JP3354454B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、力率改善機能を有
する共振型ＡＣ−ＤＣコンバーター等のスイッチング電
源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】トランスを有するスイッチング電源装置
の従来例のとして、特開平８−２８９５４０号公報、発
明の名称：スイッチング電源装置、出願人：サンケン電
気株式会社、があり、その主要回路図を図１５に、その
主要動作波形を図１６に示す。

【０００３】図１５において、このスイッチング電源装
置は、一対の直流電源端子間に昇圧用リアクトル５０を
介して接続された電源用コンデンサ５１（Ｃ₅₁）と、前
記電源用コンデンサ５１に対して並列に接続された第１
のスイッチ５２（Ｑ₅₂）及び第２のスイッチ５３
（Ｑ₅₃）の直列回路と、前記第２のスイッチ５２に対し
て並列に接続された共振用インダクタンスを有するトラ
ンス５４の１次巻線Ｎ₁（Ｌｒ）と共振用コンデンサ５
６（Ｃｒ）との直列回路又は共振用リアクトルとトラン
スの１次巻線と共振用コンデンサとの直列回路と、前記
１次巻線に電磁結合されたトランスの２次巻線と、前記
２次巻線に接続された出力整流平滑回路と、前記第１と
第２のスイッチを交互にオン、オフするためのスイッチ
制御回路と、その一端が前記一対の直流電源端子の一方
と前記昇圧用リアクトルとの間に接続され、その他端が
前記１次巻線と前記共振用コンデンサとの間に接続され
た昇圧用コンデンサとを備えた構成となっている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、この従
来例のスイッチング電源装置においては以下に示すよう
な問題点がある。

【０００５】１）この従来例のスイッチング電源装置
は、前記第１スイッチＱ₅₂及び第２のスイッチＱ₅₃のス
イッチング周波数を変化させることにより、出力ＤＣ電
圧の安定化を図っている。即ち、出力負荷電流が大の場
合はスイッチング周波数を低くし、逆に出力負荷電流が
小の場合はスイッチング周波数を高くすることにより、
出力電圧値の制御を行っており、この結果、下記のよう
な問題点がある。

【０００６】（ａ）スイッチを０ボルトでターンオンさ
せるため、スイッチ両端間の浮遊容量にチャージされて
いる電荷を引き抜く必要があり、この操作に必要なエネ
ルギーがスイッチング周波数に比例して増加する。図１
６のタイミングｔ₄〜ｔ₅及びｔ₈〜ｔ₉の期間に、トラン
ス５４の１次巻線Ｎ₁（Ｌｒ）内に蓄積された励磁エネ
ルギーによりこの操作を行う。従って、前のプロセスに
て、１次巻線Ｎ₁（Ｌｒ）内に当該エネルギーを余分に
蓄積しておく必要があり、これに相当した鉄損がトラン
ス５４内に発生する。従って、発振周波数が増加するに
従い、トランス５４内の鉄損が増加するという欠点があ
る。

【０００７】（ｂ）スイッチング周波数が変化すると、
搭載機器の不要輻射及び搭載機器に与える誤動作の点で
望ましくないことが生じる。例えば、ＰＷＭ制御のスイ
ッチングレギュレーターの場合、スイッチング周波数が
固定のため、主にスイッチング基本周波数とその高調波
成分のノイズが発生するのみであり、不要輻射及び機器
の誤動作対象に関し、これらの周波数成分による影響の
みを配慮すれば良いことになる。一方、上記の従来例の
場合、スイッチング周波数が連続的に変化するため、全
周波数に対するノイズによる影響を配慮して、機器の設
計を行わなければならない。

【０００８】２）図１５等に示される従来例の回路は、
平滑コンデンサー５７の充電電圧値が、出力負荷電流の
増加に伴い上昇するため、スイッチングトランジスタ
（Ｑ₅₂、Ｑ₅₃）の選定時、ドレインソース間耐電圧定格
の高いものを選択する必要がある。また、当該スイッチ
ングトランジスタにＴＦＴトランジスタを採用する場合
（現状スイッチング周波数を高くする場合、ＴＦＴトラ
ンジスタを採用せざるを得ない）、当該トランジスタの
一般的特性としてドレインソース間耐電圧定格の高い品
種ほど導通抵抗が高くなる傾向があり、これが電源変換
効率の低下の要因となる。また、従来例の明細書の［コ
ンデンサーＣ₁の充動動作］の項（段落００１８）に記
載されている通り、図１５のコンデンサー５６（Ｃｒ）
の電圧Ｖｃｒは、負荷電流の増加に伴い増加する特性が
ある（図１６参照）ため、これに従い平滑コンデンサー
５１（Ｃ₅₁）の充電電圧が上昇する性質がある。

【０００９】ｃ）上記ａ）項と関連するが、最近の傾向
として、出力電流が軽負荷時（特に無負荷時）のスイッ
チングレギュレーターの消費電力を軽減するため、出力
電流の軽負荷時スイッチング周波数を急激に下げること
が求められているが、この従来例のスイッチング電源装
置では対応出来ない。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明のスイッチング電
源装置は、交流を整流回路で整流してから該整流回路の
一つ又は二つの出力端子に接続される平滑コンデンサで
平滑化して主トランスの１次巻線に与え、該主トランス
の２次側出力電圧の検出によって、前記主トランスの１
次側の絶縁ゲート型電界効果トランジスタの主スイッチ
ング素子及び絶縁ゲート型電界効果トランジスタの副ス
イッチング素子のスイッチング制御を行うスイッチング
電源回路において、前記１次巻線と前記主スイッチング
素子とを直列に接続した直列回路が前記平滑コンデンサ
に対して並列に接続され、前記１次巻線と前記主スイッ
チング素子との間に共振用コンデンサとダイオードとの
並列回路が接続され、前記副スイッチング素子が前記１
次巻線と前記共振用コンデンサとの直列回路に対して並
列に接続されて構成され、前記主スイッチング素子がオ
フしたときに前記１次巻線に蓄積されていた励磁エネル
ギーによって、該１次巻線、前記共振用コンデンサ及び
前記副スイッチング素子を含むループ回路に電流が流れ
て前記共振用コンデンサを充電し、前記励磁エネルギー
の放出後には、前記共振用コンデンサの放電によって、
前記１次巻線、前記共振用コンデンサ及び前記副スイッ
チング素子を含むループ回路に電流が流れて前記１次巻
線に励磁エネルギーを蓄積し、前記共振用コンデンサの
放電後には、該共振用コンデンサの放電により前記１次
巻線に蓄積された励磁エネルギーによって、該１次巻
線、前記ダイオード及び前記副スイッチング素子を含む
ループ回路に、前記副スイッチング素子のターンオフの
タイミングまで電流が流れて、前記主スイッチング素子
のオフから所要期間経過後、前記副スイッチング素子を
オフし、該副スイッチング素子のターンオフ後に前記主
スイッチング素子の寄生ダイオードを通して励磁電流が
流れている期間内に前記主スイッチング素子をオンする
ことを特徴とする。上記のように構成して、１次巻線に
蓄積された励磁エネルギーを次回の副スイッチング素子
のターンオフのタイミング迄温存し、回生電力として利
用することができる。

