JP2003324955A

JP2003324955A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JP2003324955A
Application number: JP2002128647A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2002-04-30
Filing date: 2002-04-30
Publication date: 2003-11-14

Abstract

(57)【要約】【課題】負荷電流が２００Ｗ以上の重負荷対応の複合
共振形コンバータの電力変換効率の向上を図る。【解決手段】一次側に４つのスイッチング素子Ｑ1〜
Ｑ4により構成したフルブリッジ結合の電流共振形コン
バータと部分電圧共振回路、二次側に部分電圧共振回路
を組み合わせた複合共振コンバータにおいて、絶縁コン
バータトランスＰＩＴのコアのギャップをゼロとして、
一次巻線と二次巻線の結合係数を０．９５程度の密結合
にすると共に、一次側直流入力整流回路を全波整流回路
によって構成するようにした。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることがわかってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図７は、先に本出願人により提案された発
明に基づいて構成することのできるスイッチング電源回
路の一構成例を示す回路図である。この電源回路には自
励式の電流共振形コンバータが採用されている。

【０００４】この図に示すスイッチング電源回路におい
ては、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）から直流入力
電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成するための整流回路系
として、図示するように、２本の低速リカバリ型の整流
ダイオードＤ1,Ｄ2と、２本の平滑コンデンサＣi1，Ｃi
2を接続してなる倍電圧整流回路が設けられる。この倍
電圧整流回路では、直列接続された平滑コンデンサＣi1
−Ｃi2の両端に、交流入力電圧ＶACの２倍に対応する整
流平滑電圧Ｅiを生成する。この電源回路のスイッチン
グコンバータは、図示するように、２つのスイッチング
素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合したうえで、平滑コ
ンデンサＣi1の正極側の接続点とアース間に対して挿入
するようにして接続されている。この場合、スイッチン
グ素子Ｑ1，Ｑ2には、耐圧４００Ｖのバイポーラトラン
ジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用される。

【０００５】このスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各コレク
タ−ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲS1，ＲS2が挿入
される。また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のベース−エ
ミッタ間にはクランプダイオードＤD1，ＤD2がそれぞれ
挿入されている。この場合、クランプダイオードＤD1の
カソードはスイッチング素子Ｑ1のベースと接続され、
アノードはスイッチング素子Ｑ1のエミッタと接続され
る。また、同様にクランプダイオードＤD2のカソードは
スイッチング素子Ｑ2のベースと接続され、アノードは
スイッチング素子Ｑ2のエミッタと接続される。

【０００６】スイッチング素子Ｑ1のベースとスイッチ
ング素子Ｑ2のコレクタ間に対しては、ベース電流制限
抵抗ＲB1、共振用コンデンサＣB1、駆動巻線ＮB1からな
る直列接続回路が挿入される。共振用コンデンサＣB1は
自身のキャパシタンスと、駆動巻線ＮB1のインダクタン
スＬB1と共に直列共振回路を形成する。同様に、スイッ
チング素子Ｑ2のベースと一次側アース間に対しては、
ベース電流制限抵抗ＲB2、共振用コンデンサＣB2、駆動
巻線ＮB2からなる直列接続回路が挿入されており、共振
用コンデンサＣB2と駆動巻線ＮB2のインダクタンスＬB2
と共に自励発振用の直列共振回路を形成する。

【０００７】直交形制御トランスＰＲＴ（Power Regula
ting Transformer）は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆
動すると共に、後述するようにして定電圧制御を行う。
この直交形制御トランスＰＲＴは、駆動巻線ＮB1，ＮB2
及び共振電流を検出する共振電流検出巻線ＮAが巻回さ
れ、更にこれらの各巻線に対して制御巻線ＮCが直交す
る方向に巻回された直交型の可飽和リアクトルである。
この直交形制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は
省略するが、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字型
コアの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コ
アを形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の
磁脚に対して、同じ巻装方向に共振電流検出巻線ＮA、
駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電
流検出巻線ＮA、及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向
に巻装して構成される。

【０００８】この場合、駆動巻線ＮB1の一端は、共振用
コンデンサＣB1−抵抗ＲB1の直列接続を介してスイッチ
ング素子Ｑ1のベースに接続され、他端はスイッチング
素子Ｑ2のコレクタに接続される。駆動巻線ＮB2の一端
はアースに接地されると共に、他端は共振用コンデンサ
ＣB2−抵抗ＲB2の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ
2のベースと接続されている。駆動巻線ＮB1と駆動巻線
ＮB2は互いに逆極性の電圧が発生するように巻装されて
いる。また、共振電流検出巻線ＮAの一端はスイッチン
グ素子Ｑ1のエミッタとスイッチング素子Ｑ2のコレクタ
との接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、
他端は後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の一次
巻線Ｎ1の一端に対して接続される。なお、共振電流検
出巻線ＮAの巻数（ターン数）は例えば１Ｔ（ターン）
程度とされている。

【０００９】絶縁コンバータトランスＰＩＴ１（Power
Isolation Transformer）は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ
2のスイッチング出力を二次側に伝送する。絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴ１の構造としては、図９に示すよう
に、例えばフェライト材によるＥ字型コアＣＲ１、ＣＲ
２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥ−Ｅ字
型コアが備えられ、このＥ−Ｅ字型コアの中央磁脚に対
して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1と二次巻線
Ｎ2（Ｎ3）とが分割された状態で巻装されている。この
場合、分割ボビンＢには、約６０ｍｍφのリッツ線を、
がら捲きにより巻回して一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2（Ｎ
3）とをそれぞれ巻装して構成するようにしている。ま
たこの場合、Ｅ−Ｅ字型コアの中央磁脚に対しては０．
５ｍｍ〜１．０ｍｍのギャップＧを形成するようにして
いる、これによって、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2（Ｎ
3）の結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５の疎結
合の状態を得るようにしている。

【００１０】絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の一次巻
線Ｎ1の一端は、共振電流検出巻線ＮAを介してスイッチ
ング素子Ｑ1のエミッタとスイッチング素子Ｑ2のコレク
タの接点（スイッチング出力点）に接続されることで、
スイッチング出力が得られるようにされる。また、一次
巻線Ｎ1の他端は、例えばフィルムコンデンサからなる
一次側直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに
接地されている。この場合、上記一次側直列共振コンデ
ンサＣ1、及び一次巻線Ｎ1は直列に接続され、この一次
側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンス及び一次巻
線Ｎ1（直列共振巻線）を含む絶縁コンバータトランス
ＰＩＴ１の漏洩インダクタンス（リーケージインダクタ
ンスＬ1）成分とにより、スイッチングコンバータの動
作を電流共振形とするための直列共振回路を形成するよ
うにしている。

