JP3272657B2

JP3272657B2 - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JP3272657B2
Application number: JP00780698A
Authority: JP
Inventors: 三郎北野
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1998-01-19
Filing date: 1998-01-19
Publication date: 2002-04-08
Anticipated expiration: 2018-01-19
Also published as: JPH11206121A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、いわゆるＡＣ−Ｄ
Ｃコンバータや、ＤＣ−ＤＣコンバータなどとして好適
に実施されるスイッチング電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】携帯型小型電子機器などに用いられ、商
用交流を整流・平滑化して得られた直流電流またはバッ
テリからの直流電流を、たとえば数百ｋＨｚ程度の高周
波でスイッチングし、小型の変圧器で所望とする電圧に
高効率に変換するようにしたスイッチング電源装置が広
く用いられている。このようなスイッチング電源装置の
典型的な従来技術として、たとえば特開平８−２８９５
４０号公報が挙げられ、その主要回路図を図１０に、主
要動作波形を図１１に示す。

【０００３】図１０を参照して、このスイッチング電源
装置１は、大略的に、直流電流を供給する電源回路２
と、スイッチング素子ｑ１，ｑ２と、変圧器ｎと、平滑
コンデンサｃ１と、共振コンデンサｃ２と、昇圧コンデ
ンサｃ３と、ダイオードｄ１，ｄ２および平滑コンデン
サｃ４から成る２次側回路と、制御回路３とを備えて構
成され、共振によって電源回路２の出力電圧よりも高い
１次電圧を発生する共振型のスイッチング電源装置であ
る。

【０００４】電源回路２は、商用電源４からの商用交流
を、フィルタ５で高周波ノイズ成分の除去を行い、ダイ
オードブリッジｄによって全波整流した後、電源ライン
６，７間に出力する。

【０００５】前記電源回路２の出力電圧は、昇圧リアク
トル８を介して平滑コンデンサｃ１に入力されて平滑化
され、電源ライン９，７間に出力される。電源ライン
９，７間には、スイッチング素子ｑ１，ｑ２の直列回路
が接続されている。また、前記スイッチング素子ｑ２に
は、並列に、変圧器ｎの１次巻線ｎ１と共振コンデンサ
ｃ２との直列回路が接続されている。スイッチング素子
ｑ１，ｑ２のソース−ドレイン間には、該スイッチング
素子ｑ１，ｑ２のターンｏｆｆ時のスイッチング損失を
低減するための部分共振回路を形成するコンデンサｃ
５，ｃ６がそれぞれ介在されている。

【０００６】前記変圧器ｎの２次巻線ｎ２には、中間タ
ップｎ０が設けられており、この中間タップｎ０が２次
側出力の接地レベルの電源ライン１０となる。前記２次
巻線ｎ２の両端子は、それぞれダイオードｄ１，ｄ２を
介して、２次側出力のハイレベルの電源ライン１１に接
続されている。前記電源ライン１１，１０間には、平滑
コンデンサｃ４が介在されている。したがって、変圧器
ｎの２次側では、誘起された交流電流が、全波整流・平
滑化されて、前記電源ライン１１，１０間に出力され
る。

【０００７】前記電源ライン１１，１０間の電圧は、制
御回路３に取込まれ、分圧抵抗ｒ１，ｒ２によって分圧
されて、比較器１２の非反転入力端子に入力される。比
較器１２の反転入力端子には、基準電圧源１３からの基
準電圧が与えられており、該比較器１２は、前記電源ラ
イン１１，１０間の電圧の分圧値が前記基準電圧よりも
高くなる程、大きな出力電流を発生し、フォトカプラの
発光ダイオードｄ３を駆動する。

【０００８】前記フォトカプラのフォトトランジスタｑ
３は、抵抗ｒ３を介してハイレベルの電源に接続されて
おり、このフォトトランジスタｑ３と抵抗ｒ３との接続
点の電位が、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１４に入力され
る。電圧制御発振器１４は、前記接続点の電位に対応し
た周波数で発振を行い、その発振出力を制御信号発生回
路１５へ出力する。制御信号発生回路１５は、前記電圧
制御発振器１４の発振周波数で、かつｏｎ／ｏｆｆの切
換わり時に若干のデッドタイムを有するように、２つの
スイッチング素子ｑ１，ｑ２を交互にｏｎ／ｏｆｆ駆動
する。

