JP2004064889A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】負荷電力が５０Ｗ以下の軽負荷時における複合共振形コンバータの電力変換効率の向上を図る。
【解決手段】一次側に４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４により構成したフルブリッジ結合の電流共振形コンバータと一次側部分電圧共振回路、複合共振コンバータにおいて、一次側直流入力整流回路を全波整流回路によって構成したうえで、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアのギャップをゼロとして、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の結合係数を０．９５程度の密結合にする。さらに二次巻線Ｎ２の１ターンあたりの誘起電圧を２Ｖ以下となるように二次巻線Ｎ２の巻線数を選定すると共に、二次巻線Ｎ２に対して二次側部分電圧共振回路を並列に接続するようにした。
【選択図】　　　　図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることがわかっている。
そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバータによるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
【０００３】
図１２は、先に本出願人により提案された発明に基づいて構成することのできる電源回路の構成例を示す回路図である。この電源回路には自励式の電流共振形コンバータが採用されている。
【０００４】
この図に示すスイッチング電源回路においては、商用交流電源（交流入力電圧ＶＡＣ）から直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成するための整流回路系として、図示するように、２本の低速リカバリ型の整流ダイオードＤ１，Ｄ２と、２本の平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２を接続してなる倍電圧整流回路が設けられる。この倍電圧整流回路では、直列接続された平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の両端に、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。
この電源回路のスイッチングコンバータは、図示するように、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をハーフブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサＣｉ１の正極側の接続点とアース間に対して挿入するようにして接続されている。この場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、耐圧４００Ｖのバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用される。
【０００５】
このスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各コレクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲＳ１，ＲＳ２が挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のベース−エミッタ間にはクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２がそれぞれ挿入されている。この場合、クランプダイオードＤＤ１のカソードはスイッチング素子Ｑ１のベースと接続され、アノードはスイッチング素子Ｑ１のエミッタと接続される。また、同様にクランプダイオードＤＤ２のカソードはスイッチング素子Ｑ２のベースと接続され、アノードはスイッチング素子Ｑ２のエミッタと接続される。
【０００６】
スイッチング素子Ｑ１のベースとスイッチング素子Ｑ２のコレクタ間に対しては、ベース電流制限抵抗ＲＢ１、共振用コンデンサＣＢ１、駆動巻線ＮＢ１からなる直列接続回路が挿入される。共振用コンデンサＣＢ１は自身のキャパシタンスと、駆動巻線ＮＢ１のインダクタンスＬＢ１と共に直列共振回路を形成する。
同様に、スイッチング素子Ｑ２のベースと一次側アース間に対しては、ベース電流制限抵抗ＲＢ２、共振用コンデンサＣＢ２、駆動巻線ＮＢ２からなる直列接続回路が挿入されており、共振用コンデンサＣＢ２と駆動巻線ＮＢ２のインダクタンスＬＢ２と共に自励発振用の直列共振回路を形成する。
【０００７】
直交形制御トランスＰＲＴ（Ｐｏｗｅｒ　Ｒｅｇｕｌａｔｉｎｇ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動すると共に、後述するようにして定電圧制御を行う。
この直交形制御トランスＰＲＴは、駆動巻線ＮＢ１，ＮＢ２及び共振電流を検出する共振電流検出巻線ＮＡが巻回され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線ＮＣが直交する方向に巻回された直交型の可飽和リアクトルである。
この直交形制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字型コアの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻装方向に共振電流検出巻線ＮＡ、駆動巻線ＮＢを巻装し、更に制御巻線ＮＣを、上記共振電流検出巻線ＮＡ、及び駆動巻線ＮＢに対して直交する方向に巻装して構成される。
【０００８】
この場合、駆動巻線ＮＢ１の一端は、共振用コンデンサＣＢ１−抵抗ＲＢ１の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ１のベースに接続され、他端はスイッチング素子Ｑ２のコレクタに接続される。駆動巻線ＮＢ２の一端はアースに接地されると共に、他端は共振用コンデンサＣＢ２−抵抗ＲＢ２の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ２のベースと接続されている。駆動巻線ＮＢ１と駆動巻線ＮＢ２は互いに逆極性の電圧が発生するように巻装されている。
また、共振電流検出巻線ＮＡの一端はスイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタとの接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他端は後述する絶縁コンバータトランス（Ｐｏｗｅｒ　Ｉｓｏｌａｔｉｏｎ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）ＰＩＴ１の一次巻線Ｎ１の一端に対して接続される。なお、共振電流検出巻線ＮＡの巻数（ターン数）は例えば１Ｔ（ターン）程度とされている。
【０００９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力を二次側に伝送する。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の構造としては、図２０に示すように、例えばフェライト材によるＥ字型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥ−Ｅ字型コアが備えられ、このＥ−Ｅ字型コアの中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２（Ｎ３）とが分割された状態で巻装されている。この場合、分割ボビンＢには、約６０ｍｍφのリッツ線を、がら捲きにより巻回して一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２（Ｎ３）とをそれぞれ巻装して構成するようにしている。
またこの場合、Ｅ−Ｅ字型コアの中央磁脚に対しては０．５ｍｍ〜１．０ｍｍのギャップＧを形成するようにしている、これによって、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２（Ｎ３）の結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５の疎結合の状態を得るようにしている。
【００１０】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の一次巻線Ｎ１の一端は、共振電流検出巻線ＮＡを介してスイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタの接点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。また、一次巻線Ｎ１の他端は、例えばフィルムコンデンサからなる一次側直列共振コンデンサＣ１を介して一次側アースに接地されている。
この場合、上記一次側直列共振コンデンサＣ１、及び一次巻線Ｎ１は直列に接続され、この一次側直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンス及び一次巻線Ｎ１（直列共振巻線）を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の漏洩インダクタンス（リーケージインダクタンスＬ１）成分とにより、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための直列共振回路を形成するようにしている。
【００１１】
また、スイッチング素子Ｑ２のコレクタ−エミッタ間に対しては、一次側部分電圧共振用の一次側部分電圧共振コンデンサＣｐが並列に接続されており、この一次側部分電圧共振コンデンサＣｐと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１とにより部分電圧共振回路を形成する。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を零電圧スイッチング（ＺＶＳ：Ｚｅｒｏ　Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）動作、及び零電流スイッチング（ＺＣＳ：Ｚｅｒｏ　Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）動作させるようにしている。
【００１２】
この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ／／Ｌ１）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた形式を採っていることになる。本明細書では、このようなスイッチングコンバータについて、複合共振形コンバータということにする。
【００１３】
また、この図における絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の二次側には、二次巻線Ｎ２，Ｎ３がそれぞれ独立して巻装されている。そして、二次巻線Ｎ２に対してはブリッジ整流ダイオードＤＢＲ及び平滑コンデンサＣＯ１を接続することで、二次側直流出力電圧ＥＯ１を生成するようにしている。また、二次巻線Ｎ３に対してはセンタータップを設けた上で、二次巻線Ｎ３に、それぞれ整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２、及び平滑コンデンサＣＯ２を図のように接続することで［整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２、平滑コンデンサＣＯ２］から成る両波整流回路を形成して二次側直流出力電圧ＥＯ２を生成するようにしている。
この場合、二次側直流出力電圧ＥＯ１は制御回路１に対しても分岐して入力される。
【００１４】
制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥＯ１のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電流を、制御電流として直交形制御トランスＰＲＴの制御巻線ＮＣに供給することにより後述するようにして定電圧制御を行う。
【００１５】
上記構成による電源回路のスイッチング動作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば起動抵抗ＲＳ１，ＲＳ２を介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のベースに起動電流が供給され、例えばスイッチング素子Ｑ１が先にオンになったとすれば、スイッチング素子Ｑ２はオフとなるように制御される。そしてスイッチング素子Ｑ１の出力として、共振電流検出巻線ＮＡ→一次巻線Ｎ１→一次側直列共振コンデンサＣ１に共振電流が流れ、この共振電流が零となる近傍でスイッチング素子Ｑ２がオン、スイッチング素子Ｑ１がオフとなるように制御される。そして、スイッチング素子Ｑ２を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が開始される。
このように、平滑コンデンサＣｉの端子電圧を動作電源としてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の一次巻線Ｎ１に共振電流波形に近いドライブ電流を供給し、二次巻線Ｎ２，Ｎ３に交番出力を得る。
【００１６】
また、直交形制御トランスＰＲＴによる定電圧制御は次のようにして行われる。
例えば、交流入力電圧や負荷電力の変動によって二次側直流出力電圧ＥＯ１が変動したとすると、制御回路１では二次側直流出力電圧ＥＯ１の変動に応じて制御巻線ＮＣに流れる制御電流のレベルを可変制御する。
この制御電流により直交形制御トランスＰＲＴに発生する磁束の影響で、直交形制御トランスＰＲＴにおいては飽和傾向の状態が変化し、駆動巻線ＮＢ１，ＮＢ２のインダクタンスを変化させるように作用する。これにより自励発振回路の条件が変化してスイッチング周波数ｆｓが変化するように制御される。
この図に示す電源回路では、一次側直列共振コンデンサＣ１、及び一次巻線Ｎ１の直列共振回路の共振周波数よりも高い周波数領域でスイッチング周波数ｆｓを設定しており、例えばスイッチング周波数ｆｓが高くなると、直列共振回路の共振周波数に対してスイッチング周波数ｆｓが離れていくようにされる。これにより、スイッチング出力に対する一次側直列共振回路の共振インピーダンスは高くなる。
