JP2001178129A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 交流入力ラインに大容量低抵抗の電流制限抵
抗を設けることや、電流制限抵抗を短絡する回路を電磁
リレー或いはサイリスタ・トライアック等により形成し
て効率改善をはかるといったことを不要とし、電力変換
効率の向上及び回路の簡易化をはかる。 【解決手段】 複合共振形コンバータの力率改善回路１
０として磁気結合トランスＭＣＴを備える。そして、こ
の磁気結合トランスＭＣＴにより一次側スイッチング出
力を整流電流経路に電力帰還することで、高速リカバリ
型ダイオードＤ1により整流電流を断続させて力率改善
を図り、さらに、力率改善回路１０の前段に、電源投入
時において平滑コンデンサＣｉへの突入電流を制限する
ことができるように、トランジスタを用いて形成された
ソフトスイッチ回路１３を設ける。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路として、特に
力率を改善するための構成を備えたスイッチング電源回
路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】先に本出願人は、一次側に共振形コンバ
ータを備えた電源回路を各種提案している。また、電流
共振形コンバータに対して力率改善を図るための力率改
善回路を備えて構成した電源回路も各種提案している。

【０００３】図９は、先に本出願人により出願された発
明に基づいて構成されるスイッチング電源回路の一例を
示す回路図である。この電源回路は自励式による電流共
振形のスイッチングコンバータに対して力率改善のため
の力率改善回路が設けられた構成とされている。

【０００４】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源ＡＣを全波整流するブリッジ整流回路Ｄｉが備え
られている。この場合、ブリッジ整流回路Ｄｉにより整
流された整流出力は、力率改善回路２０を介して平滑コ
ンデンサＣｉに充電され、平滑コンデンサＣｉの両端に
は、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平
滑電圧Ｅｉが得られることになる。また、この整流平滑
回路（Ｄｉ，Ｃｉ）に対しては、その整流電流経路に対
して突入電流制限抵抗Ｒｉが挿入されており、例えば電
源投入時に平滑コンデンサに流入する突入電流を抑制す
るようにしている。スイッチＰＳは電源投入スイッチで
ある。

【０００５】この図に示す力率改善回路２０において
は、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデ
ンサＣｉの正極端子間に対して、フィルタチョークコイ
ルＬN−高速リカバリ型ダイオードＤ1 −チョークコイ
ルＬS が直列接続されて挿入される。フィルタコンデン
サＣN は高速リカバリ型ダイオードＤ1 のアノード側と
平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して挿入されるこ
とで、フィルタチョークコイルＬN と共にノーマルモー
ドのローパスフィルタを形成している。

【０００６】また、力率改善回路２０に対しては、高速
リカバリ型ダイオードＤ1 のカソードとチョークコイル
ＬSの接続点に対して、後述する一次側の直列共振回路
の端部が接続されて、この直列共振回路に得られるスイ
ッチング出力が帰還されるようにしている。なお、力率
改善回路２０による力率改善動作については後述する。

【０００７】この電源回路には、平滑コンデンサＣｉの
両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉを動作電源とする自励
式の電流共振形コンバータが備えられる。この電流共振
形コンバータにおいては、図のように２つのバイポーラ
トランジスタによるスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 をハー
フブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサＣｉの正極
側の接続点とアース間に対して挿入するようにして接続
されている。これらスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各コ
レクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲS1、ＲS2が
挿入されている。また、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の
各ベースに対して接続される抵抗ＲB1、ＲB2は、スイッ
チング素子Ｑ1 、Ｑ2 のベース電流（ドライブ電流）を
設定する。また、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各ベー
ス−エミッタ間にはそれぞれクランプダイオードＤD1，
ＤD2が挿入される。クランプダイオードＤD1，ＤD2は、
それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がオフとされる期間
に、ベース−エミッタを介して流れるクランプ電流の電
流経路を形成する。そして、共振用コンデンサＣB1，Ｃ
B2は次に説明するドライブトランスＰＲＴの駆動巻線Ｎ
B1、ＮB2と共に、自励発振用の直列共振回路（自励発振
駆動回路）を形成しており、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ
2 のスイッチング周波数を決定する。

【０００８】ドライブトランスＰＲＴ (Power Regulati
ng Transformer）はスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を駆動
すると共に、スイッチング周波数を可変制御することに
より定電圧制御を行うために設けられるもので、この図
の場合には駆動巻線ＮB1、ＮB2及び共振電流検出巻線Ｎ
D が巻回され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線Ｎ
C が直交する方向に巻回された直交型の可飽和リアクト
ルとされている。このドライブトランスＰＲＴの駆動巻
線ＮB1の一端は、抵抗ＲB1−共振用コンデンサＣB1の直
列接続を介してスイッチング素子Ｑ1 のベースに接続さ
れ、他端はスイッチング素子Ｑ1 のエミッタに接続され
る。また、駆動巻線ＮB2の一端はアースに接地されると
共に、他端は抵抗ＲB2−共振用コンデンサＣB2の直列接
続を介してスイッチング素子Ｑ2 のベースと接続されて
いる。駆動巻線ＮB1と駆動巻線ＮB2は互いに逆極性の電
圧が発生するように巻装されている。

【０００９】絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Is
olation Transformer)は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2
のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁コン
バータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、共振電
流検出巻線ＮD を介してスイッチング素子Ｑ1 のエミッ
タとスイッチング素子Ｑ2 のコレクタの接点（スイッチ
ング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が
得られるようにされる。

【００１０】また、一次巻線Ｎ1 の他端は、直列共振コ
ンデンサＣ1 を介するようにして、力率改善回路２０内
の高速リカバリ型ダイオードＤ1 のカソードとチョーク
コイルＬS の接続点に対して接続されている。

【００１１】この場合、上記直列共振コンデンサＣ1 及
び一次巻線Ｎ1 は直列に接続されているが、この直列共
振コンデンサＣ1 のキャパシタンス及び一次巻線Ｎ1
（直列共振巻線）を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の漏洩インダクタンス（リーケージインダクタンス）成
分により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形
とするための一次側直列共振回路を形成している。

【００１２】また、この図における絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ2に対してセンタ
ータップを設けた上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2，Ｄ
O3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO1，ＣO2を図のように接
続することで、［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コン
デンサＣO1］の組と、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平
滑コンデンサＣO2］の組とによる、２組の全波整流回路
が設けられる。［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コン
デンサＣO1］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO1
を生成し、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデン
サＣO2］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO2を生
成する。なお、この場合には、直流出力電圧ＥO1及び直
流出力電圧ＥO2は制御回路１に対しても分岐して入力さ
れる。制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を検出
電圧として利用し、直流出力電圧ＥO2を制御回路１の動
作電源として利用する。

【００１３】制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出
力ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電
流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻
線ＮC に供給することにより後述するようにして定電圧
制御を行う。

