JP2002136139A

JP2002136139A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JP2002136139A
Application number: JP2000333552A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2000-10-27
Filing date: 2000-10-27
Publication date: 2002-05-10

Abstract

(57)【要約】【課題】アクティブクランプ回路を備える電源回路に
つき、ＤＣ−ＤＣ変換効率の向上を図る。【解決手段】一次側に電圧共振形コンバータを備える
と共に二次側並列共振回路を備えることで複合共振形ス
イッチングコンバータを形成し、また、一次側又は二次
側に対してアクティブクランプ回路を設けた電源回路に
おいて、アクティブクランプ回路の補助スイッチング素
子を駆動する自励発振駆動回路において、ＬＣＲ直列共
振回路又は並列共振回路を備えて共振電流が流れるよう
にする。また、ＬＣＲ直列共振回路又は並列共振回路
は、一次側電圧共振形コンバータのスイッチング周波数
に同期させるようにする。これにより、補助スイッチン
グ素子のターンオフ時における、スイッチング出力電流
（ドレイン電流又はコレクタ電流）の下降時間が大幅に
短縮され、スイッチング損失を低減することが可能にな
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることがわかってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図１１の回路図は、先に本出願人が提案し
た発明に基づいて構成することのできる、先行技術とし
てのスイッチング電源回路の一例を示している。この図
に示す電源回路の基本構成としては、一次側スイッチン
グコンバータとして電圧共振形コンバータを備えてい
る。

【０００４】この図に示す電源回路では、ブリッジ整流
回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉによって、商用交流電
源（交流入力電圧ＶAC）から交流入力電圧ＶACの１倍の
レベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。

【０００５】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続する電圧共振形コンバータとしては、１石
によるシングルエンド方式が採用される。また駆動方式
としては自励式の構成を採っている。この場合、電圧共
振形コンバータを形成するメインのスイッチング素子Ｑ
1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接
合型トランジスタ）が選定される。このメインスイッチ
ング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対しては、一次
側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。また、
ベース−エミッタ間に対しては、クランプダイオードＤ
Dが接続される。ここで、並列共振コンデンサＣｒは、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得られ
るリーケージインダクタンスＬ1と共に、一次側並列共
振回路を形成しており、これによって電圧共振形コンバ
ータとしての動作が得られるようになっている。そし
て、メインスイッチング素子Ｑ1のベースに対しては、
駆動巻線ＮB−共振コンデンサＣB−ベース電流制限抵抗
ＲBから成る自励発振駆動回路が接続される。メインス
イッチング素子Ｑ1には、この自励発振駆動回路にて発
生される発振信号を基とするベース電流が供給されるこ
とでスイッチング駆動される。なお、起動時においては
整流平滑電圧Ｅｉのラインから起動抵抗Ｒｓ−ベース電
流制限抵抗ＲBを介してベースに流れる起動電流によっ
て起動される。

【０００６】直交型制御トランスＰＲＴは、上記駆動巻
線ＮBと電流検出巻線ＮDの巻装方向に対してその巻装方
向が直交するようにして制御巻線Ｎｃが巻装されて構成
され、後述するようにして一次側電圧共振形コンバータ
のスイッチング周波数を制御するために設けられる。

【０００７】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側
に得られたスイッチングコンバータのスイッチング出力
を二次側に伝送するために設けられる。ここでの詳しい
説明は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴに
は、コアに対してギャップが形成されていることで、疎
結合の状態が得られるようになっている。

【０００８】上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の巻始め端部は、メインスイッチング素子Ｑ1の
コレクタと接続されて、巻終わり端部は、電流検出巻線
ＮＤを介して整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続される。
また、二次巻線Ｎ２の巻始め端部は二次側アースに対し
て接続され、巻終わり端部は整流ダイオードＤOを介し
て平滑コンデンサＣOの正極端子に対して接続される。

【０００９】また、この図に示す回路の一次側において
は、先に本出願人が提案したアクティブクランプ回路２
２が設けられる。このアクティブクランプ回路２２は、
図示するように、クランプコンデンサＣCL−補助スイッ
チング素子Ｑ2の直列接続回路を、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して並列に接続して形成
されるものである。ここでは、補助スイッチング素子Ｑ
2にはＭＯＳ−ＦＥＴが採用される。

【００１０】この補助スイッチング素子Ｑ2の駆動回路
系としては、図示するように、補助スイッチング素子Ｑ
2のゲートに対して、コンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇ−駆動
巻線Ｎｇを直列接続した自励発振駆動回路が接続され
る。また、補助スイッチング素子Ｑ2のゲート−ソース
間には、抵抗Ｒ１が挿入される。この場合の駆動巻線Ｎ
ｇは、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいて、一次巻
線Ｎ1の巻終わり端部側を巻き上げるようにして形成さ
れており、その巻数としては例えば１Ｔ（ターン）とし
ている。そして補助スイッチング素子Ｑ2は、メインス
イッチング素子Ｑ1のスイッチング周期に同期したオン
／オフタイミングで以て、所定期間において導通するよ
うにスイッチング動作を行うことになるが、これによ
り、メインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間にお
いて並列共振コンデンサＣｒの両端に発生する並列共振
パルス波形をクランプして、そのピークレベルを抑制す
るようにされる。

【００１１】一次側電圧共振形コンバータを形成するメ
インスイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、上記
した構造の絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ
1に伝送され、更に二次巻線Ｎ2に対して励起されるよう
にして伝達されることになる。

【００１２】この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側においては、図示するように二次巻線Ｎ2に対
して並列に二次側並列共振コンデンサＣ2が接続される
ことで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と
共に二次側並列共振回路を形成する。そして、この二次
側並列共振回路に対して、図示する接続形態によって整
流ダイオードＤO及び平滑コンデンサＣOから成る半波整
流回路が接続されることで、二次側直流出力電圧ＥOを
出力する。

【００１３】このような構成による電源回路では、一次
側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列
共振回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得るた
めの並列共振回路が備えられることになる。なお、本明
細書では、このように一次側及び二次側に対して共振回
路が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータ
については、「複合共振形スイッチングコンバータ」と
もいうことにする。

【００１４】制御回路１は、二次側直流出力電圧ＥOの
レベルに応じて可変の直流電流を、制御電流として、直
交型制御トランスＰＲＴの制御巻線Ｎｃに流すようにさ
れる。このようにして、制御巻線Ｎｃに流れる制御電流
レベルが可変されることで、直交型制御トランスＰＲＴ
においては、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変す
るように制御することになる。これによって、自励発振
駆動回路における駆動巻線ＮB−共振コンデンサＣBから
成る共振回路の共振周波数が変化し、メインスイッチン
グ素子Ｑ1のスイッチング周波数が可変制御されること
になる。このようにしてメインスイッチング素子Ｑ1の
スイッチング周波数が可変されることで、二次側直流出
力電圧ＥOが一定となるように制御される。つまり、電
源の安定化が図られる。

【００１５】ここで、参考までに上記図１１に示す電源
回路における要部の仕様を以下に記しておく。絶縁コン
バータトランスＰＩＴは、ＥＲ４０型のフェライトコア
を用い、一次巻線Ｎ1＝５０Ｔ、二次巻線Ｎ2＝５０Ｔと
される。また、駆動用共振コンデンサＣｇ＝０．３３μ
Ｆ、抵抗Ｒｇ＝１０Ω、抵抗Ｒ1＝８２Ω、一次側並列
共振コンデンサＣｒ＝２２００ｐＦ、クランプコンデン
サＣCL＝０．０４７μＦ、二次側並列共振コンデンサＣ
2＝７５００ｐＦが選定されている。このような仕様と
することで、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜０Ｗの条件に対
して、交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜２８８Ｖまでの広範
囲で実用充分なレギュレーション特性が満足される。

【００１６】図１２は、上記図１１に示した電源回路に
おける一次側の動作を示す波形図である。図１２（ａ）
〜（ｇ）は、それぞれ交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで、
負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の動作を示し、図１２（ｈ）
〜（ｎ）は、それぞれ交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで、
負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗとされる無負荷時の動作を示し
ている。先ず、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時において、メ
インスイッチング素子Ｑ1//一次側並列共振コンデンサ
Ｃｒの並列接続回路の両端に得られる一次側並列共振電
圧Ｖ1は、図１２（ａ）に示すようにして、メインスイ
ッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴON1においては０レ
ベルで、オフとなる期間ＴOFF1において図示するような
並列共振パルス波形が得られており、これにより、メイ
ンスイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作が電圧共振
形となっていることが示される。このようなメインスイ
ッチング素子Ｑ1のオン／オフタイミングに応じて、メ
インスイッチング素子Ｑ1のコレクタに流れるコレクタ
電流は図１２（ｂ）に示す波形となる。

【００１７】また、アクティブクランプ回路２２を形成
する補助スイッチング素子Ｑ2のゲートには、駆動巻線
Ｎｇに励起された交番電圧が、抵抗Ｒｇ−コンデンサＣ
ｇの直列接続を介して印加されることで、補助スイッチ
ング素子Ｑ2のゲート−ソース間電圧ＶGSとしては、図
１２（ｇ）に示すようにして、期間ＴOFF1にて台形形状
のパルスとなる波形が得られる。また、このときには、
抵抗Ｒｇ−コンデンサＣｇの直列接続回路によってゲー
ト−ソース間電圧ＶGSを微分した波形による駆動巻線電
流Ｉｇが、図１２（ｆ）に示すようにして、流れること
になる。この微分波形は、並列共振パルス波形の立ち上
がり期間と立ち下がり期間である、期間ＴOFF1における
開始区間と終了区間において得られる。このような駆動
回路系の動作により、アクティブクランプ回路２２を形
成する補助スイッチング素子Ｑ2//クランプダイオード
ＤD2の並列回路は、期間ＴON2において導通し、期間ＴO
FF2においてオフとなるようにスイッチング動作を行う
ことになる。

