JP2001136740A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 交流入力ラインに大容量低抵抗の電流制限抵
抗を設けることや、電流制限抵抗を短絡する回路を電磁
リレー或いはサイリスタ・トライアック等により形成し
て効率改善をはかるといったことを不要とし、電力変換
効率の向上及び回路の簡易化をはかる。 【解決手段】 スイッチング出力を整流電流経路に帰還
して整流電流を断続することで力率改善を行う力率改善
回路と併せて、力率改善回路にてスイッチングされた整
流出力に対してブースト巻線によって交番電圧を重畳す
るように動作するブースト手段を設ける。さらにトラン
ジスタを用いたソフトスイッチ手段により、電源投入時
の突入電流を制限する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路として、特に
力率を改善するための構成を備えたスイッチング電源回
路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】先に本出願人は、一次側に共振形コンバ
ータを備えた電源回路を各種提案している。また、電流
共振形コンバータに対して力率改善を図るための力率改
善回路を備えて構成した電源回路も各種提案している。

【０００３】図１０は、先に本出願人により出願された
発明に基づいて構成されるスイッチング電源回路の一例
を示す回路図である。この電源回路は自励式による電流
共振形のスイッチングコンバータに対して力率改善のた
めの力率改善回路が設けられた構成とされている。

【０００４】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源ＡＣを全波整流するブリッジ整流回路Ｄｉが備え
られている。この場合、ブリッジ整流回路Ｄｉにより整
流された整流出力は、力率改善回路２０を介して平滑コ
ンデンサＣｉに充電され、平滑コンデンサＣｉの両端に
は、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平
滑電圧Ｅｉが得られることになる。また、この整流平滑
回路（Ｄｉ，Ｃｉ）に対しては、その整流電流経路に対
して突入電流制限抵抗Ｒｉが挿入されており、例えば電
源投入時に平滑コンデンサに流入する突入電流を抑制す
るようにしている。スイッチＰＳは電源投入スイッチで
ある。

【０００５】この図に示す力率改善回路２０において
は、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデ
ンサＣｉの正極端子間に対して、フィルタチョークコイ
ルＬN−高速リカバリ型ダイオードＤ1 −チョークコイ
ルＬS が直列接続されて挿入される。フィルタコンデン
サＣN は高速リカバリ型ダイオードＤ1 のアノード側と
平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して挿入されるこ
とで、フィルタチョークコイルＬN と共にノーマルモー
ドのローパスフィルタを形成している。

【０００６】また、力率改善回路２０に対しては、高速
リカバリ型ダイオードＤ1 のカソードとチョークコイル
ＬSの接続点に対して、後述する一次側の直列共振回路
の端部が接続されて、この直列共振回路に得られるスイ
ッチング出力が帰還されるようにしている。なお、力率
改善回路２０による力率改善動作については後述する。

【０００７】この電源回路には、平滑コンデンサＣｉの
両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉを動作電源とする自励
式の電流共振形コンバータが備えられる。この電流共振
形コンバータにおいては、図のように２つのバイポーラ
トランジスタによるスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 をハー
フブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサＣｉの正極
側の接続点とアース間に対して挿入するようにして接続
されている。これらスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各コ
レクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲS1、ＲS2が
挿入されている。また、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の
各ベースに対して接続される抵抗ＲB1、ＲB2は、スイッ
チング素子Ｑ1 、Ｑ2 のベース電流（ドライブ電流）を
設定する。また、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各ベー
ス−エミッタ間にはそれぞれクランプダイオードＤD1，
ＤD2が挿入される。クランプダイオードＤD1，ＤD2は、
それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がオフとされる期間
に、ベース−エミッタを介して流れるクランプ電流の電
流経路を形成する。そして、共振用コンデンサＣB1，Ｃ
B2は次に説明するドライブトランスＰＲＴの駆動巻線Ｎ
B1、ＮB2と共に、自励発振用の直列共振回路（自励発振
駆動回路）を形成しており、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ
2 のスイッチング周波数を決定する。

【０００８】ドライブトランスＰＲＴ (Power Regulati
ng Transformer）はスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を駆動
すると共に、スイッチング周波数を可変制御することに
より定電圧制御を行うために設けられるもので、この図
の場合には駆動巻線ＮB1、ＮB2及び共振電流検出巻線Ｎ
D が巻回され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線Ｎ
C が直交する方向に巻回された直交型の可飽和リアクト
ルとされている。このドライブトランスＰＲＴの駆動巻
線ＮB1の一端は、抵抗ＲB1−共振用コンデンサＣB1の直
列接続を介してスイッチング素子Ｑ1 のベースに接続さ
れ、他端はスイッチング素子Ｑ1 のエミッタに接続され
る。また、駆動巻線ＮB2の一端はアースに接地されると
共に、他端は抵抗ＲB2−共振用コンデンサＣB2の直列接
続を介してスイッチング素子Ｑ2 のベースと接続されて
いる。駆動巻線ＮB1と駆動巻線ＮB2は互いに逆極性の電
圧が発生するように巻装されている。

【０００９】絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Is
olation Transformer)は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2
のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁コン
バータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、共振電
流検出巻線ＮD を介してスイッチング素子Ｑ1 のエミッ
タとスイッチング素子Ｑ2 のコレクタの接点（スイッチ
ング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が
得られるようにされる。

【００１０】また、一次巻線Ｎ1 の他端は、直列共振コ
ンデンサＣ1 を介するようにして、力率改善回路２０内
の高速リカバリ型ダイオードＤ1 のカソードとチョーク
コイルＬS の接続点に対して接続されている。

【００１１】この場合、上記直列共振コンデンサＣ1 及
び一次巻線Ｎ1 は直列に接続されているが、この直列共
振コンデンサＣ1 のキャパシタンス及び一次巻線Ｎ1
（直列共振巻線）を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の漏洩インダクタンス（リーケージインダクタンス）成
分により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形
とするための一次側直列共振回路を形成している。

【００１２】また、この図における絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ2に対してセンタ
ータップを設けた上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2，Ｄ
O3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO1，ＣO2を図のように接
続することで、［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コン
デンサＣO1］の組と、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平
滑コンデンサＣO2］の組とによる、２組の全波整流回路
が設けられる。［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コン
デンサＣO1］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO1
を生成し、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデン
サＣO2］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO2を生
成する。なお、この場合には、直流出力電圧ＥO1及び直
流出力電圧ＥO2は制御回路１に対しても分岐して入力さ
れる。制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を検出
電圧として利用し、直流出力電圧ＥO2を制御回路１の動
作電源として利用する。

【００１３】制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出
力ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電
流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻
線ＮC に供給することにより後述するようにして定電圧
制御を行う。

【００１４】上記構成による電源回路のスイッチング動
作としては、先ずスイッチＰＳにより商用交流電源が投
入されると、例えば起動抵抗ＲS1、ＲS2を介してスイッ
チング素子Ｑ1 、Ｑ2 のベースに起動電流が供給される
ことになるが、例えばスイッチング素子Ｑ1 が先にオン
となったとすれば、スイッチング素子Ｑ2 はオフとなる
ように制御される。そしてスイッチング素子Ｑ1 の出力
として、共振電流検出巻線ＮD →一次巻線Ｎ1 →直列共
振コンデンサＣ1 に共振電流が流れるが、この共振電流
が０となる近傍でスイッチング素子Ｑ2 がオン、スイッ
チング素子Ｑ1がオフとなるように制御される。そし
て、スイッチング素子Ｑ2 を介して先とは逆方向の共振
電流が流れる。以降、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交
互にオンとなる自励式のスイッチング動作が開始され
る。このように、平滑コンデンサＣｉの端子電圧を動作
電源としてスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互に開閉を
繰り返すことによって、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の一次巻線Ｎ1 に共振電流波形に近いドライブ電流を供
給し、二次巻線Ｎ2に交番出力を得る。

