JP2003189616A - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 力率の向上とともに電力変換効率の向上、小
型・軽量化を実現する。 【解決手段】 スイッチング周波数制御方式電流共振形
コンバータに部分電圧共振回路を組み合わせた回路にお
いて、負荷電力が１５０Ｗ以下で入力全波整流方式の場
合の力率改善を、絶縁コンバータトランスの一次側に巻
装された三次巻線と直列にインダクタを接続して、ブリ
ッジ整流回路を構成する高速リカバリ型ダイオード（又
は低速リカバリ型ダイオードによるブリッジ整流回路と
は別に設けられた高速リカバリ型ダイオード）に電圧帰
還する構成により行う。
型・軽量化を実現する。 【解決手段】 スイッチング周波数制御方式電流共振形
コンバータに部分電圧共振回路を組み合わせた回路にお
いて、負荷電力が１５０Ｗ以下で入力全波整流方式の場
合の力率改善を、絶縁コンバータトランスの一次側に巻
装された三次巻線と直列にインダクタを接続して、ブリ
ッジ整流回路を構成する高速リカバリ型ダイオード（又
は低速リカバリ型ダイオードによるブリッジ整流回路と
は別に設けられた高速リカバリ型ダイオード）に電圧帰
還する構成により行う。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、力率改善回路を備
えたスイッチング電源回路に関するものである。
えたスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】先に本出願人は、一次側に共振形コンバ
ータを備えた電源回路を各種提案している。また、共振
形コンバータに対して力率改善を図るための力率改善回
路を備えて構成した電源回路も各種提案している。図
６，図７はそれぞれ、先に本出願人により出願された発
明に基づいて構成されるスイッチング電源回路の一例を
示す回路図である。
ータを備えた電源回路を各種提案している。また、共振
形コンバータに対して力率改善を図るための力率改善回
路を備えて構成した電源回路も各種提案している。図
６，図７はそれぞれ、先に本出願人により出願された発
明に基づいて構成されるスイッチング電源回路の一例を
示す回路図である。
【０００３】まず図６の電源回路は、自励式による電流
共振形のスイッチングコンバータに対して力率改善回路
２０を備えた構成である。この電源回路におけるスイッ
チングコンバータは、ハーフブリッジ結合電流共振形コ
ンバータと、半導体スイッチのターンオフ時にのみ電圧
共振する部分電圧共振回路を組み合わせたコンバータ回
路とされている。
共振形のスイッチングコンバータに対して力率改善回路
２０を備えた構成である。この電源回路におけるスイッ
チングコンバータは、ハーフブリッジ結合電流共振形コ
ンバータと、半導体スイッチのターンオフ時にのみ電圧
共振する部分電圧共振回路を組み合わせたコンバータ回
路とされている。
【０００４】この図６に示す電源回路においては、商用
交流電源ＡＣを全波整流するブリッジ整流回路Ｄｉが備
えられている。この場合、ブリッジ整流回路Ｄｉにより
整流された整流出力は、力率改善回路２０を介して平滑
コンデンサＣｉに充電され、平滑コンデンサＣｉの両端
には、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流
平滑電圧Ｅｉが得られることになる。力率改善回路２０
については後述する。
交流電源ＡＣを全波整流するブリッジ整流回路Ｄｉが備
えられている。この場合、ブリッジ整流回路Ｄｉにより
整流された整流出力は、力率改善回路２０を介して平滑
コンデンサＣｉに充電され、平滑コンデンサＣｉの両端
には、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流
平滑電圧Ｅｉが得られることになる。力率改善回路２０
については後述する。
【０００５】また、この電源回路には、平滑コンデンサ
Ｃｉの両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉを動作電源とす
る自励式の電流共振形コンバータが備えられる。この電
流共振形コンバータにおいては、図のように２つのバイ
ポーラトランジスタによるスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2
をハーフブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサＣｉ
の正極側と一次側アース間に対して挿入するようにして
接続されている。これらスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の
各コレクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲS1、Ｒ
S2が挿入されている。また、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ
2 の各ベースに対して接続される抵抗ＲB1、ＲB2は、ス
イッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のベース電流（ドライブ電
流）を設定する。また、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の
各ベース−エミッタ間にはそれぞれクランプダイオード
ＤD1，ＤD2が挿入される。クランプダイオードＤD1，Ｄ
D2は、それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がオフとされ
る期間に、ベース−エミッタを介して流れるクランプ電
流の電流経路を形成する。そして、共振用コンデンサＣ
B1，ＣB2は次に説明するドライブトランスＰＲＴの駆動
巻線ＮB1、ＮB2と共に、自励発振用の直列共振回路（自
励発振駆動回路）を形成しており、スイッチング素子Ｑ
1 、Ｑ2 のスイッチング周波数を決定する。
Ｃｉの両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉを動作電源とす
る自励式の電流共振形コンバータが備えられる。この電
流共振形コンバータにおいては、図のように２つのバイ
ポーラトランジスタによるスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2
をハーフブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサＣｉ
の正極側と一次側アース間に対して挿入するようにして
接続されている。これらスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の
各コレクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲS1、Ｒ
S2が挿入されている。また、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ
2 の各ベースに対して接続される抵抗ＲB1、ＲB2は、ス
イッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のベース電流（ドライブ電
流）を設定する。また、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の
各ベース−エミッタ間にはそれぞれクランプダイオード
ＤD1，ＤD2が挿入される。クランプダイオードＤD1，Ｄ
D2は、それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がオフとされ
る期間に、ベース−エミッタを介して流れるクランプ電
流の電流経路を形成する。そして、共振用コンデンサＣ
B1，ＣB2は次に説明するドライブトランスＰＲＴの駆動
巻線ＮB1、ＮB2と共に、自励発振用の直列共振回路（自
励発振駆動回路）を形成しており、スイッチング素子Ｑ
1 、Ｑ2 のスイッチング周波数を決定する。
【０００６】ドライブトランスＰＲＴ (Power Regulati
ng Transformer）はスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を駆動
すると共に、スイッチング周波数を可変制御することに
より定電圧制御を行うために設けられるもので、この図
の場合には駆動巻線ＮB1、ＮB2が巻回され、更にこれら
の各巻線に対して制御巻線ＮC が直交する方向に巻回さ
れた直交型の可飽和リアクトルとされている。このドラ
イブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮB1の一端は、抵抗ＲB1
−共振用コンデンサＣB1の直列接続を介してスイッチン
グ素子Ｑ1 のベースに接続される。駆動巻線ＮB1の他端
側は、共振電流検出巻線ＮDに連続されるタップ点とさ
れているが、この駆動巻線ＮB1の他端（タップ点）はス
イッチング素子Ｑ1 のエミッタに接続される。また、駆
動巻線ＮB2の一端はアースに接地されると共に、他端は
抵抗ＲB2−共振用コンデンサＣB2の直列接続を介してス
イッチング素子Ｑ2 のベースと接続されている。駆動巻
線ＮB1と駆動巻線ＮB2は互いに逆極性の電圧が発生する
ように巻装されている。
ng Transformer）はスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を駆動
すると共に、スイッチング周波数を可変制御することに
より定電圧制御を行うために設けられるもので、この図
の場合には駆動巻線ＮB1、ＮB2が巻回され、更にこれら
の各巻線に対して制御巻線ＮC が直交する方向に巻回さ
れた直交型の可飽和リアクトルとされている。このドラ
イブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮB1の一端は、抵抗ＲB1
−共振用コンデンサＣB1の直列接続を介してスイッチン
グ素子Ｑ1 のベースに接続される。駆動巻線ＮB1の他端
側は、共振電流検出巻線ＮDに連続されるタップ点とさ
れているが、この駆動巻線ＮB1の他端（タップ点）はス
イッチング素子Ｑ1 のエミッタに接続される。また、駆
動巻線ＮB2の一端はアースに接地されると共に、他端は
抵抗ＲB2−共振用コンデンサＣB2の直列接続を介してス
イッチング素子Ｑ2 のベースと接続されている。駆動巻
線ＮB1と駆動巻線ＮB2は互いに逆極性の電圧が発生する
ように巻装されている。
【０００７】絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Is
olation Transformer)は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2
のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁コン
バータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、共振電
流検出巻線ＮDを介してスイッチング素子Ｑ1 のエミッ
タとスイッチング素子Ｑ2 のコレクタの接点（スイッチ
ング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が
得られるようにされる。また、一次巻線Ｎ1 の他端は、
直列共振コンデンサＣ1 を介するようにして、力率改善
回路２０内の高速リカバリ型ダイオードＤ1 のカソード
点に対して接続されている。
olation Transformer)は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2
のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁コン
バータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、共振電
流検出巻線ＮDを介してスイッチング素子Ｑ1 のエミッ
タとスイッチング素子Ｑ2 のコレクタの接点（スイッチ
ング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が
得られるようにされる。また、一次巻線Ｎ1 の他端は、
直列共振コンデンサＣ1 を介するようにして、力率改善
回路２０内の高速リカバリ型ダイオードＤ1 のカソード
点に対して接続されている。
【０００８】この場合、直列共振コンデンサＣ1 及び一
次巻線Ｎ1 は直列に接続されているが、この直列共振コ
ンデンサＣ1 のキャパシタンス及び一次巻線Ｎ1 （直列
共振巻線）を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩
インダクタンス（リーケージインダクタンス）成分Ｌ１
により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形と
するための一次側電流共振回路を形成している。
次巻線Ｎ1 は直列に接続されているが、この直列共振コ
ンデンサＣ1 のキャパシタンス及び一次巻線Ｎ1 （直列
共振巻線）を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩
インダクタンス（リーケージインダクタンス）成分Ｌ１
により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形と
するための一次側電流共振回路を形成している。
【０００９】また、スイッチング素子Ｑ2 のコレクタ−
エミッタ間に対して並列に並列共振コンデンサＣｐが接
続されている。この並列共振コンデンサＣｐの接続によ
り、並列共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻
線Ｎ1のリーケージインダクタンス成分Ｌ１によってス
イッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共
振動作が得られることになる。つまり部分電圧共振回路
が形成される。
エミッタ間に対して並列に並列共振コンデンサＣｐが接
続されている。この並列共振コンデンサＣｐの接続によ
り、並列共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻
線Ｎ1のリーケージインダクタンス成分Ｌ１によってス
イッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共
