JP3693061B1 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】トランスの１次及び２次巻線間のリーケージインダクタンスを適切化し、外部のリアクトルが不要なスイッチング電源装置。
【解決手段】直流電源Ｖｄｃ１の両端に接続され、リアクトルＬ３とトランスＴの１次巻線５ａとスイッチＱ１との直列回路と、１次巻線の両端に接続され、スイッチＱ２とクランプコンデンサＣ３との直列回路と、１次巻線に並列に接続された可飽和リアクトルＳＬ１と、２次巻線５ｂに発生した電圧を整流平滑する整流平滑回路Ｄ１，Ｄ２，Ｌ１，Ｃ４と、Ｑ１とＱ２とを交互にオン／オフさせると共にＱ２の電流が増大した時にＳＬ１の飽和によりＱ２をオフさせる制御回路１０とを有し、Ｌ３は、１次及び２次巻線間のリーケージインダクタンスからなり、Ｔは１次巻線を２分割して直列に接続し、２次巻線を２分割した１次巻線の間に配置し、２分割した１次巻線の巻数を調整してリーケージインダクタンスを調整し、ＳＬ１を飽和させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、高効率、小型、低ノイズなスイッチング電源装置に関するものである。

インバータ、あるいはＤＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチング電源装置に使用されるトランスとして、例えば図１０に示すトランスが知られている（特許文献１）。

図１０に示すトランスは、外周に１次、２次巻線１３４，１３５が巻回されるコイルボビン１２４の胴部１２５の両端に、肉厚部１２７を有する外側フランジ１２８Ａ，１２８Ｂが形成され、該外側フランジ１２８Ａ，１２８Ｂの間に所定間隔をおいて複数の中間フランジ１２９，１３０，１３１，１３２，１３３が形成され、一方の外側フランジ１２８Ａとこの一方の外側フランジ１２８Ａと隣接する第１の中間フランジ１２９との間に１次巻線１３４を巻回し、第１の中間フランジ１２９から所定間隔をおいて設けたフランジ１３０と他方の外側フランジ１２８Ｂとの間に多分割して２次巻線１３５を巻回して１次巻線１３４から所定間隔離した位置に２次巻線１３５を巻回したものである。

このように構成したトランスは、外側フランジ１２８Ａと第１の中間フランジ１２９との間に１次巻線１３４を巻回し、その位置から所定間隔だけ離して２次巻線１３５をフランジ１３０〜１３３の間毎に多分割して巻回した構造のものにおいて、１次巻線１３４と２次巻線１３５とを敢えて離した構造にすることにより、リーケージインダクタンスの量と、トランスの１次巻線及び２次巻線間の容量を変化させ、力率が最適となる値にすることができる。
特開平８−１８１０２３号公報（第１図）

しかしながら、図１０に示すようなトランスにあっては、１次巻線１３４と２次巻線１３５とを所定間隔Ｗだけ離し、且つ２次巻線を多分割（４分割）して巻回した構造であるため、軸方向の長さが長くなり、トランスが大型化し高価となる。

また、１次巻線と２次巻線とを所定間隔Ｗだけ離しているため、１次巻線と２次巻線間のリーケージインダンタンスを適切な値に調整することができない。また、トランスの１次巻線と２次巻線間のリーケージインダンタンスをリアクトルとして使用するスイッチング電源装置が望まれていた。

本発明は、トランスの１次巻線と２次巻線間のリーケージインダクタンスを適切化することにより、外部のリアクトルを不要とするとともに、高効率、低ノイズで安価なスイッチング電源装置を提供することにある。

