JP2002136138A

JP2002136138A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JP2002136138A
Application number: JP2000333545A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2000-10-27
Filing date: 2000-10-27
Publication date: 2002-05-10
Also published as: US6452817B1; DE60114346T2; EP1202442A2; EP1202442A3; DE60114346D1; EP1202442B1; US20020089863A1

Abstract

(57)【要約】【課題】複合共振形スイッチングコンバータにおける
電力損失の低減と、重負荷条件での安定したＺＶＳの確
保、及び製造能率の向上。【解決手段】二次側アクティブクランプ回路を備える
複合共振形としてのスイッチング電源回路の絶縁コンバ
ータトランスについて、一次巻線と二次巻線とについて
いわゆる逆転巻きとしたうえで加極性接続するようにす
る。この構造では、一次磁束と二次磁束は打ち消し合う
ように作用することになるため、絶縁コンバータトラン
スのコアに対してギャップを施さなくとも飽和が生じな
い。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることがわかってい
る。そこで、先に本出願人により、共振形コンバータに
よるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振
形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共
に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノ
イズが実現される。また、比較的少数の部品点数により
構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図７の回路図は、先に本出願人が提案した
発明に基づいて構成することのできる、先行技術として
のスイッチング電源回路の一例を示している。この図に
示す電源回路の基本構成としては、一次側スイッチング
コンバータとして電圧共振形コンバータを備えている。

【０００４】この図に示す電源回路では、ブリッジ整流
回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉによって、商用交流電
源（交流入力電圧ＶAC）から交流入力電圧ＶACの１倍の
レベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。

【０００５】この電源回路の一次側には、１石のスイッ
チング素子Ｑ1によりシングルエンド動作を行う電圧共
振形コンバータ回路として、自励式の構成が示される。
この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポ
ーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採
用されている。スイッチング素子Ｑ1のベースは、起動
抵抗ＲSを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅ
ｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流を整流
平滑ラインから得るようにしている。

【０００６】また、スイッチング素子Ｑ1のベースと一
次側アース間には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一
次側に巻数１Ｔ（ターン）で施されたドライブ巻線ＮB
と、インダクタＬB−共振コンデンサＣB−ベース電流制
限抵抗ＲBの直列回路よりなる自励発振駆動用の直列共
振回路が接続される。この自励発振回路によってスイッ
チング素子Ｑ１をオン／オフするスイッチング周波数ｆ
ｓが生成される。

【０００７】また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平
滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入され
るクランプダイオードＤD1により、スイッチング素子Ｑ
1のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するよう
にされており、また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻
始め端部と接続され、エミッタは接地される。

【０００８】また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。そしてこの場合にも、並列共振
コンデンサＣｒ自身のキャパシタンスと、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダ
クタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並
列共振回路を形成する。

【０００９】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側
に得られたスイッチングコンバータのスイッチング出力
を二次側に伝送するために設けられる。この絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの構造としては、例えば図８に示さ
れるよにうに、フェライトのＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２か
ら成るＥＥ型コアを備える。そして、図示するようにし
て、分割ボビンＢを利用して、ともにリッツ線である一
次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とをそれぞれ分割された領域に
対して巻装する。ここで、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2と
については、ともに同じ巻方向により巻回される。そし
て、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては図のようにギャッ
プＧを形成するようにしている。このギャップＧのギャ
ップ長によって絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける
漏洩インダクタンスが決定され、また、所要の結合係数
による疎結合が得られるようになっている。ここでの結
合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という疎結合の
状態を得るようにしており、その分、飽和状態が得られ
にくいようにしている。このギャップＧは、Ｅ型コアＣ
Ｒ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くす
ることで形成することができ、この場合のギャップ長と
しては、１mm程度とされる。

【００１０】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
における動作として、一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2の極性
（巻方向）と整流ダイオードＤOの接続関係によって、
一次巻線Ｎ1のインダクタンスＬ1と二次巻線Ｎ2のイン
ダクタンスＬ2との相互インダクタンスＭについて、＋
Ｍの動作モード（加極性モード：フォワード動作）とな
る場合と−Ｍの動作モード（減極性モード：フライバッ
ク動作）となる場合とがある。例えば、一次巻線Ｎ1と
二次巻線Ｎ2の極性（巻方向）が同じであるとして、図
９（ａ）に示す回路と等価となる場合に相互インダクタ
ンスは＋Ｍとなり、図９（ｂ）に示す回路と等価となる
場合に相互インダクタンスは−Ｍとなる。

【００１１】図７に示すように絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻始め端部は、メインスイッチ
ング素子Ｑ1のコレクタと接続されて、巻終わり端部は
整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続される。また、二次巻
線Ｎ2の巻始め端部は二次側アースに対して接続され、
巻終わり端部は整流ダイオードＤO1を介して平滑コンデ
ンサＣO1の正極端子に対して接続される。このような接
続形態では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ1と二次巻線Ｎ2とについて加極性による接続が行われ
ていることになり、これは、図９（ａ）に示した等価回
路に対応している。

【００１２】一次側電圧共振形コンバータを形成するメ
インスイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、上記
した構造の絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ
1に伝送され、更に二次巻線Ｎ2に対して励起されるよう
にして伝達されることになる。この場合、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの二次側においては、図示するように
二次巻線Ｎ2に対して並列に二次側並列共振コンデンサ
Ｃ2が接続されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージイン
ダクタンスＬ2と共に二次側並列共振回路を形成する。
そして、この二次側並列共振回路に対して、図示する接
続形態によって整流ダイオードＤO1及び平滑コンデンサ
ＣO1から成る半波整流回路が接続されることで、二次側
直流出力電圧ＥO1を出力する。