振動作が得られることになる。つまり部分電圧共振回路
が形成される。
【００１０】この図における絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ2に対してセンタータッ
プを設けた上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2，ＤO3，Ｄ
O4及び平滑コンデンサＣO1，ＣO2を図のように接続する
ことで、［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサ
ＣO1］の組と、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コン
デンサＣO2］の組とによる、２組の全波整流回路が設け
られる。［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサ
ＣO1］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO1を生成
し、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデンサＣO
2］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO2を生成す
る。なお、この場合には、直流出力電圧ＥO1及び直流出
力電圧ＥO2は制御回路１に対しても分岐して入力され
る。制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を検出電
圧として利用し、直流出力電圧ＥO2を制御回路１の動作
電源として利用する。
ＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ2に対してセンタータッ
プを設けた上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2，ＤO3，Ｄ
O4及び平滑コンデンサＣO1，ＣO2を図のように接続する
ことで、［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサ
ＣO1］の組と、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コン
デンサＣO2］の組とによる、２組の全波整流回路が設け
られる。［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサ
ＣO1］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO1を生成
し、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデンサＣO
2］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO2を生成す
る。なお、この場合には、直流出力電圧ＥO1及び直流出
力電圧ＥO2は制御回路１に対しても分岐して入力され
る。制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を検出電
圧として利用し、直流出力電圧ＥO2を制御回路１の動作
電源として利用する。
【００１１】制御回路１は、例えば二次側の直流出力電
圧ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電
流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻
線ＮC に供給することにより定電圧制御を行う。
圧ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電
流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻
線ＮC に供給することにより定電圧制御を行う。
【００１２】上記構成による電源回路のスイッチング動
作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば
起動抵抗ＲS1、ＲS2を介してスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ
2 のベースに起動電流が供給されることになるが、例え
ばスイッチング素子Ｑ1 が先にオンとなったとすれば、
スイッチング素子Ｑ2 はオフとなるように制御される。
そしてスイッチング素子Ｑ1 の出力として、共振電流検
出巻線ＮD →一次巻線Ｎ1 →直列共振コンデンサＣ1 に
共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でス
イッチング素子Ｑ2 がオン、スイッチング素子Ｑ1 がオ
フとなるように制御される。そして、スイッチング素子
Ｑ2 を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、
スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互にオンとなる自励式
のスイッチング動作が開始される。このように、平滑コ
ンデンサＣｉの端子電圧を動作電源としてスイッチング
素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互に開閉を繰り返すことによって、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 に共振電
流波形に近いドライブ電流を供給し、二次巻線Ｎ2に交
番出力を得る。
作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば
起動抵抗ＲS1、ＲS2を介してスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ
2 のベースに起動電流が供給されることになるが、例え
ばスイッチング素子Ｑ1 が先にオンとなったとすれば、
スイッチング素子Ｑ2 はオフとなるように制御される。
そしてスイッチング素子Ｑ1 の出力として、共振電流検
出巻線ＮD →一次巻線Ｎ1 →直列共振コンデンサＣ1 に
共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でス
イッチング素子Ｑ2 がオン、スイッチング素子Ｑ1 がオ
フとなるように制御される。そして、スイッチング素子
Ｑ2 を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、
スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互にオンとなる自励式
のスイッチング動作が開始される。このように、平滑コ
ンデンサＣｉの端子電圧を動作電源としてスイッチング
素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互に開閉を繰り返すことによって、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 に共振電
流波形に近いドライブ電流を供給し、二次巻線Ｎ2に交
番出力を得る。
【００１３】上記のように制御回路１は、例えば二次側
の直流出力電圧ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変
される直流電流を、制御電流としてドライブトランスＰ
ＲＴの制御巻線ＮC に供給することにより定電圧制御を
行う。即ち直流電圧出力ＥO1のレベルに応じた制御電流
を制御巻線ＮC に流すことで、駆動巻線ＮB1，ＮB2のイ
ンダクタンスを変化させ、これにより自励発振回路の条
件を変化させてスイッチング周波数を制御する。これに
よって直流出力電圧ＥO1のレベルに応じてスイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数が可変され、一次
側直列共振回路の一次巻線Ｎ1 に供給されるドライブ電
流が制御されて、二次側に伝送されるエネルギーが制御
されることにより、二次側直流出力電圧の定電圧制御が
図られることになる。なお、以降は上記のような方法に
よる定電圧制御方式を「スイッチング周波数制御方式」
ということにする。
の直流出力電圧ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変
される直流電流を、制御電流としてドライブトランスＰ
ＲＴの制御巻線ＮC に供給することにより定電圧制御を
行う。即ち直流電圧出力ＥO1のレベルに応じた制御電流
を制御巻線ＮC に流すことで、駆動巻線ＮB1，ＮB2のイ
ンダクタンスを変化させ、これにより自励発振回路の条
件を変化させてスイッチング周波数を制御する。これに
よって直流出力電圧ＥO1のレベルに応じてスイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数が可変され、一次
側直列共振回路の一次巻線Ｎ1 に供給されるドライブ電
流が制御されて、二次側に伝送されるエネルギーが制御
されることにより、二次側直流出力電圧の定電圧制御が
図られることになる。なお、以降は上記のような方法に
よる定電圧制御方式を「スイッチング周波数制御方式」
ということにする。
【００１４】続いて、力率改善回路２０の構成について
説明する。この力率改善回路２０は磁気結合形電力帰還
方式としての力率改善回路構成を採る。力率改善回路２
０においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と
平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して、フィルタチ
ョークコイルＬN −高速リカバリ型ダイオードＤ1 −チ
ョークコイルＬ10が直列接続されて挿入される。フィル
タコンデンサＣN は高速リカバリ型ダイオードＤ1 のア
ノード側と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して挿
入されることで、フィルタチョークコイルＬN と共にノ
ーマルモードのローパスフィルタを形成している。また
並列共振コンデンサＣ20がチョークコイルＬ10に対して
並列に設けられることで、並列共振コンデンサＣ20とチ
ョークコイルＬ10で並列共振回路を構成する。これによ
り、負荷が軽くなったときの整流平滑電圧Ｅｉの上昇を
抑制する作用を有する。
説明する。この力率改善回路２０は磁気結合形電力帰還
方式としての力率改善回路構成を採る。力率改善回路２
０においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と
平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して、フィルタチ
ョークコイルＬN −高速リカバリ型ダイオードＤ1 −チ
ョークコイルＬ10が直列接続されて挿入される。フィル
タコンデンサＣN は高速リカバリ型ダイオードＤ1 のア
ノード側と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して挿
入されることで、フィルタチョークコイルＬN と共にノ
ーマルモードのローパスフィルタを形成している。また
並列共振コンデンサＣ20がチョークコイルＬ10に対して
並列に設けられることで、並列共振コンデンサＣ20とチ
ョークコイルＬ10で並列共振回路を構成する。これによ
り、負荷が軽くなったときの整流平滑電圧Ｅｉの上昇を
抑制する作用を有する。
【００１５】また、力率改善回路２０に対しては、高速
リカバリ型ダイオードＤ1 のカソードとチョークコイル
ＬSの接続点に対して、上述した一次側の電流共振回路
（Ｎ１，Ｃ１）が接続されて、この電流共振回路に得ら
れるスイッチング出力が帰還されるようにしている。
リカバリ型ダイオードＤ1 のカソードとチョークコイル
ＬSの接続点に対して、上述した一次側の電流共振回路
（Ｎ１，Ｃ１）が接続されて、この電流共振回路に得ら
れるスイッチング出力が帰還されるようにしている。
【００１６】このような力率改善回路２０においては、
一次側直列共振電流をインダクタンスＬ10やコンデンサ
Ｃ20を介して平滑コンデンサＣｉに回生する電力帰還に
よって、高速リカバリ型ダイオードＤ１を交流入力電圧
ＶACの正負の絶対値が１／２以上の時にスイッチング動
作させることになる。これにより、整流出力電圧レベル
が平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期
間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるように
される。この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流
入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導
通角が拡大される結果、力率改善が図られることにな
る。
一次側直列共振電流をインダクタンスＬ10やコンデンサ
Ｃ20を介して平滑コンデンサＣｉに回生する電力帰還に
よって、高速リカバリ型ダイオードＤ１を交流入力電圧
ＶACの正負の絶対値が１／２以上の時にスイッチング動
作させることになる。これにより、整流出力電圧レベル
が平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期
間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるように
される。この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流
入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導
通角が拡大される結果、力率改善が図られることにな
る。
【００１７】図７は、先行技術としてのスイッチング電
源回路の他の構成例である。この電源回路も２本のスイ
ッチング素子がハーフブリッジ結合された電流共振形コ
ンバータが備えられるが、その駆動方式については他励
式とされている。また、この場合にも力率改善を図るた
めの力率改善回路２１が備えられた構成とされている。
なお、図６と同一部分については同一符号を付して説明
を省略する。
源回路の他の構成例である。この電源回路も２本のスイ
ッチング素子がハーフブリッジ結合された電流共振形コ
ンバータが備えられるが、その駆動方式については他励
