JP2001224170A - スイッチング電源回路 - Google Patents

スイッチング電源回路

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JP2001224170A
JP2001224170A JP2000038060A JP2000038060A JP2001224170A JP 2001224170 A JP2001224170 A JP 2001224170A JP 2000038060 A JP2000038060 A JP 2000038060A JP 2000038060 A JP2000038060 A JP 2000038060A JP 2001224170 A JP2001224170 A JP 2001224170A
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Masayuki Yasumura
昌之 安村
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Sony Corp
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 電力変換効率の向上、及び回路の小型軽量化 【解決手段】 一次側に電圧共振形コンバータを備え、
二次側には並列共振回路を備える複合共振形スイッチン
グコンバータの構成に対して、その一次側にアクティブ
クランプ回路を設けることで一次側並列共振コンデンサ
の両端に生じる並列共振電圧パルスをクランプし、その
レベルを抑制する。これによって、電源回路に備えられ
るスイッチング素子、及び一次側並列共振コンデンサ等
の各素子の耐圧について低耐圧品を選定することができ
る。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることがわかってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。
【０００３】図４の回路図は、先に本出願人が提案した
発明に基づいて構成することのできる、先行技術として
のスイッチング電源回路の一例を示している。この図に
示す電源回路においては、先ず、商用交流電源（交流入
力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流
平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデ
ンサＣｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力電
圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生
成するようにされる。
【０００４】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１
石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングル
エンド方式によるスイッチング動作を行う電圧共振形コ
ンバータが備えられる。ここでの電圧共振形コンバータ
は他励式の構成を採っており、スイッチング素子Ｑ1に
は例えばＭＯＳ−ＦＥＴが使用される。スイッチング素
子Ｑ1のドレインは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ1を介して平滑コンデンサＣｉの正極と接続
され、ソースは一次側アースに接続される。
【０００５】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−
ソース間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に
接続される。この並列共振コンデンサＣｒのキャパシタ
ンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1
に得られるリーケージインダクタンスとによって一次側
並列共振回路を形成するものとされている。そして、ス
イッチング素子Ｑ1のスイッチング動作に応じて、この
並列共振回路による共振動作が得られるようにされるこ
とで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として
は電圧共振形となる。
【０００６】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−
ソース間に対しては、いわゆるボディダイオードによる
クランプダイオードＤDが並列に接続されていること
で、スイッチング素子がオフとなる期間に流れるクラン
プ電流の経路を形成する。さらにこの場合は、スイッチ
ング素子Ｑ1のドレインが、次に説明するスイッチング
駆動部１０Ｂ内の発振回路４１に対して接続されてい
る。この発振回路４１に対して入力されるドレインの出
力は、後述するようにしてスイッチング周波数制御時に
おけるスイッチングのオン期間を可変制御するために利
用される。
【０００７】上記スイッチング素子Ｑ1は、発振回路４
１及びドライブ回路４２を統合的に備えるスイッチング
駆動部１０Ｂによって、そのスイッチング駆動されると
共に、定電圧制御のためにスイッチング周波数が可変制
御される。なお、この場合のスイッチング駆動部１０Ｂ
は、例えば１つの集積回路（ＩＣ）として備えられる。
また、このスイッチング駆動部１０Ｂは、起動抵抗Ｒｓ
を介して整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続されており、
例えば電源起動時において、上記起動抵抗Ｒｓを介して
電源電圧が印加されることで起動するようにされてい
る。
【０００８】スイッチング駆動部１０Ｂ内の発振回路４
１では、発振動作を行って発振信号を生成して出力す
る。そして、ドライブ回路４２においてはこの発振信号
をドライブ電圧に変換してスイッチング素子Ｑ1のゲー
トに対して出力する。これにより、スイッチング素子Ｑ
1は、発振回路４１にて生成される発振信号に基づいた
スイッチング動作を行うようにされる。従って、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング周波数、及び１スイッチ
ング周期内のオン／オフ期間のデューティは、発振回路
４にて生成される発振信号に依存して決定される。
【０００９】ここで、上記発振回路４１では、後述する
ようにしてフォトカプラ２を介して入力される二次側直
流出力電圧ＥOのレベルに基づいて発振信号周波数（ス
イッチング周波数ｆｓ）を可変する動作を行うようにさ
れている。また、このスイッチング周波数ｆｓを可変す
ると同時に、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴO
FFは一定とした上で、スイッチング素子Ｑ1がオンとな
る期間ＴON（導通角）が可変されるように、発振信号波
形の制御を行うようにされている。この発振回路４２の
動作により、後述するようにし二次側直流出力電圧ＥO
についての安定化が図られる。
【００１０】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送する 絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図８に示すように、
例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互
いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備
えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボビ
ンＢを利用して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ
分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚に対し
ては図のようにギャップＧを形成するようにしている。
これによって、所要の結合係数による疎結合が得られる
ようにしている。ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ
２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形
成することが出来る。また、結合係数ｋとしては、例え
ばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るようにしてお
