JP2002199719A

JP2002199719A - 複合共振型スイッチング電源装置

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Publication number: JP2002199719A
Application number: JP2000395836A
Authority: JP
Inventors: Masahiro Koike; 昌宏小池
Original assignee: TDK Lambda Corp
Current assignee: TDK Lambda Corp
Priority date: 2000-12-26
Filing date: 2000-12-26
Publication date: 2002-07-12
Anticipated expiration: 2020-12-26
Also published as: JP4683364B2

Abstract

(57)【要約】【課題】絶縁コンバータトランスの二次側整流部によ
る損失を低減し、効率の向上を図る。【解決手段】絶縁コンバータトランスＴの一次側にあ
る電圧共振回路１により、主スイッチング素子Ｑ１の両
端間電圧を正弦波状のパルス波形にし、主スイッチング
素子Ｑ１のＺＶＳを行なう。また、絶縁コンバータトラ
ンスＴの二次側にある電圧共振回路２により、絶縁コン
バータトランスＴの二次巻線Ｎsに得られる交番電圧を
正弦波状の共振電圧にする。絶縁コンバータトランスＴ
の二次側整流部を構成する整流素子として、整流スイッ
チング素子Ｑ３を用いることで、出力電圧Ｖoutが低く
ても二次側整流部の効率はさほど低下しない。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、絶縁コンバータト
ランスの一次側と二次側にそれぞれ電圧共振回路または
電流共振回路を有する複合共振型スイッチング電源装置
に関する。

【０００２】

【発明が解決しようとする課題】従来、スイッチング素
子のスイッチングにより絶縁コンバータトランスの一次
巻線に直流入力電圧を断続的に印加し、この絶縁コンバ
ータトランスの二次巻線に誘起された交番電圧を整流平
滑して所望の直流出力電圧を得るスイッチング電源装置
においては、スイッチング素子がオフの期間にこのスイ
ッチング素子の両端間に加わる電圧を電圧共振回路によ
って正弦波状にし、スイッチング素子のターンオンおよ
びターンオフ時における損失やサージを低減する電圧共
振型スイッチング電源装置が知られている。また近年
は、絶縁コンバータトランスの一次側のみならず二次側
にも電圧共振回路を設けて、最大負荷電力の増加を図る
と共に、スイッチング素子の周波数と導通角を同時に制
御して、出力電圧の安定化を図る複合電圧共振型スイッ
チング電源装置も提案されている。

【０００３】図３は、従来の複合電圧共振型スイッチン
グ電源装置における回路図の一例を示したもので、ここ
では、１石のスイッチング素子Ｑ１を備えた他励式の構
成を有している。同図において、Ｅは直流入力電圧Ｖin
を供給する直流電源、Ｔは一次側と二次側とを絶縁する
絶縁コンバータトランス、Ｑ１は例えばＭＯＳ型ＦＥＴ
からなる第１のスイッチング素子で、絶縁コンバータト
ランスＴの一次側は、直流電源Ｅの両端間にトランスＴ
の一次巻線Ｎpとスイッチング素子Ｑ１の直列回路を接
続したシングルエンデット型のコンバータで構成され
る。また、スイッチング素子Ｑ１の両端すなわちドレイ
ン・ソース間には、一次側共振コンデンサＣ１とダイオ
ードＤ１が並列に接続される。この共振コンデンサＣ１
はスイッチング素子Ｑ１に内蔵する寄生キャパシタンス
であり、またダイオードＤ１はスイッチング素子Ｑ１に
内蔵するボディダイオードであるが、外付けのコンデン
サ素子やダイオード素子を用いてもよい。また、絶縁コ
ンバータトランスＴの一次側には、前記共振コンデンサ
Ｃ１と共に一次側電圧共振回路１を構成する一次側共振
インダクタンスＬ１が、一次巻線Ｎpの一端に接続され
る。この共振インダクタンスＬ１は、絶縁コンバータト
ランスＴのリーケージインダクタンスを利用している
が、外付けのインダクタンス素子を利用してもよい。そ
して、絶縁コンバータトランスＴの一次側では、スイッ
チング素子Ｑ１のスイッチングにより一次巻線Ｎpに入
力電圧Ｖinが断続的に印加されると共に、スイッチング
素子Ｑ１のオフ時には、前記電圧共振回路１の作用によ
って、共振コンデンサＣ１ひいてはスイッチング素子Ｑ
１の両端間電圧を正弦波状のパルス波形にし、電圧共振
としての動作を得るようにしている。