【００１３】このような構成による電源回路では、一次
側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列
共振回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得るた
めの並列共振回路が備えられることになる。なお、本明
細書では、このように一次側及び二次側に対して共振回
路が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータ
については、「複合共振形スイッチングコンバータ」と
もいうことにする。

【００１４】また、この電源回路においては、二次側に
アクティブクランプ回路２０が備えられる。即ち二次側
アクティブクランプ回路２０として、ＭＯＳ−ＦＥＴの
補助スイッチング素子Ｑ２，クランプコンデンサＣ３，
ボディダイオードのクランプダイオードＤD2を備える。
また、補助スイッチング素子Ｑ２を駆動するための駆動
回路系として、ドライブ巻線Ｎｇ1，コンデンサＣｇ1，
抵抗Ｒｇ1を備えて成る。

【００１５】補助スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソ
ース間に対してはクランプダイオードＤD2が並列に接続
される。その接続形態としては、クランプダイオードＤ
D2のアノードがソースに対して接続され、カソードがド
レインに対して接続されるようになっている。また、補
助スイッチング素子Ｑ２のドレインはクランプコンデン
サＣ３を介して、二次巻線Ｎ2の巻終わり端部と整流ダ
イオードＤO1のアノードとの接続点に対して接続され
る。また、補助スイッチング素子Ｑ2のソースは二次側
アースに対して接続される。従って、二次側アクティブ
クランプ回路２０としては、上記補助スイッチング素子
Ｑ3、クランプダイオードＤD2の並列接続回路に対し
て、クランプコンデンサＣ３を直列に接続して成るもの
とされる。そして、このようにして形成される回路を二
次側並列共振回路に対して更に並列に接続して構成され
るものである。

【００１６】また、補助スイッチング素子Ｑ２の駆動回
路系としては、図示するように、補助スイッチング素子
Ｑ２のゲートに対して、コンデンサＣｇ1−抵抗Ｒｇ1−
ドライブ巻線Ｎｇ1の直列接続回路が接続される。この
直列接続回路は補助スイッチング素子Ｑ２のための自励
式駆動回路を形成する。即ちこの自励式駆動回路からの
信号電圧がスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加されス
イッチング動作が行われる。この場合のドライブ巻線Ｎ
ｇ1は、二次巻線Ｎ2の巻始め端部側に形成されており、
この場合の巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としてい
る。これにより、ドライブ巻線Ｎｇ1には、一次巻線Ｎ1
に得られる交番電圧により励起された電圧が発生する。
また、この場合には、その巻方向の関係から、二次巻線
Ｎ2とドライブ巻線Ｎｇ1とは逆極性の電圧が得られる。

【００１７】また二次側に備えられる制御回路１によっ
て、補助スイッチング素子Ｑ２のスイッチング動作がＰ
ＷＭ制御されるようになっている。即ち二次側直流出力
電圧ＥO1は制御回路１に供給され、制御回路１がそれに
応じた直流制御電圧を補助スイッチング素子Ｑ２のゲー
トに印加することで、補助スイッチング素子Ｑ２の導通
角が制御される。これによって交流入力電圧ＶACや負荷
電力Ｐｏの変動に対する直流出力電圧Ｅ01の定電圧化が
行われる。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図７に
示した電源回路においては、図８の絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの構造によっても示したように、一次巻線Ｎ
1と二次巻線Ｎ2との巻線方向が同一である。従って、一
次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1によって、一次巻線
Ｎ1には起磁力が生じ、同様にして、二次巻線Ｎ2に流れ
る二次巻線電流Ｉ2によっては二次巻線Ｎ2に対して起磁
力が生じる。これによって、図８に示すようにして一次
側には一次磁束φ１が発生し、二次側には二次磁束φ２
が発生する。ここで、前述もしたように、図７の回路に
おける一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とは、加極性で接続さ
れていることから、上記した一次磁束φ１と二次磁束φ
２とは互いに加え合う動作となり、従って、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの中央磁脚には、φ１＋φ２で表さ
れる磁束が発生することになる。

【００１９】即ち、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とが同じ
巻方向で、かつ、加極性接続であることによって、中央
磁脚には、一次磁束φ１と二次磁束φ２が加わり合った
比較的大きな磁束が発生することになる。ここで、仮に
絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアの中央磁脚にギャ
ップが形成されていない（ギャップ長＝０）とすると、
例えば負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ程度以上の条件では、フ
ェライトコアの磁化曲線の飽和領域に入ることになる。
なお、本明細書において、「飽和」といった場合は、こ
のような磁化曲線の飽和領域に入る状態のことを指す。
これによって、コアのインダクタンスが急激に低下し
て、ＢＪＴのメインスイッチング素子Ｑ1が破壊する可
能性が高くなる。そこで、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔとしては、図８にも示したようにしてギャップＧを形
成することで、所要の結合係数による疎結合の状態が得
られるようにしており、これによって飽和が生じないよ
うにしている。

【００２０】そして、図７に示す構成の電源回路の場合
において上記した現象を回避してレギュレーション範囲
を満足するためには、絶縁コンバータトランスＰＩＴに
形成するギャップＧのギャップ長としては、１ｍｍ±
０．１ｍｍの精度で管理を行うことが必要とされてい
る。上記したギャップ長の精度を満足するには、Ｅ型コ
アＣＲ１，ＣＲ２としては、各々の中央磁脚の端部を研
磨して０．５ｍｍ±０．０５ｍｍという精度で製造管理
を行う必要が生じてくる。従って、Ｅ型コアの中央磁脚
を高精度で研磨する工程を要するために製造時間が長く
なり、また、同一のＥ型コアのギャップ長が異なる絶縁
コンバータトランスの製造を実施する場合に対応して製
品管理を行うのも困難となる。つまり、ギャップを形成
する必要のあることで、製造上の能率の低下を招いてい
る。

