JP4683364B2

JP4683364B2 - 複合共振型スイッチング電源装置

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Publication number: JP4683364B2
Application number: JP2000395836A
Authority: JP
Inventors: 昌宏小池
Original assignee: Ｔｄｋラムダ株式会社
Priority date: 2000-12-26
Filing date: 2000-12-26
Publication date: 2011-05-18
Anticipated expiration: 2020-12-26
Also published as: JP2002199719A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、絶縁コンバータトランスの一次側と二次側にそれぞれ電圧共振回路または電流共振回路を有する複合共振型スイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】
従来、スイッチング素子のスイッチングにより絶縁コンバータトランスの一次巻線に直流入力電圧を断続的に印加し、この絶縁コンバータトランスの二次巻線に誘起された交番電圧を整流平滑して所望の直流出力電圧を得るスイッチング電源装置においては、スイッチング素子がオフの期間にこのスイッチング素子の両端間に加わる電圧を電圧共振回路によって正弦波状にし、スイッチング素子のターンオンおよびターンオフ時における損失やサージを低減する電圧共振型スイッチング電源装置が知られている。また近年は、絶縁コンバータトランスの一次側のみならず二次側にも電圧共振回路を設けて、最大負荷電力の増加を図ると共に、スイッチング素子の周波数と導通角を同時に制御して、出力電圧の安定化を図る複合電圧共振型スイッチング電源装置も提案されている。
【０００３】
図３は、従来の複合電圧共振型スイッチング電源装置における回路図の一例を示したもので、ここでは、１石のスイッチング素子Ｑ１を備えた他励式の構成を有している。同図において、Ｅは直流入力電圧Ｖinを供給する直流電源、Ｔは一次側と二次側とを絶縁する絶縁コンバータトランス、Ｑ１は例えばＭＯＳ型ＦＥＴからなる第１のスイッチング素子で、絶縁コンバータトランスＴの一次側は、直流電源Ｅの両端間にトランスＴの一次巻線Ｎpとスイッチング素子Ｑ１の直列回路を接続したシングルエンデット型のコンバータで構成される。また、スイッチング素子Ｑ１の両端すなわちドレイン・ソース間には、一次側共振コンデンサＣ１とダイオードＤ１が並列に接続される。この共振コンデンサＣ１はスイッチング素子Ｑ１に内蔵する寄生キャパシタンスであり、またダイオードＤ１はスイッチング素子Ｑ１に内蔵するボディダイオードであるが、外付けのコンデンサ素子やダイオード素子を用いてもよい。また、絶縁コンバータトランスＴの一次側には、前記共振コンデンサＣ１と共に一次側電圧共振回路１を構成する一次側共振インダクタンスＬ１が、一次巻線Ｎpの一端に接続される。この共振インダクタンスＬ１は、絶縁コンバータトランスＴのリーケージインダクタンスを利用しているが、外付けのインダクタンス素子を利用してもよい。そして、絶縁コンバータトランスＴの一次側では、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングにより一次巻線Ｎpに入力電圧Ｖinが断続的に印加されると共に、スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、前記電圧共振回路１の作用によって、共振コンデンサＣ１ひいてはスイッチング素子Ｑ１の両端間電圧を正弦波状のパルス波形にし、電圧共振としての動作を得るようにしている。
【０００４】