【０００４】絶縁コンバータトランスＴは、スイッチン
グ素子Ｑ１のスイッチング出力を二次側に伝送するため
のもので、絶縁コンバータトランスＴの二次巻線Ｎsに
は、一次巻線Ｎpとの巻数比に応じた交番電圧が誘起さ
れる。また、この二次巻線Ｎsには、二次側共振インダ
クタンスＬ３と二次側共振コンデンサＣ３との直列回路
が、二次側電圧共振回路２として並列に接続され、この
電圧共振回路２によって、絶縁コンバータトランスＴの
二次巻線Ｎsに得られる交番電圧を共振電圧にし、電圧
共振としての動作を得るようにしている。なお、この場
合の共振インダクタンスＬ３は、絶縁コンバータトラン
スＴのリーケージインダクタンスを利用しているが、外
付けのインダクタンス素子を利用してもよい。共振コン
デンサＣ３の両端間には、整流ダイオードＤ５と平滑コ
ンデンサＣ４とからなる半波整流平滑回路３が接続さ
れ、前記共振電圧がこの半波整流平滑回路３により整流
平滑されることで、平滑コンデンサＣ４の両端間に接続
した出力端子＋Ｖｏ，−Ｖｏひいては負荷ＲＬに所望の
直流出力電圧Ｖoutを得るようにしている。

【０００５】一方、この出力電圧Ｖoutの安定化を図る
ための帰還ループとして、出力電圧検出回路５と、信号
伝送手段として一次側と二次側とを絶縁するフォトカプ
ラ６と、スイッチング素子Ｑ１の動作を制御する制御回
路７がそれぞれ設けられる。出力電圧検出回路５は、出
力電圧Ｖoutを検出するもので、例えば出力電圧Ｖoutを
分圧する抵抗と、この抵抗の接続点から出力する出力電
圧Ｖoutの検出電圧と基準電圧とを比較する誤差増幅器
またはシャントレギュレータなどから構成され、検出電
圧と基準電圧との誤差結果を、フォトカプラ６を介して
後述する制御回路７のオン時間制御回路14に、出力電圧
Ｖoutの誤差増幅信号として出力するようにしている。
また制御回路７は、発振回路12と、この発振回路12から
のパルス波形を駆動信号としてスイッチング素子Ｑ１に
出力する駆動回路11とを備えており、発振回路12は、主
スイッチング素子Ｑ１のオフ時間を一定にする手段とし
て、主スイッチング素子Ｑ１の両端間がゼロボルトにな
ったか否かを検出するゼロボルト検出回路13を備えると
共に、主スイッチング素子Ｑ１のオン時間を出力電圧Ｖ
outの誤差増幅信号に応じて可変するオン時間制御回路1
4を備えている。これにより、出力電圧Ｖoutの変動に伴
なってスイッチング素子Ｑ１のゲートに供給するパルス
駆動信号のオン時間が所定の範囲で変化すると共に、こ
のパルス駆動信号のオフ時間はゼロボルト検出回路13に
より固定され、結果的にスイッチング素子Ｑ１のスイッ
チング周波数が可変制御される。これにより、広い制御
範囲において出力電圧Ｖoutの定電圧化が図られる上
に、最大負荷電力の増大を図ることができる。

【０００６】こうした複合電圧共振型スイッチング電源
装置は、出力電圧Ｖoutが比較的高い高出力電圧に適し
ている。すなわち、上記図３の回路構成において、絶縁
コンバータトランスＴの二次側整流部の効率ηsは、半
波整流平滑回路３に整流ダイオードＤ５がある関係で、
次の数１のようにあらわせる。

【０００７】

【数１】

【０００８】但し、Ｖoutは負荷ＲＬの両端間に生じる
出力電圧、Ｉoutは二次巻線Ｎsから負荷ＲＬに流れる負
荷電流、ＶFは整流ダイオードＤ５の順方向電圧降下で
ある。