【００１１】また、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−
エミッタ間に対しては、一次側部分電圧共振用の一次側
並列共振コンデンサＣpが並列に接続されており、この
一次側並列共振コンデンサＣpによって、スイッチング
素子Ｑ1，Ｑ2を零電圧スイッチング（ＺＶＳ：Zero Vol
tage Switching）動作、及び零電流スイッチング（ＺＣ
Ｓ：Zero Current Switching）動作させるようにしてい
る。

【００１２】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電流共振形とするための直列共振回路
と、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の動作を共振動作とする
ための部分電圧共振回路とが備えられている。なお、本
明細書では、このような電流共振回路に対して部分電圧
共振回路などの他の共振回路が備えられて動作する構成
のスイッチングコンバータのことを「複合共振形スイッ
チングコンバータ」ともいう。

【００１３】また、この図における絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴ１の二次側には、二次巻線Ｎ2，Ｎ3がそれぞ
れ独立して巻装されている。そして、二次巻線Ｎ2に対
してはブリッジ整流ダイオードＤBR及び平滑コンデンサ
ＣO1を接続することで、二次側直流出力電圧ＥO1を生成
するようにしている。また、二次巻線Ｎ3に対してはセ
ンタータップを設けた上で、二次巻線Ｎ3に、それぞれ
整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣO2を
図のように接続することで［整流ダイオードＤO1，ＤO
2、平滑コンデンサＣO2］から成る両波整流回路を形成
して二次側直流出力電圧ＥO2を生成するようにしてい
る。この場合、二次側直流出力電圧ＥO1は制御回路１に
対しても分岐して入力される。

【００１４】制御回路１は、例えば二次側の直流出力電
圧ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電
流を、制御電流として直交形制御トランスＰＲＴの制御
巻線ＮCに供給することにより後述するようにして定電
圧制御を行う。

【００１５】上記構成による電源回路のスイッチング動
作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば
起動抵抗ＲS1，ＲS2を介してスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2
のベースに起動電流が供給され、例えばスイッチング素
子Ｑ1が先にオンになったとすれば、スイッチング素子
Ｑ2はオフとなるように制御される。そしてスイッチン
グ素子Ｑ1の出力として、共振電流検出巻線ＮA→一次巻
線Ｎ1→一次側直列共振コンデンサＣ1に共振電流が流
れ、この共振電流が零となる近傍でスイッチング素子Ｑ
2がオン、スイッチング素子Ｑ1がオフとなるように制御
される。そして、スイッチング素子Ｑ2を介して先とは
逆方向の共振電流が流れる。以降、スイッチング素子Ｑ
1，Ｑ2が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が
開始される。このように、平滑コンデンサＣiの端子電
圧を動作電源としてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が交互に
開閉を繰り返すことによって、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴ１の一次巻線Ｎ1に共振電流波形に近いドライブ
電流を供給し、二次巻線Ｎ2，Ｎ3に交番出力を得る。

【００１６】また、直交形制御トランスＰＲＴによる定
電圧制御は次のようにして行われる。例えば、交流入力
電圧や負荷電力の変動によって二次側直流出力電圧ＥO1
が変動したとすると、制御回路１では二次側直流出力電
圧ＥO1の変動に応じて制御巻線ＮCに流れる制御電流の
レベルを可変制御する。この制御電流により直交形制御
トランスＰＲＴに発生する磁束の影響で、直交形制御ト
ランスＰＲＴにおいては飽和傾向の状態が変化し、駆動
巻線ＮB1，ＮB2のインダクタンスを変化させるように作
用する。これにより自励発振回路の条件が変化してスイ
ッチング周波数ｆｓが変化するように制御される。この
図に示す電源回路では、一次側直列共振コンデンサＣ1
及び一次巻線Ｎ1の直列共振回路の共振周波数よりも高
い周波数領域でスイッチング周波数ｆｓを設定してお
り、例えばスイッチング周波数ｆｓが高くなると、直列
共振回路の共振周波数に対してスイッチング周波数ｆｓ
が離れていくようにされる。これにより、スイッチング
出力に対する一次側直列共振回路の共振インピーダンス
は高くなる。このようにして共振インピーダンスが高く
なることで、一次側直列共振回路の一次巻線Ｎ1に供給
されるドライブ電流が抑制される結果、二次側直流出力
電圧が抑制されることになって、定電圧制御が図られる
ことになる。なお、本明細書では、このような二次側直
流出力電圧ＥO1の変動に応じて直交形制御トランスＰＲ
Ｔの制御巻線ＮCに流れる制御電流のレベルを可変制御
して行う定電圧制御方式のことを「スイッチング周波数
制御方式」と呼ぶ。

【００１７】また、図８は、先に本出願人により提案さ
れた発明に基づいて構成することのできる他の電源回路
の構成例を示す回路図である。なお、図７に示した電源
回路と同一部分には同一符号を付して説明は省略する。
この図８に示す電源回路も、２つのスイッチング素子Ｑ
11，Ｑ12スイッチング素子をハーフブリッジ結合した電
流共振形コンバータが備えられているが、その駆動方式
は他励式とされている。この場合、スイッチング素子Ｑ
11，Ｑ12にはＭＯＳ−ＦＥＴもしくはＩＧＢＴ（絶縁ゲ
ートバイポーラトランジスタ）が採用される。

【００１８】またこの場合は、ブリッジ整流回路Ｄi及
び平滑コンデンサＣiからなる整流平滑回路により、商
用交流電源ＡＣの交流入力電圧ＶACを整流平滑化して、
例えば交流入力電圧ＶACのピーク値の１倍に対応する直
流入力電圧を生成するようにされる。

【００１９】スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12の各ゲート
は、発振・ドライブ回路１１に接続されている。また、
スイッチング素子Ｑ11のドレインは、平滑コンデンサＣ
iの正極と接続され、ソースは一次巻線Ｎ1、一次側直列
共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続され
る。また、スイッチング素子Ｑ12のドレインは、上記ス
イッチング素子Ｑ11のソースと接続され、そのソースは
一次側アースに接続されている。また、ここでも、一次
側部分電圧共振用の一次側並列共振コンデンサＣpがス
イッチング素子Ｑ12のドレイン−ソース間に対して並列
に接続される。更に、各スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12の
ドレイン−ソース間に対しては、クランプダイオードＤ
D1，ＤD2が並列に接続されている。

【００２０】上記スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12は、発振
・ドライブ回路１１によって、先に図７にて説明したス
イッチング動作が得られるようにスイッチング駆動され
る。つまり、この場合の制御回路１は直流出力電圧ＥO1
の変動に応じて変動したレベルの電流又は電圧を、フォ
トカプラＰＣを介して一次側の発振・ドライブ回路１１
に対して供給する。発振・ドライブ回路１１では、直流
出力電圧ＥO1の安定化が図られるように制御回路１から
の出力レベルに応じて、その周期が可変されたスイッチ
ング駆動信号（電圧）をスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12の
ゲートに対して交互に出力する。これによって、スイッ
チング素子Ｑ11，Ｑ12のスイッチング周波数ｆｓが可変
されることになる。