【００１８】そして、期間ＴON2においては、本来、並
列共振コンデンサＣｒへ流れる電流が、クランプコンデ
ンサＣCLに対して、図１２（ｄ）に示すようにしてクラ
ンプ電流ＩQ2となって流れるようにされる。この結果、
メインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1に
おいて並列共振コンデンサＣｒへ流れる電流ＩC1は図１
２（ｅ）に示すようにして、期間ＴOFF1における開始区
間と終了区間のみとなるが、これによって、並列共振コ
ンデンサＣｒにおける充電電流量は減少し、図１２
（ａ）に示す並列共振電圧Ｖ1としては、そのピークレ
ベルが１／２程度にまでクランプされるようにして抑制
されることになる。

【００１９】そして、無負荷の条件となって例えば二次
側並列共振電圧が上昇した場合には、上記図１２（ａ）
〜（ｇ）に示した波形は、それぞれ、図１２（ｈ）〜
（ｎ）に示すようにして変化する。ここで、図１２
（ａ）と図１２（ｈ）を比較して分かるように、負荷電
力Ｐｏが小さくなるのに従ってスイッチング周波数ｆｓ
は高くなるように制御されており、また、メインスイッ
チング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF１は固定とされた
上で、オンとなる期間ＴONについて可変を行うことでス
イッチング周波数ｆｓ（スイッチング周期）を可変する
ようにされている。そして、このような動作によって定
電圧制御が行われていることになる。そして、このよう
にして、スイッチング周波数が可変された状態にあって
も、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の場合と同様のタイミン
グで、メインスイッチング素子Ｑ1とアクティブクラン
プ回路２２とがオン／オフ動作を行うことで、図１２
（ｈ）に示す並列共振電圧パルスのピークが抑制される
ものである。このようにして、アクティブクランプ回路
を備えた電源回路では、スイッチング動作により発生す
る電圧共振パルスのピークレベルを大幅に抑制すること
が可能であり、これによって、スイッチング素子や共振
コンデンサ等について低耐圧品を選定することができ
る。また、制御範囲も拡大されるという特性が得られて
いる。また、アクティブクランプ回路２２の補助スイッ
チング素子Ｑ2のための駆動回路としては、図１１に示
したように自励発振駆動回路としていることで、例えば
他励式による場合よりも回路構成を簡略なものとしてい
る。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図１１
に示したようにしてアクティブクランプ回路２２を備え
る構成の場合、このアクティブクランプ回路の補助スイ
ッチング素子としては、ＭＯＳ−ＦＥＴを使用するもの
とされている。そして、この補助スイッチング素子Ｑ2
に対して、自励発振駆動回路（Ｎｇ−Ｒｇ−Ｃｇ）によ
りスイッチング駆動を行っていることになる。ところ
が、このような構成の場合には次のような問題を有して
いる。ＭＯＳ−ＦＥＴは、その構造上、ゲート−ソース
間に静電容量が存在する。このため、図１１に示す回路
において、このＭＯＳ−ＦＥＴである補助スイッチング
素子Ｑ2が導通したときには、上記ゲート−ソース間の
静電容量に充電電荷が発生する。しかし、この充電電荷
は、ターンオフ時において電流Ｉｇ（図１２（ｆ）、図
１２（ｍ））として引き抜かれるようにして減少するの
ではあるが、図１１に示す自励発振駆動回路（Ｎｇ−Ｒ
ｇ−Ｃｇ）の構成では、この充電電荷をターンオフ時に
対応する短時間の間に急速かつ充分に引き抜くことがで
きない。このため、ターンオフ時における補助スイッチ
ング素子Ｑ2の下降時間ｔｆが長くなる。このため、理
想的には、図１２（ｄ）（ｋ）に示すクランプ電流ＩQ2
は、補助スイッチング素子Ｑ2のターンオフ時には、急
峻に０レベルとなるべきなのであるが、実際には、ター
ンオフ期間がそのまま下降時間ｔｆとなって、クランプ
電流が流れてしまっている。

【００２１】このようにして、ターンオフ時においてク
ランプ電流が流れることで、特に補助スイッチング素子
Ｑ2におけるスイッチング損失が３Ｗ程度増加してしま
うことになる。この結果、電源回路としてのＤＣ−ＤＣ
電力変換効率は、アクティブクランプ回路を設けない回
路構成の場合が例えば９７％であるのに対して、９５．
５％に低下する。そして負荷電力２００Ｗの条件では、
入力電力が３Ｗほど増加してしまう。また、電力損失が
増加することで発熱が生じるために、ＭＯＳ−ＦＥＴで
ある補助スイッチング素子Ｑ2についての信頼性の確保
のため、放熱板を取り付ける必要があり、これが回路基
板の小型、軽量化の妨げとなっている。

【００２２】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は、上記し
た課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のよ
うに構成する。つまり、自励発振駆動回路によりスイッ
チング駆動されることで、直流入力電圧についてスイッ
チングを行うスイッチング素子を備えて形成されるスイ
ッチング手段と、一次巻線に得られる上記スイッチング
手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランス
と、この絶縁コンバータトランスの一次巻線と、一次側
並列共振コンデンサとにより形成され、上記スイッチン
グ手段の動作を電圧共振形とするように設けられる一次
側並列共振回路とを備える。また、絶縁コンバータトラ
ンスに巻装した二次巻線に対して二次側並列共振コンデ
ンサを並列に接続することで形成される二次側並列共振
回路と、この二次側並列共振回路に得られる交番電圧を
入力して整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を得
るように構成される直流出力電圧生成手段とを備える。
また、クランプコンデンサとバイポーラトランジスタと
による直列接続回路を備え、駆動用共振回路によりスイ
ッチング駆動されることで、上記スイッチング手段がオ
フとなる期間に一次側並列共振回路に発生する電圧をク
ランプするように設けられるアクティブクランプ手段を
設ける。そして、自励発振駆動回路を形成する第１の駆
動巻線と、駆動用共振回路を形成する第２の駆動巻線
と、これら第１及び第２の駆動巻線に対して上記スイッ
チング手段のスイッチング出力を励起させるための検出
巻線と、制御巻線とが巻装される制御トランスとを設
け、また、直流出力電圧生成手段により得られる直流出
力電圧のレベルに応じて可変されるレベルの制御電流
を、制御トランスの制御巻線に流すことにより、上記ス
イッチング素子のスイッチング周波数を可変制御して、
上記二次側直流出力電圧についての定電圧制御を行うよ
うにされる定電圧制御手段を備えるものである。

【００２３】また、スイッチング電源回路として次のよ
うにも構成する。つまり、自励発振駆動回路によりスイ
ッチング駆動されることで、直流入力電圧についてスイ
ッチングを行うスイッチング素子を備えて形成されるス
イッチング手段と、一次巻線に得られる上記スイッチン
グ手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトラン
スと、この絶縁コンバータトランスの一次巻線と、一次
側並列共振コンデンサとにより形成され、上記スイッチ
ング手段の動作を電圧共振形とするように設けられる一
次側並列共振回路とを備える。また、絶縁コンバータト
ランスに巻装した二次巻線に対して二次側並列共振コン
デンサを並列に接続することで形成される二次側並列共
振回路と、この二次側並列共振回路に得られる交番電圧
を入力して整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を
得るように構成される直流出力電圧生成手段とを備え
る。また、クランプコンデンサとＭＯＳ型電界効果トラ
ンジスタとによる直列接続回路を備え、駆動巻線に対し
て共振コンデンサを並列に接続することで形成される駆
動用共振回路によりスイッチング駆動されることで、上
記スイッチング手段がオフとなる期間に一次側並列共振
回路に発生する電圧をクランプするように設けられるア
クティブクランプ手段を設ける。そして、自励発振駆動
回路を形成する第１の駆動巻線と、上記駆動用共振回路
を形成する第２の駆動巻線と、これら第１及び第２の駆
動巻線に対して上記スイッチング手段のスイッチング出
力を励起させるための検出巻線と、制御巻線とが巻装さ
れる制御トランスと、直流出力電圧生成手段により得ら
れる直流出力電圧のレベルに応じて可変されるレベルの
制御電流を、制御トランスの制御巻線に流すことによ
り、上記スイッチング素子のスイッチング周波数を可変
制御して、上記二次側直流出力電圧についての定電圧制
御を行うようにされる定電圧制御手段とを備えることと
した。

【００２４】また、スイッチング電源回路として次のよ
うにも構成する。つまり、発振周波数信号を出力する発
振手段と、発振周波数信号に基づいてスイッチング駆動
されることで、直流入力電圧についてスイッチングを行
うスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手
段と、一次巻線に得られる上記スイッチング手段の出力
を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスと、この絶
縁コンバータトランスの一次巻線と、一次側並列共振コ
ンデンサとにより形成され、上記スイッチング手段の動
作を電圧共振形とするように設けられる一次側並列共振
回路とを備える。また、絶縁コンバータトランスに巻装
した二次巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列
に接続することで形成される二次側並列共振回路と、こ
の二次側並列共振回路に得られる交番電圧を入力して整
流動作を行うことで二次側直流出力電圧を得るように構
成される直流出力電圧生成手段とを備える。そして、ク
ランプコンデンサとバイポーラトランジスタとによる直
列接続回路を備え、駆動巻線と、この駆動巻線に対して
直列に接続される共振コンデンサと抵抗とを備えて形成
される駆動用共振回路によりスイッチング駆動されるこ
とで、スイッチング手段がオフとなる期間に一次側並列
共振回路に発生する電圧をクランプするように設けられ
るアクティブクランプ手段を設け、また、駆動巻線に対
してスイッチング手段のスイッチング出力を伝達するた
めの構造を有するドライブトランスと、二次側直流出力
電圧のレベルに応じて、スイッチング素子のスイッチン
グ周波数を可変制御することで二次側直流出力電圧につ
いての定電圧制御を行うようにされる定電圧制御手段と
を備えることとした。

