることとして、二次側部分共振コンデンサＣｐ2Aは、整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードの接続点と、二次側アース間に挿入する。
また、二次側部分共振コンデンサＣｐ2Bは、整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo4のカソードの接続点と、二次側アース間に挿入する。
上記接続態様によって形成される倍圧全波整流回路の整流動作は次のようになる。
先ず、この倍圧全波整流回路は、［二次巻線部Ｎ2A、二次側直列共振コンデンサＣ2A、整流ダイオードＤo1，Ｄo2、二次側部分共振コンデンサＣｐ2A］により形成される第１の倍圧半波（倍電圧半波）整流回路と、［二次巻線部Ｎ2B、二次側直列共振コンデンサＣ2B、整流ダイオードＤo3，Ｄo4、二次側部分共振コンデンサＣｐ2B］により形成される第２の倍圧半波整流回路とに分けることができる。
また、第１の倍圧半波整流回路においては、二次巻線部Ｎ2A−二次側直列共振コンデンサＣ2Aの直列接続回路が形成されていることで、二次巻線部Ｎ2Aのリーケージインダクタンス成分（Ｌ2A）と二次側直列共振コンデンサＣ2Aのキャパシタンスとによって、第１の二次側直列共振回路を形成することになる。
同様に、第２の倍圧半波整流回路においては、二次巻線部Ｎ2B−二次側直列共振コンデンサＣ2Bの直列接続回路が形成されることで、二次巻線部Ｎ2Bのリーケージインダクタンス成分（Ｌ2B）と二次側直列共振コンデンサＣ2Bのキャパシタンスとによって、第２の二次側直列共振回路を形成することになる。
また、先の説明のようにして挿入される二次側部分共振コンデンサＣｐ2Aは、二次巻線部Ｎ2A−二次側直列共振コンデンサＣ2Aの直列接続に対して並列に接続されるものであり、従って、二次側部分共振コンデンサＣｐ2Aは、自身のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2AのリーケージインダクタンスＬ2Aとにより、第１の倍圧半波整流回路に対応する二次側部分電圧共振回路を形成する。同様にして、二次側部分共振コンデンサＣｐ2Bは、二次巻線部Ｎ2B−二次側直列共振コンデンサＣ2Bの直列接続に対して並列に接続されており、自身のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2AのリーケージインダクタンスＬ2Aとにより、第２の倍圧半波整流回路に対応する二次側部分電圧共振回路を形成する。
第１の倍圧半波整流回路の整流動作としては次のようになる。
先ず、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の一方の半周期の期間においては、二次巻線部Ｎ2A−整流ダイオードＤo2−二次側直列共振コンデンサＣ2Aの経路により整流電流が流れることで、二次側直列共振コンデンサＣ2Aに対して整流電流を充電するようにされる。このときの整流動作によって、二次側直列共振コンデンサＣ2Aには、二次巻線部Ｎ2Aに誘起される交番電圧の等倍に対応するレベルの両端電圧が生成される。
また、続く二次巻線Ｎ2の交番電圧の他方の半周期の期間においては、二次巻線部Ｎ2A−二次側直列共振コンデンサＣ2A−整流ダイオードＤo1−平滑コンデンサＣｏの経路で整流電流が流れる。このときには、二次巻線部Ｎ2Aの誘起電圧に対して、先の二次巻線Ｎ2の交番電圧の半周期の期間の整流動作により得られている二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧が重畳される状態で、平滑コンデンサＣｏへの充電が行われる。これにより、平滑コンデンサＣｏには、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧に対して２倍となるレベルの両端電圧が生成されることになる。
つまり、第１の倍圧半波整流回路は、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧の一方の半周期の期間で二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧の等倍に対応するレベルの二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧を生成し、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧の他方の半周期の期間で、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧と二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧の重畳レベルにより平滑コンデンサＣｏに充電を行うことで、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧の２倍に対応するレベルの両端電圧を得る、という倍圧半波整流動作を行う。
また、上記した倍圧半波整流動作では、二次側直列共振コンデンサＣ2Aに対して、正／負の両極の方向で半周期ごとに電流が流れているが、これに応じて、第１の二次側直列共振回路が共振動作を行うことになる。
また、上記第１の倍圧半波整流回路の整流動作に伴い、整流ダイオードＤo1，Ｄo2がターンオフするタイミングに応じて、二次側部分共振コンデンサＣｐ2Aを備える二次側部分電圧共振回路による部分電圧共振動作が得られる。
また、第２の倍圧半波整流回路は、［二次巻線部Ｎ2B、二次側直列共振コンデンサＣ2B、整流ダイオードＤo3，Ｄo4］により、上記第１の倍圧半波整流回路と同様の倍圧半波整流動作を、上記第１の倍圧半波整流回路の整流動作に対して、半周期シフトした周期タイミングにより実行する。また、この整流動作により、第２の二次側直列共振回路が共振動作を得ることになる。さらに、この整流動作に伴い、整流ダイオードＤo3，Ｄo4がターンオフするタイミングに応じて、二次側部分共振コンデンサＣｐ2Aを備える二次側部分電圧共振回路による部分電圧共振動作が得られる。
このような整流動作が実行されることにより、平滑コンデンサＣｏに対しては、第１の倍圧半波整流回路による充電と、第２の倍圧半波整流回路による充電とが、二次巻線Ｎ2の交番電圧の半周期ごとに繰り返し実行されることになる。つまり、二次巻線Ｎ2に対して接続される整流回路全体では、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bに誘起される交番電圧の２倍に対応する充電電位により、二次巻線Ｎ2の交番電圧が正／負の各半波の期間で平滑コンデンサＣｏへの充電を行う、倍圧全波整流動作を行っている。この整流動作によって平滑コンデンサＣｏには、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bに誘起される交番電圧の２倍に対応する整流平滑電圧である、二次側直流出力電圧Ｅoが得られることになる。
この図１４に示す実施の形態１−５の電源回路について、例えば図１に示した実施の形態１―１の電源回路と同様の一次側の構成を組み合わせたうえで、図１（実施の形態１−１）の電源回路と同等の交流入力電圧条件、負荷条件、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを設定した仕様とする場合には、要部の部品素子等について、次のように選定することができる。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ＥＥＲ−３５型のフェライトコアを選定し、ギャップＧのギャップ長については、2.8mmとする。また、各巻線の巻数（ターン数：Ｔ）としては、一次巻線Ｎ1＝４０Ｔ、二次巻線Ｎ2A＝Ｎ2B＝２５Ｔとなる。つまり、実施の形態１−５の場合の二次側整流回路は倍圧全波整流回路とされていることで、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bの各々の巻数については、ブリッジ全波整流回路に備えられる図１（実施の形態１−１）の二次巻線Ｎ2の巻数に対して、１／２となる２５Ｔを設定することができる。そして、この構造により、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の結合係数ｋ＝０．６３を得ている。
また、多重複合共振形を形成するための各共振コンデンサについては、下記のように選定した。
・一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０３９μＦ
・二次側直列共振コンデンサＣ２＝０．１５μＦ
・一次側部分共振コンデンサＣｐ＝３３０ｐＦ
・二次側部分共振コンデンサＣｐ2＝１０００ｐＦ
また、高周波インダクタＬ10のインダクタンスについてはL10＝３０μHを選定し、フィルタコンデンサＣNについては、１μＦを選定した。
そして、上記のようにして構成した電源回路について実験を行ったところ、実施の形態１−１の電源回路についての実験結果である図７、図８、図９、図１０とほぼ同等の結果が得られた。
具体的には、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝１００時ではηAC→DC＝90.3％、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝２３０時ではηAC→DC＝90.2％であり、実施の形態１−１と同様に良好な特性が得られていることが分かる。
力率PFについては、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝１００時ではPF＝0.94であり、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗから最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの範囲に対して0.8以上となる特性が得られた。また、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝２３０時ではPF＝0.85であり、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗから負荷電力Ｐｏ＝７０Ｗの範囲に対して0.75以上となる特性が得られた。
また、実施の形態１−５の電源回路における交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ／最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗから、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ／最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗまでの範囲に対応するΔｆｓAは、先の実施の形態１−１〜１−４などと同様に4kHz以下であり、スイッチング周波数制御のみによるワイドレンジ対応化が図られている。
また、上記図１４では、２本の二次側部分共振コンデンサＣｐ2A，Ｃｐ2Bを図示するようにして挿入することで、第１、第２の倍圧半波整流回路ごとに対応させて２つの部分電圧共振回路を備えるようにしているが、１つの二次側部分共振コンデンサにより、第１及び第２の倍圧半波整流回路の部分電圧共振回路を形成することができる。
このような構成を実施の形態１−６として、図１５に示す。なお、この図において、図１４と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図においては、１本の二次側部分共振コンデンサＣｐ2を、整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードの接続点と、整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo4のカソードの接続点との間に挿入するようにされる。このような挿入形態とすることで、二次側部分共振コンデンサは、第１、第２の倍圧半波整流回路ごとに対応する部分電圧共振回路を形成するための共通のキャパシタンスとして機能する。
続いて、図１６に示す実施の形態１−７としての電源回路について説明する。
この図においては、二次巻線Ｎ2に対して設けられる整流回路として、倍圧半波整流回路が備えられる。
この場合の倍圧半波整流回路としては、先ず、二次巻線Ｎ2の一方の端部に対して、二次側直列共振コンデンサＣ2の直列接続を介して、整流ダイオードＤo1のアノードを接続する。整流ダイオードＤo1のカソードは、平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続される。平滑コンデンサＣｏの負極端子は二次側アースに接続される。
また、二次巻線Ｎ2の他方の端部は、二次側アースに接地させたうえで、整流ダイオードＤo2のアノードとも接続する。整流ダイオードＤo2のカソードは、整流ダイオードＤo1のアノードと二次側直列共振コンデンサＣ2の接続点に対して接続する。
また、二次側部分共振コンデンサＣｐ2は、二次側直列共振回路を成す二次巻線Ｎ2−二次側直列共振コンデンサＣ2の直列接続回路に対して並列に接続されており、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とともに二次側部分電圧共振回路（並列共振回路）を形成する。
上記した倍圧半波整流回路の整流動作は、例えば上記図１４により説明した第１若しくは第２の倍圧半波整流回路と同様となるので、ここでの詳しい説明は省略する。また、二次側部分共振コンデンサＣｐ2を備えて成る二次側部分電圧共振回路は、整流ダイオードＤo1，Ｄo2がそれぞれターンオフするタイミングに応じて部分電圧共振動作を行う。
この図１６に示す実施の形態１−７の電源回路について、例えば図１に示した実施の形態１―１の電源回路と同様の一次側の構成を組み合わせたうえで、図１の電源回路と同等の交流入力電圧条件、負荷条件、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを設定した仕様とする場合には、要部の部品素子等について、次のように選定することができる。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ＥＥＲ−３５型のフェライトコアを選定し、ギャップＧのギャップ長については、2.8mmとする。また、各巻線の巻数（ターン数：Ｔ）としては、一次巻線Ｎ1＝４０Ｔ、二次巻線Ｎ2＝２５Ｔとなる。実施の形態１−７の二次側整流回路が倍圧半波整流回路であるのに対して、図１に示した実施の形態１−１の二次側整流回路はブリッジ全波整流回路であることから、この場合の二次巻線部Ｎ2の巻数については、図１の二次巻線Ｎ2の巻数に対して１／２となる２５Ｔを設定することができる。そして、この構造により、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の結合係数ｋ＝０．６３を得ている。
また、多重複合共振形を形成するための各共振コンデンサについては、下記のように選定した。
・一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０３９μＦ
・二次側直列共振コンデンサＣ２＝０．３９μＦ
・一次側部分共振コンデンサＣｐ＝３３０ｐＦ
・二次側部分共振コンデンサＣｐ2＝１０００ｐＦ
また、高周波インダクタＬ10のインダクタンスについてはL10＝３０μHを選定し、フィルタコンデンサＣNについては、１μＦを選定した。
そして、上記のようにして構成した電源回路について実験を行ったところ、実施の形態１−１の電源回路についての実験結果である図７，図８、図９，図１０とほぼ同等の結果が得られた。
具体的には、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝１００時ではηAC→DC＝90.1％、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝２３０時ではηAC→DC＝90.0％であり、良好な特性が得られていることが分かる。
力率PFについては、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝１００時ではPF＝0.94であり、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗから最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの範囲に対して0.8以上となる特性が得られた。また、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝２３０時ではPF＝0.85であり、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗから負荷電力Ｐｏ＝７０Ｗの範囲に対して0.75以上となる特性が得られた。
また、実施の形態１−７の電源回路における交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ／最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗから、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ／最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗまでの範囲に対応するΔｆｓAは、先の実施の形態１−１〜１−４などと同様に4kHz以下である。
そして、上記図１４、図１５、図１６として示した実施の形態１−５、１−６、１−７の電源回路は、二次巻線Ｎ2に対して設けられる整流回路系の形式、構成が異なる以外は、先に説明した実施の形態１−１〜１−４のいずれかと同様の多重複合共振形コンバータの回路構成を採ることから、ワイドレンジ対応化及び力率改善機能など以外にも、先の各実施の形態にて説明したのと同様の効果が得られるものである。
図１７の回路図は、実施の形態２−１としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、先の実施の形態１の構成を示した各図と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路の基本構成としては、例えば図１と同様となる。
つまり、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成るブリッジ全波整流回路により整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する。また、ブリッジ整流回路Ｄｉの出力と平滑コンデンサＣｉの正極端子間の整流電流経路としてのラインに対して、力率改善回路２１を介在させている。但し、後述するようにして、この力率改善回路２１の構成が、図１の場合と異なる。
また、直流入力電圧を入力して動作するスイッチングコンバータは、図１と同様の回路構成による、電流共振形コンバータを基とする多重複合共振形コンバータとされる。つまり、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合した電流共振形コンバータを備えるとともに、スイッチング素子Ｑ2に対して並列に一次側部分共振コンデンサＣｐを接続することで、一次側部分電圧共振回路を形成している。二次側も、図１と同様の接続態様により、二次巻線Ｎ2に対して二次側直列共振コンデンサＣ2を接続して二次側直列共振回路を形成するとともに、整流回路としては、整流ダイオードＤo1〜Ｄo4及び平滑コンデンサＣｏとによるブリッジ全波整流回路を備える。また、二次側部分共振コンデンサＣｐ2を備えることで、二次側部分電圧共振回路を形成している。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、図２と同様の構造とされ、一定以下の結合係数ｋによる疎結合の状態が得られるようにしてギャップＧのギャップ長などが設定されている。
また、実施の形態２−１としても、実施の形態１と同様に、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と、上記二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とについて、
ｆｏ１＞ｆｏ２
で表される関係を満たすべきこととして、そのうえで、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２が、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１に対して約１／２となるようにして設定している。この図１７に示す電源回路の実際としては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１について約７０kHzを設定し、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２としては、３５kHz程度に設定している。
このようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて一定以下の疎結合の状態を設定するとともに、一次側と二次側とに直列共振回路を備えることで、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の両者の入力レベル範囲に対応する、ワイドレンジ対応の電源回路とされている。
先に説明した実施の形態１の電源回路では電力回生方式の力率改善回路を備えている。これに対して、実施の形態２では電圧帰還方式の力率改善回路を備える。そして、実施の形態２−１の電源回路において備えられる力率改善回路２１は、電圧帰還方式として力率改善用トランスＶＦＴを備える構成を採る。