式とされている。また、この場合にも力率改善を図るた
めの力率改善回路２１が備えられた構成とされている。
なお、図６と同一部分については同一符号を付して説明
を省略する。
【００１８】この図に示す一次側の電流共振形コンバー
タとしては、例えばＭＯＳ−ＦＥＴとされる２石のスイ
ッチング素子Ｑ11、Ｑ12が備えられている。ここでは、
スイッチング素子Ｑ11のドレインを整流平滑電圧Ｅｉの
ラインと接続し、スイッチング素子Ｑ11のソースとスイ
ッチング素子Ｑ12のドレインを接続し、スイッチング素
子Ｑ12のソースを一次側アースに接続することで、他励
式に対応したハーフブリッジ結合を得ている。これらス
イッチング素子Ｑ11、Ｑ12は、発振ドライブ回路２によ
って交互にオン／オフ動作が繰り返されるようにスイッ
チング駆動されて、整流平滑電圧Ｅｉを断続してスイッ
チング出力とする。また、この場合には、各スイッチン
グ素子Ｑ11、Ｑ12のドレイン−ソース間に対して、図に
示す方向によって接続されるクランプダイオードＤD1、
ＤD2が設けられる。
タとしては、例えばＭＯＳ−ＦＥＴとされる２石のスイ
ッチング素子Ｑ11、Ｑ12が備えられている。ここでは、
スイッチング素子Ｑ11のドレインを整流平滑電圧Ｅｉの
ラインと接続し、スイッチング素子Ｑ11のソースとスイ
ッチング素子Ｑ12のドレインを接続し、スイッチング素
子Ｑ12のソースを一次側アースに接続することで、他励
式に対応したハーフブリッジ結合を得ている。これらス
イッチング素子Ｑ11、Ｑ12は、発振ドライブ回路２によ
って交互にオン／オフ動作が繰り返されるようにスイッ
チング駆動されて、整流平滑電圧Ｅｉを断続してスイッ
チング出力とする。また、この場合には、各スイッチン
グ素子Ｑ11、Ｑ12のドレイン−ソース間に対して、図に
示す方向によって接続されるクランプダイオードＤD1、
ＤD2が設けられる。
【００１９】また、この場合には、スイッチング素子Ｑ
11、Ｑ12のソース−ドレインの接続点（スイッチング出
力点）に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1 の一端を接続することで、一次巻線Ｎ1 に対し
てスイッチング出力を供給するようにされる。一次巻線
Ｎ1 の他端は、直列共振コンデンサＣ1を介して、力率
改善回路２１の高速リカバリ型ダイオードＤ1のアノー
ド点に対して接続される。
11、Ｑ12のソース−ドレインの接続点（スイッチング出
力点）に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1 の一端を接続することで、一次巻線Ｎ1 に対し
てスイッチング出力を供給するようにされる。一次巻線
Ｎ1 の他端は、直列共振コンデンサＣ1を介して、力率
改善回路２１の高速リカバリ型ダイオードＤ1のアノー
ド点に対して接続される。
【００２０】この場合にも、直列共振コンデンサＣ1 の
キャパシタンス及び一次巻線Ｎ1 を含む絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの漏洩インダクタンス成分Ｌ１により、
スイッチング電源回路を電流共振形とする電流共振回路
を形成している。また、スイッチング素子Ｑ12のドレイ
ン−ソース間に対して並列接続された並列共振コンデン
サＣｐと、一次巻線Ｎ1 の漏洩インダクタンス成分Ｌ１
により部分電圧共振回路が形成される。
キャパシタンス及び一次巻線Ｎ1 を含む絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの漏洩インダクタンス成分Ｌ１により、
スイッチング電源回路を電流共振形とする電流共振回路
を形成している。また、スイッチング素子Ｑ12のドレイ
ン−ソース間に対して並列接続された並列共振コンデン
サＣｐと、一次巻線Ｎ1 の漏洩インダクタンス成分Ｌ１
により部分電圧共振回路が形成される。
【００２１】この場合の制御回路１は、例えば直流出力
電圧ＥO1 の変動に対応したレベルの制御信号を発振ド
ライブ回路２に出力する。発振ドライブ回路２では制御
回路１から供給された制御信号に基づいて、発振ドライ
ブ回路２からスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12の各ゲートに
供給するスイッチング駆動信号の周波数を変化させて、
スイッチング周波数を可変するようにしている。これに
より、図６の場合と同様に定電圧制御が行われる。起動
回路３は、電源投入直後に整流平滑ラインに得られる電
圧あるいは電流を検出して、発振ドライブ回路２を起動
させるために設けられるもので、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴに追加的に巻装した巻線Ｎ４を、整流ダイオー
ドＤ30及び平滑コンデンサＣ30により整流して得られる
低レベルの直流電圧を動作電源としている。
電圧ＥO1 の変動に対応したレベルの制御信号を発振ド
ライブ回路２に出力する。発振ドライブ回路２では制御
回路１から供給された制御信号に基づいて、発振ドライ
ブ回路２からスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12の各ゲートに
供給するスイッチング駆動信号の周波数を変化させて、
スイッチング周波数を可変するようにしている。これに
より、図６の場合と同様に定電圧制御が行われる。起動
回路３は、電源投入直後に整流平滑ラインに得られる電
圧あるいは電流を検出して、発振ドライブ回路２を起動
させるために設けられるもので、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴに追加的に巻装した巻線Ｎ４を、整流ダイオー
ドＤ30及び平滑コンデンサＣ30により整流して得られる
低レベルの直流電圧を動作電源としている。
【００２２】この図に示す力率改善回路２１では、静電
結合形電力帰還方式としての力率改善回路構成を採る。
力率改善回路２１においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの
正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対し
て、チョークコイルＬ10 −高速リカバリ型ダイオード
Ｄ1 が直列接続されて挿入される。ここで、フィルタコ
ンデンサＣN はチョークコイルＬ10−高速リカバリ型ダ
イオードＤ1 の直列接続回路に対して並列に設けられ
る。そして、このような接続形態によっても、フィルタ
コンデンサＣN はフィルタチョークコイルＬ10と共にノ
ーマルモードのローパスフィルタを形成している。ま
た、共振コンデンサＣ20は、高速リカバリ型ダイオード
Ｄ1 に対して並列に設けられる。また、この力率改善回
路２１に対しては、チョークコイルＬ10と高速リカバリ
型ダイオードＤ1 のアノードとの接続点に対して電流共
振回路（Ｎ1，Ｃ1）が接続される。
結合形電力帰還方式としての力率改善回路構成を採る。
力率改善回路２１においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの
正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対し
て、チョークコイルＬ10 −高速リカバリ型ダイオード
Ｄ1 が直列接続されて挿入される。ここで、フィルタコ
ンデンサＣN はチョークコイルＬ10−高速リカバリ型ダ
イオードＤ1 の直列接続回路に対して並列に設けられ
る。そして、このような接続形態によっても、フィルタ
コンデンサＣN はフィルタチョークコイルＬ10と共にノ
ーマルモードのローパスフィルタを形成している。ま
た、共振コンデンサＣ20は、高速リカバリ型ダイオード
Ｄ1 に対して並列に設けられる。また、この力率改善回
路２１に対しては、チョークコイルＬ10と高速リカバリ
型ダイオードＤ1 のアノードとの接続点に対して電流共
振回路（Ｎ1，Ｃ1）が接続される。
【００２３】このような接続形態では、一次巻線Ｎ1 に
得られるスイッチング出力は、直列共振コンデンサＣ1
の静電容量結合を介して、スイッチング出力を整流電流
経路に帰還されることになる。この場合には、チョーク
コイルＬ10と高速リカバリ型ダイオードＤ1 のアノード
との接続点に対して、一次巻線Ｎ1に得られた共振電流
が流れるように帰還されて、スイッチング出力が印加さ
れることになる。
得られるスイッチング出力は、直列共振コンデンサＣ1
の静電容量結合を介して、スイッチング出力を整流電流
経路に帰還されることになる。この場合には、チョーク
コイルＬ10と高速リカバリ型ダイオードＤ1 のアノード
との接続点に対して、一次巻線Ｎ1に得られた共振電流
が流れるように帰還されて、スイッチング出力が印加さ
れることになる。
【００２４】この力率改善回路２１においても、一次側
直列共振電流をインダクタンスＬ10やコンデンサＣ20を
介して平滑コンデンサＣｉに回生する電力帰還によっ
て、高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２を、交流入力
電圧ＶACの正負の絶対値が１／２以上の時にスイッチン
グ動作させることになる。これにより、整流出力電圧レ
ベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされ
る期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるよ
うにされ、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧
の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡
大される結果、力率改善が図られることになる。
直列共振電流をインダクタンスＬ10やコンデンサＣ20を
介して平滑コンデンサＣｉに回生する電力帰還によっ
て、高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２を、交流入力
電圧ＶACの正負の絶対値が１／２以上の時にスイッチン
グ動作させることになる。これにより、整流出力電圧レ
ベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされ
る期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるよ
うにされ、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧
の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡
大される結果、力率改善が図られることになる。
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】ところが、これらのよ
うな電源回路では、次のような問題がある。一次側直列
共振電流を高速リカバリ型ダイオードＤ１を介して平滑
コンデンサＣｉに電力帰還しているため、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に流れる共振電流に商
用交流電流周期の電流が重畳する。このため二次側の直
流出力電圧Ｅ01、Ｅ02の商用電源周期のリップル電圧が
力率改善前よりも増加する。例えば図６，図７において
力率改善回路２０，２１の部分を設けない回路構成とす
る場合、力率ＰＦ＝０．５５程度となるが、図６，図７
の回路構成として力率ＰＦ＝０．８程度とした場合にリ
ップル電圧は５〜６倍に増加する。
うな電源回路では、次のような問題がある。一次側直列
共振電流を高速リカバリ型ダイオードＤ１を介して平滑
コンデンサＣｉに電力帰還しているため、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に流れる共振電流に商
用交流電流周期の電流が重畳する。このため二次側の直
流出力電圧Ｅ01、Ｅ02の商用電源周期のリップル電圧が
力率改善前よりも増加する。例えば図６，図７において
力率改善回路２０，２１の部分を設けない回路構成とす
る場合、力率ＰＦ＝０．５５程度となるが、図６，図７
の回路構成として力率ＰＦ＝０．８程度とした場合にリ
ップル電圧は５〜６倍に増加する。
【００２６】この対策としては、直流出力電圧平滑用の
平滑コンデンサＣ01、Ｃ02の静電容量を５〜６倍に増加
させなければならない。即ち、制御回路１のゲインを可
能な限り向上しても、力率改善前の回路と同等とするに
は、平滑コンデンサＣ01、Ｃ02の静電容量を５〜６倍増
加することが必要となり、大幅なコストアップとなり、
実用化は現実的ではないものとなる。このような対策が
現実的でないことから、図６、図７のような回路は例え
ばリップル電圧が少ない仕様とされるべきテレビジョン
受像器等に採用することができない。
平滑コンデンサＣ01、Ｃ02の静電容量を５〜６倍に増加
させなければならない。即ち、制御回路１のゲインを可
能な限り向上しても、力率改善前の回路と同等とするに
は、平滑コンデンサＣ01、Ｃ02の静電容量を５〜６倍増
加することが必要となり、大幅なコストアップとなり、
実用化は現実的ではないものとなる。このような対策が
現実的でないことから、図６、図７のような回路は例え
ばリップル電圧が少ない仕様とされるべきテレビジョン
受像器等に採用することができない。
【００２７】そこで現状の家電・汎用電子機器の高調波
歪規制クラスＤをクリアするための力率改善技術として
は、例えば図８に示すように、交流電源ラインにパワー
チョークコイルＰＣＨを挿入して力率ＰＦ＝０．７５程
度に改善するものである。この場合、図９の実線で示す
ように、負荷電力Ｐｏが、最大負荷時に力率ＰＦ＝０．
７５となるようにパワーチョークコイルＰＣＨのインダ
クタンスＬｃの値を設定している。しかしながらこの場
合も、次のような問題がある。
歪規制クラスＤをクリアするための力率改善技術として
は、例えば図８に示すように、交流電源ラインにパワー
チョークコイルＰＣＨを挿入して力率ＰＦ＝０．７５程
度に改善するものである。この場合、図９の実線で示す
ように、負荷電力Ｐｏが、最大負荷時に力率ＰＦ＝０．
７５となるようにパワーチョークコイルＰＣＨのインダ
クタンスＬｃの値を設定している。しかしながらこの場
合も、次のような問題がある。
【００２８】まず、パワーチョークコイルＰＣＨは鉄損
と銅損が存在し、電力損失が増加し、また直流入力電圧
も低下するため、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率ηAC/DCが低
