JP2002272103A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 設計のマージンを小さなものとし、負荷短絡
時のスイッチング素子の過電流を防止する。 【解決手段】 ２石構成のスイッチング素子のハーフブ
リッジ結合による共振形コンバータにおいて、一次側電
流共振形コンバータとしては自励式とし、定電圧制御の
ために、ＭＯＳ−ＦＥＴのゲート電極に対して二次側直
流出力電圧のレベルに応じて可変制御される制御電圧を
印加する。そしてＭＯＳ−ＦＥＴの導通状態により自励
発振回路のキャパシタンスが変化し、ローサイドスイッ
チング周波数が可変制御される。即ちハイサイドスイッ
チング素子のオン時間は一定で、ローサイドスイッチン
グ素子を、その導通角及びスイッチング周波数が同時に
可変される複合制御方式によってスイッチング制御す
る。負荷短絡の異常時にはスイッチング周波数は急上昇
され、スイッチング素子には過度の電流が流れないよう
にされる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることがわかってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図５は先に本出願人により提案された発明
に基づいて構成することのできるスイッチング電源回路
の一構成例を示す回路図である。この電源回路には自励
式の電流共振形コンバータが採用されている。

【０００４】この図に示すスイッチング電源回路におい
ては、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉか
らなる整流平滑回路により、商用交流電源ＡＣ（交流入
力電圧ＶAC）を整流平滑化して、例えば交流入力電圧Ｖ
ACのピーク値の１倍に対応する直流入力電圧を生成す
る。この電源回路のスイッチングコンバータは、図のよ
うに２つのスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 をハーフブリッ
ジ結合したうえで、平滑コンデンサＣｉの正極側の接続
点とアース間に対して挿入するようにして接続されてい
る。この場合、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 にはバイポ
ーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採
用される。

【０００５】このスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の各コレ
クタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲS1，ＲS2が挿
入される。また、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のベース
−エミッタ間にはクランプダイオードＤD1，ＤD2がそれ
ぞれ挿入されている。この場合、クランプダイオードＤ
D1のカソードはスイッチング素子Ｑ1 のベースと接続さ
れ、アノードはスイッチング素子Ｑ1 のエミッタと接続
される。また、同様にクランプダイオードＤD2のカソー
ドはスイッチング素子Ｑ2 のベースと接続され、アノー
ドはスイッチング素子Ｑ2 のエミッタと接続される。

【０００６】スイッチング素子Ｑ1 のベースとスイッチ
ング素子Ｑ2 のコレクタ間に対しては、ベース電流制限
抵抗ＲB1、共振用コンデンサＣB1、駆動巻線ＮB1の直列
接続回路が挿入される。共振用コンデンサＣB1は自身の
キャパシタンスと、駆動巻線ＮB1のインダクタンスＬB1
と共に直列共振回路を形成する。同様に、スイッチング
素子Ｑ2 のベースと一次側アース間に対しては、ベース
電流制限抵抗ＲB2、共振用コンデンサＣB2、駆動巻線Ｎ
B2の直列接続回路が挿入されており、共振用コンデンサ
ＣB2と駆動巻線ＮB2のインダクタンスＬB2と共に自励発
振用の直列共振回路を形成する。

【０００７】直交形制御トランスＰＲＴ (Power Regula
ting Transformer）は、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を
駆動すると共に、後述するようにして定電圧制御を行う
ために設けられる。この直交形制御トランスＰＲＴは、
駆動巻線ＮB1，ＮB2及び共振電流を検出する共振電流検
出巻線ＮD が巻回され、更にこれらの各巻線に対して制
御巻線ＮCが直交する方向に巻回された直交型の可飽和
リアクトルとして構成される。駆動巻線ＮB1の一端は、
共振用コンデンサＣB1−抵抗ＲB1の直列接続を介してス
イッチング素子Ｑ1 のベースに接続され、他端はスイッ
チング素子Ｑ2 のコレクタに接続される。駆動巻線ＮB2
の一端はアースに接地されると共に、他端は共振用コン
デンサＣB2−抵抗ＲB2の直列接続を介してスイッチング
素子Ｑ2 のベースと接続されている。駆動巻線ＮB1と駆
動巻線ＮB2は互いに逆極性の電圧が発生するように巻装
されている。また、共振電流検出巻線ＮD の一端はスイ
ッチング素子Ｑ1 のエミッタとスイッチング素子Ｑ2 の
コレクタとの接続点（スイッチング出力点）に対して接
続され、他端は後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の一次巻線Ｎ1 の一端に対して接続される。なお、共振
電流検出巻線ＮD の巻数（ターン数）は例えば１Ｔ（タ
ーン）程度とされている。

【０００８】この直交形制御トランスＰＲＴの構造とし
ては、図示は省略するが、４本の磁脚を有する２つのダ
ブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を接合するように
して立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの
所定の２本の磁脚に対して、同じ巻装方向に共振電流検
出巻線ＮD、駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮC
を、上記共振電流検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して
直交する方向に巻装して構成される。

【０００９】絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Is
olation Transformer)は、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2
のスイッチング出力を二次側に伝送する。この場合、絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、
共振電流検出巻線ＮD を介してスイッチング素子Ｑ1 の
エミッタとスイッチング素子Ｑ2のコレクタの接点（ス
イッチング出力点）に接続されることで、スイッチング
出力が得られるようにされる。また、一次巻線Ｎ1 の他
端は、例えばフィルムコンデンサからなる直列共振コン
デンサＣｒ１を介して一次側アースに接地されている。
この場合、上記直列共振コンデンサＣｒ１及び一次巻線
Ｎ1 は直列に接続されているが、この直列共振コンデン
サＣｒ１のキャパシタンス及び一次巻線Ｎ1 （直列共振
巻線）を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩イン
ダクタンス（リーケージインダクタンスＬ1 ）成分とに
より、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とす
るための直列共振回路を形成している。