力率改善回路２１は、図示するようにして、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に対して、高速リカバリ型であるスイッチングダイオード（力率改善用スイッチング素子）Ｄ1のアノードが接続される。スイッチングダイオードＤ1のカソードは、力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12の直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。つまり、この場合には、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流電流経路において、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子との間のラインに対して、スイッチングダイオードＤ1−二次巻線Ｎ12の直列接続回路を挿入していることになる。ここで、二次巻線Ｎ12は、電圧帰還方式による力率改善回路において、スイッチング出力を電圧帰還することにより得られる、スイッチング周期の交番電圧を受けるインダクタとしての機能を有する。
フィルタコンデンサＣNは、スイッチングダイオードＤ1のスイッチング動作により生じるスイッチング周期の交番成分を吸収することでノーマルモードノイズを抑制するために設けられるもので、この場合には、スイッチングダイオードＤ1−二次巻線Ｎ12の直列接続回路に対して並列に接続される。
力率改善用トランスＶＦＴは、一次巻線Ｎ11と二次巻線N12とについて、磁気的に結合されるようにしてコアに巻装した構造を有する。なお、この場合の力率改善用トランスＶＦＴは、分割された巻装位置が形成されているいわゆる分割ボビンを有し、一次巻線Ｎ11と二次巻線N12とを、上記分割ボビンにおいてそれぞれ異なる巻装位置に巻回するようにしている。これにより、一次側と二次側の結合度としては、疎結合とされる所定の結合係数が得られるようにされている。
このようにして構成される力率改善回路２１においては、一次側直列共振回路にスイッチング出力（一次側直列共振電流）が得られるのに応じて、この一次側直列共振回路に含まれるとされる力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11にスイッチング出力としての電流が流れることになる。そして、力率改善用トランスＶＦＴにおいては、この一次巻線Ｎ11に流れる交番電流に応じて、二次巻線Ｎ12に交番電圧を誘起させる。
この場合、力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12は、スイッチングダイオードＤ1と直列接続された形態で、商用交流電源ＡＣの整流電流経路に挿入されている。このために、二次巻線Ｎ12に誘起される交番電圧は、整流出力電圧に対して重畳されるものとなる。つまり、力率改善用トランスＶＦＴによっては、一次側直列共振電流を、力率改善用トランスＶＦＴの磁気結合を介して整流電流経路に電圧として帰還するようにしている。このようにして、スイッチング出力を電圧として帰還して力率改善を図るようにされた力率改善回路の方式を、ここでは電圧帰還方式といっている。
スイッチングダイオードＤ1は、上記した交番電圧の重畳分により整流電流をスイッチング（断続）するようにして動作する。このような動作が得られる結果、交流入力電圧ＶACのレベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも整流電流を流すことになる。つまり、整流電流の導通角を拡大させる。
上記のようにして整流電流の導通角が拡大されるのに伴っては、交流入力電流ＩACの導通角も拡大されることとなり、これによって交流入力電流ＩACの平均的な波形が交流入力電圧ＶACの波形に近づくこととなって、力率が改善される。
このような実施の形態２−１の電源回路では、力率改善及びワイドレンジ対応のために必要な追加部品として、フィルタコンデンサＣN、スイッチングダイオードＤ1、力率改善用トランスＶＦＴ、二次側直列共振コンデンサＣ2を備えていることになる。つまり、実施の形態２−１としても、アクティブフィルタと比較すれば非常に少ない部品点数により、力率改善及びワイドレンジ対応を図っている。
上記した回路構成を有する実施の形態２−１の電源回路について、例えば、商用交流電源の入力条件として、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２９０（２８８）Ｖのワイドレンジ入力とし、また、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗから最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷の）までの対応負荷条件とした場合には、電源回路を形成する要部を次のように選定することができる。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ＥＥＲ−３５型のフェライトコアを選定し、ギャップＧのギャップ長については、2.8mmとした。また、各巻線の巻数（ターン数：Ｔ）としては、一次巻線Ｎ1＝４５Ｔ、二次巻線Ｎ2＝５０Ｔとなる。この構造により、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の結合係数ｋ＝０．６３を得ている。
また、力率改善用トランスＶＦＴは、一次巻線Ｎ11のインダクタンスＬ11については、Ｌ11＝４７μＨ、二次巻線Ｎ12のインダクタンスＬ12については、Ｌ12＝３０μＨを設定した。
また、多重複合共振形を形成するための各共振コンデンサについては、下記のように選定した。
・一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０３３μＦ
・二次側直列共振コンデンサＣ2＝０．１５μＦ
・一次側部分共振コンデンサＣｐ＝３３０ｐＦ
・二次側部分共振コンデンサＣｐ2＝３３０ｐＦ
また、フィルタコンデンサＣNについては、１μＦを選定した。
そして、上記のようにして構成した電源回路について実験を行ったところ、先に示した図７、図８、図９，図１０についての説明とほぼ同等の結果が得られた。
具体的には、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝１００時ではηAC→DC＝90.3％、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝２３０時ではηAC→DC＝90.5％であり、良好な特性が得られている。
力率PFについては、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝１００時ではPF＝0.94であり、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗから最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの範囲に対して0.8以上となる特性が得られた。また、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝２３０時ではPF＝0.85であり、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗから負荷電力Ｐｏ＝７０Ｗの範囲に対して0.75以上となる特性が得られた。
また、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ／最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗから、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ／最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗまでの範囲に対応するΔｆｓAは4kHz以下であり、スイッチング周波数制御のみによるワイドレンジ対応が実現化されていることを示している。
図１８は、実施の形態２−２としての電源回路の構成例を示す回路図である。なお、この図において、これまで説明した実施の形態の回路構成を示す各図と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す実施の形態２−２の電源回路は、例えば図１７に示した実施の形態２−１の電源回路において、商用交流電源ＡＣ（ＶAC）から整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流平滑回路について倍電圧整流回路としたうえで、この倍電圧整流回路に対して電圧帰還方式よる力率改善のための回路構成を組み合わせた力率改善回路２２を備える。
また、直流入力電圧を入力して動作するスイッチングコンバータは、先の各実施の形態と同様の多重複合共振形コンバータとしての回路形態を採っている。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、図２と同様の構造により、例えば実施の形態２−１の場合と同様の結合係数ｋによる疎結合の状態が得られるようにしてギャップＧのギャップ長などが設定されている。
また、実施の形態２−２としても、実施の形態１と同様に、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と、上記二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とについて、
ｆｏ１＞ｆｏ２
で表される関係を満たすべきこととして、そのうえで、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２が、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１に対して約１／２となるようにして設定している。この図１８に示す電源回路においても、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１について約７０kHzを設定し、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２としては、３５kHz程度に設定している。
このようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて一定以下の疎結合の状態を設定するとともに、一次側と二次側とに直列共振回路を備えることで、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の両者の入力レベル範囲に対応する、ワイドレンジ対応の電源回路としている。
続いて、力率改善回路２２について説明する。
先に説明したように、力率改善回路２２には倍電圧整流回路が組み合わされる。この力率改善回路２２に含まれる倍電圧整流回路は、整流ダイオードＤ11，Ｄ12、及び２つの直列接続された平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2により形成される。この場合において、整流ダイオードＤ11，Ｄ12は、力率改善用のスイッチング素子としても機能するので、高速リカバリ型が選定される。
コモンモードノイズフィルタ（ＣＭＣ，ＣL）の後段となる商用交流電源ＡＣの正極ラインに対しては、高周波インダクタＬ10が接続され、さらにこの高周波インダクタＬ10に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ3が直列に接続される。三次巻線Ｎ3は、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいて、二次側（二次巻線Ｎ2と同じ巻装位置）に対して所定巻数により巻装される。
高周波インダクタと接続されない側の三次巻線Ｎ3の端部は整流ダイオードＤ11のアノードと整流ダイオードＤ12のカソードとの接続点に対して接続される。
整流ダイオードＤ11のカソードは、平滑コンデンサＣｉ1の正極端子と接続され、整流ダイオードＤ12のアノードは、一次側アースと接続される。
直列接続された平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2の接続点は、コモンモードノイズフィルタ（ＣＭＣ，ＣL）の後段となる商用交流電源ＡＣの負極ラインに対して接続される。平滑コンデンサＣｉ2の負極端子は一次側アースに接地される。
また、フィルタコンデンサＣNは、商用交流電源ＡＣの正極ラインと高周波インダクタＬ10との接続点と、平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2の接続点との間に挿入される。
このようにして構成される力率改善回路２２における倍電圧整流回路の動作としては、商用交流電源ＡＣが一方の半周期（正極性）となる期間においては、商用交流電源ＡＣ→（ＣＭＣの巻線）→高周波インダクタＬ10→三次巻線Ｎ3→整流ダイオードＤ11→平滑コンデンサＣｉ1→（ＣＭＣの巻線）→商用交流電源ＡＣの整流電流経路が形成され、整流ダイオードＤ11が商用交流電源ＡＣを整流し、平滑コンデンサＣｉ1がその整流出力を平滑化する動作が得られる。
また、商用交流電源ＡＣが他方の半周期（負極性）となる期間においては、商用交流電源ＡＣ→（ＣＭＣの巻線）→平滑コンデンサＣｉ2→整流ダイオードＤ12→三次巻線Ｎ3→高周波インダクタＬ10→（ＣＭＣ）→商用交流電源ＡＣの整流電流経路が形成され、整流ダイオードＤ12が商用交流電源ＡＣを整流し、平滑コンデンサＣｉ2がその整流出力を平滑化する。
これにより、平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2の各両端電圧としては商用交流電源ＡＣの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧が得られる。従って、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路の両端電圧としては、商用交流電源ＡＣのレベルの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。つまり、倍電圧整流動作が得られる。
また、上記した整流電流経路によれば、商用交流電源ＡＣが正極性となる半周期の期間においては、高周波インダクタＬ10−三次巻線Ｎ3−整流ダイオードＤ11の直列接続回路が形成され、商用交流電源ＡＣが負極性となる半周期の期間においては、整流ダイオードＤ12→三次巻線Ｎ3→高周波インダクタＬ10の直列接続回路が形成される。つまり、商用交流電源ＡＣが正／負の各期間で、三次巻線Ｎ3は、整流電流経路に挿入される状態となる。これにより、商用交流電源ＡＣが正／負となる各期間において、整流出力電圧に対して、三次巻線Ｎ3に誘起された交番電圧が重畳することになる。つまり、この場合には、一次巻線Ｎ1と三次巻線Ｎ3の磁気結合を介して、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を電圧として整流電流経路に帰還する形式を採っている。
整流ダイオードＤ11，Ｄ12は、上記のようにして交番電圧成分が重畳された整流出力電圧が印加されることで、交流入力電圧ＶACの絶対値が平滑コンデンサＣｉの両端電圧レベルより低いとされる期間にも、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流動作によって得られる整流電流をスイッチング（断続）するように動作する。これにより、力率改善回路２２によっても、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされ、交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて力率改善が図られる。
なお、三次巻線Ｎ3により電圧帰還する方式の力率改善回路の構成は、例えば整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流回路系が、ブリッジ整流回路などを備える通常の全波整流回路とされる場合にも採用できるものである。また、逆に、図１７に示した力率改善用トランスＶＦＴを備える力率改善回路の構成を、倍電圧整流回路と組み合わせることも可能である。
図２０の実施の形態２−２のようにして、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流回路系について倍電圧整流回路とするのは、商用交流電源ＡＣが１００Ｖ系の単レンジで、かつ、最大負荷電力が１５０Ｗ以上などのようにして、比較的重負荷の条件となるような場合である。このような条件では、スイッチングコンバータに流れる電流が増加して電力損失が増加する傾向となるが、倍電圧整流回路により整流平滑電圧Ｅｉを２倍にまで増加させて生成すると、同じ負荷条件に対してスイッチングコンバータに流れる電流量を低減させることができるために、電力損失が低減される。
また、確認のために述べておくと、図１７に示した力率改善用トランスＶＦＴを備える力率改善回路２１、及び図１８に示した三次巻線Ｎ3を備える力率改善回路２２も、電圧帰還方式の力率改善回路であるが、電圧帰還方式は、本来、二次側直流出力電圧に重畳する商用交流電源周期のリップルを有効に抑制することを目的とした力率改善回路の構成である。
つまり、帰還方式の力率改善回路として、例えば電力回生方式といわれる構成では、一次側共振形コンバータの共振回路を、商用交流電源の整流電流経路に対して直接的に接続する形態を採っており、これにより、整流電流経路に対して共振回路に得られる電流を電力として帰還することで力率改善を図るようにされている。
このような回路構成であることから、上記共振回路のインダクタンスである、絶縁コンバータトランスの一次巻線に流れる電流には、商用交流電流周期の電流が重畳しやすくなる。この重畳分が絶縁コンバータトランスの二次側に伝送された状態で二次側における整流平滑回路が動作する結果、二次側直流出力電圧の商用電源周期のリップル電圧が増加する。例えば、力率ＰＦ＝０．８程度が得られるように構成した場合には、リップル電圧のレベルは５〜６倍にまで増加する。
この対策として、１つには、安定化制御のための制御ゲインを高く設定することが考えられる。しかし、上記のようにして５〜６倍にまでリップル電圧のレベルが増加してしまうと、制御ゲインを限界まで高くしたとしても、リップルを有効に抑制するには不足となる。そこで、上記制御ゲインについてある限度にまで高く設定したうえで、さらに、二次側直流出力電圧平滑用の平滑コンデンサの静電容量を５〜６倍に増加させることが考えられる。しかしながら、このような平滑コンデンサの選定は大幅なコストアップとなり、実用化は現実的ではない。
これに対して、電圧帰還方式による力率改善の構成であれば、上記したリップル電圧は大幅に抑制される。
つまり、図１７に示した力率改善回路２１の構成の場合、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力は、力率改善用トランスＶＦＴの磁気結合を介するようにして整流電流経路に帰還されることになる。この場合において、力率改善用トランスＶＦＴは疎結合に形成されるので、二次巻線Ｎ12から一次巻線Ｎ11に対しては、商用交流電源周期のリップル成分が誘起されにくくなる。つまり、一次側スイッチングコンバータに得られるスイッチング出力を商用交流電源の整流電流経路に帰還するのにあたり、力率改善用トランスＶＦＴの疎結合による磁気結合を介して間接的に行っているということがいえる。このようにして、商用交流電源ライン側から絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に伝達される商用交流電源周期の電圧成分量が低減されることにより、二次側直流出力電圧に重畳する商用交流電源周期のリップル電圧の抑制効果が得られることとなる。
また、図１８に示した力率改善回路２２としても、一次巻線Ｎ1により交番電圧が誘起される三次巻線Ｎ3を介するようにして、整流電流経路に対して間接的にスイッチング出力を電圧帰還しているということがいえる。これにより、三次巻線Ｎ3から一次巻線Ｎ1に対しては、商用交流電源周期のリップル成分が誘起されにくくなる。さらに、図１１に示す構成においては、三次巻線Ｎ3に対して高周波インダクタＬ10を直列に接続することで、三次巻線Ｎ3と高周波インダクタＬ10の合成インダクタンスにより、等価的には、三次巻線が一次巻線に対して低結合度であることになる。これにより、商用交流電源周期のリップル成分は、さらに一次巻線に対して誘起されにくくなる。この結果、二次側直流出力電圧に重畳する商用交流電源周期のリップル電圧は有効に抑制される。
また、本実施の形態の電源回路としては、先にも説明したように、二次側直流出力電圧Ｅoを安定化するためのスイッチング周波数の必要制御範囲（Δｆｓ）を縮小することを目的として、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについて、ｋ＝０．６３にまで結合度を低下させた疎結合としている。これにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいて一次側から二次側への商用交流電源周期の交番電圧成分の伝送量が減少する。本実施の形態の場合には、電圧帰還方式の力率改善回路を備えることに加え、絶縁コンバータトランスＰＩＴについてこれまでより疎結合としたことによって、二次側直流出力電圧Ｅoに重畳する商用交流電源周期のリップルを有効に抑制しているということになる。
なお、確認のために述べておくと、先に説明した電力回生方式の力率改善回路の問題は、スイッチングコンバータが一定以上の結合係数ｋを有する従来のものである場合に生じる。