絶縁コンバータトランスＴは、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング出力を二次側に伝送するためのもので、絶縁コンバータトランスＴの二次巻線Ｎsには、一次巻線Ｎpとの巻数比に応じた交番電圧が誘起される。また、この二次巻線Ｎsには、二次側共振インダクタンスＬ３と二次側共振コンデンサＣ３との直列回路が、二次側電圧共振回路２として並列に接続され、この電圧共振回路２によって、絶縁コンバータトランスＴの二次巻線Ｎsに得られる交番電圧を共振電圧にし、電圧共振としての動作を得るようにしている。なお、この場合の共振インダクタンスＬ３は、絶縁コンバータトランスＴのリーケージインダクタンスを利用しているが、外付けのインダクタンス素子を利用してもよい。共振コンデンサＣ３の両端間には、整流ダイオードＤ５と平滑コンデンサＣ４とからなる半波整流平滑回路３が接続され、前記共振電圧がこの半波整流平滑回路３により整流平滑されることで、平滑コンデンサＣ４の両端間に接続した出力端子＋Ｖｏ，−Ｖｏひいては負荷ＲＬに所望の直流出力電圧Ｖoutを得るようにしている。
【０００５】
一方、この出力電圧Ｖoutの安定化を図るための帰還ループとして、出力電圧検出回路５と、信号伝送手段として一次側と二次側とを絶縁するフォトカプラ６と、スイッチング素子Ｑ１の動作を制御する制御回路７がそれぞれ設けられる。出力電圧検出回路５は、出力電圧Ｖoutを検出するもので、例えば出力電圧Ｖoutを分圧する抵抗と、この抵抗の接続点から出力する出力電圧Ｖoutの検出電圧と基準電圧とを比較する誤差増幅器またはシャントレギュレータなどから構成され、検出電圧と基準電圧との誤差結果を、フォトカプラ６を介して後述する制御回路７のオン時間制御回路14に、出力電圧Ｖoutの誤差増幅信号として出力するようにしている。また制御回路７は、発振回路12と、この発振回路12からのパルス波形を駆動信号としてスイッチング素子Ｑ１に出力する駆動回路11とを備えており、発振回路12は、主スイッチング素子Ｑ１のオフ時間を一定にする手段として、主スイッチング素子Ｑ１の両端間がゼロボルトになったか否かを検出するゼロボルト検出回路13を備えると共に、主スイッチング素子Ｑ１のオン時間を出力電圧Ｖoutの誤差増幅信号に応じて可変するオン時間制御回路14を備えている。これにより、出力電圧Ｖoutの変動に伴なってスイッチング素子Ｑ１のゲートに供給するパルス駆動信号のオン時間が所定の範囲で変化すると共に、このパルス駆動信号のオフ時間はゼロボルト検出回路13により固定され、結果的にスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が可変制御される。これにより、広い制御範囲において出力電圧Ｖoutの定電圧化が図られる上に、最大負荷電力の増大を図ることができる。
【０００６】
こうした複合電圧共振型スイッチング電源装置は、出力電圧Ｖoutが比較的高い高出力電圧に適している。すなわち、上記図３の回路構成において、絶縁コンバータトランスＴの二次側整流部の効率ηsは、半波整流平滑回路３に整流ダイオードＤ５がある関係で、次の数１のようにあらわせる。
【０００７】
【数１】

但し、Ｖoutは負荷ＲＬの両端間に生じる出力電圧、Ｉoutは二次巻線Ｎsから負荷ＲＬに流れる負荷電流、ＶFは整流ダイオードＤ５の順方向電圧降下である。
【０００８】
上記数１の分母および分子を、Ｖout×Ｉoutで割って整理すると、次の数２のようになる。
【０００９】
【数２】

この場合、出力電圧Ｖoutが高ければ高い程、絶縁コンバータトランスＴの二次側整流部の効率ηsは理想的な１に近付くが、出力電圧Ｖoutが低くなる程、整流ダイオードＤ５の順方向電圧降下による影響が無視できなくなって、効率ηsが大きく低下する。したがって、この種の複合電圧共振型スイッチング電源装置においては、出力電圧Ｖoutを例えばＤＣ２ＶやＤＣ３．３Ｖなどに低電圧化しようとする際に、整流ダイオードＤ５の損失による効率ηsの低下が懸念されていた。
【００１０】