【０００９】上述のように構成されるスイッチング電源
装置１において、スイッチング素子ｑ２のソース−ドレ
イン間電圧をｖｑ２、電流をｉｑ２とし、スイッチング
素子ｑ１を流れる電流をｉｑ１とし、スイッチング素子
ｑ１，ｑ２の接続点から１次巻線ｎ１に流れ込む、また
は前記接続点に流れ出す電流をｉ２とし、共振コンデン
サｃ２の端子電圧をｖｃ２とし、電源回路２から流れ出
す電流をｉ１とし、コンデンサｃ３を流れる電流をｉｃ
３とし、昇圧リアクトル８を流れる電流をｉ３とし、図
１１にそれぞれ示す。

【００１０】時刻τ１〜τ４間では、スイッチング素子
ｑ２がｏｆｆし、スイッチング素子ｑ１がｏｎして、平
滑コンデンサｃ１と、スイッチング素子ｑ１と、１次巻
線ｎ１と、共振コンデンサｃ２とから成る閉回路の直列
共振によって、前記電流ｉ２が流れる。これに対して、
時刻τ５〜τ８のスイッチング素子ｑ２のｏｎ期間に
は、共振コンデンサｃ２と、１次巻線ｎ１と、該スイッ
チング素子ｑ２との閉回路から成る直列共振回路によっ
て、前記電流ｉ２が流れる。共振電流ｉ２の大きさ（最
大振幅）は、負荷の大きさに従って比例的に変化し、こ
れによって負荷変化に対して、出力電圧の調整をある程
度行うことができる。

【００１１】一方、共振コンデンサｃ２の端子電圧ｖｃ
２は、スイッチング素子ｑ１，ｑ２のｏｎ／ｏｆｆ動作
に応じた周期で、かつ負荷の大きさによって変化する振
幅の交流電圧となり、該電圧ｖｃ２が電源回路２の出力
電圧よりも低くなると、電源回路２から、昇圧コンデン
サｃ３および該共振コンデンサｃ２から成る直列回路に
電流ｉｃ３が流れ、昇圧コンデンサｃ３と、昇圧リアク
トル８と、スイッチング素子ｑ１と、１次巻線ｎ１との
閉回路で昇圧リアクトル８にエネルギが蓄積され、スイ
ッチング素子ｑ１がｏｆｆとなると、昇圧コンデンサｃ
３と、該昇圧リアクトル８と、平滑コンデンサｃ１と、
共振コンデンサｃ２との閉回路で、平滑コンデンサｃ１
が昇圧充電される。

【００１２】したがって、電源回路２の出力電圧よりも
高い電圧に平滑コンデンサｃ１を充電することができ
る。前述のように、共振コンデンサｃ２の端子間電圧ｖ
ｃ２は、負荷の大きさによって変化し、軽負荷および無
負荷時には低くなる。このため、電源用コンデンサｃ１
の出力電圧がむやみに大きくなることがなく、スイッチ
ング素子ｑ１，ｑ２を低耐圧化することができる。

【００１３】このような構成によって、電源回路２の出
力電圧よりも高い電源電圧を得ることができ、かつ平滑
コンデンサｃ１からの該電源電圧の不所望な増加の抑制
を行うことができるとともに、電源回路２から供給され
る電流ｉ１を、電圧振幅に応じてピーク値が変化する波
形として、力率を改善することができる。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】上述のように構成され
るスイッチング電源装置１では、以下のような問題を有
している。

【００１５】（ｉ）スイッチング素子ｑ１，ｑ２のスイ
ッチング周波数を変化させることによって、２次側出力
の直流電圧の安定化を図っている。すなわち、出力負荷
電流が大の場合はスイッチング周波数を低くし、前記出
力負荷電流が小の場合はスイッチング周波数を高くする
ことによって、出力電圧の制御を行っており、これによ
って以下のような問題がある。