り、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。
【００１１】上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の巻終わり端部は、図６に示すようにスイッチ
ング素子Ｑ1のドレインと接続され、巻始め端部は平滑
コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続され
ている。従って、一次巻線Ｎ1に対しては、スイッチン
グ素子Ｑ1のスイッチング出力が供給されることで、ス
イッチング周波数に対応する周期の交番電圧が発生す
る。
【００１２】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。
【００１３】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共
振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように
一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作す
る構成のスイッチングコンバータについては、「複合共
振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。
【００１４】上記ようにして形成される電源回路の二次
側に対しては、ブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデン
サＣOから成る整流平滑回路を備えることで二次側直流
出力電圧ＥOを得るようにしている。つまり、この構成
では二次側においてブリッジ整流回路ＤBRによって全波
整流動作を得ている。この場合、ブリッジ整流回路ＤBR
は二次側並列共振回路から供給される共振電圧を入力す
ることで、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧とほぼ等
倍レベルに対応する二次側直流出力電圧ＥOを生成す
る。また、二次側直流出力電圧ＥOは、フォトカプラ３
０を介することで一次側と二次側を直流的に絶縁した状
態で、一次側のスイッチング駆動部１０Ｂ内の発振回路
４１に対して入力されるようにもなっている。
【００１５】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側の動作としては、一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2の
極性（巻方向）と整流ダイオードＤO（ＤO1，ＤO2）の
接続関係と、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の極性
変化によって、一次巻線Ｎ1のインダクタンスＬ1と二次
巻線Ｎ2のインダクタンスＬ2との相互インダクタンスＭ
について、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる場合とがある。
例えば、図９（ａ）に示す回路と等価となる場合に相互
インダクタンスは＋Ｍとなり、図９（ｂ）に示す回路と
等価となる場合に相互インダクタンスは−Ｍとなる。こ
れを、図６に示す二次側の動作に対応させてみると、二
次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が正極性のときにブリッ
ジ整流回路ＤBRに整流電流が流れる動作は＋Ｍの動作モ
ード（フォワード動作）と見ることができ、また逆に二
次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が負極性のときにブリッ
ジ整流ダイオードＤBRに整流電流が流れる動作は−Ｍの
動作モード（フライバック動作）であると見ることがで
きる。二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が正／負となる
ごとに、相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍのモードで動
作することになる。
【００１６】このような構成では、一次側並列共振回路
と二次側並列共振回路の作用によって増加された電力が
負荷側に供給され、それだけ負荷側に供給される電力も
増加して、最大負荷電力の増加率も向上する。これは、
先に図８にて説明したように、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴに対してギャップＧを形成して所要の結合係数に
よる疎結合としたことによって、更に飽和状態となりに
くい状態を得たことで実現されるものである。例えば、
絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧが設
けられない場合には、フライバック動作時において絶縁
コンバータトランスＰＩＴが飽和状態となって動作が異
常となる可能性が高く、上述した全波整流動作が適正に
行われるのを望むのは難しい。
【００１７】また、この図６に示す回路における安定化
動作は次のようになる。一次側のスイッチング駆動部１
０Ｂ内の発振回路４１に対しては、前述したように、フ
ォトカプラ３０を介して二次側直流出力電圧ＥOが入力
される。そして、発振回路４１においては、この入力さ
れた二次側直流出力電圧ＥOのレベル変化に応じて、発
振信号の周波数を可変して出力するようにされる。これ
は即ち、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を
可変する動作となるが、これにより、一次側電圧共振形
コンバータと絶縁コンバータトランスＰＩＴとの共振イ
ンピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側に伝送されるエネルギーも変化することにな
る。この結果、二次側直流出力電圧ＥOとしては、所要
のレベルで一定となるように制御されることになる。即
ち、電源の安定化が図られる。
【００１８】また、この図６に示す電源回路において
は、発振回路４１においてスイッチング周波数を可変す
るのにあたり、先にも述べたように、スイッチング素子
Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFは一定とされたうえで、オン
となる期間ＴONを可変制御するようにされる。つまり、
この電源回路では、定電圧制御動作として、スイッチン
グ周波数を可変制御するように動作することで、スイッ
チング出力に対する共振インピーダンス制御を行い、こ
れと同時に、スイッチング周期におけるスイッチング素
子の導通角制御（ＰＷＭ制御）も行うようにされている
ものである。そして、この複合的な制御動作を１組の制
御回路系によって実現している。なお、本明細書では、
このような複合的な制御を「複合制御方式」ともいう。
【００１９】また、図７に、本出願人が提案した内容に
基づいて構成される電源回路としての他の例を示す。な
お、この図において図６と同一部分には同一符号を付し
て説明を省略する。図７に示す電源回路の一次側には、
１石のスイッチング素子Ｑ1によりシングルエンド動作
を行う電圧共振形コンバータ回路として、自励式の構成
が示される。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高
耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トラン
ジスタ）が採用されている。
【００２０】スイッチング素子Ｑ1のベースは、ベース
電流制限抵抗ＲB−起動抵抗ＲSを介して平滑コンデンサ
Ｃｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側に接続されて、起動
時のベース電流を整流平滑ラインから得るようにしてい
る。また、スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側アー
ス間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース電
流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動用
の直列共振回路が接続される。また、スイッチング素子
Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アー
ス）間に挿入されるクランプダイオードＤDにより、ス
イッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経
路を形成するようにされており、また、スイッチング素
子Ｑ1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ1の一端と接続され、エミッタは接地され
る。
【００２１】また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。そしてこの場合にも、並列共振
コンデンサＣｒ自身のキャパシタンスと、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダ
クタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並
列共振回路を形成する。
【００２２】この図に示す直交形制御トランスＰＲＴ
は、共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線
ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形
制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動す
ると共に、定電圧制御のために設けられる。この直交形
制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略する
が、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互
いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成
する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対
して、同じ巻回方向に共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線
ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻
線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装して
構成される。
【００２３】この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共
振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1との間に直
列に挿入されることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッ
チング出力は、一次巻線Ｎ1を介して共振電流検出巻線
ＮDに伝達される。直交形制御トランスＰＲＴにおいて
は、共振電流検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力
がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起されること
で、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交番電圧が
発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形
成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベース電流制限抵
抗ＲBを介して、ドライブ電流としてスイッチング素子
Ｑ1のベースに出力される。これにより、スイッチング
素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波数により決定され
るスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことに
なる。そして、そのコレクタに得られるとされるスイッ
チング出力を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ1に伝達するようにされている。
【００２４】また、この図７に示す回路に備えられる絶
縁コンバータトランスＰＩＴとしても、先に図８により
説明したのと同様の構造を有するものとされていること
で、一次側と二次側は疎結合の状態が得られるようにさ
れている。
【００２５】そして図７に示す回路の絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの二次側においても、二次巻線Ｎ2に対し
て二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されるこ
とで、二次側並列共振回路が形成されており、従って、
この電源回路としても複合共振形スイッチングコンバー
タとしての構成を得ている。
【００２６】また、この電源回路の二次側では、二次巻
線Ｎ2に対して１本のダイオードＤOと平滑コンデンサＣ
Oから成る半波整流回路が備えられていることで、フォ
ワード動作のみの半波整流動作によって二次側直流出力
電圧ＥOを得るようにされている。この場合、二次側直
流出力電圧ＥOは制御回路１に対しても分岐して入力さ
れ、制御回路１においては、直流出力電圧ＥOを検出電
圧として利用するようにしている。
【００２７】制御回路１では、二次側の直流出力電圧レ
ベルＥOの変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流
（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トラ
ンスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンス
ＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダ
クタンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1の
ための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が
変化する。これは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチン
グ周波数を可変する動作となり、この動作によって二次
側の直流出力電圧を安定化する。また、このような直交
形制御トランスＰＲＴを備えた定電圧制御の構成にあっ
ても、一次側のスイッチングコンバータが電圧共振形と
されていることで、スイッチング周波数の可変制御と同
時にスイッチング周期におけるスイッチング素子の導通
角制御（ＰＷＭ制御）も行う、複合制御方式としての動
作が行われる。
【００２８】図１０は、上記図６及び図７に示した電源
回路における一次側電圧共振形コンバータの動作を示す
波形図である。図１０（ａ）（ｂ）（ｃ）は、それぞれ
交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで、最大負荷電力Ｐｏmax
＝２００Ｗ時の動作を示し、図１０（ｄ）（ｅ）（ｆ）
は、それぞれ交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで、最小負荷
電力Ｐｏmin＝０Ｗとされる無負荷時の動作を示してい
る。
【００２９】スイッチング素子Ｑ1がスイッチング動作
を行うと、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF
においては、一次側並列共振回路の共振動作が得られ
る。これによって、並列共振コンデンサＣｒの両端に得
られる並列共振電圧Ｖ1としては、、図１０（ａ）
（ｄ）に示すようにして、期間ＴOFFにおいて正弦波状
の共振パルスが現れる波形となる。また、期間ＴOFFに
おいて並列共振動作が得られることで、並列共振コンデ
ンサＣｒに流れる並列共振電流Ｉｃｒとしては、図１０
（ｃ）（ｆ）に示すようにして、この期間ＴOFFにおい
て、略正弦波状によって正方向から負の方向に遷移する
ようにして流れることになる。
【００３０】ここで、図１０（ａ）と図１０（ｄ）を比
較して分かるように、負荷電力Ｐｏが小さくなるのに従
ってスイッチング周波数ｆｓは高くなるように制御され
ており、また、期間ＴOFFを一定として、スイッチング
素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONについて可変を行うこと
でスイッチング周波数ｆｓ（スイッチング周期）を可変