【００２１】この場合、発振・ドライブ回路１１には、
起動抵抗ＲSを介して起動電圧が供給されていると共
に、絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の一次側に追加的
に巻装された巻線Ｎ4の出力をコンデンサＣ4で平滑した
平滑出力が駆動電圧として供給されている。

【００２２】図１０は、上記図７に示した電源回路の要
部の動作波形を示した図である。なお、図８に示した電
源回路の動作波形もほぼ同様とされる。この場合、先
ず、商用交流電源が投入されると、例えば起動抵抗ＲS1
を介してスイッチング素子Ｑ1のベースに起動電流が供
給され、スイッチング素子Ｑ1がオンになると、スイッ
チング素子Ｑ2はオフとなるように制御される。そして
スイッチング素子Ｑ1の出力として、一次巻線Ｎ1→一次
側直列共振コンデンサＣ1に共振電流が流れ、この共振
電流が零となる近傍でスイッチング素子Ｑ2がオン、ス
イッチング素子Ｑ1がオフとなるように制御される。以
降はスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が交互にオンとなるよう
に制御される。これにより、スイッチング素子Ｑ2がオ
ンとなる期間ＴON、及びオフとなる期間ＴOFFにおける
スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2
は、図１０（ａ）に示すような波形となり、スイッチン
グ素子Ｑ2のコレクタには、図１０（ｂ）に示すような
波形のコレクタ電流ＩQ2が流れることになる。

【００２３】この場合、一次側直列共振コンデンサＣ1
に流れる一次側直流共振電流Ｉ1は、図１０（ｃ）に示
されているような正弦波となり、スイッチング素子Ｑ1
に負方向の一次側直流共振電流Ｉ1が流れ、スイッチン
グ素子Ｑ2には正方向の一次側直流共振電流Ｉ1が流れる
ことになる。このようにスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が交
互に開閉を繰り返すことによって、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴ１の一次巻線Ｎ1に共振電流波形に近いドラ
イブ電流が供給され、二次巻線Ｎ2に接続されているブ
リッジ整流ダイオードＤBRから図１０（ｅ）に示すよう
な波形のブリッジ出力電圧Ｖ2が得られることになる。

【００２４】また、スイッチング素子Ｑ2に対して並列
に接続されている一次側並列共振コンデンサＣpには、
図１０（ｄ）に示されているように、スイッチング素子
Ｑ1，Ｑ2が、それぞれターンオンまたはターンオフ時の
短期間のみ共振電流ＩC2が流れることになる。これによ
り、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をＺＶＳ動作及びＺＣＳ
動作としてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2におけるスイッチ
ング損失の低減を図るようにしている。

【００２５】図１１は、上記図７に示した電源回路の特
性例として、ＶAC＝１００Ｖ時において、二次側直流出
力電圧ＥO1の負荷電力Ｐｏが０Ｗ〜２００Ｗまで変動し
た時のＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC→DC、スイッチング
周波数ｆｓ、スイッチング素子Ｑ2の期間ＴONの変化特
性を示した図である。

【００２６】この図に示すように、図７に示した電源回
路では負荷電力Ｐｏが重くなるにしたがって、スイッチ
ング周波数ｆｓが低くなるように制御されている。また
これと同時にスイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴO
Nが長くなるように制御されている。また、この場合の
ＡＣ／ＤＣ電力変換効率ηAC→DCは、負荷電力Ｐｏ＝２
００Ｗ時に約９１．８％、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時に
約９２．４％となり、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時におい
て最も高効率な状態が得られている。

【００２７】なお、図７に示す電源回路として、上記図
１０に示す動作及び図１１に示す特性を得るにあたって
は、次のように各部を選定している。一次巻線Ｎ1＝二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０５６μＦ一次側部分共振コンデンサＣp＝３３０ｐＦ

【００２８】

【発明が解決しようとする課題】ところで、電源回路と
しては、電力変換効率はできるだけ高いことが好ましい
とされる。しかしながら、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔ１は、フェライトコアが磁気飽和状態となりにくいよ
うに、そのコアにギャップを形成して一次巻線Ｎ1と二
次巻線Ｎ2を疎結合の状態にしているため、自ずとＡＣ
／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）には限界があり、それ
以上の高効率化は不可能とされる。また、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴ１のＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/D
C）は負荷電力Ｐｏによっても変動する。

【００２９】例えば図８に示したような入力整流回路と
して全波整流回路を備えた電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変
換効率（ηAC/DC）は、交流入力電圧ＶAVが１００Ｖ系
で負荷電力Ｐｏが１２０Ｗ程度のときの９０％程度が限
界とされる。また負荷電力Ｐｏが１２０Ｗよりも高いと
き、特に負荷電力Ｐｏが２００Ｗ以上の重負荷時にはＡ
Ｃ／ＤＣ電力変換効率が著しく低下してしまう。

【００３０】そこで、交流入力電圧ＶAVが１００Ｖ系で
負荷電力Ｐｏが１５０Ｗ以上になる場合は、図７のよう
な倍電圧整流回路を用いた電源回路を採用することが考
えられる。この場合、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/D
C）を９２％程度まで向上させることができる。

【００３１】しかしながら、図７に示した電源回路は、
入力整流回路として倍電圧整流回路が備えられているた
め、比較的高価な入力平滑コンデンサＣｉが２つ必要に
なり、図８に示した電源回路に比べてコストアップを招
くという欠点があった。

【００３２】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴ１が
疎結合の状態とされていることで、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴからの漏洩磁束の発生レベルは高くなってし
まう。このため、回路の実際としては、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴ１に銅板のショートリングを設けるなど
のシールド対策が必要になり、それだけ、絶縁コンバー
タトランスのコストアップ及び大型化を招くことにな
る。さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴ１が疎結合
の状態にある場合、ギャップＧ近傍の一次巻線と二次巻
線とは、いわゆるフリンジ磁束による渦電流損失によっ
て温度上昇しているために信頼性の点で不利となる。

【００３３】さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
中央磁脚にギャップＧを形成するのにあたっては、例え
ばフェライト材のＥ型コアの中央磁脚を研磨するように
される。この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴを製
造するのに、研磨工程が追加されることとなってしまう
ので、その分コストアップになってしまうという問題も
生じる。