【００１４】上記構成による電源回路のスイッチング動
作としては、先ずスイッチＰＳにより商用交流電源が投
入されると、例えば起動抵抗ＲS1、ＲS2を介してスイッ
チング素子Ｑ1 、Ｑ2 のベースに起動電流が供給される
ことになるが、例えばスイッチング素子Ｑ1 が先にオン
となったとすれば、スイッチング素子Ｑ2 はオフとなる
ように制御される。そしてスイッチング素子Ｑ1 の出力
として、共振電流検出巻線ＮD →一次巻線Ｎ1 →直列共
振コンデンサＣ1 に共振電流が流れるが、この共振電流
が０となる近傍でスイッチング素子Ｑ2 がオン、スイッ
チング素子Ｑ1がオフとなるように制御される。そし
て、スイッチング素子Ｑ2 を介して先とは逆方向の共振
電流が流れる。以降、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交
互にオンとなる自励式のスイッチング動作が開始され
る。このように、平滑コンデンサＣｉの端子電圧を動作
電源としてスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互に開閉を
繰り返すことによって、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の一次巻線Ｎ1 に共振電流波形に近いドライブ電流を供
給し、二次巻線Ｎ2に交番出力を得る。

【００１５】また、ドライブトランスＰＲＴによる定電
圧制御は次のようにして行われる。例えば、交流入力電
圧レベルや負荷変動等に伴って二次側出力電圧ＥO1 が
上昇するように変動したとすると、前述のように制御巻
線ＮC に流れる制御電流のレベルも二次側出力電圧ＥO1
の上昇に応じて高くなるように制御される。この制御
電流によりドライブトランスＰＲＴに発生する磁束の影
響で、ドライブトランスＰＲＴにおいては飽和状態に近
付く傾向となって、駆動巻線ＮB1，ＮB2のインダクタン
スを低下させるように作用するが、これにより自励発振
回路の条件が変化してスイッチング周波数は高くなるよ
うに制御される。この電源回路では、直列共振コンデン
サＣ1 及び一次巻線Ｎ1 の直列共振回路の共振周波数よ
りも高い周波数領域でスイッチング周波数を設定してい
る（アッパーサイド制御）が、上記のようにしてスイッ
チング周波数が高くなると、直列共振回路の共振周波数
に対してスイッチング周波数が離れていくことになる。
これにより、スイッチング出力に対する直列共振回路の
共振インピーダンスは高くなる。

【００１６】このようにして共振インピーダンスが高く
なることで、一次側直列共振回路の一次巻線Ｎ1 に供給
されるドライブ電流が抑制される結果、二次側出力電圧
が抑制されることになって、定電圧制御が図られること
になる。なお、以降は上記のような方法による定電圧制
御方式を「スイッチング周波数制御方式」ということに
する。

【００１７】また、力率改善回路２０による力率改善動
作は次のようになる。この図に示す力率改善回路２０の
構成では、直列共振回路（Ｎ1，Ｃ1）に供給されたスイ
ッチング出力をチョークコイルＬS 自体が有するとされ
る誘導性リアクタンスを介していわゆる磁気結合形で整
流電流経路に帰還するようにされる。

【００１８】上記のようにして帰還されたスイッチング
出力により、整流電流経路にはスイッチング周期の交番
電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周期
の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオー
ドＤ1 では整流電流をスイッチング周期で断続する動作
が得られることになり、この断続作用により見掛け上の
フィルタチョークコイルＬN，チョークコイルＬS のイ
ンダクタンスも上昇することになる。これにより、整流
出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも
低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流
が流れるようにされる。この結果、交流入力電流の平均
的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交
流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図ら
れることになる。

【００１９】図１０は、先に本出願人により提案された
発明に基づいて構成することのできるスイッチング電源
回路の他の構成例を示す回路図である。この電源回路も
２本のスイッチング素子がハーフブリッジ結合された電
流共振形コンバータが備えられるが、その駆動方式につ
いては他励式とされている。また、この場合にも力率改
善を図るための力率改善回路が備えられた構成とされて
いる。なお、図９と同一部分については同一符号を付し
て説明を省略する。

【００２０】この図に示す一次側の電流共振形コンバー
タとしては、例えばＭＯＳ−ＦＥＴとされる２石のスイ
ッチング素子Ｑ11、Ｑ12が備えられている。ここでは、
スイッチング素子Ｑ11のドレインを整流平滑電圧Ｅｉの
ラインと接続し、スイッチング素子Ｑ11のソースとスイ
ッチング素子Ｑ12のドレインを接続し、スイッチング素
子Ｑ12のソースを一次側アースに接続することで、他励
式に対応したハーフブリッジ結合を得ている。これらス
イッチング素子Ｑ11、Ｑ12は、発振ドライブ回路２によ
って交互にオン／オフ動作が繰り返されるようにスイッ
チング駆動されて、整流平滑電圧Ｅｉを断続してスイッ
チング出力とする。また、この場合には、各スイッチン
グ素子Ｑ11、Ｑ12のドレイン−ソース間に対して、図に
示す方向によって接続されるクランプダイオードＤD1、
ＤD2が設けられる。

【００２１】また、この場合には、スイッチング素子Ｑ
11、Ｑ12のソース−ドレインの接続点（スイッチング出
力点）に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1 の一端を接続することで、一次巻線Ｎ1 に対し
てスイッチング出力を供給するようにされる。一次巻線
Ｎ1 の他端は、直列共振コンデンサＣ1を介して、次に
述べる力率改善回路２１のフィルタチョークコイルＬN
と高速リカバリ型ダイオードＤ1 のアノードとの接続点
に対して接続される。

【００２２】この場合にも、直列共振コンデンサＣ1 の
キャパシタンス及び一次巻線Ｎ1 を含む絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの漏洩インダクタンス成分により、スイ
ッチング電源回路を電流共振形とするための直列共振回
路を形成している。

【００２３】この場合の制御回路１は、例えば直流出力
電圧ＥO1 の変動に対応したレベルの制御信号を発振ド
ライブ回路２に出力する。発振ドライブ回路２では制御
回路１から供給された制御信号に基づいて、発振ドライ
ブ回路２からスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12の各ゲートに
供給するスイッチング駆動信号の周波数を変化させて、
スイッチング周波数を可変するようにしている。そし
て、この図に示す電源回路においても、図９に示した電
源回路と同様に、スイッチング周波数は直列共振周波数
よりも高い領域として設定されている。そして、例えば
直流出力電圧ＥO1 が上昇すると、そのレベルに応じ
て、制御回路１はスイッチング周波数を高くするように
発振ドライブ回路２に対する制御を行う。これにより、
図９にて説明したのと同様にして定電圧制御が行われ
る。起動回路３は、電源投入直後に整流平滑ラインに得
られる電圧あるいは電流を検出して、発振ドライブ回路
２を起動させるために設けられるもので、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴに追加的に巻装した巻線を整流して得
られる低レベルの直流電圧を動作電源として入力してい
る。