【００２１】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴにギ
ャップＧを形成した場合、このギャップＧの近傍にはフ
リンジ磁束といわれる漏洩磁束が発生するために、リッ
ツ線である一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2において渦電流損
失が発生して局部的な発熱が生じる。この発熱は、温度
が低い巻線に伝導して、巻線自体の温度を高くすること
になる。これによって、いわゆる銅損といわれる電力損
失が増加して、電力変換効率が低下してしまうことが分
かっている。特に、図７に示す回路では、一次巻線Ｎ1
に流れる一次巻線電流Ｉ1と、二次巻線Ｎ2に流れる二次
巻線電流Ｉ2に流れる高周波電流量が多いことから、一
次巻線電流Ｉ1と二次巻線Ｎ2における、リッツ線として
の直流抵抗と上記した渦電流損失による発熱は顕著とな
るものである。

【００２２】更に、図７に示す回路では、重負荷の条件
において交流入力電圧ＶACのレベルがＡＣ１００系で７
５Ｖ〜８５Ｖ程度にまで低くなったような場合に、一次
側メインスイッチング素子Ｑ1の動作としてＺＶＳ(Zero
Voltage Switching)動作とならない異常動作の期間が
生じることも問題となる。このような現象が持続する
と、メインスイッチング素子Ｑ1が発熱して短時間で破
壊するおそれがある。

【００２３】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のよう
に構成する。即ち、直流入力電圧を断続して出力するた
めのメインスイッチング素子を備えて形成されるスイッ
チング手段と、上記スイッチング手段の動作を電圧共振
形とする一次側並列共振回路が形成されるようにして備
えられる一次側並列共振コンデンサと、一次側と二次側
とで疎結合とされる所要の結合係数が得られる構造を有
し、一次側に得られる上記スイッチング手段の出力を二
次側に伝送する絶縁コンバータトランスと、上記絶縁コ
ンバータトランスの二次側巻線に対して二次側共振コン
デンサを接続することで形成される二次側共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線に得られる交
番電圧を入力して整流動作を行うことで二次側直流出力
電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、
上記二次側共振コンデンサに対して並列に、クランプコ
ンデンサと二次側補助スイッチング素子とによる直列接
続回路を備えて形成される二次側アクティブクランプ手
段と、上記二次側直流出力電圧に基づく直流制御信号を
上記二次側補助スイッチング素子に印加して上記二次側
補助スイッチング素子の導通角制御を実行することで上
記二次側直流出力電圧を定電圧化する定電圧化手段とを
備える。そして上記絶縁コンバータトランスは、飽和を
抑制するためのギャップが施されていないコアを備える
と共に、上記一次巻線と上記二次巻線は互いに逆となる
巻方向によって上記コアに対して巻回され、上記一次巻
線と上記二次巻線とについては加極性接続されるように
する。

【００２４】上記構成によれば、一次側においては電圧
共振形コンバータを形成するための一次側並列共振回路
備え、二次側には、二次巻線及び二次側並列共振コンデ
ンサとにより形成される二次側並列共振回路とが備えら
れた、いわゆる複合共振形スイッチングコンバータの構
成が得られる。また、二次側にアクティブクランプ回路
が設けられ、定電圧制御としては、アクティブクランプ
回路の補助スイッチング素子を導通角制御することで行
う。この構成を基として、絶縁コンバータトランスにつ
いては一次巻線と二次巻線を互いに逆となる巻方向によ
って巻装されたうえで、一次巻線と二次巻線とについて
は加極性接続を行う。これにより、一次巻線と二次巻線
とに得られる磁束は打ち消し合うように作用するので、
コアに生じる磁束は小さなものとすることができ、それ
だけ飽和状態となるのを抑制することができる。このた
めに、本発明のスイッチング電源回路における絶縁コン
バータトランスのコアに対しては、飽和を抑制する目的
のギャップは施されないものである。

【００２５】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態としてのスイッチング電源回路の構成例を示してい
る。この図１に示す電源回路は、一次側に電圧共振形コ
ンバータを備えると共に二次側にはアクティブクランプ
回路と電圧共振回路を備えた複合共振形スイッチングコ
ンバータとしての構成を採る。

【００２６】この図に示す電源回路では、ブリッジ整流
回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉによって、商用交流電
源（交流入力電圧ＶAC）から交流入力電圧ＶACの１倍の
レベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。

【００２７】この電源回路の一次側には、１石のスイッ
チング素子Ｑ1によりシングルエンド動作を行う電圧共
振形コンバータ回路として、自励式の構成が示される。
この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポ
ーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採
用されている。スイッチング素子Ｑ1のベースは、起動
抵抗ＲSを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅ
ｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流を整流
平滑ラインから得るようにしている。

【００２８】また、スイッチング素子Ｑ1のベースと一
次側アース間には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一
次側に巻数１Ｔ（ターン）で施されたドライブ巻線ＮB
と、インダクタＬB−共振コンデンサＣB−ベース電流制
限抵抗ＲBの直列回路よりなる自励発振駆動用の直列共
振回路が接続される。この自励発振回路によってスイッ
チング素子Ｑ１をオン／オフするスイッチング周波数ｆ
ｓが生成される。スイッチング周波数ｆｓは約１００Ｋ
Ｈｚで固定とされる。

【００２９】また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平
滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入され
るクランプダイオードＤD1により、スイッチング素子Ｑ
1のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するよう
にされており、また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻
終り始め端部と接続され、エミッタは接地される。

【００３０】また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。そしてこの場合にも、並列共振
コンデンサＣｒ自身のキャパシタンスと、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダ
クタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並
列共振回路を形成する。