【００３４】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のよう
に構成することとした。即ち、交流入力に対して全波整
流を行い、平滑コンデンサにより直流入力電圧を得る整
流平滑手段と、フルブリッジ接続されたスイッチング素
子を備えて成り、直流入力電圧を断続するスイッチング
動作を行うスイッチング手段と、磁脚にギャップを形成
していないコアに対して一次巻線及び二次巻線を巻装
し、一次巻線と二次巻線とが所要以上の結合係数による
密結合の状態となるように形成され、一次巻線に得られ
るスイッチング手段の出力を二次巻線に対して伝送する
絶縁コンバータトランスと、少なくとも、絶縁コンバー
タトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一
次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキ
ャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段の
動作を電流共振形とする一次側直列共振回路とを備え
る。そして、スイッチング手段を形成する複数のスイッ
チング素子のうち、所定のスイッチング素子に対して並
列に接続される第１の部分共振コンデンサのキャパシタ
ンスと、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩イン
ダクタンス成分によって形成され、スイッチング手段を
形成する複数のスイッチング素子がターンオフするタイ
ミングで電圧共振動作を行う第１の部分電圧共振回路
と、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
電圧を入力して整流動作を行って二次側直流出力電圧を
生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、絶
縁コンバータトランスの巻線に対して並列に接続される
第２の部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、巻
線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、直流出
力電圧生成手段を形成する整流ダイオード素子がオフと
なるタイミングで部分共振動作を行う第２の部分電圧共
振回路と、二次側直流出力電圧のレベルに応じて、スイ
ッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、
二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構
成された定電圧制御手段とを備えた電源回路とする。

【００３５】この場合、直流出力電圧生成手段は、絶縁
コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入
力して全波整流動作を行うことで直流出力電圧を得るよ
うに構成する。或いは絶縁コンバータトランスの二次巻
線に対してセンタータップを施して接地したうえで、二
次巻線に得られる交番電圧を入力して両波整流動作を行
うことで、直流出力電圧を得るように構成する。また、
絶縁コンバータトランスのコアは、一対のＥ型コア、或
いは一対のＵ型コアで形成される。

【００３６】上記構成によれば、一次側に４石構成のフ
ルブリッジ結合の電流共振形コンバータと第１の部分電
圧共振回路を備え、一次側又は二次側に第２の部分電圧
共振回路を備えた複合共振形コンバータとしてのスイッ
チング電源回路が形成される。この場合、第２の部分電
圧共振回路を備えることで、絶縁コンバータトランスの
コアのギャップを零にして一次巻線と二次巻線の結合係
数を０．９５程度の密結合とすることできる。さらに、
重負荷時においても一次側直流入力電圧を全波整流回路
により得るように構成することができる。

【００３７】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て説明していく。図１は、本発明の実施の形態としての
スイッチング電源回路の構成例を示している。この図１
に示す電源回路は、一次側に４石構成の自励式による電
流共振形コンバータと第１の部分電圧共振コンデンサに
よる一次側部分電圧共振回路を備え、二次側に第２の部
分電圧共振コンデンサによる二次側部分電圧共振回路を
備えた複合共振形コンバータとしてのスイッチング電源
回路である。この電源回路においては、交流電源ＡＣに
対してコモンモードのノイズを除去するノイズフィルタ
としてコモンモードチョークコイルＣＭＣとアクロスコ
ンデンサＣL が設けられ、いわゆるラインフィルタを構
成する。そして商用交流電源から直流入力電圧を生成す
るための整流回路系としては、ブリッジ整流回路Ｄｉ及
び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流平滑回路が備え
られ、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流
平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。

【００３８】この図に示す電流共振形コンバータは、図
のように４つのスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2，Ｑ3，Ｑ4を
フルブリッジ結合方式によって接続されている。この場
合、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4は、２００Ｖ耐圧のバイ
ポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が
採用されている。この場合、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ3
のコレクタは、整流平滑電圧Ｅｉのライン（平滑コンデ
ンサＣｉの正極端子）と接続される。そして、スイッチ
ング素子Ｑ1のエミッタは、スイッチング素子Ｑ2のコレ
クタと接続され、スイッチング素子Ｑ2のエミッタは一
次側アースに対して接続される。また、スイッチング素
子Ｑ3のエミッタは、スイッチング素子Ｑ4のコレクタと
接続され、スイッチング素子Ｑ4のエミッタは一次側ア
ースに対して接続される。

【００３９】スイッチング素子Ｑ1のベースに対して
は、ベース電流制限抵抗ＲB1−共振用コンデンサＣB1−
駆動巻線ＮB1を直列接続して成る自励発振駆動回路が接
続される。ここで、共振用コンデンサＣB1−駆動巻線Ｎ
B1の直列接続は、共振用コンデンサＣB1のキャパシタン
スと、駆動巻線ＮB1のインダクタンスによって直列共振
回路を形成しており、この直列共振回路の共振周波数に
よってスイッチング周波数が決定される。また、ベース
電流制限抵抗ＲB1は、自励発振駆動回路からスイッチン
グ素子Ｑ1のベースに流すべき駆動信号としてのベース
電流レベルを調整する。また、スイッチング素子Ｑ1の
ベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤD1が図
示する方向によって接続される。また、スイッチング素
子Ｑ1のコレクタ−ベース間には、起動時の電流をベー
スに流すための起動抵抗ＲS1が接続される。

【００４０】同様に、スイッチング素子Ｑ2のベースに
対しては、ベース電流制限抵抗ＲB2−共振用コンデンサ
ＣB2−駆動巻線ＮB2を直列接続して成る自励発振駆動回
路が接続される。そして、共振用コンデンサＣB2−駆動
巻線ＮB2によって、直列共振回路が形成される。また、
ベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤD2が接
続され、コレクタ−ベース間には起動抵抗ＲS2が接続さ
れる。

【００４１】また同じくスイッチング素子Ｑ3のベース
に対しては、ベース電流制限抵抗ＲB3−共振用コンデン
サＣB3−駆動巻線ＮB3を直列接続して成る自励発振駆動
回路が接続される。そして、共振用コンデンサＣB3−駆
動巻線ＮB3によって、直列共振回路が形成される。ま
た、ベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤD3
が接続され、コレクタ−ベース間には起動抵抗ＲS3が接
続される。また同じくスイッチング素子Ｑ4のベースに
対しては、ベース電流制限抵抗ＲB4−共振用コンデンサ
ＣB4−駆動巻線ＮB4を直列接続して成る自励発振駆動回
路が接続される。そして、共振用コンデンサＣB4−駆動
巻線ＮB4によって、直列共振回路が形成される。また、
ベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤD4が接
続され、コレクタ−ベース間には起動抵抗ＲS4が接続さ
れる。