本発明は、上記の課題に着目して成されたものであって、絶縁コンバータトランスの二次側整流部による損失を低減し、効率の向上を図った複合電圧共振型スイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１記載の複合共振型スイッチング電源装置は、主スイッチング素子のスイッチングにより絶縁コンバータトランスの一次巻線に直流入力電圧を断続的に印加し、この絶縁コンバータトランスの二次巻線に誘起された交番電圧を整流平滑して所望の直流出力電圧を得ると共に、前記絶縁コンバータトランスの一次側と二次側にそれぞれ共振回路を有する複合電圧共振型スイッチング電源装置において、前記絶縁コンバータトランスの二次側にある整流素子として、前記主スイッチング素子に同期してオン・オフする整流スイッチング素子と、前記主スイッチング素子への駆動電圧が立ち上がってから第１の所定時間後に前記整流スイッチングへの駆動電圧を立ち上がらせ、前記主スイッチング素子への駆動電圧が立ち下がってから第２の所定時間後に前記整流スイッチング素子への駆動電圧を立ち下がらせる遅延回路が設けられた駆動回路と、を備えたものである。
【００１２】
絶縁コンバータトランスの一次側にある共振回路により、主スイッチング素子を流れる電流または両端間電圧を正弦波状のパルス波形にし、主スイッチング素子のソフトスイッチングを行なう。また、絶縁コンバータトランスの二次側にある別の共振回路によって、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧または二次巻線からの電流を正弦波状の共振電圧または共振電流にする。その際、絶縁コンバータトランスの二次側整流部を構成する整流素子として、ダイオード素子ではなく整流スイッチング素子を用いているので、出力電圧の低い複合共振型スイッチング電源装置であっても、二次側整流部の効率はさほど低下しない。よって、従来に比べて絶縁コンバータトランスの二次側整流部による損失を低減し、効率の向上を図ることが可能になる。
【００１３】
本発明の請求項２記載の複合共振型スイッチング電源装置は、前記請求項１において、前記主スイッチング素子のオフ期間中に、この主スイッチング素子の両端間電圧を一定に保つアクティブクランプ回路を備えたことを特徴とする。
【００１４】
この場合、主スイッチング素子のオフ期間には、アクティブクランプ回路により主スイッチング素子の両端間電圧が一定に保たれる。したがって、主スイッチング素子のオフ期間において、この主スイッチング素子の電圧ストレスを低減することが可能になる。
【００１５】
【発明の実施形態】
以下、本発明の複合共振型スイッチング電源装置について添付図面を参照して説明する。なお、前記従来例における図３と同一部分には同一符号を付し、その共通する箇所の説明は重複するため省略する。装置の回路構成を示す図１において、絶縁コンバータトランスＴの一次側は、共振インダクタンスＬ１，一次巻線Ｎp1およびＭＯＳ型ＦＥＴからなる主スイッチング素子Ｑ１との直列回路が、直流電源Ｅの両端間に接続されると共に、共振インダクタンスＬ１と一次巻線Ｎp1との直列回路の両端間には、ＭＯＳ型ＦＥＴからなる補助スイッチング素子Ｑ２とコンデンサＣ５との直列回路で構成されるアクティブクランプ回路21が接続される。また絶縁コンバータトランスＴは、入力電圧Ｖinが断続的に印加される一次巻線Ｎp1とは別に、補助スイッチング素子Ｑ２のゲートに駆動電圧を供給する駆動巻線としての一次巻線Ｎp2が別に設けられる。これにより、主スイッチング素子Ｑ１と補助スイッチング素子Ｑ２は、双方がオフになるデッドタイムを有しながら、交互にオン・オフを繰り返すようになる。本実施例では、こうした動作を一次巻線Ｎp2により行なわせているが、例えば駆動回路11から出力されるパルス駆動信号を適当なデッドタイムを持たせて反転させ、この反転した駆動信号を補助スイッチング素子Ｑ２に供給するように構成してもよい。
【００１６】