【００１０】また、スイッチング素子Ｑ2 のコレクタ−
エミッタ間に対しては、部分電圧共振用の並列共振コン
デンサＣｒ２が並列に接続される。この並列共振コンデ
ンサＣｒ２は、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のＺＶＳ
（Zero Voltage Switching）及びＺＣＳ（Zero Current
Switching）動作させるために設けられる。

【００１１】また、この図における絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ2 に対してセンタ
ータップを設けた上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2，Ｄ
O3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO1，ＣO2を図のように接
続することで、［整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コン
デンサＣO1］の組と、［整流ダイオードＤO3，ＤO4、平
滑コンデンサＣO2］の組とによる、２組の全波整流回路
が設けられる。［整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コン
デンサＣO1］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO1
を生成し、［整流ダイオードＤO3，ＤO4、平滑コンデン
サＣO2］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO2を生
成する。つまり、この図に示す回路では、二次側におい
て直流出力電圧を得るのにあたり全波整流回路が設けら
れる。なお、この場合には、直流出力電圧ＥO1及び直流
出力電圧ＥO2は制御回路１に対しても分岐して入力され
る。制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を検出電
圧として利用し、直流出力電圧ＥO2を制御回路１の動作
電源として利用する。

【００１２】制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出
力ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電
流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻
線ＮC に供給することにより後述するようにして定電圧
制御を行う。

【００１３】上記構成による電源回路のスイッチング動
作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば
起動抵抗ＲS1，ＲS2を介してスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ
2 のベースに起動電流が供給されることになるが、例え
ばスイッチング素子Ｑ1 が先にオンになったとすれば、
スイッチング素子Ｑ2 はオフとなるように制御される。
そしてスイッチング素子Ｑ1 の出力として、共振電流検
出巻線ＮD →一次巻線Ｎ1 →直列共振コンデンサＣｒ1
に共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍で
スイッチング素子Ｑ2 がオン、スイッチング素子Ｑ1 が
オフとなるように制御される。そして、スイッチング素
子Ｑ2 を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以
降、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が交互にオンとなる自
励式のスイッチング動作が開始される。このように、平
滑コンデンサＣｉの端子電圧を動作電源としてスイッチ
ング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が交互に開閉を繰り返すことによっ
て、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側巻線Ｎ1 に
共振電流波形に近いドライブ電流を供給し、二次側の巻
線Ｎ2 に交番出力を得る。

【００１４】また、直交形制御トランスＰＲＴによる定
電圧制御は次のようにして行われる。例えば、交流入力
電圧や負荷電力の変動によって二次側出力電圧ＥO1が変
動したとすると、制御回路１では二次側出力電圧ＥO1の
変動に応じて制御巻線ＮC に流れる制御電流のレベルを
可変制御する。この制御電流により直交形制御トランス
ＰＲＴに発生する磁束の影響で、直交形制御トランスＰ
ＲＴにおいては飽和傾向の状態が変化し、駆動巻線ＮB
1，ＮB2のインダクタンスを変化させるように作用する
が、これにより自励発振回路の条件が変化してスイッチ
ング周波数が変化するように制御される。この図に示す
電源回路では、直列共振コンデンサＣｒ1 及び一次巻線
Ｎ1 の直列共振回路の共振周波数よりも高い周波数領域
でスイッチング周波数を設定しているが、例えばスイッ
チング周波数が高くなると、直列共振回路の共振周波数
に対してスイッチング周波数が離れていくようにされ
る。これにより、スイッチング出力に対する一次側直列
共振回路の共振インピーダンスは高くなる。このように
して共振インピーダンスが高くなることで、一次側直列
共振回路の一次巻線Ｎ1 に供給されるドライブ電流が抑
制される結果、二次側出力電圧が抑制されることになっ
て、定電圧制御が図られることになる。なお、このよう
な方法による定電圧制御方式を「スイッチング周波数制
御方式」と呼ぶ。

【００１５】この図５に示した構成によるスイッチング
電源回路における、重負荷時で交流入力電圧ＶAC＝１０
０Ｖ時の一次側電流共振形コンバータのスイッチング動
作波形の一例を図６に示す。駆動巻線ＮB2に発生する共
振電圧により共振電流Ｉ２が流れるが、スイッチング素
子Ｑ2 のベースに対しては、共振用コンデンサＣB2−抵
抗ＲB2の直列接続を介して共振電流が流れる。そして、
この共振電流が例えばクランプダイオードＤD2から流れ
るクランプ電流と合成されることで、スイッチング素子
Ｑ2 のベースには駆動電流ＩB2が流れる。このような駆
動電流ＩB2によって、スイッチング素子Ｑ2 は期間ＴO
N’においてオンとなり、スイッチング素子Ｑ2 のコレ
クタには、コレクタ電流ＩQ2が流れる。また、期間ＴOF
F’ となると、駆動電流ＩB2は０レベルとなって、スイ
ッチング素子Ｑ2 もオフ（非導通）となる。これによ
り、上記期間ＴON’，ＴOFF’におけるスイッチング素
子Ｑ2 のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2は図示するよう
な波形となる。

【００１６】これに対して、スイッチングＱ1 の動作波
形は、上記のスイッチング素子Ｑ2の動作波形とは位相
が１８０度ずれた波形として示され、スイッチング素子
Ｑ1のベースには図示するように駆動電流ＩB1が流れ
る。このような駆動電流ＩB1によって、スイッチング素
子Ｑ１は期間ＴON（スイッチング素子Ｑ2 の期間ＴOF
F’に対応する期間）においてオンとなり、スイッチン
グ素子Ｑ１のコレクタには、コレクタ電流ＩQ1が流れ
る。また、期間ＴOFF（スイッチング素子Ｑ2 の期間ＴO
N’に対応する期間）となると、駆動電流ＩB1は０レベ
ルとなって、スイッチング素子Ｑ１もオフ（非導通）と
なる。これにより、上記期間ＴON，ＴOFFにおけるスイ
ッチング素子Ｑ１のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ1は図
示するような波形となる。