【００３１】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、メイン
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝
送する。なお、本実施の形態としては、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの構造に特徴を有するが、これについて
は後述する。上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の巻終わり端部は、メインスイッチング素子Ｑ1
のコレクタと接続され、巻始め端部は平滑コンデンサＣ
ｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。

【００３２】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。即ち、
この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧
共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側に
は電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられ
た、「複合共振形スイッチングコンバータ」としての構
成を有する。

【００３３】上記ようにして形成される電源回路の二次
側に対しては、整流ダイオードＤO1及び平滑コンデンサ
ＣO1から成る半波整流回路を備えることで二次側直流出
力電圧ＥO1を得るようにしている。なお、この直流出力
電圧ＥO1は制御回路１に対しても分岐して入力される。
制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を検出電圧及
び制御回路１の動作電源として利用する。

【００３４】また、この電源回路においては、二次側に
アクティブクランプ回路２０が備えられる。即ち二次側
アクティブクランプ回路２０として、ＭＯＳ−ＦＥＴの
補助スイッチング素子Ｑ２，クランプコンデンサＣ３，
ボディダイオードのクランプダイオードＤD2を備える。
また、補助スイッチング素子Ｑ２を駆動するための駆動
回路系として、ドライブ巻線Ｎｇ1，コンデンサＣｇ1，
抵抗Ｒｇ1を備えて成る。

【００３５】補助スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソ
ース間に対してはクランプダイオードＤD2が並列に接続
される。その接続形態としては、クランプダイオードＤ
D2のアノードがソースに対して接続され、カソードがド
レインに対して接続されるようになっている。また、補
助スイッチング素子Ｑ２のドレインはクランプコンデン
サＣ３を介して、二次巻線Ｎ2の巻終わり端部と整流ダ
イオードＤO1のアノードとの接続点に対して接続され
る。また、補助スイッチング素子Ｑ2のソースは二次側
アースに対して接続される。従って、二次側アクティブ
クランプ回路２０としては、上記補助スイッチング素子
Ｑ3、クランプダイオードＤD2の並列接続回路に対し
て、クランプコンデンサＣ３を直列に接続して成るもの
とされる。そして、このようにして形成される回路を二
次側並列共振回路（共振コンデンサＣ2）に対して更に
並列に接続して構成されるものである。

【００３６】また、補助スイッチング素子Ｑ２の駆動回
路系としては、図示するように、補助スイッチング素子
Ｑ２のゲートに対して、コンデンサＣｇ1−抵抗Ｒｇ1−
ドライブ巻線Ｎｇ1の直列接続回路が接続される。この
直列接続回路は補助スイッチング素子Ｑ２のための自励
式駆動回路を形成する。即ちこの自励式駆動回路からの
信号電圧がスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加されス
イッチング動作が行われる。この場合のドライブ巻線Ｎ
ｇ1は、二次巻線Ｎ2の巻始め端部側に形成されており、
この場合の巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としてい
る。これにより、ドライブ巻線Ｎｇ1には、一次巻線Ｎ1
に得られる交番電圧により励起された電圧が発生する。
また、この場合には、その巻方向の関係から、二次巻線
Ｎ2とドライブ巻線Ｎｇ1とは逆極性の電圧が得られる。
なお、ドライブ巻線Ｎｇ1としても、そのターン数は１
Ｔであればその動作は保証されるが、これに限定される
ものではない。

【００３７】また二次側に備えられる制御回路１によっ
て、補助スイッチング素子Ｑ２のスイッチング動作がＰ
ＷＭ制御されるようになっている。即ち二次側直流出力
電圧ＥO1は制御回路１に供給され、制御回路１がそれに
応じた直流制御電圧を補助スイッチング素子Ｑ２のゲー
トに印加することで、補助スイッチング素子Ｑ２の導通
角が制御される。これによって交流入力電圧ＶACや負荷
電力Ｐｏの変動に対する直流出力電圧Ｅ01の定電圧化が
行われる。これは負荷電力の急激な変動に対して非常に
高速過渡応答が速いシステムとなる。

【００３８】このような構成の場合、例えばスイッチン
グ周波数は固定とされた上で、負荷変動等による二次側
直流出力電圧ＥO1のレベル変化に応じて、補助スイッチ
ング素子Ｑ2のオフ期間は一定としてオン期間を可変制
御するという動作が得られる。つまり、補助スイッチン
グ素子Ｑ2のスイッチング動作について、その導通角を
可変制御する動作が得られる。ここで、例えば軽負荷の
状態となって二次側直流出力電圧ＥO1のレベルが上昇し
たとすると、補助スイッチング素子Ｑ2のオン期間は拡
大されるようにして導通角制御が行われる。

【００３９】そして、上記のようにしてＰＷＭ制御が行
われる結果、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線
Ｎ2に誘起される電圧としては、負極性の波形のパルス
幅が拡大し、正極性の波形のパルス幅が短くなる。二次
側整流ダイオードＤO1では、この二次側並列共振電圧を
入力してフォワード動作により整流を行うことから、二
次側整流ダイオードＤO1が導通してオンとなる期間は短
縮され、一方のオフとなる期間は拡大することになる。
このようにして、結果的には整流ダイオードＤO1の導通
角が制御されることで、二次側直流出力電圧の安定化が
図られることになる。

【００４０】このようにして二次側にアクティブクラン
プ回路２０を設けた構成では、整流ダイオードＤO1がオ
フとなる期間において発生する二次側並列共振回路（Ｎ
2//Ｃ2）の共振パルスのピークレベルについて、アクテ
ィブクランプ回路を設けない場合の構成と比較して、ほ
ぼ１／２程度とすることができる。そして、本実施の形
態においては、二次側に設けられるアクティブクランプ
回路２０Ａにおける自励発振駆動回路についても、ＬＣ
Ｒ共振回路（Ｒｇ−Ｃｇ−Ｌｇ）の構成が採られている
ことで、補助スイッチング素子Ｑ2によるスイッチング
損失が低減され、電源回路としてのＤＣ−ＤＣ電力変換
効率を、アクティブクランプ回路を設けない構成とした
場合と同等にまで向上されるものである。