【００１６】（ａ）スイッチング素子ｑ１，ｑ２を０Ｖ
でターンｏｎさせないと、スイッチングノイズが発生す
るという問題がある。このようにスイッチング素子ｑ
１，ｑ２を０Ｖでターンｏｎさせるために、ドレイン−
ソース間の浮遊容量に蓄積されていた電荷を引抜く必要
があり、この操作に必要なエネルギがスイッチング周波
数に比例して増加する。前記図１１において、時刻τ４
〜τ５およびτ８〜τ９間に、変圧器ｎの１次巻線ｎ１
内に蓄積された励磁エネルギによって、そのような操作
が行われる。したがって、それ以前のプロセスで、前記
１次巻線ｎ１内に当該エネルギを余分に蓄積しておく必
要があり、これに相当した鉄損が変圧器ｎ内に発生す
る。ここで、前述のように、軽負荷時には共振振幅が小
さくなるので、スイッチング周波数を共振周波数より高
くする必要があり、前記鉄損等が増加し、電力変換効率
が低くなる。

【００１７】（ｂ）スイッチング周波数が変化すると、
搭載機器の不要輻射および該搭載機器に与える誤動作の
点で、望ましくないことが生じる。たとえばＰＷＭ制御
のスイッチング電源装置では、スイッチング周波数が固
定であるので、主にスイッチング基本周波数と、その高
調波成分のノイズが発生するのみであり、不要輻射およ
び誤動作対象に関し、これらの周波数成分による影響の
みを配慮すれば良いことになる。これに対して上述のよ
うな従来技術の場合、スイッチング周波数が連続的に変
化するので、全周波数に対するノイズの影響を配慮し
て、機器の設計を行わなければならない。

【００１８】（ii）平滑コンデンサｃ１の出力電圧が２
次側出力電圧の増加に伴って上昇する。このため、スイ
ッチング素子ｑ１，ｑ２には、ドレイン−ソース間耐電
圧定格の高い素子を選定する必要がある。この点、該ス
イッチング素子ｑ１，ｑ２にＴＦＴ（薄膜トランジス
タ）を採用すると、該ＴＦＴの一般的特性として、前記
ドレイン−ソース間耐電圧定格が高くなる程、導通抵抗
が高くなる傾向があり、これによってもまた、電力変換
効率が低下するという問題がある。

【００１９】本発明の目的は、電力変換効率を高めるこ
とができるとともに、ノイズを抑制することができるス
イッチング電源装置を提供することである。

【００２０】

【課題を解決するための手段】本発明に係るスイッチン
グ電源装置は、交流をブリッジ整流回路で整流してから
平滑コンデンサで平滑化して１次電流として変圧器に与
え、変圧器の２次側出力電圧を負荷状態検出手段が検出
し、制御回路がその検出結果に応答した駆動信号を主ス
イッチング素子に与え、前記変圧器の１次電流をスイッ
チングさせて、所望とする一定電圧の２次電流を得るよ
うにしたスイッチング電源装置において、前記変圧器の
１次巻線と前記主スイッチング素子とが直列に接続さ
れ、前記平滑コンデンサに対して並列に接続されてなる
直列回路と、前記直列回路の該１次巻線と主スイッチン
グ素子との間に介在される共振コンデンサと、前記共振
コンデンサに並列に設けられるダイオードと、前記１次
巻線と共振コンデンサとの直列回路と並列に設けられる
副スイッチング素子と、前記共振コンデンサと主スイッ
チング素子との間に、前記ブリッジ整流回路からの直流
電流を与えるチョークコイルとを含み、前記制御回路
は、前記主スイッチング素子と副スイッチング素子とを
交互に導通し、かつ前記主スイッチング素子のｏｎタイ
ミングを、副スイッチング素子のｏｆｆによって、該主
スイッチング素子の寄生ダイオードを介して励磁電流が
流れている予め定める期間以内に設定するとともに、前
記主スイッチング素子がｏｆｆしてから前記チョークコ
イルを流れる電流が零となるまでの期間は、前記主スイ
ッチング素子がｏｆｆしてから前記副スイッチング素子
がｏｆｆするまでの期間よりも小さくなるように、前記
チョークコイルのインダクタンスが選ばれていることを
特徴とする。