【００２５】また、スイッチング電源回路として次のよ
うにも構成する。つまり、発振周波数信号を出力する発
振手段と、発振周波数信号に基づいてスイッチング駆動
されることで、直流入力電圧についてスイッチングを行
うスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手
段と、一次巻線に得られるスイッチング手段の出力を二
次側に伝送する絶縁コンバータトランスと、絶縁コンバ
ータトランスの一次巻線と、一次側並列共振コンデンサ
とにより形成され、上記スイッチング手段の動作を電圧
共振形とするように設けられる一次側並列共振回路とを
備える。また、絶縁コンバータトランスに巻装した二次
巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続す
ることで形成される二次側並列共振回路と、二次側並列
共振回路に得られる交番電圧を入力して整流動作を行う
ことで二次側直流出力電圧を得るように構成される直流
出力電圧生成手段と、クランプコンデンサとＭＯＳ型電
界効果トランジスタとによる直列接続回路を備える。、
駆動巻線と共振コンデンサとから成る共振回路を備えて
形成される駆動用共振回路によりスイッチング駆動され
ることで、スイッチング手段がオフとなる期間に一次側
並列共振回路に発生する電圧をクランプするように設け
られるアクティブクランプ手段と、上記駆動巻線に対し
てスイッチング手段のスイッチング出力を伝達するため
の構造を有するドライブトランスを備える。そしてま
た、二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッ
チング素子のスイッチング周波数を可変制御すること
で、上記二次側直流出力電圧についての定電圧制御を行
うようにされる定電圧制御手段を備えることとした。

【００２６】また、スイッチング電源回路として次のよ
うにも構成することとした。つまり、自励発振により所
定のスイッチング周波数により駆動されることで、直流
入力電圧についてスイッチングを行うスイッチング素子
を備えて形成されるスイッチング手段と、一次巻線に得
られる上記スイッチング手段の出力を二次側に伝送する
絶縁コンバータトランスと、絶縁コンバータトランスの
一次巻線と、一次側並列共振コンデンサとにより形成さ
れ、スイッチング手段の動作を電圧共振形とするように
設けられる一次側並列共振回路とを備える。また、絶縁
コンバータトランスに巻装される二次巻線に対して二次
側並列共振コンデンサを並列に接続することで形成され
る二次側並列共振回路と、この二次側並列共振回路に得
られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで二次側
直流出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成
手段とを備える。また、クランプコンデンサとバイポー
ラトランジスタとによる直列接続回路を備え、少なくと
も駆動巻線と共振コンデンサを備えて形成される駆動用
共振回路によりスイッチング駆動されることで、直流出
力電圧生成手段を形成する整流ダイオード素子がオフと
なる期間に二次側並列共振回路に発生する電圧をクラン
プするように設けられるアクティブクランプ手段と、駆
動用共振回路の駆動巻線と、この駆動巻線に対して二次
巻線に得られる交番電圧を励起させる検出巻線と、制御
巻線とが巻装される制御トランスとを設ける。そしてま
た、直流出力電圧生成手段により得られる直流出力電圧
のレベルに応じて可変されるレベルの制御電流を、制御
トランスの制御巻線に流すことにより、上記バイポーラ
トランジスタの導通角を可変制御することで、二次側直
流出力電圧についての定電圧制御を行うようにされる定
電圧制御手段とを備えることとした。

【００２７】上記各構成によれば、一次側においては電
圧共振形コンバータを形成するための一次側並列共振回
路を備え、二次側には、二次側巻線及び二次側並列共振
コンデンサとにより形成される二次側並列共振回路とが
備えられた、いわゆる複合共振形スイッチングコンバー
タの構成が得られる。そして一次側又は二次側に対し
て、一次側並列共振回路又は二次側並列共振回路に生じ
る並列共振電圧をクランプするためのアクティブクラン
プ手段が備えられることで、この並列共振電圧レベルを
抑制するようにされる。このような構成とされた上で、
本発明のアクティブクランプ手段は、駆動巻線と共振回
路を備えた駆動用共振回路によりスイッチング駆動され
るが、この駆動用共振回路は、一次側電圧共振形コンバ
ータのスイッチング周波数とほぼ同等となるようにされ
ている。このような構成を採ることで、アクティブクラ
ンプ手段を形成するトランジスタ素子の制御端子（ベー
ス、ゲート等）に供給される電流としては正弦波状とす
ることができ、この結果、アクティブクランプ回路を形
成するトランジスタ素子のターンオフ時における下降時
間ｔｆを著しく短縮させることが可能となる。

【００２８】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態としてのスイッチング電源回路（請求項１，２に対
応）の構成例を示している。この図１に示す電源回路
は、一次側に電圧共振形コンバータを備えると共に二次
側には並列共振回路を備えた複合共振形スイッチングコ
ンバータとしての構成を採る。

【００２９】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を
得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ
及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えら
れ、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平
滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。

【００３０】この電源回路に備えられる電圧共振形のス
イッチングコンバータは、１石のメインスイッチング素
子Ｑ1を備えた自励式の構成を採っている。この場合、
メインスイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラ
トランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用さ
れている。

【００３１】メインスイッチング素子Ｑ1のベースと一
次側アース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、
ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発
振駆動用の直列共振回路が接続される。また、メインス
イッチング素子Ｑ1のベースは、起動抵抗ＲSを介して平
滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側にも接
続されており、起動時のベース電流を整流平滑ラインか
ら得るようにしている。

【００３２】また、メインスイッチング素子Ｑ1のベー
スと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿
入されるクランプダイオードＤDにより、メインスイッ
チング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経路を
形成するようにされており、また、メインスイッチング
素子Ｑ1のコレクタは、後述する直交型制御トランスＰ
ＲＴに巻装される共振電流検出巻線ＮRを介して、絶縁
コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端と接続
され、エミッタは接地される。

【００３３】また、上記メインスイッチング素子Ｑ1の
コレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサ
Ｃｒが並列に接続されている。この並列共振コンデンサ
Ｃｒは、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージイン
ダクタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側
並列共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明
を省略するが、メインスイッチング素子Ｑ1のオフ時に
は、この並列共振回路の作用によって並列共振コンデン
サＣｒの両端電圧Ｖ1は、実際には正弦波状のパルス波
形となって電圧共振形の動作が得られるようになってい
る。

【００３４】この図に示す直交形制御トランスＰＲＴ
は、共振電流検出巻線ＮR、駆動巻線ＮB，ＮB2、及び制
御巻線ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この
場合の直交形制御トランスＰＲＴは、メインスイッチン
グ素子Ｑ1及び後述するアクティブクランプ回路２０を
形成する補助スイッチング素子Ｑ2を駆動すると共に、
定電圧制御のために設けられる。この直交形制御トラン
スＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁
脚を有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端
部を接合するようにして立体型コアを形成する。そし
て、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ
巻装方向に共振電流検出巻線ＮR、駆動巻線ＮB，ＮB2を
巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮR
及び駆動巻線ＮB，ＮB2に対して直交する方向に巻装し
て構成される。なお、ここでは、駆動巻線ＮB2は、共振
電流検出巻線ＮRの巻終わり端部側を巻き上げるように
して形成している。

【００３５】この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共
振電流検出巻線ＮRは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1との間に直
列に挿入されることで、メインスイッチング素子Ｑ1の
スイッチング出力は、一次巻線Ｎ1を介して共振電流検
出巻線ＮRに伝達される。直交形制御トランスＰＲＴに
おいては、共振電流検出巻線ＮRに得られたスイッチン
グ出力がトランス結合を介して駆動巻線ＮB，ＮB2に誘
起されることで、駆動巻線ＮB，ＮB2の各々にはドライ
ブ電圧としての交番電圧が発生する。駆動巻線ＮBに得
られるドライブ電圧は、メインスイッチング素子Ｑ1の
ための自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（Ｎ
B，ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライ
ブ電流としてメインスイッチング素子Ｑ1のベースに出
力される。これにより、メインスイッチング素子Ｑ1
は、直列共振回路の共振周波数により決定されるスイッ
チング周波数でスイッチング動作を行うことになる。ま
た、駆動巻線ＮB2に得られるドライブ電圧は、後述する
ようにして、補助スイッチング素子Ｑ2を駆動するため
の自励発振駆動回路を形成するＬＣＲ直列共振回路（Ｎ
B2−Ｃｇ−Ｒｇ）を介して、ドライブ電流としてメイン
スイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。これによ
り、補助スイッチング素子Ｑ2も、ＬＣＲ直列共振回路
の共振周波数により決定されるスイッチング周波数でス
イッチング動作を行うことになる。

【００３６】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、メイン
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝
送する。絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図９に示す
ように、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、Ｃ
Ｒ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型
コアが備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、
分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2を
それぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁
脚に対しては図のようにギャップＧを形成するようにし
ている。これによって、所要の結合係数による疎結合が
得られるようにしている。ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ
１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くする
ことで形成することが出来る。また、結合係数ｋとして
は、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るよう
にしており、その分、飽和状態が得られにくいようにし
ている。

【００３７】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側の動作としては、一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2の
極性（巻方向）と整流ダイオードＤOの接続関係と、二
次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の極性変化によって、
一次巻線Ｎ1のインダクタンスＬ1と二次巻線Ｎ2のイン
ダクタンスＬ2との相互インダクタンスＭについて、＋
Ｍの動作モード（加極性モード：フォワード動作）とな
る場合と−Ｍの動作モード（減極性モード：フライバッ
ク動作）となる場合とがある。例えば、図１０（ａ）に
示す回路と等価となる場合に相互インダクタンスは＋Ｍ
となり、図１０（ｂ）に示す回路と等価となる場合に相
互インダクタンスは−Ｍとなる。

【００３８】上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の巻始め端部側は、メインスイッチング素子Ｑ1
のコレクタと接続され、巻終わり端部は共振電流検出巻
線ＮRの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極
（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。