【００１７】また、このようにして動作する図５の電源
回路において、直交形制御トランスＰＲＴは、交流入力
電圧ＶACや負荷電流Ｉｏの変動に対して、スイッチング
素子がオフＱ１，Ｑ２のオン時間とオフ時間のデューテ
ィー比は一定でスイッチング周波数ｆｓを制御してい
る。制御特性を図７に示す。

【００１８】二次側直流出力電圧ＥO1の負荷電流Ｉｏが
０〜１．５Ａの範囲で変化するのに応じて、制御電流Ｉ
ｃは、図のようにして変化する。つまり、負荷電流が増
加して重負荷の条件となり、二次側直流出力電圧ＥO1が
低下していくのに従って制御電流レベルを減少させるよ
うにして制御が行われる。この結果、スイッチング周波
数ｆｓとしては、重負荷の条件となるのに従って低下し
ていくようにして制御が行われる。また、交流入力電圧
ＶACの変動に対応するものとして、交流入力電圧ＶAC＝
１２０ＶとＶAC＝９０Ｖの場合が示されているが、制御
電流Ｉｃは、交流入力電圧ＶAC＝１２０Ｖ時の条件のほ
うが交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ時の条件よりも増加して
おり、スイッチング周波数ｆｓについては、交流入力電
圧ＶAC＝１２０Ｖ時の条件のほうが交流入力電圧ＶAC＝
９０Ｖ時の条件よりも高くなっている。これは、交流入
力電圧ＶACのレベルが高くなって二次側直流出力電圧Ｅ
O1が上昇したとされる場合には制御電流Ｉｃは増加され
るようにして制御され、これに応じてスイッチング周波
数ｆｓも上昇されるようにして制御されることを示して
いる。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図５に
示す電源回路は、上記図７に示した制御特性からも分か
るように、電源の安定化にあたり、重負荷の条件となる
のに従ってスイッチング周波数を低く制御するように動
作する。このため、負荷が短絡した異常時においてはス
イッチング周波数ｆｓに対する制御機能が動作しなくな
り、スイッチング周波数ｆｓは定常の制御範囲を外れ
て、例えば最低動作周波数であるところの９０ＫＨｚよ
りも低い、８０ＫＨｚにまで低下してしまう。

【００２０】このような状態では、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の漏洩インダクタンスと励磁
インダクタンスによる鋸歯状波形の電流がスイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２のオン時に流れ、例えば図８に示すよう
にコレクタ電流ＩQ2が鋸歯状波となってピークレベルが
上昇する。もしピークレベルが大きく上昇してスイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ２の最大許容電流をオーバーするとス
イッチング素子Ｑ１，Ｑ２が破壊されるため、それを避
けるには最大許容電流が十分に大きなスイッチングトラ
ンジスタを選定する必要がある。ところがその場合、例
えばＴＯ−３Ｐなどの大型パッケージのものが選定され
ることとなり、コスト的に好ましくないため、それに代
えて過電流保護回路を設けることが考えられる。即ち絶
縁コンバータトランスＰＩＴの２次側に過電流検出抵抗
を挿入して、負荷短絡の異常時に直交形制御トランスＰ
ＲＴの制御巻線Ｎｃに対して６０ｍＡ以上の電流を流す
ようにする。これにより、スイッチング周波数ｆｓを定
格動作周波数以上に上昇させることで、電流ＩQ1、ＩQ2
のピーク電流を低下させるものである。しかしながら、
過電流保護回路を備えると、過電流検出抵抗の電力損失
のためにＡＣ／ＤＣ電力変換効率が低下するという問題
が生ずる。

【００２１】また、ＡＣスイッチ投入時にはスイッチン
グ周波数ｆｓを上昇させて、定格負荷、定格交流入力電
圧に到達するまでの時間に、直交形制御トランスＰＲＴ
の制御巻線Ｎｃに６０ｍＡ以上の制御電流を流すソフト
スタート回路が必要である。従って図５に示した電源回
路以外の補助電源回路から直交形制御トランスＰＲＴの
制御巻線Ｎｃに６０ｍＡ以上の制御電流を供給する構成
を採らなければならない。このためソフトスタート回路
による部品点数の増加、回路規模の拡大が生ずることと
なる。

【００２２】また、図５に示した電源回路のような、自
励式でスイッチング周波数制御が行われるスイッチング
コンバータを備える電源回路では、直交形制御トランス
ＰＲＴが備えられることになる。しかし、この直交形制
御トランスＰＲＴは、制御巻線に流す制御電流量を少な
くするために、コアのギャップは１０μｍｍ程度の僅か
なものとしている。このため、製造時においてはそのギ
ャップの精度誤差が生じざるを得なくなるが、これは、
直交形制御トランスＰＲＴに巻装される駆動巻線ＮB1、
ＮB2のインダクタンス値について±１０％の範囲でばら
つきを生じさせる。そして駆動巻線ＮBのインダクタン
ス値にばらつきが生じれば、この駆動巻線ＮBを備えて
形成される自励発振駆動回路の共振周波数に誤差が生じ
ることとなる。このため、商用交流電源が１００Ｖ系で
あって、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜１２０Ｖの制御範
囲を保証するためには、ばらつきに対するマージンを考
慮して、交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ以上から安定化制御
が可能なように大きなマージンをとって回路を構成する
必要があり、それだけ設計としては容易でなくなってい
たものである。