【００４２】また、スイッチング素子Ｑ2，Ｑ4のコレク
タ−エミッタ間に対しては、それぞれ並列に、第１の部
分共振コンデンサである一次側部分共振コンデンサＣp
1，Ｃp2が接続されている。この一次側部分共振コンデ
ンサＣp1のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの一次巻線Ｎ1のインダクタンス成分Ｌ1によっ
て、それぞれ並列共振回路（一次側部分電圧共振回路）
を形成する。そして、一次側部分共振コンデンサＣp1
は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がそれぞれターンオンま
たはターンオフする短期間にのみ電圧共振する部分電圧
共振動作が得られる。また、一次側部分共振コンデンサ
Ｃp2はスイッチング素子Ｑ3，Ｑ4がそれぞれターンオン
またはターンオフする短期間にのみ電圧共振する部分電
圧共振動作が得られるようになっている。

【００４３】直交型制御トランスＰＲＴは、スイッチン
グ素子Ｑ1〜Ｑ4をスイッチング駆動すると共に、定電圧
制御のためにスイッチング周波数を可変制御するために
設けられる。このドライブトランスＰＲＴは、駆動巻線
ＮB1〜ＮB4が巻回されていると共に、駆動巻線ＮB1を利
用して共振電流検出巻線ＮAが巻回されている。さらに
これらの各巻線に対して制御巻線Ｎｃが直交する方向に
巻回された可飽和リアクトルとされている。なお、この
場合は駆動巻線ＮB1と駆動巻線ＮB4、及び駆動巻線ＮB2
と駆動巻線ＮB3には、互いに同極性の電圧が励起され、
且つ、駆動巻線ＮB1と駆動巻線ＮB2、及び駆動巻線ＮB3
と駆動巻線ＮB4には互いに逆極性の電圧が励起される巻
方向によって巻装されている。また共振電流検出巻線Ｎ
Aの巻数（ターン数）は例えば１Ｔ（ターン）程度とさ
れている。

【００４４】この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共
振電流検出巻線ＮAに得られたスイッチング出力がトラ
ンス結合を介して各駆動巻線ＮB1〜ＮB4に誘起されるこ
とで、各駆動巻線ＮB1〜ＮB4にはドライブ電圧としての
交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆
動回路を形成する各直列共振回路から各ベース電流制限
抵抗ＲB1〜ＲB4を介して、ドライブ電流としてスイッチ
ング素子Ｑ1〜Ｑ4のベースに出力される。これにより、
各スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4は、直列共振回路の共振周
波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチン
グ動作を行うことになる。

【００４５】絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチ
ング素子Ｑ1〜Ｑ4のスイッチング出力を二次側に伝送す
る。この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1
の一端は、直列共振コンデンサＣ1、共振電流検出巻線
ＮAを介してスイッチング素子Ｑ1のエミッタとスイッチ
ング素子Ｑ2のコレクタの接点に接続される。また一次
巻線Ｎ1の他端は、スイッチング素子Ｑ3のエミッタとス
イッチング素子Ｑ4のコレクタの接点に接続される。こ
れにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4の組と、スイッチ
ング素子Ｑ2，Ｑ3の組が交互にスイッチング動作するこ
とで一次巻線Ｎ1にスイッチング出力が得られるように
される。

【００４６】そして、上記直列共振コンデンサＣ1のキ
ャパシタンスと、一次巻線Ｎ1のインダクタンス成分Ｌ1
を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩インダクタ
ンス成分により一次側スイッチングコンバータの動作を
電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成して
いる。このようにして、この図に示す一次側スイッチン
グコンバータとしては、電流共振形としての動作と、前
述した部分電圧共振動作とが複合的に得られていること
になる。

【００４７】この電源回路のスイッチング動作として
は、例えば次のようになる。先ず商用交流電源ＡＣが投
入されると、例えば起動抵抗ＲS1〜ＲS4を介してスイッ
チング素子Ｑ1〜Ｑ4のベースに起動のためのベース電流
が供給されることになる。ここで、例えばドライブトラ
ンスＰＲＴの駆動巻線ＮB1，ＮB4と、駆動巻線ＮB2，Ｎ
B3は、互いに逆極性の電圧が励起されることになるの
で、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4が先にオンとなったとす
れば、スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3はオフとなるように制
御される。そして、これら駆動巻線ＮB1〜ＮB4に励起さ
れた交番電圧を源として、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4の
各自励発振駆動回路が、共振動作による自励発振動作を
行う。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4の組と、
スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3の組が交互にオン／オフする
ように制御される。つまりスイッチング動作を行うこと
になる。

【００４８】そして例えばスイッチング素子Ｑ1,Ｑ4が
オンとなったときには、そのスイッチング出力として、
共振電流検出巻線ＮAを介して一次巻線Ｎ1及び直列共振
コンデンサＣ1に共振電流が流れる。そして、この共振
電流が「零」となる近傍で、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4
がオフとなるとともに、スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3がオ
ンとなる。これにより、スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3を介
して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、ＺＶＳ及
びＺＣＳにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4の組と、ス
イッチングＱ2，Ｑ3の組が交互にオンとなる自励式のス
イッチング動作が継続される。また、スイッチング素子
Ｑ1〜Ｑ4がオン／オフ動作に伴い、スイッチング素子Ｑ
1〜Ｑ4のターンオン、ターンオフ時の短期間において
は、一次側部分共振コンデンサＣp1，Ｃp2に電流が流れ
る。つまり、部分電圧共振動作が得られる。

【００４９】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、磁脚に
ギャップを形成していないコアに対して一次巻線Ｎ1及
び二次巻線Ｎ2，Ｎ3を巻装し、一次巻線Ｎ1と二次巻線
Ｎ2、Ｎ3とが所要以上の結合係数による密結合の状態と
なるように形成される。なお、この絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの構造例については後述する。

【００５０】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線
Ｎ2に対しては、第２の部分電圧共振コンデンサである
部分電圧共振コンデンサＣ3が並列に接続される。この
二次側部分電圧共振コンデンサＣ3には、例えばフィル
ムコンデンサが採用される。そして、この二次側部分電
圧共振コンデンサＣ3のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2
のリーケージインダクタンスＬ2とにより、二次側部分
電圧共振回路が形成される。このため、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に交番電圧が励起される
ことにより、二次側にて部分共振（電圧共振）動作が得
られることになる。つまり、図１に示す電源回路は、一
次側では電流共振動作及び部分電圧共振動作が得られる
と共に、二次側においても部分電圧共振動作が得られる
複合共振形コンバータとして構成されていることにな
る。

【００５１】上記二次巻線Ｎ2に対しては、図示するよ
うにしてブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣO1
が接続されることで全波整流回路が形成される。この全
波整流回路の全波整流動作によって、平滑コンデンサＣ
O1の両端に二次側直流出力電圧ＥO1が得られるようにな
っている。二次側直流出力電圧ＥO1は、図示しない負荷
に対して供給される。さらに、この二次側直流出力電圧
ＥO1は、図示するように制御回路１のための検出電圧と
しても分岐して入力される。