【００３９】また、この図に示す電源回路の一次側には
アクティブクランプ回路２０が備えられる。アクティブ
クランプ回路２０は、補助スイッチング素子Ｑ2，クラ
ンプコンデンサＣCL，クランプダイオードＤD2を備えて
いる。この場合、補助スイッチング素子Ｑ2については
バイポーラトランジスタが選定される。また、クランプ
ダイオードＤD2には、特性として逆回復特時間が長い高
速リカバリ型が選定される。

【００４０】また、補助スイッチング素子Ｑ2のコレク
タはクランプコンデンサＣCLを介して整流平滑電圧Ｅｉ
のラインと一次巻線Ｎ1の巻終わり端部との接続点に対
して接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のエ
ミッタは一次巻線Ｎ1の巻始め端部側とメインスイッチ
ング素子Ｑ1のコレクタとの接続点に対して接続され
る。また、クランプダイオードＤD2は、そのアノードが
補助スイッチング素子Ｑ2のエミッタに接続され、カソ
ードが補助スイッチング素子Ｑ2のベースに接続されこ
とで、補助スイッチング素子Ｑ2がオフとなる期間に流
れるクランプ電流の経路を形成するようにしている。こ
のように、本実施の形態のアクティブクランプ回路２０
としては、上記補助スイッチング素子Ｑ2及びクランプ
ダイオードＤD2から成るスイッチング回路に対して、ク
ランプコンデンサＣCLを直列に接続して成るものとされ
る。そして、このようにして形成される回路を絶縁コン
バータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して並列に接
続して構成されるものである。

【００４１】また、前述もしたように、補助スイッチン
グ素子Ｑ2の駆動回路系としては、補助スイッチング素
子Ｑ2のベースに対して、抵抗Ｒｇ−コンデンサＣｇ−
駆動巻線ＮB2の直列接続回路により形成されるＬＣＲ直
列共振回路が接続される。そして、上記ＬＣＲ直列共振
回路（Ｒｇ−Ｃｇ−ＮB2）の共振周波数としては、メイ
ンスイッチング素子Ｑ1の自励発振駆動回路を形成する
直列共振回路（ＲB−ＣB−ＮB2）と同等であるようにし
て設定される。つまり、メインスイッチング素子Ｑ1の
スイッチング周波数とほぼ同等となるようにして設定さ
れる。このために、本実施の形態としては、例えば、抵
抗Ｒｇ＝１Ω、コンデンサＣｇ＝０．６８μＦが選定さ
れ、駆動巻線ＮB2＝３Ｔとしている。

【００４２】ここで駆動巻線ＮB2は、直交型制御トラン
スＰＲＴに巻装されていることで、メインスイッチング
素子Ｑ1のスイッチング出力である共振電流を検出する
共振電流検出巻線ＮRに得られる交番電圧によって励起
される交番電圧が発生する。同様にして、駆動巻線ＮB
にも、共振電流検出巻線ＮRに得られる交番電圧によっ
て励起される交番電圧が発生することになる。また、こ
の場合には、その巻方向の関係から、駆動巻線ＮBと駆
動巻線ＮB2とでは、逆極性の交番電圧が得られる。

【００４３】上記アクティブクランプ回路２０は、後述
するようにして、メインスイッチング素子Ｑ1//並列共
振コンデンサＣｒの並列回路の両端に発生する並列共振
電圧Ｖ1のピークレベルを抑制するように動作する。並
列共振電圧Ｖ1のピークレベルが抑制されることで、メ
インスイッチング素子Ｑ1及び並列共振コンデンサＣｒ
等の部品素子については、低耐圧品を選定することが可
能になるが、これにより、例えばメインスイッチング素
子Ｑ1のスイッチング特性がより良好なものとなるた
め、電力損失の低減や回路としての信頼性の向上が図ら
れる。また、低耐圧品とされることで、部品サイズも小
型となるので、回路基板の小型軽量化の促進を図ること
も可能になる。

【００４４】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００４５】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共
振回路が備えられた、「複合共振形スイッチングコンバ
ータ」としての構成を有する。

【００４６】上記のようにして形成される電源回路の二
次側においては、整流ダイオードＤO及び平滑コンデン
サＣOを図示するようにして接続することで、フライバ
ック動作（図１０（ｂ）参照）によって半波整流動作を
行う半波整流回路を形成することで二次側直流出力電圧
ＥOを得るようにしている。なお、この直流出力電圧ＥO
は制御回路１に対しても分岐して入力される。制御回路
１においては、直流出力電圧ＥOを検出電圧及び制御回
路１の動作電源として利用する。

【００４７】制御回路１では、二次側の直流出力電圧レ
ベルＥOの変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流
（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トラ
ンスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンス
ＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダ
クタンスＬBを含んで形成されるメインスイッチング素
子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共
振条件が変化する。これは、メインスイッチング素子Ｑ
1のスイッチング周波数を可変する動作となり、この動
作によって二次側の直流出力電圧を安定化する。

【００４８】ここで、アクティブクランプ回路２０内の
補助スイッチング素子Ｑ2は、駆動巻線ＮB2に励起され
る電圧に基づいて駆動される。また、メインスイッチン
グ素子Ｑが、駆動巻線ＮBに得られる交番電圧に基づい
て駆動される。そして、前述もしたようにして、駆動巻
線ＮB2と駆動巻線ＮBに得られる交番電圧は、それぞれ
逆極性となっていることで、補助スイッチング素子Ｑ2
のスイッチング動作のタイミングとしては、メインスイ
ッチング素子Ｑ1に同期して、メインスイッチング素子
Ｑ1がオフとなる期間内にオンとなるように動作するも
のとなる。そして、本実施の形態では、直交型制御トラ
ンスＰＲＴにおいて、駆動巻線ＮBと駆動巻線ＮB2とが
被制御巻線として巻装されている。このため、上述のよ
うにして、駆動巻線ＮBのインダクタンス変化に応じて
メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数が可
変制御されるのと同時に、駆動巻線ＮB2についてもイン
ダクタンスが変化することで、補助スイッチング素子Ｑ
2も、メインスイッチング素子Ｑ1に同期するようにして
スイッチング周波数が可変制御されることになる。

【００４９】図２の波形図は、上記図１に示した電源回
路における要部の動作を示している。この図２に示され
る動作は、図１に示す回路についてＡＣ１００Ｖ系に対
応する構成とした場合に得られるものとされ、図２
（ａ）〜（ｇ）には、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負
荷電力Ｐｏ＝２００Ｗとされる条件での各部の動作が示
され、図２（ｈ）〜（ｎ）には、交流入力電圧ＶAC＝１
００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２０Ｗとされる条件での図２
（ａ）〜（ｇ）と同じ部位の動作が示される。

【００５０】先ず、図２（ａ）〜（ｇ）に示される負荷
電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の動作から説明する。この図にお
いては、１スイッチング周期内の動作モードについて、
モード〜までの５段階の動作モードが示される。メ
インスイッチング素子Ｑ1がオンとなるように制御され
るのは、期間ＴON1においてであり、この期間ＴON1にお
いてはモードとしての動作が得られる。なお、補助ス
イッチング素子Ｑ2は、この期間ＴON1においてはオフ状
態にあるように制御される。

【００５１】モード（期間ＴON1）においては、図２
（ｂ）に示す波形により、メインスイッチング素子Ｑ1
のコレクタにスイッチング出力電流ＩQ1が流れるのであ
るが、このスイッチング出力電流ＩQ1は、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得られるリーケージ
インダクタンスＬ1を介してメインスイッチング素子Ｑ1
に流れるものである。このときのスイッチング出力電流
ＩQ1としては、図２（ｂ）の期間ＴON1に示すように、
初期において負の方向から正の方向に反転する波形とな
る。ここで、スイッチング出力電流ＩQ1が負の方向に流
れる期間は、直前の期間ｔｄ２の終了を以て並列共振コ
ンデンサＣｒにおける放電が終了することでクランプダ
イオードＤDが導通し、クランプダイオードＤD→一次巻
線Ｎ1を介してスイッチング出力電流ＩQ1を流すこと
で、電源側に電力を回生するモードとなる。そして、ス
イッチング出力電流ＩQ1（図２（ｂ））が負の方向から
正の方向に反転するタイミングにおいては、メインスイ
ッチング素子Ｑ1は、ＺＶＳ(Zero Volt Switching)及び
ＺＣＳ(Zero Current Switching)によりターンオンす
る。

【００５２】そして、次の期間ｔｄ１においては、モー
ドとしての動作となる。この期間では、メインスイッ
チング素子Ｑ1がターンオフすることで、一次巻線Ｎ1に
流れていた電流は、並列共振コンデンサＣｒに流れるこ
とになる。このときに、並列共振コンデンサＣｒに流れ
る電流Ｉｃｒは、図２（ｅ）に示すように、正極性によ
りパルス的に現れる波形を示す。これは部分共振モード
としての動作とされる。また、このときには、メインス
イッチング素子Ｑ1に対して並列に並列共振コンデンサ
Ｃｒが接続されていることで、メインスイッチング素子
Ｑ1はＺＶＳによりターンオフされるものである。

【００５３】続いては、補助スイッチング素子Ｑ2がオ
ン状態となるように制御されると共に、メインスイッチ
ング素子Ｑ1がオフ状態にあるように制御される期間と
なり、これは、図２（ｃ）に示す補助スイッチング素子
Ｑ2の両端電圧Ｖ2が０レベルとなる期間ＴON2に相当す
る。この期間ＴON2は、アクティブクランプ回路２０の
動作期間であり、先ずモードとしての動作を行った後
にモードとしての動作を行うようにされる。