するようにされている。即ち、前述した複合制御方式と
しての動作が示されているものである。また、図６及び
図７に示される電圧共振形コンバータの構成では、上記
並列共振電圧Ｖ1のレベルは負荷電力変動に対応して変
化し、例えば、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時には
５５０Ｖｐとなり、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時に
は、３００Ｖｐとなる。即ち、負荷電力が重くなるのに
従って、並列共振電圧Ｖ1は上昇する傾向を有する。
【００３１】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン又
はコレクタに流れるスイッチング出力電流ＩQ1は、図１
０（ｂ）（ｅ）に示すようにして、期間ＴOFFには０レ
ベルで、期間ＴONにおいて図示する波形によって流れ
る。このスイッチング出力電流ＩQ1のレベルもまた、負
荷電力Ｐｏが重くなるのに応じて高くなる傾向を有して
おり、例えばこの図によれば、最大負荷電力Ｐｏmax＝
２００Ｗ時には３．８Ａとなり、最小負荷電力Ｐｏmin
＝０Ｗ時には、１Ａとなる。
【００３２】また、図６及び図７に示した電源回路の特
性として、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時におけ
る、交流入力電圧ＶACに対するスイッチング周波数ｆ
ｓ、スイッチング周期内の期間ＴOFFと期間ＴON、及び
並列共振電圧Ｖ1の変動特性を、図１１に示す。
【００３３】図１１に示されるように、先ず、スイッチ
ング周波数ｆｓとしては、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜
１４０Ｖの変動範囲に対してｆｓ＝１１０ＫＨｚ〜１４
０ＫＨｚ程度の範囲で変化することが示されている。こ
れは即ち、直流入力電圧変動に応じて二次側直流出力電
圧ＥOの変動を安定化する動作が行われることを示して
いる。交流入力電圧ＶACの変動に対しては、この交流入
力電圧ＶACのレベルが高くなるのに応じてスイッチング
周波数を上昇させるように制御を行うようにされてい
る。
【００３４】そして、１スイッチング周期内における期
間ＴOFFと期間ＴONについてであるが、期間ＴOFFはスイ
ッチング周波数ｆｓに対して一定であり、期間ＴONがス
イッチング周波数ｆｓの上昇に応じて二次曲線的に低く
なっていくようにされており、スイッチング周波数制御
として複合制御方式の動作となっていることがここでも
示される。
【００３５】また、並列共振電圧Ｖ1も、商用交流電源
ＶACの変動に応じて変化するものとされ、図示するよう
に、交流入力電圧ＶACが高くなるのに応じてそのレベル
が上昇するように変動する。
【００３６】
【発明が解決しようとする課題】例えば図６及び図７に
示したように、複合制御方式により二次側直流出力電圧
を安定化する構成を採る電源回路では、上記図１０
（ａ）（ｂ）及び図１１にも示されるように、並列共振
電圧Ｖ1のピークレベルは、負荷条件及び交流入力電圧
ＶACの変動に応じて変化する。そして、特に最大負荷電
力に近い重負荷の状態で、例えば１００Ｖ系の商用交流
電源ＡＣとしての交流入力電圧ＶACのレベルが１４０Ｖ
にまで上昇したとされる場合には、図１１に示したよう
にして、並列共振電圧Ｖ1は最大で７００Ｖｐにまで上
昇する。
【００３７】このために、並列共振電圧Ｖ1が印加され
る並列共振コンデンサＣｒ及びスイッチング素子Ｑ1に
ついては、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系に対応する場合
には８００Ｖの耐圧品を選定し、また、商用交流電源Ａ
Ｃ２００Ｖ系に対応する場合には１２００Ｖの耐圧品を
選定する必要があることになる。これにより、並列共振
コンデンサＣｒ及びスイッチング素子Ｑ1としては共に
大型となり、またコストも高くなる。
【００３８】また、スイッチング素子としては、これを
高耐圧な構造とするほどその特性は低下するという特質
を有している。このため、上記のようにしてスイッチン
グ素子Ｑ1について高耐圧のものを選定することで、ス
イッチング動作による電力損失は増加して電力変換効率
の低下を招くことにもなる。
【００３９】さらに、複合制御方式により二次側直流出
力電圧を安定化する構成を採る場合、二次側の負荷が短
絡するという異常が発生したときには、スイッチング周
波数は低くするように制御系が動作することになる。ス
イッチング周波数が低くなる状態では、図１０に示した
波形図からも分かるように、スイッチング素子がオンと
なる期間ＴONが長くなり、従って例えばスイッチング素
子Ｑ1や並列共振コンデンサＣｒにかかる電圧（Ｖ1）や
電流（ＩQ1,Ｉｃｒ）のレベルが上昇することになる。
このため、負荷短絡発生時の対策として、このときに生
じる高レベルの電圧や電流を制限してスイッチング素子
を保護するための過電流保護回路や過電圧保護回路を設
ける必要があることになる。これら過電流保護回路や過
電圧保護回路を設けることによっても、回路の小型化及
び低コスト化の促進が妨げられるものである。
【００４０】
【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のよう
に構成する。つまり、入力された直流入力電圧を断続し
て出力するためのメインスイッチング素子を備えて形成
されるスイッチング手段と、このスイッチング手段の動
作を電圧共振形とする一次側並列共振回路が形成される
ようにして備えられる一次側並列共振コンデンサと、一
次側と二次側とについて疎結合とされる所要の結合係数
が得られるようにギャップが形成され、一次側に得られ
る上記スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁
コンバータトランスと、この絶縁コンバータトランスの
二次巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接
続することで形成される二次側並列共振回路と、絶縁コ
ンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力
して整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を得るよ
うに構成される直流出力電圧生成手段を備える。そし
て、所定の一定スイッチング周波数のもとで、二次側直
流出力電圧のレベルに応じて、スイッチング周期内のオ
ン／オフ期間の比を可変するようにしてメインスイッチ
ング素子をスイッチング駆動することで定電圧制御を行
うようにされるスイッチング駆動手段と、メインスイッ
チング素子のオン／オフ期間に応じて可変される所定の
オン／オフ期間を有するようにしてスイッチングを行う
補助スイッチング素子を備えることで、メインスイッチ
ング素子がオフとなる期間において一次側並列共振コン
デンサの両端に発生する一次側並列共振電圧をクランプ
するように設けられるアクティブクランプ手段を設ける
ものである。
【００４１】上記構成によれば、一次側においては電圧
共振形コンバータを形成するための一次側並列共振回路
を備え、二次側には、二次巻線及び二次側並列共振コン
デンサとにより形成される二次側並列共振回路とが備え
られた、いわゆる複合共振形スイッチングコンバータの
構成が得られる。この構成を基として、定電圧制御とし
ては、スイッチング周波数は一定で、そのオン／オフ期
間のデューティ比を可変制御することで行うようにされ
る。そして一次側においては、メイン用のスイッチング
素子のオフ時に発生する並列共振電圧をクランプするた
めのアクティブクランプ手段が備えられることで、この
並列共振電圧レベルを抑制するようにされる。
【００４２】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の形態とし
てのスイッチング電源回路の構成を示している。なお、
この図において図６及び図７と同一部分には同一符号を
付して説明を省略する。また、この図１に示す電源回路
も複合共振形スイッチングコンバータとしての構成を採
り、従ってこの場合にも先に図８に示した構造の絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴを備えているものとされる。こ
れについては、後述する他の実施の形態としての電源回
路についても同様とされる。
【００４３】図１に示す電源回路の一次側の全体構成と
しては、先ず、メインとなるメイン用スイッチング素子