このようにして共振インピーダンスが高くなることで、一次側直列共振回路の一次巻線Ｎ１に供給されるドライブ電流が抑制される結果、二次側直流出力電圧が抑制されることになって、定電圧制御が図られることになる。
【００１７】
また、図１３は、先に本出願人により提案された発明に基づいて構成することのできる、他の電源回路の構成例を示す回路図である。なお、上記図１２に示した電源回路と同一部分には同一符号を付して説明は省略する。
この図１３に示す電源回路も、２つのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２スイッチング素子をハーフブリッジ結合した電流共振形コンバータが備えられているが、その駆動方式は他励式とされている。この場合、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２にはＭＯＳ−ＦＥＴもしくはＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）が採用される。
【００１８】
またこの場合は、ブリッジ整流回路Ｄｉ、及び平滑コンデンサＣｉからなる整流平滑回路により、商用交流電源ＡＣの交流入力電圧ＶＡＣを整流平滑化して、例えば交流入力電圧ＶＡＣのピーク値の１倍に対応する直流入力電圧を生成するようにされる。
【００１９】
スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の各ゲートは、発振・ドライブ回路１１に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１１のドレインは、平滑コンデンサＣｉの正極と接続され、ソースは一次巻線Ｎ１、一次側直列共振コンデンサＣ１を介して一次側アースに接続される。また、スイッチング素子Ｑ１２のドレインは、上記スイッチング素子Ｑ１１のソースと接続され、そのソースは一次側アースに接続されている。
また、ここでも、一次側部分電圧共振用の一次側部分電圧共振コンデンサＣｐがスイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間に対して並列に接続される。
更に、各スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のドレイン−ソース間に対しては、クランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２が並列に接続されている。
【００２０】
上記スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２は、発振・ドライブ回路１１によって、先に図１２において説明したのと同様のスイッチング動作が得られるようにスイッチング駆動される。
つまり、この場合の制御回路１は直流出力電圧ＥＯ１の変動に応じて変動したレベルの電流又は電圧を、フォトカプラＰＣを介して一次側の発振・ドライブ回路１１に対して供給する。発振・ドライブ回路１１では、直流出力電圧ＥＯ１の安定化が図られるように制御回路１からの出力レベルに応じて、その周期が可変されたスイッチング駆動信号（電圧）をスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のゲートに対して交互に出力する。これによって、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチング周波数ｆｓが可変されることになる。
【００２１】
この場合、発振・ドライブ回路１１は、絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の一次巻線Ｎ１に対してタップ出力を設けることで形成した三次巻線Ｎ４に対して、整流ダイオードＤ３及びコンデンサＣ３から成る整流回路によって得られた低圧の直流電圧Ｅ３を入力して動作電源としている。また、起動時においては、起動抵抗ＲＳを介して整流平滑電圧Ｅｉを入力することで起動するようになっている。
【００２２】
図１４は、上記図１２に示した電源回路の要部の動作波形を示した図である。
なお、図１３に示した電源回路の動作波形もほぼ同様とされる。
この場合、先ず、商用交流電源が投入されると、例えば起動抵抗ＲＳ１を介してスイッチング素子Ｑ１のベースに起動電流が供給され、スイッチング素子Ｑ１がオンになると、スイッチング素子Ｑ２はオフとなるように制御される。そしてスイッチング素子Ｑ１の出力として、一次巻線Ｎ１→一次側直列共振コンデンサＣ１に共振電流が流れ、この共振電流が零となる近傍でスイッチング素子Ｑ２がオン、スイッチング素子Ｑ１がオフとなるように制御される。以降はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンとなるように制御される。
これにより、スイッチング素子Ｑ２がオンとなる期間ＴＯＮ、及びオフとなる期間ＴＯＦＦにおけるスイッチング素子Ｑ２のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＱ２は、図１４（ａ）に示すような波形となり、スイッチング素子Ｑ２のコレクタには、図１４（ｂ）に示すような波形のコレクタ電流ＩＱ２が流れることになる。
【００２３】
この場合、一次側直列共振コンデンサＣ１に流れる一次側直流共振電流Ｉ１は、図１４（ｃ）に示されているような正弦波となり、スイッチング素子Ｑ１に負方向の一次側直流共振電流Ｉ１が流れ、スイッチング素子Ｑ２には正方向の一次側直流共振電流Ｉ１が流れることになる。換言すれば、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン／オフを行うことによって、上記一次側直列共振コンデンサＣ１と直列接続された一次巻線Ｎ１には、共振電流波形に近いドライブ電流が供給されるということがいえる。この一次巻線Ｎ１に流れる電流に応じて発生する交番電圧によって、二次巻線Ｎ２にも交番電圧が励起されることになる。
そして、上記のようにして二次巻線Ｎ２に発生する交番電圧に応じて、二次巻線Ｎ２に接続されるブリッジ整流回路ＤＢＲの正極側の入力端子と負極側の入力端子との間の端子間電圧Ｖ２としては、図１４（ｅ）に示す波形が得られることになる。つまり、ブリッジ整流回路ＤＢＲに整流電流が流れる期間において整流平滑電圧Ｅ０の絶対値レベルでクランプされた波形が得られる。（また、このような端子間電圧Ｖ２によっては、二次巻線Ｎ２に流れる電流が不連続モードであることも示されている。）
【００２４】
また、スイッチング素子Ｑ２に対して並列に接続されている一次側部分電圧共振コンデンサＣｐには、図１４（ｄ）に示されているように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が、それぞれターンオンまたはターンオフ時の短期間のみ共振電流ＩＣＰが流れることになる。つまり、部分電圧共振動作を行うようにされる。
これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をＺＶＳ動作及びＺＣＳ動作としてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２におけるスイッチング損失の低減を図るようにしている。
【００２５】
図１５は、上記図１２に示した電源回路の特性例として、ＶＡＣ＝１００Ｖ時において、二次側直流出力電圧ＥＯ１の負荷電力Ｐｏが０Ｗ〜２００Ｗまで変動した時のＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、スイッチング素子Ｑ２の期間ＴＯＮの変化特性を示した図である。
【００２６】
この図に示すように、図１２に示した電源回路では負荷電力Ｐｏが重くなるにしたがって、スイッチング周波数ｆｓが低くなるように制御されている。またこれと同時にスイッチング素子Ｑ２がオンとなる期間ＴＯＮが長くなるように制御されている。
また、この場合のＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時に約９１．８％、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時に約９２．４％となり、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時において最も高効率な状態が得られている。
【００２７】
なお、上記図１４に示す動作及び図１５に示す特性を得るにあたっては、図１２に示す電源回路の部品素子の定数を次のように選定している。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ１については、一次巻線Ｎ１＝二次巻線Ｎ２＝４５Ｔを巻装している。また、一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０５６μＦ
一次側部分電圧共振コンデンサＣｐ＝３３０ｐＦを選定している。
【００２８】
また、図１６は、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできる、先行技術としてのスイッチング電源回路のさらに他の回路例を示した回路図である。なお、上記図１２、図１３に示した電源回路と同一部分には同一符号を付して説明は省略する。
この図に示す電源回路は、他励式による電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされている。また、商用交流電源ＡＣ＝１００Ｖ系の条件に対応した構成が採られている。
【００２９】
この図に示す電源回路においても、上記図１３に示した電源回路と同様、入力整流回路として全波整流平滑回路が備えられる。
また、この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振・ドライブ・保護回路２が設けられる。この発振・ドライブ・保護回路２は、発振回路、駆動回路、及び保護回路を有している。そして、発振回路及び駆動回路によって、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
また、発振・ドライブ・保護回路２の保護回路は、例えば当該電源回路における過電流、過電圧の状態を検出して、回路が保護されるようにしてスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチング動作を制御する。
【００３０】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の二次側には、二次巻線Ｎ２と、この二次巻線Ｎ２よりも少ない巻数による二次巻線Ｎ２Ａが巻装されている。これらの二次側巻線には、一次巻線Ｎ１に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
【００３１】
二次巻線Ｎ２は、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２、及び平滑コンデンサＣＯ１から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣＯ１の両端電圧として二次側直流出力電圧ＥＯ１が得られる。この二次側直流出力電圧ＥＯ１は、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００３２】
また、二次巻線Ｎ２Ａも、センタータップを二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤＯ３，ＤＯ４、及び平滑コンデンサＣＯ２から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣＯ２の両端電圧として二次側直流出力電圧ＥＯ２が得られる。また、二次側直流出力電圧ＥＯ２は、制御回路１のための動作電源としても供給される。
【００３３】
制御回路１は、二次側直流出力電圧ＥＯ１のレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ・保護回路２に供給する。発振・ドライブ・保護回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を駆動する。このようにしてスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチング周波数が可変されることで、二次側直流出力電圧のレベルが安定化されることになる。
【００３４】
ここで、上記構成による電源回路において、発振・ドライブ・保護回路２の動作電源として供給される低圧の直流電圧Ｅ３は、約１．７Ｖが得られるようにされている。
また、上記構成では、両波整流方式により二次側直流電圧ＥＯ１を得ているが、例えばセンタータップを設ける代わりに、ブリッジ整流回路を接続するなどして、全波整流方式により得るようにしてもよい。
また、二次側直流電圧ＥＯ１としては、約１３５Ｖが得られるようにされている。そして、この条件の下で、二次巻線Ｎ２のターン数Ｔについて、３Ｖ／Ｔ以下となるようにすれば、整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２に流れる二次巻線電流は連続モードとなる。また、５Ｖ／Ｔとなるようにすれば不連続モードとなる。
【００３５】
図１７は、上記図１６に示した電源回路の動作をスイッチング周期により示す波形図である。ここでは、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時の条件での動作が示されている。
この場合、スイッチング素子Ｑ１２がオンとなる期間ＴＯＮ、及びオフとなる期間ＴＯＦＦにおけるスイッチング素子Ｑ１２のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＱ２は、図１７（ａ）に示すような波形となり、スイッチング素子Ｑ１２のコレクタには、図１７（ｂ）に示すような波形のコレクタ電流ＩＱ２が流れることになる。
【００３６】
そして、一次巻線Ｎ１の励磁インダクタンスＬ１により負極性の鋸歯状波電流がコレクタ電流ＩＱ２として流れている期間Ａは、負荷側に電力伝送を行わない非電力伝送期間となる。
これに対して、一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンス成分Ｌ１ｌと直列共振コンデンサＣ１の静電容量とによる正極性の共振電流がコレクタ電流ＩＱ２として流れる期間Ｂは、負荷側に電力伝送を行う電力伝送期間となる。