【００５４】先のモードの動作では、一次巻線Ｎ1か
ら流れる電流によって並列共振コンデンサＣｒへの充電
が行われるが、これによりモードの動作としては、一
次巻線Ｎ1に得られている電圧レベルが、初期時（期間
ＴON2開始時）におけるクランプコンデンサＣCLの両端
電圧レベルに対して同電位もしくはそれ以上となる。こ
れにより、補助スイッチング素子Ｑ2に並列接続される
クランプダイオードＤD2の導通条件が満たされて導通す
ることで、クランプダイオードＤD2→補助スイッチング
素子Ｑ2のベース→コレクタ→クランプコンデンサＣCL
の経路で電流が流れるようにされ、クランプ電流ＩQ2と
しては、図２（ｄ）の期間ＴON2開始時以降において、
負方向から時間経過に従って０レベルに近づく鋸歯状波
形が得られることになる。ここで、例えば、クランプコ
ンデンサＣCLのキャパシタンスが並列共振コンデンサＣ
ｒのキャパシタンスの５０倍以上となるように選定すれ
ば、このモードとしての動作によっては、大部分の電
流がクランプ電流ＩQ2としてクランプコンデンサＣCLに
対して流れるようにされ、並列共振コンデンサＣｒに対
してはほとんど流れない。これにより、この期間ＴON2
時にメインスイッチング素子Ｑ1にかかる並列共振電圧
Ｖ1（図２（ａ））の傾きは緩やかとなるようにされ、
結果的には、例えばアクティブクランプ回路２０を設け
ない場合に対して１／２程度にまで抑制されてその導通
角は広がることになる。即ち、並列共振電圧Ｖ1に対す
るクランプ動作が得られる。

【００５５】そして、期間ＴON2において上記モード
が終了すると引き続いてモードとしての動作に移行す
る。このモード開始時は、図２（ｄ）に示すクランプ
電流ＩQ2が負の方向から正方向に反転するタイミングと
される。このタイミングでは、補助スイッチング素子Ｑ
2は、このクランプ電流ＩQ2が負の方向から正方向に反
転するタイミングで、ＺＶＳ及びＺＣＳによりターンオ
ンする。このようにして補助スイッチング素子Ｑ2がオ
ンとなる状態では、このときに得られる一次側並列共振
回路の共振作用によって、一次巻線Ｎ1→クランプコン
デンサＣCLを介して、補助スイッチング素子Ｑ2のコレ
クタ→エミッタにクランプ電流ＩQ2が流れ、図２（ｄ）
に示すように、正方向に増加していく波形が得られる。

【００５６】上記モードの動作は、補助スイッチング
素子Ｑ2がターンオンしていることで、これまで期間ＴO
FF1において０レベルとされていた、補助スイッチング
素子Ｑ2の両端電圧Ｖ2が立ち上がりを開始するタイミン
グを以て終了するようにされ、続いては、期間ｔｄ２に
おけるモードとしての動作に移行する。モードで
は、並列共振コンデンサＣｒが一次巻線Ｎ1に対して放
電電流を流す動作が得られる。つまり部分共振動作が得
られる。そしてこの部分共振動作に対応して、並列共振
コンデンサＣｒに流れる電流Ｉｃｒは、図２（ｅ）に示
すように、負極性によりパルス的に現れる波形が得られ
る。また、このときにメインスイッチング素子Ｑ1にか
かる並列共振電圧Ｖ1は、上述もしたように並列共振コ
ンデンサＣｒのキャパシタンスが小さいことに因って、
その傾きが大きいものとなり、図２（ａ）に示すように
して、急速に０レベルに向かって下降するようにして立
ち下がっていく。そして、補助スイッチング素子Ｑ2
は、上記モードが終了してモードが開始されるタイ
ミングでターンオフを開始するが、このときには、上記
したようにして並列共振電圧Ｖ1が或る傾きを有して立
ち下がることで、ＺＶＳによるターンオフ動作となる。
また、補助スイッチング素子Ｑ2がターンオフすること
によって発生する電圧は、上記したようにして並列共振
コンデンサＣｒが放電を行うことで、急峻には立ち上が
らないようにされる。この動作は、例えば図２（ｃ）の
補助スイッチング素子Ｑ2の両端電圧Ｖ2として示される
ように、期間ｔｄ２（モード時）を以て、或る傾きを
有して０レベルからピークレベルに遷移する波形として
示されている。なお、この補助スイッチング素子Ｑ2の
両端電圧Ｖ2としては、補助スイッチング素子Ｑ2がオフ
とされる期間ＴOFF2において、例えばピークレベルをほ
ぼ維持すると共に、この期間ＴOFF2の開始期間である期
間ｔｄ１（モード時）を以て０レベルに遷移し、終了
期間である期間ｔｄ２（モード時）を以て、上述のよ
うに０レベルからピークレベルにまで遷移する波形とな
る。そして、以降は、１スイッチング周期ごとにモード
〜の動作が繰り返される。

【００５７】ここで、補助スイッチング素子Ｑ2のベー
ス−エミッタ間電圧ＶBEとしては、期間ｔｄ１に立ち上
がり、期間ｔｄ２において立ち下がることで期間ＴON2
において正極性にピークとなるパルス状の波形となる。
期間ｔｄ１及び期間ｔｄ２は、メインスイッチング素子
Ｑ1及び補助スイッチング素子Ｑ2が共にオフとなるスレ
ッシュホールド期間とされ、上記ベース流入電流Ｉｇが
流れることによってこのスレッシュホールド期間が保持
されるものである。

【００５８】そして、補助スイッチング素子Ｑ2のベー
スに流れるベース流入電流Ｉｇであるが、これは、抵抗
Ｒｇ−コンデンサＣｇ−駆動巻線ＮB2とにより形成さ
れ、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数
とほぼ同等の共振周波数となるようにされるＬＣＲ直列
共振回路が挿入されていることで、この直列共振回路の
共振作用によって、ベース流入電流Ｉｇは、図２（ｆ）
に示すように、モード〜の期間においては正レベル
で、モードに対応する期間においては負レベルによる
正弦波が得られることになる。つまり、一次側電圧共振
形コンバータのスイッチング周波数と同等の周波数を有
する正弦波となっている。これに対して、図１１に示し
た電源回路の場合には、補助スイッチング素子Ｑ2の制
御端子（ゲート）に流入する電流Ｉｇ（図１２（ｆ））
は、期間ｔｄ１及び期間ｔｄ２に対応する期間におい
て、微分波形的なパルスとして得られていたものであ
る。

【００５９】本実施の形態では、上記図２（ｆ）に示す
ようにして、補助スイッチング素子Ｑ2の制御端子であ
るベースに対して正弦波状のベース流入電流Ｉｇを流す
ようにしているが、これによって結果的には、補助スイ
ッチング素子Ｑ2においては、ターンオフ時におけるク
ランプ電流（コレクタ電流）ＩQ2の下降時間ｔｆを大幅
に短縮することを可能としている。つまり、補助スイッ
チング素子Ｑ2のコレクタ電流であるスイッチング出力
電流ＩQ1について、図２（ｄ）に示すようにして、補助
スイッチング素子Ｑ2のターンオフ時（期間ＴON2の終了
時）において、急峻に０レベルと成るようにしているも
のである。これに対して、図１１に示した電源回路で
は、図１２（ｆ）のゲート流入電流Ｉｇとして示されて
いたように、ターンオフ直後の部分共振期間がほぼ下降
時間ｔｆとして現れていた。

【００６０】また、上記図２（ａ）〜（ｇ）に示した各
部の動作波形は、例えば負荷電力Ｐｏ＝０Ｗとなって無
負荷となった条件の下では、それぞれ、図２（ｈ）〜
（ｎ）に示すようにして変化する。

【００６１】ここで、例えば図２（ａ）と図２（ｈ）の
一次側並列共振電圧Ｖ1を比較して分かるように、図２
（ｈ）に示す波形のほうが、メインスイッチング素子Ｑ
1がオンとなる期間ＴON1が顕著に短くなっており、これ
によってスイッチング周波数は図２（ａ）に示す最大負
荷電力時よりも高くなっている。つまり、前述した直交
型制御トランスＰＲＴによる定電圧制御動作として、メ
インスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数が可変
制御されているものである。また、補助スイッチング素
子Ｑ2側の動作を示す、図２（ｊ）の電圧Ｖ2、図２
（ｍ）のゲート流入電流Ｉｇ、及び図２（ｎ）のベース
−エミッタ間電圧ＶBEから分かるように、補助スイッチ
ング素子Ｑ2についても、スイッチング周波数制御が行
われているものである。従って、本実施の形態において
は、補助スイッチング素子Ｑ2は、メインスイッチング
素子Ｑ1のスイッチング動作が制御されるのに同期する
ようにして、スイッチング周波数が可変制御されるもの
である。

【００６２】そして、図２（ｈ）〜（ｎ）に示される無
負荷の条件の下でも、図示するタイミングでモード〜
の動作が行われることで、一次側並列共振電圧Ｖ1の
ピークレベルが抑制され、また、補助スイッチング素子
Ｑ2の両端電圧Ｖ2のピークレベルも例えば１／２程度に
まで抑制される。

【００６３】そして、これまでの説明から理解されるよ
うに、本実施の形態においては、アクティブクランプ回
路２０の自励発振駆動回路系として、共振回路を備える
ことで、結果的に、補助スイッチング素子Ｑ2がターン
オフする際の下降時間ｔｆを大幅短縮しており、これに
よって、この下降時間ｔｆによるスイッチング損失も減
少されることになる。そして、実際には、ＤＣ−ＤＣ電
力変換効率について、図１１に示した回路では９５．５
％であったのに対して、本実施の形態としての図１に示
す回路では、９６．８％にまで向上されるという結果が
得られている。また、これに伴って入力電力は約３Ｗ低
減することができ、更に、無負荷（負荷電力Ｐｏ＝０
Ｗ）時における無効入力電力は、４．７Ｗから３．２Ｗ
にまで低減することが可能となった。そして、このよう
にして補助スイッチング素子Ｑ2におけるスイッチング
損失が低減されることで発熱も抑えられるために、例え
ば補助スイッチング素子Ｑ2に対して設けられていた放
熱板も不要とすることが可能となる。