先の実施の形態１に対応して電源回路が備える力率改善回路１１〜１５は電力回生方式であるが、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて一定以下の結合係数ｋによる疎結合の状態を得ていることで、上記した二次側直流出力電圧の商用電源周期のリップル電圧についての増加の問題は解消されている。
図１９は、実施の形態２−３としての電源回路の構成例を示す回路図である。なお、この図において、これまで説明した実施の形態の回路構成を示す各図と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す実施の形態２−３の電源回路は、先に図１７に示した実施の形態２−１の電源回路の構成を基として、後述するようにして、負荷変動及び交流入力電圧変動に対して改善される力率が一定となるように制御する構成の力率改善回路２３を備える。
実施の形態２−３の絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、図２と同様の構造により、例えば実施の形態２−１の場合と同様の結合係数ｋによる疎結合の状態が得られるようにしてギャップＧのギャップ長などが設定されている。
また、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と、上記二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とについては、これまでの実施の形態と同様にして、
ｆｏ１＞ｆｏ２
で表される関係を満たすべきこととして、そのうえで、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２が、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１に対して約１／２となるようにして設定している。この図１９に示す電源回路においても、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１について約７０kHzを設定し、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２としては、３５kHz程度に設定することができる。
このようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて一定以下の疎結合の状態を設定するとともに、一次側と二次側とに直列共振回路を備えることで、実施の形態２−３としても、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の両者の入力レベル範囲に対応する、ワイドレンジ対応の電源回路としている。
例えば図７及び図８の特性として示されるように、図１７に示す実施の形態２―１の電源回路では、軽負荷の傾向、若しくは交流入力電圧レベルが上昇するの従って、改善される力率ＰＦの値が低下していく傾向となる。軽負荷の傾向となるのに応じては、電源回路内にて流れる電流量が減少していくことになるために、これに伴って交流入力電流ＩACの導通角は縮小して力率が低下する。また、交流入力電圧レベルが高くなることで、スイッチングダイオードＤ1が整流電流をスイッチングする（整流する）のに必要とされる交流入力電圧ＶACのレベルの下限を引き上げることになる。これにより、交流入力電流ＩACの導通角は縮小して力率が低下する。
先の実施の形態２−１などの電源回路の力率特性によっても、実用上充分な力率が得られてはいるのであるが、交流入力電圧条件や負荷の条件などによっては、交流入力電圧レベルや負荷の変動に対して、より安定した値の力率が得られるようにした方が好ましい場合がある。
そこで、図１９に示す実施の形態２−３の電源回路では、図１７に示した力率改善回路２１の構成を基として、改善される力率を一定とするように構成される。
この図１９に示す電源回路が備える力率改善回路２３は、先に図１７に示した力率改善回路２１の力率改善用トランスＶＦＴに代えて、制御トランスＰＲＴを備えている。この場合の制御トランスＰＲＴは、図１７に示した力率改善用トランスＶＦＴを可飽和リアクタとして構成したものとなる。
ここで、制御トランスＰＲＴの構造例を図３１及び図３２に示す。
先ず、図３１に示す制御トランスＰＲＴとしては、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字型コアＣＲ１１，ＣＲ１２を備えるようにしている。そして、これらダブルコの字型コアＣＲ１１，ＣＲ１２の互いの磁脚の端部を接合するようにして、立体型コアを形成する。
このようにして立体型コアを形成した場合には、上記４本の磁脚ごとに対応して、ダブルコの字型コアＣＲ１１、ＣＲ１２の接合部は４つ在ることとなるが、この場合、これら４つの接合部において隣り合う２つの接合部については所定長のギャップＧ，Ｇをそれぞれ形成し、残る２つの接合部についてはギャップを形成しないようにされる。
そして、このようにして形成される立体型コアにおいて、例えばダブルコの字型コアＣＲ１１側のギャップＧが形成してある磁脚と、この磁脚と隣り合うギャップの形成していない磁脚とに跨るようにして、制御巻線Ｎｃを所定ターン数（巻数）により巻装する。
また、他方のダブルコの字型コアＣＲ１２側に対しては、上記制御巻線Ｎｃの巻回方向に対して直交する巻回方向となるようにして、２本の隣り合う磁脚に跨って、一次巻線Ｎ11及び二次巻線Ｎ12を所定ターン数により巻装する。さらに、本実施の形態においては、これら一次巻線Ｎ11及び二次巻線Ｎ12と同じ巻回方向により、一次巻線Ｎ11及び二次巻線Ｎ12側に対して密結合となるようにして検出巻線ＮDを巻装している。
このような構造により、この場合の制御トランスＰＲＴとしては、制御巻線Ｎcに流れる制御電流Ｉcの増加に伴って飽和状態となる、可飽和リアクタとして構成される。また、このような構造によっても、一次巻線Ｎ11と二次巻線Ｎ12とは、所要の疎結合の状態が得られている。
また、制御トランスＰＲＴの他の構造としては、図３２に示すようにして、立体型コアについて、一方のコアは４本の磁脚を有するダブルコの字型コアＣＲ１１とするが、他方のコアは、ダブルコの字型コアＣＲ１２に代えて、任意の断面がコ字状となるシングルコの字型コアＣＲ２１として組み合わせて形成することもできる。
この場合においても、図３１の制御トランスＰＲＴと同様の位置関係により２つのギャップＧ，Ｇを形成するようにされる。そして、制御巻線Ｎcについては図３１の場合と同様にしてダブルコの字型コアＣＲ１１の２本の磁脚に対して巻装し、シングルコの字型コアＣＲ２１に対しては、図のようにして一次巻線Ｎ11、二次巻線Ｎ12、及び検出巻線ＮDを巻装するようにしている。
なお、先に図１２、図１３に示した実施の形態１−３，１−４の力率改善回路１３，１５にそれぞれ備えられる制御トランスＰＲＴについても、上記図３１又は図３２に準じた構造により構成すればよい。つまり、力率改善回路１３，１５の制御トランスＰＲＴとしては、図３１又は図３２の構造において、一次巻線Ｎ11、二次巻線Ｎ12に代えて、被制御巻線ＮR（及び検出巻線ＮD）を巻装した構造とすればよい。
説明を図１９に戻す。
制御トランスＰＲＴの一次巻線Ｎ11及び二次巻線Ｎ12は、例えば先に図１７に示した力率改善回路２１における力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11及び二次巻線Ｎ12と同様の接続態様となっている。
これにより、力率改善のための基本的な動作としては、図１７の力率改善回路２１と同様にして、疎結合状態の一次巻線Ｎ11と二次巻線Ｎ12の磁気結合を介して整流電流経路にスイッチング出力を電圧帰還するようにされる。つまり、力率改善用トランスＶＦＴを備える電圧帰還方式による力率改善動作となる。
また、検出巻線ＮDの一端は一次側アースに接地され、他端はダイオードＤ5のアノードに接続される。このダイオードＤ5及びコンデンサＣ5とによっては半波整流回路が形成される
ここで、前述したように、検出巻線ＮDは、制御トランスＰＲＴにおいて一次巻線Ｎ11及び二次巻線Ｎ12に対して密結合となるようにして巻装されているので、検出巻線ＮDには、一次巻線Ｎ11、二次巻線Ｎ12に生じる交番電圧に応じたレベルの交番電圧が誘起されることになる。
ここで、一次巻線Ｎ11は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と直列に接続されるインダクタとなるので、この一次巻線Ｎ11には、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1（Ｌ1))にてスイッチング出力として流れる一次側直列共振電流に応じたレベルの電流が流れ、一次巻線Ｎ11（及び二次巻線Ｎ12）の両端電圧としては、この一次側直列共振電流に応じたレベルとなる。そして、一次側直列共振電流のレベルは、二次側直流出力電圧Ｅoに接続される負荷に流れる負荷電流レベルに応じて変化する。従って、検出巻線ＮDに誘起される電圧ＶDのレベルは、負荷電流レベルを示していることになる。本実施の形態においては、二次側直流出力電圧Ｅoは安定化されるので、負荷電流レベルがそのまま負荷電力値として得られることになる。つまり、検出巻線ＮDによっては、負荷電力を検出しているということがいえる。
そして、この検出巻線ＮDの交番電圧は、上記ダイオードＤ5及びコンデンサＣ5から成る半波整流回路により整流される。これにより、コンデンサＣ5の両端電圧としては、検出巻線ＮDの交番電圧レベルに応じたレベルの直流電圧が得られることになる。つまり、コンデンサＣ5の両端電圧レベルは、負荷電力を示していることになる。このコンデンサＣ5の両端電圧は、力率制御回路３に対して負荷電力を示す検出入力として供給される。
また、力率改善回路２３内においては、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2が備えられている。この分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の直列接続回路は、平滑コンデンサＣｉに対して並列に接続される。つまり整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧Ｅｉ）を分圧するようにして設けられる。この分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の分圧点は、力率制御回路３に対して接続されている。
整流平滑電圧Ｅｉは、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）を直流化したものであるから、整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、交流入力電圧ＶACのレベルに応じて変化するものとなる。従って、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の分圧点と接続される力率制御回路３としては、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2により検出した商用交流電源ＡＣのレベルを入力していることになる。
この場合の力率制御回路３は、例えばＡ級増幅器などによる簡単な増幅回路として構成され、負荷電力を示すコンデンサＣ5の両端電圧レベルと、商用交流電源ＡＣのレベルを示す分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2により分圧された電圧レベルとを入力して、制御トランスＰＲＴの制御巻線Ｎcに流すべき直流電流である制御電流Ｉcのレベルを可変する。なお、図１２、図１３に示される力率制御回路３についても、この図１９の場合の力率制御回路３と同様に構成できる。
先ず、力率制御回路３は、負荷電力に対応する動作としては、コンデンサＣ5の両端電圧レベルが低くなるのに応じて、制御電流Ｉcのレベルを低下させるように可変する。ここで、コンデンサＣ5の両端電圧レベルが低くなるということは、負荷電流が減少していることになるので、軽負荷の傾向となっていくことを意味する。
また、商用交流電源ＡＣのレベルに対応する動作としては、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の分圧レベルが高くなっていくのに応じて、制御電流Ｉcのレベルを低下させるようにして可変する。
可飽和リアクタである制御トランスＰＲＴにおいては、制御巻線Ｎcに流れる制御電流Ｉcのレベルが低下するのに応じて、被制御巻線となる一次巻線Ｎ11及び二次巻線Ｎ12のインダクタンスＬ11，Ｌ12を増加させるように動作する。
力率改善回路１０内においてインダクタとして機能する二次巻線Ｎ12、及びこの二次巻線Ｎ12と磁気結合される一次巻線Ｎ11のインダクタンスＬ11、Ｌ12が増加するということは、その分、一次側直列共振回路から帰還される或る一定量の電力に応じて、二次巻線Ｎ12（及び一次巻線Ｎ11）としてのインダクタに蓄積されるエネルギーも増加するということであり、これは、力率改善のための電力帰還量が増加することにつながる。この電力帰還量の増加が、スイッチングダイオードＤ1が整流電流をスイッチングするのに必要とされる交流入力電圧ＶACのレベルの下限を引き下げることとなって、力率の低下（つまり、軽負荷傾向、及び交流入力電圧ＶACの上昇傾向に応じた電力帰還量の減少）をキャンセルする傾向に作用することになる。この結果、負荷電力が軽負荷となる傾向となるのに対して電力帰還量はほぼ一定となるように維持され、負荷電力変動にかかわらず力率が一定となるように制御されることとなる。
このようにして、図１２に示す第４の実施の形態としては、スイッチング周波数制御のみによるワイドレンジ対応が可能であり、電圧帰還方式による力率改善機能を有する多重複合共振形コンバータとして、交流入力電圧（商用交流電源）変動及び負荷変動に対して、改善される力率が一定となるように制御される。
なお、交流入力電圧の入力条件や負荷条件などによっては、この力率の安定化の構成として、例えば、交流入力電圧変動に対応してのみ安定化する、あるいは逆に、負荷変動に対応してのみ安定化する構成としてもよい。この点については、先に図１２、図１３に示した力率改善回路１３，１５についても同様である。
上記実施の形態２−１〜２−３までの電源回路についての二次側の変形例として、実施の形態２−４、２−５、２−６の３例を挙げる。これらの実施の形態２−４、２−５、２−６としては、それぞれ、先に示した図１４、図１５、図１６となる。これらの実施の形態２−４、２−５、２−６の一次側としては、実施の形態２−１〜２−３の何れかの一次側の回路構成が組み合わされればよいことになる。なお、図１４、図１５、図１６の回路形態については先に説明したので、ここでの説明は省略する。
ここで、図１４の回路形態を有する実施の形態２−４の電源回路について、例えば図１７に示した実施の形態２―１の電源回路と同様の一次側の構成を組み合わせたうえで、図１７の電源回路と同等の交流入力電圧条件、負荷条件、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを設定した仕様とする場合には、要部の部品素子等について、次のように選定することができる。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ＥＥＲ−３５型のフェライトコアを選定し、ギャップＧのギャップ長については、2.8mmとする。また、各巻線の巻数（ターン数：Ｔ）としては、一次巻線Ｎ1＝４０Ｔ、二次巻線Ｎ2A＝Ｎ2B＝２５Ｔとなる。つまり、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bの各々の巻数については、図１７（実施の形態２−１）の二次巻線Ｎ2の巻数に対して１／２となる２５Ｔを設定することができる。そして、この構造により、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の結合係数ｋ＝０．６３を得ている。
また、多重複合共振形を形成するための各共振コンデンサについては、下記のように選定した。
・一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０３３μＦ
・二次側直列共振コンデンサＣ2＝０．１５μＦ
・一次側部分共振コンデンサＣｐ＝３３０ｐＦ
・二次側部分共振コンデンサＣｐ2＝１０００ｐＦ
また、力率改善用トランスＶＦＴにおいて、一次巻線Ｎ11のインダクタンスＬ11については、Ｌ11＝４７μＨ、二次巻線Ｎ12のインダクタンスＬ12については、Ｌ12＝３０μＨを設定した。
フィルタコンデンサＣNについては、１μＦを選定した。
そして、上記のようにして構成した電源回路について実験を行ったところ、先の図７，図８、図９，図１０とほぼ同等の結果が得られた。
具体的には、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝１００時ではηAC→DC＝90.0％、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝２３０時ではηAC→DC＝90.3％であり、良好な特性が得られていることが分かる。
力率PFについては、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝１００時ではPF＝0.94であり、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗから最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの範囲に対して0.8以上となる特性が得られた。また、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝２３０時ではPF＝0.85であり、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗから負荷電力Ｐｏ＝７０Ｗの範囲に対して0.75以上となる特性が得られた。
また、実施の形態２−４の電源回路についての、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ／最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗから、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ／最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗまでの範囲に対応するΔｆｓAは、先の実施の形態２−１〜２−３などと同様に4kHz以下である。
また、図１６の回路形態を有する実施の形態２−６の電源回路について、例えば図１７に示した実施の形態２―１の電源回路と同様の一次側の構成を組み合わせたうえで、図１７の電源回路と同等の交流入力電圧条件、負荷条件、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを設定した仕様とする場合には、要部の部品素子等について、次のように選定することができる。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ＥＥＲ−３５型のフェライトコアを選定し、ギャップＧのギャップ長については、2.8mmとする。また、各巻線の巻数（ターン数：Ｔ）としては、一次巻線Ｎ1＝４０Ｔ、二次巻線Ｎ2＝２５Ｔとなる。この場合、二次巻線部Ｎ2の巻数については、図１７（実施の形態２−１）の二次巻線Ｎ2の巻数に対して１／２となる２５Ｔを設定することができる。そして、この構造により、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の結合係数ｋ＝０．６３を得ている。
また、多重複合共振形を形成するための各共振コンデンサについては、下記のように選定した。
・一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０３３μＦ
・二次側直列共振コンデンサＣ2＝０．３９μＦ
・一次側部分共振コンデンサＣｐ＝３３０ｐＦ
・二次側部分共振コンデンサＣｐ2＝１０００ｐＦ
また、力率改善用トランスＶＦＴについては、一次巻線Ｎ11のインダクタンスＬ11については、Ｌ11＝４７μＨ、二次巻線Ｎ12のインダクタンスＬ12については、Ｌ12＝３０μＨを設定した。
フィルタコンデンサＣNについては、１μＦを選定した。
そして、上記のようにして構成した電源回路について実験を行ったところ、先の電源回路についての実験結果である図７，図８、図９，図１０とほぼ同等の結果が得られた。
具体的には、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝１００時ではηAC→DC＝90.5％、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝２３０時ではηAC→DC＝90.8％であり、良好な特性が得られていることが分かる。
力率PFについては、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝１００時ではPF＝0.94であり、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗから最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの範囲に対して0.8以上となる特性が得られた。また、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝２３０時ではPF＝0.85であり、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗから負荷電力Ｐｏ＝７０Ｗの範囲に対して0.75以上となる特性が得られた。