前記補助スイッチング素子Ｑ２の両端すなわちドレイン・ソース間には、コンデンサＣ２とダイオードＤ２が並列に接続される。このコンデンサＣ２はスイッチング素子Ｑ２に内蔵する寄生キャパシタンスであり、またダイオードＤ２はスイッチング素子Ｑ２に内蔵するボディダイオードであるが、外付けのコンデンサ素子やダイオード素子を用いてもよい。また、電圧クランプ用のコンデンサＣ５は、主スイッチング素子Ｑ１の両端間に並列接続される共振コンデンサＣ１よりも静電容量の大きなものが選定される。なお、アクティブクランプ回路21をスイッチング素子Ｑ１の両端間に接続してもよい。
【００１７】
一方、絶縁コンバータトランスＴの二次側は、前述の整流ダイオードＤ５に代わって、ＭＯＳ型ＦＥＴからなる整流スイッチング素子Ｑ３が半波整流平滑回路３を構成する整流素子として設けられる。この整流スイッチング素子Ｑ３は、内蔵するボディダイオードとしてのダイオードＤ３が、ドレイン・ソース間に接続される。また、整流スイッチング素子Ｑ３を適切なタイミングでオンさせるために、前記主スイッチング素子Ｑ１のゲートへの駆動信号が立ち上がってから第１の所定時間後に整流スイッチング素子Ｑ３のゲートへの駆動電圧を立ち上がらせ、主スイッチング素子Ｑ１のゲートへの駆動信号が立ち下がってから第２の所定時間後に整流スイッチング素子Ｑ３のゲートへの駆動電圧を立ち下がらせる遅延回路22が、前記駆動回路11に設けられる。なお23は、トランスＴの一次側にある制御回路７と、トランスＴの二次側にある整流スイッチング素子Ｑ３との間の信号伝送路を絶縁する絶縁素子である。その他の構成は、図３に示す従来例と同じである。
【００１８】
次に、上記構成について、その作用を図２の波形図を参照して説明する。なお、この図２において、最上段は主スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流ＩQ1の波形であり、以下、主スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1、共振コンデンサＣ３の両端間電圧ＶC3、整流スイッチング素子Ｑ３を流れる電流（但し、ダイオードＤ３を流れる分も加味する）ＩQ3、主スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Ｖgs1、整流スイッチング素子Ｑ３のゲート・ソース間電圧Ｖgs3の各波形を示している。
【００１９】
主スイッチング素子Ｑ１は前述したように、出力電圧Ｖoutの変動に伴なってスイッチング素子Ｑ１のゲートに供給するパルス駆動信号のオン時間が所定の範囲で変化すると共に、このパルス駆動信号のオフ時間はゼロボルト検出回路13により固定され、結果的にスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が可変制御される。これにより、広い制御範囲において出力電圧Ｖoutの定電圧化を図ることができると共に、最大負荷電力の増大を図ることができる。
【００２０】
この主スイッチング素子Ｑ１の一連の動作において、図２に示すように、主スイッチング素子Ｑ１のゲートに供給する駆動信号（ゲート・ソース間電圧Ｖgs1）がＨ（高）レベルからＬ（低）レベルに切り換わる区間（１）になると、主スイッチング素子Ｑ１および補助スイッチング素子Ｑ２がいずれもオフ状態になるデッドタイムに移行する。この区間（１）では、絶縁コンバータトランスＴの一次巻線Ｎp1と共振インダクタンスＬ１が、それまで主スイッチング素子Ｑ１を通して流れていた電流の連続性を維持するために、共振コンデンサＣ１に共振電流を流し、共振コンデンサＣ１は充電する一方で、コンデンサＣ２，Ｃ５は放電する。これにより、共振インダクタンスＬ１と共振コンデンサＣ１との間で電圧共振を生じ、主スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1はゼロから正弦波状に緩やかに立ち上がる。またこの共振時には、主スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流ＩQ1はゼロであり、主スイッチング素子Ｑ１のターンオフ時のゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）が達成される。