【００１１】また、本発明のスイッチング電源装置は、
チョークコイルが前記１次巻線と前記共振用コンデンサ
との間に直列接続されると共に、前記整流回路の二つの
出力端子が前記平滑コンデンサに並列接続されて構成さ
れ、前記副スイッチング素子がターンオフした後に前記
主スイッチング素子がターンオンし、該主スイッチング
素子がターンオフした後に前記副スイッチング素子の寄
生ダイオードに電流が流れている期間中に該副スイッチ
ング素子をターンオンさせて、前記共振用コンデンサの
静電エネルギーを前記１次巻線及び前記チョークコイル
の励磁エネルギーに変換し、この１次巻線及びチョーク
コイルの励磁エネルギーにより発生した励磁電流を、前
記ダイオード及び前記副スイッチング素子を含むループ
回路に流して励磁エネルギーを保持し、所要期間経過
後、前記副スイッチング素子をオフし、該副スイッチン
グ素子のターンオフ後に前記主スイッチング素子の寄生
ダイオードを通して励磁電流が流れている期間内に前記
主スイッチング素子をオンすることを特徴とするもので
ある。

【００１２】また、本発明のスイッチング電源装置は、
第１のチョークコイルが前記１次巻線と前記共振用コン
デンサとの間に直列接続されると共に、第２のチョーク
イコイルを介して前記整流回路の一つの出力端子が前記
第１のチョークコイル及び前記共振用コンデンサの接続
点に接続されて構成され、前記副スイッチング素子がタ
ーンオフした後に前記主スイッチング素子がターンオン
し、該主スイッチング素子がターンオフした後に前記副
スイッチング素子の寄生ダイオードに電流が流れている
期間中に該副スイッチング素子をターンオンさせて、前
記共振用コンデンサの静電エネルギーを前記１次巻線及
び前記第１のチョークコイルの励磁エネルギーに変換
し、この１次巻線及び第１のチョークコイルの励磁エネ
ルギーにより発生した励磁電流を前記ダイオード及び前
記副スイッチング素子を含むループ回路に流して励磁エ
ネルギーを保持し、所要期間経過後、前記副スイッチン
グ素子をオフし、前記副スイッチング素子のターンオフ
後に前記主スイッチング素子の寄生ダイオードを通して
励磁電流が流れている期間内に主スイッチング素子をオ
ンすることを特徴とするものである。

【００１３】また、本発明のスイッチング電源装置は、
副トランスの２次側出力が前記主トランスの２次側出力
と並列となるように接続されると共に、該副トランスの
１次巻線を介して前記整流回路の一つの出力端子が前記
主トランスの１次巻線及び前記共振用コンデンサの接続
点に接続されて構成され、前記副スイッチング素子がタ
ーンオフした後に前記主スイッチング素子がターンオン
し、該主スイッチング素子がターンオフした後に前記副
スイッチング素子の寄生ダイオードに電流が流れている
期間中に該副スイッチング素子をターンオンさせて、前
記共振用コンデンサの静電エネルギーを前記主トランス
の１次巻線の励磁エネルギーに変換し、該主トランスの
１次巻線の励磁エネルギーにより発生した励磁電流を前
記ダイオード及び副スイッチング素子を含むループ回路
に流して励磁エネルギーを保持し、所要期間経過後、前
記副スイッチング素子をオフし、前記副スイッチング素
子のターンオフ後に前記主スイッチング素子の寄生ダイ
オードを通して励磁電流が流れている期間内に主スイッ
チング素子をオンすることを特徴とするものである。

【００１４】また、本発明のスイッチング電源装置は、
副トランスが前記主トランスに直列接続されると共に、
チョークイコイルを介して前記整流回路の一つの出力端
子が前記副トランスの１次巻線及び前記共振用コンデン
サの接続点に接続されて構成され、前記副スイッチング
素子がターンオフした後に前記主スイッチング素子がタ
ーンオンし、該主スイッチング素子がターンオフした後
に前記副スイッチング素子の寄生ダイオードに電流が流
れている期間中に該副スイッチング素子をターンオンさ
せて、前記共振用コンデンサの静電エネルギーを前記主
トランスの１次巻線及び前記副トランスの１次巻線の励
磁エネルギーに変換し、該主トランスの１次巻線及び前
記副トランスの１次巻線の励磁エネルギーにより発生し
た励磁電流を前記ダイオード及び前記副スイッチング素
子を含むループ回路に流して励磁エネルギーを保持し、
所要期間経過後、前記副スイッチング素子をオフし、前
記副スイッチング素子のターンオフ後に主スイッチング
素子の寄生ダイオードを通して励磁電流が流れている期
間内に主スイッチング素子をオンすることを特徴とする
ものである。さらに、前記主トランスの２次巻線に接続
されたダイオード及び平滑コンデンサからなる整流平滑
回路を経て直流出力を得るように構成しても良い。

【００１５】また、上記の課題を解決するため本発明
は、前記主スイッチング素子及び前記副スイッチング素
子のスイッチング制御をＰＷＭ制御で行う。そして、平
滑コンデンサーを充電するに際し、昇圧するという従来
の技術思想を棄て、スイッチングトランジスタを０ボル
トオンさせるため、スイッチングトランジスタ両端間に
存在する浮遊容量のチャージ電荷を引き抜くために流す
電流（以後回生電流と呼称する）をただ単に平滑コンデ
ンサーに電荷として蓄積し、例えばＡＣ入力電圧が低い
期間（ブリッジ整流ダイオード出力電圧はＡＣ電源の周
波数の２倍で変動する）当該平滑コンデンサーに蓄積さ
れた電荷を放出することにより、電圧不足分を補充する
という全く新しい技術思想に立脚している。

【００１６】

【発明の実施の形態】図１〜図１４は本発明の一実施の
形態に関する図であり、図面に従って説明する。

【００１７】［第１の実施の形態］本発明の第１の一実
施の形態よりなるスイッチング電源装置を図１〜図８を
用いて説明する。図１において、スイッチング電源装置
は、商用電源からなる交流電源１ａと、高周波成分除去
用フィルター１ｂと、４つのダイオードＤ１ａ、Ｄ１
ｂ、Ｄ１ｃ、Ｄ１ｄを持つブリッジ整流回路１ｃから成
る直流電源Ｅ_Bと、２つのスイッチングトランジスタＱ₁
とＱ₂と、トランス５と、ＰＷＭ制御回路９等を含む制
御部とから成る。

【００１８】直流電源Ｅ_Bは一対の電源出力端子２ａ、
２ｂを持ち、チョークコイル３と共振用コンデンサ４と
第１のスイッチングトランジスタ（Ｑ₁）６とが接続さ
れ、１つのループを形成している。さらに、第１のスイ
ッチングトランジスタ（Ｑ₁）６、共振用コンデンサ
４、チョークコイル７、トランス５の１次巻線５ａ、及
び１次側の平滑コンデンサ８とが直列に接続されて、１
つのループ回路を形成している。第１のスイッチングト
ランジスタ（Ｑ₁）６は主スイッチング素子と呼ばれ、
チョークコイル７は第１のチョークコイルと呼ばれ、チ
ョークコイル３は第２のチョークコイルと呼ばれる。

【００１９】また、直流電源Ｅ_Bのもう一方の電源出力
特端子２ｂには、スイッチングトランジスタ６のソース
端子及びＰＷＭ制御回路９のＧＮＤ端子とが接続されて
いる。共振用コンデンサ４には、並列ダイオード１０が
並列に接続され、この並列回路と、第１のスイッチング
トランジスタ（Ｑ₁）６との接続点に、第２のスイッチ
ングトランジスタ（Ｑ₂）１１のソース端子が接続され
ている。第２のスイッチングトランジスタ（Ｑ₂）１１
のドレイン端子には、トランス５の１次巻線５ａの一端
と１次側の平滑コンデンサ８の一端とが接続されてい
る。そして、スイッチングトランジスタ（Ｑ₂）１１、
トランス５の１次巻線５ａ、チョークコイル７、ダイオ
ード１０で構成される直列ループは、後述する如く所謂
「ぐるぐる回りの閉ループ」を形成している。第２のス
イッチングトランジスタ（Ｑ₂）１１は副スイッチング
素子と呼ばれる。