Ｑ1を備え、基本的にはシングルエンド方式としてのス
イッチング動作を他励式により行う電圧共振形コンバー
タが設けられる。また、これに加えて、後述するように
して、並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共
振電圧Ｖ1をクランプするためのアクティブクランプ回
路２０が備えられる。このアクティブクランプ回路２０
には、補助スイッチング素子Ｑ2が備えられる。そし
て、上記メイン用スイッチング素子Ｑ1及び補助スイッ
チング素子Ｑ2のそれぞれについてスイッチング駆動す
るためのスイッチング駆動部１０が備えられる。なお、
この場合、メイン用スイッチング素子Ｑ1及び補助スイ
ッチング素子Ｑ2には、共にＭＯＳ−ＦＥＴが使用され
る。
【００４４】この場合、アクティブクランプ回路２０
は、補助スイッチング素子Ｑ2，クランプコンデンサＣC
L，クランプダイオードＤD2を備えて形成される。補助
スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては
クランプダイオードＤD2が並列に接続される。ここで
は、クランプダイオードＤD2のアノードがソースに対し
て接続され、カソードがドレインに対して接続される。
また、補助スイッチング素子Ｑ2のドレインはクランプ
コンデンサＣCLの一方の端子と接続されて、その他方の
端子は、整流平滑電圧Ｅｉのラインと一次巻線Ｎ1の巻
始め端部との接続点に対して接続される。また、補助ス
イッチング素子Ｑ2のソースは一次巻線Ｎ1の巻終わり端
部に対して接続される。つまり、本実施の形態のアクテ
ィブクランプ回路２０としては、上記補助スイッチング
素子Ｑ2／／クランプダイオードＤD2の並列接続回路に
対して、クランプコンデンサＣCLを直列に接続して成る
ものとされる。そして、このようにして形成される回路
を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対し
て並列に接続して構成されるものである。
【００４５】本実施の形態としてのスイッチング駆動部
１０は、図示するように、発振回路１１，第１ＰＷＭ制
御回路１２Ａ、第２ＰＷＭ制御回路１２Ｂ、第１ドライ
ブ回路１３、シフト回路１４、第２ドライブ回路１５を
備えてなる。
【００４６】発振回路１１は、この場合には例えば１０
０ＫＨｚで固定の発振信号を生成し、第１ＰＷＭ制御回
路１２Ａと第２ＰＷＭ制御回路１２Ｂに対して分岐して
出力する。
【００４７】第１ＰＷＭ制御回路１２Ａ及び第２ＰＷＭ
制御回路１２Ｂは、それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2
に対応して設けられるものとされ、上記発振回路１１に
て生成された発振信号が入力されると共に、フォトカプ
ラ３０を介して二次側直流出力電圧ＥOが制御入力とし
て入力される。そして、これら第１ＰＷＭ制御回路１２
Ａ及び第２ＰＷＭ制御回路１２Ｂでは、制御入力として
入力された二次側直流出力電圧ＥOのレベルに応じて、
発振回路１１から入力された発振信号に対するＰＷＭ制
御を施す。つまり、１００ＫＨｚに対応する１周期内に
おける、波形のデューティーを可変するものである。こ
の波形のデューティーは、即ち、スイッチング周期にお
けるオン期間とオフ期間を決定することになる。メイン
用スイッチング素子Ｑ1と補助スイッチング素子Ｑ2とで
は、後述するようにして同一のスイッチング周波数で同
期してスイッチングを行うが、スイッチング周期内にお
けるオン／オフタイミングは互いに異なるようにされ
る。このために、第１ＰＷＭ制御回路１２Ａとしては、
メイン用スイッチング素子Ｑ1に対応してのスイッチン
グ周期におけるオン期間とオフ期間を設定するためのＰ
ＷＭ制御が行われるように構成され、第２ＰＷＭ制御回
路１２Ｂとしては、補助スイッチング素子Ｑ2について
のオン期間とオフ期間を設定するためのＰＷＭ制御を行
うように構成されることになる。
【００４８】上記第１ＰＷＭ制御回路１２Ａの出力信号
は、第１ドライブ回路に対して供給される。第１ドライ
ブ回路１３では、ＰＷＭ制御回路１２から入力された信
号を電圧信号に変換して、ＭＯＳ−ＦＥＴであるメイン
用スイッチング素子Ｑ1を駆動するためのスイッチング
駆動信号を生成し、メイン用スイッチング素子Ｑ1のゲ
ート端子に印加する。このスイッチング駆動信号に応じ
て、メイン用スイッチング素子Ｑ1はスイッチング動作
を行うことになる。
【００４９】また、第２ＰＷＭ制御回路１２Ｂの出力信
号は、レベルシフト回路１４に対して供給される。レベ
ルシフト回路１４では、入力された信号について所定の
レベルシフト処理を行うことで、最終的に補助スイッチ
ング素子Ｑ2のオン／オフタイミングに対応した波形の
信号を得る。そして、この信号を第２ドライブ回路１５
に対して供給する。第２ドライブ回路１５では、入力さ
れた信号を電圧変換して補助スイッチング素子Ｑ2のた
めのスイッチング駆動信号を生成し、ＭＯＳ−ＦＥＴで
ある補助スイッチング素子Ｑ2のゲート端子に対して印
加する。これにより、補助スイッチング素子Ｑ2が所要
のオン／オフタイミングで以てスイッチング動作を行う
ようにされる。なお、上記構成による本実施の形態のス
イッチング駆動部１０としては、１つのＩＣとして構成
されるものとされる。
【００５０】図２の波形図は、上記図１に示した回路の
動作として、主として一次側のスイッチング動作を示し
ている。つまり、アクティブクランプ回路２０が設けら
れた電圧共振形コンバータとしての動作が示されている
ものである。この図２に示される動作は、図１に示す回
路についてＡＣ１００Ｖ系に対応する構成とした場合に
得られるもので、図２（ａ）〜（ｈ）には、交流入力電
圧ＶAC＝１００Ｖ、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗと
される条件での各部の動作が示され、図２（ｉ）〜
（ｐ）には、それぞれ図２（ａ）〜（ｈ）に示したのと
同様の各部位についての、交流入力電圧ＶAC＝１００
Ｖ、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時の動作が示される。
【００５１】ここで、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最
大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時に対応する図２（ａ）
〜（ｈ）の波形を参照して、本実施の形態としての一次
側のスイッチング動作について説明を行うこととする。
この図では、メイン用スイッチング素子Ｑ1，補助スイ
ッチング素子Ｑ2の各ゲートに対して印加されるスイッ
チング駆動信号は、それぞれ図２（ｂ）（ｅ）に示すゲ
ート電圧ＶG1，ＶG2が相当する。ゲート電圧ＶG1，ＶG2
は、この最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時において
は、それぞれ図２（ｂ）（ｅ）に示すようにして、その
オン／オフ期間が設定されている。例えば、第１ＰＷＭ
制御回路１２Ａでは、図２（ｂ）に示すゲート電圧ＶG1
の期間ＴON1が二次側直流出力電圧ＥOレベルに応じて連
続的に可変されるという動作が得られるようにＰＷＭ制
御を行う。また、第２ＰＷＭ制御回路１２Ｂ−レベルシ
フト回路１４の系では、図２（ｅ）に示すゲート電圧Ｖ
G2の期間ＴON2が二次側直流出力電圧ＥOレベルに応じて
連続的に可変されるという動作が得られるようにＰＷＭ
制御を行うことになる。
【００５２】ここで図２においては、１スイッチング周
期内の動作モードについて、モード〜までの５段階
の動作モードが示される。ゲート電圧ＶG1によってメイ
ン用スイッチング素子Ｑ1がオンとなるように制御され
るのは、図２（ｃ）に示すスイッチング出力電流ＩQ1が
流れる期間ｔon2においてであり、この期間ｔon2におい
てはモードとしての動作が得られる。なお、補助スイ
ッチング素子Ｑ2は、この期間ｔon2においては０レベル
のゲート電圧ＶG2によってオフ状態にあるように制御さ
れる。
【００５３】モード（期間ｔon2）においては、絶縁
コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得られるリ
ーケージインダクタンスＬ1を介して上記スイッチング
出力電流ＩQ1が流れる動作が得られる。このときのスイ
ッチング出力電流ＩQ1としては、図２（ｃ）の期間ｔon
2に示すように、負の方向から正の方向に反転する波形
となる。ここで、スイッチング出力電流ＩQ1が負の方向