また、実施の形態２−６の電源回路についての、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ／最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗから、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ／最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗまでの範囲に対応するΔｆｓAは、先の実施の形態２−１〜２−４（及び２−５）などと同様に4kHz以下である。
また、確認のために述べておくと、実施の形態２−４、２−５、２−６の電源回路は、先にも述べたように、二次巻線Ｎ2に対して設けられる整流回路系の形式、構成が異なる以外は、先に説明した実施の形態２−１〜２−３のいずれかと同様の多重複合共振形コンバータの構成を採る。従って、先の各実施の形態２−１〜２−３にて説明したのと同様の効果が得られるものである。
図２０の回路図は、実施の形態３−１としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、先の実施の形態１の構成を示した各図と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路の基本的な回路形態としては、例えば図１、図１７などと同様となる。
つまり、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成るブリッジ全波整流回路により整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する。また、ブリッジ整流回路Ｄｉの出力と平滑コンデンサＣｉの正極端子間の整流電流経路としてのラインに対して、力率改善回路を介在させている。
また、直流入力電圧を入力して動作するスイッチングコンバータは、図１と同様の回路構成による、電流共振形コンバータを基とする多重複合共振形コンバータとされる。つまり、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合した電流共振形コンバータを備えるとともに、スイッチング素子Ｑ2に対して並列に一次側部分共振コンデンサＣｐを接続することで、一次側部分電圧共振回路を形成している。二次側も、図１と同様の接続態様により、二次巻線Ｎ2に対して二次側直列共振コンデンサＣ2を接続して二次側直列共振回路を形成するとともに、整流回路としては、整流ダイオードＤo1〜Ｄo4及び平滑コンデンサＣｏとによるブリッジ全波整流回路を備える。また、二次側部分共振コンデンサＣｐ2を備えることで、二次側部分電圧共振回路を形成している。
また、実施の形態３−１としても、実施の形態１と同様に、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と、上記二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とについて、
ｆｏ１＞ｆｏ２
で表される関係を満たすべきこととして、そのうえで、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２が、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１に対して約１／２となるようにして設定している。この図１７に示す電源回路の実際としては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１について約７０kHzを設定し、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２としては、３５kHz程度に設定している。
また、この実施の形態３−１では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの全体的な構造としては、図２と同様でよいものとされるが、ギャップＧのギャップ長については、例えば1.6mm程度を設定しており、これによって一次側と二次側との結合係数ｋとしては、例えば０．７５程度の状態を得るようにしている。従って、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度としては、先に図３６に示した先行技術としての電源回路と同様となる。なお、本実施の形態の電源回路における実際の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．７４を設定した。
ちなみに、上記した絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップ長設定を含む構造そのものとしては、例えば先に図３６に示した電源回路をはじめとして、先行技術としての電流共振形コンバータを備える電源回路に採用されるものと同等となる。つまり、実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋとしては、先行技術とほぼ同様の値が設定される。この絶縁コンバータトランスＰＩＴそのものの結合係数ｋの設定に関しては、以降説明する実施の形態３（３−２〜３−８）についても同様である。
このようにして、実施の形態３では、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、先の実施の形態１，２よりも高い結合度が設定されるのであるが、後述するようにして、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の両者の入力レベル範囲に対応する、ワイドレンジ対応の電源回路が得られる。
このために、実施の形態３としては、電力回生方式又は電圧帰還方式の力率改善回路として、先の実施の形態１、２とはそれぞれ異なる構成を採る。そこで、図２０に示す実施の形態３−１の電源回路において備えられる力率改善回路３１について説明する。
この力率改善回路３１は、インダクタンス素子である高周波インダクタ（高周波チョークコイル）Ｌ11、スイッチングダイオードＤ1（力率改善用スイッチング素子）、及びフィルタコンデンサＣNを備える。
この場合の高周波インダクタＬ11には、所定の巻線位置に対してタップが設けられており、これにより、高周波インダクタＬ11は、高周波巻線部Ｌ11A（第１巻線部）と、高周波巻線部Ｌ11B（第２巻線部）とに分割される。この場合、高周波インダクタＬ11としての巻線全体の巻始め端部は高周波巻線部Ｌ11B側の巻始め端部となり、従って、高周波巻線部Ｌ11Bの巻終わり端部と、高周波巻線部Ｌ11Aの巻始め端部が、タップ位置となる。高周波巻線部Ｌ11A側の巻終わり端部が、高周波インダクタＬ11としての巻線全体の巻終わり端部となる。
そして、高周波インダクタＬ11において高周波巻線部Ｌ11Aと高周波巻線部Ｌ11Bとの接続点となるタップに対しては、スイッチングダイオードＤ1のカソードが接続される。スイッチングダイオードＤ1のアノードはブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と接続される。
また、高周波インダクタＬ11において高周波巻線部Ｌ11Aの巻終わりとなる側の端部は、一次巻線Ｎ1の端部と接続される。また、高周波インダクタＬ11において高周波巻線部Ｌ11Bの巻始めとなる側の端部は、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。
上記した接続形態では、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧Ｅｉを生成する整流回路系において、商用交流電源ＡＣが正極性／負極性となる半周期ごとに形成される整流電流経路において、高周波巻線部Ｌ11BがスイッチングダイオードＤ1と直列に接続される回路形態が得られることになる。
また、一次側直列共振回路を形成するとされる一次側直列共振コンデンサＣ1と一次巻線Ｎ1の直列接続回路は、さらに高周波インダクタＬ11の直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子に対して接続されることになる。ここで、高周波巻線部Ｌ11Bは、スイッチングダイオードＤ1と直列接続された状態で、平滑コンデンサＣｉに整流電流を流す整流電流経路内に挿入された形態となっている。このことは、一次側直列共振回路経由でスイッチング出力の帰還を受ける力率改善回路１１からは、一次側直列共振回路としては、一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスに加え、高周波巻線部Ｌ11Aのインダクタンスも含んで形成されるものとしてみえることになる。
また、この場合のフィルタコンデンサＣNは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、平滑コンデンサＣｉの正極端子との間に挿入される。この挿入形態では、フィルタコンデンサＣNは、スイッチングダイオードＤ1−高周波巻線部Ｌ11Bの直列接続回路に対して並列に接続されていることになる。このフィルタコンデンサＣNは、スイッチングコンバータのスイッチング動作に伴って整流電流経路に生じるノーマルモードノイズを抑制する。
このような力率改善回路３１の回路構成によると、整流電流経路において、高周波巻線部Ｌ11Bとしてのインダクタンス成分と、スイッチングダイオードＤ1としての電流をスイッチング（断続）する素子とが直列接続されて挿入されていることになる。そして、この直列接続回路の接続点に対して、一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力（一次側直列共振電流）が印加されることで、これにより整流電流経路内に生じる交番電圧に応じてスイッチングダイオードＤ1が整流電流を断続するようにしてスイッチング動作を行って、この整流電流を平滑コンデンサＣｉに流すようにされる。つまり、力率改善回路３１においては、一次側直列共振回路に得られる一次側直列共振電流を電力として回生して、整流電流経路を経由して平滑コンデンサに対して帰還している動作が得られていることになる。
この場合、一次側直列共振電流を電力として回生して平滑コンデンサＣｉに帰還するのにあたっては、上述のようにして整流電流経路に挿入される高周波巻線部Ｌ11Bが介在しているものと見ることができる。つまり、電力回生は、高周波巻線部Ｌ11Bにおける磁気結合により行われるものとみることができる。
そして、上記のようにして断続される状態で流れる整流電流のエンベロープ波形の導通期間は、ブリッジ整流回路Ｄｉから出力される整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも流れるものとなるが、交流入力電流ＩACの導通期間としては、この整流電流の導通期間にほぼ一致したものとなる。つまり、交流入力電流ＩACの導通角は、力率改善回路を備えない場合よりも拡大されているものであり、交流入力電流ＩACの波形としては、交流入力電圧ＶACの波形に近付くようにして導通角が拡大されたものとなっている。つまり、力率改善が図られていることになる。
また、高周波インダクタＬ11が一次巻線Ｎ1に対して直列関係にあることで、等価的には、高周波インダクタＬ11のインダクタンスは、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス成分としてみなすことができる。ただし、高周波インダクタＬ11における高周波巻線部Ｌ11Bは、整流電流経路においてスイッチングダイオードＤ1と直列接続されることで、主としては、力率改善のためにスイッチング出力が印加される高周波インダクタとして機能するもので、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス成分として含まれるべき高周波インダクタＬ11のインダクタンスは、主としては、高周波巻線部Ｌ11Aとなる。一次巻線Ｎ1は、この高周波インダクタＬ11との直列接続を介するようにして、整流電流経路としてのラインである、スイッチングダイオードＤ1のカソードと高周波巻線部Ｌ11Bとの接続点に対して接続されているものとみることができる。従って、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける一次側のリーケージインダクタンスとしては、Ｌ1＋Ｌ11A（Ｌ１は絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1自体が有するものとされるリーケージインダクタンス成分）により表されるものとみることができる。
このために、絶縁コンバータトランスＰＩＴそのものとしての結合係数ｋとしては、前述したように、ｋ＝０．７４となるのであるが、上記のようにして、一次側のリーケージインダクタンスが、高周波インダクタＬ11（高周波巻線部Ｌ11A）のインダクタンスの合成分によって見かけ上増加することで、電源回路内における絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側についての総合的な結合係数（総合結合係数）ｋtとしては、０．７４よりも低い値が得られることになる。つまり、電源回路における絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造そのものによる結合係数ｋに対して、より低く設定されることになる。本実施の形態としては、高周波インダクタＬ11について所定のインダクタンス値を設定することで、総合結合係数ｋtについて、０．６５程度若しくはそれ以下を設定することとし、実際としては、ｋt＝０．６１を設定することとしている。このように、一次側と二次側との総合結合係数ｋtの値とコンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋの値とは、コンバータトランスＰＩＴの１次巻線にインダクタンスが付加されている場合には異なる値となる。
本実施の形態のようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してインダクタンスが負荷された場合には、先の図３〜図５の説明において用いた結合係数ｋに替えて、上記した総合結合係数ｋtを用いることになる。従って、本実施の形態における総合結合係数ｋt＝０．６１の設定によっては、定電圧制御は、図４の特性曲線３として示される単峰特性による動作となる。
このことから、実施の形態３−１の電源回路としても、スイッチング周波数制御のみによるワイドレンジ対応化が実現されることになる。
ところで、本実施の形態における総合結合係数ｋt＝０．６５程度以下と同等の疎結合の状態を、高周波インダクタＬ11を省略して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造のみにより得ようとした場合には、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚のギャップＧについて、2.8mm程度にまで拡大して、絶縁コンバータトランスＰＩＴそのものを、結合係数ｋ＝０．６５程度以下の疎結合トランスとして構成することが考えられる。
このような構成を採ることによっても、図４にて説明した単峰特性を得ることができるので、図５にて説明したようにして、スイッチング周波数の必要制御範囲が縮小され、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に対応して二次側直流電圧の安定化を図ることができる。
しかしながら、このような絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造とした場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアのギャップＧ近傍における渦電流損失が増加し、その分のAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の低下が生じることになる。この渦電流損失に起因するAC→DC電力変換効率の低下傾向は、交流入力電圧ＶACのレベルが上昇するのに応じて顕著となる。従って、ワイドレンジ対応の電源回路としては、ＡＣ１００Ｖ系で使用しているときよりもＡＣ２００Ｖ系で使用したときにAC→DC電力変換効率が低下するという問題を生じることになる。
ただし、上記した渦電流損失の増加は、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ以下程度までの負荷条件では許容範囲であるために、上記したように、高周波インダクタＬ11を省略して、絶縁コンバータトランスＰＩＴのみによって結合係数ｋ＝０．６５以下の疎結合の状態を設定したとしても、実用可能なワイドレンジ対応の電源回路を得ることができる。しかし、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ程度にまで対応すべき場合には、上記した渦電流損失の増加が無視できない程度に顕著となってくる。このために、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体について結合係数ｋ＝０．６５以下に設定してワイドレンジ対応の電源回路として実用化するのは困難になってくる。
そこで本実施の形態では、例えば最大負荷電力Ｐｏmaxについて２００Ｗ程度まで引き上げたうえで、実用化が図られるようにすることを目的として、前述もしたように、一次巻線Ｎ1に対して高周波インダクタＬ11を接続することで、高周波インダクタＬ11のインダクタンスにより一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスを等価的に増加させている。そして、これにより、電源回路内における絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋtについて、ｋt＝０．６５程度以下を設定するようにしている。
この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとしては、先行技術の電源回路と同等のｋ＝０．７５程度を設定することができるので、ギャップＧのギャップ長としても、前述したように、1.6mm程度とすることができる。つまり、渦電流の増加の問題が生じない程度の一定以下のギャップ長に抑えることができる。
これにより、実施の形態の電源回路としては、上記した渦電流損失の増加の問題は解消されるため、これに起因するAC→DC電力変換効率の低下も生じないことになる。従って、ＡＣ２００Ｖ系時での使用においても、ワイドレンジ対応の電源回路として実用的な程度に良好なAC→DC電力変換効率特性が得られることになる。
また、先にも説明しているように、二次側に対しても直列共振回路（二次側直列共振回路）を形成していることで、このことも電力変換効率を向上させる１要因となっている。
つまり、二次側直列共振回路を備えることで、その共振動作により得られるエネルギーの増加分を含めて二次側直流出力電圧Ｅｏとしての電力を供給することが可能になり、疎結合としたことによる電力変換効率の低下が補償されることになる。さらに、前述したように、二次側において、二次側部分電圧共振回路を形成することによっても、二次側の整流ダイオードにおけるスイッチング損失を低減しており、このことも電力変換効率の向上に寄与している。
図２１は、図２０に示した実施の形態３−１の電源回路ついての実験結果として、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）の範囲での負荷変動に対する整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉ、力率（ＰＦ）、及びAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）を示している。この図においては、ＡＣ１００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の特性を実線で示し、ＡＣ２００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の特性を破線で示している。
また、図２２は、図２０に示した電源回路についての実験結果として、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの範囲での変動に対する、整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉ、力率（ＰＦ）、及びAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）を示している。なお、負荷条件は、最大負荷電力であるＰｏ＝２００Ｗで固定としている。
また、図２１及び図２２に示す特性を得るのにあたっては、図２０に示した電源回路について、要部を次のように選定した。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ＥＥ型コアのギャップＧのギャップ長については1.6mmとしたうえで、一次巻線Ｎ1＝２６Ｔ、二次巻線Ｎ2＝２６Ｔを巻装した。この構造により、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．７４を得ている。そのうえで、高周波インダクタＬ11については、高周波巻線部Ｌ11A＝１０μＨ、高周波巻線部Ｌ11B＝３０μHを選定することで、総合結合係数ｋt＝０．６１を設定している。
また、一次側直列共振回路、二次側直列共振回路、及び一次側部分電圧共振回路、二次側部分電圧共振回路を形成するための各共振コンデンサ、及びフィルタコンデンサＣNについては、下記のように選定した。
・一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０３９μＦ
・二次側直列共振コンデンサＣ2＝０．１５μＦ
・一次側部分共振コンデンサＣｐ＝１０００ｐＦ
・二次側部分共振コンデンサＣｐ2＝１０００ｐＦ