【００１５】また、ドライブトランスＰＲＴによる定電
圧制御は次のようにして行われる。例えば、交流入力電
圧レベルや負荷変動等に伴って二次側出力電圧ＥO1 が
上昇するように変動したとすると、前述のように制御巻
線ＮC に流れる制御電流のレベルも二次側出力電圧ＥO1
の上昇に応じて高くなるように制御される。この制御
電流によりドライブトランスＰＲＴに発生する磁束の影
響で、ドライブトランスＰＲＴにおいては飽和状態に近
付く傾向となって、駆動巻線ＮB1，ＮB2のインダクタン
スを低下させるように作用するが、これにより自励発振
回路の条件が変化してスイッチング周波数は高くなるよ
うに制御される。この電源回路では、直列共振コンデン
サＣ1 及び一次巻線Ｎ1 の直列共振回路の共振周波数よ
りも高い周波数領域でスイッチング周波数を設定してい
る（アッパーサイド制御）が、上記のようにしてスイッ
チング周波数が高くなると、直列共振回路の共振周波数
に対してスイッチング周波数が離れていくことになる。
これにより、スイッチング出力に対する直列共振回路の
共振インピーダンスは高くなる。

【００１６】このようにして共振インピーダンスが高く
なることで、一次側直列共振回路の一次巻線Ｎ1 に供給
されるドライブ電流が抑制される結果、二次側出力電圧
が抑制されることになって、定電圧制御が図られること
になる。なお、以降は上記のような方法による定電圧制
御方式を「スイッチング周波数制御方式」ということに
する。

【００１７】また、力率改善回路２０による力率改善動
作は次のようになる。この図に示す力率改善回路２０の
構成では、直列共振回路（Ｎ1，Ｃ1）に供給されたスイ
ッチング出力をチョークコイルＬS 自体が有するとされ
る誘導性リアクタンスを介していわゆる磁気結合形で整
流電流経路に帰還するようにされる。

【００１８】上記のようにして帰還されたスイッチング
出力により、整流電流経路にはスイッチング周期の交番
電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周期
の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオー
ドＤ1 では整流電流をスイッチング周期で断続する動作
が得られることになり、この断続作用により見掛け上の
フィルタチョークコイルＬN，チョークコイルＬS のイ
ンダクタンスも上昇することになる。これにより、整流
出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも
低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流
が流れるようにされる。この結果、交流入力電流の平均
的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交
流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図ら
れることになる。

【００１９】図１１は、先に本出願人により提案された
発明に基づいて構成することのできるスイッチング電源
回路の他の構成例を示す回路図である。この電源回路も
２本のスイッチング素子がハーフブリッジ結合された電
流共振形コンバータが備えられるが、その駆動方式につ
いては他励式とされている。また、この場合にも力率改
善を図るための力率改善回路が備えられた構成とされて
いる。なお、図１０と同一部分については同一符号を付
して説明を省略する。

【００２０】この図に示す一次側の電流共振形コンバー
タとしては、例えばＭＯＳ−ＦＥＴとされる２石のスイ
ッチング素子Ｑ11、Ｑ12が備えられている。ここでは、
スイッチング素子Ｑ11のドレインを整流平滑電圧Ｅｉの
ラインと接続し、スイッチング素子Ｑ11のソースとスイ
ッチング素子Ｑ１２のドレインを接続し、スイッチング
素子Ｑ12のソースを一次側アースに接続することで、他
励式に対応したハーフブリッジ結合を得ている。これら
スイッチング素子Ｑ11、Ｑ12は、発振ドライブ回路２に
よって交互にオン／オフ動作が繰り返されるようにスイ
ッチング駆動されて、整流平滑電圧Ｅｉを断続してスイ
ッチング出力とする。また、この場合には、各スイッチ
ング素子Ｑ11、Ｑ12のドレイン−ソース間に対して、図
に示す方向によって接続されるクランプダイオードＤD
1、ＤD2が設けられる。

【００２１】また、この場合には、スイッチング素子Ｑ
11、Ｑ12のソース−ドレインの接続点（スイッチング出
力点）に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1 の一端を接続することで、一次巻線Ｎ1 に対し
てスイッチング出力を供給するようにされる。一次巻線
Ｎ1 の他端は、直列共振コンデンサＣ1を介して、次に
述べる力率改善回路２１のフィルタチョークコイルＬN
と高速リカバリ型ダイオードＤ1 のアノードとの接続点
に対して接続される。

【００２２】この場合にも、直列共振コンデンサＣ1 の
キャパシタンス及び一次巻線Ｎ1 を含む絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの漏洩インダクタンス成分により、スイ
ッチング電源回路を電流共振形とするための直列共振回
路を形成している。

【００２３】この場合の制御回路１は、例えば直流出力
電圧ＥO1 の変動に対応したレベルの制御信号を発振ド
ライブ回路２に出力する。発振ドライブ回路２では制御
回路１から供給された制御信号に基づいて、発振ドライ
ブ回路２からスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12の各ゲートに
供給するスイッチング駆動信号の周波数を変化させて、
スイッチング周波数を可変するようにしている。そし
て、この図に示す電源回路においても、図１０に示した
電源回路と同様に、スイッチング周波数は直列共振周波
数よりも高い領域として設定されている。そして、例え
ば直流出力電圧ＥO1 が上昇すると、そのレベルに応じ
て、制御回路１はスイッチング周波数を高くするように
発振ドライブ回路２に対する制御を行う。これにより、
図１０にて説明したのと同様にして定電圧制御が行われ
る。起動回路３は、電源投入直後に整流平滑ラインに得
られる電圧あるいは電流を検出して、発振ドライブ回路
２を起動させるために設けられるもので、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴに追加的に巻装した巻線を整流して得
られる低レベルの直流電圧を動作電源として入力してい
る。

【００２４】この図に示す力率改善回路２１では、ブリ
ッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉ
の正極端子間に対して、フィルタチョークコイルＬN −
高速リカバリ型ダイオードＤ1 が直列接続されて挿入さ
れる。ここで、フィルタコンデンサＣN はフィルタチョ
ークコイルＬN −高速リカバリ型ダイオードＤ1 の直列
接続回路に対して並列に設けられる。そして、このよう
な接続形態によっても、フィルタコンデンサＣN はフィ
ルタチョークコイルＬN と共にノーマルモードのローパ
スフィルタを形成している。また、共振コンデンサＣ3
は、高速リカバリ型ダイオードＤ1 に対して並列に設け
られる。ここでは詳しい説明は省略するが、例えば共振
コンデンサＣ3 は例えばフィルタチョークコイルＬN 等
と共に並列共振回路を形成するようにされ、その共振周
波数は後述する直列共振回路の共振周波数とほぼ同等と
なるように設定される。これにより、負荷が軽くなった
ときの整流平滑電圧Ｅｉの上昇を抑制する作用を有する
ものである。この力率改善回路２１に対しては、先にも
述べたようにして、フィルタチョークコイルＬN と高速
リカバリ型ダイオードＤ1 のアノードとの接続点に対し
て直列共振回路（Ｎ1，Ｃ1）の端部が接続される。

【００２５】このような接続形態では、一次巻線Ｎ1 に
得られるスイッチング出力は、直列共振コンデンサＣ1
の静電容量結合を介して、スイッチング出力を整流電流
経路に帰還されることになる。この場合には、フィルタ
チョークコイルＬN と高速リカバリ型ダイオードＤ1の
アノードとの接続点に対して、一次巻線Ｎ1に得られた
共振電流が流れるように帰還されて、スイッチング出力
が印加されることになる。