本発明は前記課題を解決するために以下の手段を採用した。請求項１の発明は、直流電源の両端に接続され、第１リアクトルとトランスの１次巻線と主スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記主スイッチの両端又は前記１次巻線の両端に接続され、補助スイッチとクランプコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの１次巻線に並列に接続された可飽和リアクトルと、前記トランスの２次巻線に発生した電圧を整流平滑する整流平滑回路と、前記主スイッチと前記補助スイッチとを交互にオン／オフさせると共に前記可飽和リアクトルの飽和により前記補助スイッチの電流が増大した時に前記補助スイッチをオフさせる制御回路とを有し、前記第１リアクトルは、前記トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスからなり、前記トランスは、前記１次巻線を２分割して直列に接続し、前記２次巻線を２分割した１次巻線の間に配置し、２分割した１次巻線の巻数を調整することにより前記トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスを調整したことを特徴とする。

請求項２の発明は、請求項１記載のスイッチング電源装置において、前記可飽和リアクトルは、前記トランスのコアの飽和特性を用いて形成されていることを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置において、前記トランスのコアの磁路の一部に断面積の少ない部分を設け、前記トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーにより、前記トランスのコアの磁路の一部を飽和させて前記主スイッチをゼロ電圧スイッチ動作させることを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、前記制御回路は、前記主スイッチをターンオンするときに、前記主スイッチの電圧が該主スイッチと並列に接続されたコンデンサと前記可飽和リアクトルの飽和インダクタンスとの共振によりゼロ電圧となった時から所定期間中に前記主スイッチをオンさせることを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、前記整流平滑回路は、前記トランスの２次巻線に直列に接続された第１整流素子と、該第１整流素子と前記２次巻線との直列回路に並列に接続された第２整流素子と、前記第２整流素子に並列に第２リアクトルを介して接続された平滑素子とを有することを特徴とする。

請求項６の発明は、請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、前記整流平滑回路は、前記トランスの２次巻線と３次巻線との第３直列回路と、この第３直列回路の両端に接続された第１整流素子と平滑素子との第４直列回路と、前記第２次巻線と前記３次巻線との接続点と前記第１整流素子と前記平滑素子との接続点とに接続された第２整流素子とを有することを特徴とする。

請求項７の発明は、請求項６記載のスイッチング電源装置において、前記トランスのコアには前記トランスの１次巻線と前記２次巻線とがリーケージインダクタンスをもつように巻回され、前記トランスの１次巻線と前記３次巻線とが前記１次巻線と前記２次巻線とのリーケージインダクタンスより小さなリーケージインダクタンスをもつように巻回されてなることを特徴とする。

本発明によれば、第１リアクトルは、トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスからなり、トランスは、１次巻線を２分割して直列に接続し、２次巻線を２分割した１次巻線の間に配置し、２分割した１次巻線の巻数を調整することによりトランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスを調整したので、外部のリアクトルを不要とするとともに、適当なインダクタンスを１次巻線及び２次巻線間に得ることができるため、適切なゼロ電圧スイッチ動作が可能となり、高効率、低ノイズで安価なスイッチング電源装置を提供できる。

以下、本発明に係るスイッチング電源装置の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。

実施例１のスイッチング電源装置は、主スイッチをオンした時にトランスの２次巻線を介して直接に負荷に電力を供給し、主スイッチをオフした時にトランスの１次巻線に蓄えられた励磁エネルギーをクランプコンデンサに蓄え、補助スイッチをオンすることにより、トランスのコアのＢ−Ｈカーブの第１、第３象限を使い、かつ、励磁エネルギーの不足分のエネルギーを１次巻線に接続されたリアクトルから補うことにより、Ｂ−Ｈカーブの出発点を第３象限の下端にすると共に、トランスの１次巻線に、可飽和リアクトルを並列に接続することにより、補助スイッチのオン期間の終了間際で可飽和リアクトルを飽和させ、電流を増大させることにより、補助スイッチのオフ時の逆電圧の発生を急峻とし、主スイッチをゼロ電圧スイッチ動作（ＺＶＳ動作）させることを特徴とする。