【００３７】
この場合、一次側直列共振コンデンサＣ１には、図１７（ｄ）に示すような一次巻線電流Ｉ１が流れることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の一次巻線Ｎ１の両端には、図１７（ｃ）に示すように、期間ＴＯＮと期間ＴＯＦＦとで極性が反転する波形の電圧Ｖ１が得られる。
また、二次巻線Ｎ２のセンタータップと二次側アースとの間には図１７（ｆ）に示すような二次側電流ＩＤが流れることで、二次巻線Ｎ２の巻始め端部側と二次側アース間の両端電圧Ｖ２は、図１７（ｅ）に示すような波形の出力が得られることになる。
【００３８】
図１８には、上記図１７に示したスイッチング周期による波形図の比較として、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時の条件における動作をスイッチング周期により示した波形図である。
この場合、スイッチング素子Ｑ１２がオンとなる期間ＴＯＮ、及びオフとなる期間ＴＯＦＦにおけるスイッチング素子Ｑ１２のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＱ２は、図１８（ａ）に示すような波形となり、スイッチング素子Ｑ１２のコレクタには、図１８（ｂ）に示すような波形のコレクタ電流ＩＱ２が流れることになる。そして、この場合は、上記図１７（ｂ）に示した波形と比較すれば分かるように、非電力伝送期間Ａが拡大している。このことから負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時（軽負荷時）には、負荷側への電力伝送が減少して電力変換効率が低下していることが分かる。
【００３９】
この場合の一次側直列共振コンデンサＣ１には、図１８（ｄ）に示すような正弦波状の一次巻線電流Ｉ１が流れることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の一次巻線Ｎ１の両端には、図１８（ｃ）に示すように波形の電圧Ｖ１が得られる。また、二次巻線Ｎ２のセンタータップと二次側アースとの間には図１８（ｆ）に示すような二次側電流ＩＤが流れることで、二次巻線Ｎ２の巻始め端部側と二次側アース間の両端電圧Ｖ２は、図１８（ｅ）に示すような波形の出力が得られることになる。
【００４０】
また、図１９は、上記図１６に示した電源回路についての、負荷電力変動に対する、電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング出力電流ＩＱ１，ＩＱ２の変化特性を示している。ここでは、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖで、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜１２５Ｗの条件での特性が示されている。
この場合、電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）については重負荷となるのに従って高くなっていく傾向を有していることがわかる。そして、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時においては電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）は約９２％となっているが、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時には電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）が約８９％、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時には電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）が約８２．５％まで低下している。そして、この場合は、無負荷時の交流入力電力は４．２Ｗになっている。
また、スイッチング周波数ｆｓは、軽負荷となるのに従って比例的に上昇していく傾向を有している。
また、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時におけるスイッチング出力電流ＩＱ１，ＩＱ２のピーク電流値は３．５Ａｐ、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時におけるスイッチング出力電流ＩＱ１，ＩＱ２のピーク電流値は３．０Ａｐとなる。
【００４１】
上記図１６に示した電源回路の構成によると、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時においては、一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンス成分Ｌ１ｌ（Ｌ１ｌ＝４２μＨ）と直列共振コンデンサＣ１の静電容量とにより、正極性の共振電流が流れ、負荷側に電力伝送を行う電力伝送期間Ｂが短くなる。そして、一次巻線Ｎ１の励磁インダクタンスＬ１＝（Ｌ１＝１６５μＨ）による負極性の鋸歯状波電流が流れる非電力伝送期間Ａが長くなる。このため、軽負荷時の電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）が低下している。
【００４２】
なお、上記図１７〜図１９の各図に示す測定結果を得るにあたっては、図１６に示した電源回路について、下記のようにして部品素子を選定している。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴ１については、ギャップ長Ｇ＝１．０ｍｍで、一次巻線Ｎ１＝２４Ｔ、二次巻線Ｎ２＝２３Ｔ＋２３Ｔ、三次巻線Ｎ４＝２Ｔを巻装している。また、この場合においては二次側電流は不連続モードとなる。
また、一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０６８μＦ、一次側部分電圧共振コンデンサＣｐ＝４７０μＦを選定している。
【００４３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記したような先行技術としての電源回路は、負荷電力Ｐｏが減少するにしたがって、負荷側に電力伝送を行わない非電力伝送期間Ａが拡大するため、これに伴って、電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）が低下する。例えば負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時には電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）が８９％となり、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時には電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）が８２．５％まで低下する。また、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時である無負荷時においても交流入力電力として４．２Ｗが必要とされていた。つまり、先行技術としての電源回路においては、例えば５０Ｗ以下の軽負荷時における電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）が低下するという欠点があった。
【００４４】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴ１のコアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚にはギャップＧを設ける必要がある。このため、絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の外周に銅板のショートリングを設けるなどのシールド対策が必要になり、それだけ、絶縁コンバータトランスのコストアップ及び大型化を招くことになる。
【００４５】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成することとした。
つまり、商用交流電源を入力して整流平滑動作を行うことで、整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、入力された直流入力電圧を断続するスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、スイッチング素子をスイッチング駆動する駆動手段とを備える。
そして、磁脚にギャップを形成していないコアに対して一次巻線及び二次巻線を巻装することで、上記一次巻線と二次巻線とが所要以上の結合係数による密結合の状態となるようにされると共に、上記二次巻線の１ターンあたりの誘起電圧が所定レベル以下となるように上記二次巻線の巻線数を設定して構成され、上記一次巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を二次巻線に対して伝送する絶縁コンバータトランスを備える。
さらに、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、スイッチング手段を形成するスイッチング素子のうち、所定のスイッチング素子に対して並列に接続される一次側部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、スイッチング手段を形成するスイッチング素子のターンオフ期間においてのみ部分電圧共振動作を行う一次側部分電圧共振回路とを備える。
さらにまた、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して並列に接続される二次側部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、二次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、直流出力電圧生成手段を形成する整流ダイオード素子がオフとなるタイミングで部分共振動作を行う二次側部分電圧共振回路と、二次側直流出力電圧のレベルに応じて、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段とを備えるようにした。
【００４６】
上記構成によると、本発明のスイッチング電源回路としては、複合共振形コンバータとして、一次側は、電流共振形スイッチングコンバータと一次側部分電圧共振回路が組み合わされた基本構成を採る。また、この場合には、二次側に対しても二次側部分電圧共振回路を設けるようにしている。そのうえで、絶縁コンバータトランスのコアにギャップを形成しないようにして、一次巻線と二次巻線との結合係数を所要の結合係数以上の密結合にすると共に、二次巻線の１ターンあたりの誘起電圧が所定レベル以下となるように選定する。
つまり、上記構成においては、一次側電流共振形コンバータ、一次側部分電圧共振回路、及び二次側部分電圧共振回路による複合共振形コンバータとして、密結合の絶縁コンバータトランスによる一次側から二次側への電力伝送を行うようにされている。そしてこの構成の下で、絶縁コンバータトランスの二次巻線の巻線数を上記した条件の下で設定するようにしている。これによっては、二次巻線の巻線数がその分増加されることになるが、これに伴って、二次巻線のリーケージインダクタンスも増加されることとなる。
【００４７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について説明していく。
図１は、本発明の第１実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。
この図１に示す電源回路は、一次側に４石構成の自励式による電流共振形コンバータと一次側部分電圧共振コンデンサによる一次側部分電圧共振回路を備え、二次側に二次側部分電圧共振コンデンサによる二次側部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータとしてのスイッチング電源回路である。
この電源回路においては、交流電源ＡＣに対してコモンモードのノイズを除去するノイズフィルタとしてコモンモードチョークコイルＣＭＣとアクロスコンデンサＣＬ　が設けられ、いわゆるラインフィルタを構成する。
そして商用交流電源から直流入力電圧を生成するための整流回路系としては、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流平滑回路が備えられ、交流入力電圧ＶＡＣの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。
【００４８】
この図に示す電流共振形コンバータは、図のように４つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４をフルブリッジ結合方式によって接続されている。この場合、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、２００Ｖ耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
この場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のコレクタは、整流平滑電圧Ｅｉのライン（平滑コンデンサＣｉの正極端子）と接続される。
そして、スイッチング素子Ｑ１のエミッタは、スイッチング素子Ｑ２のコレクタと接続され、スイッチング素子Ｑ２のエミッタは一次側アースに対して接続される。
また、スイッチング素子Ｑ３のエミッタは、スイッチング素子Ｑ４のコレクタと接続され、スイッチング素子Ｑ４のエミッタは一次側アースに対して接続される。
【００４９】
スイッチング素子Ｑ１のベースに対しては、ベース電流制限抵抗ＲＢ１−共振用コンデンサＣＢ１−駆動巻線ＮＢ１を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。ここで、共振用コンデンサＣＢ１−駆動巻線ＮＢ１の直列接続は、共振用コンデンサＣＢ１のキャパシタンスと、駆動巻線ＮＢ１のインダクタンスによって直列共振回路を形成しており、この直列共振回路の共振周波数によってスイッチング周波数が決定される。また、ベース電流制限抵抗ＲＢ１は、自励発振駆動回路からスイッチング素子Ｑ１のベースに流すべき駆動信号としてのベース電流レベルを調整する。