【００２４】この図に示す力率改善回路２１では、ブリ
ッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉ
の正極端子間に対して、フィルタチョークコイルＬN −
高速リカバリ型ダイオードＤ1 が直列接続されて挿入さ
れる。ここで、フィルタコンデンサＣN はフィルタチョ
ークコイルＬN −高速リカバリ型ダイオードＤ1 の直列
接続回路に対して並列に設けられる。そして、このよう
な接続形態によっても、フィルタコンデンサＣN はフィ
ルタチョークコイルＬN と共にノーマルモードのローパ
スフィルタを形成している。また、共振コンデンサＣ3
は、高速リカバリ型ダイオードＤ1 に対して並列に設け
られる。ここでは詳しい説明は省略するが、例えば共振
コンデンサＣ3 は例えばフィルタチョークコイルＬN 等
と共に並列共振回路を形成するようにされ、その共振周
波数は後述する直列共振回路の共振周波数とほぼ同等と
なるように設定される。これにより、負荷が軽くなった
ときの整流平滑電圧Ｅｉの上昇を抑制する作用を有する
ものである。この力率改善回路２１に対しては、先にも
述べたようにして、フィルタチョークコイルＬN と高速
リカバリ型ダイオードＤ1 のアノードとの接続点に対し
て直列共振回路（Ｎ1，Ｃ1）の端部が接続される。

【００２５】このような接続形態では、一次巻線Ｎ1 に
得られるスイッチング出力は、直列共振コンデンサＣ1
の静電容量結合を介して、スイッチング出力を整流電流
経路に帰還されることになる。この場合には、フィルタ
チョークコイルＬN と高速リカバリ型ダイオードＤ1の
アノードとの接続点に対して、一次巻線Ｎ1に得られた
共振電流が流れるように帰還されて、スイッチング出力
が印加されることになる。

【００２６】上記のようにしてスイッチング出力が帰還
されることで、整流電流経路にはスイッチング周期の交
番電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周
期の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオ
ードＤ1 では整流電流をスイッチング周期で断続する動
作が得られることになり、この断続作用により見掛け上
のフィルタチョークコイルＬN のインダクタンスも上昇
することになる。また、共振コンデンサＣ3にはスイッ
チング周期の電流が流れることでその両端に電圧が発生
するが、整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、この共振コンデ
ンサＣ3の両端電圧だけ引き下げられることになる。こ
れにより、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの
両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣ
ｉへの充電電流が流れるようにされる。この結果、交流
入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付く
ようにされて交流入力電流の導通角が拡大され、やはり
力率改善が図られることになる。

【００２７】このように、上記図９及び図１０に示した
電源回路では力率改善回路（２０，２１）を備えること
で、力率改善を図ることが出来るが、これらの図に示し
た力率改善回路は、少ない部品点数によって形成されて
いるため、高効率、低ノイズ、小型軽量、低コストによ
り、力率改善を図ることができるというメリットを有し
ている。

【００２８】

【発明が解決しようとする課題】ここで、図１１に、上
記図９及び図１０に示した電源回路についての、スイッ
チＰＳが交流入力電圧ＶACのピーク時にオンした場合
の、交流入力電流ＩACの時間変化を示している。交流入
力電圧ＶACのピーク時にスイッチＰＳがオンされると、
ブリッジ整流回路Ｄｉ、フィルタチョークコイルＬN 、
高速リカバリ型ダイオードＤ1、チョークコイルＬS を
介して、１００Ａ以上の過大な突入充電電流が平滑コン
デンサＣｉに流れ、ブリッジ整流回路Ｄｉ、高速リカバ
リ型ダイオードＤ1、平滑コンデンサＣｉの最大許容電
流をオーバーし、破壊に至ることがある。このため、図
９及び図１０に示したように、交流ラインに大容量の低
抵抗とされる突入電流制限抵抗Ｒｉが挿入され、図１１
に示すように突入充電電流が５０Ａ以下になるように制
限している。

【００２９】ところが、負荷電力が２００Ｗ以上の重負
荷の場合は、電力損失が増加し、効率が低下する。ＡＣ
１００Ｖ系では、突入電流制限抵抗Ｒｉを、１Ω／３０
Ｗの大型のセメント抵抗などによって図１１に示すよう
に時点ｔ＝０において交流入力電流ＩAC＝５０Ａで、時
点ｔ＝６０（ｍｓｅｃ）において交流入力電流ＩAC＝５
Ａの定格状態となるが、電力損失によって電力変換効率
が低下することになる。

【００３０】また、その対策として、スイッチＰＳのオ
ン後の１秒経過時に電磁パワーリレー、或いはサイリス
タ、トライアック等の半導体スイッチによって、突入電
流制限抵抗Ｒｉを短絡し、電力損失を低減する方式もあ
る。ところがこの場合は、電磁パワーリレー或いは半導
体スイッチ、及びその周辺回路素子を設けるによって、
構成部品点数やコスト面の点で難点がある。

【００３１】また、図１２には、交流入力電圧ＶACと力
率ＰＦとの関係が示されている。ここでは、最大負荷電
力Ｐｏmax＝１２０Ｗ時と、最小負荷電力Ｐｏmin＝４０
Ｗ時の各条件での下での特性が示されている。この図に
示されるように、力率ＰＦは、交流入力電圧ＶACが上昇
するのに応じて、力率ＰＦは比例的に低下していくこと
が分かる。また、最小負荷電力Ｐｏmin＝４０Ｗ時の条
件での力率ＰＦとしては、最大負荷電力Ｐｏmax＝１２
０Ｗよりも低い力率となっている。つまり、交流入力電
圧ＶACや負荷電力Ｐｏの変動によって、力率ＰＦが低下
する。これは、交流入力電圧ＶACや負荷条件が指定され
ている家電機器、例えばカラーテレビジョン受像機など
では問題ないが、交流入力電圧ＶACや負荷条件の変動が
ありうる事務機器や情報機器では、これらの電源回路が
採用できないことを意味する。

【００３２】上記図１２に示した特性は、動作波形とし
ては図１３のようにして示される。ここで、図１３
（ａ）（ｂ）には、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで最大
負荷電力Ｐｏmax＝１２０Ｗ時の交流入力電圧ＶAC、交
流入力電流ＩACが示され、図１３（ｃ）（ｄ）には、交
流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで最小負荷電力Ｐｏmin＝４
０Ｗ時の交流入力電圧ＶAC、交流入力電流ＩACが示され
ている。交流入力電圧ＶACの半周期が１０ｍｓであると
して、最大負荷電力Ｐｏmax＝１２０Ｗ時には、交流入
力電流ＩACの導通期間τは実際には５ｍｓ程度とされ
て、力率としてはＰＦ＝０．８５となる。これに対し
て、最小負荷電力Ｐｏmin＝４０Ｗ時には、交流入力電
流ＩACの導通期間τは２．５ｍｓ程度にまで短くなり、
力率としてはＰＦ＝０．６５程度にまで低下する。この
最小負荷電力Ｐｏmin＝４０Ｗ時に得られる力率ＰＦの
値では、実用上要求される力率としての値を満足しない
場合がある。