【００２１】上記の構成によれば、主スイッチング素子
がｏｎすると、変圧器の１次巻線と、共振コンデンサ
と、該主スイッチング素子とが直列に電源ライン間に接
続されることになり、前記変圧器の２次巻線側に電流が
誘起され、該電流が平滑化されて出力されるとともに、
１次巻線のインダクタンス成分に励磁エネルギが蓄積さ
れる。前記主スイッチング素子がｏｆｆすると、前記１
次巻線と、共振コンデンサと、副スイッチング素子とに
よって閉回路が形成され、先ず副スイッチング素子の浮
遊容量に蓄積されていた電荷が引抜かれた後、該副スイ
ッチング素子の寄生ダイオードを通して前記閉回路に電
流が流れ、その後に副スイッチング素子がｏｎされて、
該副スイッチング素子がソフトｏｎされる。前記１次巻
線のインダクタンス成分による励磁エネルギの放出が完
了すると、共振コンデンサの端子間電圧が最大となり、
該共振コンデンサは放電を開始し、その放電に伴って、
前記１次巻線と、ダイオードと、副スイッチング素子と
の閉回路内の抵抗成分が極僅かであるので、ほとんど減
衰することなく、電流が還流するようになる。

【００２２】したがって、副スイッチング素子をｏｆｆ
すると、前記還流していた電流は、１次巻線から電源ラ
イン間を介して、主スイッチング素子およびダイオード
の閉回路内を流れるようになり、主スイッチング素子の
浮遊容量に蓄積されていた電荷を引抜き、該主スイッチ
ング素子の寄生ダイオード内を流れるようになる。制御
回路は、このように主スイッチング素子の寄生ダイオー
ドを介して励磁電流が流れている予め定める期間以内
に、主スイッチング素子をｏｎする。これによって、次
の励磁タイミングで主スイッチング素子をソフトｏｎす
ることができる。

【００２３】したがって、２つのスイッチング素子をソ
フトｏｎすることができ、ノイズを抑制することができ
るとともに、主スイッチング素子のｏｎ時に１次巻線の
インダクタンス成分に蓄積されていた励磁エネルギの回
生電力を、該主スイッチング素子のｏｆｆ時に、一旦共
振コンデンサに蓄積した後、該共振コンデンサの放電に
よって副スイッチング素子を用いた閉回路内を還流させ
ておき、次の主スイッチング素子のｏｎ時における浮遊
容量の電荷の引抜きに用いるので、電力変換効率を高め
ることができる。

【００２４】また、主スイッチング素子がｏｆｆする
と、副スイッチング素子の寄生ダイオードがｏｎし、チ
ョークコイルＬ１に蓄積されていた励磁エネルギが回生
されて、平滑コンデンサは昇圧充電される。さらに、副
スイッチング素子がｏｆｆすると、前記１次巻線と、該
副スイッチング素子と、ダイオードとの閉回路内を還流
していた電流は、主スイッチング素子の寄生ダイオード
をｏｎし、該寄生ダイオードと、ダイオードと、１次巻
線と、平滑コンデンサとの閉回路を流れ、これによって
も平滑コンデンサは昇圧充電される。

【００２５】さらにまた、負荷状態が変化しても、前記
電流が還流している期間の長さを変化すればよく、スイ
ッチング周期を一定で保持することができ、軽負荷とな
っても鉄損は増加することはなく、高効率化を図ること
ができるとともに、不要輻射や誤動作に対する対策も、
比較的容易に実現することができる。

【００２６】

【発明の実施の形態】本発明の実施の一形態について、
図１〜図９に基づいて説明すれば以下の通りである。

【００２７】図１は、本発明の実施の一形態のスイッチ
ング電源装置２１の電気的構成を示すブロック図であ
る。このスイッチング電源装置２１は、大略的に、電源
回路２２と、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、変
圧器Ｎと、平滑コンデンサＣ１と、共振コンデンサＣ２
と、ダイオードＤ１と、チョークコイルＬ１と、ダイオ
ードＤ２，Ｄ３、チョークコイルＬ２および平滑コンデ
ンサＣ３から成る２次側出力回路と、電圧検出回路２
３、フォトカプラＰＣおよび制御回路２４から成るフィ
ードバック回路とを備えて構成されている。