【０００９】上記数１の分母および分子を、Ｖout×Ｉo
utで割って整理すると、次の数２のようになる。

【００１０】

【数２】

【００１１】この場合、出力電圧Ｖoutが高ければ高い
程、絶縁コンバータトランスＴの二次側整流部の効率η
sは理想的な１に近付くが、出力電圧Ｖoutが低くなる
程、整流ダイオードＤ５の順方向電圧降下による影響が
無視できなくなって、効率ηsが大きく低下する。した
がって、この種の複合電圧共振型スイッチング電源装置
においては、出力電圧Ｖoutを例えばＤＣ２ＶやＤＣ
３．３Ｖなどに低電圧化しようとする際に、整流ダイオ
ードＤ５の損失による効率ηsの低下が懸念されてい
た。

【００１２】本発明は、上記の課題に着目して成された
ものであって、絶縁コンバータトランスの二次側整流部
による損失を低減し、効率の向上を図った複合電圧共振
型スイッチング電源装置を提供することを目的とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明の請求項１記載の
複合共振型スイッチング電源装置は、主スイッチング素
子のスイッチングにより絶縁コンバータトランスの一次
巻線に直流入力電圧を断続的に印加し、この絶縁コンバ
ータトランスの二次巻線に誘起された交番電圧を整流平
滑して所望の直流出力電圧を得ると共に、前記絶縁コン
バータトランスの一次側と二次側にそれぞれ共振回路を
有する複合電圧共振型スイッチング電源装置において、
前記絶縁コンバータトランスの二次側にある整流素子と
して、前記主スイッチング素子に同期してオン・オフす
る整流スイッチング素子を備えたものである。

【００１４】絶縁コンバータトランスの一次側にある共
振回路により、主スイッチング素子を流れる電流または
両端間電圧を正弦波状のパルス波形にし、主スイッチン
グ素子のソフトスイッチングを行なう。また、絶縁コン
バータトランスの二次側にある別の共振回路によって、
絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧
または二次巻線からの電流を正弦波状の共振電圧または
共振電流にする。その際、絶縁コンバータトランスの二
次側整流部を構成する整流素子として、ダイオード素子
ではなく整流スイッチング素子を用いているので、出力
電圧の低い複合共振型スイッチング電源装置であって
も、二次側整流部の効率はさほど低下しない。よって、
従来に比べて絶縁コンバータトランスの二次側整流部に
よる損失を低減し、効率の向上を図ることが可能にな
る。

【００１５】本発明の請求項２記載の複合共振型スイッ
チング電源装置は、前記請求項１において、前記主スイ
ッチング素子のオフ期間中に、この主スイッチング素子
の両端間電圧を一定に保つアクティブクランプ回路を備
えたことを特徴とする。

【００１６】この場合、主スイッチング素子のオフ期間
には、アクティブクランプ回路により主スイッチング素
子の両端間電圧が一定に保たれる。したがって、主スイ
ッチング素子のオフ期間において、この主スイッチング
素子の電圧ストレスを低減することが可能になる。

【００１７】

【発明の実施形態】以下、本発明の複合共振型スイッチ
ング電源装置について添付図面を参照して説明する。な
お、前記従来例における図３と同一部分には同一符号を
付し、その共通する箇所の説明は重複するため省略す
る。装置の回路構成を示す図１において、絶縁コンバー
タトランスＴの一次側は、共振インダクタンスＬ１，一
次巻線Ｎp1およびＭＯＳ型ＦＥＴからなる主スイッチン
グ素子Ｑ１との直列回路が、直流電源Ｅの両端間に接続
されると共に、共振インダクタンスＬ１と一次巻線Ｎp1
との直列回路の両端間には、ＭＯＳ型ＦＥＴからなる補
助スイッチング素子Ｑ２とコンデンサＣ５との直列回路
で構成されるアクティブクランプ回路21が接続される。
また絶縁コンバータトランスＴは、入力電圧Ｖinが断続
的に印加される一次巻線Ｎp1とは別に、補助スイッチン
グ素子Ｑ２のゲートに駆動電圧を供給する駆動巻線とし
ての一次巻線Ｎp2が別に設けられる。これにより、主ス
イッチング素子Ｑ１と補助スイッチング素子Ｑ２は、双
方がオフになるデッドタイムを有しながら、交互にオン
・オフを繰り返すようになる。本実施例では、こうした
動作を一次巻線Ｎp2により行なわせているが、例えば駆
動回路11から出力されるパルス駆動信号を適当なデッド
タイムを持たせて反転させ、この反転した駆動信号を補
助スイッチング素子Ｑ２に供給するように構成してもよ
い。