・フィルタコンデンサＣN＝１μＦ
また、二次側直流出力電圧Ｅoとしては、１３５Ｖを定格レベルとした。
先ず、図２０に示されるように、スイッチングコンバータの直流入力電圧となる整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時には約１４０Ｖ付近レベルとなり、交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖ時には約３４０Ｖ付近のレベルとなる。また、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時／２２０Ｖ時の何れの場合にも、重負荷の条件となるのに従って、回路を流れる電流レベルが増加するために、整流平滑電圧Ｅｉのレベルは若干低下する傾向となる。
また、力率改善回路３１の動作に応じて得られる力率ＰＦについては、先ず、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時／２３０Ｖ時とで共に、重負荷となるのに従って高くなっていく傾向となっている。そのうえで、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時においては、負荷電力Ｐｏ＝２０Ｗ〜２００Ｗの範囲で０．７５以上であり実用上充分な力率値を得ている。最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時には、ＰＦ＝０．９５が得られた。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時においては、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ〜２００Ｗの範囲で０．７５以上であり、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時には、ＰＦ＝０．８５が得られた。
また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、負荷電力Ｐｏが重負荷の傾向となっていくのに従って高くなる傾向で、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗの負荷条件では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時にはηAC→DC＝９０．１％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時には、９２．０％となり、ともに９０％以上となる測定結果が得られた。
また、図２２によると、整流平滑電圧Ｅｉは、商用交流電源ＡＣ（ＶAC）を入力してブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る全波整流回路が整流動作を行うことで、平滑コンデンサＣｉの両端電圧として得られるものであるために、交流入力電圧ＶACの上昇に応じて高くなっていく傾向となる。
また、力率ＰＦに関しては、交流入力電圧ＶACの上昇に応じて低下していく傾向となっているが、最大の交流入力電圧ＶAC＝２８８Ｖ時においても、ＰＦ≧０．８を維持している。
また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）としては、交流入力電圧ＶACが低レベルの範囲では若干低下傾向にはなるものの、上記図２１の特性としても示されているように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ以上のレベル範囲では、９０％以上を維持している。
また、上記した力率特性を得るための力率改善回路３１による力率改善動作としては、図２３及び図２４の波形図により示される。これら図２３及び図２４には、交流入力電流ＩACを交流入力電圧ＶACと共に示している。また、図２３は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ（ＡＣ１００Ｖ系）、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時の動作を示し、図２４は、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ（ＡＣ２００Ｖ系）、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時の動作を示している。
これらの図に示すようにして、交流入力電流ＩACは、交流入力電圧ＶACが正／負となる半波の期間ごとにおいて、交流入力電圧ＶACの絶対値レベルが所定以上となる期間に対応する導通角により交流入力電圧ＶACと同じ極性で流れる。そして、力率改善回路３１が先に説明した力率改善動作を行っていることで、この交流入力電流ＩACの導通角としては、力率改善回路３１を備えない場合よりも拡大されたものとなっている。つまり、図２３及び図２４には力率が改善された結果が示されている。
なお、この場合には、交流入力電流ＩACのレベルは、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時において９．３Ａｐとなっており、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時には５．３Ａｐとなっている。
また、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ／最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗから、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ／最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗまでの範囲に対応するΔｆｓAは、本実施の形態においても4kHz以下となる。
本実施の形態においては、高周波インダクタＬ11の高周波巻線部Ｌ11Bが、力率改善のためにスイッチングダイオードＤ1と直列接続されて整流電流経路に挿入されるべき高周波インダクタ（力率改善用インダクタ）として機能する。従って、力率改善回路３１において得るべき力率ＰＦの値は、主として、高周波巻線部Ｌ11Bのインダクタンスにより設定することができる。
これに対して、高周波巻線部Ｌ11A（結合係数設定用インダクタ）は、一次巻線Ｎ1そのもののリーケージインダクタンスＬ1とともに、一次側のリーケージインダクタンスを形成するインダクタンス成分となる。従って、総合結合係数ｋtは、主として高周波巻線部Ｌ11Aのインダクタンスにより設定することができる。
図２５の回路図は、実施の形態３−２としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路では、図２０に示した実施の形態３−１としての構成において、力率改善回路３１に代えて力率改善回路３２を備えた構成を採る。
力率改善回路３２としても、高周波インダクタＬ11、スイッチングダイオードＤ1、及びフィルタコンデンサＣNを備えて成る。また、この場合にも、高周波インダクタＬ11における所定の巻線位置に対してタップを設けることで、巻き終わり側から高周波巻線部Ｌ11Aと、高周波巻線部Ｌ11Bとに分割される。
そしてこの場合、高周波インダクタＬ11のタップに対しては、スイッチングダイオードＤ1のアノードが接続される。スイッチングダイオードＤ1のカソードは平滑コンデンサＣｉの正極出力端子と接続される。
また、高周波インダクタＬ11において高周波巻線部Ｌ11Aの巻終わりとなる側の端部は、一次巻線Ｎ1の端部と接続される。また、高周波インダクタＬ11において高周波巻線部Ｌ11Bの巻始めとなる側の端部は、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と接続される。
上記した接続形態によっても、一次側直列共振回路を形成するとされる一次側直列共振コンデンサＣ1と一次巻線Ｎ1の直列接続回路は、さらに高周波インダクタＬ11の直列接続回路を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。従って、この場合にも、一次側直列共振回路としては、一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスに加え、高周波インダクタＬ11のインダクタンスも含んで形成されるものとなる。
また、この場合にも、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧Ｅｉを生成する整流回路系での、商用交流電源ＡＣが正極性／負極性となる半周期ごとに形成される整流電流経路において、高周波巻線部Ｌ11BがスイッチングダイオードＤ1と直列に接続される回路形態が得られている。つまり、高周波巻線部Ｌ11Bは、力率改善回路１２においても、力率改善のためにスイッチング出力が印加される高周波インダクタとして機能する。
そして、このような力率改善回路３２の構成では、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｌ1−Ｌ11A）に得られるスイッチング出力（一次側直列共振電流）を、スイッチングダイオードＤ1を介して平滑コンデンサＣｉに帰還するような電力回生の動作となる。つまり、ダイオード結合形による電力回生の動作となる。
このようなダイオード結合形による力率改善回路３２を備えた場合にも、回生された電力によりスイッチングダイオードＤ1が整流電流をスイッチングして断続するようにされる。この結果、図２０に示した磁気結合形の力率改善回路３１と同様にして、交流入力電流ＩACの導通角は拡大されて力率改善が図られることになる。
また、この場合においても、一次巻線Ｎ1は、高周波巻線部Ｌ11Aと直列接続されたうえで整流平滑電圧Ｅｉを生成するための整流平滑回路系の整流電流経路（高周波巻線部Ｌ11B−スイッチングダイオードＤ1の直列接続回路の接続点）と接続される形態を採っている。これにより、実施の形態３−１と同様にして、総合結合係数ｋtとしては、例えば図４及び図５にて説明したような単峰特性が得られる程度の疎結合の状態を設定して、スイッチング周波数の必要制御範囲を縮小することが可能である。従って、実施の形態３−２としても、先の実施の形態３−１と同様の効果が得られることになる。
図２６の回路図は、実施の形態３−３としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図２０及び図２５などと同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路としては、先ず、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）を入力して整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成するための整流電流回路系として、交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉを生成する、倍電圧整流回路を備える。そのうえで、図２６に示す電源回路は、次に説明するようにして、上記倍電圧整流回路に対して、電力回生方式の力率改善のための回路構成を組み合わせた力率改善回路３３を備える。
この力率改善回路３３としては、高周波インダクタＬ11、フィルタコンデンサＣN、整流ダイオードＤ11，Ｄ12、及び２つの直列接続された平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2により形成されるものとしている。また、この力率改善回路３３に含まれる倍電圧整流回路は、整流ダイオードＤ11，Ｄ12、及び２つの直列接続された平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2により形成されるものとなる。この場合において、整流ダイオードＤ11，Ｄ12は、力率改善用のスイッチング素子としても機能するので、高速リカバリ型が選定される。
先ず、倍電圧整流回路を備える力率改善回路３３の構成として、フィルタコンデンサＣNはコモンモードノイズフィルタ（ＣＭＣ，ＣL）の後段となる商用交流電源ＡＣの正極ラインと負極ラインとの間に対して挿入される。
高周波インダクタＬ11は、この場合にもタップが施されることで、タップ位置を分割位置として、巻き終わり側から高周波巻線部Ｌ11A，Ｌ11Bに分割される。高周波インダクタＬ11において高周波巻線部Ｌ11Bの巻始めとなる側の端部は、コモンモードノイズフィルタ（ＣＭＣ，ＣL）の後段における商用交流電源ＡＣの正極ラインと接続される。また、高周波インダクタＬ11のタップは、整流ダイオードＤ11のアノードと整流ダイオードＤ12のカソードの接続点に対して接続される。また、高周波インダクタＬ11において高周波インダクタＬ11Aの巻終わりとなる側の端部は、一次巻線Ｎ1の一方の端部と接続されることになる。なお、この場合の一次巻線Ｎ1の他方の端部も、一次側直列共振コンデンサＣ1を介してスイッチング素子Ｑ1のドレインとスイッチング素子Ｑ2のソースとの接続点（スイッチング出力点）に対して接続される。
整流ダイオードＤ11のカソードは、平滑コンデンサＣｉ1の正極端子と接続され、整流ダイオードＤ12のアノードは、一次側アースと接続される。
直列接続された平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2の接続点は、コモンモードノイズフィルタ（ＣＭＣ，ＣL）の後段となる商用交流電源ＡＣの負極ラインに対して接続される。平滑コンデンサＣｉ2の負極端子は一次側アースに接地される。
このようにして構成される力率改善回路３３における倍電圧整流回路の動作としては、商用交流電源ＡＣが一方の半周期（正極性）となる期間においては、商用交流電源ＡＣ→（ＣＭＣの巻線）→高周波巻線部Ｌ11B→整流ダイオードＤ11→平滑コンデンサＣｉ1→（ＣＭＣの巻線）→商用交流電源ＡＣの整流電流経路が形成され、整流ダイオードＤ11が商用交流電源ＡＣを整流し、平滑コンデンサＣｉ1がその整流出力である整流電流を充電することで整流電圧の平滑動作が得られる。
また、商用交流電源ＡＣが他方の半周期（負極性）となる期間においては、商用交流電源ＡＣ→（ＣＭＣの巻線）→平滑コンデンサＣｉ2→整流ダイオードＤ12→高周波巻線部Ｌ11B→（ＣＭＣ）→商用交流電源ＡＣの整流電流経路が形成され、整流ダイオードＤ12が商用交流電源ＡＣを整流し、平滑コンデンサＣｉ2がその整流出力を平滑化することになる。
これにより、平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2の各両端電圧としては商用交流電源ＡＣの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧が得られる。従って、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路の両端電圧としては、商用交流電源ＡＣのレベルの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。つまり、倍電圧整流動作が得られる。
そして、上記した整流電流経路によれば、商用交流電源ＡＣが正極性となる半周期の期間においては、高周波巻線部Ｌ11B−整流ダイオードＤ11の直列接続回路が形成され、商用交流電源ＡＣが負極性となる半周期の期間においては、整流ダイオードＤ12→高周波巻線部Ｌ11Bの直列接続回路が形成される。つまり、この場合においても、高周波巻線部Ｌ11Bは、スイッチングダイオードとして機能する整流ダイオードＤ11，Ｄ12と直列接続されるようになっており、力率改善回路３３において力率改善のためにスイッチング出力が印加される高周波インダクタとして機能するようにされている。
そして、この場合においては、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｌ1−Ｌ11A）の端部は、スイッチング出力（一次側直列共振電流）は、高周波巻線部Ｌ11Bと、整流ダイオードＤ11のアノードと、整流ダイオードＤ12のカソードとの接続点に対して接続されていることになる。これにより、商用交流電源が正／負の期間ごとに対応する整流電流経路に対して、一次側スイッチング出力を帰還する系が形成されていることになる。
整流ダイオードＤ11，Ｄ12は、上記のようにして帰還されたスイッチング出力に応じて、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流動作によって得られる整流電流をスイッチング（断続）するようにされる。これにより、力率改善回路３３によっても、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされ、交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて力率改善が図られる。
なお、この力率改善回路３３としては、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｌ1−Ｌ11A）に得られるスイッチング出力（一次側直列共振電流）を、整流ダイオードＤ11を介して平滑コンデンサＣｉ1に帰還し、また、整流ダイオードＤ12を介して平滑コンデンサＣｉ2に帰還しているものとみることができる。つまり、ダイオード結合形としての電力回生の動作が得られている。
また、本実施の形態においても、一次巻線Ｎ1は、高周波巻線部Ｌ11Aと直列接続されたうえで整流平滑電圧Ｅｉを生成するための整流平滑回路系の整流電流経路（高周波巻線部Ｌ11B−スイッチングダイオードＤ1との接続点）と接続される形態を採っている。これにより、総合結合係数ｋtとしては、例えば図４及び図５にて説明したような単峰特性が得られる程度の疎結合の状態を設定して、スイッチング周波数の必要制御範囲を縮小することが可能である。従って、この実施の形態３−３としても、先の各実施の形態と同様の効果が得られることになる。
なお、この実施の形態３−３のようにして、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流回路系について倍電圧整流回路とするのは、商用交流電源ＡＣが１００Ｖ系の単レンジで、かつ、最大負荷電力が２００Ｗ以上などのようにして、比較的重負荷の条件となるような場合である。このような条件では、スイッチングコンバータに流れる電流が増加して電力損失が増加する傾向となるが、倍電圧整流回路により整流平滑電圧Ｅｉを２倍にまで増加させて生成すると、同じ負荷条件に対してスイッチングコンバータに流れる電流量を低減させることができるために、電力損失が低減される。例えば、この実施の形態３−３としての図２６の回路構成を採った場合には、３００Ｗ以上程度の最大負荷電力（Ｐｏmax）に対応可能なワイドレンジ対応の電源回路を得ることができる。
図２７の回路図は、実施の形態３−４としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図２０、図２５、及び図２６などと同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路においては、一次側の電流共振形コンバータの構成について、４石のスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4を備える、フルブリッジ結合方式としている。
フルブリッジ結合方式としては、図示するようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のハーフブリッジ接続に対して、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4のハーフブリッジ接続を並列に接続するようにされる。
上記スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4についても、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2と同様にして、それぞれ、ボディダイオードであるダンパーダイオードＤD3、ダンパーダイオードＤD4が、ドレイン−ソース間に対して並列に接続されている。
また、この場合には、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4が備えられることに対応して、スイッチング素子Ｑ4のソース−ドレイン間に対して並列に一次側部分共振コンデンサＣｐ1が接続される。この一次側部分共振コンデンサＣｐ1としても、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1（及び高周波インダクタＬ11のインダクタンス）とにより並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成し、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4のターンオフ時にのみ電圧共振する部分電圧共振動作を得る。
そのうえで、この場合には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1については、その一方の端部を、一次側直列共振コンデンサＣ1と、後述する力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインの接続点と接続する。スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインの接続点は、フルブリッジ結合のスイッチング回路系における一方のスイッチング出力点となる。
また、一次巻線Ｎ1の他方の端部は、他方のスイッチング出力点であるスイッチング素子Ｑ3のソースとスイッチング素子Ｑ4のドレインとの接続点に対して接続する。