【００３３】

【課題を解決するための手段】本発明はこのような問題
点を解決するために、商用交流電源を入力して整流平滑
電圧を生成し、直流入力電圧として出力する整流平滑手
段と、疎結合とされる所要の結合係数が得られるように
ギャップが形成され、一次側出力を二次側に伝送するた
めに設けられる絶縁コンバータトランスと、上記直流入
力電圧をスイッチング素子により断続して上記絶縁コン
バータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイ
ッチング手段と、少なくとも、上記絶縁コンバータトラ
ンスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と並列共
振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、
上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
並列共振回路と、上記一次巻線に得られるスイッチング
出力を磁気結合により整流電流経路に帰還する磁気結合
トランスを備え、帰還されたスイッチング出力に基づい
て整流電流を断続することによって力率改善を図るよう
にされた力率改善手段と、上記力率改善手段の前段に配
され、電源投入時の突入電流を制限することができるよ
うに、トランジスタを用いて形成されたソフトスイッチ
手段と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩
インダクタンス成分と、二次側共振コンデンサのキャパ
シタンスとによって二次側において形成される二次側共
振回路と、上記二次側共振回路を含んで形成され、上記
絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧
を入力して、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生
成するように構成された直流出力電圧生成手段と、上記
二次側直流出力電圧のレベルに応じて、二次側直流出力
電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧
制御手段を備えてスイッチング電源回路を構成する。

【００３４】また、上記ソフトスイッチ手段は、上記整
流ダイオードの正極側に接続されたＮＰＮトランジスタ
と、上記ＮＰＮトランジスタのコレクタ−ベース間に配
された抵抗と、上記ＮＰＮトランジスタのベースとアー
スの間に配されたコンデンサとを有して形成されるよう
にする。或いは上記ソフトスイッチ手段は、上記整流ダ
イオードの負極側に接続されたＰＮＰトランジスタと、
上記ＰＮＰトランジスタのコレクタ−ベース間に配され
た抵抗と、上記ＰＮＰトランジスタのベースとアースの
間に配されたコンデンサとを有して形成されるようにす
る。

【００３５】上記構成によれば、複合共振形コンバータ
といわれる電源回路に備えられる力率改善回路に対して
は、一次側共振回路に得られるスイッチング出力電圧が
絶縁コンバータトランスの一次巻線を介して帰還される
ことになる。またトランジスタを用いたソフトスイッチ
手段により、電源投入時の突入電流を制限することがで
き、これによって交流入力ラインに大容量低抵抗の電流
制限抵抗を設けることや、電流制限抵抗を短絡する回路
を電磁リレー或いはサイリスタ・トライアック等により
形成して効率改善をはかるといったことは不要となる。

【００３６】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の形態とし
てのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
なお、この図において図９又は図１０と同一部分には同
一符号を付して説明を省略する。

【００３７】この図に示す電源回路の一次側には、電圧
共振形のスイッチングコンバータ（電圧共振形コンバー
タ）が設けられる。そして、この電圧共振形コンバータ
に対して、磁気結合トランスＭＣＴを備えて構成される
力率改善回路が備えられるものである。そこで、力率改
善回路１０の構成については後述し、先ず電圧共振形コ
ンバータの構成について説明する。また、この整流平滑
回路に対しては、その交流入力ラインに対して図９、図
１０に示したような突入電流制限抵抗（Ｒｉ）は挿入さ
れない。そして電源投入時の突入電流を抑制するために
は、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極側と力率改善回路１０
の間にソフトスイッチ回路１３が設けられている。詳し
くは後述する。

【００３８】この図１に示されている電圧共振形コンバ
ータは、１石のスイッチング素子Ｑ1 を備えた自励式の
構成を採っている。この場合、スイッチング素子Ｑ1に
は、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型
トランジスタ）が採用されている。スイッチング素子Ｑ
1 のベースは、起動抵抗ＲS を介して平滑コンデンサＣ
ｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側に接続されて、起動時
のベース電流が整流平滑ラインから得られるようにして
いる。また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと一次側ア
ース間には駆動巻線ＮB，共振コンデンサＣB ，ベース
電流制限抵抗ＲB の直列接続回路よりなる自励発振駆動
用の共振回路（自励発振駆動回路）が接続される。ま
た、スイッチング素子Ｑ1 のベースと平滑コンデンサＣ
ｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダイ
オードＤD により、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時に流
れるクランプ電流の経路を形成するようにされている。
スイッチング素子Ｑ1 のコレクタは、検出巻線ＮD−一
次巻線Ｎ1−一次巻線Ｎｐの直列接続を介して平滑コン
デンサＣｉの正極端子と接続される。エミッタは一次側
アースに接地される。

【００３９】また、上記スイッチング素子Ｑ1 のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒ
は、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダク
タンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並列
共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省
略するが、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時には、この並
列共振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電
圧は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振
形の動作が得られるようになっている。

【００４０】この図に示す直交型制御トランスＰＲＴ
は、検出巻線ＮD，駆動巻線ＮB，及び制御巻線ＮCが巻
装された可飽和リアクトルである。この直交型制御トラ
ンスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共
に、定電圧制御のために設けられる。この直交型制御ト
ランスＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本
の磁脚を有する２つのダブルコの字型コアの互いの磁脚
の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そ
して、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同
じ巻回方向に検出巻線ＮD，駆動巻線ＮBを巻装し、更に
制御巻線ＮCを、上記検出巻線ＮD，駆動巻線ＮBに対し
て直交する方向に巻装して構成される。

【００４１】この場合、直交型制御トランスＰＲＴ（周
波数可変手段）の検出巻線ＮDは、後述する磁気結合ト
ランスＭＣＴの一次巻線Ｎpを介して、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と直列に接続されている
ことで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、
一次巻線Ｎ1、一次巻線Ｎpを介して検出巻線ＮDに伝達
される。直交型制御トランスＰＲＴにおいては、検出巻
線ＮDに得られたスイッチング出力がトランス結合を介
して駆動巻線ＮBに励起されることで、駆動巻線ＮBには
ドライブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライ
ブ電圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路
（ＮB，ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ド
ライブ電流としてスイッチング素子Ｑ1のベースに出力
される。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共
振回路（ＮB，ＣB）の共振周波数により決定されるスイ
ッチング周波数でスイッチング動作を行うことになる。

【００４２】本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴは、図２に示すように、例えばフェライト材による
Ｅ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように
組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの
中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ
1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装してい
る。そして、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧ
を形成するようにしている。これによって、所要の結合
係数による疎結合が得られるようにしている。ギャップ
Ｇは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外
磁脚よりも短く形成することで形成することが出来る。
また、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という
疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和状態
が得られにくいようにしている。

【００４３】上記絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の一端はスイッチング素子Ｑ1 のコレクタと接
続され、他端側は一次巻線Ｎｐ、検出巻線ＮDを介して
平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続
されている。

【００４４】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００４５】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側にも、電圧共振動作を得るための並列
共振回路が備えられる。なお、本明細書では、このよう
に一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作
する構成のスイッチングコンバータについては、「複合
共振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。