【００２８】電源回路２２は、商用電源２５と、フィル
タ２６と、ダイオードブリッジＤとを備えて構成されて
おり、商用電源２５からの商用交流の高周波ノイズ成分
がフィルタ２６で除去された後、ダイオードブリッジＤ
によって全波整流されて、出力端子２７，２８間に出力
される。

【００２９】一方、変圧器Ｎの１次側において、電源と
なる平滑コンデンサＣ１からの電源ライン２９，３０間
には、該変圧器Ｎの１次巻線Ｎ１と、共振コンデンサＣ
２と、スイッチング素子Ｑ１との直列回路が接続されて
いる。また、前記共振コンデンサＣ２には、並列にダイ
オードＤ１が設けられている。さらにまた、前記電源ラ
イン２９と、共振コンデンサＣ２とスイッチング素子Ｑ
１との接続点との間に、すなわち前記１次巻線Ｎ１と共
振コンデンサＣ２との直列回路と並列に、スイッチング
素子Ｑ２が設けられている。また、共振コンデンサＣ２
とスイッチング素子Ｑ１との接続点は、チョークコイル
Ｌ１を介して、前記電源回路２２のハイレベル側の出力
端子２７に接続されており、電源ライン３０は、前記電
源回路２２の接地レベル側の出力端子２８に接続されて
いる。

【００３０】変圧器Ｎの２次側では、２次巻線Ｎ２の中
間タップＮ０が、ローレベル側の出力端となり、電源ラ
イン３１を介して出力端子３２に接続されている。２次
巻線Ｎ２の両端は、それぞれダイオードＤ２，Ｄ３およ
びチョークコイルＬ２を介して、ハイレベル側の電源ラ
イン３３から出力端子３４に接続されている。前記電源
ライン３３，３１間には、平滑コンデンサＣ３が設けら
れている。

【００３１】また、前記電源ライン３３，３１間には、
電圧検出回路２３が設けられている。この電圧検出回路
２３は、出力端子３４，３２間の出力電圧Ｖｏに対応し
て、フォトカプラＰＣの発光ダイオードＤ４を駆動す
る。フォトカプラＰＣのフォトトランジスタＱ３は、制
御回路２４に接続されており、該制御回路２４は、前記
出力電圧Ｖｏが低くなる程、大きいデューティで、前記
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲートを交互に駆動す
る。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲートへの駆
動信号は、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が同時に
ｏｎすることのないように、そのレベルの切換わり時に
デッドタイムが設定されている。こうして、負荷状態に
拘らず、出力電圧Ｖｏを一定に維持するフィードバック
制御が、パルス幅変調によって実現されている。

【００３２】スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、たとえば
ＭＯＳＦＥＴから成り、ソース−ドレイン間には、寄生
ダイオードＤ５，Ｄ６をそれぞれ有する。また、このソ
ース−ドレイン間に、前述のスイッチング素子ｑ１，ｑ
２で示すような小容量のコンデンサを設けて、該ソース
−ドレイン間の電圧を緩やかに変化させて、低消費電力
化を図るようにしてもよい。

【００３３】図２は、上述のように構成されるスイッチ
ング電源装置２１の動作を説明するための波形図であ
り、図３〜図８は、動作を説明するための電流経路図で
ある。なお、図２において、Ｅ_Q1G，Ｅ_Q2Gは、スイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート電位、すなわち前記制御
回路２４からの駆動信号のレベルを表し、該電位
Ｅ_Q1G，Ｅ_Q2Gがハイレベルであるときに、スイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２はそれぞれｏｎする。Ｉ_INは、チョー
クコイルＬ１を介して供給される電源回路２２からの電
流を表し、図３において破線で示すように、前記チョー
クコイルＬ１から共振コンデンサＣ２とスイッチング素
子Ｑ１との接続点に流れ込む方向を正方向としている。
Ｉ_Lは、１次巻線Ｎ１を流れる電流を表し、図３におい
て実線で示すように、該１次巻線Ｎ１から共振コンデン
サＣ２に流れる方向を正方向としている。Ｉ_Q1，Ｉ
_Q2は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を流れる電流を表
し、図３において実線で示す方向および図５において実
線で示す方向をそれぞれ正方向としている。Ｅ_Q1，Ｅ_Q2
は、それぞれスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン−
ソース間電圧を表す。Ｅ_C2は、共振コンデンサＣ２の端
子間電圧を表し、図３および図４において示される＋方
向から−方向へ充電されている方向を正方向としてい
る。Ｉ_D1，Ｉ_D2は、ダイオードＤ２，Ｄ３によって整流
される２次側誘導起電流を表し、平滑コンデンサＣ３を
充電する方向を正方向としている。