上記接続態様によると、本実施の形態としては、一次巻線Ｎ1−一次側直列共振コンデンサＣ1−一次巻線Ｎ11の直列接続が形成されていることになる。これにより、一次巻線Ｎ1そのもののリーケージインダクタンスＬ1と、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11のインダクタンスとから成る合成インダクタンスと、一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスとにより、一次側直列共振回路が形成されることになる。
そして、一次側直列共振回路としては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2側のスイッチング出力点と、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4側のスイッチング出力点との間に挿入されていることになる。
また、この場合の発振・ドライブ回路２は、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4の４石のスイッチング素子を駆動するようにされている。この発振・ドライブ回路２によっては、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4］の組と、スイッチング素子［Ｑ2，Ｑ3］の組とが交互にオン／オフするようにしてスイッチング駆動が行われる。そして、これらスイッチング素子のスイッチング出力が、上記のようにしてスイッチング出力点間に挿入される一次側直列共振回路に伝達され、そのスイッチング動作を電流共振形とする。
なお、発振・ドライブ回路２の実際としては、ハーフブリッジ結合方式に対応して、２本のスイッチング素子を駆動する駆動回路（ＩＣ）を２組備え、これらの駆動回路がそれぞれ、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ2］の組と、スイッチング素子［Ｑ3，Ｑ4］の組とが同期し、かつ、上記したスイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4］の組と、スイッチング素子［Ｑ2，Ｑ3］の組によるスイッチングタイミングが得られるようにスイッチングさせる構成とすることも考えられる。
なお、この実施の形態３−４のようにして、一次側の電流共振形コンバータの構成についてフルブリッジ結合方式とするのは、重負荷の条件に対応するためである。重負荷の傾向となるのに従っては、スイッチングコンバータに流れる電流が増加して、回路部品への負担も重くなり、また、電力損失も増加していくことになる。
そこで、フルブリッジ結合とすれば、必要な負荷電流を４つのスイッチング素子によりまかなうこととなるために、例えば２本のスイッチング素子から成るハーフブリッジ結合方式の場合よりも、各部品への負担は軽くなり、また、電力損失も低減され、重負荷の条件に有利となる。例えば、この図２７に示す構成を採ることによっては、３００Ｗ以上程度の最大負荷電力（Ｐｏmax）に対応可能なワイドレンジ対応の電源回路を得ることができる。
また、この実施の形態３−４としての電源回路においては、電圧帰還方式により力率を改善する力率改善回路３４が備えられる。この力率改善回路３４は、力率改善用トランスＶＦＴ、スイッチングダイオードＤ1、及びフィルタコンデンサＣNを備えて成る。
スイッチングダイオードＤ1のアノードは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に対して接続される。スイッチングダイオードＤ1のカソードは、力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12の直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。
上記した力率改善回路３４の接続形態では、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流電流経路において、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子との間のラインに対して、スイッチングダイオードＤ1−二次巻線Ｎ12の直列接続回路を挿入していることになる。つまり、二次巻線Ｎ12は、電圧帰還方式による力率改善回路において、スイッチング出力を電圧帰還することにより得られる、スイッチング周期の交番電圧を受けるインダクタとしての機能を有するもので、ここでの二次巻線Ｎ12は、先の各実施の形態における高周波インダクタＬ11における高周波巻線部Ｌ11Bと同等の機能を有している。
また、この場合のフィルタコンデンサＣNは、スイッチングダイオードＤ1−二次巻線Ｎ12の直列接続回路に対して並列に接続される。
力率改善用トランスＶＦＴは、一次巻線Ｎ11と二次巻線Ｎ12とについて、磁気的に結合されるようにしてコアに巻装した構造を有する。なお、この場合の力率改善用トランスＶＦＴは、分割された巻装位置が形成されているいわゆる分割ボビンを有し、一次巻線Ｎ11と二次巻線Ｎ12とを、上記分割ボビンにおいてそれぞれ異なる巻装位置に巻回するようにしている。これにより、一次側と二次側の結合度としては、疎結合とされる所定の結合係数が得られるようにされている。
このようにして構成される力率改善回路３４においては、一次側直列共振回路にスイッチング出力（一次側直列共振電流）が得られるのに応じて、この一次側直列共振回路に含まれるとされる力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11にスイッチング出力としての電流が流れることになる。そして、力率改善用トランスＶＦＴにおいては、この一次巻線Ｎ11に流れる交番電流に応じて、二次巻線Ｎ12に交番電圧を誘起させる。
先に述べたように、力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12は、スイッチングダイオードＤ1と直列接続された形態で、商用交流電源ＡＣの整流電流経路に挿入されている。このために、二次巻線Ｎ12に誘起される交番電圧は、整流出力電圧に対して重畳されるものとなる。つまり、力率改善用トランスＶＦＴによっては、一次側直列共振電流を、力率改善用トランスＶＦＴの磁気結合を介して整流電流経路に電圧として帰還するようにしている。このようにして、スイッチング出力を電圧として帰還して力率改善を図るようにされた力率改善回路の方式を、ここでは電圧帰還方式といっている。
従って、この場合のスイッチングダイオードＤ1としても、上記した交番電圧の重畳分により整流電流をスイッチング（断続）するようにして動作する。このような動作が得られる結果、交流入力電圧ＶACのレベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも整流電流を流すことになる。この結果、先の各実施の形態と同様にして、交流入力電流ＩACの導通角が拡大され、交流入力電流ＩACの波形が交流入力電圧ＶACに近づくこととなって力率が改善される。
また、この図２７に示す電源回路においては、前述もしたように、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して、一次側直列共振コンデンサＣ1を介して力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11が直列に接続されている。この場合、一次巻線Ｎ1と一次巻線Ｎ11との間には、一次側直列共振コンデンサＣ1が介在するものの、一次側直列共振回路を成すリーケージインダクタンス成分としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1そのもののリーケージインダクタンスＬ1と、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11のインダクタンスとを合成したものとなる。このことから、一次側直列共振回路内において、一次巻線Ｎ1と一次巻線Ｎ11とは相互に直列接続される関係にあるインダクタンスであるとみてよく、従って、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側との総合結合係数ｋtとしても、一次巻線Ｎ1自体のリーケージインダクタンスＬ1と、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11のインダクタンスとを合成して得られる総合のリーケージインダクタンスに対応した値を有することになる。つまり、本実施の形態では、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11が、例えば図１などに示した高周波巻線部Ｌ11Aとしての機能を有している。
そして、このような構成が採られることで、本実施の形態としても、総合結合係数ｋtとしては、例えば図４及び図５にて説明したような単峰特性が得られる程度の疎結合の状態を設定して、スイッチング周波数の必要制御範囲を縮小することが可能であり、これによる効果としては、先の実施の形態と同様となるものである。
なお、この図２７の実施の形態３−４としての力率改善回路３４と同様の構成は、先に図１７に示した実施の形態２−１としての力率改善回路２１と同様となっている。この実施の形態２−１の力率改善回路２１としても、厳密には、一次側直列共振回路を成すリーケージインダクタンス成分としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1そのもののリーケージインダクタンスＬ1と、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11のインダクタンスとを合成したものとなり、総合結合係数ｋtについても、一次巻線Ｎ1自体のリーケージインダクタンスＬ1と、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11のインダクタンスとを合成したものとして表される。
ただし、実施の形態３−４の電源回路が対応する最大負荷電力は、実施の形態３−１〜３−３などと同様に２００Ｗであり、実施の形態２−１の電源回路が対応する最大負荷電力が１５０Ｗであることと比較して重負荷の条件となっている。このために、上記もしているように、実施の形態３−４の電源回路では、電流共振形コンバータをフルブリッジ結合方式としている。これに対して、実施の形態２−１では、ハーフブリッジ結合方式としちている。このようにして、フルブリッジ結合方式とすることで、重負荷に対応して増加するスイッチング電流をまかなうことができる。そして、このようにして、スイッチング電流が増加するのに応じて、一次側直列共振回路を成す一次側リーケージインダクタンス成分としては、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11のインダクタンス（リーケージインダクタンス）が有効になってくる。
なお、確認のために述べておくと、一次側の電流共振形コンバータについてフルブリッジ結合方式とする構成に対して組み合わせるべき力率改善回路の形式などは任意であり、例えば他の電圧帰還方式あるいは電力回生方式による力率改善回路を任意に組み合わせることができる。
図２８の回路図は、実施の形態３−５としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１及び図１１〜図１３と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
先に図２１及び図２２に示したように、実施の形態３−１の電源回路では、軽負荷の傾向、若しくは交流入力電圧レベルが上昇するのに従って、改善される力率ＰＦの値が低下していく傾向となる。軽負荷の傾向となるのに応じては、電源回路内にて流れる電流量が減少していくことになるために、これに伴って交流入力電流ＩACの導通角は縮小して力率が低下する。また、交流入力電圧レベルが高くなることで、スイッチングダイオードＤ1が整流電流を導通させるのに必要とされる交流入力電圧ＶACのレベルの下限を引き上げることになる。これにより、交流入力電流ＩACの導通角は縮小して力率が低下する。このような特性は、同様の根拠から、実施の形態３−４の電源回路にも現れる。
この場合においても、例えば実施の形態３―１などでは、先に図２１及び図２２に示した力率特性により実用上充分な力率が得られているものであるが、交流入力電圧条件や負荷の条件などによっては、交流入力電圧レベルや負荷の変動に対して、より安定した値の力率が得られるようにした方が好ましい場合がある。
そこで、この実施の形態３−５の電源回路では、改善される力率を一定とするように構成される。このために、実施の形態３−５としては、力率改善回路３５を備える。
力率改善回路３５としては、スイッチングダイオードＤ1、フィルタコンデンサＣN、制御トランスＰＲＴ、半波整流回路（Ｄ5，Ｃ5）、抵抗Ｒ1，Ｒ2、力率制御回路３を備える。また、制御トランスＰＲＴは、この場合にも、一次巻線Ｎ11、二次巻線Ｎ12、及び検出巻線ＮDを巻装して構成される。なお、制御トランスＰＲＴの構造そのものとしては、図３１又は図３２にて説明したのと同様でよい。
そのうえで、実施の形態３−５の力率改善回路３５においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子との間に対して、スイッチングダイオードＤ1と制御トランスＰＲＴの二次巻線Ｎ12との直列接続回路を挿入する。この場合には、スイッチングダイオードＤ1のアノードをブリッジ整流回路Ｄｉの正極端子に接続して、スイッチングダイオードＤ1のカソードを制御トランスＰＲＴの二次巻線Ｎ12の直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子に接続するようにしている。
そして、この場合には、制御トランスＰＲＴの一次巻線Ｎ11の一方の端部を、二次巻線Ｎ12とスイッチングダイオードＤ1のアノードとの接続点に対して接続している。一次巻線Ｎ11の他方の端部は、この場合には、一次側直列共振コンデンサＣ1を介して一次巻線Ｎ1と直列に接続される。
なお、これ以外の力率改善回路３５における接続態様としては、図１９に示した力率改善回路２３と同様となるので、ここでの説明は省略する。
上記した力率改善回路３５の接続態様によると、制御トランスＰＲＴの一次巻線Ｎ11と二次巻線Ｎ12は、それぞれ、例えば図２０に示した実施の形態３−１の高周波インダクタＬ11における高周波巻線部Ｌ11A，Ｌ11Bと同様の接続態様によって、力率改善回路１６内において備えられているものであることが分かる。
つまり、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11は、この場合には一次側直列共振コンデンサＣ1を介しているが、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と直列接続される関係にあり、従って、一次側直列共振回路を形成するインダクタンス成分となる。また、一次巻線Ｎ1そのもののリーケージインダクタンスＬ1と、一次巻線Ｎ11のインダクタンスとの合成インダクタンスにより、総合結合係数ｋtが設定されるようになっている。本実施の形態としても、例えば、総合結合係数ｋt＝０．６５程度以下の所定値が設定されることで、定電圧制御特性としては先に説明した単峰特性が得られるようにされる。
また、力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12は、商用交流電源ＡＣが正／負となる各半波の期間に形成される整流電流経路において、スイッチングダイオードＤ1と直列接続回路を形成しており、この直列接続回路の接続点に対して、一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力（一次側直列共振電流）が印加されるようになっている。つまり、電力回生方式としてのスイッチング出力帰還が行われる構成となっており、これによる力率改善が図られることになる。
そのうえで、先の図１９の力率改善回路２３と同様にして、力率制御回路３が動作することで、改善される力率としては、負荷変動及び交流入力電圧変動に対して一定となるように制御されることになる。つまり、この場合には、図２０などに示された高周波インダクタＬ11を基として制御トランスＰＲＴを形成しているものとみることができる。
なお、この場合にも、交流入力電圧の入力条件や負荷条件などによっては、この力率の安定化の構成として、例えば、交流入力電圧変動に対応してのみ安定化する、あるいは逆に、負荷変動に対応してのみ安定化する構成としてもよい。
また、確認のために述べておくと、この場合においても、図２７に示した実施の形態３−４と同様にして、制御トランスＰＲＴの一次巻線Ｎ11が高周波巻線部Ｌ11Aとしての機能を有しているものであり、一次巻線Ｎ1自体のリーケージインダクタンスＬ1と、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11のインダクタンスの合成により得られる総合的なリーケージインダクタンス成分により、図４及び図５にて説明した単峰特性を得るための総合結合係数ｋtが設定される。
上記実施の形態３−１〜３−５までの電源回路についての二次側の変形例として、実施の形態３−６、３−７、３−８の３例を挙げる。これら実施の形態３−６、３−７、３−８の構成は、それぞれ、先に示した図１４、図１５、図１６となる。また、実施の形態３−６、３−７、３−８の一次側としては、実施の形態３−１〜３−５の何れかの一次側の回路構成が組み合わされればよいことになる。なお、図１４、図１５、図１６の回路形態については先に説明したので、ここでの説明は省略する。
ここで、図１５の回路形態を有する実施の形態３−７の電源回路について、例えば図２０に示した実施の形態３―１の電源回路と同様の一次側の構成を組み合わせたうえで、実施の形態３―１の電源回路と同等の交流入力電圧条件、負荷条件、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを設定した仕様とする場合には、要部の部品素子等について、次のように選定することができる。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ＥＥＲ−４０型のフェライトコアを選定し、ギャップＧのギャップ長については、1.6mmとする。また、各巻線の巻数（ターン数：Ｔ）としては、一次巻線Ｎ1＝２６Ｔ、二次巻線Ｎ2A＝Ｎ2B＝１３Ｔとなる。つまり、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bの各々の巻数については、図２０（実施の形態３−１）などの二次巻線Ｎ2の巻数に対して１／２となる１３Ｔを設定することができる。この構造により、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．７４を得ている。そのうえで、高周波インダクタＬ11については、高周波巻線部Ｌ11A＝１０μＨ、高周波巻線部Ｌ11B＝３０μHを選定することで、総合結合係数ｋt＝０．６１を設定している。
また、一次側直列共振回路、二次側直列共振回路、及び一次側部分電圧共振回路、二次側部分電圧共振回路を形成するための各共振コンデンサ、及びフィルタコンデンサＣNについては、下記のように選定した。
・一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０３９μＦ
・二次側直列共振コンデンサＣ2＝０．１５μＦ
・一次側部分共振コンデンサＣｐ＝１０００ｐＦ
・二次側部分共振コンデンサＣｐ2＝１０００ｐＦ
・フィルタコンデンサＣN＝１μＦ
また、二次側直流出力電圧Ｅoとしては、１３５Ｖを定格レベルとした。
そして、上記のようにして構成した電源回路について実験を行ったところ、先の図２１，図２２、図２３，図２４とほぼ同等の結果が得られた。
具体的には、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝１００時ではηAC→DC＝90.0％、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝２３０時ではηAC→DC＝91.8％であり、良好な特性が得られている。
力率PFについては、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝１００時ではPF＝0.95であり、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００ＷからＰｏ＝２０Ｗの範囲に対して0.75以上となる特性が得られた。また、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝２３０時ではPF＝0.85であり、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗから負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗの範囲に対して0.75以上となる特性が得られた。
また、実施の形態３−７の電源回路についての、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ／最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗから、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ／最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗまでの範囲に対応するΔｆｓAは、先の実施の形態３−１〜３−５などと同様に4kHz以下である。なお、図１４の回路形態による実施の形態３−６としても、実施の形態３−７と同様の特性が得られる。