【００２３】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のよう
に構成することとした。つまり、２石のスイッチング素
子（ハイサイドスイッチング素子とローサイドスイッチ
ング素子）をハーフブリッジ結合して形成され直流入力
電圧についてスイッチングを行うスイッチング手段と、
疎結合とされる所要の結合係数が得られるように形成さ
れ上記スイッチング手段により一次巻線に得られる出力
を二次巻線に伝送する絶縁コンバータトランスと、少な
くとも上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏
洩インダクタンス成分と上記一次巻線に対して直列に接
続される直列共振コンデンサのキャパシタンスとによっ
て形成されて上記スイッチング素子のスイッチング動作
を電流共振形とする電流共振回路と、上記２石のスイッ
チング素子のいずれかに並列に接続され上記並列に接続
されたスイッチング素子がオフしたとき部分共振する部
分共振コンデンサと、少なくとも上記絶縁コンバータト
ランスの一次巻線とともに巻装されるドライブ巻線を含
む漏洩インダクタンス成分とコンデンサと抵抗とによる
直列共振回路として構成され上記２石のスイッチング素
子の各々に対してスイッチング駆動信号を印加してスイ
ッチング動作をさせる一対のスイッチング駆動手段と、
上記一対のスイッチング駆動手段の一方を構成する直列
共振回路のコンデンサに並列に接続されるコンデンサと
ＭＯＳ−ＦＥＴとの直列回路と、上記絶縁コンバータト
ランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して所定の
二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出
力電圧生成手段と、上記直流出力電圧生成手段により得
られる直流出力電圧のレベルに応じて可変されるレベル
の制御電圧を上記ＭＯＳ−ＦＥＴのゲートに印加するこ
とにより上記スイッチング素子に供給されるスイッチン
グ周波数を制御して上記直流出力電圧についての定電圧
制御を行う定電圧制御手段とを備えるようにする。

【００２４】また、上記定電圧制御手段は、上記二次側
直流出力電圧のレベルに応じた制御信号をフォトカプラ
を介して一次側に帰還するようにする。また上記部分共
振コンデンサが並列に接続されたスイッチング素子（ロ
ーサイドスイッチング素子）と並列にダンパーダイオー
ドが接続されるようにする。

【００２５】上記構成によれば、共振形コンバータの一
次側に備えられるスイッチング素子は自励式によって駆
動される。さらに定電圧制御のために、２次側の直流出
力電圧に応じてＭＯＳ−ＦＥＴのゲート電圧が制御さ
れ、そのゲート電圧に応じて一方のスイッチング素子
（ローサイドスイッチング素子）のスイッチング周波数
が制御されることになる 即ち、部分共振コンデンサが並列に接続されたスイッチ
ング素子（ローサイドスイッチング素子）は、その導通
角及びスイッチング周波数が同時に可変される複合制御
方式によってスイッチング制御されることになる。一
方、他方のスイッチング素子（ハイサイドスイッチング
素子）はオン時間一定とされる。このような定電圧のた
めの構成では、負荷短絡の異常時には、スイッチング周
波数は高くなるように制御されるという制御動作を得る
ことができる。また、このような定電圧制御の構成であ
れば、例えば自励式の場合にスイッチング周波数可変制
御のために用いられていた直交型制御トランスを省略す
ることが可能となる。

【００２６】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の形態とし
ての電源回路の構成を示している。この図１に示す電源
回路は、一次側に電流共振形コンバータを備えた共振形
スイッチングコンバータとしての構成を採る。この図に
示す電源回路においては、先ず、商用交流電源（交流入
力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流
平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデ
ンサＣｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力電
圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生
成するようにされる。

【００２７】この電源回路のスイッチングコンバータ
は、図のように２つのスイッチング素子Ｑ1（ハイサイ
ドスイッチング素子）及びＱ2（ローサイドスイッチン
グ素子）をハーフブリッジ結合したうえで、平滑コンデ
ンサＣｉの正極側の接続点とアース間に対して挿入する
ようにして接続されている。この場合、スイッチング素
子Ｑ1 ，Ｑ2 にはバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接
合型トランジスタ）が採用される。

【００２８】このスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の各コレ
クタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲS1，ＲS2が挿
入される。スイッチング素子Ｑ1のベースは起動抵抗ＲS
1を介して整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続されてお
り、例えば電源起動時において、上記起動抵抗ＲS1を介
して得られるベース電流が流れることで起動するように
されている。

【００２９】またスイッチング素子Ｑ1のベース−エミ
ッタ間には抵抗Ｒ10と低速リカバリ型ダイオードＤ10が
挿入される。スイッチング素子Ｑ1のコレクタは平滑コ
ンデンサＣｉの正極と接続され、エミッタは絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に接続される。

【００３０】スイッチング素子Ｑ２のベース−エミッタ
間にはクランプダイオードＤD2と抵抗ＲD2が直列接続さ
れて挿入されている。この場合、クランプダイオードＤ
D2のカソードがスイッチング素子Ｑ２のベースと接続さ
れ、クランプダイオードＤD2のアノードは抵抗ＲD2を介
して１次側アースに接続される。さらに、スイッチング
素子Ｑ２のコレクタ−エミッタ間に対して並列にダンパ
ーダイオードＤ２が接続される。これによりスイッチン
グ素子のベース−コレクタ電極を介して流れるダンパー
電流が流れないようにされる。

【００３１】絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Is
olation Transformer)は、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2
のスイッチング出力を二次側に伝送する。この場合、絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端はス
イッチング素子Ｑ1 のエミッタとスイッチング素子Ｑ2
のコレクタの接点（スイッチング出力点）に接続される
ことで、スイッチング出力が得られるようにされる。ま
た、一次巻線Ｎ1 の他端は、例えばフィルムコンデンサ
からなる直列共振コンデンサＣｒ１を介して一次側アー
スに接地されている。そして上記直列共振コンデンサＣ
ｒ１及び一次巻線Ｎ1 は直列に接続されているが、この
直列共振コンデンサＣｒ１のキャパシタンス及び一次巻
線Ｎ1 （直列共振巻線）を含む絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの漏洩インダクタンス（リーケージインダクタン
スＬ1 ）成分とにより、スイッチングコンバータの動作
を電流共振形とするための直列共振回路を形成してい
る。