【００４６】この場合、上記ようにして形成される二次
側の並列共振回路に対しては、二次巻線Ｎ2に対してタ
ップを設けた上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平
滑コンデンサＣO1，ＣO2を図のように接続することで、
［整流ダイオードＤO1、平滑コンデンサＣO1］の組と、
［整流ダイオードＤO2，平滑コンデンサＣO2］の組とに
よる、２組の半波整流回路が設けられる。［整流ダイオ
ードＤO1、平滑コンデンサＣO1］から成る半波整流回路
は二次側並列共振回路から供給される共振電圧を入力し
て直流出力電圧ＥO1を生成し、［整流ダイオードＤO2，
平滑コンデンサＣO2］から成る半波整流回路も同様に、
二次側並列共振回路から供給される共振電圧を入力して
直流出力電圧ＥO2を生成する。なお、この場合には、直
流出力電圧ＥO1及び直流出力電圧ＥO2は制御回路１に対
しても分岐して入力される。制御回路１においては、直
流出力電圧ＥO1を検出電圧として利用し、直流出力電圧
ＥO2を制御回路１の動作電源として利用する。

【００４７】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
においては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方
向）と整流ダイオードＤO （ＤO1／ＤO2）の接続との関
係によって、一次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1と二次
巻線Ｎ2 のインダクタンスＬ2との相互インダクタンス
Ｍについて、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる場合とがあ
る。例えば、図３（ａ）に示す接続形態を採る場合に相
互インダクタンスは＋Ｍ（加極性：フォワード方式）と
なり、図３（ｂ）に示す接続形態を採る場合に相互イン
ダクタンスは−Ｍ（減極性：フライバック方式）とな
る。これを、図１に示す電源回路の二次側の動作に対応
させてみると、例えば二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧
が正極性のときに整流ダイオードＤO1（ＤO2）に整流電
流が流れるようにされることから、この電源回路の二次
側は、動作は＋Ｍの動作モード（フォワード方式）とみ
ることができる。

【００４８】制御回路１では、二次側直流出力電圧レベ
ル（ＥO1）の変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電
流（直流電流）レベルを可変することで、直交型制御ト
ランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタン
スＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのイン
ダクタンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1
のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件
が変化する。これは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチ
ング周波数を可変する動作となるが、この動作によって
二次側直流出力電圧を安定化する作用を有する。

【００４９】そしてこの図に示す回路においては、スイ
ッチング周波数を可変するのにあたり、スイッチング素
子Ｑ1がオフとなる期間は一定としたうえで、オンとな
る期間を可変制御するようにしている。つまり、この電
源回路では、定電圧制御動作として、スイッチング周波
数を可変制御するように動作することで、スイッチング
出力に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同
時に、スイッチング周期におけるスイッチング素子の導
通角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見ることが
出来る。そして、この複合的な制御動作を１組の制御回
路系によって実現している。ここで、スイッチング周波
数制御としては、例えば軽負荷の傾向になるなどして二
次側出力電圧が上昇したときに、スイッチング周波数を
高くすることで、二次側出力を抑制するように制御が行
われるものとされる。

【００５０】続いて、力率改善回路１０の構成について
説明する。この図に示す力率改善回路１０は、フィルタ
コンデンサＣN、高速リカバリ型ダイオードＤ1、及び磁
気結合トランスＭＣＴを備えて成る。ここで、磁気結合
トランスＭＣＴは一次巻線（第１巻線）Ｎpと二次巻線
（第２巻線）Ｎsを例えば密結合の状態となるようにし
て巻装して構成される。

【００５１】磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎpの
巻始め端部は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻
線Ｎ1と接続され、巻終わり端部は検出巻線ＮDの直列接
続を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子に対して接続
される。つまり、一次巻線Ｎ1と直列に接続される。こ
れにより、磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎpに対
しては、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が、
一次巻線Ｎ1を介して伝達されることになる。

【００５２】磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎsの
巻始め端部は、高速リカバリ型ダイオードＤ1のカソー
ドに対して接続される。ここで、高速リカバリ型ダイオ
ードＤ1のアノードは、ソフトスイッチ回路１３を介し
てブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に接続される。
また、二次巻線Ｎsの巻終わり端部は、平滑コンデンサ
Ｃｉの正極端子に対して接続される。つまり、ブリッジ
整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正
極端子間（即ち整流電流経路）に対して、高速リカバリ
型ダイオードＤ1−二次巻線Ｎsの直列接続回路が挿入さ
れる。また、この図に示す磁気結合トランスＭＣＴの一
次巻線Ｎpと二次巻線Ｎsの巻方向の関係を見た場合に
は、図３と同様となり、従ってその動作は、加極性（＋
Ｍ）モードとされることになる。

【００５３】また、この場合のフィルタコンデンサＣN
は、高速リカバリ型ダイオードＤ1のアノード側と一次
側アース間に対して挿入されることで、例えば磁気結合
トランスＭＣＴの二次巻線Ｎsと共にノーマルモードの
ローパスフィルタを形成している。

【００５４】このような構成の力率改善回路１０による
力率改善動作としては、基本的に、次のようになる。力
率改善回路１０では、先ず、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの一次巻線Ｎ1に得られるスイッチング素子Ｑ1のス
イッチング出力が、磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線
Ｎpに伝達されることになる。そして、磁気結合トラン
スＭＣＴにおける磁気結合を介して、一次巻線Ｎpに得
られたスイッチング出力は、二次巻線Ｎsに対して励起
される。つまり、磁気結合トランスＭＣＴの磁気結合に
よってスイッチング出力が整流電流経路に帰還される。

【００５５】このようにして帰還されたスイッチング出
力により、高速リカバリ型ダイオードＤ1 では整流電流
をスイッチング周期で断続するように動作する。この断
続動作により、チョークコイルとして機能する二次巻線
ＮsのインダクタンスＬSも上昇し、整流出力電圧レベル
が平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期
間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れる。従っ
て、この場合にも、結果的に、交流入力電流の導通角が
拡大されて力率改善が図られる。

【００５６】ソフトスイッチ回路１３は、ＮＰＮ型のト
ランジスタＱ３、抵抗Ｒ１、小容量の電解コンデンサＣ
10、ダイオードＤ３により構成される。そしてブリッジ
整流回路Ｄｉの正極側にトランジスタＱ３のコレクタが
接続され、力率改善回路１０にトランジスタＱ３のエミ
ッタが接続される。また抵抗Ｒ１はトランジスタＱ３の
コレクタ−ベース間に配され、コンデンサＣ10はトラン
ジスタＱ３のベース−１次側アース間に配される。トラ
ンジスタＱ３のエミッタ−ベース間には、ベース・エミ
ッタ電圧ＶBEの逆電圧防止用としてダイオードＤ３が接
続される。

【００５７】ここで、磁気結合トランスＭＣＴにおける
一次巻線Ｎp／二次巻線Ｎsのインダクタンス値として、
一次巻線ＮpについてはインダクタンスＬp＝１３μＨ、
二次巻線ＮsについてはインダクタンスＬp＝９０μＨと
なるように、その巻数比を設定した場合に得られた各部
の動作波形を図４に示す。