また、実施例１のスイッチング電源装置は、アクティブクランプを用い、トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスのエネルギーによって可飽和リアクトルを飽和させ、共振を利用してのスイッチング電源装置であり、トランスの１次巻線を２分割して直列に接続し、２次巻線を２分割した１次巻線の間に配置し、分割された１次巻線のそれぞれの巻数（分割した巻線の巻数の和は同一）を調整することによりトランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスを適切化し、可飽和リアクトルを飽和させ、外部のリアクトルを不要とするとともに、１次巻線及び２次巻線間の容量を減少させ、高効率、低ノイズで安価にすることを特徴とする。

図１は実施例１のスイッチング電源装置の回路構成図である。図１に示すスイッチング電源装置において、直流電源Ｖｄｃ１の両端にはリアクトルＬ３とトランスＴの１次巻線５ａ（巻数ｎ１）とＦＥＴからなるスイッチＱ１（主スイッチ）との直列回路が接続されている。スイッチＱ１の両端にはダイオードＤ３とコンデンサＣ１とが並列に接続されている。なお、コンデンサＣ１とダイオードＤ３は、スイッチＱ１の寄生ダイオードと寄生容量であっても良い。

リアクトルＬ３は、トランスＴの１次巻線５ａと２次巻線５ｂ間とのリーケージインダンタンスからなり、点線で示している。このリアクトルＬ３は、スイッチＱ１がオン時にエネルギーを蓄えるとともにスイッチＱ１がオフ時に蓄えられたエネルギーをクランプコンデンサＣ３に供給する。

トランスＴの１次巻線５ａの一端とスイッチＱ１の一端との接続点にはＦＥＴからなるスイッチＱ２（補助スイッチ）の一端が接続され、スイッチＱ２の他端はクランプコンデンサＣ３を介して直流電源Ｖｄｃ１の正極に接続されている。なお、スイッチＱ２の他端はクランプコンデンサＣ３を介して直流電源Ｖｄｃ１の負極に接続されていてもよい。

スイッチＱ２の両端にはダイオードＤ４が並列に接続されている。なお、ダイオードＤ４は、スイッチＱ２の寄生ダイオードであっても良い。スイッチＱ１，Ｑ２は、共にオフとなる期間（デッドタイム）を有し、制御回路１０のＰＷＭ制御により交互にオン／オフする。

トランスＴの１次巻線５ａの両端には、可飽和リアクトルＳＬ１が接続されている。この可飽和リアクトルＳＬ１は、トランスＴのコアの飽和特性を用い、点線で示している。可飽和リアクトルＳＬ１には、リーケージインダクタンス（リアクトルＬ３）に蓄えられたエネルギー分だけ偏ったエネルギーが供給されるため、磁束を図６に示すＢ−Ｈカーブ上の第３象限に偏磁させる電圧が印加される。

図６に示すように一定の正磁界Ｈに対して磁束Ｂ（正確にはＢは磁束密度であり、磁束φ＝Ｂ・Ｓで、Ｓはコアの断面積であるが、ここではＳ＝１とし、φ＝Ｂとした。）がＢｍで飽和し、一定の負磁界Ｈに対して磁束Ｂが−Ｂｍで飽和するようになっている。磁界Ｈは電流ｉの大きさに比例して発生する。この可飽和リアクトルＳＬ１では、Ｂ−Ｈカーブ上を磁束ＢがＢａ→Ｂｂ→Ｂｃ→Ｂｄ→Ｂｅ→Ｂｆ→Ｂｇと移動し、磁束の動作範囲が広範囲となっている。Ｂ−Ｈカーブ上のＢａ−Ｂｂ間及びＢｆ−Ｂｇ間は飽和状態である。

従って、飽和状態では、スイッチＱ２の電流が増大し、この状態でスイッチＱ２をオフさせることによりスイッチＱ１の電圧は低下し、ゼロ電圧になる。

トランスＴのコアには、１次巻線５ａとこの巻線に対して同相の２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）とが巻回されており、２次巻線５ｂの一端はダイオードＤ１に接続され、ダイオードＤ１とリアクトルＬ１の一端との接続点と２次巻線５ｂの他端とはダイオードＤ２に接続されており、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とで整流回路を構成している。リアクトルＬ１の他端と２次巻線５ｂの他端とは平滑コンデンサＣ４に接続されている。この平滑コンデンサＣ４はリアクトルＬ１の電圧を平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。