【００４１】図２は、上記図１に示す電源回路に備えら
れる絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造を示してい
る。なお、この図においては、説明の便宜上、駆動巻線
Ｎｇ1の図示は省略し、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2に
ついて示している。絶縁コンバータトランスＰＩＴは、
図示するように、２つのＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２により
ＥＥ型コアを構成する。そして、このＥＥ型コアに対し
て分割ボビンＢを備え、図示するようにして、例えば分
割ボビンＢのＥ型コアＣＲ１側の巻装領域に対して一次
巻線Ｎ1を巻装し、Ｅ型コアＣＲ２側の巻装領域に対し
て二次巻線Ｎ2を巻装する。そして、本実施の形態の場
合、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の巻回方向としては、図
中におけるコアの左右外側の矢印により示すようにし
て、互いの巻線方向が逆となる、いわゆる逆転巻き構造
となっている。また、本実施の形態の場合には、Ｅ型コ
アＣＲ１，ＣＲ２の各中央磁脚の対向部位においてはギ
ャップは形成されていない。

【００４２】ここで再度、図１を参照して、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の接続
について説明する。図１に示されるように、例えば一次
巻線Ｎ1の巻始め端部と巻終わり端部の接続は、先行技
術として図７に示した回路の場合と逆となる。つまり、
図１に示す回路では、一次巻線Ｎ1の巻始め端部は平滑
コンデンサＣｉの正極端子に対して接続され、巻終わり
端部がメインスイッチング素子Ｑ1のコレクタに対して
接続されるものである。また、二次巻線Ｎ2としては、
その巻終わり端部が整流ダイオードＤO1を介して平滑コ
ンデンサＣO1の正極端子と接続され、巻始め端部が二次
側アースと接続されるようになっている。つまり、図１
に示す電源回路としては、上記図２に示したようにして
一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とが逆転巻き構造とされる絶
縁コンバータトランスＰＩＴを備える場合であっても、
図９（ａ）の等価回路に示される加極性となるように一
次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とを接続しているものである。

【００４３】このような構成によると、一次巻線Ｎ1に
流れる一次巻線電流Ｉ1によって発生する一次磁束φ１
の極性と、二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2によっ
て発生する二次磁束φ２の極性は、図２におけるコア内
に示される矢印のようになる。これは、例えば先行技術
として示した図８の絶縁コンバータトランスＰＩＴの場
合に対して、一次磁束φ１の極性が逆とされているもの
である。なお、二次磁束φ２の極性は、図８の絶縁コン
バータトランスＰＩＴと同じとなっている。本実施の形
態においては、上記図２に示すような一次磁束φ１と二
次磁束φ２との極性の関係が得られることになるのであ
るが、これにより、一次磁束φ１と二次磁束φ２として
は、両者が打ち消し合うように作用する。即ち、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの中央磁脚において得られる磁
束（Δφ）としては、｜φ１−φ２｜＝Δφ で表されることになる。これは、上記もしたように、一
次磁束φ１と二次磁束φ２とが打ち消しあっており、例
えば図７の回路の場合のようにして、加わり合うことは
ないことを示している。従って、本実施の形態では、絶
縁コンバータトランスＰＩＴの中央磁脚に得られる磁束
としては、これまでよりも弱いものとすることができ
る。そして、この結果、一次側と二次側の結合係数ｋと
しては、例えばｋ＝０．８〜０．９程度の疎結合の状態
を得ることができる。これにより、本実施の形態の絶縁
コンバータトランスＰＩＴとしては、敢えて中央磁脚に
対してギャップを形成しなくとも、コアが飽和しないよ
うにできるものであり、結果的には図２に示したように
して、ギャップを設けないようにされているものであ
る。なお、実際には、例えばギャップ長を０とした中央
磁脚の接合面において、可聴音のいわゆるコア鳴きが生
じる可能性があることから、例えばマイラーフィルムを
中央磁脚の接合面に施すようにして、０．１ｍｍ以下の
ギャップ長のギャップを形成しても構わない。

【００４４】そして、このようにして、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴを構成することで、中央磁脚に得られる
磁束はこれまでよりも遙かに弱いものとなるために、例
えば図８の場合のような、ギャップ周辺に発生するフリ
ンジ磁束に依る巻線の温度上昇と、これに伴う電力変換
効率の低下も解消されることになる。

【００４５】また、本実施の形態の絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴとしては、中央磁脚に得られる磁束（Δφ）
が弱いものとなることから、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2
の漏洩インダクタンスも減少することになる。そして、
これによって、例えば負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ程度の重
負荷の条件であっても、メインスイッチング素子Ｑ1と
しては安定したＺＶＳ動作を実現することが可能にな
る。

【００４６】図３は、上記した構成による図１の電源回
路における要部の動作を示す波形図である。ここでは、
交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ
の条件での動作が示される。なお、比較のために一点鎖
線により図７の電源回路の場合の波形も示した。