また、図１６の回路形態を有する実施の形態３−８の電源回路について、例えば図２０に示した実施の形態３―１の電源回路と同様の一次側の構成を組み合わせたうえで、実施の形態３―１の電源回路と同等の交流入力電圧条件、負荷条件、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを設定した仕様とする場合には、要部の部品素子等について、次のように選定することができる。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ＥＥＲ−４０型のフェライトコアを選定し、ギャップＧのギャップ長については、1.6mmとする。また、各巻線の巻数（ターン数：Ｔ）としては、一次巻線Ｎ1＝２６Ｔ、二次巻線Ｎ2＝１３Ｔとなる。つまり、二次巻線部Ｎ2の巻数については、図２０（実施の形態３−１）における二次巻線Ｎ2の巻数に対して１／２となる１３Ｔを設定することができる。この構造により、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．７４を得ている。そのうえで、高周波インダクタＬ11については、高周波巻線部Ｌ11A＝１０μＨ、高周波巻線部Ｌ11B＝３０μHを選定することで、総合結合係数ｋt＝０．６１を設定している。
また、一次側直列共振回路、二次側直列共振回路、及び一次側部分電圧共振回路、二次側部分電圧共振回路を形成するための各共振コンデンサ、及びフィルタコンデンサＣNについては、下記のように選定した。
・一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０３９μＦ
・二次側直列共振コンデンサＣ2＝０．３３μＦ
・一次側部分共振コンデンサＣｐ＝１０００ｐＦ
・二次側部分共振コンデンサＣｐ2＝１０００ｐＦ
・フィルタコンデンサＣN＝１μＦ
また、二次側直流出力電圧Ｅoとしては、１３５Ｖを定格レベルとした。
そして、上記のようにして構成した電源回路について実験を行ったところ、先の図２１，図２２、図２３，図２４とほぼ同等の結果が得られた。
具体的には、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝１００時ではηAC→DC＝90.3％、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝２３０時ではηAC→DC＝92.2％であり、良好な特性が得られている。
力率PFについては、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝１００時ではPF＝0.95であり、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００ＷからＰｏ＝２０Ｗの範囲に対して0.75以上となる特性が得られた。また、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝２３０時ではPF＝0.85であり、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗから負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗの範囲に対して0.75以上となる特性が得られた。
また、この実施の形態３−８の電源回路についての、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ／最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗから、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ／最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗまでの範囲に対応するΔｆｓAは、先の実施の形態３−１〜３−７などと同様に4kHz以下である。
確認のために述べておくと、上記実施の形態３−６、３−７、３−８の電源回路は、先にも述べたように、二次巻線Ｎ2に対して設けられる整流回路系の形式、構成が異なる以外は、先に説明した実施の形態３−１〜３−５のいずれかと同様の多重複合共振形コンバータの構成を採る。従って、先の各実施の形態３−１〜３−５にて説明したのと同様の効果が得られるものである。
続いて、実施の形態４の電源回路として、先ず実施の形態４−１について説明する。
実施の形態４−１の電源回路の回路形態としては、先に実施の形態３−１として示した図２０と同様となる。
そのうえで、実施の形態４−１としては、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と、上記二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とについて、
ｆｏ１＜ｆｏ２
で表される関係を満たすべきこととしている。かつ、実際としては、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２が、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１に対して約１．５倍程度以内となるようにして設定している。ただし、実施の形態４―１の電源回路の実際としては、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２を、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１の１．４倍から１．３倍程度の範囲で設定することとしている。具体的には、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１についてはｆｏ１≒７０kHzの所定値を設定し、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２についてはｆｏ２≒９０kHzの所定値を設定することとしている。
この実施の形態４−１の電源回路については、例えば、実施の形態３−１の電源回路と同等の交流入力電圧条件（ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖ）、負荷条件（Ｐｏmax＝２００〜Ｐｏmin＝０Ｗ）、二次側直流出力電圧Ｅoの定格レベル（１３５Ｖ）を設定した仕様とする場合には、要部の部品素子等について、次のように選定することができる。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ＥＥＲ−４０型のフェライトコアを選定し、ギャップＧのギャップ長については、1.6mmとする。また、各巻線の巻数（ターン数：Ｔ）としては、一次巻線Ｎ1＝２６Ｔ、二次巻線Ｎ2＝２４Ｔとなる。この構造により、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．７４を得ている。そのうえで、高周波インダクタＬ11については、高周波巻線部Ｌ11A＝１０μＨ、高周波巻線部Ｌ11B＝３０μHを選定することで、総合結合係数ｋt＝０．６４５を設定している。
また、一次側直列共振回路、二次側直列共振回路、及び一次側部分電圧共振回路、二次側部分電圧共振回路を形成するための各共振コンデンサ、及びフィルタコンデンサＣNについては、下記のように選定した。
・一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０４７μＦ
・二次側直列共振コンデンサＣ2＝０．０７５μＦ
・一次側部分共振コンデンサＣｐ＝１０００ｐＦ
・二次側部分共振コンデンサＣｐ2＝１０００ｐＦ
・フィルタコンデンサＣN＝１μＦ
そして、上記のようにして構成した実施の形態４−１の電源回路について実験を行ったところ、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）の範囲での負荷変動に対する整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉ、力率（ＰＦ）、及びAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の各特性は図２９に示すものとなった。この図においては、ＡＣ１００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の特性を実線で示し、ＡＣ２００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の特性を破線で示している。
また、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの範囲での変動に対する、整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉ、力率（ＰＦ）、及びAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の各特性は、図３０に示すものとなった。なお、負荷条件は、最大負荷電力であるＰｏ＝２００Ｗで固定としている。
先ず、図２９に示されるように、スイッチングコンバータの直流入力電圧となる整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時には約１４０Ｖ付近レベルとなり、交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖ時には約３４０Ｖ付近のレベルとなる。また、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時／２２０Ｖ時の何れの場合にも、重負荷の条件となるのに従って、回路を流れる電流レベルが増加するために、整流平滑電圧Ｅｉのレベルは若干低下する傾向となる。
また、力率改善回路３１の動作に応じて得られる力率ＰＦについては、先ず、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時／２３０Ｖ時とで共に、重負荷となるのに従って高くなっていく傾向となっている。そのうえで、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時においては、負荷電力Ｐｏ＝２０Ｗ〜２００Ｗの範囲で０．７５以上であり実用上充分な力率値を得ている。最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時には、ＰＦ＝０．９５が得られた。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時においては、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ〜２００Ｗの範囲で０．７５以上であり、最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ時には、ＰＦ＝０．８２が得られた。
また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、負荷電力Ｐｏが重負荷の傾向となっていくのに従って高くなる傾向で、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗの負荷条件では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時にはηAC→DC＝９１．５％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時には、９１．７％となり、ともに９１％以上となる測定結果が得られている。
また、図３０によると、整流平滑電圧Ｅｉは、商用交流電源ＡＣ（ＶAC）を入力してブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る全波整流回路が整流動作を行うことで、平滑コンデンサＣｉの両端電圧として得られるものであるために、交流入力電圧ＶACの上昇に応じて高くなっていく傾向となる。
また、力率ＰＦに関しては、交流入力電圧ＶACの上昇に応じて低下していく傾向となっているが、最大の交流入力電圧ＶAC＝２８８Ｖ時においても、ＰＦ≧０．８を維持している。
また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）としては、交流入力電圧ＶACが低レベルの範囲では若干低下傾向にはなるものの、上記図９の特性としても示されているように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ以上のレベル範囲では、９０％以上を維持している。
ここで、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）についての測定結果を、例えば実施の形態３−１の測定結果と比較してみると、実施の形態４−１のほうが良好な特性となっている。これは、一次側直列共振回路の共振周波数fo1と、二次側直列共振回路の共振周波数fo1について、実施の形態３−１とは異なる周波数値、周波数値の関係を設定していることが主に関係している。例えば、共振周波数fo1,fo2の設定を変更することによって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に流れるスイッチング電流や、二次側整流回路を流れる整流電流波形に変化が生じ、この変化が例えばピークレベルの低下などとして現れて、スイッチング損失の低減などを生む。このようなことが要因となって、電力変換効率が向上するという結果が得られている。
また、図２９，図３０により説明した力率特性を得るための力率改善回路３１による力率改善動作としては、この場合にも、図２３及び図２４の波形図により示されることになる。
また、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ／最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗから、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ／最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗまでの範囲に対応するΔｆｓAは、本実施の形態においては10kHz以下であり、ワイドレンジ対応化が実現されていることを示している。
また、実施の形態４の電源回路に関しては、力率改善回路や電流共振形コンバータの形式などの一次側構成のバリエーションとして、実施の形態４−２〜４−５を挙げることができる。
実施の形態４−２の回路構成は、先に実施の形態３−２として示した図２５と同様となる。
実施の形態４−３の回路構成は、先に実施の形態３−３として示した図２６と同様となる。
実施の形態４−４の回路構成は、先に実施の形態３−４として示した図２７と同様となる。
実施の形態４−５の回路構成は、先に実施の形態３−５として示した図２８と同様となる。
実施の形態４−２〜４−５としては、上記各図の回路形態を採ったうえで、一次側直列共振回路の共振周波数fo1と、二次側直列共振回路の共振周波数fo2について、実施の形態４−１と同様の設定を行うようにされる。これにより、実施の形態４−２〜４−５の電源回路と実施の形態３−２〜３−５の電源回路とについてそれぞれ対応させて比較した場合には、実施の形態４−１と実施の形態３−１とを比較した場合と同様にして、実施の形態４−２〜４−５の電源回路のほうが、良好なAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の特性が得られている。
さらに、実施の形態４の電源回路に関しては、二次側のバリエーションとして、実施の形態４−６、４−７、４−８を挙げることができる。
これら実施の形態４−６、４−７、４−８の構成は、それぞれ、先に示した図１４、図１５、図１６となる。また、実施の形態４−６、４−７、４−８の一次側としては、実施の形態４−１〜４−５の何れかの一次側の回路構成が組み合わされればよいことになる。そのうえで、実施の形態４−６、４−７、４−８は、一次側直列共振回路の共振周波数fo1と、二次側直列共振回路の共振周波数fo2について、実施の形態４−１と同様の設定を行う。
ここで、図１５の回路形態を有する実施の形態４−７の電源回路について、例えば図２０に示した実施の形態４―１の電源回路と同様の一次側の構成を組み合わせたうえで、実施の形態４―１の電源回路と同等の交流入力電圧条件、負荷条件、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを設定した仕様とする場合には、要部の部品素子等について、次のように選定することができる。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ＥＥＲ−４０型のフェライトコアを選定し、ギャップＧのギャップ長については、1.6mmとする。また、各巻線の巻数（ターン数：Ｔ）としては、一次巻線Ｎ1＝２６Ｔ、二次巻線Ｎ2A＝Ｎ2B＝１２Ｔとなる。つまり、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bの各々については、図２０（実施の形態４―１）などの二次巻線Ｎ2の巻数に対してほぼ１／２となる巻数を設定することができる。この構造により、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．７４を得ている。そのうえで、高周波インダクタＬ11については、高周波巻線部Ｌ11A＝１０μＨ、高周波巻線部Ｌ11B＝３０μHを選定することで、総合結合係数ｋt＝０．６４５を設定している。
また、一次側直列共振回路、二次側直列共振回路、及び一次側部分電圧共振回路、二次側部分電圧共振回路を形成するための各共振コンデンサ、及びフィルタコンデンサＣNについては、下記のように選定した。
・一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０４７μＦ
・二次側直列共振コンデンサＣ2＝０．１５μＦ
・一次側部分共振コンデンサＣｐ＝１０００ｐＦ
・二次側部分共振コンデンサＣｐ2＝１０００ｐＦ
・フィルタコンデンサＣN＝１μＦ
そして、上記のようにして構成した電源回路について実験を行ったところ、先の図２９，図３０、図２３，図２４とほぼ同等の結果が得られた。
具体的には、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝１００時ではηAC→DC＝91.2.％、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝２３０時ではηAC→DC＝91.6％であり、実施の形態３−７と比較して良好な特性が得られている。
力率PFについては、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝１００時ではPF＝0.95であり、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００ＷからＰｏ＝２０Ｗの範囲に対して0.75以上となる特性が得られた。また、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝２３０時ではPF＝0.83であり、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗから負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗの範囲に対して0.75以上となる特性が得られた。
また、実施の形態３−７の電源回路についての、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ／最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗから、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ／最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗまでの範囲に対応するΔｆｓAは、先の実施の形態４−１〜４−５などと同様に10kHz以下である。なお、図１４の回路形態による実施の形態４−６としても、実施の形態４−７と同様の特性が得られる。
また、図１６の回路形態を有する実施の形態４−８の電源回路について、例えば図２０に示した実施の形態４―１の電源回路と同様の一次側の構成を組み合わせたうえで、実施の形態４―１の電源回路と同等の交流入力電圧条件、負荷条件、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを設定した仕様とする場合には、要部の部品素子等について、次のように選定することができる。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ＥＥＲ−４０型のフェライトコアを選定し、ギャップＧのギャップ長については、1.6mmとする。また、各巻線の巻数（ターン数：Ｔ）としては、一次巻線Ｎ1＝２６Ｔ、二次巻線Ｎ2＝１２Ｔとなる。つまり、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bの各々の巻数については、図２０（実施の形態４−１）などの二次巻線Ｎ2の巻数に対してほぼ１／２となる巻数を設定することができる。この構造により、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．７４を得ている。そのうえで、高周波インダクタＬ11については、高周波巻線部Ｌ11A＝１０μＨ、高周波巻線部Ｌ11B＝３０μHを選定することで、総合結合係数ｋt＝０．６４５を設定している。
また、一次側直列共振回路、二次側直列共振回路、及び一次側部分電圧共振回路、二次側部分電圧共振回路を形成するための各共振コンデンサ、及びフィルタコンデンサＣNについては、下記のように選定した。