【００３４】時刻ｔ１〜ｔ２間では、図３で示すよう
に、スイッチング素子Ｑ１はｏｎしており、出力端子２
７からチョークコイルＬ１を介して供給される電流Ｉ_IN
は、該スイッチング素子Ｑ１を介して前記出力端子２８
に流れる。また、後述するように、平滑コンデンサＣ１
には、下式で示す電圧Ｅ_C1が常に充電されており、この
電圧Ｅ_C1によって、電流Ｉ_Lが、該平滑コンデンサＣ１
−１次巻線Ｎ１−共振コンデンサＣ２−スイッチング素
子Ｑ１−平滑コンデンサＣ１の閉回路内を流れる。Ｅ_C1＝√２Ｅａ＋α …（１）ただし、Ｅａは、商用電源２５の実効値であり、αは、
後述する時刻ｔ２〜ｔｓ間に電流Ｉ_INが流入する結果、
発生する充電電圧である。

【００３５】２次巻線Ｎ２に誘起された電流は、ダイオ
ードＤ２側で円弧状に増大する充電電流Ｉ_D1となって、
チョークコイルＬ２から平滑コンデンサＣ３に供給され
る。

【００３６】この状態では、概略的に、１次巻線Ｎ１の
インダクタンスが共振コンデンサＣ２と電流共振するの
で、図２で示すように、電流Ｉ_Lおよび電圧Ｅ_C2は、正
弦波曲線に沿って増大する。また、電流Ｉ_D1も、該電流
Ｉ_Lに相似した曲線で増大する。

【００３７】一方、チョークコイルＬ１を流れる電流Ｉ
_INは、前記時刻ｔ２までは、下式で示すように、直線的
に増加する。

【００３８】Ｉ_IN＝（Ｔ_ON／Ｌ１）×Ｖ_IN …（２）ただし、Ｔ_ONは、後述する時刻ｔ６を基点とする時間で
あり、Ｌ１は、チョークコイルＬ１のインダクタンスで
あり、Ｖ_INは、電源回路２２の出力電圧（出力端子２
７，２８間の電圧）である。

【００３９】また、スイッチング素子Ｑ１には、Ｉ_Q1＝Ｉ_L＋Ｉ_IN …（３）で示す合成電流が流れる。

【００４０】時刻ｔ２〜ｔ４間では、図４で示すよう
に、先ず、時刻ｔ２で、スイッチング素子Ｑ１がｏｆｆ
され、該スイッチング素子Ｑ１を流れる電流Ｉ_Q1が零と
なる。しかしながら、１次巻線Ｎ１に蓄積されていた励
磁エネルギによって前記電流Ｉ_Lが流れ、チョークコイ
ルＬ１に蓄積されていた励磁エネルギによって電流Ｉ_IN
が流れ、共にスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース
間に存在する浮遊容量に蓄積されていた電荷を引抜いた
後、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に寄生
するダイオードＤ６を介して流れる。

【００４１】したがって、１次巻線Ｎ１のインダクタン
ス成分の電流保存作用によって発生する正方向の電流Ｉ
_Lは、該１次巻線Ｎ１−共振コンデンサＣ２−スイッチ
ング素子Ｑ２−１次巻線Ｎ１の閉回路内を流れ、前記イ
ンダクタンス成分に蓄積されていた励磁エネルギが回生
されて共振コンデンサＣ２に充電される。また、チョー
クコイルＬ１のインダクタンス成分に蓄積されていた励
磁エネルギも回生されて、電流Ｉ_INで平滑コンデンサＣ
１に充電される。