【００４７】メインスイッチング素子Ｑ１のスイッチン
グ動作によって、一次側並列共振コンデンサＣｒの両端
には図３（ａ）に示すように共振パルス電圧ＶQ1が固定
周期で発生する。この時、メインスイッチング素子Ｑ１
を流れるコレクタ電流Ｉ１は、図３（ｂ）のようにな
る。即ちメインスイッチング素子Ｑ１のターンオン時に
はクランプダイオードＤD1、メインスイッチング素子Ｑ
１のベース−コレクタを介して一次巻線Ｎ１にダンパー
電流（負方向）が流れ、このダンパー電流が流れる期間
が終了すると、コレクタ電流Ｉ１はそのレベルが負から
正に急激に上昇していく。このようなスイッチング動作
が行われることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次巻線Ｎ２には図３（ｄ）の共振電流Ｉ２が流れ、二次
側並列共振コンデンサＣ２には図３（ｃ）のような共振
電圧Ｖ２が発生する。そして整流ダイオードＤ01が動作
する正の期間には、電圧Ｅ01レベルにクランプされた電
圧が得られる。

【００４８】またアクティブクランプ回路２０が導通す
ることで、クランプダイオードＤＤ２→クランプコンデ
ンサＣ３の経路でクランプ電流ＩＱ２が流れるが、これ
は図３（ｅ）のような、負方向から時間経過に従って正
方向に流れる鋸歯状波となる。アクティブクランプ回路
２０が導通しているときは、大部分の電流がクランプ電
流ＩQ2としてクランプコンデンサＣ３に流れ、二次側並
列共振コンデンサＣ２には殆ど流れない。このためアク
ティブクランプ回路２０が導通している期間においても
共振電圧Ｖ２がクランプされ、結果的に図３（ｃ）に示
されるように、負の電圧レベルが制限される。

【００４９】また、図４（ａ）には、一次側並列共振電
圧ＶQ1とメインスイッチング素子Ｑ1に流れるスイッチ
ング出力電流ＩQ1が示されている。このときの条件とし
ては、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗで、ＡＣ１００Ｖ系の交
流入力電圧ＶAC＝７５Ｖ〜８５Ｖ程度の減圧時とされ
る。なお図４（ｂ）は比較のために図７の電源回路の場
合としての波形を示している。

【００５０】図４（ｂ）の波形から分かるように、図７
の回路の場合は期間ＴONにおいてスイッチング出力電流
ＩQ1が負極性レベルから正極性レベルに反転するタイミ
ングで、一次側並列共振電圧ＶQ1とスイッチング出力電
流ＩQ1について正レベルでパルス的に出現する現象が生
じている。つまり、ＺＶＳ動作とならない異常動作とな
っているものである。これに対して、図１に示す回路に
おいては、図４（ａ）に示すようにして、期間ＴONにお
ける一次側並列共振電圧ＶQ1のパルスは消滅しており、
これと共にスイッチング出力電流ＩQ1の波形も、パルス
が現れない正常なものとなっている。つまり、本実施の
形態では重負荷で低交流入力電圧の条件下であっても、
ＺＶＳ動作が正常に行われていることが示されているも
のである。

【００５１】ここで、図１に示す電源回路における要部
のスペックについて示しておく。先ず、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴについては、ＥＥ−４０のコアを採用し
たうえで、ギャップ長Ｇａｐ＝０とされ、一次巻線Ｎ1
と二次巻線Ｎ2のターン数としては、Ｎ1＝５０Ｔ、Ｎ2
＝４５Ｔとしている。また、一次側並列共振コンデンサ
Ｃｒ＝５６００ｐＦ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝
８２００ｐＦ、クランプコンデンサＣ３＝０．２７μＦ
となる。また、先に図７に示した電源回路においては、
絶縁コンバータトランスＰＩＴとしてＥＥ−４０のコア
を同様に採用し、Ｇａｐ＝１ｍｍとされる。また、一次
巻線Ｎ1＝二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ、一次側並列共振コンデ
ンサＣｒ＝６８００ｐＦ、二次側並列共振コンデンサＣ
2＝０．０１μＦ、クランプコンデンサＣ３＝０．３３
μＦとなる。

【００５２】そして、図１に示す電源回路の電力変換効
率は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの負荷条件で、ＶAC＝１
００Ｖ時には９１．９％という結果が得られた。これに
対して図７に示す回路では、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの
負荷条件で、ＶAC＝１００Ｖ時には９０．８％であっ
た。つまり、先行技術と比較して１．１％の電力変換効
率の向上が図られているものである。これは、電力損失
としては２Ｗ程度の低減となるものである。

【００５３】また、図１に示す回路の絶縁コンバータト
ランスＰＩＴにおける温度上昇値としては、図７に示す
回路に対して、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2ともに、４°
Ｃ程度の大幅な低下が見られている。具体的には一次巻
線Ｎ１で４５°Ｃから４１°Ｃに、二次巻線Ｎ２で５２
°Ｃから４８°Ｃに低下した。

【００５４】図５は、本発明の第２の実施の形態として
のスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、
この図において図１と同一部分には同一符号を付して説
明を省略する。これは、一次側がＩＣとＭＯＳ−ＦＥＴ
を用いた他励発振形電圧共振コンバータとし、二次側が
ＭＯＳ−ＦＥＴによるアクティブクランプ回路２０と倍
電圧整流方式電流共振回路とした複合共振形コンバータ
回路の例となる。

【００５５】この図に示す電源回路の一次側電圧共振形
コンバータは、他励式によるシングルエンド方式の構成
を採っている。そして、この場合にはメインスイッチン
グ素子Ｑ1として、ＭＯＳ−ＦＥＴが採用されている。
このＭＯＳ−ＦＥＴとしてのメインスイッチング素子Ｑ
1のドレインは、一次巻線Ｎ1の巻終わり端部に対して接
続され、ソースは一次側アースに対して接続される。ま
た、並列共振コンデンサＣｒは、メインスイッチング素
子Ｑ1のドレイン−ソース間に対して並列に接続され
る。また、クランプダイオードＤD1もまた、メインスイ
ッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対して並列に
接続される。