【００５２】また二次側においては、さらに二次巻線Ｎ
3が巻装される。この二次巻線Ｎ3はセンタータップ点が
二次側アースに接続されると共に、一端はダイオードＤ
01のアノードに接続され、他端はダイオードＤ02のアノ
ードに接続される。そしてダイオードＤ01、Ｄ02のカソ
ードは平滑コンデンサＣ02の正極側に接続され、これに
よって両波整流平滑回路が形成されて、例えば低電圧の
直流出力電圧Ｅ02を得るようにしている。

【００５３】制御回路１は二次側直流出力電圧ＥO1のレ
ベル変化に応じ、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電
流）レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲ
Ｔに巻装された駆動巻線ＮB1〜ＮB4のインダクタンスＬ
B1〜ＬB4を可変制御する。これにより、各駆動巻線ＮB1
〜ＮB4のインダクタンスＬB1〜ＬB4を含んで形成される
スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のための各自励発振駆動回路
内の直列共振回路の共振条件が変化し、スイッチング素
子Ｑ1〜Ｑ4のスイッチング周波数が可変されて二次側直
流出力電圧の安定化を図るようにしている。

【００５４】この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
としては、例えば図２又は図３に断面図として示した構
造、即ち一対のＥ字型コア又は一対のＵ字型コアを有し
た構造とされる。

【００５５】図２は一対のＥ字型コアを用いた構造例で
ある。絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアとしては、
図示するようにして、２つのＥ字型コアＣＲ１，ＣＲ２
の互いの磁脚の端部を対向させるようにして組み合わせ
ることで、ＥＥ字型コアを形成する。またこの場合、Ｅ
字型コアＣＲ１，ＣＲ２の各中央磁脚が対向する面にギ
ャップは形成されない。なお、Ｅ字型コアＣＲ１，ＣＲ
２には、例えばフェライト材を用いるようにされる。そ
して本実施の形態では、上記のようにして形成されるＥ
Ｅ字型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に対して一次巻線Ｎ1及
び二次巻線Ｎ2，Ｎ3を巻装するために、一次／二次分割
ボビンＢを用いるようにされる。

【００５６】図３は一対のＵ字型コアを用いた構造例で
ある。この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴでは、
そのコアとして、図３に示すように、それぞれ２本の磁
脚を有するＵ字型コアＣＲ１１、ＣＲ１２が組み合わさ
れ、Ｕ−Ｕ字型コアを形成するようにされる。さらに、
上記のようにして形成されるＵ−Ｕ字型コアの一方の磁
脚に対しては、図示するようにして一次巻線Ｎ1と二次
巻線Ｎ2，Ｎ3とを互いに分割された巻装領域に巻装した
ボビンＢが取り付けられる。また、上記のように形成さ
れるＵ−Ｕ字型コアの中央磁脚に対し、ギャップを形成
しないようにしている。

【００５７】図２，図３のいずれの場合も、ギャップを
ゼロとすることで、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の結合係
数を０．９５程度の密結合の状態としている。ところ
で、例えば図７，図８のような先行技術の電源回路で
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴ１について疎結合の
状態とすることで磁気飽和を抑制していた。これに対し
て、本実施の形態の電源回路では、二次側に備えられる
部分電圧共振回路の共振動作によって磁気飽和を抑制す
るようにしている。

【００５８】また、本実施の形態の電源回路では、二次
側に備えられる部分電圧共振回路の共振動作によって、
絶縁コンバータトランスＰＩＴを密結合トランスとした
ときに、負荷電力が１００Ｗ以下の時に異常発振が生じ
ないようにもしている。このようにすることで、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴを密結合の状態となるように構
成しても、電源回路の動作上での問題は生じないことに
なる。

【００５９】図４に交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷
電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の各部の動作波形を示す。また図
５に交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ
〜２００Ｗの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率
（ηAC/DC）及びスイッチング周波数ｆｓの変化特性を
示している。各部は次のように選定される。一次巻線Ｎ1＝４４Ｔ二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．１μＦ一次側部分電圧共振コンデンサＣp1，Ｃp2＝６８０ｐＦ二次側部分電圧共振コンデンサＣ3＝４７００ｐＦ

【００６０】図４に示すように、電源回路のスイッチン
グ素子Ｑ1〜Ｑ4の動作は、同図（ａ）に示すスイッチン
グ素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ1と、同図
（ｃ）（ｄ）に示す各スイッチング電流ＩQ1〜ＩQ4によ
り示され、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4は、期間ＴONにお
いてオンとなり、期間ＴOFFにおいてオフとなるように
スイッチング動作を行う。

【００６１】ここで、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4がオン
になると、スイッチング素子Ｑ1→一次側直列共振コン
デンサＣ1→一次巻線Ｎ1→スイッチング素子Ｑ4の経路
で共振電流が流れる。そして、この共振電流が零となる
近傍でスイッチング素子Ｑ2，Ｑ3がオン、スイッチング
素子Ｑ1，Ｑ4がオフとなるように制御されることで、ス
イッチング素子Ｑ3→一次巻線Ｎ1→一次側直列共振コン
デンサＣ1→スイッチング素子Ｑ2の経路で共振電流が流
れる。以降はスイッチング素子Ｑ1，Ｑ4とスイッチング
素子Ｑ2，Ｑ3が交互にオンとなるように制御される。

【００６２】また、スイッチング素子Ｑ2に並列に接続
されている一次側部分共振コンデンサＣp1には、スイッ
チング素子Ｑ2がターンオンまたはターンオフする短期
間において、図４（ｂ）に示すような部分共振電流ＩC2
が流れることになる。また、図示していないがスイッチ
ング素子Ｑ4に接続されている一次側部分共振コンデン
サＣp2にもスイッチング素子Ｑ4がターンオンまたはタ
ーンオフする短期間において、部分共振電流が流れるこ
とになる。

【００６３】これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4の
コレクタ−エミッタ間を流れる電流ＩQ1，ＩQ4は、図４
（ｂ）に示すような波形となる。また、スイッチング素
子Ｑ2，Ｑ3に流れる電流ＩQ2，ＩQ3は、上記電流ＩQ1，
ＩQ4とは１８０度位相の異なる波形となり、図４（ｄ）
に示すような波形となる。

【００６４】従って、一次側直列共振コンデンサＣ1に
流れる一次側直流共振電流Ｉ1は、図４（ｅ）に示され
ているような波形となり、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの一次巻線Ｎ1に共振電流波形に近いドライブ電流が
供給される。