【００２１】
やがて、主スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1が、入力電圧ＶinとコンデンサＣ５の両端間電圧を合計した値を越えると、ダイオードＤ２がオンして、共振インダクタンスＬ１および一次巻線Ｎp1からの慣性電流の殆どが、ダイオードＤ２を介してコンデンサＣ５に流れ込む。このとき、コンデンサＣ５の静電容量をコンデンサＣ１の静電容量よりも十分大きく設定すれば、主スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1は略一定値にクランプされ、主スイッチング素子Ｑ１に対する電圧ストレスが軽減される。
【００２２】
そして、次の区間（２）において、一次巻線Ｎp2の非ドット側巻線に発生する電圧が所定レベルを越えると、補助スイッチング素子Ｑ２がターンオンするが、そのタイミングはダイオードＤ２がオンした後、前記慣性電流がゼロになるまでの間であればよい。
【００２３】
またその間、整流スイッチング素子Ｑ３を通してコンデンサＣ４や負荷ＲＬへの電流ＩQ3は、主スイッチング素子Ｑ１をオフした時点から徐々に低下するが、この電流ＩQ3がゼロになる前に、制御回路７が整流スイッチング素子Ｑ３をターンオフするため、代わってダイオードＤ３を通じて電流ＩQ3が流れ始める。整流スイッチング素子Ｑ３がターンオフするタイミングは、遅延回路22により主スイッチング素子Ｑ１をターンオフしてから第２の所定時間Ｔ２を経過した後となるが、この所定時間Ｔ２の設定は、前記共振コンデンサＣ１と共振インダクタンスＬ１の各定数で決まる共振周波数に依存する。
【００２４】
やがて、共振インダクタンスＬ１や一次巻線Ｎp1の全エネルギーがコンデンサＣ５に移り、これらの共振インダクタンスＬ１や一次巻線Ｎp1からの慣性電流がゼロになると、絶縁コンバータトランスＴの二次側においても、ダイオードＤ３を流れる電流ＩQ3がゼロになり、ダイオードＤ３およびスイッチング素子Ｑ３が共にオフ状態となる区間（３）に移行する。この区間（３）においては、コンデンサＣ４に蓄えられた電荷により、負荷ＲＬに出力電流Ｉoutが供給される。また、絶縁コンバータトランスＴの二次側では、電圧共振回路２を構成する共振インダクタンスＬ３と共振コンデンサＣ３による電圧共振が生じ、コンデンサＣ３の両端間電圧ＶC3は正弦波状の電圧共振パルス波形となる。
【００２５】
その後、主スイッチング素子Ｑ１がオンする前に、補助スイッチング素子Ｑ２を適当なタイミングでオフさせると、区間（４）に移行する。ここでは、共振インダクタンスＬ１や一次巻線Ｎp1が、それまで流れていた電流の連続性を維持するために、直流電源Ｅを介して共振コンデンサＣ１に共振電流を流す。これにより、共振インダクタンスＬ１と共振コンデンサＣ１との間で再度電圧共振が生じ、主スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1は正弦波状に低下する。これに伴ない、主スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1が入力電圧Ｖinよりも低くなると、絶縁インバータトランスＴの一次巻線Ｎp1はドット側端子に正極性の電圧が印加され、他の一次巻線Ｎp2や二次巻線Ｎs，Ｎs2のドット側端子も、それまでとは逆に正極性の電圧が誘起されるようになる。そして、共振コンデンサＣ１の電荷の放出が終了すると、今度はダイオードＤ１がオンするため、主スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1はゼロボルトに保たれる。なお、この区間（４）の時点では、絶縁コンバータトランスＴの二次側において、電圧共振回路２による電圧共振が継続している。
【００２６】