【００２０】トランス５の２次巻線は、中間タップ５ｄ
により、５ｂと５ｃとに分割されている。トランス５の
２次巻線の中間タップ５ｄは、２次側の平滑コンデンサ
１２の負極端子に接続され、２次巻線５ｂ及び５ｃのも
う一方の端子は各々ダイオード１７ａ及び１７ｂを介し
て、２次側の平滑コンデンサ１２の正極端子に接続され
ている。２次巻線の中間タップ５ｄは、２次側の平滑コ
ンデンサ１２の負極端子に接続されている。

【００２１】２次側の平滑コンデンサ１２の正負の両端
子は、各々ＤＣ（直流）出力端子１３ａ及び１３ｂに接
続され、このＤＣ出力端子からスイッチング電源装置の
出力電流を取り出す。ＤＣ出力端子１３ａ及び１３ｂ間
には電圧検出回路１４が接続されており、この電圧検出
回路１４の出力量は、フォトダイオード１５ａと受光素
子１５ｂとの対でフォトカプラー１５を構成しており、
フォトダイオード１５ａから光信号として出力される。

【００２２】ＰＷＭ制御回路９には、フォトカプラー１
５のフォトトランジスタ（受光素子）１５ｂが接続され
ており、ＰＷＭ制御回路の出力端子（複数）は、トラン
ジスタ（Ｑ₁）６及び（Ｑ₂）１１のベースに各々接続さ
れいる。

【００２３】［動作の説明］次に、第１の実施の形態の
通常状態における図１の回路動作を説明する。スイッチ
ング電源回路の動作波形は図８に示され、図８の各記号
は、 Ｅ_Q1G：トランジスタ６（Ｑ₁）のゲート電圧、 Ｅ_Q2G：トランジスタ１１（Ｑ₂）のゲート電圧、 Ｉ_IN ：チョークコイル３を流れる電流、 Ｉ_L1 ：チョークコイル７を流れる電流、 Ｉ_Q1 ：トランジスタＱ₁を流れる電流、 Ｉ_Q2 ：トランジスタＱ₂を流れる電流、 Ｅ_Q1 ：トランジスタＱ₁のドレイン−ソース間電圧、 Ｅ_C2 ：共振用コンデンサ４の両端電圧、 Ｉ_D1 ：トランス２次巻線５ｂよりダイオード１７ａを
通って、２次側の平滑コンデンサ１２を充電する電流、 Ｉ_D2 ：トランス２次巻線５ｃからダイオード１７ｂを
通って２次側の平滑コンデンサ１２を充電する電流、 Ｅ_Q2 ：トランジスタＱ₂（１１）のドレイン−ソース間
電圧、 であり、各波形を横軸に共通の時間軸をとって表してあ
る。また、図２〜図７において、Ｉ_IN、Ｉ_L1、Ｉ_Q1、Ｉ
_Q2、Ｉ_D1、Ｉ_D2の各電流の正負の方向は、次の通り定義
する。

【００２４】Ｉ_IN：電源出力端子２ａから共振用コンデ
ンサ４に流れる方向を正方向 Ｉ_L1：主トランスの１次巻線５ａからチョークコイル７
に流れる方向を正方向 Ｉ_Q1：スイッチング素子のドレインからソースに向かっ
て流れる方向を正方向 Ｉ_Q2：スイッチング素子のドレインからソースに向かっ
て流れる方向を正方向 Ｉ_D1：主トランスの２次巻線５ｂからダイオード１７ａ
を経由してコンデンサ１２を充電電荷する方向を正方向 Ｉ_D2：主トランスの２次巻線５ｃからダイオード１７ｂ
を経由してコンデンサ１２を充電電荷する方向を正方
向、 そして、トランジスタＱ₁、トランジスタＱ₂のｏｎ、ｏ
ｆｆの制御はＰＷＭ制御回路９からの制御信号により行
われる。

【００２５】（１）［タイミングｔ₁〜ｔ₂間の動作説
明］（Ｑ₁はｏｎ、Ｑ₂はｏｆｆ） 図２において、第１のスイッチングトランジスタ
（Ｑ₁）６はｏｎしており、第２のスイッチングトラン
ジスタ（Ｑ₂）１１はｏｆｆしている。点線にて表示さ
れる電流Ｉ_INは、電源出力端子２ａからチョークコイル
３、共振用コンデンサ４、トランジスタＱ₁及び電源出
力端子２ｂのループを矢印の方向に流れる。

【００２６】１次側の平滑コンデンサ８は通常状態にお
いて、式１に示す電圧Ｅ_C1で常に充電されており、この
充電電荷による電流Ｉ_L1が、トランス５の１次巻線５
ａ、チョークコイル７、共振用コンデンサ４、及びトラ
ンジスタＱ₁のループを実線で示す方向に流れる。ここ
に、 Ｅ_C1 ＝√２×Ｅａ＋α （式１） 但し、Ｅａ：交流電源Ｅ_Sの実効値 α：回生電流がコンデンサＣ₁に流入した結果発生する
充電電圧 同時に、トランスの２次巻線５ｂに電圧が誘起され、ダ
イオード１７ａを通して、２次側の平滑コンデンサ１２
に、充電電流Ｉ_D1を流す。この時概略的には、トランス
の１次巻線５ａとチョークコイル７との直列回路に、チ
ョークコイル３とが並列接続された合成インダクタンス
が、共振用コンデンサ４と電流共振する。図８に示す通
り、チョークコイル３を流れる電流Ｉ_IN、チョークコイ
ル７を流れる電流Ｉ_L1、トランジスタＱ₁を流れる電流
Ｉ_Q1、及び共振用コンデンサ４の両端電圧Ｅ_C2は正弦波
曲線に沿って増大する。又、ダイオード１７ａを流れる
電流Ｉ_D1も電流Ｉ_L1に相似した曲線で増大する。

【００２７】（２）［タイミングｔ₂〜ｔ₄間の動作説
明］（Ｑ₁はｏｆｆ、Ｑ₂はｏｆｆ→ｏｎ） 図８に示すタイミングｔ₂でトランジスタＱ₁がオフする
と、トランスの１次巻線５ａ、チョークコイル７に蓄積
されていた励磁エネルギーにより、図３の実線で示すル
ートを矢印方向に電流Ｉ_L1が流れる。この時、この電流
Ｉ_L1と後述の電流Ｉ_INとは、先ずトランジスタＱ₂のド
レイン−ソース間に存在する浮遊容量にチャージされて
いる充電電荷を引き抜いた後、トランジスタＱ₂のドレ
イン−ソース間に寄生するダイオードを通して流れる。
従って、必要に応じトランジスタＱ₂のドレイン−ソー
ス間に並列に小容量のコンデンサを追加接続しても良い
ことは当然である。この小容量のコンデンサを接続追加
すると、電圧Ｅ_Q2は緩やかに変化し、トランジスタＱ₂
の電力消費を減少させることができる。（図８上では説
明簡略化のため、垂直に変化するように図示してある
が、実際にはトランジスタＱ₂のドレイン−ソース間容
量の影響により多少勾配を持って変化する。）また、同
様の理由により、必要に応じトランジスタＱ₁のドレイ
ン−ソース間にも、小容量のコンデンサを並列接続して
も良いことは当然である。