・一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０４７μＦ
・二次側直列共振コンデンサＣ2＝０．１５μＦ
・一次側部分共振コンデンサＣｐ＝１０００ｐＦ
・二次側部分共振コンデンサＣｐ2＝１０００ｐＦ
・フィルタコンデンサＣN＝１μＦ
そして、上記のようにして構成した電源回路について実験を行ったところ、先の図２１，図２２、図２３，図２４とほぼ同等の結果が得られた。
具体的には、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝１００時ではηAC→DC＝91.0％、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝２３０時ではηAC→DC＝91.3％であり、実施の形態３−８と比較して良好な特性が得られている。
力率PFについては、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝１００時ではPF＝0.95であり、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００ＷからＰｏ＝２０Ｗの範囲に対して0.75以上となる特性が得られた。また、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝２３０時ではPF＝0.85であり、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗから負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗの範囲に対して0.75以上となる特性が得られた。
また、この実施の形態４−８の電源回路についての、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ／最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗから、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ／最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗまでの範囲に対応するΔｆｓAは、先の実施の形態４−１〜４−７などと同様に10kHz以下である。
また、確認のために述べておくと、上記実施の形態４−６、４−７、４−８の電源回路は、先にも述べたように、二次巻線Ｎ2に対して設けられる整流回路系の形式、構成が異なる以外は、先に説明した実施の形態４−１〜４−５のいずれかと同様の多重複合共振形コンバータの構成を採る。従って、先の各実施の形態４−１〜４−５にて説明したのと同様の効果が得られるものである。
なお、これまでの説明においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の一次側と二次側の結合係数についてはｋで表し、電源回路内における絶縁コンバータトランスＰＩＴとしての一次側と二次側との総合的な結合係数については、総合結合係数ｋtとして表し、両者を区別していた。
しかしながら、これまで説明した実施の形態のうちで、実施の形態１，２のようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して直列に高周波インダクタ、あるいは力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線を接続していない場合においては、例えば回路内における絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合的なリーケージインダクタンスとしては、高周波インダクタあるいは力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線のインダクタンスが０であると考えれば、一次巻線Ｎ1そのもののリーケージインダクタンスをＬ1として、Ｌ1＋０として表すことができる。そこで、本発明における概念としては、この場合の結合係数ｋは、高周波インダクタのインダクタンスが０の場合の総合結合係数ｋtとして扱われるべきものである。
また、本発明はこれまで説明した実施の形態に限定されるべきものではない。
例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴ、及び制御トランスＰＲＴについては、コア形式などをはじめとして、その構造については適宜変更されて構わない。
また、実施の形態で例示したスイッチングコンバータは、他励式による電流共振形コンバータをその基礎としているが、例えば自励式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能である。この場合には、スイッチング素子として例えばバイポーラトランジスタを選定することができる。また、例えばスイッチングコンバータの一次側のスイッチング素子としては、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。
また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて適宜変更されて構わないものである。また、これに伴い、一次側直列共振回路の共振周波数fo1と二次側直列共振回路の共振周波数fo2の周波数値の設定についても、上記実施の形態として例示したものに限定されることなく、適宜変更されてよい。
また、電力回生方式、あるいは電圧帰還方式による力率改善回路としても、各実施の形態として示した構成に限定されるものではなく、適宜変更されてかまわない。
本発明の実施の形態１−１の電源回路の構成例を示す回路図である。 実施の形態のスイッチング電源回路が備える絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。 実施の形態の電源回路を電磁結合形共振回路としてみた等価回路図である。 本実施の形態の電源回路についての定電圧制御特性を示す図である。 実施の形態の電源回路の定電圧制御動作として、交流入力電圧条件及び負荷変動に応じたスイッチング周波数制御範囲（必要制御範囲）を示す図である。 図１に示す電源回路から二次側直列共振回路を省略した構成の電源回路についての定電圧制御特性を示す図である。 実施の形態１―１の電源回路についての、負荷変動に対する整流平滑電圧、力率、及びAC→DC電力変換効率の特性を示す図である。 実施の形態１―１の電源回路についての、交流入力電圧変動に対する整流平滑電圧、力率、及びAC→DC電力変換効率の特性を示す図である。 実施の形態１、２の電源回路の力率改善動作を示す波形図である。 実施の形態１、２の電源回路の力率改善動作を示す波形図である。 実施の形態１−２としての電源回路の構成例を示す回路図である。 実施の形態１−３としての電源回路の構成例を示す回路図である。 実施の形態１−４としての電源回路の構成例を示す回路図である。 実施の形態１−５、２−４、３−６、４−６としての電源回路の構成例を示す回路図である。 実施の形態１−６、２−５、３−７、４−７としての電源回路の構成例を示す回路図である。 実施の形態１−７、２−６、３−８、４−８としての電源回路の構成例を示す回路図である。 実施の形態２−１としての電源回路の構成例を示す回路図である。 実施の形態２−２としての電源回路の構成例を示す回路図である。 実施の形態２−３としての電源回路の構成例を示す回路図である。 実施の形態３−１（４−１）としての電源回路の構成例を示す回路図である。 実施の形態３―１の電源回路についての、負荷変動に対する整流平滑電圧、力率、及びAC→DC電力変換効率の特性を示す図である。 実施の形態３―１の電源回路についての、交流入力電圧変動に対する整流平滑電圧、力率、及びAC→DC電力変換効率の特性を示す図である。 実施の形態３、４の電源回路の力率改善動作を示す波形図である。 実施の形態３、４の電源回路の力率改善動作を示す波形図である。 実施の形態３−２（４−２）としての電源回路の構成例を示す回路図である。 実施の形態３−３（４−３）としての電源回路の構成例を示す回路図である。 実施の形態３−４（４−４）としての電源回路の構成例を示す回路図である。 実施の形態３−５（４−５）としての電源回路の構成例を示す回路図である。 実施の形態４―１の電源回路についての、負荷変動に対する整流平滑電圧、力率、及びAC→DC電力変換効率の特性を示す図である。 実施の形態４―１の電源回路についての、交流入力電圧変動に対する整流平滑電圧、力率、及びAC→DC電力変換効率の特性を示す図である。 実施の形態の電源回路に備えられる制御トランスの構造例を示す斜視図である。 実施の形態の電源回路に備えられる制御トランスの構造例を示す斜視図である。 アクティブフィルタの基本的回路構成を示す回路図である。 図３３に示すアクティブフィルタにおける動作を示す波形図である。 アクティブフィルタのコントロール回路系の構成を示す回路図である。 アクティブフィルタを実装した従来の電源回路の構成例を示す回路図である。 図３６に示す電源回路においてＡＣ１００Ｖ系時に対応して得られる交流入力電圧と交流入力電流の波形を示した波形図である。 図３６に示す電源回路においてＡＣ２００Ｖ系時に対応して得られる交流入力電圧と交流入力電流の波形を示した波形図である。 図３６に示す電源回路の負荷変動に対する電力変換効率、力率、整流平滑電圧の各特性について示した特性図である。 図３６に示す電源回路の交流入力電圧変動に対する電力変換効率、力率、整流平滑電圧の各特性について示した特性図である。
符号の説明
１ 制御回路、２ 発振・ドライブ回路、３，７ 力率制御回路、１１〜１４，２１〜２３，３１〜３５ 力率改善回路、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｉ，Ｃｉ1，Ｃｉ2 平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2，Ｑ3，Ｑ4 スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｃ1 一次側直列共振コンデンサ、Ｃ2、Ｃ2A、Ｃ2B 二次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ，Ｃｐ1 一次側部分共振コンデンサ、Ｃｐ2，Ｃｐ2A，Ｃｐ2B 二次側部分共振コンデンサ、Ｎ1 一次巻線、Ｎ2 二次巻線、二次巻線部 Ｎ2A，Ｎ2B、Ｄo1〜Ｄo4 （二次側）整流ダイオード、Ｃo （二次側）平滑コンデンサ、Ｄ1 スイッチングダイオード、Ｄ11，Ｄ12 スイッチングダイオード（整流ダイオード）、ＣN フィルタコンデンサ、Ｌ10，Ｌ11 高周波インダクタ、Ｌ11A，Ｌ11B 高周波巻線部、ＶＦＴ 力率改善用トランス、ＰＲＴ 制御トランス、Ｎ11 一次巻線、Ｎ12 二次巻線、Ｎc 制御巻線、ＮR 被制御巻線、
ＮD 検出巻線

Claims (15)

  1. 商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、
    上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
    上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
    少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線により交番電圧が誘起される二次巻線とが巻装されて形成され、一次側と二次側とで所定の結合係数が得られるようにして、コアの所定位置に形成されるギャップ長が設定されるコンバータトランスと、
    少なくとも、上記コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に対して直列に接続される一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されるもので、所定の第１の共振周波数が設定され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
    少なくとも、上記コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記二次巻線に対して直列に接続される二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、所定の第２の共振周波数が設定される二次側直列共振回路と、
    上記二次側直列共振回路に得られる共振出力を入力して整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成する二次側直流出力電圧生成手段と、
    上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段と、
    上記スイッチング手段のスイッチング動作により上記一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力を、上記整流平滑手段を形成する整流平滑回路の所定の整流電流経路に対して帰還し、この帰還されたスイッチング出力により整流電流を断続するようにして構成される力率改善手段と、を備え、
    上記一次側直列共振回路と上記二次側直列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路についての、上記スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となるようにして、上記コンバータトランスの一次側と二次側との総合結合係数を設定している、
    を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
  2. 上記力率改善手段は、
    上記スイッチング出力である一次側直列共振回路に得られる電流を電力として回生するようにして、上記整流平滑手段を形成する整流平滑回路の所定の整流電流経路に対して帰還するように構成される、
    ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
  3. 上記力率改善手段は、
    上記整流平滑手段において商用交流電源を整流する整流回路の整流出力端子と平滑コンデンサの正極端子間の整流電流経路に対して直列に挿入される、高周波インダクタと、上記力率改善用スイッチング素子とを直列に接続した直列接続回路と、
    上記直列接続回路に対して並列に接続されるフィルタコンデンサと、少なくともを備えると共に、
    上記高周波インダクタと上記力率改善用スイッチング素子との接続点に対して、上記一次側直列共振回路を接続して形成される、
    ことを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源回路。
  4. 上記力率改善手段は、
    上記整流平滑手段において商用交流電源を整流する整流回路の整流出力端子と平滑コンデンサの正極端子間の整流電流経路に対して直列に挿入される、高周波インダクタと、上記力率改善用スイッチング素子とを直列に接続した直列接続回路と、
    上記力率改善用スイッチング素子に対して並列に接続され、上記高周波インダクタと共に直列共振回路を形成する力率改善用直列共振コンデンサとを少なくとも備えると共に、
    上記高周波インダクタと上記力率改善用スイッチング素子との接続点に対して、上記一次側直列共振回路を接続して形成される、
    ことを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源回路。
  5. 上記力率改善手段は、
    上記一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力を、上記整流平滑手段を形成する整流平滑回路の所定の整流電流経路に対して、電圧として帰還するように構成される、
    ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
  6. 上記力率改善手段は、
    少なくとも一次巻線と二次巻線とが所定の疎結合の状態となるようにして備えられる力率改善用トランスと、力率改善用スイッチング素子とを少なくとも備え、
    上記力率改善用トランスの一次巻線を、上記一次側直列共振回路に対して直列の関係となるようにして接続し、
    上記整流平滑手段において商用交流電源を整流する整流回路の整流出力端子と平滑コンデンサの正極端子間に対して、上記力率改善用トランスの二次巻線と上記力率改善用スイッチング素子との直列接続回路を挿入して形成される、
    ことを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源回路。
  7. 上記力率改善手段は、
    コンバータトランスの一次巻線に得られるスイッチング出力により交番電圧が誘起されるようにして上記コンバータトランスの一次側に巻装される三次巻線と、高周波インダクタと、力率改善用スイッチング素子を少なくとも備え、
    上記整流平滑手段を形成する整流回路と平滑コンデンサとから成る整流平滑回路における所定の整流電流経路に対して、上記力率改善用スイッチング素子、上記三次巻線、及び上記高周波インダクタを直列接続して成る直列接続回路を挿入して形成される、
    ことを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源回路。
  8. 上記力率改善手段は、
    所定の巻線位置に施したタップにより第１巻線部と第２巻線部とに分割された１つのインダクタンス素子と、力率改善用スイッチング素子とを少なくとも備え、
    上記第１巻線部を上記コンバータトランスの一次巻線に対して直列となる関係が得られるように接続して設け、
    上記力率改善用スイッチング素子と上記第２巻線部とから成る直列接続回路を、上記整流平滑手段を形成する整流平滑回路の所定の整流電流経路に対して挿入するようにして形成する、
    ことを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源回路。
  9. 上記整流平滑手段としての整流平滑回路は倍電圧整流回路とされ、
    上記倍電圧整流回路において整流素子となるダイオード素子を、上記力率改善手段において整流電流を断続する力率改善用スイッチング素子として備える、
    ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
  10. 上記力率改善手段は、商用交流電源のレベル変化に対して力率が一定となるように制御する力率制御手段をさらに備える、
    ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
  11. 上記力率改善手段は、負荷変動に対して力率が一定となるように制御する力率制御手段をさらに備える、
    ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
  12. 上記二次側直流出力電圧生成手段は、
    この二次側直流出力電圧生成手段を形成する整流素子のターンオフのタイミングでのみ共振動作を行う部分共振回路を形成するようにして接続される二次側部分共振コンデンサを備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
  13. 上記二次側直流出力電圧生成手段は、
    上記二次巻線と上記二次側直列共振コンデンサの直列接続回路に対して、ブリッジ整流回路を備える全波整流回路を接続して形成される、
    ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
  14. 上記二次側直流出力電圧生成手段は、
    上記二次巻線にセンタータップを施すことで、第１の二次巻線部と第２の二次巻線部とに分割し、
    上記第１の二次巻線部の漏洩インダクタンス成分と、第１の二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスにより第１の二次側直列共振回路を形成する、これら第１の二次巻線部と第１の二次側直列共振コンデンサの直列接続回路に対して、倍圧半波整流動作を行うようにして所要の整流ダイオードと二次側平滑コンデンサを接続して形成される第１の倍圧半波整流回路と、
    上記第２の二次巻線部の漏洩インダクタンス成分と、第２の二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスにより第２の二次側直列共振回路を形成する、これら第２の二次巻線部と第２の二次側直列共振コンデンサの直列接続回路に対して、倍圧半波整流動作を行うようにして所要の整流ダイオードと上記二次側平滑コンデンサを接続して形成される第２の倍圧半波整流回路とを備え、
    上記第１の倍圧半波整流回路の整流動作による上記二次側平滑コンデンサに対する充電と、上記第２の倍圧半波整流回路の整流動作による上記二次側平滑コンデンサに対する充電とが、上記二次巻線に誘起される交番電圧の半周期のタイミングで交互に行われるようにされた倍圧全波整流回路として形成される、
    ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
  15. 上記第１の二次側直流出力電圧生成手段は、
    上記二次巻線と上記二次側直列共振コンデンサの直列接続回路に対して、倍圧半波整流回路を接続して形成される、
    ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
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