に流れる期間は、直前の期間ｔｄ２の終了を以て並列共
振コンデンサＣｒにおける放電が終了することでクラン
プダイオードＤD1が導通し、クランプダイオードＤD1→
一次巻線Ｎ1を介してスイッチング出力電流ＩQ1を流す
ことで、電源側に電力を回生するモードとなる。そし
て、スイッチング出力電流ＩQ1（図２（ｃ））が負の方
向から正の方向に反転するタイミングにおいては、図２
（ｂ）に示すゲート電圧ＶG1がＨレベルに立ち上がるよ
うに制御されていることで、このタイミングで、メイン
用スイッチング素子Ｑ1は、ＺＶＳ(Zero Volt Switchin
g)及びＺＣＳ(Zero Current Switching)によりターンオ
ンする。
【００５４】そして、次の期間ｔｄ１においては、モー
ドとしての動作となる。この期間では、メイン用スイ
ッチング素子Ｑ1がターンオフすることで、一次巻線Ｎ1
に流れていた電流は、並列共振コンデンサＣｒに流れる
ことになる。これにより、図２（ｄ）の電流Ｉｃｒとし
ては、図示するように正極性によりパルス的に現れる波
形を示す。これは部分共振モードとしての動作とされ
る。また、このときには、メイン用スイッチング素子Ｑ
1に対して並列に並列共振コンデンサＣｒが接続されて
いることで、メイン用スイッチング素子Ｑ1はＺＶＳに
よりターンオフされるものである。
【００５５】続いては、補助スイッチング素子Ｑ2がオ
ン状態となるように制御されると共に、メイン用スイッ
チング素子Ｑ1がオフ状態にあるように制御される期間
となり、これは、図２（ｅ）に示すゲート電圧ＶG2がＨ
レベルとなる期間ＴON2に相当する。この期間ＴON2は、
アクティブクランプ回路の動作期間であり、先ずモード
としての動作を行った後にモードとしての動作を行
うようにされる。
【００５６】先のモードの動作では、一次巻線Ｎ1か
ら流れる電流Ｉｃｒによって並列共振コンデンサＣｒへ
の充電が行われるが、これによりモードの動作として
は、一次巻線Ｎ1に得られている電圧が、図２（ｈ）に
示されているクランプコンデンサＣCLの両端電圧ＶCLの
初期時（期間ＴON2開始時）電圧レベルに対して同電位
もしくはそれ以上となる。これにより、補助スイッチン
グ素子Ｑ2に並列接続されるクランプダイオードＤD2の
導通条件が満たされて導通することで、クランプダイオ
ードＤD2→クランプコンデンサＣCLの経路で電流が流れ
るようにされ、クランプ電流ＩQ2としては、図２（ｇ）
の期間ＴON2開始時以降において、負方向から時間経過
に従って０レベルに近づく鋸歯状波形が得られることに
なる。ここで、クランプコンデンサＣCLのキャパシタン
スは並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスの２５倍
以上となるように選定されている。このため、このモー
ドとしての動作によっては、大部分の電流がクランプ
電流ＩQ2としてクランプコンデンサＣCLに対して流れる
ようにされ、並列共振コンデンサＣｒに対してはほとん
ど流れない。これにより、この期間ＴON2時にメイン用
スイッチング素子Ｑ1にかかる並列共振電圧Ｖ1の傾きは
緩やかとなるようにされ、結果的には図２（ａ）に示す
ようにして、２７０Ｖｐにまで抑制されてその導通角は
広がることになる。即ち、並列共振電圧Ｖ1に対するク
ランプ動作が得られる。これに対して、例えば図２
（ａ）において破線により示す先行技術としての回路
（図６及び図７の回路）において得られる並列共振電圧
Ｖ1は、５５０Ｖｐのレベルを有するパルス波形とされ
ていたものである。
【００５７】そして、期間ＴON2において上記モード
が終了すると引き続いてモードとしての動作に移行す
る。このモード開始時は、図２（ｇ）に示すクランプ
電流ＩQ2が負の方向から正方向に反転するタイミングと
される。このタイミングでは、図２（ｅ）に示すように
Ｈレベルのゲート電圧ＶG2が出力されている状態にある
ことから、補助スイッチング素子Ｑ2は、このクランプ
電流ＩQ2が負の方向から正方向に反転するタイミング
で、ＺＶＳ及びＺＣＳによりターンオンする。このよう
にして補助スイッチング素子Ｑ2がオンとなる状態で
は、このときに得られる一次側並列共振回路の共振作用
によって、補助スイッチング素子Ｑ2に対しては、一次
巻線Ｎ1→クランプコンデンサＣCLを介して、正方向に
増加していくクランプ電流ＩQ2が図２（ｇ）に示すよう
にして流れる。
【００５８】上記モードの動作は、期間ＴON2におけ
るＨレベルのゲート電圧ＶG2がＬレベルに立ち下がるタ
イミングを以て終了するようにされ、続いては、期間ｔ
ｄ２におけるモードとしての動作に移行する。モード
では、並列共振コンデンサＣｒが一次巻線Ｎ1に対し
て電流Ｉｃｒを流すようにして放電を行う動作が得られ
る。つまり部分共振動作が得られる。このときにメイン
用スイッチング素子Ｑ1にかかる並列共振電圧Ｖ1は、上
述もしたように並列共振コンデンサＣｒのキャパシタン
スが小さいことに因って、その傾きが大きいものとな
り、図２（ａ）に示すようにして、急速に０レベルに向
かって下降するようにして立ち下がっていく。そして、
補助スイッチング素子Ｑ2は、上記モードが終了して
モードが開始されるタイミングでターンオフを開始す
るが、このときには、上記したようにして並列共振電圧
Ｖ1が或る傾きを有して立ち下がることで、ＺＶＳによ
るターンオフ動作となる。また、補助スイッチング素子
Ｑ2がターンオフすることによって発生する電圧は、上
記したようにして並列共振コンデンサＣｒが放電を行う
ことで、急峻には立ち上がらないようにされる。この動
作は、例えば図２（ｆ）のスイッチング出力電圧Ｖ2と
して示されるように、期間ｔｄ２（モード時）を以
て、或る傾きを有して０レベルからピークレベルに遷移
する波形として示されている。なお、このスイッチング
出力電圧Ｖ2としては、補助スイッチング素子Ｑ2がオフ
とされる期間ＴOFF2において２４０Ｖｐを有すると共
に、この期間ＴOFF2の開始期間である期間ｔｄ１（モー
ド時）を以て２４０Ｖｐから０レベルに遷移し、終了
期間である期間ｔｄ２（モード時）を以て、上述のよ
うに０レベルから２４０Ｖｐに遷移する波形となる。そ
して、以降は、１スイッチング周期ごとにモード〜
の動作が繰り返される。
【００５９】図２（ｉ）〜図２（ｐ）には、上記図２
（ａ）〜（ｈ）に示した各部の波形として、交流入力電
圧ＶAC＝１００Ｖ、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時の動
作が示されているのであるが、上述したモード〜の
動作としては同様となることで、このときにも、並列共
振電圧Ｖ1としては、先行技術として図６及び図７に示
した電源回路の場合が３００Ｖｐとなるのに対して、本
実施の形態では、図２（ｉ）に示すようにして１５０Ｖ
ｐにまで抑制される。
【００６０】また、図２（ｂ）（ｅ）に示すゲート電圧
ＶG1，ＶG2と、図２（ｊ）（ｍ）に示すゲート電圧ＶG
1，ＶG2とを比較して分かるように、本実施の形態にお
いては、スイッチング周波数ｆｓは例えば１００ＫＨｚ
で固定とされた上で、メイン用スイッチング素子Ｑ1、
補助スイッチング素子Ｑ2をオン駆動するための期間ＴO
N1，ＴON2としてのＨレベルの波形部分を可変制御する
ようにしている。ここでは、重負荷の状態から軽負荷の
状態となるのに従って、メイン用スイッチング素子Ｑ1
側では期間ＴON1を短くすることでオフ期間が長くなる
ように制御し、逆に補助スイッチング素子Ｑ2側では、
期間ＴON2を長くすることでオン期間が長くなるように
制御される。例えば実際には、メイン用スイッチング素
子Ｑ1側については、 ＴON1／（ＴON1＋ＴOFF1）＝０．５〜１ で表されるデューティ比となるようにＰＷＭ制御が行わ
れるようにされている。また、補助スイッチング素子Ｑ
2についても、 ＴON2／（ＴON2＋ＴOFF2）＝０．５〜１ で表されるデューティ比となるようにＰＷＭ制御が行わ
れるようにされている。
【００６１】上記図２による説明から分かるように、図
１に示す回路では、メイン用スイッチング素子Ｑ1のオ
フ時に発生するとされる並列共振電圧Ｖ1に対するクラ
ンプが行われて、そのレベルが抑制されることになる。
そして、例えば最大負荷条件のもとでＡＣ１００Ｖ系と
してＶAC＝１４４Ｖ程度までに上昇したとしても、並列
共振電圧Ｖ1は４００Ｖ未満に抑えられる。また、ＡＣ
２００Ｖ系の場合でも、並列共振電圧Ｖ1のピークレベ
ルの最大値としては、８００Ｖ未満で抑制することが可
能になる。従って、図１に示す回路としては、メイン用
スイッチング素子Ｑ1について、ＡＶ１００Ｖ系に対応