【００２８】また、チョークコイル３に蓄積されていた
励磁エネルギーにより、図３の点線示される電流Ｉ
_INは、電源出力端子２ａからチョークコイル３、共振用
コンデンサ４、トランジスタＱ₂、１次側の平滑コンデ
ンサ８、及び電源出力端子２ｂのループを矢印の方向に
流れる。また、電流Ｉ_INは、トランジスタＱ₂内で上述
の電流Ｉ_L1と合流する。この時、前述のタイミングｔ₁
〜ｔ₃間の場合と同様に、共振用コンデンサ４、チョー
クコイル３、チョークコイル４、及びトランスの１次巻
線５ａは電流共振状態にあるため、電流Ｉ_IN、Ｉ_L1、Ｉ
_Q2及び電圧Ｅ_C2は、図８上に示す通り、正弦波形の軌跡
に沿って変化する。更に、電流Ｉ_D2も円孤状に増加す
る。

【００２９】タイミングｔ₂〜ｔ₄の期間は、トランジス
タＱ₂の寄生ダイオード内を電流が流れており、トラン
ジスタＱ₂のドレイン−ソース間の電圧値が０Ｖのた
め、ＰＷＭ制御回路９からの制御信号により、タイミン
グｔ₂〜ｔ₄の期間内にＥ_Q2Gをハイにすることにより、
トランジスタＱ₂をソフトオンすることが出来る。

【００３０】（３）［タイミングｔ₄〜ｔ₅間の動作説
明］（Ｑ₁はｏｆｆ、Ｑ₂はｏｎ） タイミングｔ₄でチョークコイル３、チョークコイル
７、トランスの１次巻線５ａ内の励磁エネルギーの放出
が完了する（Ｉ_IN＝０）と、共振用コンデンサ４の両端
電圧Ｅ_C2が最大となる。トランジスタＱ₂は既にタイミ
ングｔ₃で、ゲート電圧Ｅ_Q2Gのハイの信号によりｏｎさ
れており、共振用コンデンサ４の充電電荷は、図４の実
線で示すルートを矢印方向に流れ、放電を開始する。

【００３１】この期間内は、スイッチング電源装置はト
ランスの１次巻線５ａ、チョークコイル７、及び共振用
コンデンサ４による電流共振状態にあり、電流Ｉ_L1、Ｉ
_Q2、及び電圧Ｅ_C2は、図８に示されるように、正弦波の
軌跡にそって変化する。また、充電電流Ｉ_D2もこれに伴
って正弦波軌跡を描きながら減衰する。

【００３２】（４）［タイミングｔ₅〜ｔ₆間の動作説
明］（Ｑ₁はｏｆｆ、Ｑ₂はｏｎ） タイミングｔ₅で、共振用コンデンサ４の放電が終了す
ると、電流Ｉ_L1は、トランジスタＱ₂、ダイオード１
０、チョークコイル７、トランスの１次巻線５ａ、のル
ープを流れる。この時、当該ループ内の導通抵抗（ここ
に導通抵抗とは、ダイオードの順方向電圧降下によるト
ランジスタＱ₂の導通抵抗、その他ループ内の抵抗を意
味する）が低いため、次のタイミングｔ₆でトランジス
タＱ₂がｏｆｆする迄ほとんど減衰することなく、同一
ループ内をぐるぐる回り続る（この状態を“ぐるぐる回
り”と呼称する）。

【００３３】（５）［タイミングｔ₆〜ｔ₈間の動作説
明］（Ｑ₁はｏｆｆ→ｏｎ、Ｑ₂はｏｆｆ） タイミングｔ₆で、ＰＷＭ制御回路９からの制御信号に
より、トランジスタＱ₂のゲート電圧Ｅ_Q2Gをローにする
ことにより、トランジスタＱ₂がｏｆｆし、電流Ｉ_L1は
図６に示す通り、トランジスタＱ₁、トランジスタＱ₁の
寄生ダイオード、ダイオード１０、チョークコイル７、
及びトランスの１次巻線５ａのループを流れ、１次側の
平滑コンデンサ８を充電する。例えば、スイッチング周
波数１００ｋＨｚ程度の時、大容量値の平滑コンデンサ
８の容量値としては１５００μＦ程度、出力電流値のピ
ーク値は約８Ａ程度、に設定されているため、この充電
により充電電圧が急上昇せず、一定である。従って、こ
の期間電流Ｉ_L1は図８に示すように、直線的に減少し、
０レベルに向かう。

【００３４】また、電流Ｉ_L1は、トランジスタＱ₁の寄
生ダイオードを通過する前に、まずトランジスタＱ₁の
ドレイン−ソース間に存在する浮遊容量にチャージされ
ている電荷を引き抜き、その後トランジスタＱ₁の寄生
ダイオード内を流れる。従って、寄生ダイオード内を電
流が流れている期間中の任意のタイミング（ｔ₇）で、
ＰＷＭ制御回路９からの制御信号により、トランジスタ
Ｑ₁のゲート電圧Ｅ_Q1Gをハイにし、トランジスタＱ₁を
ｏｎにすることにより、トランジスタＱ₁をソフトｏｎ
することが出来る。

【００３５】また、タイミングｔ₆で上述の通り、トラ
ンジスタＱ₁のドレイン−ソース間電圧が０Ｖとなるた
め、図６の点線で示すルートを矢印方向に電流Ｉ_INは流
れ始め、チョークコイル７と共振用コンデンサ４の接続
点で電流Ｉ_L1と合流する。これを数式で示すと下記の
（式２）となる。

【００３６】 Ｉ_L1＝Ｉ_Q1＋Ｉ_IN （式２） 図８に示す通り、電流Ｉ_L1は時間経過に伴い減少し、電
流Ｉ_INは時間経過に伴い増加するため、タイミングｔ₈
で両者の絶対値の大きさが等しくなる。

【００３７】また、この期間において、トランスの１次
巻線５ａ及びチョークコイル７に、平滑コンデンサ８を
充電する方向の誘起電圧が発生し、２次巻線５ｂにも同
様に発生することから、電流Ｉ_D1は図８に示す通り、タ
イミングｔ₆の時点より流れ始める。

【００３８】（６）［タイミングｔ₈〜ｔ₁間の動作説
明］（Ｑ₁はｏｎ、Ｑ₂はｏｆｆ） タイミングｔ₈で、電流Ｉ_INは図７に示す通り、トラン
ジスタＱ₁の方向に流れ始めるため、共振用コンデンサ
４は充電を開始され、電圧Ｅ_C2は上昇を開始する。電流
Ｉ_L1は、この後もしばらく図７上にＩ_L1（ａ）の実線矢
印の方向に流れるが、トランスの１次巻線５ａ及びチョ
ークコイル７の励磁エネルギーの放出が完了すると、平
滑コンデンサ８が放電を開始し、図７上にＩ_L1（ｂ）に
て示す実線矢印の方向に流れ始める。この期間、トラン
スの２次巻線５ｂに、タイミングｔ₆〜ｔ₈の期間と同一
方向の誘起電圧が発生しているため、図８に示すよう
に、電流Ｉ_D1は増加し続ける。