前記ダイオードＤ１がオンした状態で、駆動回路11からの駆動信号により主スイッチング素子Ｑ１をオンすると、区間（５）に移行するが、この時点では主スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1がゼロボルトに保たれているので、ターンオフ時と同様にターンオン時においても主スイッチング素子Ｑ１のゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）が達成される。共振インダクタンスＬ１や一次巻線Ｎp1にエネルギーが蓄えられている間は、主スイッチング素子Ｑ１を通して逆向きの電流ＩQ1が流れるが、やがて全てのエネルギーが直流電源Ｅ側に戻ると、今度は直流電源Ｅから共振インダクタンスＬ１，一次巻線Ｎp1，および主スイッチング素子Ｑ１を通して電流が流れる。また、区間（５）においても、絶縁コンバータトランスＴの二次側において、電圧共振回路２による電圧共振が継続している。
【００２７】
やがて、制御回路７を構成する遅延回路22は、駆動回路11が主スイッチング素子Ｑ１をターンオンさせた後に、第１の所定時間Ｔ１を経過した時点で整流スイッチング素子Ｑ３をターンオンさせる（区間（６））。この所定時間Ｔ１の設定は、前記共振コンデンサＣ３と共振インダクタンスＬ３の各定数で決まる共振周波数に依存する。整流スイッチング素子Ｑ３がターンオンする前に、前記電圧共振回路２による電圧共振で、コンデンサＣ３の両端間電圧ＶC3が出力電圧Ｖoutを越えた時点で、ダイオードＤ３がオンし、このダイオードＤ３を介して平滑コンデンサＣ４や負荷ＲＬに電力供給のための電流ＩQ3が流れ始める。そして、整流スイッチング素子Ｑ３がターンオンすると、今度は整流スイッチング素子Ｑ３を通して電流ＩQ3が流れ、コンデンサＣ３の両端間電圧ＶC3は出力電圧Ｖoutと同じ値になる。その際、整流スイッチング素子Ｑ３の飽和電圧を、従来の整流ダイオードＤ５の順方向電圧降下ＶFよりも低くなるように選択すれば、特に出力電圧Voutが低く負荷電流Ioutの大きい低出力大電流の複合電圧共振型スイッチング電源装置において、従来の整流ダイオードＤ５を通じての電力供給に比べて、絶縁コンバータトランスＴの二次側整流部における損失を低減でき、効率の向上を図ることができる。その後、主スイッチング素子Ｑ１がターンオフすると、区間（１）に戻って上述の動作を繰り返す。
【００２８】
以上のように本実施例によれば、主スイッチング素子Ｑ１のスイッチングにより絶縁コンバータトランスＴの一次巻線Ｎp1に直流入力電圧を断続的に印加し、この絶縁コンバータトランスＴの二次巻線Ｎsに誘起された交番電圧を整流平滑して所望の直流出力電圧Ｖoutを得ると共に、絶縁コンバータトランスＴの一次側と二次側にそれぞれ電圧共振回路１，２を有する複合共振型スイッチング電源装置において、絶縁コンバータトランスＴの二次側にある整流素子として、前記主スイッチング素子Ｑ１に同期してオン・オフする整流スイッチング素子Ｑ３を備えている。
【００２９】
この場合、絶縁コンバータトランスＴの一次側にある電圧共振回路１により、主スイッチング素子Ｑ１の両端間電圧を正弦波状のパルス波形にし、主スイッチング素子Ｑ１のソフトスイッチングを行なう。また、絶縁コンバータトランスＴの二次側にある別の電圧共振回路２によって、絶縁コンバータトランスＴの二次巻線Ｎsに得られる交番電圧を正弦波状の共振電圧にする。その際、絶縁コンバータトランスＴの二次側整流部を構成する整流素子として、ダイオード素子ではなく整流スイッチング素子Ｑ３を用いているので、出力電圧Ｖoutの低い複合電圧共振型スイッチング電源装置であっても、二次側整流部の効率ηsはさほど低下しない。よって、従来に比べて絶縁コンバータトランスＴの二次側整流部による損失を低減し、効率の向上を図ることが可能になる。
【００３０】
また本実施例では、補助スイッチング素子Ｑ２とコンデンサＣ５との直列回路により構成され、主スイッチング素子Ｑ１のオフ期間に補助スイッチング素子Ｑ２をオンにして、この主スイッチング素子Ｑ１の両端間電圧すなわちドレイン・ソース間電圧Ｖds1をコンデンサＣ５の充放電により一定に保つアクティブクランプ回路21を備えている。
【００３１】