また、スイッチング素子Ｑ１のベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤＤ１が図示する方向によって接続される。また、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ−ベース間には、起動時の電流をベースに流すための起動抵抗ＲＳ１が接続される。
【００５０】
同様に、スイッチング素子Ｑ２のベースに対しては、ベース電流制限抵抗ＲＢ２−共振用コンデンサＣＢ２−駆動巻線ＮＢ２を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。そして、共振用コンデンサＣＢ２−駆動巻線ＮＢ２によって、直列共振回路が形成される。また、ベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤＤ２が接続され、コレクタ−ベース間には起動抵抗ＲＳ２が接続される。
【００５１】
また同じくスイッチング素子Ｑ３のベースに対しては、ベース電流制限抵抗ＲＢ３−共振用コンデンサＣＢ３−駆動巻線ＮＢ３を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。そして、共振用コンデンサＣＢ３−駆動巻線ＮＢ３によって、直列共振回路が形成される。また、ベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤＤ３が接続され、コレクタ−ベース間には起動抵抗ＲＳ３が接続される。
【００５２】
また同じくスイッチング素子Ｑ４のベースに対しては、ベース電流制限抵抗ＲＢ４−共振用コンデンサＣＢ４−駆動巻線ＮＢ４を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。そして、共振用コンデンサＣＢ４−駆動巻線ＮＢ４によって、直列共振回路が形成される。また、ベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤＤ４が接続され、コレクタ−ベース間には起動抵抗ＲＳ４が接続される。
【００５３】
スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のコレクタ−エミッタ間に対しては、それぞれ並列に一次側部分電圧共振コンデンサＣｐ１，Ｃｐ２が接続されている。
この一次側部分電圧共振コンデンサＣｐ１のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１のインダクタンス成分によって、それぞれ並列共振回路（一次側部分電圧共振回路）を形成する。
そして、一次側部分電圧共振コンデンサＣｐ１は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がターンオフする短期間にのみ電圧共振する部分電圧共振動作が得られる。また、一次側部分電圧共振コンデンサＣｐ２はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がターンオフする短期間にのみ電圧共振する部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００５４】
直交形制御トランス（ドライブトランス）ＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をスイッチング駆動すると共に、定電圧制御のためにスイッチング周波数を可変制御するために設けられる。
このドライブトランスＰＲＴは、駆動巻線ＮＢ１〜ＮＢ４が巻回されていると共に、駆動巻線ＮＢ１を利用して共振電流検出巻線ＮＡが巻回されている。さらにこれらの各巻線に対して制御巻線Ｎｃが直交する方向に巻回された可飽和リアクトルとされている。なお、この場合は駆動巻線ＮＢ１と駆動巻線ＮＢ４、及び駆動巻線ＮＢ２と駆動巻線ＮＢ３には、互いに同極性の電圧が励起され、且つ、駆動巻線ＮＢ１と駆動巻線ＮＢ２、及び駆動巻線ＮＢ３と駆動巻線ＮＢ４には互いに逆極性の電圧が励起される巻方向によって巻装されている。また共振電流検出巻線ＮＡの巻数（ターン数）は例えば１Ｔ（ターン）程度とされている。
【００５５】
この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共振電流検出巻線ＮＡに得られたスイッチング出力がトランス結合を介して各駆動巻線ＮＢ１〜ＮＢ４に誘起されることで、各駆動巻線ＮＢ１〜ＮＢ４にはドライブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形成する各直列共振回路から各ベース電流制限抵抗ＲＢ１〜ＲＢ４を介して、ドライブ電流としてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のベースに出力される。これにより、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、直列共振回路の共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことになる。
【００５６】
絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端は、直列共振コンデンサＣ１、共振電流検出巻線ＮＡを介してスイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタの接点に接続される。また一次巻線Ｎ１の他端は、スイッチング素子Ｑ３のエミッタとスイッチング素子Ｑ４のコレクタの接点に接続される。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の組と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の組が交互にスイッチング動作することで一次巻線Ｎ１にスイッチング出力が得られるようにされる。
【００５７】
そして、上記直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ１のインダクタンス成分を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩インダクタンス成分により一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成している。
このようにして、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振動作とが複合的に得られていることになる。
【００５８】
この電源回路のスイッチング動作としては、例えば次のようになる。
先ず、商用交流電源ＡＣが投入されると、例えば起動抵抗ＲＳ１〜ＲＳ４を介してスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のベースに起動のためのベース電流が供給されることになる。ここで、例えばドライブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮＢ１，ＮＢ４と、駆動巻線ＮＢ２，ＮＢ３は、互いに逆極性の電圧が励起されることになるので、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が先にオンとなったとすれば、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３はオフとなるように制御される。そして、これら駆動巻線ＮＢ１〜ＮＢ４に励起された交番電圧を源として、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各自励発振駆動回路が、共振動作による自励発振動作を行う。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の組と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の組が交互にオン／オフするように制御される。つまりスイッチング動作を行うことになる。
【００５９】
そして例えばスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンとなったときには、そのスイッチング出力として、共振電流検出巻線ＮＡを介して一次巻線Ｎ１及び直列共振コンデンサＣ１に共振電流が流れる。そして、この共振電流が「０」となる近傍で、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフとなるとともに、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンとなる。これにより、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、ＺＶＳ及びＺＣＳにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の組と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の組が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が継続される。また、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオン／オフ動作に伴い、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のターンオン、ターンオフ時の短期間においては、一次側部分電圧共振コンデンサＣｐ１，Ｃｐ２に電流が流れる。つまり、部分電圧共振動作が得られる。
【００６０】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、磁脚にギャップＧを形成していないコアに対して一次巻線Ｎ１及び二次巻線Ｎ２，Ｎ３を巻装し、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２、Ｎ３とが所要以上の結合係数による密結合の状態となるように形成される。なお、この絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例については後述する。
【００６１】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２に対しては二次側部分電圧共振コンデンサＣ２が並列に接続される。この二次側部分電圧共振コンデンサＣ２には、例えばフィルムコンデンサが採用される。そして、この二次側部分電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスとにより、二次側部分電圧共振回路が形成される。
このため、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２に交番電圧が励起されることにより、二次側にて部分共振（電圧共振）動作が得られることになる。つまり、図１に示す電源回路は、一次側では電流共振動作及び部分電圧共振動作が得られると共に、二次側においても部分電圧共振動作が得られる複合共振形コンバータとして構成されていることになる。
【００６２】
上記二次巻線Ｎ２に対しては、図示するようにしてブリッジ整流回路ＤＢＲ及び平滑コンデンサＣＯ１が接続されることで全波整流回路が形成される。この全波整流回路の全波整流動作によって、平滑コンデンサＣＯ１の両端に二次側直流出力電圧ＥＯ１が得られるようになっている。二次側直流出力電圧ＥＯ１は、図示しない負荷に対して供給される。さらに、この二次側直流出力電圧ＥＯ１は、図示するように制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００６３】
また二次側においては、さらに二次巻線Ｎ３が巻装される。この二次巻線Ｎ３はセンタータップ点が二次側アースに接続されると共に、一端はダイオードＤ０１のアノードに接続され、他端はダイオードＤ０２のアノードに接続される。
そしてダイオードＤ０１、Ｄ０２のカソードは平滑コンデンサＣ０２の正極側に接続され、これによって両波整流平滑回路が形成されて、例えば低電圧の直流出力電圧Ｅ０２を得るようにしている。
【００６４】
制御回路１は二次側直流出力電圧ＥＯ１のレベル変化に応じ、制御巻線ＮＣに流す制御電流（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮＢ１〜ＮＢ４のインダクタンスＬＢ１〜ＬＢ４を可変制御する。これにより、各駆動巻線ＮＢ１〜ＮＢ４のインダクタンスＬＢ１〜ＬＢ４を含んで形成されるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のための各自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周波数が可変されて二次側直流出力電圧の安定化を図るようにしている。
【００６５】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えば図１０又は図１１に断面図として示した構造、即ち一対のＥ字型コア又は一対のＵ字型コアを有した構造とされる。
図１０は一対のＥ字型コアを用いた構造例である。
絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアとしては、図示するようにして、２つのＥ字型コアＣＲ１，ＣＲ２の互いの磁脚の端部を対向させるようにして組み合わせることで、ＥＥ字型コアを形成する。またこの場合、Ｅ字型コアＣＲ１，ＣＲ２の各中央磁脚が対向する面にギャップは形成されない。
なお、Ｅ字型コアＣＲ１，ＣＲ２には、例えばフェライト材を用いるようにされる。
そして、本実施の形態では、上記のようにして形成されるＥＥ字型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に対して一次巻線Ｎ１及び二次巻線Ｎ２，Ｎ３を巻装するために、一次／二次分割ボビンＢを用いるようにされる。
【００６６】
図１１は一対のＵ字型コアを用いた構造例である。
この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、そのコアとして、図１１に示すように、それぞれ２本の磁脚を有するＵ字型コアＣＲ１１、ＣＲ１２が組み合わされ、Ｕ−Ｕ字型コアを形成するようにされる。