【００５６】スイッチング駆動部２は、他励式によりメ
インスイッチング素子Ｑ1を駆動するために設けられて
いるもので、例えば１石のＩＣとして構成することがで
きる。このスイッチング駆動部２は、発振回路３とドラ
イブ回路４から成る。このスイッチング駆動部２は、起
動時においては、整流平滑電圧Ｅｉのラインから起動抵
抗Ｒｓを介して起動用の電力を得るようにされている。

【００５７】発振回路３では、発振信号を生成してドラ
イブ回路４に対して出力する。ドライブ回路４において
は、入力された発振信号をＭＯＳ−ＦＥＴであるメイン
スイッチング素子Ｑ1を駆動可能なドライブ電圧に変換
して、メインスイッチング素子Ｑ1のゲートに対して出
力する。これにより、メインスイッチング素子Ｑ1は発
振信号に基づく所定のスイッチング周波数ｆｓでスイッ
チング駆動されることになる。

【００５８】また、図５に示す回路の二次側において
は、二次巻線Ｎ2の巻始め端部に対して二次側直列共振
コンデンサＣｓが直列に接続されており、二次巻線Ｎ2
の漏洩インダクタンスＬ2と二次側直列共振コンデンサ
Ｃｓのキャパシタンスとによって二次側直列共振回路
（電流共振回路）を形成している。即ちこの図に示す電
源回路は、複合共振形スイッチングコンバータとして、
一次側には電圧共振回路を備え、二次側には電流共振回
路を備えた構成を採る。

【００５９】そしてこの場合の二次側整流回路として
は、図示するようにして２本の整流ダイオードＤO1，Ｄ
02と平滑コンデンサＣ01を接続して形成されている。こ
のような接続形態によっては、いわゆる倍電圧半波整流
回路としての構成が得られることになる。この倍電圧半
波整流回路は、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧の半周
期において、整流ダイオードＤO2により整流した電流に
よって二次側直列共振コンデンサＣｓに対して充電を行
うようにされる。そして、次の半周期によって、二次側
直列共振コンデンサＣｓに得られた電位が加わる状態で
整流ダイオードＤ01が導通して平滑コンデンサＣO1に対
して充電を行うという動作を繰り返す。そして、このよ
うな動作によって、平滑コンデンサＣO1の両端電圧であ
る二次側直流出力電圧ＥO1としては、二次巻線Ｎ2に得
られる交番電圧レベルの２倍に対応するレベルが得られ
るものである。従って、このようにして二次側に倍電圧
半波整流回路が備えられる場合において、二次側直流出
力電圧ＥO1として、等倍電圧整流回路により得られるレ
ベルと同等のレベルでよいものとすれば、二次巻線Ｎ2
の巻数を通常の１／２程度にまで少なくすることができ
る。

【００６０】またアクティブクランプ回路２０として
は、その構成要素は図１の例と同様となる。そしてその
アクティブクランプ回路２０を構成するクランプコンデ
ンサＣ3と補助スイッチング素子Ｑ2の直列回路は、共振
コンデンサＣｓと並列に接続される。つまり、クランプ
コンデンサＣ３は、二次巻線Ｎ２と共振コンデンサＣｓ
の接続点に対して接続される。これによって二次巻線Ｎ
２に発生する共振電流による共振コンデンサＣｓへの充
電電荷がコントロールされる。また二次側に備えられる
制御回路１によって、補助スイッチング素子Ｑ２のスイ
ッチング動作がＰＷＭ制御されるようになっている。即
ち二次側直流出力電圧ＥO1は制御回路１に供給され、制
御回路１がそれに応じた直流制御電圧を補助スイッチン
グ素子Ｑ２のゲートに印加することで、補助スイッチン
グ素子Ｑ２の導通角が制御される。これによって交流入
力電圧ＶACや負荷電力Ｐｏの変動に対する直流出力電圧
Ｅ01の定電圧化が行われる。

【００６１】そして、このような構成にあっても、図２
に示す構造の絶縁コンバータトランスＰＩＴが備えら
れ、また、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の接続を加極性接
続としていることで、図１の電源回路と同様の効果が得
られるものである。

【００６２】図６は、第３の実施の形態としてのスイッ
チング電源回路の構成例が示される。なお、この図にお
いて図１及び図５と同一部分には同一符号を付して説明
を省略する。これは入力電圧倍圧整流回路で、一次側が
ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を用い
た電圧共振回路、二次側がＩＧＢＴによるアクティブク
ランプ回路２０と半波整流方式電圧共振回路を組み合わ
せた構成例である。ＩＧＢＴは、高いスイッチング特性
を有することで知られている。

【００６３】この図に示す回路においては、まず交流入
力に対する整流平滑回路系として、整流ダイオードＤi
1、Ｄi2と、平滑コンデンサＣi1、Ｃi2が図示するよう
に接続され、いわゆる倍電圧整流平滑回路が構成され
る。また一次側電圧共振形コンバータを形成するＩＧＢ
Ｔによるメインスイッチング素子Ｑ1に対しては、図５
の例と同様に発振回路３及びドライブ回路４によるスイ
ッチング駆動部２が設けられる。

【００６４】このＩＧＢＴによるメインスイッチング素
子Ｑ1のコレクタは、一次巻線Ｎ1の巻終わり端部に対し
て接続され、エミッタは一次側アースに対して接続され
る。また、並列共振コンデンサＣｒは、メインスイッチ
ング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対して並列に接
続される。また、クランプダイオードＤD1もまた、メイ
ンスイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対し
て並列に接続される。