【００１８】前記補助スイッチング素子Ｑ２の両端すな
わちドレイン・ソース間には、コンデンサＣ２とダイオ
ードＤ２が並列に接続される。このコンデンサＣ２はス
イッチング素子Ｑ２に内蔵する寄生キャパシタンスであ
り、またダイオードＤ２はスイッチング素子Ｑ２に内蔵
するボディダイオードであるが、外付けのコンデンサ素
子やダイオード素子を用いてもよい。また、電圧クラン
プ用のコンデンサＣ５は、主スイッチング素子Ｑ１の両
端間に並列接続される共振コンデンサＣ１よりも静電容
量の大きなものが選定される。なお、アクティブクラン
プ回路21をスイッチング素子Ｑ１の両端間に接続しても
よい。

【００１９】一方、絶縁コンバータトランスＴの二次側
は、前述の整流ダイオードＤ５に代わって、ＭＯＳ型Ｆ
ＥＴからなる整流スイッチング素子Ｑ３が半波整流平滑
回路３を構成する整流素子として設けられる。この整流
スイッチング素子Ｑ３は、内蔵するボディダイオードと
してのダイオードＤ３が、ドレイン・ソース間に接続さ
れる。また、整流スイッチング素子Ｑ３を適切なタイミ
ングでオンさせるために、前記主スイッチング素子Ｑ１
のゲートへの駆動信号が立ち上がってから第１の所定時
間後に整流スイッチング素子Ｑ３のゲートへの駆動電圧
を立ち上がらせ、主スイッチング素子Ｑ１のゲートへの
駆動信号が立ち下がってから第２の所定時間後に整流ス
イッチング素子Ｑ３のゲートへの駆動電圧を立ち下がら
せる遅延回路22が、前記駆動回路11に設けられる。なお
23は、トランスＴの一次側にある制御回路７と、トラン
スＴの二次側にある整流スイッチング素子Ｑ３との間の
信号伝送路を絶縁する絶縁素子である。その他の構成
は、図３に示す従来例と同じである。

【００２０】次に、上記構成について、その作用を図２
の波形図を参照して説明する。なお、この図２におい
て、最上段は主スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流Ｉ
Q1の波形であり、以下、主スイッチング素子Ｑ１のドレ
イン・ソース間電圧Ｖds1、共振コンデンサＣ３の両端
間電圧ＶC3、整流スイッチング素子Ｑ３を流れる電流
（但し、ダイオードＤ３を流れる分も加味する）ＩQ3、
主スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Ｖgs
1、整流スイッチング素子Ｑ３のゲート・ソース間電圧
Ｖgs3の各波形を示している。

【００２１】主スイッチング素子Ｑ１は前述したよう
に、出力電圧Ｖoutの変動に伴なってスイッチング素子
Ｑ１のゲートに供給するパルス駆動信号のオン時間が所
定の範囲で変化すると共に、このパルス駆動信号のオフ
時間はゼロボルト検出回路13により固定され、結果的に
スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が可変制御
される。これにより、広い制御範囲において出力電圧Ｖ
outの定電圧化を図ることができると共に、最大負荷電
力の増大を図ることができる。

【００２２】この主スイッチング素子Ｑ１の一連の動作
において、図２に示すように、主スイッチング素子Ｑ１
のゲートに供給する駆動信号（ゲート・ソース間電圧Ｖ
gs1）がＨ（高）レベルからＬ（低）レベルに切り換わ
る区間になると、主スイッチング素子Ｑ１および補助
スイッチング素子Ｑ２がいずれもオフ状態になるデッド
タイムに移行する。この区間では、絶縁コンバータト
ランスＴの一次巻線Ｎp1と共振インダクタンスＬ１が、
それまで主スイッチング素子Ｑ１を通して流れていた電
流の連続性を維持するために、共振コンデンサＣ１に共
振電流を流し、共振コンデンサＣ１は充電する一方で、
コンデンサＣ２，Ｃ５は放電する。これにより、共振イ
ンダクタンスＬ１と共振コンデンサＣ１との間で電圧共
振を生じ、主スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース
間電圧Ｖds1はゼロから正弦波状に緩やかに立ち上が
る。またこの共振時には、主スイッチング素子Ｑ１のド
レイン電流ＩQ1はゼロであり、主スイッチング素子Ｑ１
のターンオフ時のゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）が達
成される。