さらに、上記のようにして形成されるＵ−Ｕ字型コアの一方の磁脚に対しては、図示するようにして一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２，Ｎ３とを互いに分割された巻装領域に巻装したボビンＢが取り付けられる。
また、この場合も、上記のように形成されるＵ−Ｕ字型コアの中央磁脚に対し、ギャップを形成しないようにしている。
【００６７】
このように本実施の形態の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの図１０、図１１のいずれにより構成した場合でも、ギャップＧをゼロにすることで、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の結合係数を０．９５程度の密結合の状態としている。
【００６８】
ところで、例えば上記した図１２、図１３、図１６のような先行技術の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴ１について疎結合の状態とすることで磁気飽和を抑制していた。これに対して、図１に示した電源回路では、二次側に備えられる部分電圧共振回路の共振動作によって磁気飽和を抑制するようにしている。
【００６９】
また、図１に示した電源回路では、二次側に備えられる部分電圧共振回路の共振動作によって、絶縁コンバータトランスＰＩＴを密結合トランスとしたときに、負荷電力が１００Ｗ以下の時に異常発振が生じないようにもしている。
これにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴを密結合の状態となるように構成しても、電源回路の動作上での問題は生じないことになる。
【００７０】
さらに図１に示した電源回路では、二次側直流出力電圧ＥＯ１として、約１３５Ｖが得られるようにされている。そして、この条件の下で、二次巻線Ｎ２のターン数Ｔについて２Ｖ／Ｔ以下となるように二次巻線Ｎ２の巻数を選定して、二次巻線Ｎ２の巻線数の増加を図ることで、後述するように例えば５０Ｗ以下の軽負荷時における電力変換効率を向上させるようにしている。
【００７１】
図２に交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の各部の動作波形を示す。
また図３に交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動に対するＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）及びスイッチング周波数ｆｓの変化特性を示している。
なお、図２、図３に示す測定結果を得るにあたっては、上記図１に示した電源回路では、下記のようにして部品素子を選定している。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ギャップＧ＝０ｍｍで、一次巻線Ｎ１＝４４Ｔ、二次巻線Ｎ２＝８０Ｔを巻装している。
また、一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０４７μＦ、一次側部分電圧共振コンデンサＣｐ１，Ｃｐ２＝６８０ｐＦ、二次側部分電圧共振コンデンサＣ２＝４７００ｐＦを選定している。
【００７２】
図２に示すように、電源回路のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作は、同図（ａ）に示すスイッチング素子Ｑ１のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＱ１と、同図（ｃ）（ｄ）に示す各スイッチング電流ＩＱ１〜ＩＱ４により示され、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４は、期間ＴＯＮにおいてオンとなり、期間ＴＯＦＦにおいてオフとなるようにスイッチング動作を行う。
【００７３】
ここで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンになると、スイッチング素子Ｑ１→一次側直列共振コンデンサＣ１→一次巻線Ｎ１→スイッチング素子Ｑ４の経路で共振電流が流れる。そして、この共振電流が零となる近傍でスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオン、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフとなるように制御されることで、スイッチング素子Ｑ３→一次巻線Ｎ１→一次側直列共振コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ２の経路で共振電流が流れる。以降はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４とスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が交互にオンとなるように制御される。
【００７４】
また、スイッチング素子Ｑ２に並列に接続されている一次側部分電圧共振コンデンサＣｐ１には、スイッチング素子Ｑ２がターンオンまたはターンオフする短期間において、図２（ｂ）に示すような部分共振電流ＩＣＰが流れることになる。また、図示していないがスイッチング素子Ｑ４に接続されている一次側部分電圧共振コンデンサＣｐ２にもスイッチング素子Ｑ４がターンオンまたはターンオフする短期間において、部分共振電流が流れることになる。
【００７５】
これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のコレクタ−エミッタ間を流れる電流ＩＱ１，ＩＱ４は、図２（ｂ）に示すような波形となる。また、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３に流れる電流ＩＱ２，ＩＱ３は、上記電流ＩＱ１，ＩＱ４とは１８０度位相のずれる波形となり、図２（ｄ）に示すような波形となる。
【００７６】
この場合、一次側直列共振コンデンサＣ１に流れる一次側直流共振電流Ｉ１は、図２（ｅ）に示されているような正弦波となり、スイッチング素子Ｑ１に負方向の一次側直流共振電流Ｉ１が流れ、スイッチング素子Ｑ２には正方向の一次側直流共振電流Ｉ１が流れることになる。換言すれば、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の組と、スイッチング素子Ｑ２，ｑ３の組が交互にオン／オフを行うことによって、上記一次側直列共振コンデンサＣ１と直列接続された一次巻線Ｎ１には、共振電流波形に近いドライブ電流が供給されるということがいえる。この一次巻線Ｎ１に流れる電流に応じて発生する交番電圧によって、二次巻線Ｎ２にも交番電圧が励起されることになる。
【００７７】
そして、上記のようにして二次巻線Ｎ２に発生する交番電圧に応じて、二次巻線Ｎ２に接続されるブリッジ整流回路ＤＢＲの正極側の入力端子と負極側の入力端子との間の端子間電圧Ｖ２としては、図２（ｇ）に示す波形が得られることになる。つまり、ブリッジ整流回路ＤＢＲに整流電流が流れる期間において整流平滑電圧Ｅ０の絶対値レベルでクランプされた波形が得られる。
また、ブリッジ整流回路ＤＢＲからは、図２（ｈ）に示すような波形の電流ＩＤが出力されることになる。また、ブリッジ整流回路ＤＢＲに発生する電圧Ｖ２がゼロレベルとなるゼロクロス付近では、図２（ｆ）に示すような共振電流ＩＣ２が二次側部分電圧共振コンデンサＣ２に流れていることから、二次側で部分電圧共振動作が得られていることが分かる。
【００７８】
また、図１に示す電源回路は、図３に示されるように、負荷電力Ｐｏが重くなるに従い、スイッチング周波数ｆｓが低くなるように制御されている。つまり、スイッチング周波数制御によって二次側直流出力電圧ＥＯ１の定電圧制御を行っていることが分かる。
【００７９】
また、図１に示す電源回路は、入力整流回路が全波整流回路によって構成されているにもかかわらず、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ（重負荷時）の電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）が、上記図１２に示した先行技術例とほぼ同等の９２％とほぼ同等レベルになっていることが分かる。即ち、図１に示す電源回路によれば、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合も、図１２に示した入力倍電圧整流回路による電源回路と同等以上の電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）、つまり９２％以上の電力変換効率を実現することができる。
【００８０】
このように図１に示す電源回路において重負荷時の電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）が向上するのは、一次側をフルブリッジ結合の電流共振形コンバータにより構成したこと、及び、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップをゼロとしたことにより、以下のような理由により実現されるものである。
【００８１】
即ち、一次側を入力全波整流回路により構成したことで、上記図１２の電源回路では、耐圧４００Ｖのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ２を用いていた。これに対して、図１に示す電源回路では耐圧２００Ｖのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を選定することが可能になる。これにより、スイッチング特性の向上を図ることができ、発熱によるスイッチング損失が低減すること。
また、図１２に示したスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がハーフブリッジ構成とされる電源回路では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に流れる電流ＩＱ１，ＩＱ２が３．３Ａｐであり、一次側共振電流Ｉ１が６．６Ａｐ−ｐであった。
これに対して、図１に示した電源回路は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がフルブリッジ構成とされることから、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に流れる電流ＩＱ１〜ＩＱ４はいずれも２．３Ａｐであり、一次側共振電流Ｉ１が４．６Ａｐ−ｐとなり、一次側を流れる電流が約３０％程度低減すること。
さらに一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の結合係数が０．８から０．９５に向上したことによって漏洩磁束が低減し、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の渦電流損失が低下すること。
さらにまた、ギャップ周辺のフリンジ磁束によって一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２に発生する局部的な電力損失の問題が解消されて、絶縁コンバータトランスＰＩＴの銅損が低減することである。
【００８２】
また、ここで、例えば図１に示した電源回路の構成のもとで、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて、一次巻線Ｎ１＝４４Ｔ、二次巻線Ｎ２＝５５Ｔを選定し、二次巻線Ｎ２の１ターンあたりの誘起電圧Ｖ２を約２．４５Ｖ／Ｔ程度に設定したとする。するとその場合は、負荷電力＝５０Ｗ時（軽負荷時）の電力変換効率が低下するという測定結果が得られている。
そこで、本実施の形態としては、図１に示す電源回路として、一次巻線Ｎ１＝４４Ｔ、二次巻線Ｎ２＝８０Ｔを選定して、二次巻線Ｎ２の誘起電圧Ｖ２を２Ｖ／Ｔ以下の約１．６９Ｖ／Ｔ程度に設定するようにした。
このように構成することで、二次巻線Ｎ２の巻線数を、これまでの巻線数より所定数だけ増加されることで、二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスを増加されることになる。これにより、負荷電力Ｐｏが減少するにしたがって、一次側直列共振コンデンサＣ１の一次側直流共振電流Ｉ１を減少させることが可能になるため、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の電流ＩＱ１〜ＩＱ４のピーク値を低下させることができ、軽負荷時の電力変換効率の向上が図られることになる。
【００８３】
例えば先行技術としての電源回路では、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜１００Ｗ時の電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）は約９２％、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時の電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）は約８９％、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時の電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）は約８２．５％程度とされていた。
【００８４】
これに対して、図１に示す電源回路では、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）が約９２．５％、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時の電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）が約９３．５％、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ時の電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）が約９４．０％、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時の電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）が約９０％となり、重負荷時から軽負荷時にわたって電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）を向上させることができる。