制御回路１０は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフ制御し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱ２に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。

また、制御回路１０は、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉが増大した時刻にスイッチＱ２をオフさせた後、スイッチＱ１をオンさせる。制御回路１０は、スイッチＱ１をターンオンするときに、スイッチＱ１の電圧がスイッチＱ１と並列に接続されたコンデンサＣ１と可飽和リアクトルＳＬ１の飽和インダクタンスとの共振によりゼロ電圧となった時から所定期間中にスイッチＱ１をオンさせる。

図２は実施例１のスイッチング電源装置に設けられたトランスの一例を示す図である。図２（ａ）はトランスの正面断面図、図２（ｂ）はトランスの側面断面図である。図２に示すトランスは、１次巻線を２分割して直列に接続し、２次巻線を２分割した１次巻線の間に配置し、２分割した１次巻線の巻数を調整することにより、トランスの１次２次巻線間のリーケージインダクタンスを調整したものである。

図２に示すトランスは、日の字状のコア２０を有し、このコア２０のコア部２０ａには、ボビンが設けられ、このボビンには１次巻線５ａと２次巻線５ｂとが巻回されている。１次巻線５ａは、２次巻線５ｂを挟んで巻線５ａ１と巻線５ａ２とに分割されて直列に接続されている。１次巻線５ａの巻線５ａ１は、フランジ２３ａとフランジ２３ｂとの間に巻回され、１次巻線５ａの巻線５ａ２は、フランジ２３ｃとフランジ２３ｄとの間に巻回され、２次巻線５ｂは、フランジ２３ｂとフランジ２３ｃとの間に巻回されている。

一般的に、１次巻線５ａと２次巻線５ｂ間のリーケージインダクタンスは、１次巻線５ａと２次巻線５ｂの相対的構造が同一であれば、１次側換算のリーケージインダクタンス値をＬｐｅとし、１次巻線５ａの巻数をＮｐとすれば、Ｌｐｅ∝Ｎｐ² となる。したがって、巻数Ｎｐを１／２にすれば、リーケージインダクタンス値Ｌｐｅは１／４となる。

巻数Ｎｐは、コア２０の断面積、入力電圧、周波数により決まる値であるため、図２に示すように、同一コア脚上に、１次巻線５ａを２分割して、それぞれの巻線５ａ１，５ａ２に１／２の巻数を巻回して直列に接続すれば、１次巻線５ａの巻数は同一となり、トランスＴの変圧比は変化しない。

この場合の１次側換算のリーケージインダクタンスＬｐｅは、それぞれ１／４となるため、分割された２巻線を直列に接続した場合には、１次巻線５ａを分割しない場合の１／２となる。ここで、Ｎｐ１＋Ｎｐ２＝Ｎｐとして巻線５ａ１の巻数Ｎｐ１と巻線５ａ２の巻数Ｎｐ２の比を変えた場合のリーケージインダクタンスＬｐｃは、１次巻線５ａを分割しない場合のＬｐｃを１とすれば、（Ｎｐ１／Ｎｐ）²＋（Ｎｐ２／Ｎｐ）² となり、１から１／２まで変化する。即ち、Ｎｐ１とＮｐ２の巻数比を変化させることにより、リーケージインダクタンス値を、分割しない場合の１から１／２倍まで調整することができる。