【００２６】上記のようにしてスイッチング出力が帰還
されることで、整流電流経路にはスイッチング周期の交
番電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周
期の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオ
ードＤ1 では整流電流をスイッチング周期で断続する動
作が得られることになり、この断続作用により見掛け上
のフィルタチョークコイルＬN のインダクタンスも上昇
することになる。また、共振コンデンサＣ3にはスイッ
チング周期の電流が流れることでその両端に電圧が発生
するが、整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、この共振コンデ
ンサＣ3の両端電圧だけ引き下げられることになる。こ
れにより、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの
両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣ
ｉへの充電電流が流れるようにされる。この結果、交流
入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付く
ようにされて交流入力電流の導通角が拡大され、やはり
力率改善が図られることになる。

【００２７】このように、上記図１０及び図１１に示し
た電源回路では力率改善回路（２０，２１）を備えるこ
とで、力率改善を図ることが出来るが、これらの図に示
した力率改善回路は、少ない部品点数によって形成され
ているため、高効率、低ノイズ、小型軽量、低コストに
より、力率改善を図ることができるというメリットを有
している。

【００２８】

【発明が解決しようとする課題】ここで、図１２に、上
記図１０及び図１１に示した電源回路についての、スイ
ッチＰＳが交流入力電圧ＶACのピーク時にオンした場合
の、交流入力電流ＩACの時間変化を示している。交流入
力電圧ＶACのピーク時にスイッチＰＳがオンされると、
ブリッジ整流回路Ｄｉ、フィルタチョークコイルＬN 、
高速リカバリ型ダイオードＤ1、チョークコイルＬS を
介して、１００Ａ以上の過大な突入充電電流が平滑コン
デンサＣｉに流れ、ブリッジ整流回路Ｄｉ、高速リカバ
リ型ダイオードＤ1、平滑コンデンサＣｉの最大許容電
流をオーバーし、破壊に至ることがある。このため、図
１０及び図１１に示したように、交流ラインに大容量の
低抵抗とされる突入電流制限抵抗Ｒｉが挿入され、図１
２に示すように突入充電電流が５０Ａ以下になるように
制限している。

【００２９】ところが、負荷電力が２００Ｗ以上の重負
荷の場合は、電力損失が増加し、効率が低下する。ＡＣ
１００Ｖ系では、突入電流制限抵抗Ｒｉを、１Ω／３０
Ｗの大型のセメント抵抗などによって図１２に示すよう
に時点ｔ＝０において交流入力電流ＩAC＝５０Ａで、時
点ｔ＝６０（ｍｓｅｃ）において交流入力電流ＩAC＝５
Ａの定格状態となるが、電力損失によって電力変換効率
が低下することになる。

【００３０】また、その対策として、スイッチＰＳのオ
ン後の１秒経過時に電磁パワーリレー、或いはサイリス
タ、トライアック等の半導体スイッチによって、突入電
流制限抵抗Ｒｉを短絡し、電力損失を低減する方式もあ
る。ところがこの場合は、電磁パワーリレー或いは半導
体スイッチ、及びその周辺回路素子を設けるによって、
構成部品点数やコスト面の点で難点がある。

【００３１】また、図１３には、交流入力電圧ＶACと力
率ＰＦとの関係が示されている。ここでは、最大負荷電
力Ｐｏmax＝１２０Ｗ時と、最小負荷電力Ｐｏmin＝４０
Ｗ時の各条件での下での特性が示されている。この図に
示されるように、力率ＰＦは、交流入力電圧ＶACが上昇
するのに応じて、力率ＰＦは比例的に低下していくこと
が分かる。また、最小負荷電力Ｐｏmin＝４０Ｗ時の条
件での力率ＰＦとしては、最大負荷電力Ｐｏmax＝１２
０Ｗよりも低い力率となっている。つまり、交流入力電
圧ＶACや負荷電力Ｐｏの変動によって、力率ＰＦが低下
する。これは、交流入力電圧ＶACや負荷条件が指定され
ている家電機器、例えばカラーテレビジョン受像機など
では問題ないが、交流入力電圧ＶACや負荷条件の変動が
ありうる事務機器や情報機器では、これらの電源回路が
採用できないことを意味する。

【００３２】上記図１３に示した特性は、動作波形とし
ては図１４のようにして示される。ここで、図１４
（ａ）（ｂ）には、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで最大
負荷電力Ｐｏmax＝１２０Ｗ時の交流入力電圧ＶAC、交
流入力電流ＩACが示され、図１４（ｃ）（ｄ）には、交
流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで最小負荷電力Ｐｏmin＝４
０Ｗ時の交流入力電圧ＶAC、交流入力電流ＩACが示され
ている。交流入力電圧ＶACの半周期が１０ｍｓであると
して、最大負荷電力Ｐｏmax＝１２０Ｗ時には、交流入
力電流ＩACの導通期間τは実際には５ｍｓ程度とされ
て、力率としてはＰＦ＝０．８５となる。これに対し
て、最小負荷電力Ｐｏmin＝４０Ｗ時には、交流入力電
流ＩACの導通期間τは２．５ｍｓ程度にまで短くなり、
力率としてはＰＦ＝０．６５程度にまで低下する。この
最小負荷電力Ｐｏmin＝４０Ｗ時に得られる力率ＰＦの
値では、実用上要求される力率としての値を満足しない
場合がある。

【００３３】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のよう
に構成する。つまり、商用交流電源を入力して整流する
整流ダイオードと平滑コンデンサにより整流平滑電圧を
生成する整流平滑手段と、疎結合とされる所要の結合係
数が得られるようにギャップが形成され一次側出力を二
次側に伝送するために設けられる絶縁コンバータトラン
スと、上記整流平滑電圧をスイッチング素子により断続
して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力する
ようにされたスイッチング手段と、少なくとも上記絶縁
コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタン
ス成分と並列共振コンデンサのキャパシタンスとによっ
て形成されて上記スイッチング手段の動作を電圧共振形
とする一次側並列共振回路と、上記一次巻線に得られる
スイッチング出力を整流電流経路に帰還しこの帰還され
たスイッチング出力に基づいて整流電流を断続すること
よって力率改善を図るようにされた力率改善手段と、上
記力率改善手段内に設けられるコンデンサと同じく上記
力率改善手段内に設けられるインダクタンス素子と上記
絶縁コンバータトランスの一次巻線側に巻回されるブー
スト巻線との直列接続による直列共振回路が上記整流平
滑手段を形成する平滑コンデンサと直列接続されること
で、上記商用交流電源のピークレベルよりも高いとされ
るレベルの上記整流平滑電圧を生成するようにされたブ
ースト手段と、上記力率改善手段の前段に配され、電源
投入時において上記平滑コンデンサへの突入電流を制限
することができるように、トランジスタを用いて形成さ
れたソフトスイッチ手段と、上記絶縁コンバータトラン
スの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と二次側共振コ
ンデンサのキャパシタンスとによって二次側において形
成される二次側共振回路と、上記二次側共振回路を含ん
で形成され上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得
られる交番電圧を入力して整流動作を行って二次側直流
出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成
手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記
スイッチング手段のスイッチング周波数を可変制御する
ことで二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うよ
うに構成された定電圧制御手段とを備えるようにする。