【００６４】また、図１に示す電源回路のようにして、
メインスイッチング素子Ｑ1と補助スイッチング素子Ｑ2
とが共にバイポーラトランジスタである場合のように、
その特性が同等である場合には、図３に示すようにし
て、メインスイッチング素子Ｑ1と補助スイッチング素
子Ｑ2とをパッケージ化して１部品とした複合トランジ
スタ３０を形成し、これを使用することができる。な
お、この図に示す複合トランジスタ３０にあっては、メ
インスイッチング素子Ｑ1と補助スイッチング素子Ｑ2と
について、それぞれ、［クランプダイオードＤD−ツェ
ナーダイオードＺＤ1］の直列接続回路と、［クランプ
ダイオードＤD2−ツェナーダイオードＺＤ2］の直列接
続回路とが図示する形態によって接続されている。ツェ
ナーダイオードＺＤ1，ＺＤ2は、クランプダイオードに
逆方向電流が流れようとする場合の保護用として設けら
れている。

【００６５】図４は、本発明の第２の実施の形態として
のスイッチング電源回路（請求項４、５に対応）の構成
例を示している。なお、この図において図１と同一部分
には同一符号を付して説明を省略する。また、この第２
の実施の形態の電源回路としても、図９に示した絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴを備えて、複合共振形スイッチ
ングコンバータの構成を採るようにされている。なお、
この点については、以降説明する各実施の形態について
も同様である。

【００６６】この図４に示す電源回路においては、先
ず、商用交流電源ＡＣに対して、［整流ダイオードＤｉ
1，Ｄｉ2，平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2］を図示する接
続形態によって接続することで、直列接続された平滑コ
ンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の交流入力電圧ＶACの２倍に対応
する整流平滑電圧Ｅｉを生成して一次側電圧共振形コン
バータに対して供給する。

【００６７】また、本実施の形態の場合、一次側電圧共
振形コンバータは、他励式によるシングルエンド方式の
構成を採っている。そして、この場合にはメインスイッ
チング素子Ｑ1として、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポー
ラトランジスタ）が採用されている。なお、このＩＧＢ
Ｔとしては、例えば８００Ｖの中耐圧品が選定される。
ＩＧＢＴとしてのメインスイッチング素子Ｑ1のコレク
タは、一次巻線Ｎ1の巻終わり端部に対して接続され、
エミッタは一次側アースに対して接続される。また、並
列共振コンデンサＣｒは、メインスイッチング素子Ｑ1
のコレクタ−エミッタ間に対して並列に接続される。ま
た、クランプダイオードＤDもまた、メインスイッチン
グ素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対して並列に接続
される。

【００６８】スイッチング駆動部１０は、他励式により
メインスイッチング素子Ｑ1を駆動し、またスイッチン
グ周波数制御を行うために設けられているもので、例え
ば１石のＩＣとして構成することができる。このスイッ
チング駆動部１０は、発振回路１１とドライブ回路１２
から成る。このスイッチング駆動部１０は、起動時にお
いては、整流平滑電圧Ｅｉのラインから起動抵抗Ｒｓを
介して起動用の電力を得るようにされている。

【００６９】発振回路１１では、発振信号を生成してド
ライブ回路１２に対して出力する。ドライブ回路１２に
おいては、入力された発振信号をＩＧＢＴであるメイン
スイッチング素子Ｑ1を駆動可能なドライブ電圧に変換
して、メインスイッチング素子Ｑ1のゲートに対して出
力する。これにより、メインスイッチング素子Ｑ1はス
イッチング駆動されることになる。また、発振回路１１
においては、制御回路１から出力される二次側直流出力
電圧ＥOの誤差検出出力に応じて、発振信号の周波数を
可変するように構成されている。このようにして、その
周波数が可変される発振信号に基づいてメインスイッチ
ング素子Ｑ1が駆動されることで、メインスイッチング
素子Ｑ1のスイッチング周波数が可変され、これによっ
て、二次側直流出力電圧ＥOの安定化が図られることに
なる。

【００７０】また、この場合のアクティブクランプ回路
２０Ａとしては、駆動回路系としてドライブトランスＤ
Ｔが備えられる。このドライブトランスＤＴには、その
一次側に対して共振電流検出巻線ＮRが巻装され、二次
側に対して駆動巻線ＮB2が巻装される。これによって、
駆動巻線ＮB2に対しては共振電流検出巻線ＮRに得られ
た交番電圧が励起されることになって、結果的には、図
１の場合と同様に、ＬＣＲ共振回路（Ｒｇ−Ｃｇ−ＮB
2）によって補助スイッチング素子Ｑ2を駆動することが
できる。また、共振電流検出巻線ＮRには、負荷変動等
に応じてスイッチング周波数が制御されるメインスイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力が得られることか
ら、これによって励起される駆動巻線ＮB2に基づいて駆
動される補助スイッチング素子Ｑ2としても、メインス
イッチング素子Ｑ1と同等のスイッチング周波数となる
ように追随してスイッチング動作を行うようにされる。
そして、このような構成であっても、アクティブクラン
プ回路２０Ａにおける自励発振駆動回路としてＬＣＲ共
振回路（Ｒｇ−Ｃｇ−ＮB2）を備えた構成が採られてい
ることで、図１の電源回路と同様の効果が得られる。

【００７１】図５には、第３の実施の形態としてのスイ
ッチング電源回路（請求項７、８に対応）の構成例が示
される。なお、この図において図１及び図４と同一部分
には同一符号を付して説明を省略する。この図に示す一
次側には、上記した各実施の形態と同様にして、電圧共
振形コンバータを備えるが、直交型制御トランスＰＲＴ
が省略されている。このため、メインスイッチング素子
Ｑ1の自励発振駆動回路を形成する駆動巻線ＮBは、図示
するように、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に
巻装されることで、一次巻線Ｎ1に得られる交番電圧に
より励起されるようになっている。そして、このような
構成にあっては、メインスイッチング素子Ｑ1について
の周波数制御は行われないことから、メインスイッチン
グ素子Ｑ1は、自励発振駆動回路内に形成される共振回
路（ＮB−ＣB）による共振周波数によって決定される、
固定のスイッチング周波数によってスイッチング動作を
行うことになる。

【００７２】そして、この第３の実施の形態において
は、アクティブクランプ回路は一次側ではなく、二次側
に設けられることになる。この二次側に設けられるアク
ティブクランプ回路２０Ｂは、補助スイッチング素子Ｑ
2として、図１及び図２に示したアクティブクランプ回
路２０と同様に、バイポーラトランジスタが選定されて
いる。そして、自励発振による駆動回路系としては、図
示するように、直交型制御トランスＰＲＴと、ＬＣＲ共
振回路（Ｒｇ−Ｃｇ−ＮB2）を備えた構成が採られてい
る。

【００７３】この場合には、補助スイッチング素子Ｑ2
のコレクタは、クランプコンデンサＣCLを介して、二次
巻線Ｎ2の巻終わり端部と整流ダイオードＤO2のアノー
ドとの接続点に対して接続され、エミッタは二次側アー
スに接続される。

【００７４】また、この場合の直交型制御トランスＰＲ
Ｔは、図示するように、電流検出巻線ＮRと駆動巻線ＮB
2の巻装方向に対してその巻装方向が直交するようにし
て制御巻線Ｎｃが巻装される。この場合、駆動巻線ＮB2
の一端は二次側アースに対して接続され、他端がコンデ
ンサＣｇ−抵抗Ｒｇを介して補助スイッチング素子Ｑ2
のベースに接続される。また、共振電流検出巻線ＮR
は、二次巻線Ｎ2の巻始め端部と二次側アースとのあい
だに直列に挿入される。そして、制御回路１の検出出
力、即ち、制御電流は、二次側に設けられる直交型制御
トランスＰＲＴの制御巻線Ｎｃに対して供給されるよう
になっている。このような構成では、例えばスイッチン
グ周波数は固定とされた上で、負荷変動等による二次側
直流出力電圧ＥOのレベル変化に応じて、補助スイッチ
ング素子Ｑ2のオフ期間は一定としてオン期間を可変制
御するという動作が得られる。つまり、補助スイッチン
グ素子Ｑ2のスイッチング動作について、その導通角を
可変制御する動作が得られる。ここで、例えば軽負荷の
状態となって二次側直流出力電圧ＥOのレベルが上昇し
たとすると、補助スイッチング素子Ｑ2のオン期間は拡
大されるようにして導通角制御が行われる。

【００７５】そして、上記のようにしてＰＷＭ制御が行
われる結果、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線
Ｎ2に誘起される電圧としては、負極性の波形のパルス
幅が拡大し、正極性の波形のパルス幅が短くなる。二次
側整流ダイオードＤOでは、この二次側並列共振電圧を
入力してフォワード動作により整流を行うことから、二
次側整流ダイオードＤOが導通してオンとなる期間は短
縮され、一方のオフとなる期間は拡大することになる。
このようにして、結果的には整流ダイオードＤO1の導通
角が制御されることで、二次側直流出力電圧の安定化が
図られることになる。

【００７６】このようにして二次側にアクティブクラン
プ回路を設けた構成では、整流ダイオードＤO1がオフと
なる期間において発生する二次側並列共振回路（Ｎ2//
Ｃ2）の共振パルスのピークレベルについて、アクティ
ブクランプ回路を設けない場合の構成と比較して、ほぼ
１／２程度とすることができる。そして、本実施の形態
においては、二次側に設けられるアクティブクランプ回
路２０Ａにおける自励発振駆動回路についても、ＬＣＲ
共振回路（Ｒｇ−Ｃｇ−Ｌｇ）の構成が採られているこ
とで、図１の電源回路と同様に、補助スイッチング素子
Ｑ2によるスイッチング損失が低減され、電源回路とし
てのＤＣ−ＤＣ電力変換効率を、アクティブクランプ回
路を設けない構成とした場合と同等にまで向上されるも
のである。