図３は図２に示すトランスの１次巻線の巻数に対するリーケージインダクタンスの測定値の一例を示す図である。図３では、コア２０の断面積が１２５ｍｍ² であり、１次巻線５ａの巻数を３４Ｔ（３４ターン）とし、この巻数を２分割して、巻線５ａ１の巻数と巻線５ａ２の巻数とを変化させ（但し、２巻線５ａ１，５ａ２の巻数の合計は常に３４Ｔ）、リーケージインダクタンスを測定した例である。最大のインダクタンス値と最低のインダクタンス値との比が１／２となり、理論通りになることがわかる。

なお、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの構造上の位置関係を同一とすれば、１次巻線５ａを３分割以上にしても良い。この場合、１次巻線５ａの分割数をＮとすれば、インダクタンス値は１から１／Ｎまで調整することができる。

また、図２において、コア部２０ａ上に、凹部２０ｂが２箇所形成されている。この凹部２０ｂにより、コア２０の磁路の一部の断面積が他の部分よりも狭くなり、その部分のみが飽和するので、コア損失を低減できる。

次にこのように構成された実施例１のスイッチング電源装置の動作を図４、図５及び図７に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図４は実施例１のスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。図５は実施例１のスイッチング電源装置のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。図６は実施例１のスイッチング電源装置に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。図７は実施例１のスイッチング電源装置に設けられた可飽和リアクトルＳＬ１の電流のタイミングチャートである。

なお、図４及び図５では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流ＳＬ１ｉを示している。

まず、時刻ｔ_１（時刻ｔ_１１〜ｔ_１２に対応）において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃｌ→Ｌ３→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流が流れる。また、この時刻に、トランスＴの２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｄ１→Ｌ１→Ｃ４→５ｂで電流が流れる。また、スイッチＱ１をオンさせた時に、リアクトルＬ３と可飽和リアクトルＳＬ１に電流が流れて、リアクトルＬ３と可飽和リアクトルＳＬ１にエネルギーが蓄えられる。

電流ＳＬ１ｉは、図７に示すように、時刻ｔ_１で電流値ａ（負値）、時刻ｔ_１ｂで電流値ｂ（負値）、時刻ｔ_１３で電流値ｃ（ゼロ）、時刻ｔ_２で電流値ｄ（正値）へと変化していく。図６に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂａ→Ｂｂ→Ｂｃ→Ｂｄへと変化していく。なお、図６に示すＢａ〜Ｂｇと図７に示すａ〜ｇとは対応している。

次に、時刻ｔ_２において、スイッチＱ１をオフさせると、リアクトルＬ３と可飽和リアクトルＳＬ１とに蓄えられたエネルギーによりコンデンサＣ１が充電される。このとき、可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタンスとコンデンサＣ１とにより共振が形成されて、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが上昇する。また、Ｌ１→Ｃ４→Ｄ２→Ｌ１で電流が流れて、コンデンサＣ４を介して負荷ＲＬに電流を供給する。

そして、コンデンサＣ１の電位がクランプコンデンサＣ３の電位と同電位となったとき、リアクトルＬ３と可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出により、ダイオードＤ４が導通し、電流が流れて、クランプコンデンサＣ３が充電されていく。また、このとき、スイッチＱ２をオンさせることにより、スイッチＱ２は、ゼロ電圧スイッチとなる。なお、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ_２から時刻ｔ_２０において、電流値ｄ（正値）から電流値ｅ（ゼロ）に変化する。図６に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｄ→Ｂｅへと変化する。

また、リアクトルＬ３と可飽和リアクトルＳＬ１とのエネルギーの放出が終了すると、クランプコンデンサＣ３の充電は停止する。

次に、時刻ｔ_２０〜時刻ｔ_３において、クランプコンデンサＣ３に蓄えられたエネルギーは、Ｃ３→Ｑ２→ＳＬ１（５ａ）→Ｌ３→Ｃ３に流れて、可飽和リアクトルＳＬｌの磁束をリセットする。可飽和リアクトルＳＬｌに並列に接続されたトランスＴも同様に磁束が変化する。