【００３４】また、上記ソフトスイッチ手段は、上記整
流ダイオードの正極側に接続されたＮＰＮトランジスタ
と、上記ＮＰＮトランジスタのコレクタ−ベース間に配
された抵抗と、上記ＮＰＮトランジスタのベースとアー
スの間に配されたコンデンサとを有して形成されるよう
にする。或いは上記ソフトスイッチ手段は、上記整流ダ
イオードの負極側に接続されたＰＮＰトランジスタと、
上記ＰＮＰトランジスタのコレクタ−ベース間に配され
た抵抗と、上記ＰＮＰトランジスタのベースとアースの
間に配されたコンデンサとを有して形成されるようにす
る。

【００３５】上記構成によれば、スイッチング出力を整
流電流経路に帰還して整流電流を断続することで力率改
善を行う力率改善回路と併せて、力率改善回路にてスイ
ッチングされた整流出力に対してブースト巻線によって
交番電圧を重畳するように動作するブースト手段が設け
られる。これにより、力率改善動作と共に商用交流電源
の等倍レベルよりも高圧の整流平滑電圧が得られること
になる。そしてさらに、トランジスタを用いたソフトス
イッチ手段により、電源投入時の突入電流を制限するこ
とができ、これによって交流入力ラインに大容量低抵抗
の電流制限抵抗を設けることや、電流制限抵抗を短絡す
る回路を電磁リレー或いはサイリスタ・トライアック等
を用いて形成して効率改善をはかるといったことは不要
となる。

【００３６】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図で
ある。

【００３７】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を
得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ
及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えら
れ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平
滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。スイッチＰＳは電
源投入スイッチである。なお、この整流平滑回路に対し
ては、その交流入力ラインに対して図１０、図１１に示
したような突入電流制限抵抗（Ｒｉ）は挿入されない。
そして電源投入時に平滑コンデンサＣｉに流入する突入
電流を抑制するためには、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極
側と力率改善回路１０の間にソフトスイッチ回路１３が
設けられている。詳しくは後述する。

【００３８】この図に示す力率改善回路１０において
は、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に対して、ソ
フトスイッチ回路１３を介して、高速リカバリ型ダイオ
ードＤ1 −チョークコイルＬSが直列に接続される。チ
ョークコイルＬSの端部は、後述するブースト巻線Ｎ3の
巻き始めに接続される。また、共振コンデンサＣ3は高
速リカバリ型ダイオードＤ1に対して並列に接続されて
いるが、チョークコイルＬSとの接続関係としては直列
とされ、共振コンデンサＣ3−チョークコイルＬS−ブー
スト巻線Ｎ3の直列接続回路により直列共振回路を形成
している。

【００３９】また、この場合のフィルタコンデンサＣN
は、高速リカバリ型ダイオードＤ1のアノード側と一次
側アース間に対して挿入されることで、ノーマルモード
のローパスフィルタを形成している。

【００４０】この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
にはブースト巻線Ｎ3が備えられる。このブースト巻線
Ｎ3は、一次巻線Ｎ1側に、一次巻線とは独立して形成さ
れており、その巻始めに対しては、前述のようにして、
チョークコイルＬSの端部が接続され、その巻終わりは
平滑コンデンサＣｉの正極端子に対して接続される。つ
まり上記した直列共振回路（Ｃ3−ＬS−Ｎ3）と平滑コ
ンデンサＣｉの正極端子は直列に接続されているものと
なる。

【００４１】このような構成によると、平滑コンデンサ
Ｃｉに対しては、力率改善回路１０からブースト巻線Ｎ
3を介して得られる整流電流が充電されることで、整流
平滑電圧Ｅｉを得るようにされる。そして、本実施の形
態では、力率改善回路１０内の共振コンデンサＣ3、高
速リカバリ型ダイオードＤ1、チョークコイルＬｓと、
ブースト巻線Ｎ3，平滑コンデンサＣｉとによってブー
スト回路１２を形成するものとされる。なお、力率改善
回路１０及びブースト回路１２の動作については後述す
る。

【００４２】この図に示す電源回路の一次側には電圧共
振形のスイッチングコンバータが設けられる。ここでの
電圧共振形のスイッチングコンバータは、１石のスイッ
チング素子Ｑ1 を備えた自励式の構成を採っている。こ
の場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポー
ラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用
されている。

【００４３】スイッチング素子Ｑ1 のベースは、起動抵
抗ＲS、チョークコイルＬS、ブースト巻線Ｎ3を介して
平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側に接
続されて、起動時のベース電流が整流平滑ラインから得
られるようにしている。また、スイッチング素子Ｑ1 の
ベースと一次側アース間には駆動巻線ＮB，共振コンデ
ンサＣB ，ベース電流制限抵抗ＲB の直列接続回路より
なる自励発振駆動用の共振回路（自励発振駆動回路）が
接続される。また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと平
滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入され
るクランプダイオードＤD により、スイッチング素子Ｑ
1 のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するよう
にされている。スイッチング素子Ｑ1 のコレクタは、検
出巻線ＮD−一次巻線Ｎ1−チョークコイルＬS−ブース
ト巻線Ｎ3の直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正
極端子と接続される。エミッタは一次側アースに接地さ
れる。

【００４４】また、上記スイッチング素子Ｑ1 のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒ
は、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダク
タンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並列
共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省
略するが、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時には、この並
列共振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電
圧は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振
形の動作が得られるようになっている。

【００４５】この図に示す直交型制御トランスＰＲＴ
は、検出巻線ＮD，駆動巻線ＮB，及び制御巻線ＮCが巻
装された可飽和リアクトルである。この直交型トランス
ＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、定
電圧制御のために設けられる。この直交型制御トランス
ＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚
を有する２つのダブルコの字型コアの互いの磁脚の端部
を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、
この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻回
方向に検出巻線ＮD，駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻
線ＮCを、上記検出巻線ＮD，駆動巻線ＮBに対して直交
する方向に巻装して構成される。

【００４６】この場合、直交型制御トランスＰＲＴ（周
波数可変手段）の検出巻線ＮDには、スイッチング素子
Ｑ1のスイッチング出力が伝達されるが、直交型制御ト
ランスＰＲＴにおいては、検出巻線ＮDに得られたスイ
ッチング出力がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに励
起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧として
の交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発振
駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベー
ス電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流としてスイ
ッチング素子Ｑ1のベースに出力される。これにより、
スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路（ＮB，ＣB）の
共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイ
ッチング動作を行うことになる。

【００４７】本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴは、図２に示すように、例えばフェライト材による
Ｅ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように
組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの
中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ
1，ブースト巻線Ｎ3 と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割し
た状態で巻装している。そして、中央磁脚に対しては図
のようにギャップＧを形成するようにしている。これに
よって、所要の結合係数による疎結合が得られるように
している。ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中
央磁脚を、２本の外磁脚よりも短く形成することで形成
することが出来る。また、結合係数ｋとしては、例えば
ｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るようにしてお
り、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。

【００４８】上記絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の一端は、検出巻線ＮDの直列接続を介してスイ
ッチング素子Ｑ1 のコレクタと接続され、他端側はチョ
ークコイルＬS、ブースト巻線Ｎ3を介して平滑コンデン
サＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。

【００４９】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００５０】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側には、全波整流動作（電圧共振動作）
を得るための並列共振回路が備えられる。なお、本明細
書では、このように一次側及び二次側に対して共振回路
が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータに
ついては、「複合共振形スイッチングコンバータ」とも
いうことにする。