【００８５】
即ち、図１に示す電源回路は、上記図１２，図１３に示したハーフブリッジ結合により構成される電源回路と比較して、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜０Ｗにおいて電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）の向上を図ることができる。
この結果、図１に示す電源回路では、先行技術の電源回路と比較して、例えば負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時において１．２Ｗ、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ時において２．３Ｗ、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時において２．０Ｗの交流入力電力を低減することが可能になるものである。
【００８６】
また、図１に示した電源回路の場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいてギャップを形成しないため、絶縁コンバータトランスＰＩＴの製造にあたりギャップを形成するための工程は不要となるので、それだけ製造工程が簡略化され、コストダウンを図ることが可能になる。また、密結合とされることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴからの漏洩磁束も低減されるので、例えば銅板によるショートリングを巻回して施す必要もなくなる。この点でも、絶縁コンバータトランスＰＩＴの製造工程が簡略化され、また、コストダウンが促進されることになる。
さらに、ギャップが無くなったことで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの巻線の局部的な温度上昇の問題も解消され、それだけ信頼性が向上することにもなる。
【００８７】
図４は、上記図１に示した電源回路に適用可能な他の二次側回路の構成を示した図である。
この図４に示す二次側回路においては、二次巻線（Ｎ２＋Ｎ３）にセンタータップが設けられ、このセンタータップが二次側アースに接地される。そして二次巻線Ｎ２の一端及び他端は、それぞれ整流ダイオードＤＯ１１，ＤＯ１２のアノードに接続される。そして、これら整流ダイオードＤＯ１１，ＤＯ１２のカソードが、それぞれ平滑コンデンサＣＯ１の正極端子に接続されており、これにより両波整流回路が形成され、平滑コンデンサＣＯ１の両端に直流出力電圧ＥＯ１が得られるようにしている。
また、同様に二次巻線Ｎ３の一端及び他端はそれぞれ整流ダイオードＤＯ１３，ＤＯ１４のアノードに接続され、これら整流ダイオードＤＯ１３，ＤＯ１４のカソードを、それぞれ平滑コンデンサＣＯ２の正極端子に接続するされる。これにより、平滑コンデンサＣＯ２の両端に直流出力電圧ＥＯ２が得られるようにしている。
そして、この場合も絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２に対しては、二次側部分電圧共振コンデンサＣ２が並列に接続して構成することも可能である。
【００８８】
図５は、本発明の第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路は、他励式による電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされている。また、商用交流電源ＡＣ＝１００Ｖ系の条件に対応した構成が採られている。
【００８９】
この図に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対して、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が備えられる。そして、これらブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉの全波整流動作によって、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られることになる。この整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応したレベルとなる。
【００９０】
上記直流入力電圧を入力してスイッチングする電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴ若しくはＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）による２本のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤＤ１，ＤＤ２を並列に接続している。
【００９１】
また、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間に対しては、一次側部分電圧共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この一次側部分電圧共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００９２】
この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振・ドライブ・保護回路２が設けられる。この発振・ドライブ・保護回路２は、発振回路、駆動回路、及び保護回路を有している。そして、発振回路及び駆動回路によって、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
また、発振・ドライブ・保護回路２の保護回路は、例えば当該電源回路における過電流、過電圧の状態を検出して、回路が保護されるようにしてスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチング動作を制御する。
【００９３】
また、この発振・ドライブ・保護回路２は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に対してタップ出力を設けることで形成した三次巻線Ｎ４に対して、整流ダイオードＤ３及びコンデンサＣ３から成る整流回路によって得られた低圧の直流電圧Ｅ３を入力して動作電源としている。また、起動時においては、起動抵抗ＲＳを介して整流平滑電圧Ｅｉを入力することで起動するようになっている。
【００９４】
絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチング素子Ｑ１１　、Ｑ１２のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の巻始め端部は、一次側直列共振コンデンサＣ１の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ１１のソースとスイッチング素子Ｑ１２のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。
また、一次巻線Ｎ１の巻終わり端部は、一次側アースに接続される。
ここで、上記一次側直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ１を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスＬ１によっては、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成する。
【００９５】
即ち、この電源回路もまた、一次側にはスイッチング動作を電流共振形とするための直列共振回路に対して、他の共振回路が組み合わされた複合共振形コンバータとしての構成を採るものとされる。
【００９６】
この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、上記図１０、図１１に断面図として示した構造、即ち一対のＥ字型コア又は一対のＵ字型コアを有した構造とされる。
【００９７】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ２と、この二次巻線Ｎ２よりも少ない巻数による二次巻線Ｎ２Ａが巻装されている。これらの二次側巻線には、一次巻線Ｎ１に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
【００９８】
二次巻線Ｎ２は、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２、及び平滑コンデンサＣＯ１から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣＯ１の両端電圧として二次側直流出力電圧ＥＯ１が得られる。この二次側直流出力電圧ＥＯ１は、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００９９】
また、二次巻線Ｎ２Ａも、センタータップを二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤＯ３，ＤＯ４、及び平滑コンデンサＣＯ２から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣＯ２の両端電圧として二次側直流出力電圧ＥＯ２が得られる。また、二次側直流出力電圧ＥＯ２は、制御回路１のための動作電源としても供給される。
【０１００】
制御回路１は、二次側直流出力電圧ＥＯ１のレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ・保護回路２に供給する。発振・ドライブ・保護回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を駆動する。このようにしてスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチング周波数が可変されることで、二次側直流出力電圧のレベルが安定化されることになる。
【０１０１】
ここで、上記構成による電源回路において、発振・ドライブ・保護回路２の動作電源として供給される低圧の直流電圧Ｅ３は、約１．７Ｖが得られるようにされている。
【０１０２】
そして、この図に示す電源回路においても、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップＧをゼロにすることで、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の結合係数を０．９５程度の密結合の状態としている。そして、この場合も二次側に備えられる二次側部分電圧共振回路の共振動作によって、磁気飽和を抑制すると共に、負荷電力が１００Ｗ以下の時に異常発振が生じないようにもしている。このようにすることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴを密結合の状態となるように構成しても、電源回路の動作上での問題は生じないことになる。
【０１０３】
そして、この場合も二次側直流出力電圧ＥＯ１としては、約１３５Ｖが得られるようにされている。そして、この条件の下で、二次巻線Ｎ２のターン数Ｔについて２Ｖ／Ｔ以下となるように二次巻線Ｎ２の巻数を選定するようにしている。これにより、二次巻線Ｎ２の巻線数の増加を図ることで、軽負荷時の電力変換効率の向上させるようにしている。
【０１０４】
図６は、上記図５に示した電源回路の動作をスイッチング周期により示す波形図である。ここでは、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時の条件での動作が示されている。
また、図７にはた電源回路の特性として、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜１２５Ｗの変動に対する電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング出力電流ＩＱ１，ＩＱ２の変化特性を示している。
【０１０５】
なお、図６、図７に示す測定結果を得るにあたっては、上記図５に示した電源回路では、下記のようにして部品素子を選定している。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ＥＥＲ−３５のフェライトコアを採用する。またギャップＧ＝０ｍｍで、一次巻線Ｎ１＝４０Ｔ、二次巻線Ｎ２＝８０Ｔ＋８０Ｔを巻装している。この場合は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側整流電流は連続モードとなる。また、一次巻線Ｎ１の励磁インダクタンスＬ１＝５．６ｍＨ、一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１ｌ＝１５７μＨ、二次巻線Ｎ２の励磁インダクタンスＬ２＝２３．０ｍＨ、二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスＬ２ｌ＝６８５μＨ、コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋ＝０．９５となる。
また、一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０５６μＦ、二次側部分電圧共振コンデンサＣ２＝１０００ｐＦを選定している。
【０１０６】
先ず、スイッチング素子Ｑ１２に流れるスイッチング出力電流（ドレイン電流）ＩＱ２は、図６（ｂ）に示すようにして、スイッチング素子Ｑ１２がオンとなる期間ＴＯＮにおいて流れ、オフとなる期間ＴＯＦＦにおいて０レベルとなっている。
また、一次側部分電圧共振コンデンサＣｐが並列接続されたスイッチング素子Ｑ１２の両端電圧ＶＱ２は、図６（ａ）に示すようにして、スイッチング素子Ｑ１２がオフとなる期間ＴＯＦＦにおいては、直流入力電圧Ｅｉのレベルでクランプされ、オフとなる期間ＴＯＮにおいては０レベルとなる波形が得られる。
【０１０７】
また、上記したスイッチング動作が得られることで、一次巻線Ｎ１には、図６（ｄ）に示す波形による一次巻線電流Ｉ１が流れる。この一次巻線電流Ｉ１は、図示するようにして、期間ＴＯＮでは正極性で、期間ＴＯＦＦでは負極性となるようにして、スイッチング周期に応じて極性が反転する波形となっている。