この場合、主スイッチング素子Ｑ１のオフ期間には、アクティブクランプ回路21により主スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1が一定に保たれる。したがって、主スイッチング素子Ｑ１のオフ期間において、この主スイッチング素子Ｑ１の電圧ストレスを低減できる。
【００３２】
なお、本実施例では、絶縁コンバータトランスＴの二次側整流平滑回路として、整流スイッチング素子Ｑ３と平滑ダイオードＣ４とからなる半波整流平滑回路３を設けたが、一対の整流スイッチング素子と平滑ダイオードとからなる全波整流平滑回路を設けてもよい。また、絶縁コンバータトランスＴの一次側回路としては、実施例におけるシングルエンデッド型コンバータに電圧共振回路１を備えたものの他に、ハーフブリッジ型やフルブリッジ型コンバータに電流共振回路を備えたものでもよい。この場合、共振電流が主スイッチング素子Ｑ１のオン時間中に発生するため、このオン時間を一定にする手段を制御回路７に設ける必要があるが、電流共振回路により主スイッチング素子を流れる電流が正弦波状のパルス波形になって、同様に主スイッチング素子のソフトスイッチングが達成される。また、絶縁コンバータトランスＴの二次側も、例えば二次巻線Ｎsと共振コンデンサＣ３を直列に接続した電流共振回路によって、絶縁コンバータトランスＴの二次巻線Ｎsからの電流を正弦波状の共振電流にするように構成してもよい。
【００３３】
以上、本発明の複合電圧共振型スイッチング電源装置について前記実施例に基づき説明してきたが、本発明は前記実施例に限定されるものではなく、種々の変形実施が可能である。例えば、前記実施例においては、主スイッチング素子Ｑ１としてＭＯＳ型ＦＥＴを利用したが、他に絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）や、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）などの各種半導体スインチング素子を利用してもよい。
【００３４】
【発明の効果】
本発明の請求項１記載の複合共振型スイッチング電源装置によれば、絶縁コンバータトランスの二次側整流部による損失を低減し、効率の向上を図ることができる。
【００３５】
また、本発明の請求項２記載の複合共振型スイッチング電源装置によれば、主スイッチング素子のオフ期間において、この主スイッチング素子の電圧ストレスを低減できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す複合共振型スイッチング電源装置の回路図である。
【図２】同上各部の波形図である。
【図３】従来の複合電圧共振型スイッチング電源装置の回路図である。
【符号の説明】
１，２電圧共振回路（共振回路）
21 アクティブクランプ回路
Ｑ１主スイッチング素子
Ｑ３整流スイッチング素子
Ｔ絶縁コンバータトランス

Claims

主スイッチング素子のスイッチングにより絶縁コンバータトランスの一次巻線に直流入力電圧を断続的に印加し、この絶縁コンバータトランスの二次巻線に誘起された交番電圧を整流平滑して所望の直流出力電圧を得ると共に、前記絶縁コンバータトランスの一次側と二次側にそれぞれ共振回路を有する複合共振型スイッチング電源装置において、
前記絶縁コンバータトランスの二次側にある整流素子として、前記主スイッチング素子に同期してオン・オフする整流スイッチング素子と、
前記主スイッチング素子への駆動電圧が立ち上がってから第１の所定時間後に前記整流スイッチングへの駆動電圧を立ち上がらせ、前記主スイッチング素子への駆動電圧が立ち下がってから第２の所定時間後に前記整流スイッチング素子への駆動電圧を立ち下がらせる遅延回路が設けられた駆動回路と、を備えたことを特徴とする複合共振型スイッチング電源装置。
前記主スイッチング素子のオフ期間に、この主スイッチング素子の両端間電圧を一定に保つアクティブクランプ回路を備えたことを特徴とする請求項１記載の複合共振型スイッチング電源装置。