【００３２】また、スイッチング素子Ｑ2 のコレクタ−
エミッタ間に対しては、部分電圧共振用の並列共振コン
デンサＣｒ２が並列に接続される。この並列共振コンデ
ンサＣｒ２は、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 をＺＶＳ動
作及びＺＣＳ動作させるために設けられる。

【００３３】スイッチング素子Ｑ1のベースに対して
は、図示するように、［駆動巻線ＮB1−共振コンデンサ
ＣB1−インダクタＬB1−ベース電流制限抵抗ＲB1］のＬ
ＣＲ直列接続回路が接続される。この直列接続回路は、
スイッチング素子Ｑ1を自励式により駆動するための自
励発振駆動回路とされる。自励発振駆動回路内の駆動巻
線ＮB1は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ
１を巻き上げるようにして巻装される。そして自励発振
駆動回路としては、駆動巻線ＮB1−共振コンデンサＣB1
−インダクタＬB1とによって、直列共振回路を形成す
る。この直列共振回路の共振周波数は、インダクタＬB1
と駆動巻線ＮB1のインダクタンスと、共振コンデンサＣ
B1のキャパシタンスとによって決定される。

【００３４】この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の一次巻線Ｎ1が巻き上げられた駆動巻線ＮB1には、ド
ライブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ
電圧は、ベース電流制限抵抗ＲB1と直列共振回路（ＮB1
−ＣB1−ＬB1）とを介するようにして、ドライブ電流と
してスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。これ
により、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振
周波数により決定される固定のスイッチング周波数でス
イッチング動作を行うことになる。そして、そのエミッ
タに得られるスイッチング出力を絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの一次巻線Ｎ1に伝達する。

【００３５】またスイッチング素子Ｑ２のベースに対し
ては、図示するように、［共振コンデンサＣB21−駆動
巻線ＮB2−ベース電流制限抵抗ＲB2−インダクタＬB2］
のＬＣＲ直列接続回路が接続される。この直列接続回路
は、スイッチング素子Ｑ２を自励式により駆動するため
の自励発振駆動回路とされる。この場合、自励発振駆動
回路内の駆動巻線ＮB2は、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの一次側に巻装されることで、一次巻線Ｎ1に得られ
るスイッチング出力電圧により励起される。そして、自
励発振駆動回路としては、共振コンデンサＣB12−駆動
巻線ＮB2−インダクタＬB2とによって、直列共振回路を
形成する。この直列共振回路の共振周波数は、インダク
タＬB2と駆動巻線ＮB2のインダクタンスと、共振コンデ
ンサＣB21のキャパシタンスとによって決定される。た
だし本例では、共振コンデンサＣB21と並列にキャパシ
タンス可変用コンデンサＣB22とＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ2）
の直列回路が接続されている。この機能については後述
する。

【００３６】この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の一次巻線Ｎ1により励起される駆動巻線ＮB2には、ド
ライブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ
電圧は、ベース電流制限抵抗ＲB2と直列共振回路（ＣB2
1−ＮB2−ＬB2）とを介するようにして、ドライブ電流
としてスイッチング素子Ｑ２のベースに出力される。こ
れにより、スイッチング素子Ｑ２は、直列共振回路の共
振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッ
チング動作を行うことになる。そして、そのコレクタに
得られるスイッチング出力を絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの一次巻線Ｎ1に伝達する。

【００３７】また、この図に示す回路の場合には、絶縁
コンバータトランスＰＩＴの一次側に対して、三次巻線
Ｎ3が巻装される。この三次巻線Ｎ3に対してはダイオー
ドＤ1及びコンデンサＣ1から成る半波整流回路が接続さ
れており、このコンデンサＣ1の両端に対しては、所定
レベルの低圧直流電圧が得られることになる。そして、
コンデンサＣ1の正極端子は、フォトカプラＰＣのフォ
トトランジスタに接続される。フォトカプラＰＣのフォ
トトランジスタには、コンデンサＣ1の正極端子に得ら
れる電圧と、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの
２次側に配されているフォトダイオードの電流に応じた
電流が流れるが、その電流は抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分
圧された電圧として、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ３）のゲート
に印加される。

【００３８】ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ３）のドレインは、キ
ャパシタンス可変用コンデンサＣB22と接続され、ソー
スは一次側アースに接続される。また、クランプダイオ
ードＤD3は、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ３）のドレイン−ソー
ス間に対して図示する方向により並列に接続される。こ
の場合のクランプダイオードＤD3には、ＭＯＳ−ＦＥＴ
（Ｑ３）に内蔵される、いわゆるボディダイオードを利
用することができる。そして上述したようにキャパシタ
ンス可変用コンデンサＣB22とＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ３）
の直列回路が共振コンデンサＣB21と並列に接続されて
いることで、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ３）の導通状態によ
り、直列共振回路（ＣB21−ＮB2−ＬB2）のキャパシタ
ンスを可変する作用が得られる。つまりスイッチング素
子Ｑ２のベースに印加されるスイッチング周波数が可変
制御される。

【００３９】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング出力を二次側に伝
送する。絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えばフェ
ライト材による２組のＥ型コアを互いの磁脚が対向する
ように組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型
コアの中央磁脚に対して、分割ボビンを利用して一次巻
線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装し
ている。そして、中央磁脚に対してはギャップを形成す
るようにしている。これによって、所要の結合係数によ
る疎結合が得られるようにしている。ギャップは、２組
のＥ型コアの各中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くす
ることで形成することが出来る。また、結合係数ｋとし
ては、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るよ
うにしており、その分、飽和状態が得られにくいように
している。