またこのときの一次側直列共振コンデンサＣ１の両端電圧ＶＣ１は、図６（ｃ）のように示される。また一次巻線Ｎ１の両端電圧Ｖ１は、図６（ｅ）に示すようにして、期間ＴＯＮでは正極性で、期間ＴＯＦＦでは負極性となるようにして極性が反転している。
【０１０８】
また、スイッチング素子Ｑ１２のコレクタ−エミッタ間に対して並列に接続される一次側部分電圧共振コンデンサＣｐには、図６（ｆ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１２のターンオン及びターンオフ時に部分共振電流ＩＣＰが流れており、一次側部分電圧共振コンデンサＣｐにおいて部分電圧共振動作が得られていることが分かる。
【０１０９】
また、この電源回路の二次側においては、二次巻線Ｎ２のセンタータップと二次側アースとの間には、図６（ｈ）に示すような二次側電流ＩＤが流れ、二次巻線Ｎ２の巻始め端部側と二次側アース間には、図６（ｇ）に示すような波形の電圧Ｖ２は出力が得られることになる。また、二次巻線Ｎ２を流れる二次側電流Ｉ２は図６（ｉ）のように示される。さらに二次巻線Ｎ２に対して並列に接続される二次側部分電圧共振コンデンサＣ２には、図６（ｊ）に示すような波形の部分共振電流ＩＣ２が流れることになる。なお、この場合は二次巻線Ｎ２には高周波のリンギング成分が重畳されていることから、図６（ｇ）〜図６（ｊ）に示す二次側出力波形は高周波のリンギング成分が重畳された波形となる。
【０１１０】
また、図７に示すように、上記図５に示した電源回路の特性としては、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ〜２５Ｗに対するスイッチング周波数ｆｓの制御範囲は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２＝５５Ｔである場合は、７６ｋＨｚ〜１９５ｋＨｚであったのに対して、図５に示した電源回路では、７０ｋＨｚ〜１３０ｋＨｚとなっている。つまり、図５に示した電源回路のほうが、スイッチング周波数ｆｓの制御範囲が狭くなっている。これは即ち、二次側直流出力電圧ＥＯ１についての一定変動幅に対するスイッチング周波数の可変制御範囲としても、図５に示す回路のほうが狭くなるということを意味する。従って、図５に示した電源回路では、スイッチング動作の高速過渡応答特性の向上が図られることになる。
【０１１１】
また、図５に示すような回路構成の電源回路は、これまで絶縁コンバータトランスＰＩＴについて、一次巻線Ｎ１＝２７Ｔ、二次巻線Ｎ２＝５５Ｔ＋５５Ｔを選定して、二次巻線Ｎ２の１ターンあたりの誘起電圧Ｖ２を約２．４５Ｖ／Ｔ程度に設定していた。この場合、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ〜５０Ｗにおいては、先行技術としての電源回路に比べて電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）を向上させることができるが、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ〜０Ｗにおいては、逆に電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）が低下するという結果を招いていた。
【０１１２】
このため、本発明の第２の実施の形態としての電源回路では、一次巻線Ｎ１＝４０Ｔ、二次巻線Ｎ２＝８０Ｔ＋８０Ｔを選定して、二次巻線Ｎ２の誘起電圧Ｖ２を約１．６９Ｖ／Ｔ程度に設定するようにした。これにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２の巻線数の増加を図ることで、二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスＬ２ｌの増加させるようにしている。
このように構成すれば、二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスＬ２ｌと二次側部分電圧共振コンデンサＣ２の並列共振作用によって、軽負荷時における一次側直列共振コンデンサＣ１の一次側直流共振電流Ｉ１を減少させることができる。よって、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の電流ＩＱ１〜ＩＱ２のピーク値の低減することが可能になり、軽負荷時における電力変換効率の向上を図ることができる。
【０１１３】
例えば図１６に示した先行技術としての電源回路では、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ〜０Ｗの変動に対して、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時には電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）が約９２％、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時には電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）が約８９％、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時には電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）が約８２．５％程度とされていた。また、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗの無負荷時の入力電力は４．２Ｗとされていた。
【０１１４】
これに対して、図５に示す電源回路では、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時の電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）が９２％であり、図１６に示した先行技術例とほぼ同等レベルであるにも関わらずが、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時の電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）が約９４％、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時の電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）が約９３．５％、無負荷時の入力電力は１．８Ｗとなり、負荷電力Ｐｏが５０Ｗ以下の軽負荷時における電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）が向上していることが分かる。
【０１１５】
この結果、例えば、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時は、電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）が５％向上して入力電力を約３Ｗ低減することができる。また、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時は、電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）が１％向上して、入力電力を約３．６Ｗ低減する。さらに無負荷時の入力電力も４．２Ｗから１．８Ｗとなり約２．４Ｗ低減することができる。
【０１１６】
また、このようにして負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ以下における電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）の向上を図ることで、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ〜５０Ｗ時のスイッチング負荷時の直流出力電圧のリップル電圧を、現状の８．３Ｖから３．３Ｖまで低減することができるという効果もある。
【０１１７】
またこの場合も、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいてギャップを形成しないため、図１に示した電源回路と同様、製造にあたりギャップを形成するための工程は不要となるので、それだけコストダウンを図ることが可能になる。また、例えば銅板によるショートリングを絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻回して施す必要もなくコストダウンを図ることができる。さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴの巻線の局部的な温度上昇の問題も解消され、それだけ信頼性が向上することにもなる。
【０１１８】
図８は、本発明の第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１及び図５と同一部分には、同一符号を付して説明を省略する。
【０１１９】
先ず、この図に示す電源回路においては、２石のスイッチング素子をハーフブリッジ結合した電流共振形コンバータとして、自励式の構成を採っている。
また、この図に示す電源回路においては、商用交流電源（交流入力電圧ＶＡＣ）から直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成するための整流回路系として、図示するように、２本の低速リカバリ型の整流ダイオードＤ１，Ｄ２と、２本の平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２を接続してなる倍電圧整流回路が設けられる。この倍電圧整流回路では、直列接続された平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の両端に、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。
【０１２０】
またこの場合の、２石のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２については、ＢＪＴ（バイポーラトランジスタ）が選定されている。
この場合のスイッチング素子Ｑ１のコレクタは、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子）と接続される。スイッチング素子Ｑ１のエミッタは、スイッチング素子Ｑ２のコレクタと接続され、スイッチング素子Ｑ２のエミッタは一次側アースに対して接続される。つまり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ハーフブリッジ結合方式によって接続されている。
【０１２１】
また、スイッチング素子Ｑ１のベースに対しては、共振用コンデンサＣＢ１−ベース電流制限抵抗ＲＢ１−駆動巻線ＮＢ１を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。この自励発振駆動回路においては、共振用コンデンサＣＢ１のキャパシタンスと、駆動巻線ＮＢ１のインダクタンスによって直列共振回路を形成しており、この直列共振回路の共振周波数によってスイッチング周波数が決定される。また、ベース電流制限抵抗ＲＢ１は、自励発振駆動回路からスイッチング素子Ｑ１のベースに流すべき駆動信号としてのベース電流レベルを調整する。
【０１２２】
また、スイッチング素子Ｑ１のベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤＤ１が図示する方向によって接続されることで、オン期間における逆方向電流経路を形成する。また、平滑コンデンサＣｉの正極端子とスイッチング素子Ｑ１のベース間には、起動時の電流をベースに流すための起動抵抗Ｒｓ１が接続される。
【０１２３】
同様にして、スイッチング素子Ｑ２のベースに対しては、共振用コンデンサＣＢ２−ベース電流制限抵抗ＲＢ２−駆動巻線ＮＢ２を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。そして、共振用コンデンサＣＢ２及び駆動巻線ＮＢ２によって、直列共振回路が形成される。また、ベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤＤ２が接続され、コレクタ−ベース間には起動抵抗Ｒｓ２が接続される。
【０１２４】
また、スイッチング素子Ｑ２　のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列に一次側部分電圧共振コンデンサＣｐが接続されている。
この場合にも、一次側部分電圧共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【０１２５】
ドライブトランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング駆動すると共に、スイッチング周波数を可変制御して定電圧化を図るために設けられる。
このドライブトランスＰＲＴは、駆動巻線ＮＢ１，ＮＢ２及び共振電流検出巻線ＮＤを巻回するとともに、更にこれらの各巻線に対して制御巻線Ｎｃが直交する方向に巻回された可飽和リアクトルとされている。なお、駆動巻線ＮＢ１と、駆動巻線ＮＢ２は、互いに逆極性の電圧が励起される巻方向によって巻装されている。
【０１２６】
この場合にも、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ１　、Ｑ２のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の巻始め端部は、スイッチング素子Ｑ１のコレクタと接続され、巻終わり端部は、直列共振コンデンサＣ１−共振電流検出巻線ＮＤを介して、スイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタの接続点に（スイッチング出力点）に接続される。これにより、一次巻線Ｎ１には、スイッチング出力が得られるようにされる。
【０１２７】
また、この場合にも、上記直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ１を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスＬ１とにより、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成している。