下するという問題がある。負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗの場
合、パワーチョークコイルＰＣＨのインダクタンスＬｃ
は１０ｍＨで力率ＰＦ＝０．７６であり、高調波歪規制
値をクリアするが、図９に点線で示すパワーチョークコ
イルＰＣＨを接続しない場合と比較して、パワーチョー
クコイルＰＣＨの電力損失と、直流入力電圧Ｅｉが１
５．７Ｖ低下するためにＡＣ／ＤＣ電力変換効率ηAC/D
Cが１．６％低下し、交流入力電力が２．５Ｗ増加す
る。
と銅損が存在し、電力損失が増加し、また直流入力電圧
も低下するため、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率ηAC/DCが低
下するという問題がある。負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗの場
合、パワーチョークコイルＰＣＨのインダクタンスＬｃ
は１０ｍＨで力率ＰＦ＝０．７６であり、高調波歪規制
値をクリアするが、図９に点線で示すパワーチョークコ
イルＰＣＨを接続しない場合と比較して、パワーチョー
クコイルＰＣＨの電力損失と、直流入力電圧Ｅｉが１
５．７Ｖ低下するためにＡＣ／ＤＣ電力変換効率ηAC/D
Cが１．６％低下し、交流入力電力が２．５Ｗ増加す
る。
【００２９】また負荷電力の増大に伴ってパワーチョー
クコイルＰＣＨは大型化し、重量、サイズ、コストが増
大する。例えばこの場合に必要なパワーチョークコイル
ＰＣＨの重量は１５３ｇ程度であり、占有体積は３２．
４ｃｍ3、プリント基板への実装面積は１０．８ｃｍ2で
ある。これによって小型化、低コスト化に障害となる。
クコイルＰＣＨは大型化し、重量、サイズ、コストが増
大する。例えばこの場合に必要なパワーチョークコイル
ＰＣＨの重量は１５３ｇ程度であり、占有体積は３２．
４ｃｍ3、プリント基板への実装面積は１０．８ｃｍ2で
ある。これによって小型化、低コスト化に障害となる。
【００３０】さらに、パワーチョークコイルＰＣＨの配
置位置として漏洩磁束の影響がない場所を選定しなけれ
ばならない。或いは漏洩磁束の影響を受けないようにす
る対策が必要となる。従って、基板上の配置設計の困難
化や、或いはシールド部材が必要になるなどの欠点が生
ずる。
置位置として漏洩磁束の影響がない場所を選定しなけれ
ばならない。或いは漏洩磁束の影響を受けないようにす
る対策が必要となる。従って、基板上の配置設計の困難
化や、或いはシールド部材が必要になるなどの欠点が生
ずる。
【００３１】
【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記課題
を考慮してスイッチング電源回路として次のように構成
する。即ち、整流電流を平滑して直流入力電圧を出力す
る平滑手段と、一次巻線に得られる一次側出力を二次巻
線が巻装された二次側に伝送するために設けられるとと
もに、一次側にさらに三次巻線が施された絶縁コンバー
タトランスと、上記直流入力電圧をハーフブリッジ結合
された２つのスイッチング素子により断続して上記絶縁
コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされた
スイッチング手段と、上記各スイッチング素子をスイッ
チング駆動するスイッチング駆動手段と、少なくとも上
記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタ
ンス成分と、上記一次巻線に直列接続された直列共振コ
ンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記ス
イッチング手段の動作を電流共振形とする電流共振回路
と、上記各スイッチング素子の一方に対して並列接続さ
れた並列共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁
コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成
分によって形成され上記各スイッチング素子のターンオ
フ期間に電圧共振動作を行う部分電圧共振回路とを備え
る。また、交流電源ラインに配されたノーマルモードノ
イズフィルタと、４つの高速リカバリ型ダイオードによ
り形成されるブリッジ整流回路と、上記ブリッジ整流回
路と上記三次巻線に接続されるインダクタとを有して成
り、上記ブリッジ整流回路により交流電源を整流すると
ともに、上記スイッチング手段のスイッチング動作に基
づく電圧が、上記三次巻線と接続された上記インダクタ
を介して帰還され、この帰還電圧に基づいて上記ブリッ
ジ整流回路を構成する高速リカバリ型ダイオードが整流
電流を断続することにより力率を改善する力率改善整流
手段を備える。さらに、上記絶縁コンバータトランスの
二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行
って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直
流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベ
ルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記
スイッチング手段のスイッチング周波数を可変すること
で、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うよう
に構成された定電圧制御手段とを備えるようにしてスイ
ッチング電源回路を構成する。
を考慮してスイッチング電源回路として次のように構成
する。即ち、整流電流を平滑して直流入力電圧を出力す
る平滑手段と、一次巻線に得られる一次側出力を二次巻
線が巻装された二次側に伝送するために設けられるとと
もに、一次側にさらに三次巻線が施された絶縁コンバー
タトランスと、上記直流入力電圧をハーフブリッジ結合
された２つのスイッチング素子により断続して上記絶縁
コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされた
スイッチング手段と、上記各スイッチング素子をスイッ
チング駆動するスイッチング駆動手段と、少なくとも上
記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタ
ンス成分と、上記一次巻線に直列接続された直列共振コ
ンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記ス
イッチング手段の動作を電流共振形とする電流共振回路
と、上記各スイッチング素子の一方に対して並列接続さ
れた並列共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁
コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成
分によって形成され上記各スイッチング素子のターンオ
フ期間に電圧共振動作を行う部分電圧共振回路とを備え
る。また、交流電源ラインに配されたノーマルモードノ
イズフィルタと、４つの高速リカバリ型ダイオードによ
り形成されるブリッジ整流回路と、上記ブリッジ整流回
路と上記三次巻線に接続されるインダクタとを有して成
り、上記ブリッジ整流回路により交流電源を整流すると
ともに、上記スイッチング手段のスイッチング動作に基
づく電圧が、上記三次巻線と接続された上記インダクタ
を介して帰還され、この帰還電圧に基づいて上記ブリッ
ジ整流回路を構成する高速リカバリ型ダイオードが整流
電流を断続することにより力率を改善する力率改善整流
手段を備える。さらに、上記絶縁コンバータトランスの
二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行
って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直
流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベ
ルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記
スイッチング手段のスイッチング周波数を可変すること
で、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うよう
に構成された定電圧制御手段とを備えるようにしてスイ
ッチング電源回路を構成する。
【００３２】また本発明のスイッチング電源回路は、上
記同様に、平滑手段、絶縁コンバータトランス、スイッ
チング手段、スイッチング駆動手段、電流共振回路、部
分電圧共振回路、直流出力電圧生成手段、定電圧制御手
段を備え、次のような力率改善整流手段を備える。即ち
力率改善整流手段は、４つの低速リカバリ型ダイオード
により構成され交流電源ラインに配されるブリッジ整流
回路と、ノーマルモードノイズフィルタと、インダクタ
と、高速リカバリ型ダイオードとを有し、上記ブリッジ
整流回路からは上記ノーマルモードのイズフィルタを介
して上記インダクタ、上記三次巻線、上記高速リカバリ
型ダイオードが直列接続されるようにする。そして上記
ブリッジ整流回路により交流電源を整流するとともに、
上記スイッチング手段のスイッチング動作に基づく電圧
が、上記三次巻線を介して帰還され、この帰還電圧に基
づいて上記高速リカバリ型ダイオードが整流電流を断続
することにより力率を改善する力率改善整流手段とす
る。
記同様に、平滑手段、絶縁コンバータトランス、スイッ
チング手段、スイッチング駆動手段、電流共振回路、部
分電圧共振回路、直流出力電圧生成手段、定電圧制御手
段を備え、次のような力率改善整流手段を備える。即ち
力率改善整流手段は、４つの低速リカバリ型ダイオード
により構成され交流電源ラインに配されるブリッジ整流
回路と、ノーマルモードノイズフィルタと、インダクタ
と、高速リカバリ型ダイオードとを有し、上記ブリッジ
整流回路からは上記ノーマルモードのイズフィルタを介
して上記インダクタ、上記三次巻線、上記高速リカバリ
型ダイオードが直列接続されるようにする。そして上記
ブリッジ整流回路により交流電源を整流するとともに、
上記スイッチング手段のスイッチング動作に基づく電圧
が、上記三次巻線を介して帰還され、この帰還電圧に基
づいて上記高速リカバリ型ダイオードが整流電流を断続
することにより力率を改善する力率改善整流手段とす
る。
【００３３】上記各構成によれば、スイッチング周波数
制御方式電流共振形コンバータに部分電圧共振回路を組
み合わせた回路において、負荷電力が１５０Ｗ以下で入
力全波整流方式の場合の力率改善を、絶縁コンバータト
ランスの一次側に巻装された三次巻線とインダクタを接
続して、ブリッジ整流回路を構成する高速リカバリ型ダ
イオード（又は低速リカバリ型ダイオードによるブリッ
ジ整流回路とは別に設けられた高速リカバリ型ダイオー
ド）に電圧帰還することで行う。これにより力率の向上
とともに、電力変換効率の向上や、小型・軽量化を実現
する。
制御方式電流共振形コンバータに部分電圧共振回路を組
み合わせた回路において、負荷電力が１５０Ｗ以下で入
力全波整流方式の場合の力率改善を、絶縁コンバータト
ランスの一次側に巻装された三次巻線とインダクタを接
続して、ブリッジ整流回路を構成する高速リカバリ型ダ
イオード（又は低速リカバリ型ダイオードによるブリッ
ジ整流回路とは別に設けられた高速リカバリ型ダイオー
ド）に電圧帰還することで行う。これにより力率の向上
とともに、電力変換効率の向上や、小型・軽量化を実現
する。
【００３４】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図で
ある。この図１の電源回路は、ハーフブリッジ結合電流
共振形コンバータと、半導体スイッチのターンオフ時に
のみ電圧共振する部分電圧共振回路を組み合わせたコン
バータ回路に対して、力率改善のための力率改善整流回
路１０が設けられた構成とされている。
態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図で
ある。この図１の電源回路は、ハーフブリッジ結合電流
共振形コンバータと、半導体スイッチのターンオフ時に
のみ電圧共振する部分電圧共振回路を組み合わせたコン
バータ回路に対して、力率改善のための力率改善整流回
路１０が設けられた構成とされている。
【００３５】この図１に示す電源回路においては、商用
交流電源ＡＣは、力率改善整流回路１０内に設けられて
いる４つの高速リカバリ型ダイオードＤｉ１，Ｄｉ２，
Ｄｉ３，Ｄｉ４によって形成されるブリッジ整流回路に
よって全波整流される。そして、上記ブリッジ整流回路
により全波整流された整流出力は、後述するインダクタ
ンスＬ10、三次巻線Ｎ３を介して平滑コンデンサＣｉに
充電され、平滑コンデンサＣｉの両端には、交流入力電
圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉが得
られることになる。力率改善整流回路１０については後
述する。
交流電源ＡＣは、力率改善整流回路１０内に設けられて
いる４つの高速リカバリ型ダイオードＤｉ１，Ｄｉ２，
Ｄｉ３，Ｄｉ４によって形成されるブリッジ整流回路に
よって全波整流される。そして、上記ブリッジ整流回路
により全波整流された整流出力は、後述するインダクタ
ンスＬ10、三次巻線Ｎ３を介して平滑コンデンサＣｉに
充電され、平滑コンデンサＣｉの両端には、交流入力電
圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉが得
られることになる。力率改善整流回路１０については後
述する。
【００３６】この電源回路には、平滑コンデンサＣｉの
両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉを動作電源とする自励
式の電流共振形コンバータが備えられる。この電流共振
形コンバータにおいては、図のように２つのバイポーラ
トランジスタによるスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 をハー
フブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサＣｉの正極
側と一次側アース間に対して挿入するようにして接続さ
れている。これらスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各コレ
クタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲS1、ＲS2が挿
入されている。また、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各
ベースに対して接続される抵抗ＲB1、ＲB2は、スイッチ
ング素子Ｑ1 、Ｑ2 のベース電流（ドライブ電流）を設
定する。また、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各ベース
−エミッタ間にはそれぞれクランプダイオードＤD1，Ｄ
D2が挿入される。クランプダイオードＤD1，ＤD2は、そ
れぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がオフとされる期間
に、ベース−エミッタを介して流れるクランプ電流の電
流経路を形成する。そして、共振用コンデンサＣB1，Ｃ
B2は、ドライブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮB1、ＮB2と
共に、自励発振用の直列共振回路（自励発振駆動回路）
を形成しており、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のスイッ
チング周波数を決定する。
両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉを動作電源とする自励
式の電流共振形コンバータが備えられる。この電流共振
形コンバータにおいては、図のように２つのバイポーラ
トランジスタによるスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 をハー
フブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサＣｉの正極
側と一次側アース間に対して挿入するようにして接続さ
れている。これらスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各コレ
クタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲS1、ＲS2が挿
入されている。また、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各
ベースに対して接続される抵抗ＲB1、ＲB2は、スイッチ
ング素子Ｑ1 、Ｑ2 のベース電流（ドライブ電流）を設
定する。また、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各ベース
−エミッタ間にはそれぞれクランプダイオードＤD1，Ｄ
D2が挿入される。クランプダイオードＤD1，ＤD2は、そ
れぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がオフとされる期間
に、ベース−エミッタを介して流れるクランプ電流の電
流経路を形成する。そして、共振用コンデンサＣB1，Ｃ
B2は、ドライブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮB1、ＮB2と
共に、自励発振用の直列共振回路（自励発振駆動回路）
を形成しており、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のスイッ
チング周波数を決定する。
【００３７】ドライブトランスＰＲＴ (Power Regulati
ng Transformer）はスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を駆動
すると共に、スイッチング周波数を可変制御することに
より定電圧制御を行うために設けられるもので、この図
の場合には駆動巻線ＮB1、ＮB2が巻回され、更にこれら
の各巻線に対して制御巻線ＮC が直交する方向に巻回さ
れた直交型の可飽和リアクトルとされている。このドラ
イブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮB1の一端は、抵抗ＲB1
−共振用コンデンサＣB1の直列接続を介してスイッチン
グ素子Ｑ1 のベースに接続される。駆動巻線ＮB1の他端
側は、共振電流検出巻線ＮDに連続されるタップ点とさ
れているが、この駆動巻線ＮB1の他端（タップ点）はス
イッチング素子Ｑ1 のエミッタに接続される。また、駆
動巻線ＮB2の一端はアースに接地されると共に、他端は
抵抗ＲB2−共振用コンデンサＣB2の直列接続を介してス
イッチング素子Ｑ2 のベースと接続されている。駆動巻
線ＮB1と駆動巻線ＮB2は互いに逆極性の電圧が発生する
ように巻装されている。
ng Transformer）はスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を駆動
すると共に、スイッチング周波数を可変制御することに
より定電圧制御を行うために設けられるもので、この図
の場合には駆動巻線ＮB1、ＮB2が巻回され、更にこれら
の各巻線に対して制御巻線ＮC が直交する方向に巻回さ
れた直交型の可飽和リアクトルとされている。このドラ
イブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮB1の一端は、抵抗ＲB1
−共振用コンデンサＣB1の直列接続を介してスイッチン
グ素子Ｑ1 のベースに接続される。駆動巻線ＮB1の他端
側は、共振電流検出巻線ＮDに連続されるタップ点とさ
れているが、この駆動巻線ＮB1の他端（タップ点）はス
イッチング素子Ｑ1 のエミッタに接続される。また、駆
動巻線ＮB2の一端はアースに接地されると共に、他端は
抵抗ＲB2−共振用コンデンサＣB2の直列接続を介してス
イッチング素子Ｑ2 のベースと接続されている。駆動巻
線ＮB1と駆動巻線ＮB2は互いに逆極性の電圧が発生する
ように巻装されている。
【００３８】絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Is
olation Transformer)は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2
のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁コン
バータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の巻始め端は、直
列共振コンデンサＣ1、及び共振電流検出巻線ＮD を介
してスイッチング素子Ｑ1 のエミッタとスイッチング素
子Ｑ2 のコレクタの接点（スイッチング出力点）に接続
されることで、スイッチング出力が得られるようにされ
る。また、一次巻線Ｎ1 の他端はタップ点とされ、当該
タップ点からは三次巻線Ｎ３が巻き上げられて形成され
ている。この一次巻線Ｎ１の端部（タップ点）は平滑コ
ンデンサＣｉの正極側に接続されている。
olation Transformer)は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2
のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁コン
バータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の巻始め端は、直
列共振コンデンサＣ1、及び共振電流検出巻線ＮD を介
してスイッチング素子Ｑ1 のエミッタとスイッチング素
子Ｑ2 のコレクタの接点（スイッチング出力点）に接続
されることで、スイッチング出力が得られるようにされ
る。また、一次巻線Ｎ1 の他端はタップ点とされ、当該
タップ点からは三次巻線Ｎ３が巻き上げられて形成され
ている。この一次巻線Ｎ１の端部（タップ点）は平滑コ
ンデンサＣｉの正極側に接続されている。
【００３９】この場合、直列共振コンデンサＣ1 及び一
次巻線Ｎ1 は直列に接続されているが、この直列共振コ
ンデンサＣ1 のキャパシタンス及び一次巻線Ｎ1 （直列
共振巻線）を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩
インダクタンス（リーケージインダクタンス）成分Ｌ１
により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形と
するための一次側電流共振回路を形成している。
次巻線Ｎ1 は直列に接続されているが、この直列共振コ
ンデンサＣ1 のキャパシタンス及び一次巻線Ｎ1 （直列
共振巻線）を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩
インダクタンス（リーケージインダクタンス）成分Ｌ１
により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形と
するための一次側電流共振回路を形成している。
【００４０】また、スイッチング素子Ｑ2 のコレクタ−
エミッタ間に対して並列に並列共振コンデンサＣｐが接
続されている。この並列共振コンデンサＣｐの接続によ
り、並列共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻
線Ｎ1のリーケージインダクタンス成分Ｌ１によってス
イッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共
振動作が得られることになる。つまり部分電圧共振回路
が形成される。
エミッタ間に対して並列に並列共振コンデンサＣｐが接
続されている。この並列共振コンデンサＣｐの接続によ
り、並列共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻
線Ｎ1のリーケージインダクタンス成分Ｌ１によってス
イッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共
振動作が得られることになる。つまり部分電圧共振回路
が形成される。
【００４１】絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ１に続いて形成されている三次巻線Ｎ３は、インダク
タンスＬ10を介して高速リカバリ型ダイオードＤｉ１、
Ｄｉ２、Ｄｉ３，Ｄｉ４によるブリッジ整流回路の正極
側に接続される。
Ｎ１に続いて形成されている三次巻線Ｎ３は、インダク
タンスＬ10を介して高速リカバリ型ダイオードＤｉ１、
Ｄｉ２、Ｄｉ３，Ｄｉ４によるブリッジ整流回路の正極
側に接続される。
【００４２】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、二次巻線Ｎ2に対してセンタータップを設けた上
で、整流ダイオードＤO1，ＤO2，ＤO3，ＤO4及び平滑コ
ンデンサＣO1，ＣO2を図のように接続することで、［整
流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサＣO1］の組
と、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデンサＣO
2］の組とによる、２組の全波整流回路が設けられる。
［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサＣO1］か
ら成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO1を生成し、［整
流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデンサＣO2］から成
る全波整流回路は直流出力電圧ＥO2を生成する。なお、
この場合には、直流出力電圧ＥO1及び直流出力電圧ＥO2
は制御回路１に対しても分岐して入力される。制御回路
１においては、直流出力電圧ＥO1を検出電圧として利用
し、直流出力電圧ＥO2を制御回路１の動作電源として利
用する。
は、二次巻線Ｎ2に対してセンタータップを設けた上
で、整流ダイオードＤO1，ＤO2，ＤO3，ＤO4及び平滑コ
ンデンサＣO1，ＣO2を図のように接続することで、［整
流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサＣO1］の組
と、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデンサＣO
2］の組とによる、２組の全波整流回路が設けられる。
［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサＣO1］か
ら成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO1を生成し、［整
流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデンサＣO2］から成
る全波整流回路は直流出力電圧ＥO2を生成する。なお、
この場合には、直流出力電圧ＥO1及び直流出力電圧ＥO2
は制御回路１に対しても分岐して入力される。制御回路
１においては、直流出力電圧ＥO1を検出電圧として利用
し、直流出力電圧ＥO2を制御回路１の動作電源として利
用する。
【００４３】制御回路１は、例えば二次側の直流出力電
圧ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電
流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻
線ＮC に供給することにより定電圧制御を行う。
圧ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電
流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻
線ＮC に供給することにより定電圧制御を行う。
【００４４】上記構成による電源回路のスイッチング動
作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば
起動抵抗ＲS1、ＲS2を介してスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ
2 のベースに起動電流が供給されることになるが、例え
ばスイッチング素子Ｑ1 が先にオンとなったとすれば、
スイッチング素子Ｑ2 はオフとなるように制御される。
そしてスイッチング素子Ｑ1 の出力として、共振電流検