【００５８】図４（ａ）に示すようにして、例えば５０
Ｈの商用電源周期により交流入力電圧ＶACが入力されて
いるとして、ブリッジ整流回路Ｄｉに整流電流として図
４（ｂ）に示されているように交流入力電流ＩACが流れ
ると、高速リカバリ型ダイオードＤ1では、図４（ｅ）
のスイッチング電流ＩDに示されるようにしてスイッチ
ング動作を行う。定常状態においては、トランジスタＱ
３はオン状態であり、図４（ａ）に示されている交流入
力電圧ＶACの正と負の期間は、図４（ｄ）に示されてい
るようにコレクタ電流Ｉｃは連続して流れ続け、コレク
タ・エミッタ電圧ＶCEは飽和電圧状態となっている。抵
抗Ｒ１の抵抗値は、Ｉｃ＜ｈFE・（ベース電流ＩB）と
なるように選定される。そしてトランジスタＱ３がオン
となる定常状態では、トランジスタＱ３のコレクタ・エ
ミッタ電圧ＶCE、コレクタ電流Ｉｃは図４（ｃ）（ｄ）
のようになる。なお、図４（ｆ）は、スイッチング周期
における、二次巻線Ｎs−平滑コンデンサＣｉの直列接
続回路の両端電圧Ｖ1を示しており、図１に示す構成で
は、この電圧Ｖ1が直流入力電圧として一次側スイッチ
ングコンバータの動作電源として供給される。

【００５９】図５は、スイッチＰＳが、交流入力電圧Ｖ
ACのピーク時にオンされた場合の、交流入力電流ＩACの
変化の様子を示している。抵抗Ｒ１の抵抗値は、トラン
ジスタＱ３のＡＳＯ領域が、コレクタ電流Ｉｃ＜１６Ａ
であれば、コレクタ電流Ｉｃ＝１５Ａとなるように定め
る。そしてコンデンサＣ10は、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ
10の時定数により、スイッチＰＳオン後の、交流入力電
流ＩACの立ち上がりを遅くする作用を有する。従ってこ
のソフトスタート回路１３によるソフトスタート機能が
働き、図５のように、スイッチＰＳが交流入力電圧ＶAC
のピーク時にオンとされても、交流入力電流ＩACが、過
大な突入充電電流として平滑コンデンサＣｉに流れるこ
とはなく、従って本例のように交流入力ラインに電流制
限抵抗が設けられなくとも、交流入力電流ＩACが、ブリ
ッジ整流回路Ｄｉ、高速リカバリ型ダイオードＤ1、平
滑コンデンサＣｉの最大許容電流をオーバーすることは
ない。

【００６０】つまり、図９及び図１０に示したような、
交流ラインに挿入されていた大容量低抵抗の突入電流制
限抵抗Ｒｉが不要となることから、突入電流制限抵抗Ｒ
ｉによる電力損失はなくなり、電力変換効率が向上する
ものとなる。またそれによって当然ながら、スイッチＰ
Ｓのオン後の１秒経過時に電磁パワーリレー、或いはサ
イリスタ、トライアック等の半導体スイッチによって、
突入電流制限抵抗Ｒｉを短絡し、電力損失を低減する回
路部も不要となる。

【００６１】また、図１に示したように構成したスイッ
チング電源回路において、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ
で一定とした条件の下での、負荷と力率との関係を図６
に示す。図示されているように、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ
以上では、力率ＰＦの値は低くはなるものの、負荷電力
の変動に関わらずほぼＰＦ＝０．７５程度で一定に維持
され、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ程度以下では、逆に力率が
上昇するという特性が得られる。

【００６２】図７は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗで一定と
した条件の下での、交流入力電圧ＶACと力率との関係が
示されている。この場合にも、力率ＰＦとしては、交流
入力電圧ＶAC＝１００Ｖ程度以上では、力率ＰＦ＝０．
７５程度でほぼ一定となり、ＶAC＝１００Ｖ程度以下で
力率ＰＦが高くなるという特性が得られる。図６、図７
から解るように、図１２と比較しても負荷電力Ｐｏの大
きな変動に対して力率ＰＦの変化が非常に少ない特性を
得ることができる。

【００６３】なお、上記実施の形態においては、一次側
に対して自励式による共振コンバータを備えた構成の下
で定電圧制御を行うための制御トランスとして直交形制
御トランスが用いられているが、この直交形制御トラン
スの代わりに、先に本出願人により提案された斜交形制
御トランスを採用することができる。上記斜交形制御ト
ランスの構造としては、ここでの図示は省略するが、例
えば直交形制御トランスの場合と同様に、４本の磁脚を
有する２組のダブルコの字形コアを組み合わせることで
立体型コアを形成する。そして、この立体形コアに対し
て制御巻線ＮCと駆動巻線ＮBを巻装するのであるが、こ
の際に、制御巻線と駆動巻線の巻方向の関係が斜めに交
差する関係となるようにされる。具体的には、制御巻線
ＮCと駆動巻線ＮBの何れか一方の巻線を、４本の磁脚の
うちで互いに隣り合う位置関係にある２本の磁脚に対し
て巻装し、他方の巻線を対角の位置関係にあるとされる
２本の磁脚に対して巻装するものである。そして、この
ような斜交形制御トランスを備えた場合には、駆動巻線
を流れる交流電流が負の電流レベルから正の電流レベル
となった場合でも駆動巻線のインダクタンスが増加する
という動作傾向が得られる。これにより、スイッチング
素子をターンオフするための負方向の電流レベルは増加
して、スイッチング素子の蓄積時間が短縮されることに
なるので、これに伴ってスイッチング素子のターンオフ
時の下降時間も短くなり、スイッチング素子の電力損失
をより低減することが可能になるものである。

【００６４】続いて図８により本発明の第２の実施の形
態を説明する。この例は、他励発振型スイッチング周波
数制御方式複合共振形コンバータと電圧帰還方式磁気結
合型力率改善回路を組み合わせたものにソフトスイッチ
回路１３Ａを設けた例である。なお、この図において図
１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。ま
た、この図に示される絶縁コンバータトランスＰＩＴと
しては、先に図２に示したものと同様の構造を有してい
るものとされる。

【００６５】この図において、一次側に備えられる電圧
共振形コンバータは他励式の構成を採っており、例えば
１石のＭＯＳ−ＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ21が備
えられる。スイッチング素子Ｑ21のドレインは、一次巻
線Ｎ1、一次巻線Ｎｐを介して平滑コンデンサＣｉの正
極と接続され、ソースは一次側アースに接続される。ま
た、並列共振コンデンサＣｒは、スイッチング素子Ｑ21
のドレイン−ソース間に接続される。さらに、スイッチ
ング素子Ｑ21のドレイン−ソース間に対しては、クラン
プダイオードＤDが並列に接続されている。

【００６６】上記スイッチング素子Ｑ21は、発振・ドラ
イブ回路２によって、先に図１にて説明したスイッチン
グ動作が得られるようにスイッチング駆動される。つま
り、制御回路１では二次側直流出力電圧Ｅ01の変動に応
じて変動したレベルの電流又は電圧を発振・ドライブ回
路２に対して供給する。発振・ドライブ回路２では、二
次側直流出力電圧Ｅ01の安定化が図られるように、制御
回路１からの出力レベルに応じて、その周期が可変され
たスイッチング駆動信号（電圧）をスイッチング素子Ｑ
21のゲートに対して出力する。これによってスイッチン
グ素子Ｑ21のスイッチング周波数が可変されるのである
が、この際においては、図１にても述べたように、スイ
ッチング素子Ｑ21がオフとなる期間は一定として、オン
となる期間が可変されるべくして生成したスイッチング
駆動信号を出力するようにされる。