このようにして、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしても、電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振動作とが複合的に得られる、複合共振形コンバータとしての構成を採っている。
【０１２８】
この電源回路のスイッチング動作としては、例えば次のようになる。
先ず商用交流電源ＡＣが投入されると、例えば起動抵抗Ｒｓ１，Ｒｓ２を介してスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のベースに起動のためのベース電流が供給されることになる。ここで、例えばドライブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮＢ１，ＮＢ２には、互いに逆極性の電圧が励起されることになるので、スイッチング素子Ｑ１が先にオンとなったとすれば、スイッチング素子Ｑ２はオフとなるように制御される。そして、これら駆動巻線ＮＢ１，ＮＢ２に励起された交番電圧を源として、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各自励発振駆動回路が、共振動作による自励発振動作を行う。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン／オフするように制御される。つまりスイッチング動作を行うことになる。
そして例えばスイッチング素子Ｑ１がオンとなったときには、そのスイッチング出力として、共振電流検出巻線ＮＤを介して一次巻線Ｎ１及び直列共振コンデンサＣ１に共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍で、スイッチング素子Ｑ１がオフとなるとともに、スイッチング素子Ｑ２がオンとなる。これにより、スイッチング素子Ｑ２を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、ＺＶＳ及びＺＣＳにより、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が継続される。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ動作に伴い、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時の短期間においては、一次側部分電圧共振コンデンサＣｐに電流が流れる。つまり、部分共振電圧動作が得られる。
【０１２９】
なお、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側回路構成は、上記図１と同一であるため、ここでは説明を省略する。
【０１３０】
図９は、上記図８に示した電源回路の動作をスイッチング周期により示す波形図である。ここでは、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の条件での動作が示されている。
先ず、スイッチング素子Ｑ２に流れるスイッチング出力電流（ドレイン電流）ＩＱ２は、図９（ｂ）に示すようにして、スイッチング素子Ｑ２がオンとなる期間ＴＯＮにおいて流れ、オフとなる期間ＴＯＦＦにおいて０レベルとなっている。
また、一次側部分電圧共振コンデンサＣｐが並列接続されたスイッチング素子Ｑ２の両端電圧ＶＱ２は、図９（ａ）に示すようにして、スイッチング素子Ｑ２がオフとなる期間ＴＯＦＦにおいては、直流入力電圧Ｅｉのレベルでクランプされ、オフとなる期間ＴＯＮにおいては０レベルとなる波形が得られる。
【０１３１】
また、上記したスイッチング動作が得られることで、一次巻線Ｎ１には、図９（ｄ）に示す波形による一次巻線電流Ｉ１が流れる。この一次巻線電流Ｉ１は、図示するようにして、期間ＴＯＮでは正極性で、期間ＴＯＦＦでは負極性となるようにして、スイッチング周期に応じて極性が反転する波形となっている。
またこのときの一次側直列共振コンデンサＣ１の両端電圧ＶＣ１は、図９（ｃ）のように示される。また一次巻線Ｎ１の両端電圧Ｖ１は、図９（ｅ）に示すようにして、期間ＴＯＮでは正極性で、期間ＴＯＦＦでは負極性となるようにして極性が反転している。
【０１３２】
また、スイッチング素子Ｑ２のコレクタ−エミッタ間に対して並列に接続される一次側部分電圧共振コンデンサＣｐには、図９（ｆ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２のターンオン及びターンオフ時に部分共振電流ＩＣＰが流れており、一次側部分電圧共振コンデンサＣｐにおいて部分電圧共振動作が得られていることが分かる。
【０１３３】
また、この電源回路の二次側においては、二次巻線Ｎ２のセンタータップと二次側アースとの間には、図９（ｈ）に示すような二次側電流ＩＤが流れ、二次巻線Ｎ２の巻始め端部側と二次側アース間には、図９（ｇ）に示すような波形の電圧Ｖ２が得られることになる。また、二次巻線Ｎ２を流れる二次側電流Ｉ２は図９（ｉ）のように示される。さらに二次巻線Ｎ２に対して並列に接続される二次側部分電圧共振コンデンサＣ２には、図９（ｊ）に示すような波形の部分共振電流ＩＣ２が流れることになる。
【０１３４】
そして、このような構成を採る第３の実施の形態としての電源回路においても、上記図７と同様の特性を有することから、上記図５に示した電源回路と同様の効果である軽負荷時における電力変換効率の向上を図ることができる。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいてギャップを形成しないため、製造コストの削減、及びショートリングが不要になることに伴うコストダウン、さらには絶縁コンバータトランスＰＩＴの巻線の局部的な温度上昇の問題も解消することができる。
【０１３５】
以上、各種実施の形態を説明してきたが、本発明としてのスイッチング電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２の巻線数としては、二次巻線Ｎ２の１ターンあたりの誘起電圧が約１．６９Ｖ／Ｔ程度となるように二次巻線Ｎ２の巻線数を選定した場合を例に挙げて説明したが、二次巻線Ｎ２の１ターンあたりの誘起電圧としては、約２．０Ｖ／Ｔ程度となるように二次巻線Ｎ２の巻線数を選定すれば、これで説明した効果が得られる。
【０１３６】
また、本発明としてのスイッチング電源回路としては、上記各実施の形態としての構成に限定されるものではなく、例えば、要部の部品素子の定数などは適宜、各種条件に応じて適切な値に変更されればよい。
また、第１の実施の形態ではスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に対して自励発振回路を設けたが、例えばスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴで形成する場合、これに対応して他励発振回路によってスイッチング動作させる構成としてもよい。
【０１３７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のスイッチング電源回路は、複合共振形コンバータとして、一次側は、電流共振形スイッチングコンバータと一次側部分電圧共振回路が組み合わされた基本構成を採る。そして、この場合には、二次側に対しても二次側部分電圧共振回路を設けるようにしている。そのうえで、絶縁コンバータトランスのコアにギャップを形成しないようにして、一次巻線と二次巻線との結合係数を所要の結合係数以上の密結合にすると共に、二次巻線の１ターンあたりの誘起電圧が所定レベル以下となるように選定して構成するようにしている。即ち、本発明のスイッチング電源回路は、一次側電流共振形コンバータ、一次側部分電圧共振回路、及び二次側部分電圧共振回路による複合共振形コンバータとして、密結合の絶縁コンバータトランスによる一次側から二次側への電力伝送を行うように構成されている。そしてこのような構成の下で、絶縁コンバータトランスの二次巻線の巻線数を上記した条件の下で設定するようにしている。
このように構成すると、二次巻線の巻線数が増加されることになるが、これに伴って、二次巻線のリーケージインダクタンスも増加されることとなる。これにより、軽負荷時における一次側電流の減少させることが可能になる。
このようにして、軽負荷時の一次側電流を減少させるようにすると、軽負荷時の電力変換効率を向上させることができるため、入力電力を低減させて省電力化が可能になる。
【０１３８】
また本発明では、絶縁コンバータトランスにおいてギャップを形成しないことで、ギャップ形成のためのコアの研磨工程は省略されることになる。これにより、例えば製造工程が簡略化され、また、絶縁コンバータトランスを製造するコストも低減することができる。
さらに、上記のように絶縁コンバータトランスに巻装された一次巻線と二次巻線とが密結合となることにより、絶縁コンバータトランスからの漏洩磁束は低減されるので、例えば絶縁コンバータトランスにショートリングを施す必要もないこととなる。そして、この点でも、コストダウンが図られ、また、回路の小型軽量化が促進されるものである。
また、絶縁コンバータトランスのギャップ近傍における局部的温度上昇は発生しないことになるために、それだけ電源回路としても信頼性が向上することになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図２】第１の実施の形態のスイッチング電源回路の動作を示す波形図である。
【図３】第１の実施の形態のスイッチング電源回路の特性を示す特性図である。
【図４】第１の実施の形態のスイッチング電源回路の二次側回路の他の構成例を示した図である。
【図５】第２の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図６】第２の実施の形態のスイッチング電源回路の動作を示す波形図である。
【図７】第２の実施の形態のスイッチング電源回路の特性を示す特性図である。
【図８】第３の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図９】第３の実施の形態のスイッチング電源回路の動作を示す波形図である。
【図１０】本実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図１１】本実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの他の構造例を示す断面図である。
【図１２】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１３】先行技術としてのスイッチング電源回路の他の構成例を示す回路図である。
【図１４】図１２に示したスイッチング電源回路の動作を示す波形図である。
【図１５】図１２に示したスイッチング電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効率の特性の説明図である。
【図１６】先行技術としてのスイッチング電源回路のさらに他の構成例を示す回路図である。
【図１７】図１６に示したスイッチング電源回路における要部の動作を示す波形図である。
【図１８】図１６に示したスイッチング電源回路における要部の動作を示す波形図である。
【図１９】図１６に示したスイッチング電源回路の特性を示す特性図である。
【図２０】先行技術としての電源回路に採用される絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【符号の説明】
１　制御回路、発振・ドライブ・保護回路、Ｄｉ　ブリッジ整流回路、Ｃｉ　平滑コンデンサ、Ｑ１　Ｑ２　Ｑ３　Ｑ４　スイッチング素子、ＰＩＴ　絶縁コンバータトランス、Ｎ１　一次巻線、Ｎ２　二次巻線、Ｃ１　一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ　Ｃｐ１　Ｃｐ２　一次側部分電圧共振コンデンサ、Ｃ２　二次側部分電圧共振コンデンサ

Claims (1)

1. 商用交流電源を入力して整流平滑動作を行うことで、整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、
   入力された直流入力電圧を断続するスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、
   上記スイッチング素子をスイッチング駆動する駆動手段と、
   磁脚にギャップを形成していないコアに対して一次巻線及び二次巻線を巻装することで、上記一次巻線と二次巻線とが所要以上の結合係数による密結合の状態となるようにされると共に、上記二次巻線の１ターンあたりの誘起電圧が所定レベル以下となるように上記二次巻線の巻線数を設定して構成され、上記一次巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を二次巻線に対して伝送する絶縁コンバータトランスと、
   少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
   上記スイッチング手段を形成するスイッチング素子のうち、所定のスイッチング素子に対して並列に接続される一次側部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記スイッチング手段を形成するスイッチング素子のターンオフ期間においてのみ部分電圧共振動作を行う一次側部分電圧共振回路と、
   上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
   上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して並列に接続される二次側部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、上記二次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記直流出力電圧生成手段を形成する整流ダイオード素子がオフとなるタイミングで部分共振動作を行う二次側部分電圧共振回路と、
   上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、
   を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。

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