する場合には４００Ｖの耐圧品を選定し、また、ＡＣ２
００Ｖ系に対応する場合には、８００Ｖの耐圧品を選定
すればよいことになる。つまり、図６及び図７に示した
回路の場合よりも定耐圧品を選定することができる。ま
た、補助スイッチング素子Ｑ2についても同様の耐圧品
を選定すればよい。
【００６２】これにより、図１に示す回路としては、図
６及び図７に示す回路よりもスイッチング素子の特性が
向上する。例えばスイッチング素子がＭＯＳ−ＦＥＴと
される場合には、オン抵抗が低下するものである。そし
てこれにより電力変換効率の向上が図られる。例えば実
際としては、図６及び図７に示す回路の電力変換効率が
９２％であるのに対して、図１に示す回路では９３％と
なり、結果的には約２．３Ｗの電力損失の低減が図られ
る。
【００６３】また、スイッチング素子について低耐圧品
が選定されることで、スイッチング素子の小型化も図ら
れることになる。例えば図６及び図７に示す回路に使用
されるスイッチング素子は、１０００Ｖ以上の耐圧品が
必要となることから、そのパッケージのサイズが比較的
大型となるのに対して、図１に示す回路における各スイ
ッチング素子Ｑ1，Ｑ2としては、より小さなパッケージ
品を使用することが可能になるものである。また、並列
共振電圧Ｖ1のレベルが抑制されることで、図１に示す
回路では、並列共振コンデンサＣｒについても、図６及
び図７の回路の場合より低耐圧品を採用することが可能
になり、従って、並列共振コンデンサＣｒの小型化も図
られる。
【００６４】参考のために、上記図２に示した実験結果
を得た際の、図１に示した電源回路における要部の素子
についての選定値を示しておく。 並列共振コンデンサＣｒ＝６８００ｐＦ クランプコンデンサＣCL＝０．２２μＦ 一次巻線Ｎ1＝３５Ｔ （図６及び図７に示す回路では、Ｎ1＝４５Ｔ程度とさ
れる）
【００６５】また、図１に示した電源回路の負荷短絡時
における要部の動作波形を、図３に示す。これまでの説
明から分かるように、本実施の形態ではスイッチング周
波数ｆｓを一定として、オン／オフ期間のデューティ比
を可変するようにされる。即ち、スイッチング周波数制
御による定電圧化は行われない。
【００６６】そして、本実施の形態において負荷短絡状
態となったときには、図３（ａ）（ｂ）の並列共振電圧
Ｖ1及びスイッチング出力電流IQ1からも分かるように、
メイン用スイッチング素子Ｑ1のオン／オフ期間のデュ
ーティ比はほぼ５０％となるように制御され、これと共
に、図３（ｃ）（ｄ）に示されるように、補助スイッチ
ング素子Ｑ2のオン／オフ期間のデューティ比もほぼ５
０％となるように制御されることになる。これにより、
本実施の形態では負荷短絡時においても、先に図２によ
り説明したのと同様のＺＶＳ及びＺＣＳが安定的に実行
され、並列共振電圧Ｖ1＝２８０Ｖｐ、スイッチング出
力電流ＩQ1＝５．０Ａｐ、スイッチング出力電圧Ｖ2＝
２５０Ｖｐ、クランプ電流ＩQ2＝５．０Ａ程度までの上
昇に抑えられる。従って、例えば負荷短絡時に対応する
過電流保護回路及び過電圧保護回路等を設ける必要はな
くなるものである。
【００６７】図４は、本実施の形態のスイッチング電源
回路としての他の例を示している。なお、この図におい
て図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略す
る。この図に示す電源回路にあっては、メイン用スイッ
チング素子Ｑ1、及び補助スイッチング素子Ｑ2とについ
てＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）が採
用されている点が、図１に示した回路と異なる。そして
このような構成であっても、先に図２及び図３により説
明したのと同様の動作が得られる。例えば図４に示す回
路では、スイッチング素子であるＩＧＢＴについて低耐
圧のものを選定することが可能になるのであるが、ＩＧ
ＢＴのスイッチング特性としては、例えば飽和電圧やタ
ーンオフ時のテール電流等が低減することになる。そし
てこのような特性の向上によって電力損失の低減が図ら
れる。なお、この図に示す電源回路の二次側において
は、二次巻線Ｎ2に対して、１組の整流ダイオードＤO1
と平滑コンデンサＣOを図のようにして接続することで
半波整流回路を形成し、この半波整流回路によって二次
側直流出力電圧ＥOを得るようにしている。
【００６８】図５は、本実施の形態のスイッチング電源
回路としての他の例を示している。この図に示す電源回
路においては、メイン用スイッチング素子Ｑ1、及び補
助スイッチング素子Ｑ2とについて、ＢＪＴ（バイポー
ラトランジスタ）を採用した上で、これらメイン用スイ
ッチング素子Ｑ1及び補助スイッチング素子Ｑ2を他励式
により駆動する構成が示されている。
【００６９】この場合、スイッチング駆動部１０Ａにお
いては、発振回路１１から出力される発振信号を第１Ｐ
ＷＭ制御回路１２Ａ及び第２ＰＷＭ制御回路１２Ｂに対
して分岐して出力するようにされる。なお、この図に示
すスイッチング駆動部１０Ａについても１つのＩＣとし
て構成される。第１ＰＷＭ制御回路１２Ａでは、二次側
直流出力電圧ＥOの変動に応じて、発振信号についてＰ
ＷＭ制御を行うことで、図２に示したゲート電圧ＶG1の
オン／オフタイミングに対応する波形の信号を得る。ま
た、第２ＰＷＭ制御回路１２Ｂ−レベルシフト回路１４
から成る回路系では、二次側直流出力電圧ＥOの変動に
応じて発振信号についてＰＷＭ制御を行うと共に、所要
のレベルシフト処理を施すことで、図２に示したゲート
電圧ＶG2のオン／オフタイミングに対応する波形の信号
を得る。第１ＰＷＭ制御回路１２Ａの出力はスイッチン
グ素子Ｑ4のベースに供給され、レベルシフト回路１４
の出力はスイッチング素子Ｑ3のベースに供給される。
【００７０】この場合には、ＢＪＴを他励式により駆動
するために、そのドライブ回路として、メインとなるス
イッチング素子（Ｑ1，Ｑ2）の前段に対して、ドライブ
用スイッチング素子（Ｑ3，Ｑ4）と、このドライブ用ス
イッチング素子の出力をメインのスイッチング素子（Ｑ
1，Ｑ2）に対して伝達するコンバータドライブトラン
（ＣＤＴ−１，ＣＤＴ−２）が備えられる。
【００７１】先ず、メイン用スイッチング素子Ｑ1側に
備えられるドライブ回路としては、ドライブ用スイッチ
ング素子Ｑ3のコレクタをコンバータドライブトランス
ＣＤＴ−１の一次巻線Ｎ1Aの巻終わり端部に接続し、エ
ミッタを一次側アースに接地する。また、コレクタ−エ
ミッタ間に対してはコンデンサＣ3−抵抗Ｒ3から成る直
列接続回路を並列に挿入することでノイズを吸収する。
【００７２】コンバータドライブトランスＣＤＴ−１に
は、一次側に一次巻線Ｎ1Aが巻装され、二次側には駆動
巻線ＮB1が巻装される。これら一次巻線Ｎ1A及び駆動巻
線ＮB1には、互いに逆極性の電圧が得られる巻き方向に
より巻装されてい。一次巻線Ｎ1Aの巻終わり端部は、上
記のようにしてドライブ用スイッチング素子Ｑ3のコレ
クタと接続され、巻始め端部はコンデンサＣｉAの正極
端子に対して接続される。コンデンサＣｉAは、抵抗Ｒ2
を介して整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続されており、
このコンデンサＣｉAの両端には抵抗Ｒ2により整流平滑
電圧Ｅｉを降下させた所定レベルの直流電圧が得られ
る。この直流電圧がドライブ用スイッチング素子Ｑ3、
及び後述するドライブ用スイッチング素子Ｑ4の動作電
源として利用される。コンバータドライブトランスＣＤ
Ｔ−１の駆動巻線ＮB1は、その巻終わりがメイン用スイ
ッチング素子Ｑ1のベースに接続され、巻始め端部が一
次側アースに接続されている。
【００７３】ここで、ドライブ用スイッチング素子Ｑ3
のベースに対して第１ＰＷＭ回路１２Ａから出力される
駆動信号としての電流が供給されると、ドライブ用スイ
ッチング素子Ｑ3は、この駆動信号に応じてスイッチン
グ動作を行い、このスイッチング出力をコンバータドラ
イブトランスＣＤＴ−１の一次巻線Ｎ1Aに対して伝達す
る。これにより一次巻線Ｎ1Aには交番電圧が得られ、駆
動巻線ＮB1においては交番電圧が励起される。そして、
駆動巻線ＮB1に得られた交番電圧により生じる交番電流
がメイン用スイッチング素子Ｑ1のベースに対して駆動
電流として供給される。これにより、メイン用スイッチ
ング素子Ｑ1はスイッチング動作を行うことになる。メ
イン用スイッチング素子Ｑ1は、コレクタ−エミッタ間
に接続される並列共振コンデンサＣｒと絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1とにより形成される並列