出巻線ＮD →直列共振コンデンサＣ1→一次巻線Ｎ1 に
共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でス
イッチング素子Ｑ2 がオン、スイッチング素子Ｑ1 がオ
フとなるように制御される。そして、スイッチング素子
Ｑ2 を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、
スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互にオンとなる自励式
のスイッチング動作が開始される。このように、平滑コ
ンデンサＣｉの端子電圧を動作電源としてスイッチング
素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互に開閉を繰り返すことによって、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 に共振電
流波形に近いドライブ電流を供給し、二次巻線Ｎ2に交
番出力を得る。
作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば
起動抵抗ＲS1、ＲS2を介してスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ
2 のベースに起動電流が供給されることになるが、例え
ばスイッチング素子Ｑ1 が先にオンとなったとすれば、
スイッチング素子Ｑ2 はオフとなるように制御される。
そしてスイッチング素子Ｑ1 の出力として、共振電流検
出巻線ＮD →直列共振コンデンサＣ1→一次巻線Ｎ1 に
共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でス
イッチング素子Ｑ2 がオン、スイッチング素子Ｑ1 がオ
フとなるように制御される。そして、スイッチング素子
Ｑ2 を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、
スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互にオンとなる自励式
のスイッチング動作が開始される。このように、平滑コ
ンデンサＣｉの端子電圧を動作電源としてスイッチング
素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互に開閉を繰り返すことによって、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 に共振電
流波形に近いドライブ電流を供給し、二次巻線Ｎ2に交
番出力を得る。
【００４５】上記のように制御回路１は、例えば二次側
の直流出力電圧ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変
される直流電流を、制御電流としてドライブトランスＰ
ＲＴの制御巻線ＮC に供給することにより定電圧制御を
行う。即ち直流電圧出力ＥO1のレベルに応じた制御電流
を制御巻線ＮC に流すことで、駆動巻線ＮB1，ＮB2のイ
ンダクタンスを変化させ、これにより自励発振回路の条
件を変化させてスイッチング周波数を制御する。これに
よって直流出力電圧ＥO1のレベルに応じてスイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数が可変され、一次
側直列共振回路の一次巻線Ｎ1 に供給されるドライブ電
流が制御されて、二次側に伝送されるエネルギーが制御
される。つまりスイッチング周波数制御方式による二次
側直流出力電圧の定電圧制御が図られることになる。
の直流出力電圧ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変
される直流電流を、制御電流としてドライブトランスＰ
ＲＴの制御巻線ＮC に供給することにより定電圧制御を
行う。即ち直流電圧出力ＥO1のレベルに応じた制御電流
を制御巻線ＮC に流すことで、駆動巻線ＮB1，ＮB2のイ
ンダクタンスを変化させ、これにより自励発振回路の条
件を変化させてスイッチング周波数を制御する。これに
よって直流出力電圧ＥO1のレベルに応じてスイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数が可変され、一次
側直列共振回路の一次巻線Ｎ1 に供給されるドライブ電
流が制御されて、二次側に伝送されるエネルギーが制御
される。つまりスイッチング周波数制御方式による二次
側直流出力電圧の定電圧制御が図られることになる。
【００４６】続いて、力率改善整流回路１０の構成につ
いて説明する。この力率改善整流回路１０は、交流入力
電流ＩACの整流作用を有するとともに、その力率改善作
用を有するものとされる。
いて説明する。この力率改善整流回路１０は、交流入力
電流ＩACの整流作用を有するとともに、その力率改善作
用を有するものとされる。
【００４７】力率改善整流回路１０においては、交流ラ
インに対して、コンデンサＣNとインダクタンスＬNによ
るノーマルモードノイズ抑圧用のフィルタが形成され
る。また上記のノーマルモードノイズ抑圧用のフィルタ
に直列に、４つの高速リカバリ型ダイオードＤｉ１，Ｄ
ｉ２，Ｄｉ３，Ｄｉ４によるブリッジ整流回路が接続さ
れる。また絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ
３からはインダクタンスＬ10が直列接続され、インダク
タンスＬ10は高速リカバリ型ダイオードＤｉ１、Ｄｉ３
の接続点（ブリッジ整流回路の正極側）に接続される。
インに対して、コンデンサＣNとインダクタンスＬNによ
るノーマルモードノイズ抑圧用のフィルタが形成され
る。また上記のノーマルモードノイズ抑圧用のフィルタ
に直列に、４つの高速リカバリ型ダイオードＤｉ１，Ｄ
ｉ２，Ｄｉ３，Ｄｉ４によるブリッジ整流回路が接続さ
れる。また絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ
３からはインダクタンスＬ10が直列接続され、インダク
タンスＬ10は高速リカバリ型ダイオードＤｉ１、Ｄｉ３
の接続点（ブリッジ整流回路の正極側）に接続される。
【００４８】このような力率改善整流回路１０において
は、高速リカバリ型ダイオードＤｉ１，Ｄｉ２，Ｄｉ
３，Ｄｉ４によって全波整流が行われることに加えて、
力率改善が行われるものとなる。
は、高速リカバリ型ダイオードＤｉ１，Ｄｉ２，Ｄｉ
３，Ｄｉ４によって全波整流が行われることに加えて、
力率改善が行われるものとなる。
【００４９】三次巻線Ｎ３に誘起する電圧は、一次側電
流共振コンバータのスイッチング動作に基づいて誘起す
る電圧であり、三次巻線Ｎ３と一次巻線Ｎ１の巻数比
（Ｎ３／Ｎ１）に比例したパルス電圧である。このパル
ス電圧が、交流入力電圧ＶACの正負の絶対値が１／２以
上の期間にブリッジ整流回路に電圧帰還される。
流共振コンバータのスイッチング動作に基づいて誘起す
る電圧であり、三次巻線Ｎ３と一次巻線Ｎ１の巻数比
（Ｎ３／Ｎ１）に比例したパルス電圧である。このパル
ス電圧が、交流入力電圧ＶACの正負の絶対値が１／２以
上の期間にブリッジ整流回路に電圧帰還される。
【００５０】三次巻線Ｎ３の誘起電圧と交流入力電圧Ｖ
ACが正の期間では、電流Ｉ１は、コンデンサＣN→高速
リカバリ型ダイオードＤｉ１→インダクタンスＬ10→三
次巻線Ｎ３→平滑コンデンサＣｉ→高速リカバリ型ダイ
オードＤｉ４と流れ、高速リカバリ型ダイオードＤｉ
１、Ｄｉ４をスイッチング動作させる。一方、三次巻線
Ｎ３の誘起電圧が正で、交流入力電圧ＶACが負の期間で
は、電流Ｉ１は、コンデンサＣN→高速リカバリ型ダイ
オードＤｉ３→インダクタンスＬ10→三次巻線Ｎ３→平
滑コンデンサＣｉ→高速リカバリ型ダイオードＤｉ２と
流れ、高速リカバリ型ダイオードＤｉ２、Ｄｉ３をスイ
ッチング動作させる。このような電流Ｉ１の動作波形に
ついては、図２に交流入力電圧ＶAC、交流入力電流ＩAC
に対応した期間として示している。
ACが正の期間では、電流Ｉ１は、コンデンサＣN→高速
リカバリ型ダイオードＤｉ１→インダクタンスＬ10→三
次巻線Ｎ３→平滑コンデンサＣｉ→高速リカバリ型ダイ
オードＤｉ４と流れ、高速リカバリ型ダイオードＤｉ
１、Ｄｉ４をスイッチング動作させる。一方、三次巻線
Ｎ３の誘起電圧が正で、交流入力電圧ＶACが負の期間で
は、電流Ｉ１は、コンデンサＣN→高速リカバリ型ダイ
オードＤｉ３→インダクタンスＬ10→三次巻線Ｎ３→平
滑コンデンサＣｉ→高速リカバリ型ダイオードＤｉ２と
流れ、高速リカバリ型ダイオードＤｉ２、Ｄｉ３をスイ
ッチング動作させる。このような電流Ｉ１の動作波形に
ついては、図２に交流入力電圧ＶAC、交流入力電流ＩAC
に対応した期間として示している。
【００５１】そしてこのように交流入力電圧ＶACの正負
の絶対値が１／２以上の期間に、電流Ｉ１によって高速
リカバリ型ダイオードＤｉ１、Ｄｉ２、Ｄｉ３、Ｄｉ４
をスイッチング動作させることにより、整流出力電圧レ
ベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされ
る期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるよ
うにされる。この結果、交流入力電流の平均的な波形が
交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流
の導通角が拡大され、力率改善が図られることになる。
の絶対値が１／２以上の期間に、電流Ｉ１によって高速
リカバリ型ダイオードＤｉ１、Ｄｉ２、Ｄｉ３、Ｄｉ４
をスイッチング動作させることにより、整流出力電圧レ
ベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされ
る期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるよ
うにされる。この結果、交流入力電流の平均的な波形が
交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流
の導通角が拡大され、力率改善が図られることになる。
【００５２】図３は、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η
AC/DC）、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの変化特性を示
している。これは交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の負荷
電力Ｐｏ＝１２５Ｗ〜２５Ｗの変動に対する特性であ
る。なお、図３において点線が図１の回路による特性で
あり、実線は図８の先行技術にかかる特性（交流ライン
にパワーチョークコイルを配した場合の特性）を比較の
ために示している。また図４は、負荷電力Ｐｏ＝１２５
Ｗ時の、交流入力電圧ＶAC＝９０〜１４０Ｖの変化に対
する力率ＰＦの特性を示している。
AC/DC）、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの変化特性を示
している。これは交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の負荷
電力Ｐｏ＝１２５Ｗ〜２５Ｗの変動に対する特性であ
る。なお、図３において点線が図１の回路による特性で
あり、実線は図８の先行技術にかかる特性（交流ライン
にパワーチョークコイルを配した場合の特性）を比較の
ために示している。また図４は、負荷電力Ｐｏ＝１２５
Ｗ時の、交流入力電圧ＶAC＝９０〜１４０Ｖの変化に対
する力率ＰＦの特性を示している。
【００５３】なお、上記図３，図４の特性を得る際の、
図１の回路としての各種定数は次の通りである。 絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１＝２４Ｔ
（ターン） 絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２＝４５Ｔ 絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３＝６Ｔ インダクタンスＬ10＝１０μＨ インダクタンスＬN＝１００μＨ コンデンサＣN＝１μＦ
図１の回路としての各種定数は次の通りである。 絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１＝２４Ｔ
（ターン） 絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２＝４５Ｔ 絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３＝６Ｔ インダクタンスＬ10＝１０μＨ インダクタンスＬN＝１００μＨ コンデンサＣN＝１μＦ
【００５４】図３、図４からわかるように、図１の回路
では、先行技術の回路よりも力率ＰＦは向上しており、
交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ
の場合において力率ＰＦは０．８０を実現している。ま
た交流入力電圧ＶACの変動に対しても、変化の少ない力
率特性を実現している。また直流入力電圧Ｅｉは上昇し
ており、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、負荷
電力Ｐｏ＝１２５Ｗの場合において、先行技術の場合の
８８．５％が本例では８９．２％となり、先行技術の場
合より０．７％向上している。この場合交流入力電力が
１．１Ｗ低下し、省エネルギーが図られる。また負荷電
力Ｐｏの１２５Ｗ〜２５Ｗの変動に対しての直流入力電
圧Ｅｉの変動は、先行技術の１２．０Ｖから本例の５．
５Ｖに低減できた。そして直流出力電圧Ｅ01のリップル
電圧については、パワーチョークコイルＰＣＨを備えた
図８の場合と同等（５０ｍＶ）とすることができた。
では、先行技術の回路よりも力率ＰＦは向上しており、
交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ
の場合において力率ＰＦは０．８０を実現している。ま
た交流入力電圧ＶACの変動に対しても、変化の少ない力
率特性を実現している。また直流入力電圧Ｅｉは上昇し
ており、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、負荷
電力Ｐｏ＝１２５Ｗの場合において、先行技術の場合の