【００３９】［力率改善状態の動作説明］交流電源Ｅ_S
の実効値をＥａ、周波数をｆａとすると、電源出力端子
２ａ、２ｂ間の電圧Ｖ_DC（ｔ）は、図９に実線で示す通
り時間的に変化する波形となり、これを数式で示すと下
記の（式３）となる。 Ｖ_DC（ｔ）＝│√２Ｅａｓｉｎ（２πｆａｔ）│ （式３） チョークコイル３を流れる電流Ｉ_INは、タイミングｔ₆
〜ｔ₂の期間、チョークコイル３の両端間電圧に比例し
て増加する。チョークコイル３と共振用コンデンサ４の
接続部分の電圧、即ち、Ｅ_C2が電圧Ｖ_DC（ｔ）に左右さ
れないと仮定をすれば（実際は多少変化するが）、チョ
ークコイル３の両端間電圧は、電圧Ｖ_DC（ｔ）に一次的
に依存し、その他の因子の影響も多少あるが、本発明に
おいては、電流Ｉ_INは、図９に点線で示されるような曲
線の良好な結果を得た。力率データーの一例は、力率：
０．９８〜０．９９５程度と高い値である。

【００４０】このような良好な力率データーを得るに
は、平滑コンデンサ８の充電電圧Ｅ_C1を（式１）に示す
ように、√２×Ｅ_Sより高くする必要があるが、高く設
定し過ぎるとトランジスタＱ₁、Ｑ₂に高耐圧のトランジ
スタを採用する必要がある。高耐圧のトランジスタは、
一般的に、オン抵抗（導通抵抗）が高く、高耐圧のトラ
ンジスタを採用すると、ＡＣ−ＤＣ変換効率が低下す
る。従って、充電電圧Ｅ_C1は（式１）のα分を出来るだ
け少なくすることが望ましく、この最適設定を、「トラ
ンスの１次巻線１ａのインダクタンス値とチョークコイ
ル７のインダクタンス値の総和」と「チョークコイル３
のインダクタンス値」との比率を調整することにより、
設定することが出来る。この因果関係を表１に示す。

【００４１】

【表１】

【００４２】［ＰＷＭ制御関連の動作］ ＰＷＭ制御回路９は、ＤＣ出力電圧値のデーターを電圧
検出部１４からフォトカプラー１５を介して受信し、ト
ランジスタ（Ｑ₁）６及び（Ｑ₂）１１をＰＷＭ制御にて
制御する。従って、タイミングｔ₁〜ｔ₈の周期時間は常
に固定されているが、２次側の負荷条件、電源出力端子
２ａ、２ｂ間の電圧Ｖ_DC（ｔ）の値、等により、図８に
示すタイミングｔ1〜ｔ5及びｔ6〜ｔ1の各期間の長さは
変化する。タイミングｔ₅〜ｔ₆の期間は、上記の期間を
解決するためのもので、他の期間が伸びた場合この期間
を短くし、逆に他の期間が短縮した場合この期間を長く
することにより全周期が変化しないようにする。また、
この期間は前述の通り、トランスの１次巻線５ａ及びチ
ョークコイル７に蓄積されている励磁エネルギーを温存
保持し、タイミングｔ ₇ でこの励磁エネルギーによりト
ランジスタＱ₁を０ボルトオンさせる。

【００４３】［第２の実施の形態］図１０に、第２の一
実施の形態よりなるスイッチング電源回路を示す。本発
明は第１の一実施の形態よりなるスイッチング電源回路
である図１を、トランスの２次巻線電圧の整流処理をフ
ォワード方式にしたものであり、比較的軽負荷で低コス
トを要求されるスイッチング電源回路の用途に適してい
る。動作原理は、第１の実施例と同様であり、回路動作
の説明は省略する。

【００４４】［第３の実施の形態］図１１に、第３の一
実施の形態よりなるスイッチング電源回路を示す。本発
明は第１の一実施の形態よりなるスイッチング電源回路
である図１を、トランスの２次巻線電圧の整流処理をフ
ライバック方式にしたものであり、当フライバック方式
の場合チョークコイル７は不要のため、除かれている。
この方式も比較的軽負荷で低コストを要求されるスイッ
チング電源回路の用途に適している。動作原理は、第１
の実施例と同様であり、回路動作の説明は省略する。

【００４５】［第４の実施の形態］図１２に、第４の一
実施の形態よりなるスイッチング電源回路を示す。本発
明の第１の一実施の形態よりなるスイッチング電源回路
である図１との相違点は下記の通りである。 (1)図１から、チョークコイル３を削除し、電源端子２
ａを１次側の平滑コンデンサ８に直接接続している。 (2)本実施回路例は、第１の実施例から高力率化機能を
省略したもので、ＰＷＭ制御共振型電源としての特長は
第１の実施例と同一である。

【００４６】また、この第４の一実施の形態よりなるス
イッチング電源回路は、法規制の関係で高力率化機能の
必要の無い用途に使用できる。また、動作原理は、第１
の実施例と同様であり、回路動作の説明は省略する。

【００４７】この他に本実施回路例のトランス５の２次
側巻線処理をフォワード方式及びフライバック方式に変
更する実施例があるが、第２、第３の実施例の第１の実
施例からの変更点説明から当然類推される内容のため、
省略する。

【００４８】［第５の実施の形態］本発明の第５の一実
施の形態よりなるスイッチング電源装置を図１３を用い
て説明する。本発明は第１の一実施の形態よりなるスイ
ッチング電源回路である図１との相違点は下記の通りで
ある。 (1)第１の一実施の形態よりなるスイッチング電源回路
の図１のチョークコイル７はトランス５の１次側に接続
されていたが、図１３ではトランス５の２次側に接続
し、チョークコイル７ａとした。従って、トランス５の
２次巻線５ｂ、５ｃを流れる電流はダイオード１７ａま
たは１７ｂを介して、２次側のチョークコイル７ａを通
り、２次側の平滑コンデンサ１２と接続され、２次側に
出力電流を供給する。 (2)図１のチョークコイル３を廃し、チョークコイル３
の機能を持つ副トランス２０の１次巻線２０ａを配設し
た。従って、直流電源Ｅ_Bは一対の電源出力端子２ａ、
２ｂを持ち、電源出力端子２ａには、副トランス２０の
１次巻線２０ａと共振用コンデンサ４と第１のスイッチ
ングトランジスタ（Ｑ₁）６とが接続され、電源出力端
子２ｂとで１つのループを形成している。また、副トラ
ンス２０の２次巻線２０ｂは、タイミングｔ₂〜ｔ₅の期
間、ダイオード２１を介して、２次側の平滑コンデンサ
１２に電流を出力する。

【００４９】この第５の実施の形態では、上記の第１の
実施の形態よりも高いＡＣ−ＤＣ変換効率を実現するこ
とができるが、コスト的には不利になる。第１の実施の
形態では、図８のタイミングｔ₆〜ｔ₂間の期間に、電流
Ｉ_INにより、チョークコイル３内に蓄積された励磁エネ
ルギーの一部は、下記のプロセスを経て、ＤＣ出力端子
に移送される。 （ａ）図８のタイミングｔ₂〜ｔ₄間の期間に、共振用コ
ンデンサ４の静電エネルギーと、平滑コンデンサ８の充
電エネルギーに変換される。 （ｂ）プロセス（ａ）にて、共振用コンデンサ４に蓄積
された静電エネルギーは、図８のタイミングｔ₄〜ｔ₅間
の期間に、主トランス５とチョークコイル７の励磁エネ
ルギーに変換される。 （ｃ）プロセス（ｂ）にて、主トランス５に蓄積された
励磁エネルギーは、図８のタイミングｔ₄〜ｔ₅間の期間
に、ダイオード１７ｂを経由して、コンデンサ１２の充
電エネルギーに変換される。プロセス（ｂ）と（ｃ）と
は同時に進行する。従って、上記の各プロセス毎に、共
振用コンデンサ４の誘電正接、チョークコイル３及び主
トランス５のヒステリシスによる損失が発生する。