【００５１】上記のようにして形成される二次側の並列
共振回路に対しては、二次巻線Ｎ2に対してセンタータ
ップを設けた上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2，ＤO3，
ＤＯ４及び平滑コンデンサＣＯ１，ＣO2を図のように接
続することで、［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コン
デンサＣO1］の組と、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平
滑コンデンサＣO2］の組とによる、２組の全波整流回路
が設けられる。［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コン
デンサＣO1］から成る全波整流回路は二次側並列共振回
路から供給される共振電圧を入力して直流出力電圧ＥO1
を生成し、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデン
サＣO2］から成る全波整流回路も同様に、二次側並列共
振回路から供給される共振電圧を入力して直流出力電圧
ＥO2を生成する。なお、この場合には、直流出力電圧Ｅ
O1及び直流出力電圧ＥO2は制御回路１に対しても分岐し
て入力される。制御回路１においては、直流出力電圧Ｅ
O1を検出電圧として利用し、直流出力電圧ＥO2を制御回
路１の動作電源として利用する。

【００５２】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
においては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方
向）と整流ダイオードＤO （ＤO1，ＤO2／ＤO3，ＤO4）
の接続との関係によって、一次巻線Ｎ1 のインダクタン
スＬ1と二次巻線Ｎ2 のインダクタンスＬ2 との相互イ
ンダクタンスＭについて、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる
場合とがある。例えば、図３（ａ）に示す接続形態を採
る場合に相互インダクタンスは＋Ｍとなり、図３（ｂ）
に示す接続形態を採る場合に相互インダクタンスは−Ｍ
となる。これを、二次側の動作に対応させてみると、例
えば二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が正極性のときに
整流ダイオードＤO1（ＤO3）に整流電流が流れる動作は
＋Ｍの動作モード（フォワード方式）とみることがで
き、逆に、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が負極性の
ときに整流ダイオードＤO2（ＤO4）に流れる整流電流は
−Ｍの動作モード（フライバック方式）であるとみるこ
とができる。即ち、この電源回路では、二次巻線に得ら
れる交番電圧が正／負となるごとに、相互インダクタン
スが＋Ｍ／−Ｍのモードで動作することになる。

【００５３】このような構成では、二次側並列共振回路
の作用によって増加された負荷側に電力が供給される。
これと共に、この図に示す回路のようにして、二次側並
列共振回路に対して全波整流回路を接続した場合、前述
のように、相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの両方の動
作モードで交互に整流電流が流れるようにされる。つま
り、交番電圧が正極と負極との両期間において整流出力
が得られるようにされる。このような動作によって、そ
れだけ負荷側に供給される電力も増加して、最大負荷電
力の増加率も向上する。

【００５４】上記図３に示す全波整流動作を得るための
構成は、先に図２にて説明したように、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴに対してギャップＧを形成して所要の結
合係数による疎結合としたことによって、更に飽和状態
となりにくい状態を得たことで実現されるものである。
例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャッ
プＧが設けられない場合には、フライバック動作時にお
いて絶縁コンバータトランスＰＩＴが飽和状態となって
動作が異常となる可能性が高く、上述した全波整流動作
が適正に行われるのを望むのは難しい。

【００５５】制御回路１では、二次側直流出力電圧レベ
ル（ＥO1）の変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電
流（直流電流）レベルを可変することで、直交型制御ト
ランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタン
スＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのイン
ダクタンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1
のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件
が変化する。これは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチ
ング周波数を可変する動作となるが、この動作によって
二次側直流出力電圧を安定化する作用を有する。

【００５６】そしてこの図に示す回路においては、スイ
ッチング周波数を可変するのにあたり、スイッチング素
子Ｑ1がオフとなる期間は一定としたうえで、オンとな
る期間を可変制御するようにしている。つまり、この電
源回路では、定電圧制御動作として、スイッチング周波
数を可変制御するように動作することで、スイッチング
出力に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同
時に、スイッチング周期におけるスイッチング素子の導
通角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見ることが
出来る。そして、この複合的な制御動作を１組の制御回
路系によって実現している。ここで、スイッチング周波
数制御としては、例えば軽負荷の傾向になるなどして二
次側出力電圧が上昇したときに、スイッチング周波数を
高くすることで、二次側出力を抑制するように制御が行
われるものとされる。

【００５７】続いて、先にその回路構成について述べ
た、力率改善回路１０及びブースト回路１２の動作につ
いて説明する。力率改善回路１０の基本的動作として
は、一次巻線Ｎ1の一端が高速リカバリ型ダイオードＤ1
のカソードに接続されることで、一次巻線Ｎ1に得られ
たスイッチング出力を整流電流経路に対して帰還するよ
うにされる。そして、この帰還されたスイッチング出力
によって、高速リカバリ型ダイオードＤ1がスイッチン
グ動作を行って整流電流を断続するように動作する。

【００５８】また、ブースト回路１２の動作としては、
次のようになる。ブースト巻線Ｎ3は、力率改善回路１
０と平滑コンデンサＣｉ間に対して直列に挿入されてい
る。そしてブースト巻線Ｎ3には一次巻線Ｎ1に得られる
スイッチング出力が伝達されるとともに、力率改善回路
１０の動作により得られる交番出力が印加され、平滑コ
ンデンサＣｉに対して充電が行われる。これによって、
平滑コンデンサＣｉの両端に発生する整流平滑電圧Ｅｉ
としては、交流入力電圧の等倍に対応するレベルよりも
高いレベルが得られることになる。即ち、ブースト巻線
Ｎ3の挿入によって、整流平滑電圧Ｅｉのレベルがブー
ストされるものである。

【００５９】ここで、ブースト回路１２によりブースト
アップされる整流平滑電圧Ｅｉについては、 Ｅｉ≒Ｖ1（１＋Ｌ3／Ｌｓ）・・・（式１） で表される。上記式１において、Ｌ3はブースト巻線Ｎ3
のインダクタンス、ＬSはチョークコイルＬSのインダク
タンスを示す。

【００６０】上記式１により、整流平滑電圧Ｅｉとして
は、インダクタンスＬ3、ＬSに応じて、交流入力電圧Ｖ
ACに対応する等倍レベルよりも高いレベルが得られるこ
とが分かる。実際としては、交流入力電圧ＶACのピーク
値（例えば１４１Ｖｐ）よりも高いレベルが得られる。

【００６１】フィルタコンデンサＣNと平滑コンデンサ
Ｃｉには、共振コンデンサＣ３のキャパシタンスと、チ
ョークコイルＬｓ及びブースト巻線Ｎ３のインダクタン
スによる直列共振電流が流れるが、重負荷時の交流入力
電圧ＶACのピーク時の直列共振周波数が、スイッチング
素子Ｑ1のスイッチング周波数ｆｓの約４倍となるよう
に、チョークコイルＬｓのインダクタンス及び共振コン
デンサＣ３のキャパシタンスを選定すると、高速リカバ
リ型ダイオードＤ1のスイッチング動作は、カソード電
位Ｖ２が交流入力電圧ＶACの入力電圧Ｖ１よりも低い全
領域で継続し、交流入力電流ＩACの導通角が拡大するこ
とによって、力率（ＰＦ）が向上するものとなる。

【００６２】ソフトスイッチ回路１３は、ＮＰＮ型のト
ランジスタＱ３、抵抗Ｒ１、小容量の電解コンデンサＣ
10、ダイオードＤ３により構成される。そしてブリッジ
整流回路Ｄｉの正極側にトランジスタＱ３のコレクタが
接続され、力率改善回路１０にトランジスタＱ３のエミ
ッタが接続される。また抵抗Ｒ１はトランジスタＱ３の
コレクタ−ベース間に配され、コンデンサＣ10はトラン
ジスタＱ３のベース−１次側アース間に配される。トラ
ンジスタＱ３のエミッタ−ベース間には、ベース・エミ
ッタ電圧ＶBEの逆電圧防止用としてダイオードＤ３が接
続される。