この場合、時刻ｔ_２０〜時刻ｔ_３においては、クランプコンデンサＣ３に蓄えられたエネルギーが可飽和リアクトルＳＬ１に帰還されるので、可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流ＳＬ１ｉは、図７に示すように負値となる。即ち、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ_２０〜時刻ｔ_２ａにおいては、電流値ｅ（ゼロ）から電流値ｆ（負値）に変化する。図６に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｅ→Ｂｆへと変化していく。なお、時刻ｔ_２から時刻ｔ_２０における面積Ｓと時刻ｔ_２０〜時刻ｔ_２ａにおける面積Ｓとは等しい。この面積ＳはクランプコンデンサＣ３に蓄えられた可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーに相当する。

次に、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ_２ａ〜時刻ｔ_３においては、電流値ｆ（負値）から電流値ｇ（負値）に変化する。図６に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｆ→Ｂｇへと変化していく。時刻ｔ_２ａ〜時刻ｔ_３における面積は、クランプコンデンサＣ３に蓄えられたリアクトルＬ３のエネルギーに相当する。

即ち、クランプコンデンサＣ３に蓄えられたエネルギーは、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーとリアクトルＬ３のエネルギーとを合わせたものであるため、電流ＳＬ１ｉは、リセット時にリアクトルＬ３から供給されるエネルギー分だけ多くなるので、磁束は第３象限に移動して、飽和領域（Ｂｆ−Ｂｇ）に達し、電流ＳＬ１ｉが増大し、時刻ｔ_３（時刻ｔ_１も同様）で最大となる。電流ＳＬ１ｉは、スイッチＱ２のオン期間の終了間際で増大しており、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和時の飽和電流である。

また、この時刻ｔ_３には、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉも最大となる。この時刻に、スイッチＱ２をオフさせることにより、コンデンサＣ１の放電は急峻になり、短時間でゼロとなる。このとき、スイッチＱ１をオンさせることにより、スイッチＱ１はゼロ電圧スイッチを達成できる。

また、飽和電流は、リアクトルＬ３よりクランプコンデンサＣ３に供給したエネルギーにより決定され、負荷が一定の場合には、流れる電流は同値であるので、リアクトルＬ３のインダクタンスに比例する。飽和電流が少ない場合には、スイッチＱ１の電圧はゼロとならず、スイッチＱ１のＺＶＳ動作が行えない。

また、飽和電流が多い場合には、循環電流が増大し、損失が増大する。このため、リアクトルＬ３のインダクタンスを適当な値にする必要がある。リアクトルＬ３はトランスＴの１次巻線５ａと直列に挿入されることから、図３に示すように、トランスの１次巻線５ａを２巻線５ａ１，５ａ２に分割し、分割された１次巻線５ａ１，５ａ２のそれぞれの巻数を調整することによりトランスＴの１次，２次巻線間のリーケージインダクタンスを適切化して、外部のリアクトルを不要とするとともに、適当なインダクタンスを１次巻線及び２次巻線間に得ることができるため、適切なゼロ電圧スイッチ動作が可能となる。また、トランスＴの１次巻線及び２次巻線間の容量を減少させることにより、高効率、低ノイズで安価で回路の簡素化を図ることができる。

次に本発明の実施例２のスイッチング電源装置を説明する。図８は実施例２のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。図８に示す実施例２のスイッチング電源装置は、図１に示す実施例１のスイッチング電源装置に対して、トランスＴａの２次側回路が異なるので、その部分についてのみ説明する。

トランスＴａには、１次巻線５ａ（巻数ｎ１）と２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）と３次巻線５ｃ（巻数ｎ３）が巻回されている。

トランスＴａの２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとの直列回路の両端には、ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ４との直列回路が接続されている。２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとの接続点とダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ４との接続点とには、ダイオードＤ１が接続されている。１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは同相に巻回され、１次巻線５ａと３次巻線５ｃとは逆相に巻回されている。