【００５０】第５の実施の形態では、図８のタイミング
ｔ₆〜ｔ₂間の期間に、副トランス２０に蓄積された励磁
エネルギーの一部は、ダイオード２１を経由して、ＤＣ
出力端子に移送され、これ以外の他の部品を経由しない
ため、電力損失を少なくすることができる。

【００５１】また、チョークコイル７及びチョークコイ
ル７ａは、主スイッチング素子Ｑ₁（６）がオンしてい
る期間、主スイッチング素子Ｑ₁（６）のドレイン電流
を一定値に制御するためのもので、１次側または２次側
のいづれか一方に挿入する必要がある。しかし、１次側
に挿入しても、また２次側に挿入しても、その効果は変
わらない。

【００５２】［第６の実施の形態］本発明の第６の一実
施の形態よりなるスイッチング電源装置を図１４を用い
て説明する。本発明は第５の一実施の形態よりなるスイ
ッチング電源回路である図１３との相違点は下記の通り
である。 (1)第５の一実施の形態よりなるスイッチング電源回路
の主トランス５に直列に副トランス３０を直列接続して
いる。 (2)主トランス５及び副トランス３０は、タイミングｔ₂
〜ｔ₅の期間、表２に示す動作を行い、トランスの２次
側に配設されたダイオード１７ａ、１７ｂを介して、２
次側の平滑コンデンサ１２と接続され、２次側に出力電
流を供給する。

【００５３】

【表２】

【００５４】主トランス５は、主スイッチング素子Ｑ₁
（６）がオンしている期間、第１の実施の形態のチョー
クコイル７の機能を果たし、主スイッチング素子Ｑ
₁（６）のドレイン電流を制御する。また、副トランス
３０は、副スイツチング素子Ｑ₂（１１）がオンしてい
る期間、チョークコイル７の働きをし、副スイツチング
素子Ｑ₂（１１）のドレイン電流を制御する。

【００５５】また、第１の実施の形態においては、主ト
ランス５の１次巻線５ａ及び２次巻線５ｂのリーケージ
インダクタンスの影響により、主スイッチング素子Ｑ₁
（６）がオフの時、僅かにノイズが発生するが、第６の
実施の形態においては、このノイズをさらに低減するこ
とができる。

【００５６】

【発明の効果】以上のように、本発明のスイッチング電
源装置は、交流を整流回路で整流してから該整流回路の
一つ又は二つの出力端子に接続される平滑コンデンサで
平滑化して主トランスの１次巻線に与え、該主トランス
の２次側出力電圧の検出によって、前記主トランスの１
次側の絶縁ゲート型電界効果トランジスタの主スイッチ
ング素子及び絶縁ゲート型電界効果トランジスタの副ス
イッチング素子のスイッチング制御を行うスイッチング
電源回路において、前記１次巻線と前記主スイッチング
素子とを直列に接続した直列回路が前記平滑コンデンサ
に対して並列に接続され、前記１次巻線と前記主スイッ
チング素子との間に共振用コンデンサとダイオードとの
並列回路が接続され、前記副スイッチング素子が前記１
次巻線と前記共振用コンデンサとの直列回路に対して並
列に接続されて構成され、前記主スイッチング素子がオ
フしたときに前記１次巻線に蓄積されていた励磁エネル
ギーによって、該１次巻線、前記共振用コンデンサ及び
前記副スイッチング素子を含むループ回路に電流が流れ
て前記共振用コンデンサを充電し、前記励磁エネルギー
の放出後には、前記共振用コンデンサの放電によって、
前記１次巻線、前記共振用コンデンサ及び前記副スイッ
チング素子を含むループ回路に電流が流れて前記１次巻
線に励磁エネルギーを蓄積し、前記共振用コンデンサの
放電後には、該共振用コンデンサの放電により前記１次
巻線に蓄積された励磁エネルギーによって、該１次巻
線、前記ダイオード及び前記副スイッチング素子を含む
ループ回路に、前記副スイッチング素子のターンオフの
タイミングまで電流が流れて、前記主スイッチング素子
のオフから所要期間経過後、前記副スイッチング素子を
オフし、該副スイッチング素子のターンオフ後に前記主
スイッチング素子の寄生ダイオードを通して励磁電流が
流れている期間内に前記主スイッチング素子をオンする
ことを特徴とするものである。

【００５７】従って、本発明のスイッチング電源装置に
よれば、スイッチング周波数固定のＰＷＭ制御方式やス
イッチング周波数変動の制御方式等の制御方式に関係な
く所望のタイミングで、スイッチング素子をソフトにオ
ンすることができる。従って、出力無負荷時に、スイッ
チング周波数を低くする操作を行っても、スイッチング
素子のソフトオン動作に異常が発生することが無い特徴
がある。そして、スイッチング電源回路の変換効率を向
上させることが出来るとともに、急峻な細かいパルス状
の電流が回路を流れないため、ノイズの発生を極めて小
さくすることが出来る。また、本発明の共振型ワンコン
バーターは、電源装置入力電流の高力率化、高調波削減
を、少ない部品点数にて実現できる。

【００５８】また、本発明のスイッチング電源装置は、
チョークコイルが前記１次巻線と前記共振用コンデンサ
との間に直列接続されると共に、前記整流回路の二つの
出力端子が前記平滑コンデンサに並列接続されて構成さ
れ、前記副スイッチング素子がターンオフした後に前記
主スイッチング素子がターンオンし、該主スイッチング
素子がターンオフした後に前記副スイッチング素子の寄
生ダイオードに電流が流れている期間中に該副スイッチ
ング素子をターンオンさせて、前記共振用コンデンサの
静電エネルギーを前記１次巻線及び前記チョークコイル
の励磁エネルギーに変換し、この１次巻線及びチョーク
コイルの励磁エネルギーにより発生した励磁電流を、前
記ダイオード及び前記副スイッチング素子を含むループ
回路に流して励磁エネルギーを保持し、所要期間経過
後、前記副スイッチング素子をオフし、該副スイッチン
グ素子のターンオフ後に前記主スイッチング素子の寄生
ダイオードを通して励磁電流が流れている期間内に前記
主スイッチング素子をオンすることを特徴とするもので
ある。

【００５９】従って、本発明のスイッチング電源装置に
よれば、スイッチング周波数固定のＰＷＭ制御方式の条
件において、容易に共振動作によるスイッチング素子の
ソフトオンを実現することができる。これにより、高効
率化、低ノイズのスイッチング電源回路を実現すること
ができる。また、スイッチング周波数が固定であるＰＷ
Ｍ制御方式であり、不要輻射対策、搭載機器への誤動作
対策がやり易く、かつ出力軽負荷時の電力変換効率が周
波数変動方式に比べて高くなるという長所がある。更に
加えて、出力無負荷時のスイッチング周波数を極端に低
くし、いわゆる「省エネルギー運転」が可能となる。ま
た、本発明によれば、出力電流の多少に関係なくスイッ
チング周波数が一定であり、必要に応じ出力電流が少な
い時、スイッチング周波数を下げ消費電力を少なくする
ことが可能なスイッチングレギュレーターが実現でき、
且つ、入力電流が高力率であり、高性能である。また、
共振型の場合は、低ノイズ下で、スイッチング周波数の
高周波化も可能となる。