【００４０】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、二次巻線Ｎ2 に対してセンタータップを設けた上
で、整流ダイオードＤO1，ＤO2，ＤO3，ＤO4及び平滑コ
ンデンサＣO1，ＣO2を図のように接続することで、［整
流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO1］の組
と、［整流ダイオードＤO3，ＤO4、平滑コンデンサＣO
2］の組とによる、２組の全波整流回路が設けられる。
［整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO1］か
ら成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO1を生成し、［整
流ダイオードＤO3，ＤO4、平滑コンデンサＣO2］から成
る全波整流回路は直流出力電圧ＥO2を生成する。つま
り、この図に示す回路では、二次側において直流出力電
圧を得るのにあたり全波整流回路が設けられる。なお、
直流出力電圧ＥO1は制御回路１に対しても分岐して入力
される。また制御回路１にはフォトカプラＰＣのフォト
ダイオードのアノードが接続される。フォトダイオード
のカソードは抵抗Ｒｏを介して二次側アースに対して接
続される。制御回路１は、直流出力電圧ＥO1のレベルに
応じた電流をフォトダイオードに流すこととなる。ここ
では制御回路１は、直流出力電圧ＥO1のレベルが低下す
ると、その低下分に応じてフォトダイオードに流す電流
量を増加させる回路構成とされている。

【００４１】このような図１の構成による電源回路のス
イッチング動作としては、先ず商用交流電源が投入され
ると、例えば起動抵抗ＲS1を介してスイッチング素子Ｑ
1のベースに起動電流が供給され、スイッチング素子Ｑ1
がオンになると、スイッチング素子Ｑ2 はオフとなる
ように制御される。そしてスイッチング素子Ｑ1 の出力
として、一次巻線Ｎ1 →直列共振コンデンサＣｒ1 に共
振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でスイ
ッチング素子Ｑ2 がオン、スイッチング素子Ｑ1 がオフ
となるように制御される。そして、スイッチング素子Ｑ
2 を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、ス
イッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が交互にオンとなる自励式の
スイッチング動作が開始される。このように、平滑コン
デンサＣｉの端子電圧を動作電源としてスイッチング素
子Ｑ1 ，Ｑ2 が交互に開閉を繰り返すことによって、絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次側巻線Ｎ1 に共振電
流波形に近いドライブ電流を供給し、二次側の巻線Ｎ2
に交番出力を得る。

【００４２】直流出力電圧の安定化動作は次のようにな
る。例えば二次側直流出力電圧ＥO1の負荷電力が軽負荷
の条件となって二次側直流出力電圧ＥO1のレベルが低く
成るように変化したとする。この場合には制御回路１に
より、フォトダイオードに流れる電流レベルは増加され
ることになる。これにより、一次側のフォトカプラＰＣ
のフォトトランジスタにおいては導通する電流レベルが
増加することになるが、これに伴っては、抵抗Ｒ１、Ｒ
２によってＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ３）のゲートに得られる
制御電圧Ｖｃは、フォトトランジスタにおける電流の導
通レベルに応じたレベルだけ印加されることで、上昇す
ることになる。

【００４３】このようにしてレベルが変化する制御電圧
ＶｃによりＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ３）の導通状態が制御さ
れるが、これによってＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ３）と直列接
続されているキャパシタンス可変用コンデンサＣB22の
キャパシタンスが制御され、つまり直列共振回路（ＣB2
1−ＮB2−ＬB2）のキャパシタンスを可変する作用が得
られる。このためスイッチング素子Ｑ２のベースに印加
されるスイッチング周波数が可変制御される。

【００４４】直列共振回路（ＣB21−ＮB2−ＬB2）を有
して形成される自励発振回路は、ドライブ巻線ＮB2に誘
起される電圧ＶNBを電圧源として、スイッチング素子Ｑ
２のオン期間ＴON’において共振電流Ｉｒによって、ス
イッチング素子Ｑ２にベース電流ＩBが流れ、スイッチ
ング素子Ｑ２のオフ期間ＴOFF’には、共振電流Ｉｒは
逆極性になり、ベース電流ＩBが負極性となることによ
ってスイッチング素子Ｑ２はターンオフする。スイッチ
ング素子Ｑ２に対するスイッチング周波数ｆｓは、

【数１】 であり、この（数１）におけるキャパシタンスＣBは、

【数２】 で決定されるため、ＣB21＜＜ＣB22となるようにコンデ
ンサＣB21、ＣB22の静電容量を選定すれば、ＭＯＳ−Ｆ
ＥＴ（Ｑ３）のゲート電圧によってスイッチング素子Ｑ
２に対するスイッチング周波数ｆｓが可変されるものと
なる。

【００４５】なお、このスイッチング周波数可変の際に
は、複合制御方式による動作となり、スイッチング素子
Ｑ２がオフとなる期間は一定で、オンとなる期間を制御
する導通角制御も同時に行われる。そして、このような
動作によって、二次側直流出力電圧ＥO2のレベルが低下
した際には、それを上昇させる作用が得られることとな
って定電圧化が図られることになる。

【００４６】図２は、図１に示した構成による電源回路
における要部の動作を示す波形図である。この図におい
ては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで重負荷時における
条件の場合の一次側の動作を示している。