【００２３】やがて、主スイッチング素子Ｑ１のドレイ
ン・ソース間電圧Ｖds1が、入力電圧Ｖinとコンデンサ
Ｃ５の両端間電圧を合計した値を越えると、ダイオード
Ｄ２がオンして、共振インダクタンスＬ１および一次巻
線Ｎp1からの慣性電流の殆どが、ダイオードＤ２を介し
てコンデンサＣ５に流れ込む。このとき、コンデンサＣ
５の静電容量をコンデンサＣ１の静電容量よりも十分大
きく設定すれば、主スイッチング素子Ｑ１のドレイン・
ソース間電圧Ｖds1は略一定値にクランプされ、主スイ
ッチング素子Ｑ１に対する電圧ストレスが軽減される。

【００２４】そして、次の区間において、一次巻線Ｎ
p2の非ドット側巻線に発生する電圧が所定レベルを越え
ると、補助スイッチング素子Ｑ２がターンオンするが、
そのタイミングはダイオードＤ２がオンした後、前記慣
性電流がゼロになるまでの間であればよい。

【００２５】またその間、整流スイッチング素子Ｑ３を
通してコンデンサＣ４や負荷ＲＬへの電流ＩQ3は、主ス
イッチング素子Ｑ１をオフした時点から徐々に低下する
が、この電流ＩQ3がゼロになる前に、制御回路７が整流
スイッチング素子Ｑ３をターンオフするため、代わって
ダイオードＤ３を通じて電流ＩQ3が流れ始める。整流ス
イッチング素子Ｑ３がターンオフするタイミングは、遅
延回路22により主スイッチング素子Ｑ１をターンオフし
てから第２の所定時間Ｔ２を経過した後となるが、この
所定時間Ｔ２の設定は、前記共振コンデンサＣ１と共振
インダクタンスＬ１の各定数で決まる共振周波数に依存
する。

【００２６】やがて、共振インダクタンスＬ１や一次巻
線Ｎp1の全エネルギーがコンデンサＣ５に移り、これら
の共振インダクタンスＬ１や一次巻線Ｎp1からの慣性電
流がゼロになると、絶縁コンバータトランスＴの二次側
においても、ダイオードＤ３を流れる電流ＩQ3がゼロに
なり、ダイオードＤ３およびスイッチング素子Ｑ３が共
にオフ状態となる区間に移行する。この区間におい
ては、コンデンサＣ４に蓄えられた電荷により、負荷Ｒ
Ｌに出力電流Ｉoutが供給される。また、絶縁コンバー
タトランスＴの二次側では、電圧共振回路２を構成する
共振インダクタンスＬ３と共振コンデンサＣ３による電
圧共振が生じ、コンデンサＣ３の両端間電圧ＶC3は正弦
波状の電圧共振パルス波形となる。

【００２７】その後、主スイッチング素子Ｑ１がオンす
る前に、補助スイッチング素子Ｑ２を適当なタイミング
でオフさせると、区間に移行する。ここでは、共振イ
ンダクタンスＬ１や一次巻線Ｎp1が、それまで流れてい
た電流の連続性を維持するために、直流電源Ｅを介して
共振コンデンサＣ１に共振電流を流す。これにより、共
振インダクタンスＬ１と共振コンデンサＣ１との間で再
度電圧共振が生じ、主スイッチング素子Ｑ１のドレイン
・ソース間電圧Ｖds1は正弦波状に低下する。これに伴
ない、主スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電
圧Ｖds1が入力電圧Ｖinよりも低くなると、絶縁インバ
ータトランスＴの一次巻線Ｎp1はドット側端子に正極性
の電圧が印加され、他の一次巻線Ｎp2や二次巻線Ｎs，
Ｎs2のドット側端子も、それまでとは逆に正極性の電圧
が誘起されるようになる。そして、共振コンデンサＣ１
の電荷の放出が終了すると、今度はダイオードＤ１がオ
ンするため、主スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソー
ス間電圧Ｖds1はゼロボルトに保たれる。なお、この区
間の時点では、絶縁コンバータトランスＴの二次側に
おいて、電圧共振回路２による電圧共振が継続してい
る。