【００７７】図６は、本発明の第４の実施の形態として
のスイッチング電源回路（請求項２に対応）の構成例を
示している。なお、この図において図１、図４、及び図
５と同一部分については同一符号を付して説明を省略す
る。この図に示す電源回路は、一次側に電圧共振形コン
バータ及びアクティブクランプ回路を備え、二次側に
は、並列共振回路及び半波整流回路を備えた複合共振形
コンバータとしての構成を採っており、全体的には、図
１の電源回路と同様の構成を採る。但し、一次側に設け
られるアクティブクランプ回路の構成が異なっている。

【００７８】図６において示されるアクティブクランプ
回路２１においては、補助スイッチング素子Ｑ2とし
て、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。このように補助
スイッチング素子Ｑ2がＭＯＳ−ＦＥＴとされる場合に
は、ドレインがクランプコンデンサＣCLと接続され、ソ
ースが一次巻線Ｎ1の巻始め端部側と接続される。ま
た、クランプダイオードＤD2は、補助スイッチング素子
Ｑ2のドレイン−ソース間に対して並列に接続される。
この場合のクランプダイオードＤD2には、ＭＯＳ−ＦＥ
Ｔとしての補助スイッチング素子Ｑ2に内蔵される、い
わゆるボディダイオードを用いる。

【００７９】また、先の第１〜第３の実施の形態（図
１，４，５の電源回路）においては、補助スイッチング
素子Ｑ2を駆動するための共振回路としてＬＣＲ直列共
振回路とされているのに対して、この第４の実施の形態
においては、並列共振回路としている。つまり、駆動巻
線ＮB2に対して並列に共振コンデンサＣｇを接続するこ
とで並列共振回路を形成するものである。そして、この
並列共振回路の出力点と、補助スイッチング素子Ｑ2の
ゲートとを、抵抗Ｒｇを介して接続する。また、この場
合には、補助スイッチング素子Ｑ2のゲート−ソース間
に対して並列に抵抗Ｒ１を接続している。また、この場
合にも、並列共振回路（ＮB2//Ｃｇ）の共振周波数は、
メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数と同
等となるようにされており、このために、自励発振駆動
回路を形成すべき各素子については、ＮB2＝３Ｔ、Ｃｇ
＝１μＦ、Ｒｇ＝２２Ω、Ｒ１＝８２Ωが選定されるこ
とで、自励発振駆動回路を形成している。

【００８０】そして、このような構成による電源回路の
動作としては、先に図２に示した各部と同様の波形が得
られることになる。ここで、本実施の形態の場合、補助
スイッチング素子Ｑ2はＭＯＳ−ＦＥＴとなるのある
が、この場合にも、補助スイッチング素子Ｑ2のゲート
−ソース間電圧は、図２（ｇ）及び図２（ｎ）と同様に
して、矩形波状となる。また、クランプ電流ＩQ2も、図
２（ｄ）（ｋ）と同様の波形が得られるのであるが、こ
の場合には、モードの期間に対応して流れる負極正方
向のクランプ電流ＩQ2は、一次巻線Ｎ1→クランプダイ
オードＤD2→クランプコンデンサＣCLの経路で流れるこ
とになる。そして、この実施の形態の場合にも、ゲート
流入電流Ｉｇとしては図２（ｆ）（ｍ）に示すようにし
てスイッチング周波数に応じた正弦波状となることに起
因して、補助スイッチング素子Ｑ2のターンオフ時に生
じるクランプ電流（ドレイン電流）ＩQ2（図２（ｄ）
（ｋ））の下降時間ｔｆは大幅に短縮される。従って、
スイッチング損失も低減され、結果的に回路全体として
のＤＣ−ＤＣ変換効率の向上が図られる。この図６に示
す回路の場合には、実際の実験結果によりＤＣ−ＤＣ電
力変換効率９６．５％が得られ、図１１に示した回路よ
りも１．０％向上している。また、入力電力は約２．３
Ｗ低減され、無負荷（負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ）時における
無効入力電力は、４．７Ｗから３．５Ｗにまで低減され
た。そして、この実施の形態の場合にも、上記のように
して電力損失の低減が図られていることで、補助スイッ
チング素子Ｑ2に対して設けられていた放熱板も不要と
することができる。

【００８１】図７は本発明の第５の実施の形態としての
スイッチング電源回路（請求項６に対応）の構成例を示
している。なお、この図において、図１、図４、図５及
び図６と同一部分については同一符号を付して説明を省
略する。この図に示される電源回路の基本的構成として
は、図４に示した第２の実施の形態の回路とほぼ同様と
なる。つまり一次側電圧共振形コンバータは、スイッチ
ング駆動部１０を備えることで他励式によりスイッチン
グ駆動される。但し、この場合には、メインスイッチン
グ素子Ｑ1として、ＩＧＢＴに代えてＭＯＳ−ＦＥＴが
備えられ、従って、クランプダイオードＤD2にはボディ
ダイオードが用いられて、メインスイッチング素子Ｑ1
のドレイン−ソース間に対して並列に接続される。ま
た、この図において一次側に備えられるアクティブクラ
ンプ回路２１Ａであるが、これについては、図４に示さ
れたアクティブクランプ回路と同様に、ドライブトラン
スＤＴを備えた構成を採っており、また、補助スイッチ
ング素子Ｑ2としてはＭＯＳ−ＦＥＴが採用されてい
る。そしてまた、補助スイッチング素子Ｑ2のための自
励発振駆動回路系としては、図６と同様となる。即ち、
抵抗Ｒｇに対して、並列共振回路（ＮB2//Ｃｇ）を接続
して構成される。

【００８２】図８は、第６の実施の形態としてのスイッ
チング電源回路（請求項７，９に対応）の構成例を示し
ている。なお、この図において、図１、図４、図５、図
６、及び図７と同一部分には、同一符号を付して説明を
省略する。この図に示される電源回路の全体的構成とし
ては、図５に示した第３の実施の形態としての電源回路
とほぼ同様となる。また、二次側に備えられるアクティ
ブクランプ回路２１Ｂとしても、図５に示したアクティ
ブクランプ回路２１に準じて、二次側に直交型制御トラ
ンスＰＲＴを備えると共に、共振回路を備える自励発振
駆動回路を備えた構成が採られている。但し、このアク
ティブクランプ回路２１Ａにおいては、補助スイッチン
グ素子Ｑ2としてＩＧＢＴが備えられる。また、自励発
振駆動回路としては、図６及び図７に示した場合と同様
に、抵抗Ｒｇに対して、並列共振回路（ＮB2//Ｃｇ）を
接続して構成される。

【００８３】上記図７及び図８に示した各構成にあって
も、アクティブクランプ回路２１Ａ，２１Ｂ内の補助ス
イッチング素子Ｑ2に流れるクランプ電流（ドレイン電
流又はコレクタ電流）についての、ターンオフ時におけ
る下降時間ｔｆは大幅に短縮されるものであり、その結
果、これまで説明した各実施の形態と同様の効果が得ら
れるものである。

【００８４】なお、本実施の形態においては、定電圧制
御を行うための制御トランスとして直交形制御トランス
が用いられているが、この直交形制御トランスの代わり
に、先に本出願人により提案された斜交形制御トランス
を採用することができる。上記斜交形制御トランスの構
造としては、ここでの図示は省略するが、例えば直交形
制御トランスの場合と同様に、４本の磁脚を有する２組
のダブルコの字形コアを組み合わせることで立体型コア
を形成する。そして、この立体形コアに対して制御巻線
ＮCと駆動巻線ＮBを巻装するのであるが、この際に、制
御巻線と駆動巻線の巻方向の関係が斜めに交差する関係
となるようにされる。具体的には、制御巻線ＮCと駆動
巻線ＮBの何れか一方の巻線を、４本の磁脚のうちで互
いに隣り合う位置関係にある２本の磁脚に対して巻装
し、他方の巻線を対角の位置関係にあるとされる２本の
磁脚に対して巻装するものである。そして、このような
斜交形制御トランスを備えた場合には、駆動巻線を流れ
る交流電流が負の電流レベルから正の電流レベルとなっ
た場合でも駆動巻線のインダクタンスが増加するという
動作傾向が得られる。これにより、駆動されるスイッチ
ング素子をターンオフするための負方向の電流レベルは
増加して、スイッチング素子の蓄積時間が短縮されるこ
とになるので、これに伴ってメインスイッチング素子の
ターンオフ時の下降時間も短くなり、スイッチング素子
の電力損失をより低減することが可能になるものであ
る。

【００８５】また、本発明の実施の形態として各図に示
した構成に限定されるものではない。例えば、上記実施
の形態では、メインとなるスイッチング素子と補助スイ
ッチング素子とについては、バイポーラトランジスタ、
ＭＯＳ−ＦＥＴ、ＩＧＢＴ等を採用するものとしている
が、ほかにも例えばＳＩＴ（静電誘導サイリスタ）など
の他の素子を採用することも考えられるものである。ま
た、メインスイッチング素子Ｑ1を他励式により駆動す
るためのスイッチング駆動部の構成も各図に示したもの
に限定される必要はなく、適宜適切とされる回路構成に
変更されて構わない。また、メインスイッチング素子Ｑ
1と補助スイッチング素子Ｑ2とについての素子の種類の
組み合わせとしても、上記各図に示した構成に限定され
るものではない。また、二次側共振回路を含んで形成さ
れる二次側の整流回路としても、実施の形態としての各
図に示した構成に限定されるものではなく、他の回路構
成が採用されて構わないものである。