【００４７】スイッチング素子Ｑ２の自励発振駆動回路
を形成する駆動巻線ＮBに発生する駆動電圧ＶNB2に伴
い、自励発振駆動回路としての直列共振回路（ＮB2，Ｌ
B2，ＣB21（ＣB22））には、共振電流Ｉｒが流れる。こ
の共振電流Ｉｒは、スイッチング素子Ｑ２のオン期間Ｔ
ON’において正レベルが得られ、オフ期間ＴOFF’にお
いては負極性のレベルとなる。そして、オン期間ＴON’
において共振電流Ｉｒが正レベルとなることで、期間Ｔ
ON’においてスイッチング素子Ｑ２のベースに対しては
図２に示す波形によるベース電流ＩB2が流れる。これに
より、スイッチング素子Ｑ２がオンとなりコレクタ電流
ＩQ2が流れる。一方、期間ＴOFF’においては、共振電
流Ｉｒが負極性のレベルとなることでベース電流ＩB2は
０レベルとなって、スイッチング素子Ｑ２をオフとす
る。このようにしてスイッチング素子Ｑ２はスイッチン
グ駆動されることになり、スイッチング素子Ｑ２のコレ
クタ−エミッタ間の電圧ＶQ2は図示するとおりとなる。

【００４８】なお期間ＴON’においては、仮にダンパー
ダイオードＤ２が存在しないとすると、期間ＴON’の開
始時点でクランプダイオードＤD2→Ｑ２ベース→Ｑ２コ
レクタを介してダンパー電流が負極正の方向にながれる
が、これがスイッチング素子Ｑ１と並列にダンパーダイ
オードＤ２が配されていることによって、コレクタ電流
ＩQ2、ベース電流ＩB2の波形からわかるように負極性の
ダンパー電流はわずかなものとなり、その後、コレクタ
→エミッタに対して正極性の方向に流れる波形となる。

【００４９】一方、スイッチング素子Ｑ1 のベースには
図示するように駆動電流ＩB1が流れる。このような駆動
電流ＩB1によって、スイッチング素子Ｑ１は期間ＴON
（スイッチング素子Ｑ2 の期間ＴOFF’に対応する期
間）においてオンとなり、スイッチング素子Ｑ１のコレ
クタには、コレクタ電流ＩQ1が流れる。また、期間ＴOF
F（スイッチング素子Ｑ2 の期間ＴON’に対応する期
間）となると、駆動電流ＩB1は０レベルとなって、スイ
ッチング素子Ｑ１もオフ（非導通）となる。これによ
り、上記期間ＴON，ＴOFFにおけるスイッチング素子Ｑ
１のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ1は図示するような波
形となる。

【００５０】図３は、上記図１に示した電源回路につい
ての定電圧制御特性を示している。図３（ａ）には、二
次側直流出力電圧ＥO1の負荷電流Ｉｏに対するスイッチ
ング周波数ｆｓの関係、図３（ｂ）には負荷電流Ｉｏに
対するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間ＴON、Ｔ
ON’の関係、図３（ｃ）には負荷電流Ｉｏに対する制御
電圧Ｖｃの関係がそれぞれ示される。また、各図では交
流入力電圧ＶACについて、ＶAC＝１２０Ｖと９０Ｖの場
合が示されている。

【００５１】本実施の形態においては、負荷電流Ｉｏが
０Ａから１．５Ａの範囲で増加する、つまり重負荷の条
件となって二次側直流出力電圧が低下していくのに応じ
て、制御電圧Ｖｃは、図３（ｃ）のように上昇するよう
にして可変制御される。そして、このようにして制御電
流Ｖｃが上昇するのに応じて、図３（ａ）のようにスイ
ッチング周波数ｆｓとしては、低くなるようにして制御
が行われるものである。またこれに応じて図３（ｂ）の
ようにスイッチング素子Ｑ２のオン時間ＴON’は長くな
る。スイッチング素子Ｑ１のオン時間ＴONは一定であ
る。

【００５２】本実施の形態においてはこのような制御特
性を得ることで、例えば二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2
について負荷短絡となった異常時においては、制御電圧
Ｖｃ＝０となるように制御されることになるが、これに
よって、スイッチング周波数ｆｓは図１の回路構成であ
れば１８０ＫＨｚ以上に急上昇する。このときの動作と
しては、図４に示されるよう、スイッチング素子Ｑ２の
オン期間ＴON’（＝Ｑ１のオフ期間ＴOFF）が短縮して
おり、スイッチング周波数が高くなるように制御されて
いることが分かる。従って、コレクタ電流ＩQ1、ＩQ2の
ピークレベルが抑制されて、定常動作時よりも低いレベ
ルとすることができる。また、図３に示された制御特性
であれば、電源投入時に二次側直流出力電圧が定格負荷
電力に到達するまでの過渡期においても、スイッチング
周波数は高くなるように制御されることになる。従っ
て、このときにも上記図４により説明した動作が得られ
ることになる。

【００５３】これは即ち、負荷短絡の状態、又は電源投
入時であっても、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ２には過度
の電流が流れないことを意味している。これにより、本
実施の形態の電源回路としては、過電流保護のための回
路及びソフトスタート回路を設ける必要はなくなるもの
であり、それだけ回路を構成する部品点数は削減される
ので、電源回路の小型軽量化及び低コスト化を促進する
ことが可能となる。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２
として最大許容電流の小さいものを選定できる。また過
電流保護回路が不要とされて過電流検出抵抗の電力損失
が無くなるため、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率の低下を防止
できる。

【００５４】また、本実施の形態の電源回路としては、
一次側電流共振形コンバータとして自励式とされ、かつ
複合制御方式によるスイッチング周波数制御が行われる
ようにされているのであるが、図１により説明した回路
構成としていることで、図６に示されていた直交型制御
トランスＰＲＴを省略しているものである。これによ
り、本実施の形態では、直交型制御トランスＰＲＴ製造
時におけるギャップのばらつきに起因する駆動巻線ＮB
1、ＮB2についてのインダクタンス値のばらつきの問題
は解消されることになる。従って、交流入力電圧ＶACの
範囲に対するマージンを少なく設定することが可能とな
るので、回路設計も容易なものとすることが可能にな
る。