【００６３】定常状態においては、トランジスタＱ３は
オン状態であり、交流入力電圧ＶACの正と負の期間は、
コレクタ電流Ｉｃは連続して流れ続け、コレクタ・エミ
ッタ電圧ＶCEは飽和電圧状態となっている。抵抗Ｒ１の
抵抗値は、（コレクタ電流Ｉｃ）＜ｈFE×（ベース電流
ＩB）となるように選定される。

【００６４】図４に、このような電源回路の動作波形を
示す。例えばここでは商用電源の周波数は５０Ｈｚとさ
れ、交流入力電圧ＶACは図４（ａ）に示すように、半周
期が１０ｍｓとなる正弦波状の波形が得られている。そ
して、ブリッジ整流回路Ｄｉに流れる整流電流として、
交流入力電流ＩACが図４（ｂ）に示すようにして流れる
と、高速リカバリ型ダイオードＤ1ではこれを断続する
ようにスイッチングすることで、図４（ｅ）に示す波形
によるスイッチング電流ＩD1が流れることになる。

【００６５】また、ブースト巻線Ｎ3に得られる交番電
圧と、チョークコイルＬSのインダクタンスの作用によ
って、共振コンデンサＣ3には、図４（ｆ）に示す波形
によるスイッチング周期の共振電流ＩC3が流れる。なお
図示していないが、チョークコイルＬS自体には、スイ
ッチング電流ＩD1と共振電流ＩC3が合成されたスイッチ
ング周期の交番電流ＩLSが流れるようにされる。そして
トランジスタＱ３がオンとなる定常状態では、トランジ
スタＱ３のコレクタ・エミッタ電圧ＶCE、コレクタ電流
Ｉｃは図４（ｃ）（ｄ）のようになる。

【００６６】図５は、スイッチＰＳが、交流入力電圧Ｖ
ACのピーク時にオンされた場合の、交流入力電流ＩACの
変化の様子を示している。抵抗Ｒ１の抵抗値は、トラン
ジスタＱ３のＡＳＯ領域が、コレクタ電流Ｉｃ＜１６Ａ
であれば、コレクタ電流Ｉｃ＝１５Ａとなるように定め
る。そしてコンデンサＣ10は、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ
10の時定数により、スイッチＰＳオン後の、交流入力電
流ＩACの立ち上がりを遅くする作用を有する。従ってこ
のソフトスタート回路１３によるソフトスタート機能が
働き、図５のように、スイッチＰＳが交流入力電圧ＶAC
のピーク時にオンとされても、交流入力電流ＩACが、過
大な突入充電電流として平滑コンデンサＣｉに流れるこ
とはなく、従って本例のように交流入力ラインに電流制
限抵抗が設けられなくとも、交流入力電流ＩACが、ブリ
ッジ整流回路Ｄｉ、高速リカバリ型ダイオードＤ1、平
滑コンデンサＣｉの最大許容電流をオーバーすることは
ない。

【００６７】つまり、図１０及び図１１に示したよう
な、交流ラインに挿入されていた大容量低抵抗の突入電
流制限抵抗Ｒｉが不要となることから、突入電流制限抵
抗Ｒｉによる電力損失はなくなり、電力変換効率が向上
するものとなる。またそれによって当然ながら、スイッ
チＰＳのオン後の１秒経過時に電磁パワーリレー、或い
はサイリスタ、トライアック等の半導体スイッチによっ
て、突入電流制限抵抗Ｒｉを短絡し、電力損失を低減す
る回路部も不要となる。

【００６８】ここで図６（ａ）（ｂ）に、上記図１に示
した電源回路についての実験結果を示す。なお、これら
の図に示す実験結果を得るのにあたっては、フィルタチ
ョークコイルＬN＝１００μＨ、フィルタコンデンサＣN
＝１μＦ、共振コンデンサＣ3＝０．０８２μＦ、チョ
ークコイルＬS＝４．７μＨ、一次巻線Ｎ1＝３０Ｔ、ブ
ースト巻線Ｎ3＝５Ｔ、平滑コンデンサＣｉ＝１０００
μＦ、並列共振コンデンサＣｒ＝２７００ｐＦを選定
し、スイッチング周波数ｆｓとしては、ｆｓ＝１００Ｋ
Ｈｚ〜２００Ｈｚの制御範囲が得られるようにされてい
る。また、動作条件としては、負荷電力Ｐｏ＝１４０Ｗ
〜０Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜１４０Ｖ時とされ
る。

【００６９】まず図６（ａ）には、交流入力電圧ＶAC＝
１００Ｖで一定とした条件の下での、負荷と力率との関
係を示している。この図に示されるように、本実施の形
態では、負荷電力Ｐｏとして０Ｗ〜１４０Ｗ程度の範囲
において、負荷電力Ｐｏの低下に伴って力率（ＰＦ）は
上昇する。特にＰｏ＝６０Ｗ以下の範囲では、力率ＰＦ
＝０．８程度という高い値が得られている。

【００７０】また、図６（ｂ）には、負荷電力Ｐｏ＝１
４０Ｗで一定とした条件の下での、交流入力電圧ＶACと
力率との関係が示されている。この図から分かるよう
に、力率ＰＦとしては、交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜１
４０Ｖの範囲において、力率（ＰＦ）はほぼ一定に維持
される。

【００７１】このように、本実施の形態の電源回路で
は、交流入力電圧の変動に対しては力率はほぼ一定にな
り、また負荷電力の低下に伴って力率は上昇するという
特性が得られる。このために、交流入力電圧や負荷条件
が指定されるテレビジョン受像機などに限定されず、例
えば負荷条件が変動する事務機器やパーソナルコンピュ
ータなどに対して本実施の形態の電源回路を搭載するこ
とが実用上充分に可能となるものである。

【００７２】また、二次側直流出力電圧ＥO1＝１３５Ｖ
の５０Ｈｚ成分のリップル電圧は、力率改善回路１０を
搭載しない場合とほぼ同等であり、リップル成分が問題
となることもない。また力率改善回路１０、ブースト回
路２０の動作としては、正弦波状の滑らかな波形が得ら
れているために、低ノイズであり、また、ブースト電圧
による直流入力電圧の昇圧により力率改善前より高効率
となる。また、チョークコイルＬSの実際としては、例
えばそのインダクタンス値も小さいために小型軽量な素
子を選択することができるので、回路の小型軽量化及び
低コスト化も図ることができる。

【００７３】なお、力率の変化特性は、共振コンデンサ
Ｃ3、チョークコイルＬS、ブースト巻線Ｎ3の各値の選
定によって任意に選定できるものとなる。

【００７４】図７は、本発明の第２の実施の形態として
の電源回路の構成を示す回路図である。なお、この図に
おいて図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略
する。また、この図に示される絶縁コンバータトランス
ＰＩＴとしては、先に図２に示したものと同様の構造を
有しているものとされる。

【００７５】この図において、一次側に備えられる電圧
共振形コンバータは他励式の構成を採っており、例えば
１石のＭＯＳ−ＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ21が備
えられる。スイッチング素子Ｑ21のドレインは、一次巻
線Ｎ1−ブースト巻線Ｎ3の直列接続を介して平滑コンデ
ンサＣｉの正極と接続され、ソースは一次側アースに接
続される。また、ここでは、並列共振コンデンサＣｒは
ドレイン−ソース間に対して並列に接続される。更に、
ドレイン−ソース間に対しては、クランプダイオードＤ
Dが並列に接続されている。