【００６０】また、本発明のスイッチング電源装置は、
第１のチョークコイルが前記１次巻線と前記共振用コン
デンサとの間に直列接続されると共に、第２のチョーク
イコイルを介して前記整流回路の一つの出力端子が前記
第１のチョークコイル及び前記共振用コンデンサの接続
点に接続されて構成され、前記副スイッチング素子がタ
ーンオフした後に前記主スイッチング素子がターンオン
し、該主スイッチング素子がターンオフした後に前記副
スイッチング素子の寄生ダイオードに電流が流れている
期間中に該副スイッチング素子をターンオンさせて、前
記共振用コンデンサの静電エネルギーを前記１次巻線及
び前記第１のチョークコイルの励磁エネルギーに変換
し、この１次巻線及び第１のチョークコイルの励磁エネ
ルギーにより発生した励磁電流を前記ダイオード及び前
記副スイッチング素子を含むループ回路に流して励磁エ
ネルギーを保持し、所要期間経過後、前記副スイッチン
グ素子をオフし、前記副スイッチング素子のターンオフ
後に前記主スイッチング素子の寄生ダイオードを通して
励磁電流が流れている期間内に主スイッチング素子をオ
ンすることを特徴とするものである。

【００６１】従って、本発明のスイッチング電源装置に
よれば、高効率化、低ノイズ化、に加えて、入力電流の
高調波成分の少なく、且つ高力率化のスイッチング電源
装置を実現することができる。

【００６２】また、本発明のスイッチング電源装置は、
副トランスの２次側出力が前記主トランスの２次側出力
と並列となるように接続されると共に、該副トランスの
１次巻線を介して前記整流回路の一つの出力端子が前記
主トランスの１次巻線及び前記共振用コンデンサの接続
点に接続されて構成され、前記副スイッチング素子がタ
ーンオフした後に前記主スイッチング素子がターンオン
し、該主スイッチング素子がターンオフした後に前記副
スイッチング素子の寄生ダイオードに電流が流れている
期間中に該副スイッチング素子をターンオンさせて、前
記共振用コンデンサの静電エネルギーを前記主トランス
の１次巻線の励磁エネルギーに変換し、該主トランスの
１次巻線の励磁エネルギーにより発生した励磁電流を前
記ダイオード及び副スイッチング素子を含むループ回路
に流して励磁エネルギーを保持し、所要期間経過後、前
記副スイッチング素子をオフし、前記副スイッチング素
子のターンオフ後に前記主スイッチング素子の寄生ダイ
オードを通して励磁電流が流れている期間内に主スイッ
チング素子をオンすることを特徴とするものである。

【００６３】従って、本発明のスイッチング電源装置に
よれば、高効率化、低ノイズ化、に加えて、入力電流の
高調波成分の少なく、且つ高力率化のスイッチング電源
装置を実現することができ、特に、高効率化のスイッチ
ング電源装置を実現することができる。

【００６４】さらに、本発明のスイッチング電源装置
は、副トランスが前記主トランスに直列接続されると共
に、チョークイコイルを介して前記整流回路の一つの出
力端子が前記副トランスの１次巻線及び前記共振用コン
デンサの接続点に接続されて構成され、前記副スイッチ
ング素子がターンオフした後に前記主スイッチング素子
がターンオンし、該主スイッチング素子がターンオフし
た後に前記副スイッチング素子の寄生ダイオードに電流
が流れている期間中に該副スイッチング素子をターンオ
ンさせて、前記共振用コンデンサの静電エネルギーを前
記主トランスの１次巻線及び前記副トランスの１次巻線
の励磁エネルギーに変換し、該主トランスの１次巻線及
び前記副トランスの１次巻線の励磁エネルギーにより発
生した励磁電流を前記ダイオード及び前記副スイッチン
グ素子を含むループ回路に流して励磁エネルギーを保持
し、所要期間経過後、前記副スイッチング素子をオフ
し、前記副スイッチング素子のターンオフ後に主スイッ
チング素子の寄生ダイオードを通して励磁電流が流れて
いる期間内に主スイッチング素子をオンすることを特徴
とするものである。

【００６５】従って、本発明のスイッチング電源装置に
よれば、高効率化、低ノイズ化、に加えて、入力電流の
高調波成分の少なく、且つ高力率化のスイッチング電源
装置を実現することができ、特に、低ノイズのスイッチ
ング電源装置を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の一実施の形態よりなるスイッチ
ング電源装置の回路図である。

【図２】本発明の第１の一実施の形態よりなるスイッチ
ング電源装置のタイミングｔ₁〜ｔ₂間の動作を説明する
ための回路図である。

【図３】本発明の第１の一実施の形態よりなるスイッチ
ング電源装置のタイミングｔ₂〜ｔ₄間の動作を説明する
ための回路図である。

【図４】本発明の第１の一実施の形態よりなるスイッチ
ング電源装置のタイミングｔ₄〜ｔ₅間の動作を説明する
ための回路図である。

【図５】本発明の第１の一実施の形態よりなるスイッチ
ング電源装置のタイミングｔ₅〜ｔ₆間の動作を説明する
ための回路図である。

【図６】本発明の第１の一実施の形態よりなるスイッチ
ング電源装置のタイミングｔ₆〜ｔ₈間の動作を説明する
ための回路図である。

【図７】本発明の第１の一実施の形態よりなるスイッチ
ング電源装置のタイミングｔ₈〜ｔ₁間の動作を説明する
ための回路図である。

【図８】本発明の一実施の形態よりなるスイッチング電
源装置の回路を説明する動作波形である。

【図９】本発明の第１の一実施の形態よりなるスイッチ
ング電源装置の電圧Ｖ_DC（ｔ）の波形と電流Ｉ_INの波形
の時間的変化を示す図である。

【図１０】本発明の第２の一実施の形態よりなるスイッ
チング電源装置の回路図である。

【図１１】本発明の第３の一実施の形態よりなるスイッ
チング電源装置の回路図である。

【図１２】本発明の第４の一実施の形態よりなるスイッ
チング電源装置の回路図である。

【図１３】本発明の第５の一実施の形態よりなるスイッ
チング電源装置の回路図である。

【図１４】本発明の第６の一実施の形態よりなるスイッ
チング電源装置の回路図である。

【図１５】従来例のトランスを有するスイッチング電源
装置の主要回路図である。

【図１６】従来例のトランスを有するスイッチング電源
装置の主要動作波形図である。

【符号の説明】

１ａ 商用電源からなる交流電源 １ｂ 高周波成分除去用フィルター １ｃ ブリッジ整流回路 ２ａ、２ｂ 直流電源Ｅ_Bの電源出力端子 ３ チョークコイル ４ 共振用コンデンサ ５ａ トランス５の１次巻線 ５ｂ、５ｃ トランス５の２次巻線 ５ｄ トランス５の２次巻線の中間タップ ５ 主トランス ６ 第１のスイッチングトランジスタＱ₁ ７ １次側のチョークコイル ７ａ ２次側のチョークコイル ８ １次側の平滑コンデンサ ９ ＰＷＭ制御回路 １０ 並列ダイオード １１ 第２のスイッチングトランジスタＱ₂ １２ ２次側の平滑コンデンサ １３ａ、１３ｂ ２次側のＤＣ（直流）出力端子 １４ 電圧検出回路 １５ フォトカプラー １５ａ フォトダイオード １５ｂ 受光素子 １７ａ、１７ｂ ダイオード ２０ 副トランス ２０ａ 副トランス２０の１次巻線 ２０ｂ 副トランス２０の２次巻線 ３０ 副トランス ３０ａ 副トランス３０の１次巻線 ３０ｂ 副トランス３０の２次巻線