８８．５％が本例では８９．２％となり、先行技術の場
合より０．７％向上している。この場合交流入力電力が
１．１Ｗ低下し、省エネルギーが図られる。また負荷電
力Ｐｏの１２５Ｗ〜２５Ｗの変動に対しての直流入力電
圧Ｅｉの変動は、先行技術の１２．０Ｖから本例の５．
５Ｖに低減できた。そして直流出力電圧Ｅ01のリップル
電圧については、パワーチョークコイルＰＣＨを備えた
図８の場合と同等（５０ｍＶ）とすることができた。
【００５５】即ち図１の実施の形態のスイッチング電源
回路では、電流共振形コンバータと部分電圧共振回路を
組み合わせた共振コンバータに対して力率改善を図る場
合として、力率の大幅な向上を実現した上で、リップル
電圧対策としての図８に示したようなパワーチョークコ
イルＰＣＨを不要とすることができ、またそれに伴う直
流入力電圧Ｅｉの上昇によって、ＡＣ／ＤＣ電力変換効
率（ηAC/DC）を向上させることができる。そして交流
入力電力や負荷電力の変動に対して力率の変化が少ない
力率改善回路を実現しているものとなる。
回路では、電流共振形コンバータと部分電圧共振回路を
組み合わせた共振コンバータに対して力率改善を図る場
合として、力率の大幅な向上を実現した上で、リップル
電圧対策としての図８に示したようなパワーチョークコ
イルＰＣＨを不要とすることができ、またそれに伴う直
流入力電圧Ｅｉの上昇によって、ＡＣ／ＤＣ電力変換効
率（ηAC/DC）を向上させることができる。そして交流
入力電力や負荷電力の変動に対して力率の変化が少ない
力率改善回路を実現しているものとなる。
【００５６】また、図１の構成の力率改善整流回路１０
においては、例えば構成部品の総重量は１５ｇ程度とな
り、実装面積は６ｃｍ2とできる。つまりパワーチョー
クコイルＰＣＨと比較して重量は１／１０、実装面積は
１／1.8となり、回路のコストダウンや小型化、軽量化
が実現できる。さらに、インダクタンスを閉磁路のフェ
ライト磁心で構成すれば、漏洩磁束による影響を解消で
きる。また絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ
３と直列接続されるインダクタンスＬ10のインダクタン
ス値によって力率が決定するものとなるため、設計が容
易となる。
においては、例えば構成部品の総重量は１５ｇ程度とな
り、実装面積は６ｃｍ2とできる。つまりパワーチョー
クコイルＰＣＨと比較して重量は１／１０、実装面積は
１／1.8となり、回路のコストダウンや小型化、軽量化
が実現できる。さらに、インダクタンスを閉磁路のフェ
ライト磁心で構成すれば、漏洩磁束による影響を解消で
きる。また絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ
３と直列接続されるインダクタンスＬ10のインダクタン
ス値によって力率が決定するものとなるため、設計が容
易となる。
【００５７】図５は本発明の第２の実施の形態のスイッ
チング電源回路を示す。この図５の電源回路も、ハーフ
ブリッジ結合電流共振形コンバータと、半導体スイッチ
のターンオフ時にのみ電圧共振する部分電圧共振回路を
組み合わせたコンバータ回路を備える。そしてこれに対
して、力率改善のための力率改善整流回路１１が設けら
れた構成とされている。そしてこの電源回路の、ハーフ
ブリッジ結合された２本のスイッチング素子を有する電
流共振形コンバータについては、その駆動方式は他励式
とされている。なお、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
二次側については図１と同様であるため、図１と同一符
号を付し説明を省略する。
チング電源回路を示す。この図５の電源回路も、ハーフ
ブリッジ結合電流共振形コンバータと、半導体スイッチ
のターンオフ時にのみ電圧共振する部分電圧共振回路を
組み合わせたコンバータ回路を備える。そしてこれに対
して、力率改善のための力率改善整流回路１１が設けら
れた構成とされている。そしてこの電源回路の、ハーフ
ブリッジ結合された２本のスイッチング素子を有する電
流共振形コンバータについては、その駆動方式は他励式
とされている。なお、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
二次側については図１と同様であるため、図１と同一符
号を付し説明を省略する。
【００５８】この図に示す一次側の電流共振形コンバー
タとしては、例えばＭＯＳ−ＦＥＴとされる２石のスイ
ッチング素子Ｑ11、Ｑ12が備えられている。ここでは、
スイッチング素子Ｑ11のドレインを整流平滑電圧Ｅｉの
ラインと接続し、スイッチング素子Ｑ11のソースとスイ
ッチング素子Ｑ12のドレインを接続し、スイッチング素
子Ｑ12のソースを一次側アースに接続することで、他励
式に対応したハーフブリッジ結合を得ている。これらス
イッチング素子Ｑ11、Ｑ12は、発振ドライブ回路２によ
って交互にオン／オフ動作が繰り返されるようにスイッ
チング駆動されて、整流平滑電圧Ｅｉを断続してスイッ
チング出力とする。また、この場合には、各スイッチン
グ素子Ｑ11、Ｑ12のドレイン−ソース間に対して、図に
示す方向によって接続されるクランプダイオードＤD1、
ＤD2が設けられる。
タとしては、例えばＭＯＳ−ＦＥＴとされる２石のスイ
ッチング素子Ｑ11、Ｑ12が備えられている。ここでは、
スイッチング素子Ｑ11のドレインを整流平滑電圧Ｅｉの
ラインと接続し、スイッチング素子Ｑ11のソースとスイ
ッチング素子Ｑ12のドレインを接続し、スイッチング素
子Ｑ12のソースを一次側アースに接続することで、他励
式に対応したハーフブリッジ結合を得ている。これらス
イッチング素子Ｑ11、Ｑ12は、発振ドライブ回路２によ
って交互にオン／オフ動作が繰り返されるようにスイッ
チング駆動されて、整流平滑電圧Ｅｉを断続してスイッ
チング出力とする。また、この場合には、各スイッチン
グ素子Ｑ11、Ｑ12のドレイン−ソース間に対して、図に
示す方向によって接続されるクランプダイオードＤD1、
ＤD2が設けられる。
【００５９】また、この場合には、スイッチング素子Ｑ
11、Ｑ12のソース−ドレインの接続点（スイッチング出
力点）に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1 の一端を接続することで、一次巻線Ｎ1 に対し
てスイッチング出力を供給するようにされる。一次巻線
Ｎ1 の他端は、直列共振コンデンサＣ1を介して、平滑
コンデンサＣｉの正極側に接続される。また絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの一次側には、一次巻線Ｎ１とは別
巻線として三次巻線Ｎ３が巻装されている。
11、Ｑ12のソース−ドレインの接続点（スイッチング出
力点）に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1 の一端を接続することで、一次巻線Ｎ1 に対し
てスイッチング出力を供給するようにされる。一次巻線
Ｎ1 の他端は、直列共振コンデンサＣ1を介して、平滑
コンデンサＣｉの正極側に接続される。また絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの一次側には、一次巻線Ｎ１とは別
巻線として三次巻線Ｎ３が巻装されている。
【００６０】この場合にも、直列共振コンデンサＣ1 の
キャパシタンス及び一次巻線Ｎ1 を含む絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの漏洩インダクタンス成分Ｌ１により、
スイッチング電源回路を電流共振形とする電流共振回路
を形成している。また、スイッチング素子Ｑ12のドレイ
ン−ソース間に対して並列接続された並列共振コンデン
サＣｐと、一次巻線Ｎ1 の漏洩インダクタンス成分Ｌ１
により部分電圧共振回路が形成される。
キャパシタンス及び一次巻線Ｎ1 を含む絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの漏洩インダクタンス成分Ｌ１により、
スイッチング電源回路を電流共振形とする電流共振回路
を形成している。また、スイッチング素子Ｑ12のドレイ
ン−ソース間に対して並列接続された並列共振コンデン
サＣｐと、一次巻線Ｎ1 の漏洩インダクタンス成分Ｌ１
により部分電圧共振回路が形成される。
【００６１】この場合の制御回路１は、例えば直流出力
電圧ＥO1 の変動に対応したレベルの制御信号を発振ド
ライブ回路２に出力する。発振ドライブ回路２では制御
回路１から供給された制御信号に基づいて、発振ドライ
ブ回路２からスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12の各ゲートに
供給するスイッチング駆動信号の周波数を変化させて、
スイッチング周波数を可変するようにしている。これに
より、図１の場合と同様に定電圧制御が行われる。起動
回路３は、電源投入直後に整流平滑ラインに得られる電
圧あるいは電流を検出して、発振ドライブ回路２を起動
させるために設けられるもので、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴに追加的に巻装した巻線Ｎ４を、整流ダイオー
ドＤ30及び平滑コンデンサＣ30により整流して得られる
低レベルの直流電圧を動作電源としている。
電圧ＥO1 の変動に対応したレベルの制御信号を発振ド
ライブ回路２に出力する。発振ドライブ回路２では制御
回路１から供給された制御信号に基づいて、発振ドライ
ブ回路２からスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12の各ゲートに
供給するスイッチング駆動信号の周波数を変化させて、
スイッチング周波数を可変するようにしている。これに
より、図１の場合と同様に定電圧制御が行われる。起動
回路３は、電源投入直後に整流平滑ラインに得られる電
圧あるいは電流を検出して、発振ドライブ回路２を起動
させるために設けられるもので、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴに追加的に巻装した巻線Ｎ４を、整流ダイオー
ドＤ30及び平滑コンデンサＣ30により整流して得られる
低レベルの直流電圧を動作電源としている。
【００６２】この場合の力率改善整流回路１１も、交流
入力電流ＩACの整流作用を有するとともに、その力率改
善作用を有するものとされる。力率改善整流回路１１
は、４つの低速リカバリ型ダイオードによって形成され
るブリッジ整流回路Ｄｉが設けられている。そしてブリ
ッジ整流回路Ｄｉの正極側には、コンデンサＣNとイン
ダクタンスＬNによるノーマルモードノイズ抑圧用のフ
ィルタが接続される。また上記のノーマルモードノイズ
抑圧用のフィルタに直列にチョークコイル（インダクタ
ンスＬ10）が接続される。そしてインダクタンスＬ10は
三次巻線Ｎ３に接続され、三次巻線Ｎ３の巻始め端が高
速リカバリ型ダイオードＤ１のアノードに接続される。
従ってブリッジ整流回路Ｄｉからは上記ノーマルモード
ノイズフィルタを介してインダクタンスＬ10、三次巻線
Ｎ３、高速リカバリ型ダイオードＤ１が直列接続される
ものとなる。
入力電流ＩACの整流作用を有するとともに、その力率改
善作用を有するものとされる。力率改善整流回路１１
は、４つの低速リカバリ型ダイオードによって形成され
るブリッジ整流回路Ｄｉが設けられている。そしてブリ
ッジ整流回路Ｄｉの正極側には、コンデンサＣNとイン
ダクタンスＬNによるノーマルモードノイズ抑圧用のフ
ィルタが接続される。また上記のノーマルモードノイズ
抑圧用のフィルタに直列にチョークコイル（インダクタ
ンスＬ10）が接続される。そしてインダクタンスＬ10は
三次巻線Ｎ３に接続され、三次巻線Ｎ３の巻始め端が高
速リカバリ型ダイオードＤ１のアノードに接続される。
従ってブリッジ整流回路Ｄｉからは上記ノーマルモード
ノイズフィルタを介してインダクタンスＬ10、三次巻線
Ｎ３、高速リカバリ型ダイオードＤ１が直列接続される
ものとなる。
【００６３】このような力率改善整流回路１１において
は、低速リカバリ型ダイオードによるブリッジ整流回路
Ｄｉによって全波整流が行われる。そしてその整流電流
に対して高速リカバリ型ダイオードＤ１の作用により力
率改善が行われる。
は、低速リカバリ型ダイオードによるブリッジ整流回路
Ｄｉによって全波整流が行われる。そしてその整流電流
に対して高速リカバリ型ダイオードＤ１の作用により力
率改善が行われる。
【００６４】この場合も、三次巻線Ｎ３に誘起する電圧
は、一次側電流共振コンバータのスイッチング動作に基
づいて誘起する電圧であり、三次巻線Ｎ３と一次巻線Ｎ
１の巻数比（Ｎ３／Ｎ１）に比例した矩形波形状のパル
ス電圧である。そしてこの電圧が力率改善整流回路１１
に帰還されることで高速リカバリ型ダイオードＤ１が整
流電流を高速に断続するスイッチング動作を行うことに
なり、この結果、交流入力電流の導通角が拡大され、力
率改善が図られることになる。この図５の実施の形態に
よっても、図１の実施の形態と同様の効果を得ることが
できる。
は、一次側電流共振コンバータのスイッチング動作に基
づいて誘起する電圧であり、三次巻線Ｎ３と一次巻線Ｎ
１の巻数比（Ｎ３／Ｎ１）に比例した矩形波形状のパル
ス電圧である。そしてこの電圧が力率改善整流回路１１
に帰還されることで高速リカバリ型ダイオードＤ１が整
流電流を高速に断続するスイッチング動作を行うことに
なり、この結果、交流入力電流の導通角が拡大され、力
率改善が図られることになる。この図５の実施の形態に
よっても、図１の実施の形態と同様の効果を得ることが
できる。
【００６５】以上、実施の形態について説明してきた
が、本発明はさらに多様な変形例が考えられる。上記各
実施の形態では、バイポーラトランジスタ、或いはＭＯ
Ｓ−ＦＥＴによるハーフブリッジ結合の電流共振形コン
バータを例に挙げたが、さらにはＩＧＢＴをハーフブリ
ッジ結合させた電流共振形コンバータの場合も本発明を
適用できる。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側の整流平滑回路の構成は図１，図５の例に限定され
ず、所要の直流出力電圧が得られる構成であればどのよ
うなものでもよい。
が、本発明はさらに多様な変形例が考えられる。上記各
実施の形態では、バイポーラトランジスタ、或いはＭＯ
Ｓ−ＦＥＴによるハーフブリッジ結合の電流共振形コン
バータを例に挙げたが、さらにはＩＧＢＴをハーフブリ
ッジ結合させた電流共振形コンバータの場合も本発明を