共振回路の共振作用によって、電圧共振形としてのスイ
ッチング動作を行う。
【００７４】また、補助スイッチング素子Ｑ2側に備え
られるドライブ回路としては、ドライブ用スイッチング
素子Ｑ4と、その周辺素子であるコンデンサＣ4−抵抗Ｒ
4、そして、一次巻線ＮA2及び駆動巻線ＮB2が巻装され
るコンバータドライブトランスＣＤＴ−２を備えて構成
される。なお、これらの接続形態は、メイン用スイッチ
ング素子Ｑ1側に備えられるドライブ回路と同様とされ
るため、ここでの説明を省略する。そして、この補助ス
イッチング素子Ｑ2側にあっては、レベルシフト回路１
４から出力される駆動電流によりドライブ用スイッチン
グ素子Ｑ4がスイッチング動作を行い、このスイッチン
グ出力がコンバータドライブトランスＣＤＴ−２を介し
て補助スイッチング素子Ｑ2側に伝達されることで、補
助スイッチング素子Ｑ2がスイッチング動作を行うよう
にされる。そして、上記のようにしてメイン用スイッチ
ング素子Ｑ1及び補助スイッチング素子Ｑ2がスイッチン
グ駆動されることで、この場合にも、先に図２及び図３
により説明したのと同様の動作が得られることになる。
【００７５】この図５に示す回路においては、ＢＪＴと
されるスイッチング素子について低耐圧品を選定できる
ことになるが、ＢＪＴのスイッチング特性としては蓄積
時間及び下降時間等を短くすることができ、これによる
電力変換効率の向上が図られるものである。
【００７６】なお、本発明の実施の形態として各図に示
した構成に限定されるものではない。例えば、メインと
なるスイッチング素子と補助スイッチング素子とについ
ては、ＳＩＴ（静電誘導サイリスタ）などの他の素子を
採用することも考えられるものであり、また、他励式と
するためのスイッチング駆動部の構成も各図に示したも
のに限定される必要はなく、適宜適切とされる回路構成
に変更されて構わない。また、二次側並列共振回路を含
んで形成される二次側の整流回路としても、実施の形態
としての各図に示した構成に限定されるものではなく、
他の回路構成が採用されて構わないものである。
【００７７】
【発明の効果】以上説明したように本発明のスイッチン
グ電源回路では、一次側に電圧共振形コンバータを備
え、二次側には並列共振回路を備える複合共振形スイッ
チングコンバータの構成に対して、その一次側にアクテ
ィブクランプ回路を設けることで、一次側並列共振コン
デンサの両端に生じる並列共振電圧パルスをクランプし
て、そのレベルを抑制するようにされる。これによっ
て、電源回路に備えられるスイッチング素子、及び一次
側並列共振コンデンサ等の各素子の耐圧については、こ
れまでよりも低耐圧品を選定することができる。
【００７８】そして、このようにして低耐圧品が選定さ
れることで、スイッチング素子のスイッチング特性が向
上するために、電力変換効率の向上も図られることにな
る。また、低耐圧品を選定した場合には、これら各部品
素子も小型となるため、電源回路としての基板サイズの
小型軽量化を促進することも可能となるものである。さ
らに、本発明としてのスイッチング駆動の構成によれ
ば、例えばスイッチング周波数可変により定電圧制御を
行う場合のように負荷短絡時にスイッチング周波数が低
下することなく一定となるようにされ、メイン用スイッ
チング素子及び補助スイッチング素子は共に安定したＺ
ＶＳ、ＺＣＳによりスイッチング動作を行うようにされ
る。これによって、負荷短絡時に対応して過電圧保護回
路や過電流保護回路を設ける必要はなくなり、この点で
も回路の小型軽量化が大幅に促進される。
【００７９】また、本発明のアクティブクランプ回路と
しては、例えば補助スイッチング素子、クランプ用コン
デンサ、クランプダイオードを接続して形成される回路
を絶縁コンバータトランスの一次巻線に並列接続するよ
うにして構成することができるため、追加すべき部品点
数としても少なくて済み、回路の小型軽量化の妨げには
ならないものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態としてのスイッチング電源
回路の構成例を示す回路図である。
【図２】本実施の形態のスイッチング電源回路における
最大／最小負荷電力時の動作を示す波形図である。
【図３】本実施の形態のスイッチング電源回路における
負荷短絡時の動作を示す波形図である。
【図４】本実施の形態の他の例としてのスイッチング電
源回路の構成を示す回路図である。
【図５】本実施の形態のさらに他の例としてのスイッチ
ング電源回路の構成を示す回路図である。
【図６】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成
例を示す回路図である。
【図７】先行技術としてのスイッチング電源回路の他の
構成例を示す回路図である。
【図８】絶縁コンバータトランスの構成を示す断面図で
ある。
【図９】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動
作を示す等価回路図である。
【図１０】図６及び図７に示すスイッチング電源回路の
動作を示す波形図である。
【図１１】図６及び図７に示すスイッチング電源回路に
ついての、交流入力電圧に対する特性を示す説明図であ
る。
【符号の説明】
１０，１０Ａ スイッチング駆動部、１１ 発振回路、
１２Ａ 第１ＰＷＭ制御回路、１２Ｂ 第２ＰＷＭ制御
回路、１３ 第１ドライブ回路、１４ レベルシフト回
路、１５ 第２ドライブ回路、２０,２０Ａ アクティ
ブクランプ回路、３０ フォトカプラ、Ｑ1 メイン用
スイッチング素子、Ｑ2 補助スイッチング素子、ＰＩ
Ｔ 絶縁コンバータトランス、Ｃｒ 一次側並列共振コ
ンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ

Claims (2)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 入力された直流入力電圧を断続して出力
    するためのメインスイッチング素子を備えて形成される
    スイッチング手段と、 上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
    並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
    並列共振コンデンサと、 一次側と二次側とについて疎結合とされる所要の結合係
    数が得られるようにギャップが形成され、一次側に得ら
    れる上記スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶
    縁コンバータトランスと、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側
    並列共振コンデンサを並列に接続することで形成される
    二次側並列共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
    電圧を入力して整流動作を行うことで二次側直流出力電
    圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、 所定の一定スイッチング周波数のもとで、上記二次側直
    流出力電圧のレベルに応じて、スイッチング周期内のオ
    ン／オフ期間の比を可変するようにして上記メインスイ
    ッチング素子をスイッチング駆動することで定電圧制御
    を行うようにされるスイッチング駆動手段と、 上記メインスイッチング素子のオン／オフ期間に応じて
    可変される所定のオン／オフ期間を有するようにしてス
    イッチングを行う補助スイッチング素子を備えること
    で、上記メインスイッチング素子がオフとなる期間にお
    いて上記一次側並列共振コンデンサの両端に発生する一
    次側並列共振電圧をクランプするように設けられるアク
    ティブクランプ手段と、 を備えて構成されることを特徴とするスイッチング電源
    回路。
  2. 【請求項２】 上記アクティブクランプ手段は、 上記補助スイッチング素子とクランプ用コンデンサとの
    直列接続回路を上記絶縁コンバータトランスの一次巻線
    に対して並列に接続すると共に、上記補助スイッチング
    素子に対して並列にダイオード素子を接続して形成され
    ることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源
    回路。
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