Claims (7)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流を整流回路で整流してから該整流回
   路の一つ又は二つの出力端子に接続される平滑コンデン
   サで平滑化して主トランスの１次巻線に与え、該主トラ
   ンスの２次側出力電圧の検出によって、前記主トランス
   の１次側の絶縁ゲート型電界効果トランジスタの主スイ
   ッチング素子及び絶縁ゲート型電界効果トランジスタの
   副スイッチング素子のスイッチング制御を行うスイッチ
   ング電源回路において、 前記１次巻線と前記主スイッチング素子とを直列に接続
   した直列回路が前記平滑コンデンサに対して並列に接続
   され、 前記１次巻線と前記主スイッチング素子との間に共振用
   コンデンサとダイオードとの並列回路が接続され、 前記副スイッチング素子が前記１次巻線と前記共振用コ
   ンデンサとの直列回路に対して並列に接続されて構成さ
   れ、 前記主スイッチング素子がオフしたときに前記１次巻線
   に蓄積されていた励磁エネルギーによって、該１次巻
   線、前記共振用コンデンサ及び前記副スイッチング素子
   を含むループ回路に電流が流れて前記共振用コンデンサ
   を充電し、 前記励磁エネルギーの放出後には、前記共振用コンデン
   サの放電によって、前記１次巻線、前記共振用コンデン
   サ及び前記副スイッチング素子を含むループ回路に電流
   が流れて前記１次巻線に励磁エネルギーを蓄積し、 前記共振用コンデンサの放電後には、該共振用コンデン
   サの放電により前記１次巻線に蓄積された励磁エネルギ
   ーによって、該１次巻線、前記ダイオード及び前記副ス
   イッチング素子を含むループ回路に、前記副スイッチン
   グ素子のターンオフのタイミングまで電流が流れて、 前記主スイッチング素子のオフから所要期間経過後、前
   記副スイッチング素子をオフし、該副スイッチング素子
   のターンオフ後に前記主スイッチング素子の寄生ダイオ
   ードを通して励磁電流が流れている期間内に前記主スイ
   ッチング素子をオンする ことを特徴とするスイッチング
   電源装置。
2. 【請求項２】 請求項１記載のスイッチング電源回路に
   おいて、 チョークコイルが前記１次巻線と前記共振用コンデンサ
   との間に直列接続されると共に、前記整流回路の二つの
   出力端子が前記平滑コンデンサに並列接続されて構成さ
   れ、 前記副スイッチング素子がターンオフした後に前記主ス
   イッチング素子がターンオンし、該主スイッチング素子
   がターンオフした後に前記副スイッチング素子の寄生ダ
   イオードに電流が流れている期間中に該副スイッチング
   素子をターンオンさせて、前記共振用コンデンサの静電
   エネルギーを前記１次巻線及び前記チョークコイルの励
   磁エネルギーに変換し、この１次巻線及びチョークコイ
   ルの励磁エネルギーにより発生した励磁電流を、前記ダ
   イオード及び前記副スイッチング素子を含むループ回路
   に流して励磁エネルギーを保持し、 所要期間経過後、前記副スイッチング素子をオフし、該
   副スイッチング素子のターンオフ後に前記主スイッチン
   グ素子の寄生ダイオードを通して励磁電流が流れている
   期間内に前記主スイッチング素子をオンすることを特徴
   とするスイッチング電源装置。
3. 【請求項３】 請求項１記載のスイッチング電源回路に
   おいて、 第１のチョークコイルが前記１次巻線と前記共振用コン
   デンサとの間に直列接続されると共に、第２のチョーク
   イコイルを介して前記整流回路の一つの出力端子が前記
   第１のチョークコイル及び前記共振用コンデンサの接続
   点に接続されて構成され、 前記副スイッチング素子がターンオフした後に前記主ス
   イッチング素子がターンオンし、該主スイッチング素子
   がターンオフした後に前記副スイッチング素子の寄生ダ
   イオードに電流が流れている期間中に該副スイッチング
   素子をターンオンさせて、前記共振用コンデンサの静電
   エネルギーを前記１次巻線及び前記第１のチョークコイ
   ルの励磁エネルギーに変換し、この１次巻線及び第１の
   チョークコイルの励磁エネルギーにより発生した励磁電
   流を前記ダイオード及び前記副スイッチング素子を含む
   ループ回路に流して励磁エネルギーを保持し、 所要期間経過後、前記副スイッチング素子をオフし、前
   記副スイッチング素子のターンオフ後に前記主スイッチ
   ング素子の寄生ダイオードを通して励磁電流が流れてい
   る期間内に主スイッチング素子をオンすることを特徴と
   するスイッチング電源装置。
4. 【請求項４】 請求項１記載のスイッチング電源回路に
   おいて、 副トランスの２次側出力が前記主トランスの２次側出力
   と並列となるように接続されると共に、該副トランスの
   １次巻線を介して前記整流回路の一つの出力端子が前記
   主トランスの１次巻線及び前記共振用コンデンサの接続
   点に接続されて構成され、 前記副スイッチング素子がターンオフした後に前記主ス
   イッチング素子がターンオンし、該主スイッチング素子
   がターンオフした後に前記副スイッチング素子の寄生ダ
   イオードに電流が流れている期間中に該副スイッチング
   素子をターンオンさせて、前記共振用コンデンサの静電
   エネルギーを前記主トランスの１次巻線の励磁エネルギ
   ーに変換し、該主トランスの１次巻線の励磁エネルギー
   により発生した励磁電流を前記ダイオード及び副スイッ
   チング素子を含むループ回路に流して励磁エネルギーを
   保持し、 所要期間経過後、前記副スイッチング素子をオフし、前
   記副スイッチング素子のターンオフ後に前記主スイッチ
   ング素子の寄生ダイオードを通して励磁電流が流れてい
   る期間内に主スイッチング素子をオンすることを特徴と
   するスイッチング電源装置。
5. 【請求項５】 請求項１記載のスイッチング電源回路に
   おいて、 副トランスが前記主トランスに直列接続されると共に、
   チョークイコイルを介して前記整流回路の一つの出力端
   子が前記副トランスの１次巻線及び前記共振用コンデン
   サの接続点に接続されて構成され、 前記副スイッチング素子がターンオフした後に前記主ス
   イッチング素子がターンオンし、該主スイッチング素子
   がターンオフした後に前記副スイッチング素子の寄生ダ
   イオードに電流が流れている期間中に該副スイッチング
   素子をターンオンさせて、前記共振用コンデンサの静電
   エネルギーを前記主トランスの１次巻線及び前記副トラ
   ンスの１次巻線の励磁エネルギーに変換し、該主トラン
   スの１次巻線及び前記副トランスの１次巻線の励磁エネ
   ルギーにより発生した励磁電流を前記ダイオード及び前
   記副スイッチング素子を含むループ回路に流して励磁エ
   ネルギーを保持し、 所要期間経過後、前記副スイッチング素子をオフし、前
   記副スイッチング素子のターンオフ後に主スイッチング
   素子の寄生ダイオードを通して励磁電流が流れている期
   間内に主スイッチング素子をオンすることを特徴とする
   スイッチング電源装置。
6. 【請求項６】 請求項１から５のいずれか１項に記載の
   スイッチング電源装置において、前記主トランスの２次
   巻線に接続されたダイオード及び平滑コンデンサからな
   る整流平滑回路を経て直流出力を得ることを特徴とする
   スイッチング電源装置。
7. 【請求項７】 請求項１から６のいずれか１項に記載の
   スイッチング電源装置において、前記主スイッチング素
   子及び前記副スイッチング素子のスイッチング制御をＰ
   ＷＭ制御で行うことを特徴とするスイッチング電源装
   置。