【００４２】前記時刻ｔ２から、チョークコイルＬ１を
流れる電流Ｉ_INは、下式で示すように、直線的に減少
し、前記時刻ｔｓで零となる。

【００４３】

【数１】

【００４４】ただし、Ｔ_6-2は、後述する時刻ｔ６から
前記時刻ｔ２までの時間であり、Ｅ_C1は、平滑コンデン
サＣ１の充電電圧であり、Ｔ_OFFは、前記時刻ｔ２を基
点とする時間である。

【００４５】また、時刻ｔ２から時刻ｔｓまでの時間Ｔ
_2-sは、下式で表すことができる。

【００４６】

【数２】

【００４７】この期間では、前述の時刻ｔ１〜ｔ２間と
同様に、共振コンデンサＣ２と１次巻線Ｎ１とは電流共
振状態にあり、電流Ｉ_L，Ｉ_Q2および電圧Ｅ_C2は、図２
で示すように、正弦波曲線に沿って変化する。また、前
記電流Ｉ_Lによって２次側に誘起される起電力の方向が
反転し、電流Ｉ_D1は零となり、代わって電流Ｉ_D2が流
れ、円弧状に変化する。

【００４８】制御回路２４は、時刻ｔ３において、スイ
ッチング素子Ｑ２をｏｆｆからｏｎとする。このとき、
前記時刻ｔ２において、すでに寄生ダイオードＤ６を介
して前記電流Ｉ_L，Ｉ_INが流れており、該スイッチング
素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧Ｅ_Q2は０Ｖであり、
時刻ｔ３では、該スイッチング素子Ｑ２をソフトｏｎす
ることができる。

【００４９】時刻ｔ４〜ｔ５間では、前記１次巻線Ｎ１
のインダクタンス成分による励磁エネルギの放出が完了
すると、共振コンデンサＣ２の端子間電圧Ｅ_C2が最大と
なり、図５で示すように、すでにｏｎしているスイッチ
ング素子Ｑ２によって、該共振コンデンサＣ２−１次巻
線Ｎ１−スイッチング素子Ｑ２−共振コンデンサＣ２の
閉回路内を、該共振コンデンサＣ２の放電によって負方
向の電流Ｉ_Lが流れ、再び１次巻線Ｎ１のインダクタン
ス成分に、スイッチング素子Ｑ１のｏｎ時とは逆方向の
励磁エネルギが蓄積される。この期間では、共振コンデ
ンサＣ２と１次巻線Ｎ１とは電流共振状態にあり、電流
Ｉ_Lおよび電圧Ｅ_C2は、図２で示すように、正弦波曲線
に沿って変化する。またこれに伴って、電流Ｉ_D2も、正
弦波曲線に沿って減衰する。

【００５０】時刻ｔ５〜ｔ６間では、放電を終了したコ
ンデンサＣ２に代えて、図６で示すように、ダイオード
Ｄ１が、前記１次巻線Ｎ１およびスイッチング素子Ｑ２
と閉ループを形成する。これによって、スイッチング素
子Ｑ２およびダイオードＤ１のｏｎ抵抗ならびに１次巻
線Ｎ１の抵抗成分などによる該閉ループ内の導通抵抗が
小さいので、該閉ループ内を負方向の電流Ｉ_Lが還流し
続けることになる。

【００５１】時刻ｔ６〜ｔ８間では、図７で示すよう
に、先ず時刻ｔ６においてトランジスタＱ２がｏｆｆす
ると、前記電流Ｉ_Lは、１次巻線Ｎ１−平滑コンデンサ
Ｃ１−トランジスタＱ１の寄生ダイオードＤ５−ダイオ
ードＤ１−１次巻線Ｎ１の閉回路内を流れ、トランジス
タＱ１の浮遊容量に蓄積されている電荷を引抜いた後、
該スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードＤ５を流れ、
平滑コンデンサＣ１の充電を行う。