適用できる。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側の整流平滑回路の構成は図１，図５の例に限定され
ず、所要の直流出力電圧が得られる構成であればどのよ
うなものでもよい。
【００６６】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、電流共振
形コンバータと部分電圧共振回路を組み合わせた共振コ
ンバータに対して力率改善を図る構成において、力率の
大幅な向上を実現した上で、まずリップル電圧対策とし
てのパワーチョークコイルを不要とすることと、直流入
力電圧が上昇することによって、ＡＣ／ＤＣ電力変換効
率を向上させることができるという効果がある。また交
流入力電力や負荷電力の変動に対して変化が少ない力率
特性を実現でき、また直流入力電圧も変動の少ないもの
とできる。
形コンバータと部分電圧共振回路を組み合わせた共振コ
ンバータに対して力率改善を図る構成において、力率の
大幅な向上を実現した上で、まずリップル電圧対策とし
てのパワーチョークコイルを不要とすることと、直流入
力電圧が上昇することによって、ＡＣ／ＤＣ電力変換効
率を向上させることができるという効果がある。また交
流入力電力や負荷電力の変動に対して変化が少ない力率
特性を実現でき、また直流入力電圧も変動の少ないもの
とできる。
【００６７】またパワーチョークコイルを不要とするこ
とから、構成部品の重量を著しく低減することができ、
また実装面積も縮小できる。これによって回路のコスト
ダウンや小型化、軽量化が実現できる。さらに、インダ
クタンスを閉磁路のフェライト磁心で構成すれば、漏洩
磁束による影響を解消でき、配置設計の自由度が向上さ
れ、また磁気シールド等の対策も不要となる。また絶縁
コンバータトランスの三次巻線と直列接続されるインダ
クタのインダクタンス値によって力率が決定するものと
なるため、設計が容易となるという利点もある。
とから、構成部品の重量を著しく低減することができ、
また実装面積も縮小できる。これによって回路のコスト
ダウンや小型化、軽量化が実現できる。さらに、インダ
クタンスを閉磁路のフェライト磁心で構成すれば、漏洩
磁束による影響を解消でき、配置設計の自由度が向上さ
れ、また磁気シールド等の対策も不要となる。また絶縁
コンバータトランスの三次巻線と直列接続されるインダ
クタのインダクタンス値によって力率が決定するものと
なるため、設計が容易となるという利点もある。
【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路図である。
グ電源回路の構成を示す回路図である。
【図２】第１の実施の形態のスイッチング電源回路の動
作を示す波形図である。
作を示す波形図である。
【図３】第１の実施の形態のスイッチング電源回路につ
いてのＡＣ／ＤＣ変換効率、力率、直流入力電圧の特性
の説明図である。
いてのＡＣ／ＤＣ変換効率、力率、直流入力電圧の特性
の説明図である。
【図４】第１の実施の形態の力率特性の説明図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路図である。
グ電源回路の構成を示す回路図である。
【図６】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図
である。
である。
【図７】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図
である。
である。
【図８】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図
である。
である。
【図９】先行技術の電源回路についてのＡＣ／ＤＣ変換
効率、力率、直流入力電圧の特性の説明図である。
効率、力率、直流入力電圧の特性の説明図である。
１ 制御回路、１０，１１ 力率改善整流回路、Ｃｉ
平滑コンデンサ、Ｄ１高速リカバリ型ダイオード、Ｄｉ
ブリッジ整流回路、Ｄｉ１，Ｄｉ２，Ｄｉ３，Ｄｉ４
高速リカバリ型ダイオード、Ｃ１ 直列共振コンデン
サ、Ｃｐ 並列共振コンデンサ、ＰＲＴ ドライブトラ
ンス、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｑ1，Ｑ2，Ｑ
11，Ｑ12 スイッチング素子
平滑コンデンサ、Ｄ１高速リカバリ型ダイオード、Ｄｉ
ブリッジ整流回路、Ｄｉ１，Ｄｉ２，Ｄｉ３，Ｄｉ４
高速リカバリ型ダイオード、Ｃ１ 直列共振コンデン
サ、Ｃｐ 並列共振コンデンサ、ＰＲＴ ドライブトラ
ンス、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｑ1，Ｑ2，Ｑ
11，Ｑ12 スイッチング素子
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
Ｆターム(参考） 5H006 AA02 CA01 CA07 CB01 CC01
CC08 DA04 DC05
5H730 AA15 AA18 AS01 BB26 BB52
BB62 BB66 BB75 CC01 DD02
EE02 EE03 EE07 EE59 EE73
FD01 FG02 FG09
Claims (2)
- 【請求項１】 整流電流を平滑して直流入力電圧を出力
する平滑手段と、 一次巻線に得られる一次側出力を二次巻線が巻装された
二次側に伝送するために設けられるとともに、一次側に
さらに三次巻線が施された絶縁コンバータトランスと、 上記直流入力電圧をハーフブリッジ結合された２つのス
イッチング素子により断続して上記絶縁コンバータトラ
ンスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手
段と、 上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッ
チング駆動手段と、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の
漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続さ
れた直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形
成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とす
る電流共振回路と、 上記各スイッチング素子の一方に対して並列接続された
並列共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コン
バータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分に
よって形成され、上記各スイッチング素子のターンオフ
期間に電圧共振動作を行う部分電圧共振回路と、 交流電源ラインに配されたノーマルモードノイズフィル
タと、４つの高速リカバリ型ダイオードにより形成され
るブリッジ整流回路と、上記ブリッジ整流回路と上記三
次巻線に接続されるインダクタとを有して成り、上記ブ
リッジ整流回路により交流電源を整流するとともに、上
記スイッチング手段のスイッチング動作に基づく電圧
が、上記三次巻線と接続された上記インダクタを介して
帰還され、この帰還電圧に基づいて上記ブリッジ整流回
路を構成する高速リカバリ型ダイオードが整流電流を断
続することにより力率を改善する力率改善整流手段と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
電圧を入力して、整流動作を行って二次側直流出力電圧
を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチ
ング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイ
ッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧
に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御
手段と、 を備えたことを特徴とするスイッチング電源回路。 - 【請求項２】 整流電流を平滑して直流入力電圧を出力
する平滑手段と、 一次巻線に得られる一次側出力を二次巻線が巻装された
二次側に伝送するために設けられるとともに、一次側に
さらに三次巻線が施された絶縁コンバータトランスと、 上記直流入力電圧をハーフブリッジ結合された２つのス
イッチング素子により断続して上記絶縁コンバータトラ
ンスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手
段と、 上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッ
チング駆動手段と、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の
漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続さ
れた直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形
成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とす
る電流共振回路と、 上記各スイッチング素子の一方に対して並列接続された
並列共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コン
バータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分に
よって形成され、上記各スイッチング素子のターンオフ
期間に電圧共振動作を行う部分電圧共振回路と、 ４つの低速リカバリ型ダイオードにより構成され交流電
源ラインに配されるブリッジ整流回路と、ノーマルモー
ドノイズフィルタと、インダクタと、高速リカバリ型ダ
イオードとを有し、上記ブリッジ整流回路からは上記ノ
ーマルモードノイズフィルタを介して上記インダクタ、
上記三次巻線、上記高速リカバリ型ダイオードが直列接
続されて成り、上記ブリッジ整流回路により交流電源を
整流するとともに、上記スイッチング手段のスイッチン
グ動作に基づく電圧が、上記三次巻線を介して帰還さ
れ、この帰還電圧に基づいて上記高速リカバリ型ダイオ
ードが整流電流を断続することにより力率を改善する力
率改善整流手段と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
電圧を入力して、整流動作を行って二次側直流出力電圧
を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチ
ング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイ
ッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧
に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御
手段と、 を備えたことを特徴とするスイッチング電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001383057A JP2003189616A (ja) | 2001-12-17 | 2001-12-17 | スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001383057A JP2003189616A (ja) | 2001-12-17 | 2001-12-17 | スイッチング電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003189616A true JP2003189616A (ja) | 2003-07-04 |
Family
ID=27593212
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001383057A Pending JP2003189616A (ja) | 2001-12-17 | 2001-12-17 | スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003189616A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102638180A (zh) * | 2011-02-11 | 2012-08-15 | 光明电子股份有限公司 | 电源转换器 |
| CN107196514A (zh) * | 2017-06-29 | 2017-09-22 | 上海电气富士电机电气技术有限公司 | 一种功率单元的电源系统 |
| US11091609B2 (en) | 2016-08-19 | 2021-08-17 | Asahi Kasei Kabushiki Kaisha | Modified conjugated diene-based polymer, production method thereof, rubber composition and tire |
-
2001
- 2001-12-17 JP JP2001383057A patent/JP2003189616A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102638180A (zh) * | 2011-02-11 | 2012-08-15 | 光明电子股份有限公司 | 电源转换器 |
| US11091609B2 (en) | 2016-08-19 | 2021-08-17 | Asahi Kasei Kabushiki Kaisha | Modified conjugated diene-based polymer, production method thereof, rubber composition and tire |
| CN107196514A (zh) * | 2017-06-29 | 2017-09-22 | 上海电气富士电机电气技术有限公司 | 一种功率单元的电源系统 |
| CN107196514B (zh) * | 2017-06-29 | 2023-07-14 | 上海电气富士电机电气技术有限公司 | 一种功率单元的电源系统 |
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