【００６７】この場合、起動回路３に対しては、平滑コ
ンデンサＣｉに得られる整流平滑電圧Ｅｉが動作電源と
して供給されており、また、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴに追加的に巻装された巻線Ｎ4に得られた起動時の
電圧によって、起動回路３は、発振・ドライブ回路２を
起動させるための動作を実行するようにされている。磁
気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎsの巻始め端部は、
高速リカバリ型ダイオードＤ1のカソードに対して接続
される。ここで、高速リカバリ型ダイオードＤ1のアノ
ードはブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に接続され
る。また、二次巻線Ｎsの巻終わり端部は、平滑コンデ
ンサＣｉの正極端子、及び起動回路３に対して接続され
る。つまり、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平
滑コンデンサＣｉの正極端子間（即ち整流電流経路）に
対して、高速リカバリ型ダイオードＤ1−二次巻線Ｎsの
直列接続回路が挿入される。なお、この図に示す磁気結
合トランスＭＣＴ一次巻線Ｎpと二次巻線Ｎsの巻方向の
関係についても、図３と同様となり、従ってその動作
は、加極性（＋Ｍ）モードとされることになる。

【００６８】また、磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線
Ｎｐの巻始め端部は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ1が接続され、同じく巻終わり端部は、起動
回路３及び平滑コンデンサＣｉの正極端子に接続され
る。つまり、一次巻線Ｎ1、一次巻線Ｎｐ、平滑コンデ
ンサＣｉは直列に接続され、一次巻線Ｎｐにはスイッチ
ング素子Ｑ21のスイッチング出力が、一次巻線Ｎ1を介
して伝達されることになる。

【００６９】このように、図８に示すスイッチング電源
回路においても、帰還されたスイッチング出力により、
高速リカバリ型ダイオードＤ1 では整流電流をスイッチ
ング周期で断続するように動作するようになる。そして
この断続動作により、チョークコイルとして機能する二
次巻線ＮsのインダクタンスＬSも上昇し、整流出力電圧
レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとさ
れる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れ
る。従って、図１に示したスイッチング電源回路と同様
に、結果的に、交流入力電流の導通角が拡大されて力率
改善が図られる。そして交流入力電圧、負荷の変動に対
しても高力率を維持でき、交流入力電圧や負荷条件が指
定されるテレビジョン受像機などに限定されず、例えば
負荷条件が変動する事務機器やパーソナルコンピュータ
などの事務機器に対して実用上充分なものとなる。

【００７０】そしてこの例の場合は、ソフトスイッチ回
路１３Ａは、ＰＮＰ型のトランジスタＱ４、抵抗Ｒ１、
小容量の電解コンデンサＣ10、ダイオードＤ３により構
成される。そしてブリッジ整流回路Ｄｉの負極側にトラ
ンジスタＱ４のコレクタが接続される。抵抗Ｒ１はトラ
ンジスタＱ４のコレクタ−ベース間に配され、コンデン
サＣ10はトランジスタＱ４のベース−１次側アース間に
配される。またトランジスタＱ４のエミッタ−ベース間
には、ベース・エミッタ電圧ＶBEの逆電圧防止用として
ダイオードＤ３が接続される。

【００７１】すなわちこのソフトスイッチ回路１３Ａ
は、ＰＮＰ型のトランジスタを用いた構成とされ、ブリ
ッジ整流回路Ｄｉの負極側に挿入されるものとなる。動
作としては図１のソフトスイッチ回路１３と同様とな
り、このソフトスイッチ回路１３Ａによって、スイッチ
ＰＳオン後の、交流入力電流ＩACの立ち上がりが遅くさ
れ、従ってスイッチＰＳが交流入力電圧ＶACのピーク時
にオンとされても、交流入力電流ＩACが、過大な突入充
電電流として平滑コンデンサＣｉに流れることはない。
このため交流入力ラインに電流制限抵抗を設けることは
不要となる。

【００７２】なお、このソフトスイッチ回路１３Ａにお
いても、トランジスタＱ４は低速スイッチング特性のも
のでよく、実際上は、低耐圧で高ｈFEの安価な汎用トラ
ンジスタが採用できる。

【００７３】ところで、この図８に示す電源回路の二次
側においては、二次巻線Ｎ2の一端は二次側アースに接
続され、他端は直列共振コンデンサＣｓ1の直列接続を
介して整流ダイオードＤO1のアノードと整流ダイオード
ＤO2のカソードの接続点に対して接続される。整流ダイ
オードＤO1のカソードは平滑コンデンサＣO1の正極と接
続され、整流ダイオードＤO2のアノードは二次側アース
に対して接続される。平滑コンデンサＣO1の負極側は二
次側アースに対して接続される。

【００７４】このような接続形態では結果的に、［直列
共振コンデンサＣｓ，整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑
コンデンサＣO1］の組から成る倍電圧半波整流回路が設
けられることになる。ここで、直列共振コンデンサＣｓ
は、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2の漏洩インダ
クタンス成分とによって、整流ダイオードＤO1，ＤO2の
オン／オフ動作に対応する直列共振回路を形成する。即
ち、本実施の形態の電源回路は、一次側にはスイッチン
グ動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えら
れ、二次側には、倍電圧半波整流動作を得るための直列
共振回路が備えられた複合共振形スイッチングコンバー
タの構成を採る。

【００７５】ここで、上記［直列共振コンデンサＣｓ，
整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO1］の組
による倍電圧半波整流動作としては次のようになる。一
次側のスイッチング動作により一次巻線Ｎ1にスイッチ
ング出力が得られると、このスイッチング出力は二次巻
線Ｎ2に励起される。倍電圧整流回路は、この二次巻線
Ｎ2に得られた交番電圧を入力して整流動作を行う。こ
の場合まず、整流ダイオードＤO1がオフとなり、整流ダ
イオードＤO2がオンとなる期間においては、一次巻線Ｎ
1と二次巻線Ｎ2との極性（相互インダクタンスＭ）が−
Ｍとなる減極性モードで動作して、二次巻線Ｎ2の漏洩
インダクタンスと直列共振コンデンサＣｓによる直列共
振作用によって、整流ダイオードＤO2により整流した整
流電流を直列共振コンデンサＣｓに対して充電する動作
が得られる。

【００７６】そして、整流ダイオードＤO2がオフとな
り、整流ダイオードＤO1がオンとなって整流動作を行う
期間においては、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との極性
（相互インダクタンスＭ）が＋Ｍとなる加極性モードと
なり、二次巻線Ｎ2に誘起された電圧に直列共振コンデ
ンサＣｓの電位が加わるという直列共振が生じる状態で
平滑コンデンサＣO1に対して充電が行われる動作とな
る。上記のように絶縁コンバータトランスＰＩＴが加極
性モード（＋Ｍ；フォワード動作）と減極性モード（−
Ｍ；フライバック動作）を交互に繰り返すことで、平滑
コンデンサＣO1においては、二次巻線Ｎ2の誘起電圧の
ほぼ２倍に対応する直流出力電圧ＥO1（整流平滑電圧）
が得られる。このように倍電圧半波整流を行うことで二
次側直流出力電圧Ｅo1を得るようにしている。