【００６５】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側の動作は、図４（ｆ）に示す二次側部分共振コンデ
ンサＣ3を流れる共振電流ＩC3と、図４（ｇ）に示すブ
リッジ整流ダイオードＤBRの両端電圧Ｖ2によって示さ
れる。この場合、二次側部分電圧共振コンデンサＣ3に
流れる共振電流ＩC3は、ブリッジ整流回路のダイオード
がターンオン、ターンオフするタイミングで流れてい
る。つまり、共振電流ＩC3はブリッジ整流回路ＤBRのダ
イオードがオフするタイミングで流れている。これによ
り、二次側で部分電圧共振動作を得ているものである。
そして、この共振電流ＩC3が流れる期間に対応してブリ
ッジ整流回路ＤBRのダイオードの電圧Ｖ2が反転するこ
とになるが、この反転時において、波形形状に傾斜が与
えられていることが示される。これにより、ブリッジ整
流回路ＤBRからは、図４（ｈ）に示すような電流ＩDが
出力されることになる。

【００６６】また、本実施の形態の電源回路は、図５に
示されるように、負荷電力Ｐｏが重くなるに従い、スイ
ッチング周波数ｆｓが低くなるように制御されている。
これにより、二次側直流出力電圧ＥO1の定電圧制御が図
られていることが分かる。また、このときのスイッチン
グ周波数制御範囲は、図７に示した先行技術例とほぼ同
等になっている。また、本実施の形態の電源回路は、入
力整流回路が全波整流回路によって構成されているにも
かかわらず、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ（重負荷時）のＡ
Ｃ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）が、図７に示した先
行技術例とほぼ同等の９２％とほぼ同等レベルになって
いることが分かる。即ち、本実施の形態によれば、負荷
電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合であっても、図７に示した入
力倍電圧整流回路による電源回路と同等以上のＡＣ／Ｄ
Ｃ電力変換効率（ηAC/DC）、つまり９２％以上のＡＣ
／ＤＣ電力変換効率を実現することができる。

【００６７】このように本実施の形態における電源回路
のＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）が向上するの
は、一次側をフルブリッジ結合の電流共振形コンバータ
により構成したこと、及び、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴのギャップをゼロとしたことにより、以下のような
理由により実現されるものと考えられる。

【００６８】即ち、一次側を入力全波整流回路により構
成したことで、図７の電源回路では、耐圧４００Ｖのス
イッチング素子Ｑ1〜Ｑ2を用いていたのに対して、本実
施の形態の電源回路では耐圧２００Ｖのスイッチング素
子Ｑ1〜Ｑ4を選定することが可能になる。これにより、
スイッチング特性の向上を図ることができ、発熱による
スイッチング損失が低減すること。また、図７に示した
電源回路では、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に流れる電流
ＩQ1，ＩQ2が３．３Ａpであり、一次側共振電流Ｉ1が
６．６Ａp-pであったのに対して、本実施の形態の電源
回路ではスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4に流れる電流ＩQ1〜
ＩQ4はいずれも２．３Ａpであり、一次側共振電流Ｉ1が
４．６Ａp-pとなり、一次側を流れる電流が約３０％程
度低減すること。また、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の結
合係数が０．８から０．９５に向上したことによって漏
洩磁束が低減し、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の渦電流損
失が低下すること。また、ギャップ周辺のフリンジ磁束
によって一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の局部的な電力損失
が解消されて絶縁コンバータトランスＰＩＴの銅損が低
減することである。

【００６９】また本実施の形態の電源回路の場合、絶縁
コンバータトランスＰＩＴにおいてギャップを形成しな
いため、製造にあたりギャップを形成するための工程は
不要となるので、それだけ製造工程が簡略化され、コス
トダウンを図ることが可能になる。また、密結合とされ
ることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴからの漏洩磁
束も低減されるので、例えば銅板によるショートリング
を絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻回して施す必要も
なくなる。この点でも、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の製造工程が簡略化され、また、コストダウンが促進さ
れることになる。さらに、ギャップが無くなったこと
で、絶縁コンバータトランスＰＩＴの巻線の局部的な温
度上昇の問題も解消され、それだけ信頼性が向上するこ
とにもなる。

【００７０】図６は、本実施の形態の電源回路の二次側
の他の回路構成を示した図である。この図６に示す電源
回路の二次側においては、二次巻線（Ｎ2＋Ｎ3）にセン
タータップが設けられ、このセンタータップが二次側ア
ースに接地される。そして二次巻線Ｎ2の一端及び他端
は、それぞれ整流ダイオードＤO11，ＤO12のアノードに
接続される。そして、これら整流ダイオードＤO11，ＤO
12のカソードが、それぞれ平滑コンデンサＣO1の正極端
子に接続されており、これにより両波整流回路が形成さ
れ、平滑コンデンサＣO1の両端に直流出力電圧ＥO1が得
られるようにしている。また、同様に二次巻線Ｎ3の一
端及び他端はそれぞれ整流ダイオードＤO13，ＤO14のア
ノードに接続され、これら整流ダイオードＤO13，ＤO14
のカソードを、それぞれ平滑コンデンサＣO2の正極端子
に接続するされる。これにより、平滑コンデンサＣO2の
両端に直流出力電圧ＥO2が得られるようにしている。

【００７１】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側をセンタータップ接地の両波整流回路により構
成した場合、二次側部分電圧共振コンデンサＣ3の静電
容量と二次巻線（Ｎ2＋Ｎ3）の漏洩インダクタンスによ
って高周波の寄生振動が発生し、動作電圧と動作電流に
リンギング成分が重畳することがある。この場合は、高
周波リンギング成分によって、二次巻線側の出力電圧Ｖ
２のピーク値が上昇し、両波整流回路に流れる電流のピ
ーク値が上昇するため、両波整流回路を構成する整流ダ
イオードＤO11〜ＤO12については、従前より耐圧の大き
いものを選定しなければならず、ダイオード特性が低下
し、ダイオード及びトランス巻線の電力損失が生じるも
のとなる。

【００７２】そこで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
二次側をセンタータップ接地の両波整流回路により構成
する場合は、例えば１０００ＰＦ程度の小容量の第２の
部分電圧共振コンデンサＣ3を、図示するように一次巻
線Ｎ1に対して並列に接続するようにしている。このよ
うにすると部分電圧共振コンデンサＣ3のキャパシタン
スと、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とに
より部分電圧共振回路を形成して部分共振（電圧共振）
動作を得ることができ、一次側及び二次側の動作電流、
動作電圧に高周波リンギング成分が重畳しないものとす
ることができる。従って、動作電流、動作電圧のピーク
値が抑えられ、両波整流ダイオードについては従前の耐
圧品を採用できる。これは両波整流ダイオード及びトラ
ンス巻線の電力損失を低減して上記のようにＡＣ／ＤＣ
電力変換効率の向上に寄与することができる。