【００２８】前記ダイオードＤ１がオンした状態で、駆
動回路11からの駆動信号により主スイッチング素子Ｑ１
をオンすると、区間に移行するが、この時点では主ス
イッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1が
ゼロボルトに保たれているので、ターンオフ時と同様に
ターンオン時においても主スイッチング素子Ｑ１のゼロ
電圧スイッチング（ＺＶＳ）が達成される。共振インダ
クタンスＬ１や一次巻線Ｎp1にエネルギーが蓄えられて
いる間は、主スイッチング素子Ｑ１を通して逆向きの電
流ＩQ1が流れるが、やがて全てのエネルギーが直流電源
Ｅ側に戻ると、今度は直流電源Ｅから共振インダクタン
スＬ１，一次巻線Ｎp1，および主スイッチング素子Ｑ１
を通して電流が流れる。また、区間においても、絶縁
コンバータトランスＴの二次側において、電圧共振回路
２による電圧共振が継続している。

【００２９】やがて、制御回路７を構成する遅延回路22
は、駆動回路11が主スイッチング素子Ｑ１をターンオン
させた後に、第１の所定時間Ｔ１を経過した時点で整流
スイッチング素子Ｑ３をターンオンさせる（区間）。
この所定時間Ｔ１の設定は、前記共振コンデンサＣ３と
共振インダクタンスＬ３の各定数で決まる共振周波数に
依存する。整流スイッチング素子Ｑ３がターンオンする
前に、前記電圧共振回路２による電圧共振で、コンデン
サＣ３の両端間電圧ＶC3が出力電圧Ｖoutを越えた時点
で、ダイオードＤ３がオンし、このダイオードＤ３を介
して平滑コンデンサＣ４や負荷ＲＬに電力供給のための
電流ＩQ3が流れ始める。そして、整流スイッチング素子
Ｑ３がターンオンすると、今度は整流スイッチング素子
Ｑ３を通して電流ＩQ3が流れ、コンデンサＣ３の両端間
電圧ＶC3は出力電圧Ｖoutと同じ値になる。その際、整
流スイッチング素子Ｑ３の飽和電圧を、従来の整流ダイ
オードＤ５の順方向電圧降下ＶFよりも低くなるように
選択すれば、特に出力電圧Voutが低く負荷電流Ioutの大
きい低出力大電流の複合電圧共振型スイッチング電源装
置において、従来の整流ダイオードＤ５を通じての電力
供給に比べて、絶縁コンバータトランスＴの二次側整流
部における損失を低減でき、効率の向上を図ることがで
きる。その後、主スイッチング素子Ｑ１がターンオフす
ると、区間に戻って上述の動作を繰り返す。

【００３０】以上のように本実施例によれば、主スイッ
チング素子Ｑ１のスイッチングにより絶縁コンバータト
ランスＴの一次巻線Ｎp1に直流入力電圧を断続的に印加
し、この絶縁コンバータトランスＴの二次巻線Ｎsに誘
起された交番電圧を整流平滑して所望の直流出力電圧Ｖ
outを得ると共に、絶縁コンバータトランスＴの一次側
と二次側にそれぞれ電圧共振回路１，２を有する複合共
振型スイッチング電源装置において、絶縁コンバータト
ランスＴの二次側にある整流素子として、前記主スイッ
チング素子Ｑ１に同期してオン・オフする整流スイッチ
ング素子Ｑ３を備えている。

【００３１】この場合、絶縁コンバータトランスＴの一
次側にある電圧共振回路１により、主スイッチング素子
Ｑ１の両端間電圧を正弦波状のパルス波形にし、主スイ
ッチング素子Ｑ１のソフトスイッチングを行なう。ま
た、絶縁コンバータトランスＴの二次側にある別の電圧
共振回路２によって、絶縁コンバータトランスＴの二次
巻線Ｎsに得られる交番電圧を正弦波状の共振電圧にす
る。その際、絶縁コンバータトランスＴの二次側整流部
を構成する整流素子として、ダイオード素子ではなく整
流スイッチング素子Ｑ３を用いているので、出力電圧Ｖ
outの低い複合電圧共振型スイッチング電源装置であっ
ても、二次側整流部の効率ηsはさほど低下しない。よ
って、従来に比べて絶縁コンバータトランスＴの二次側
整流部による損失を低減し、効率の向上を図ることが可
能になる。