【００７７】なお本例では、二次巻線Ｎ2とは独立して
二次巻線Ｎ2Aを巻装し、この二次巻線Ｎ2Aに対してはセ
ンタータップをアースに接地したうえで、整流ダイオー
ドＤO3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO2からなる全波整流
回路が接続されることで、直流出力電圧ＥO2を生成する
ようにしている。

【００７８】以上、本発明の実施の形態を説明してきた
が、変形例はさらに多様に考えられる。本出願人は、複
合共振形スイッチングコンバータとして、二次側直列共
振回路を利用した４倍電圧整流回路を備えた構成も既に
提案しているが、このような構成も本実施の形態の変形
例として成立し得る。つまり、本実施の形態としては二
次側の共振回路及び整流回路の構成として特に限定され
るものではない。また、このような二次側の倍電圧整流
回路、４倍電圧整流回路は、先に図１に示したような、
一次側に自励式の電圧共振形コンバータを備えた回路に
対しても採用することができる。

【００７９】また、上記各実施の形態にあっては、一次
側の電圧共振形コンバータとして、１石のスイッチング
素子を備えたいわゆるシングルエンド方式の構成が採ら
れているが、２石のスイッチング素子を交互にスイッチ
ングさせるいわゆるプッシュプル方式にも本発明が適用
できるものである。

【００８０】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、力率改善
回路を備えた複合共振形コンバータとしての電源回路に
おいて、交流入力電圧の変動に対しては力率はほぼ一定
になり、また負荷電力の低下に伴って力率は上昇すると
いう特性が得られ、このために負荷条件が変動する事務
機器やパーソナルコンピュータなどに対して、実用上十
分に採用できる電源回路を提供できるという効果があ
る。そしてさらにソフトスタート手段によって、交流入
力ラインにおいて突入電流制限抵抗を挿入する必要がな
くなることで、大型の高温発熱部品が不要となり、突入
電流制限抵抗による電力損失の解消によって電力変換効
率が向上する。なお、低耐圧、低飽和電圧のＮＰＮ型又
はＰＮＰ型のトランジスタによるソフトスタート手段は
低損失であり、放熱板は不要である。従って突入電流制
限抵抗を短絡するために電磁パワーリレーを設ける場合
の駆動電力０．５Ｗとほぼ同等のコレクタ損失となり、
本発明のソフトスタート手段による電力損失は実用上問
題とならない程度である。また、突入電流制限抵抗に伴
った電磁パワーリレーを設ける必要がないことから、電
磁パワーリレーがオープンで故障した場合などの２次不
良対策も不要となる。また突入電流制限抵抗、及びそれ
に伴った電磁パワーリレーや半導体スイッチによる抵抗
短絡回路系を設けることと比較して、回路構成は非常に
簡易となり、構成部品点数やコストの面で大幅に有利な
ものとなる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路図である。

【図２】本実施の形態の電源回路に採用される絶縁コン
バータトランスの構造を示す側断面図である。

【図３】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動
作を示す説明図である。

【図４】図１に示すスイッチング電源回路の動作を示す
波形図である。

【図５】本実施の形態のスイッチング電源回路について
電源投入時の入力交流電流の説明図である。

【図６】磁気結合トランスの巻線比を変更した場合の図
１に示すスイッチング電源回路の負荷電力と力率との関
係を示す特性図である。

【図７】磁気結合トランスの巻線比を変更した場合の図
１に示すスイッチング電源回路の交流入力電圧と力率と
の関係を示す特性図である。

【図８】第２の実施の形態のスイッチング電源回路の構
成を示す回路図である。

【図９】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図
である。

【図１０】先行技術としての他の電源回路の構成を示す
回路図である。

【図１１】先行技術の電源回路の電源投入時の入力交流
電流の説明図である。

【図１２】先行技術の電源回路の交流入力電圧と力率と
の関係を示す特性図である。

【図１３】先行技術の電源回路について、負荷電力に応
じた商用交流電源の入力に対する動作を示す波形図であ
る。

【符号の説明】

１ 制御回路、２ 発振・ドライブ回路、３ 起動回
路、１０ 力率改善回路、１３，１３Ａ ソフトスイッ
チ回路、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｉ 平滑コンデン
サ、Ｄ1 高速リカバリ型ダイオード、Ｃ2 二次側並列
共振コンデンサ、Ｃｓ1 二次側直列共振コンデンサ、
Ｃｒ 並列共振コンデンサ、ＰＲＴ 直交型制御トラン
ス、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、ＭＣＴ 磁気結
合トランス、Ｑ1，Ｑ21 スイッチング素子

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H006 AA02 CA01 CA02 CA07 CB01 CB03 CB04 CB05 CC08 DA04 DC05 GA02 5H730 AA14 AA15 AA18 BB23 BB52 BB57 BB72 CC04 DD02 DD04 DD23 EE02 EE03 EE06 EE07 EE73 FD01 FG07 XC04 ZZ16

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 商用交流電源を入力して整流平滑電圧を
   生成し、直流入力電圧として出力する整流平滑手段と、 疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャッ
   プが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設
   けられる絶縁コンバータトランスと、 上記直流入力電圧をスイッチング素子により断続して上
   記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するように
   されたスイッチング手段と、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を
   含む漏洩インダクタンス成分と並列共振コンデンサのキ
   ャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング
   手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路と、 上記一次巻線に得られるスイッチング出力を磁気結合に
   より整流電流経路に帰還する磁気結合トランスを備え、
   帰還されたスイッチング出力に基づいて整流電流を断続
   することによって力率改善を図るようにされた力率改善
   手段と、 上記力率改善手段の前段に配され、電源投入時の突入電
   流を制限することができるように、トランジスタを用い
   て形成されたソフトスイッチ手段と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダク
   タンス成分と、二次側共振コンデンサのキャパシタンス
   とによって二次側において形成される二次側共振回路
   と、 上記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバ
   ータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力し
   て、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するよ
   うに構成された直流出力電圧生成手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、二次側直流
   出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定
   電圧制御手段と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 【請求項２】 上記ソフトスイッチ手段は、 上記整流ダイオードの正極側に接続されたＮＰＮトラン
   ジスタと、 上記ＮＰＮトランジスタのコレクタ−ベース間に配され
   た抵抗と、 上記ＮＰＮトランジスタのベースとアースの間に配され
   たコンデンサと、 を有して形成されることを特徴とする請求項１に記載の
   スイッチング電源回路。
3. 【請求項３】 上記ソフトスイッチ手段は、 上記整流ダイオードの負極側に接続されたＰＮＰトラン
   ジスタと、 上記ＰＮＰトランジスタのコレクタ−ベース間に配され
   た抵抗と、 上記ＰＮＰトランジスタのベースとアースの間に配され
   たコンデンサと、 を有して形成されることを特徴とする請求項１に記載の
   スイッチング電源回路。