【００６５】スイッチング駆動部２は、他励式によりメ
インスイッチング素子Ｑ1を駆動するために設けられて
いるもので、例えば１石のＩＣとして構成される。スイ
ッチング駆動部２は、起動時においては、整流平滑電圧
Ｅｉのラインから起動抵抗Ｒｓを介して起動用の電力を
得る。そして発振回路３では、発振信号を生成してドラ
イブ回路４に対して出力し、ドライブ回路４において
は、入力された発振信号をメインスイッチング素子Ｑ1
を駆動可能なドライブ電圧に変換して、メインスイッチ
ング素子Ｑ1のゲートに対して出力する。これにより、
メインスイッチング素子Ｑ1は発振信号に基づく所定の
スイッチング周波数ｆｓでスイッチング駆動される。な
お、このような構成において、メインスイッチング素子
Ｑ１としては例えばＳＩＴ（静電誘導サイリスタ））等
が採用されて構わないものである。

【００６６】また、この図に示す電源回路の二次側の構
成は、基本的には図１の構成と同様となる。但し、アク
ティブクランプ回路２０の補助スイッチング素子Ｑ２と
してＩＧＢＴが採用される点が異なるものとなる。

【００６７】そして、このような構成にあっても、図２
に示す構造の絶縁コンバータトランスＰＩＴが備えら
れ、また、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の接続を加極性接
続としていることで、図１及び図５の電源回路と同様の
効果が得られるものである。

【００６８】以上実施の形態について説明してきたが、
本発明の電源回路としては、例えば一次側電圧共振形コ
ンバータの方式と二次側整流回路の組み合わせなども、
各図に示したもの以外に各種考えられるものである。更
に、アクティブクランプ回路の駆動方式も、各図に示し
た自励式の構成のみに限定されるものではなく、他の自
励方式又は他励方式等を採用した構成として構わない。

【００６９】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、複合共振
形とされ、かつ、二次側にアクティブクランプ回路が設
けられるスイッチング電源回路の絶縁コンバータトラン
スについて、一次巻線と二次巻線とについていわゆる逆
転巻きとしたうえで、一次巻線と二次巻線を加極性接続
するようにしている。この構造では、一次磁束と二次磁
束は打ち消し合うように作用することになるため、本発
明としては、絶縁コンバータトランスのコアに対して飽
和を抑制するためのギャップは施さなくてもよいことに
なる。上記のようにして絶縁コンバータトランスのコア
に対してギャップを施さなくて済むことで、本発明にあ
っては、絶縁コンバータトランスの製造にあたり、ギャ
ップを形成するための工程が省略され、また、製造管理
も行いやすくなる。即ち、絶縁コンバータトランスを備
える電源回路の製造能率が向上されるものである。

【００７０】また、ギャップが施されないことで、この
ギャップ近傍におけるフリンジ磁束の発生も解消され
て、一次巻線及び二次巻線における大幅な発熱の抑制と
電力損失の低減が図られる。また、特に本発明における
絶縁コンバータトランスの構造によっては、一次巻線及
び二次巻線に流れる電流量をこれまでよりも少なくする
ことができるために、これによっても上記した発熱の抑
制と電力損失の低減をより促進することが可能になる。

【００７１】更に、本発明における絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの構造では、漏洩インダクタンスも減少され
ることから、例えば負荷で低交流入力電圧の条件におい
てもＺＶＳ動作が保証され、電源回路としての信頼性が
向上される。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態のスイッチング電源
回路の構成例を示す回路図である。

【図２】実施の形態のスイッチング電源回路に備えられ
る絶縁コンバータトランスの構造を示す断面図である。

【図３】実施の形態のスイッチング電源回路における要
部の動作を示す波形図である。

【図４】実施の形態と先行技術のスイッチング電源回路
とについてのＺＶＳ動作を比較するための波形図であ
る。

【図５】本発明の第２の実施の形態のスイッチング電源
回路の構成例を示す回路図である。

【図６】本発明の第３の実施の形態のスイッチング電源
回路の構成例を示す回路図である。

【図７】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成
例を示す回路図である。

【図８】先行技術のスイッチング電源回路に備えられる
絶縁コンバータトランスの構造を示す断面図である。

【図９】絶縁コンバータトランスにおける、相互インダ
クタンスが加極性モードと減極性モードの場合の各動作
を示す等価回路図である。

【符号の説明】

１制御回路、２スイッチング駆動部、３発振回
路、４ドライブ回路、２０アクティブクランプ回
路、Ｑ1 メインスイッチング素子、Ｃｒ一次側並列
共振コンデンサ、ＤD1，ＤD2 クランプダイオード、Ｃ
2 二次側並列共振コンデンサ、ＰＩＴ絶縁コンバー
タトランス、Ｃ３クランプコンデンサ、Ｑ2 補助ス
イッチング素子

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流入力電圧を断続して出力するための
メインスイッチング素子を備えて形成されるスイッチン
グ手段と、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
並列共振コンデンサと、一次側と二次側とで疎結合とされる所要の結合係数が得
られる構造を有し、一次側に得られる上記スイッチング
手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランス
と、上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線に対して二次
側共振コンデンサを接続することで形成される二次側共
振回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線に得られる交
番電圧を入力して整流動作を行うことで二次側直流出力
電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、上記二次側共振コンデンサに対して並列に、クランプコ
ンデンサと二次側補助スイッチング素子とによる直列接
続回路を備えて形成される二次側アクティブクランプ手
段と、上記二次側直流出力電圧に基づく直流制御信号を上記二
次側補助スイッチング素子に印加して上記二次側補助ス
イッチング素子の導通角制御を実行することで上記二次
側直流出力電圧を定電圧化する定電圧化手段と、を備え、上記絶縁コンバータトランスは、飽和を抑制するための
ギャップが施されていないコアを備えると共に、上記一
次巻線と上記二次巻線は互いに逆となる巻方向によって
上記コアに対して巻回され、上記一次巻線と上記二次巻
線とについては加極性接続される、ことを特徴とするスイッチング電源回路。