【００７６】スイッチング素子Ｑ21は、発振・ドライブ
回路２によって、先に図１にて説明したスイッチング動
作が得られるようにスイッチング駆動される。つまり、
制御回路１では二次側直流出力電圧Ｅ01の変動に応じて
変動したレベルの電流又は電圧を発振・ドライブ回路２
に対して供給する。発振・ドライブ回路２では、二次側
直流出力電圧Ｅ01の安定化が図られるように、制御回路
１からの出力レベルに応じて、その周期が可変されたス
イッチング駆動信号（電圧）をスイッチング素子Ｑ21の
ゲートに対して出力する。これによってスイッチング素
子Ｑ21のスイッチング周波数が可変されるのであるが、
この際においては、図１にても述べたように、スイッチ
ング素子Ｑ21がオフとなる期間は一定として、オンとな
る期間が可変されるべくして生成したスイッチング駆動
信号を出力するようにされる。

【００７７】この場合、起動回路３に対しては、平滑コ
ンデンサＣｉに得られる整流平滑電圧Ｅｉが動作電源と
して供給されており、また、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴに追加的に巻装された巻線Ｎ4に得られ、ダイオー
ドＤ20、コンデンサＣ20によって整流平滑された起動時
の電圧によって、起動回路３は、発振・ドライブ回路２
を起動させるための動作を実行するようにされている。

【００７８】また、この図に示す力率改善回路１１は次
のような接続形態を採っている。力率改善回路１１にお
いては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に対し
て、フィルタチョークコイルＬN −高速リカバリ型ダイ
オードＤ1 が直列に接続されている。高速リカバリ型ダ
イオードＤ1については、そのアノードがフィルタチョ
ークコイルＬNに対して接続され、カソードがブースト
巻線Ｎ3と一次巻線Ｎ1の接続点（ブースト巻線Ｎ3の巻
き始め側）に対して接続されている。共振コンデンサＣ
3は高速リカバリ型ダイオードＤ1に対して並列に接続さ
れる。また、ブースト巻線Ｎ３の巻終わり側はチョーク
コイルＬSが接続され、さらにそのチョークコイルＬSと
直列に平滑コンデンサＣｉが接続されている。

【００７９】この場合にもチョークコイルＬS、ブース
ト巻線Ｎ３、共振コンデンサＣ3は直列接続の関係にあ
り、従って直列共振回路を形成する。また、この図に示
す回路においても、ブースト回路１２は共振コンデンサ
Ｃ3、チョークコイルＬS、高速リカバリ型ダイオードＤ
1、ブースト巻線Ｎ3、平滑コンデンサＣｉによって形成
される。

【００８０】このような構成によっても、平滑コンデン
サＣｉの両端に得られる整流平滑電圧Ｅｉとしては、先
に記述した（式１）より表されるものとなる。従って交
流入力電圧ＶACのピークレベルよりも高いレベルの整流
平滑電圧Ｅｉが得られることになる。そして、このよう
にして構成される電源回路の動作としても、上述した図
１の電源回路と同様の動作が得られ、特性としても図６
（ａ）（ｂ）に示したものと同様の結果が得られる。ま
たこの例においても、力率の変化特性は、共振コンデン
サＣ3、チョークコイルＬS、ブースト巻線Ｎ3の各値の
選定によって任意に選定できる。

【００８１】そしてこの例の場合は、ソフトスイッチ回
路１３Ａは、ＰＮＰ型のトランジスタＱ４、抵抗Ｒ１、
小容量の電解コンデンサＣ10、ダイオードＤ３により構
成される。そしてブリッジ整流回路Ｄｉの負極側にトラ
ンジスタＱ４のコレクタが接続される。抵抗Ｒ１はトラ
ンジスタＱ４のコレクタ−ベース間に配され、コンデン
サＣ10はトランジスタＱ４のベース−１次側アース間に
配される。またトランジスタＱ４のエミッタ−ベース間
には、ベース・エミッタ電圧ＶBEの逆電圧防止用として
ダイオードＤ３が接続される。

【００８２】すなわちこのソフトスイッチ回路１３Ａ
は、ＰＮＰ型のトランジスタを用いた構成とされ、ブリ
ッジ整流回路Ｄｉの負極側に挿入されるものとなる。動
作としては図１のソフトスイッチ回路１３と同様とな
り、このソフトスイッチ回路１３Ａによって、スイッチ
ＰＳオン後の、交流入力電流ＩACの立ち上がりが遅くさ
れ、従ってスイッチＰＳが交流入力電圧ＶACのピーク時
にオンとされても、交流入力電流ＩACが、過大な突入充
電電流として平滑コンデンサＣｉに流れることはない。
このため交流入力ラインに電流制限抵抗を設けることは
不要となる。

【００８３】ところで、この図７に示す電源回路の二次
側においては、二次巻線Ｎ2の一端は二次側アースに接
続され、他端は直列共振コンデンサＣｓの直列接続を介
して整流ダイオードＤO1のアノードと整流ダイオードＤ
O2のカソードの接続点に対して接続される。整流ダイオ
ードＤO1のカソードは平滑コンデンサＣO1の正極と接続
され、整流ダイオードＤO2のアノードは二次側アースに
対して接続される。平滑コンデンサＣO1の負極側は二次
側アースに対して接続される。

【００８４】このような接続形態では結果的に、［直列
共振コンデンサＣｓ，整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑
コンデンサＣO1］の組から成る倍電圧半波整流回路が設
けられることになる。ここで、直列共振コンデンサＣｓ
は、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2の漏洩インダ
クタンス成分とによって、整流ダイオードＤO1，ＤO2の
オン／オフ動作に対応する直列共振回路を形成する。即
ち、本実施の形態の電源回路は、一次側にはスイッチン
グ動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えら
れ、二次側には、倍電圧半波整流動作を得るための直列
共振回路が備えられた複合共振形スイッチングコンバー
タの構成を採る。

【００８５】ここで、上記［直列共振コンデンサＣｓ，
整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO1］の組
による倍電圧半波整流動作としては次のようになる。一
次側のスイッチング動作により一次巻線Ｎ1にスイッチ
ング出力が得られると、このスイッチング出力は二次巻
線Ｎ2に励起される。倍電圧整流回路は、この二次巻線
Ｎ2に得られた交番電圧を入力して整流動作を行う。こ
の場合まず、整流ダイオードＤO1がオフとなり、整流ダ
イオードＤO2がオンとなる期間においては、一次巻線Ｎ
1と二次巻線Ｎ2との極性（相互インダクタンスＭ）が−
Ｍとなる減極性モードで動作して、二次巻線Ｎ2の漏洩
インダクタンスと直列共振コンデンサＣｓによる直列共
振作用によって、整流ダイオードＤO2により整流した整
流電流を直列共振コンデンサＣｓに対して充電する動作
が得られる。

【００８６】そして、整流ダイオードＤO2がオフとな
り、整流ダイオードＤO1がオンとなって整流動作を行う
期間においては、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との極性
（相互インダクタンスＭ）が＋Ｍとなる加極性モードと
なり、二次巻線Ｎ2に誘起された電圧に直列共振コンデ
ンサＣｓの電位が加わるという直列共振が生じる状態で
平滑コンデンサＣO1に対して充電が行われる動作とな
る。上記のように絶縁コンバータトランスＰＩＴが加極
性モード（＋Ｍ；フォワード動作）と減極性モード（−
Ｍ；フライバック動作）を交互に繰り返すことで、平滑
コンデンサＣO1においては、二次巻線Ｎ2の誘起電圧の
ほぼ２倍に対応する直流出力電圧ＥO1（整流平滑電圧）
が得られる。このように倍電圧半波整流を行うことで二
次側直流出力電圧Ｅo1を得るようにしている。