【００３２】また本実施例では、補助スイッチング素子
Ｑ２とコンデンサＣ５との直列回路により構成され、主
スイッチング素子Ｑ１のオフ期間に補助スイッチング素
子Ｑ２をオンにして、この主スイッチング素子Ｑ１の両
端間電圧すなわちドレイン・ソース間電圧Ｖds1をコン
デンサＣ５の充放電により一定に保つアクティブクラン
プ回路21を備えている。

【００３３】この場合、主スイッチング素子Ｑ１のオフ
期間には、アクティブクランプ回路21により主スイッチ
ング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖds1が一定に
保たれる。したがって、主スイッチング素子Ｑ１のオフ
期間において、この主スイッチング素子Ｑ１の電圧スト
レスを低減できる。

【００３４】なお、本実施例では、絶縁コンバータトラ
ンスＴの二次側整流平滑回路として、整流スイッチング
素子Ｑ３と平滑ダイオードＣ４とからなる半波整流平滑
回路３を設けたが、一対の整流スイッチング素子と平滑
ダイオードとからなる全波整流平滑回路を設けてもよ
い。また、絶縁コンバータトランスＴの一次側回路とし
ては、実施例におけるシングルエンデッド型コンバータ
に電圧共振回路１を備えたものの他に、ハーフブリッジ
型やフルブリッジ型コンバータに電流共振回路を備えた
ものでもよい。この場合、共振電流が主スイッチング素
子Ｑ１のオン時間中に発生するため、このオン時間を一
定にする手段を制御回路７に設ける必要があるが、電流
共振回路により主スイッチング素子を流れる電流が正弦
波状のパルス波形になって、同様に主スイッチング素子
のソフトスイッチングが達成される。また、絶縁コンバ
ータトランスＴの二次側も、例えば二次巻線Ｎsと共振
コンデンサＣ３を直列に接続した電流共振回路によっ
て、絶縁コンバータトランスＴの二次巻線Ｎsからの電
流を正弦波状の共振電流にするように構成してもよい。

【００３５】以上、本発明の複合電圧共振型スイッチン
グ電源装置について前記実施例に基づき説明してきた
が、本発明は前記実施例に限定されるものではなく、種
々の変形実施が可能である。例えば、前記実施例におい
ては、主スイッチング素子Ｑ１としてＭＯＳ型ＦＥＴを
利用したが、他に絶縁ゲートバイポーラトランジスタ
（ＩＧＢＴ）や、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪ
Ｔ）などの各種半導体スインチング素子を利用してもよ
い。

【００３６】

【発明の効果】本発明の請求項１記載の複合共振型スイ
ッチング電源装置によれば、絶縁コンバータトランスの
二次側整流部による損失を低減し、効率の向上を図るこ
とができる。

【００３７】また、本発明の請求項２記載の複合共振型
スイッチング電源装置によれば、主スイッチング素子の
オフ期間において、この主スイッチング素子の電圧スト
レスを低減できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す複合共振型スイッチン
グ電源装置の回路図である。

【図２】同上各部の波形図である。

【図３】従来の複合電圧共振型スイッチング電源装置の
回路図である。

【符号の説明】

１，２電圧共振回路（共振回路） 21 アクティブクランプ回路Ｑ１主スイッチング素子Ｑ３整流スイッチング素子Ｔ絶縁コンバータトランス

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】主スイッチング素子のスイッチングによ
り絶縁コンバータトランスの一次巻線に直流入力電圧を
断続的に印加し、この絶縁コンバータトランスの二次巻
線に誘起された交番電圧を整流平滑して所望の直流出力
電圧を得ると共に、前記絶縁コンバータトランスの一次
側と二次側にそれぞれ共振回路を有する複合共振型スイ
ッチング電源装置において、前記絶縁コンバータトラン
スの二次側にある整流素子として、前記主スイッチング
素子に同期してオン・オフする整流スイッチング素子を
備えたことを特徴とする複合共振型スイッチング電源装
置。
【請求項２】前記主スイッチング素子のオフ期間に、
この主スイッチング素子の両端間電圧を一定に保つアク
ティブクランプ回路を備えたことを特徴とする請求項１
記載の複合共振型スイッチング電源装置。