【００７３】以上、各種実施の形態を説明してきたが、
本発明としてのスイッチング電源回路としては、上記各
実施の形態としての構成に限定されるものではなく、例
えば、要部の部品素子の定数などは適宜、各種条件に応
じて適切な値に変更されればよい。また、例えば一次側
スイッチングコンバータに用いられるスイッチング素子
としては、各回路図に示したバイポーラトランジスタの
ほか、ＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどが採用されて構わ
ない。また、各実施の形態ではスイッチング素子Ｑ1〜
Ｑ4に対して自励発振回路を設けたが、例えばスイッチ
ング素子Ｑ1〜Ｑ4をＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴで形成す
る場合、これに対して他励発振回路によってスイッチン
グ動作させる構成としてもよい。

【００７４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明のスイッチ
ング電源回路によれば、一次側に４石構成のフルブリッ
ジ結合の電流共振形コンバータと第１の部分電圧共振回
路を備え、一次側又は二次側に第２の部分電圧共振回路
を備えた複合共振形コンバータとしてのスイッチング電
源回路を形成する。そして、絶縁コンバータトランスの
コアのギャップを零にして一次巻線と二次巻線の結合係
数を０．９５程度の密結合とすることで、一次側直流入
力電圧を全波整流回路から得るようにしている。これに
より、入力倍電圧整流回路を備えた回路と同等以上の電
力変換効率を入力全波整流回路の構成において実現する
ことが可能になるため、例えば２００Ｗ以上の重負荷時
のＡＣ／ＤＣ電力変換効率を向上させて、入力電力を低
減して省電力化を図ることができる。

【００７５】また本発明では、入力整流平滑回路の平滑
コンデンサは１つでよく、またスイッチング素子の耐圧
も４００Ｖから２００Ｖのものを選定可能になるため、
回路コストダウンを図ることができる。さらにスイッチ
ング素子のスイッチング特性の向上するため、スイッチ
ング素子の発熱が低減し、スイッチング素子に対する放
熱板が不要になるという利点もある。

【００７６】また本発明では、絶縁コンバータトランス
においてギャップを形成しないことで、ギャップ形成の
ためのコアの研磨工程は省略されることになる。これに
より、例えば製造工程が簡略化され、また、絶縁コンバ
ータトランスを製造するコストも低減することができ
る。さらに、上記のように絶縁コンバータトランスに巻
装された一次巻線と二次巻線とが密結合となることによ
っては、絶縁コンバータトランスからの漏洩磁束は低減
されるので、例えば絶縁コンバータトランスにショート
リングを施す必要もないこととなる。そして、この点で
も、コストダウンが図られ、また、回路の小型軽量化が
促進されるものである。また、絶縁コンバータトランス
のギャップ近傍における局部的温度上昇は発生しないこ
とになるために、それだけ電源回路としても信頼性が向
上することになる。また絶縁コンバータトランスのギャ
ップがゼロであることで、一対のＥ型フェライト磁心
や、一対のＵ型フェライト磁心による構成が可能であ
り、フェライト磁心の選定の自由度が増すため設計に有
利である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態のスイッチング電源回路の
回路図である。

【図２】本実施の形態のＥ−Ｅ字型コアによる絶縁コン
バータトランスの構造例の説明図である。

【図３】本実施の形態のＵ−Ｕ字型コアによる絶縁コン
バータトランスの構造例の説明図である。

【図４】本実施の形態の電源回路の動作を示す波形図で
ある。

【図５】本実施の形態のＡＣ／ＤＣ電力変換効率及びス
イッチング周波数の特性の説明図である。

【図６】本実施の形態の電源回路の構成例を示した図で
ある。

【図７】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成
例を示す回路図である。

【図８】先行技術としてのスイッチング電源回路の他の
構成例を示す回路図である。

【図９】先行技術としての電源回路に採用される絶縁コ
ンバータトランスの構造例を示す断面図である。

【図１０】先行技術の電源回路の動作を示す波形図であ
る。

【図１１】先行技術の電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効
率の特性の説明図である。

【符号の説明】

１制御回路、Ｄｉブリッジ整流回路、Ｃｉ平滑コ
ンデンサ、Ｑ1 Ｑ2Ｑ3 Ｑ4 スイッチング素子、ＰＩ
Ｔ絶縁コンバータトランス、Ｎ1 一次巻線、Ｎ2 二
次巻線、Ｃ1 一次側直列共振コンデンサ、Ｃp1 Ｃp2
一次側部分電圧共振コンデンサ、Ｃ3 二次側部分電
圧共振コンデンサ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流入力に対して全波整流を行い、平滑
コンデンサにより直流入力電圧を得る整流平滑手段と、フルブリッジ接続されたスイッチング素子を備えて成
り、上記直流入力電圧を断続するスイッチング動作を行
うスイッチング手段と、磁脚にギャップを形成していないコアに対して一次巻線
及び二次巻線を巻装し、上記一次巻線と二次巻線とが所
要以上の結合係数による密結合の状態となるように形成
され、上記一次巻線に得られる上記スイッチング手段の
出力を上記二次巻線に対して伝送する絶縁コンバータト
ランスと、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の
漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続さ
れた一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによ
って形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振
形とする一次側直列共振回路と、上記スイッチング手段を形成する複数のスイッチング素
子のうち、所定のスイッチング素子に対して並列に接続
される第１の部分電圧共振コンデンサのキャパシタンス
と、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩イン
ダクタンス成分によって形成され、上記スイッチング手
段を形成する複数のスイッチング素子がターンオフする
タイミングで部分電圧共振動作を行う第１の部分電圧共
振回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
電圧を入力して整流動作を行って二次側直流出力電圧を
生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、上記絶縁コンバータトランスの巻線に対して並列に接続
される第２の部分電圧共振コンデンサのキャパシタンス
と、上記巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成さ
れ、上記直流出力電圧生成手段を形成する整流ダイオー
ド素子がオフとなるタイミングで部分共振動作を行う第
２の部分電圧共振回路と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッ
チング手段のスイッチング周波数を可変することで、二
次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成
された定電圧制御手段と、を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】上記直流出力電圧生成手段は、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
電圧を入力して全波整流動作を行うことで、二次側直流
出力電圧を得るように構成されていることを特徴とする
請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】上記直流出力電圧生成手段は、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対してセンタ
ータップを施して接地したうえで、上記二次巻線に得ら
れる交番電圧を入力して両波整流動作を行うことで、二
次側直流出力電圧を得るように構成されていることを特
徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】上記絶縁コンバータトランスのコアは、
一対のＥ型コアで形成されることを特徴とする請求項１
に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】上記絶縁コンバータトランスのコアは、
一対のＵ型コアで形成されることを特徴とする請求項１
に記載のスイッチング電源回路。