【００８７】なお本例では、二次巻線Ｎ2とは独立して
二次巻線Ｎ2Aを巻装し、この二次巻線Ｎ2Aに対してはセ
ンタータップをアースに接地したうえで、整流ダイオー
ドＤO3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO2からなる全波整流
回路が接続されることで、直流出力電圧ＥO2を生成する
ようにしている。

【００８８】図８は本発明の第３の実施の形態としての
電源回路の構成を示す回路図である。この例は図１の電
源回路の変形例であり、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
において、ブースト巻線Ｎ３が、１次巻線Ｎ１からの巻
き上げにより形成されている点が異なるものである。こ
の場合も、図１、図７と同様の動作及びそれによる効果
が得られるものとなる。

【００８９】図９は本発明の第４の実施の形態としての
電源回路の構成を示す回路図である。この例は図７の電
源回路の変形例であり、この場合は、チョークコイルＬ
Sが高速リカバリ型ダイオードＤ１のアノード側に接続
されている点が異なるものである。この場合も、図１、
図７と同様の動作及びそれによる効果が得られるものと
なる。

【００９０】以上、本発明の実施の形態を説明してきた
が、変形例はさらに多様に考えられる。本出願人は、複
合共振形スイッチングコンバータとして、二次側直列共
振回路を利用した４倍電圧整流回路を備えた構成も既に
提案しているが、このような構成も本実施の形態の変形
例として成立し得る。つまり、本実施の形態としては二
次側の共振回路及び整流回路の構成として特に限定され
るものではない。また、このような二次側の倍電圧整流
回路、４倍電圧整流回路は、先に図１に示したような、
一次側に自励式の電圧共振形コンバータを備えた回路に
対しても採用することができる。

【００９１】また、上記各実施の形態にあっては、一次
側の電圧共振形コンバータとして、１石のスイッチング
素子を備えたいわゆるシングルエンド方式の構成が採ら
れているが、２石のスイッチング素子を交互にスイッチ
ングさせるいわゆるプッシュプル方式にも本発明が適用
できるものである。

【００９２】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、力率改善
回路を備えた複合共振形コンバータとしての電源回路に
おいて、交流入力電圧の変動に対しては力率はほぼ一定
になり、また負荷電力の低下に伴って力率は上昇すると
いう特性が得られ、このために負荷条件が変動する事務
機器やパーソナルコンピュータなどに対して、実用上十
分に採用できる電源回路を提供できるという効果があ
る。そしてさらにソフトスタート手段によって、交流入
力ラインにおいて突入電流制限抵抗を挿入する必要がな
くなることで、大型の高温発熱部品が不要となり、突入
電流制限抵抗による電力損失の解消によって電力変換効
率が向上する。なお、低耐圧、低飽和電圧のＮＰＮ型又
はＰＮＰ型のトランジスタによるソフトスタート手段は
低損失であり、放熱板は不要である。従って突入電流制
限抵抗を短絡するために電磁パワーリレーを設ける場合
の駆動電力０．５Ｗとほぼ同等のコレクタ損失となり、
本発明のソフトスタート手段による電力損失は実用上問
題とならない程度である。また、突入電流制限抵抗に伴
った電磁パワーリレーを設ける必要がないことから、電
磁パワーリレーがオープンで故障した場合などの２次不
良対策も不要となる。また突入電流制限抵抗、及びそれ
に伴った電磁パワーリレーや半導体スイッチによる抵抗
短絡回路系を設けることと比較して、回路構成は非常に
簡易となり、構成部品点数やコストの面で大幅に有利な
ものとなる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路図である。

【図２】本実施の形態の電源回路に採用される絶縁コン
バータトランスの構造を示す側断面図である。

【図３】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動
作を示す説明図である。

【図４】本実施の形態のスイッチング電源回路の動作を
示す波形図である。

【図５】本実施の形態のスイッチング電源回路について
電源投入時の入力交流電流の説明図である。

【図６】本実施の形態のスイッチング電源回路の負荷電
力と力率の関係、及び交流入力電圧と力率との関係を示
す特性図である。

【図７】第２の実施の形態の電源回路の構成を示す回路
図である。

【図８】第３の実施の形態の電源回路の構成を示す回路
図である。

【図９】第４の実施の形態の電源回路の構成を示す回路
図である。

【図１０】先行技術としての電源回路の構成を示す回路
図である。

【図１１】先行技術としての電源回路の構成を示す回路
図である。

【図１２】先行技術の電源回路の電源投入時の入力交流
電流の説明図である。

【図１３】先行技術の電源回路の交流入力電圧と力率と
の関係を示す特性図である。

【図１４】先行技術の電源回路の負荷電力に応じた商用
交流電源の入力に対する動作を示す波形図である。

【符号の説明】

１ 制御回路、１０，１１ 力率改善回路、１２ ブー
スト回路、１３，１３Ａ ソフトスタート回路、Ｄｉ
ブリッジ整流回路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、ＬS チョ
ークコイル、Ｄ1 高速リカバリ型ダイオード、Ｃ3 共
振コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、Ｃｓ1
二次側直列共振コンデンサ、ＰＲＴ直交型制御トラン
ス、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｑ1，Ｑ21 ス
イッチング素子、Ｎ3 ブースト巻線

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 商用交流電源を入力して整流する整流ダ
   イオードと平滑コンデンサにより整流平滑電圧を生成す
   る整流平滑手段と、 疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャッ
   プが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設
   けられる絶縁コンバータトランスと、 上記整流平滑電圧をスイッチング素子により断続して上
   記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するように
   されたスイッチング手段と、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を
   含む漏洩インダクタンス成分と並列共振コンデンサのキ
   ャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング
   手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路と、 上記一次巻線に得られるスイッチング出力を整流電流経
   路に帰還し、この帰還されたスイッチング出力に基づい
   て整流電流を断続することよって力率改善を図るように
   された力率改善手段と、 上記力率改善手段内に設けられるコンデンサと、同じく
   上記力率改善手段内に設けられるインダクタンス素子
   と、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線側に巻回さ
   れるブースト巻線との直列接続による直列共振回路が、
   上記整流平滑手段を形成する平滑コンデンサと直列接続
   されることで、上記商用交流電源のピークレベルよりも
   高いとされるレベルの上記整流平滑電圧を生成するよう
   にされたブースト手段と、 上記力率改善手段の前段に配され、電源投入時において
   上記平滑コンデンサへの突入電流を制限することができ
   るように、トランジスタを用いて形成されたソフトスイ
   ッチ手段と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダク
   タンス成分と、二次側共振コンデンサのキャパシタンス
   とによって二次側において形成される二次側共振回路
   と、 上記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバ
   ータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力し
   て、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するよ
   うに構成された直流出力電圧生成手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチ
   ング手段のスイッチング周波数を可変制御することで、
   二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構
   成された定電圧制御手段と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 【請求項２】 上記ソフトスイッチ手段は、 上記整流ダイオードの正極側に接続されたＮＰＮトラン
   ジスタと、 上記ＮＰＮトランジスタのコレクタ−ベース間に配され
   た抵抗と、 上記ＮＰＮトランジスタのベースとアースの間に配され
   たコンデンサと、 を有して形成されることを特徴とする請求項１に記載の
   スイッチング電源回路。
3. 【請求項３】 上記ソフトスイッチ手段は、 上記整流ダイオードの負極側に接続されたＰＮＰトラン
   ジスタと、 上記ＰＮＰトランジスタのコレクタ−ベース間に配され
   た抵抗と、 上記ＰＮＰトランジスタのベースとアースの間に配され
   たコンデンサと、 を有して形成されることを特徴とする請求項１に記載の
   スイッチング電源回路。