【００５５】また、スイッチング素子Ｑ２と並列にダン
パーダイオードＤ２が配されていることによって、クラ
ンプダイオードＤD2→Ｑ２ベース→Ｑ２コレクタを介し
て負極性のダンパー電流が流れることが防止され、これ
は回路動作を安定させるものとなる。またＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ（Ｑ３）については、耐圧３０Ｖ、定格電流１Ａ以下
の、低耐圧小容量品でよい。

【００５６】なお、本発明としては、上記各実施の形態
として各図に示した構成に限定されるものではない。例
えば、二次側の構成は図示した以外の回路構成による整
流回路が備えられて構わないものである。

【００５７】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、２石構成
のスイッチング素子のハーフブリッジ結合による共振形
コンバータにおいて、一次側電流共振形コンバータとし
ては自励式とする。また定電圧制御のために、ＭＯＳ−
ＦＥＴのゲート電極に対しては、二次側直流出力電圧の
レベルに応じて可変制御される制御電圧を印加するよう
にしている。そしてＭＯＳ−ＦＥＴの導通状態により自
励発振回路のキャパシタンスが変化し、ローサイドスイ
ッチング素子のスイッチング周波数が可変制御される。
つまりハイサイドスイッチング素子のオン時間は一定
で、ローサイドスイッチング素子のオン時間のみを導通
角制御するようにしている。これにより、ローサイドス
イッチング素子は、その導通角及びスイッチング周波数
が同時に可変される複合制御方式によってスイッチング
制御されることになるが、この場合には、負荷短絡の異
常時にはスイッチング周波数は急上昇され、スイッチン
グ素子には過度の電流が流れないこととなる。またＡＣ
スイッチ投入時に定格負荷状態に達する時間までは、ス
イッチング周波数は高い周波数から制御される低い周波
数に変化する。これらのことから、過電流保護のための
回路及びソフトスタート回路を設ける必要はなくなる。
この結果、例えば電源回路の小型軽量化及び低コスト化
を促進することが可能となる。さらに過電流保護回路が
不要であり、過電流検出抵抗による電力損失が無いこと
から電力変換効率の低下は防止される。

【００５８】またＭＯＳ−ＦＥＴについては低耐圧小容
量のものでよく好適である。また、ローサイドスイッチ
ング素子と並列にダンパーダイオードが配されているこ
とによって、ローサイドスイッチング素子のベース−コ
レクタに負極性のダンパー電流が流れることが防止さ
れ、回路動作が安定する。

【００５９】さらに本発明の定電圧制御の構成では、直
交型制御トランスを省略することが可能になるため、こ
の直交型制御トランスＰＲＴ製造時におけるギャップの
ばらつきに起因するスイッチング周波数の制御範囲のば
らつきの問題は解消されることになる。従って、交流入
力電圧の範囲に対するマージンを少なく設定することが
可能となるので回路設計も容易なものなる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態の電源回路の構成例を示す
回路図である。

【図２】実施の形態の電源回路の要部の動作を示す波形
図である。

【図３】実施の形態の制御特性の説明図である。

【図４】実施の形態の負荷短絡時における一次側スイッ
チング動作を示すための波形図である。

【図５】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図
である。

【図６】先行技術としての電源回路の要部の動作を示す
波形図である。

【図７】先行技術としての電源回路の制御特性の説明図
である。

【図８】先行技術としての電源回路の負荷短絡時の波形
図である。

【符号の説明】

１ 制御回路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2 スイ
ッチング素子、Ｑ３ＭＯＳ−ＦＥＴ、ＰＩＴ 絶縁コン
バータトランス、Ｃｒ1 直列共振コンデンサ、Ｃｒ2 並
列共振コンデンサ、ＮB1 ＮB2 駆動巻線、ＰＣ フォ
トカプラ、ＣB21 共振用コンデンサ、ＣB22 キャパシ
タンス可変用コンデンサ

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ２石のスイッチング素子をハーフブリッ
   ジ結合して形成され、直流入力電圧についてスイッチン
   グを行うスイッチング手段と、 疎結合とされる所要の結合係数が得られるように形成さ
   れ、上記スイッチング手段により一次巻線に得られる出
   力を二次巻線に伝送する絶縁コンバータトランスと、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を
   含む漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に対して
   直列に接続される直列共振コンデンサのキャパシタンス
   とによって形成されて、上記スイッチング素子のスイッ
   チング動作を電流共振形とする電流共振回路と、 上記２石のスイッチング素子のいずれかに並列に接続さ
   れ、上記並列に接続されたスイッチング素子がオフした
   とき部分共振する部分共振コンデンサと、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と
   ともに巻装されるドライブ巻線を含む漏洩インダクタン
   ス成分とコンデンサと抵抗とによる直列共振回路として
   構成され、上記２石のスイッチング素子の各々に対して
   スイッチング駆動信号を印加してスイッチング動作をさ
   せる一対のスイッチング駆動手段と、 上記一対のスイッチング駆動手段の一方を構成する直列
   共振回路のコンデンサに並列に接続されるコンデンサと
   ＭＯＳ−ＦＥＴとの直列回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
   電圧を入力して、所定の二次側直流出力電圧を生成する
   ように構成された直流出力電圧生成手段と、 上記直流出力電圧生成手段により得られる直流出力電圧
   のレベルに応じて可変されるレベルの制御電圧を、上記
   ＭＯＳ−ＦＥＴのゲートに印加することにより、上記ス
   イッチング素子に供給されるスイッチング周波数を制御
   して、上記直流出力電圧についての定電圧制御を行う定
   電圧制御手段と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 【請求項２】 上記定電圧制御手段は、上記二次側直流
   出力電圧のレベルに応じた制御信号をフォトカプラを介
   して一次側に帰還することを特徴とする請求項１に記載
   のスイッチング電源回路。
3. 【請求項３】 上記部分共振コンデンサが並列に接続さ
   れたスイッチング素子と並列にダンパーダイオードが接
   続されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチン
   グ電源回路。