【００８６】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、一次側に
電圧共振形コンバータを備えると共に二次側に並列共振
回路を備えることで複合共振形スイッチングコンバータ
を形成すると共に、一次側又は二次側に対してアクティ
ブクランプ回路を設けるようにされている。そして、こ
の構成の上で、アクティブクランプ回路において補助ス
イッチング素子を駆動する自励発振駆動回路において、
ＬＣＲ直列共振回路又は並列共振回路（駆動用共振回
路）を備えるようにされる。また、この駆動用共振回路
は、メインスイッチング素子のスイッチング周波数と同
等の共振周波数となるようにされている。このような構
成であれば、補助スイッチング素子のターンオフ時にお
ける、スイッチング出力電流（ドレイン電流又はコレク
タ電流）の下降時間を大幅に短縮され、スイッチング損
失を低減することが可能になる。これにより、スイッチ
ング電源回路のＤＣ−ＤＣ変換効率としては、例えばア
クティブクランプ回路を備えない場合と同程度にまで向
上させることができるという効果を有している。また、
これに伴って入力電力も低減することが可能になる。更
に、補助スイッチング素子におけるスイッチング損失の
低減によって、その発熱も抑えられることから、補助ス
イッチング素子に対して設けるべき放熱板も削除するこ
とが可能になり、それだけ、低コスト化及び回路の小型
軽量化を図ることが可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路図である。

【図２】図１に示した電源回路における要部の動作を示
す波形図である。

【図３】複合トランジスタの内部構成例を示す回路図で
ある。

【図４】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成を示す回路図である。

【図５】第３の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成を示す回路図である。

【図６】第４の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成を示す回路図である。

【図７】第５の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成を示す回路図である。

【図８】第６の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成を示す回路図である。

【図９】絶縁コンバータトランスの構成を示す断面図で
ある。

【図１０】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各
動作を示す等価回路図である。

【図１１】先行技術としてのスイッチング電源回路の構
成を示す回路図である。

【図１２】図１１に示す電源回路における要部の動作を
示す波形図である。

【符号の説明】

１制御回路、１０スイッチング駆動部、１１発振
回路、１２ドライブ回路、２０，２０Ａ，２０Ｂ，２
１，２１Ａ，２１Ｂ，２２アクティブクランプ回路、
３０複合トランジスタ、Ｑ1 メインスイッチング素
子、Ｑ2 補助スイッチング素子、ＰＩＴ絶縁コンバ
ータトランス、ＰＲＴ直交型制御トランス、Ｃｒ一
次側並列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデ
ンサ、ＣCLクランプコンデンサ、ＮB2 駆動巻線、Ｃｇ
共振用コンデンサ、Ｒｇ，Ｒ1抵抗

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】自励発振駆動回路によりスイッチング駆
動されることで、直流入力電圧についてスイッチングを
行うスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング
手段と、一次巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を二次
側に伝送する絶縁コンバータトランスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と、一次側並列
共振コンデンサとにより形成され、上記スイッチング手
段の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並
列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次巻線に対し
て二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで形
成される二次側並列共振回路と、上記二次側並列共振回路に得られる交番電圧を入力して
整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を得るように
構成される直流出力電圧生成手段と、クランプコンデンサとバイポーラトランジスタとによる
直列接続回路を備え、駆動用共振回路によりスイッチン
グ駆動されることで、上記スイッチング手段がオフとな
る期間に一次側並列共振回路に発生する電圧をクランプ
するように設けられるアクティブクランプ手段と、上記自励発振駆動回路を形成する第１の駆動巻線と、上
記駆動用共振回路を形成する第２の駆動巻線と、これら
第１及び第２の駆動巻線に対して上記スイッチング手段
のスイッチング出力を励起させるための検出巻線と、制
御巻線とが巻装される制御トランスと、上記直流出力電圧生成手段により得られる直流出力電圧
のレベルに応じて可変されるレベルの制御電流を、上記
制御トランスの制御巻線に流すことにより、上記スイッ
チング素子のスイッチング周波数を可変制御して、上記
二次側直流出力電圧についての定電圧制御を行うように
される定電圧制御手段と、を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】上記駆動用共振回路は、上記第２の駆動巻
線と、共振コンデンサと、抵抗とを直列接続することに
より形成されることを特徴とする請求項１に記載のスイ
ッチング電源回路。
【請求項３】上記自励発振駆動回路が有するとされる共
振回路の共振周波数と、上記駆動用共振回路の共振周波
数とがほぼ同じになるようにして、上記駆動用共振回路
を形成する素子の定数が選定されていることを特徴とす
る請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】自励発振駆動回路によりスイッチング駆
動されることで、直流入力電圧についてスイッチングを
行うスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング
手段と、一次巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を二次
側に伝送する絶縁コンバータトランスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と、一次側並列
共振コンデンサとにより形成され、上記スイッチング手
段の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並
列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次巻線に対し
て二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで形
成される二次側並列共振回路と、上記二次側並列共振回路に得られる交番電圧を入力して
整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を得るように
構成される直流出力電圧生成手段と、クランプコンデンサとＭＯＳ型電界効果トランジスタと
による直列接続回路を備え、駆動巻線に対して共振コン
デンサを並列に接続することで形成される駆動用共振回
路によりスイッチング駆動されることで、上記スイッチ
ング手段がオフとなる期間に一次側並列共振回路に発生
する電圧をクランプするように設けられるアクティブク
ランプ手段と、上記自励発振駆動回路を形成する第１の駆動巻線と、上
記駆動用共振回路を形成する第２の駆動巻線と、これら
第１及び第２の駆動巻線に対して上記スイッチング手段
のスイッチング出力を励起させるための検出巻線と、制
御巻線とが巻装される制御トランスと、上記直流出力電圧生成手段により得られる直流出力電圧
のレベルに応じて可変されるレベルの制御電流を、上記
制御トランスの制御巻線に流すことにより、上記スイッ
チング素子のスイッチング周波数を可変制御して、上記
二次側直流出力電圧についての定電圧制御を行うように
される定電圧制御手段と、を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項５】発振周波数信号を出力する発振手段と、上記発振周波数信号に基づいてスイッチング駆動される
ことで、直流入力電圧についてスイッチングを行うスイ
ッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、一次巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を二次
側に伝送する絶縁コンバータトランスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と、一次側並列
共振コンデンサとにより形成され、上記スイッチング手
段の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並
列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次巻線に対し
て二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで形
成される二次側並列共振回路と、上記二次側並列共振回路に得られる交番電圧を入力して
整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を得るように
構成される直流出力電圧生成手段と、クランプコンデンサとバイポーラトランジスタとによる
直列接続回路を備え、駆動巻線と、この駆動巻線に対し
て直列に接続される共振コンデンサと抵抗とを備えて形
成される駆動用共振回路によりスイッチング駆動される
ことで、上記スイッチング手段がオフとなる期間に一次
側並列共振回路に発生する電圧をクランプするように設
けられるアクティブクランプ手段と、上記駆動巻線に対して、上記スイッチング手段のスイッ
チング出力を伝達するための構造を有するドライブトラ
ンスと、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッ
チング素子のスイッチング周波数を可変制御すること
で、上記二次側直流出力電圧についての定電圧制御を行
うようにされる定電圧制御手段と、を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項６】発振周波数信号を出力する発振手段と、上記発振周波数信号に基づいてスイッチング駆動される
ことで、直流入力電圧についてスイッチングを行うスイ
ッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、一次巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を二次
側に伝送する絶縁コンバータトランスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と、一次側並列
共振コンデンサとにより形成され、上記スイッチング手
段の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並
列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次巻線に対し
て二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで形
成される二次側並列共振回路と、上記二次側並列共振回路に得られる交番電圧を入力して
整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を得るように
構成される直流出力電圧生成手段と、クランプコンデンサとＭＯＳ型電界効果トランジスタと
による直列接続回路を備え、駆動巻線と共振コンデンサ
とから成る共振回路を備えて形成される駆動用共振回路
によりスイッチング駆動されることで、上記スイッチン
グ手段がオフとなる期間に一次側並列共振回路に発生す
る電圧をクランプするように設けられるアクティブクラ
ンプ手段と、上記駆動巻線に対して、上記スイッチング手段のスイッ
チング出力を伝達するための構造を有するドライブトラ
ンスと、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッ
チング素子のスイッチング周波数を可変制御すること
で、上記二次側直流出力電圧についての定電圧制御を行
うようにされる定電圧制御手段と、を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項７】自励発振により所定のスイッチング周波
数により駆動されることで、直流入力電圧についてスイ
ッチングを行うスイッチング素子を備えて形成されるス
イッチング手段と、一次巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を二次
側に伝送する絶縁コンバータトランスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と、一次側並列
共振コンデンサとにより形成され、上記スイッチング手
段の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並
列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスに巻装される二次巻線に対
して二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで
形成される二次側並列共振回路と、上記二次側並列共振回路に得られる交番電圧を入力して
整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を得るように
構成される直流出力電圧生成手段と、クランプコンデンサとバイポーラトランジスタとによる
直列接続回路を備え、少なくとも駆動巻線と共振コンデ
ンサを備えて形成される駆動用共振回路によりスイッチ
ング駆動されることで、上記直流出力電圧生成手段を形
成する整流ダイオード素子がオフとなる期間に二次側並
列共振回路に発生する電圧をクランプするように設けら
れるアクティブクランプ手段と、上記駆動用共振回路の駆動巻線と、この駆動巻線に対し
て二次巻線に得られる交番電圧を励起させる検出巻線
と、制御巻線とが巻装される制御トランスと、上記直流出力電圧生成手段により得られる直流出力電圧
のレベルに応じて可変されるレベルの制御電流を、上記
制御トランスの制御巻線に流すことにより、上記バイポ
ーラトランジスタの導通角を可変制御することで、上記
二次側直流出力電圧についての定電圧制御を行うように
される定電圧制御手段と、を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項８】上記駆動用共振回路は、上記駆動巻線、共振コンデンサ、及び抵抗を直列に接続
して形成されることを特徴とする請求項７に記載のスイ
ッチング電源回路。
【請求項９】上記駆動用共振回路は、上記駆動巻線に対して、並列に接続される共振コンデン
サと、直列に接続される抵抗とを備えて形成されると共
に、上記バイポーラトランジスタとして絶縁ゲート型バイポ
ーラトランジスタを用いることを特徴とする請求項７に
記載のスイッチング電源回路。