トランスＴａの２次巻線５ｂを１次巻線５ａと疎結合させ、１次巻線５ａ及び２次巻線５ｂ間のリーケージインダクタンスにより、平滑コンデンサＣ４に直列に接続されるリアクトルＬ１を代用している。トランスＴａの３次巻線５ｃを１次巻線５ａとやや疎結合させ、１次巻線５ａ及び３次巻線５ｃ間のリーケージインダクタンスにより、トランスＴａに直列に接続されるリアクトルＬ３を代用している。

このように構成された実施例２のスイッチング電源装置の動作を説明する。基本的な動作は、実施例１の動作と同様であり、ここでは、トランスＴａの２次側回路の動作を中心に説明する。

まず、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃｌ→Ｌ３→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流が流れる。また、この時刻に、トランスＴａの２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｄ１→Ｃ４→Ｌ４→５ｂで電流が流れる。このため、ダイオードＤ１の電流が直線的に増大する。

次に、スイッチＱ１をオフさせると、トランスＴａの１次巻線５ａ及び２次巻線５ｂ間のリーケージインダクタンスＬ４に蓄えられたエネルギーは、トランスＴａを介して２次側に還流される。２次側では、トランスＴａの３次巻線５ｃに電圧が誘起されるため、５ｃ→Ｄ２→Ｃ４→Ｌ４→５ｂ→５ｃと電流が流れる。このため、ダイオードＤ２に電流が流れる。

このように、トランスＴａの１次巻線５ａ及び２次巻線５ｂ間のリーケージインダクタンスＬ４の値を大きくし、スイッチＱ１がオン時に蓄えられるエネルギーをトランスＴａを介して２次側に還流するため、効率が良くなる。また、ダイオードＤ１及びダイオードＤ２により、スイッチＱ１のオン、オフ期間に２次側電流が流れて連続的となる。このため、平滑コンデンサＣ４のリップル電流も減少する。

図９は実施例２のスイッチング電源装置に設けられたトランスの構造図である。図９（ａ）はトランスの正面断面図、図９（ｂ）はトランスの側面断面図である。図９に示すトランスＴａは、日の字型のコア３０を有し、コア３０のコア部３０ａには、ボビンが設けられ、このボビンには、２分割された巻線５ａ１，５ａ２からなる１次巻線５ａとこの１次巻線５ａに挟まれて配置された３次巻線５ｃとが巻回されている。１次巻線５ａの巻線５ａ１は、フランジ３３ａとフランジ３３ｂとの間に巻回され、１次巻線５ａの巻線５ａ２は、フランジ３３ｃとフランジ３３ｄとの間に巻回され、３次巻線５ｃは、フランジ３３ｂとフランジ３３ｃとの間に巻回されている。これにより、１次及び３次巻線間にわずかなリーケージインダクタンスを持たせている。

また、コア３０にはギャップ３１が形成され、外周コア３０ｄには２次巻線５ｂが巻回されている。即ち、ギャップ３１により、１次巻線５ａと２次巻線５ｂを疎結合させることにより、リーケージインダクタンスを大きくしている。

トランスＴａのコア３０にはトランスＴａの１次巻線５ａと２次巻線５ｂとがリーケージインダクタンスＬ４をもつように巻回され、トランスＴａの１次巻線５ａと３次巻線５ｃとがリーケージインダクタンスＬ３をもつように巻回され、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとのリーケージインダクタンスＬ４より小さなリーケージインダクタンスをもつように巻回されてなる。

また、外周コア上で且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの間に、凹部３０ｂが２箇所形成されている。この凹部３０ｂにより、外周コアの磁路の一部の断面積が他の部分よりも狭くなり、その部分のみが飽和するので、コア損失を低減できる。

このように、トランスＴａのコアの形状と巻線の工夫により、スイッチング電源装置を小型化、低価格化することができる。また、実施例１の効果と同様の効果を得ることができる。

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ＡＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチング電源装置に適用可能である。

実施例１のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。 実施例１のスイッチング電源装置に設けられたトランスの構造図である。 図２に示すトランスの１次巻線の巻数に対するリーケージインダクタンスの測定値の一例を示す図である。 実施例１のスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。 実施例１のスイッチング電源装置のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。 実施例１のスイッチング電源装置に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。 実施例１のスイッチング電源装置に設けられた可飽和リアクトルの電流のタイミングチャートである。 実施例２のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。 実施例２のスイッチング電源装置に設けられたトランスの構造図である。 従来のスイッチング電源装置に設けられたインバータ用トランスの一例を示す図である。

符号の説明

Ｖｄｃ１ 直流電源
１０ 制御回路
Ｑ１，Ｑ２ スイッチ
ＲＬ 負荷
Ｌ１ リアクトル
Ｌ３，Ｌ４ リーケージインダクタンス
ＳＬ１ 可飽和リアクトル
Ｃ１ コンデンサ
Ｃ３ クランプコンデンサ
Ｃ４ 平滑コンデンサ
Ｔ，Ｔａ トランス
５ａ １次巻線（ｎ１）
５ａ１，５ａ２ 巻線
５ｂ ２次巻線（ｎ２）
５ｃ ３次巻線（ｎ３）
Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード
２０，３０ コア
２０ａ，３０ａ コア部
２０ｂ，３０ｂ 凹部
２３ａ〜２３ｄ，３３ａ〜３３ｄ フランジ
３０ｄ 外周コア
３１ ギャップ

Claims (7)

1. 直流電源の両端に接続され、第１リアクトルとトランスの１次巻線と主スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
   前記主スイッチの両端又は前記１次巻線の両端に接続され、補助スイッチとクランプコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
   前記トランスの１次巻線に並列に接続された可飽和リアクトルと、
   前記トランスの２次巻線に発生した電圧を整流平滑する整流平滑回路と、
   前記主スイッチと前記補助スイッチとを交互にオン／オフさせると共に前記可飽和リアクトルの飽和により前記補助スイッチの電流が増大した時に前記補助スイッチをオフさせる制御回路とを有し、
   前記第１リアクトルは、前記トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスからなり、
   前記トランスは、前記１次巻線を２分割して直列に接続し、前記２次巻線を２分割した１次巻線の間に配置し、２分割した１次巻線の巻数を調整することにより前記トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスを調整したことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記可飽和リアクトルは、前記トランスのコアの飽和特性を用いて形成されていることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 前記トランスのコアの磁路の一部に断面積の少ない部分を設け、前記トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーにより、前記トランスのコアの磁路の一部を飽和させて前記主スイッチをゼロ電圧スイッチ動作させることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置。
4. 前記制御回路は、前記主スイッチをターンオンするときに、前記主スイッチの電圧が該主スイッチと並列に接続されたコンデンサと前記可飽和リアクトルの飽和インダクタンスとの共振によりゼロ電圧となった時から所定期間中に前記主スイッチをオンさせることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
5. 前記整流平滑回路は、前記トランスの２次巻線に直列に接続された第１整流素子と、該第１整流素子と前記２次巻線との直列回路に並列に接続された第２整流素子と、前記第２整流素子に並列に第２リアクトルを介して接続された平滑素子とを有することを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
6. 前記整流平滑回路は、前記トランスの２次巻線と３次巻線との第３直列回路と、この第３直列回路の両端に接続された第１整流素子と平滑素子との第４直列回路と、前記第２次巻線と前記３次巻線との接続点と前記第１整流素子と前記平滑素子との接続点とに接続された第２整流素子とを有することを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
7. 前記トランスのコアには前記トランスの１次巻線と前記２次巻線とがリーケージインダクタンスをもつように巻回され、前記トランスの１次巻線と前記３次巻線とが前記１次巻線と前記２次巻線とのリーケージインダクタンスより小さなリーケージインダクタンスをもつように巻回されてなることを特徴とする請求項６記載のスイッチング電源装置。
   

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