【００５２】前記平滑コンデンサＣ１は、たとえば１５
００μＦ程度の比較的大容量に設定されており、これに
対して電流Ｉ_Lのピーク値はたとえば８Ａ程度であり、
前記電流Ｉ_INおよびこの電流Ｉ_Lの充電によっても、端
子間電圧はほとんど変化することなく、一定に保持され
る。したがって負方向の電流Ｉ_Lは、図２で示すよう
に、直線的に減少し、０レベルに向かう。こうして、ス
イッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧が０Ｖと
なっている状態で、制御回路２４は、該スイッチング素
子Ｑ１のゲートをハイレベルとし、ソフトｏｎ動作を実
現する。

【００５３】また、このとき、電源回路２２−チョーク
コイルＬ１−ダイオードＤ１−１次巻線Ｎ１−平滑コン
デンサＣ１−電源回路２２の経路で、前記電流Ｉ_INが流
れ始め、Ｉ_L＝Ｉ_Q1＋Ｉ_IN …（６）となる。電源回路２２からの供給電流Ｉ_INの増加に対し
て、前記閉ループ内を流れていた電流Ｉ_Q1は減少してゆ
き、時刻ｔ８においてＩ_L＝Ｉ_INになる。

【００５４】なお、前記時刻ｔ６において、１次巻線Ｎ
１に平滑コンデンサＣ１を充電する方向の起電圧が発生
するとともに、２次側にも電流Ｉ_D1が流れ始める。

【００５５】時刻ｔ８〜ｔ１間では、Ｉ_L＜Ｉ_INとな
り、またスイッチング素子Ｑ１がｏｎすることによっ
て、図８で示すように、電流Ｉ_INが、共振コンデンサＣ
２とスイッチング素子Ｑ１との接続点で分流し、多くは
スイッチング素子Ｑ１を流れることになり、一部はダイ
オードＤ１−１次巻線Ｎ１−平滑コンデンサＣ１の経路
で引き続き流れる。時刻ｔ１で１次巻線Ｎ１の励磁エネ
ルギの放出が完了すると、負方向の電流Ｉ_Lは零とな
り、その後、前記図３で示すように、平滑コンデンサＣ
１から正方向の電流Ｉ_Lが流れ、共振コンデンサＣ２の
充電が開始される。

【００５６】このように構成されるスイッチング電源装
置２１において、制御回路２４は、前述のように、電圧
検出回路２３によって出力端子３４，３２間の出力電圧
Ｖｏを検出し、該出力電圧Ｖｏが所定定格電圧よりも低
くなろうとする重負荷であるときには、デューティを大
きく、すなわち時刻ｔ６〜ｔ１およびｔ１〜ｔ５間を長
くし、これによって２次側ダイオードＤ２，Ｄ３を流れ
る電流Ｉ_D1，Ｉ_D2を大きくする。また、軽負荷であると
きには、前記時刻ｔ６〜ｔ１およびｔ１〜ｔ５間を短く
する。一方、スイッチング周期、すなわち時刻ｔ１〜次
回のｔ１間は一定であり、前記デューティが大きくなる
程、時刻ｔ５〜ｔ６間が短くなり、定格最大負荷時に、
該時刻ｔ５〜ｔ６間が零となるように設定される。

【００５７】次に、力率改善機能について説明する。ま
ず、チョークコイルＬ１のインダクタンスは、２次側負
荷電流が定格最大であるとき、すなわち前記時刻ｔ６〜
ｔ１およびｔ１〜ｔ５間が最大となり、時刻ｔ５〜ｔ６
間が零となるとき、下式を満足するように選ばれる。

【００５８】Ｔ_2-s＜Ｔ_2-6 …（７）ただし、Ｔ_2-sは、時刻ｔ２から時刻ｔｓまでの期間で
あり、Ｔ_2-6は、時刻ｔ２から時刻ｔ６までの期間であ
る。

【００５９】なお、チョークコイルＬ１のインダクタン
スと、前記期間Ｔ_2-sと、平滑コンデンサＣ１の出力電
圧Ｅ_C1とは、表１で示す関係を有している。

【００６０】

【表１】

【００６１】一方、前記出力電圧Ｅ_C1は、時刻ｔ６から
時刻ｔ２までの期間Ｔ_6-2内にチョークコイルＬ１に蓄
積された励磁エネルギを、時刻ｔ２から時刻ｔｓの期間
内に放出することによって、電源回路２２の出力電圧Ｖ
_INが昇圧されて得られる電圧であり、該電圧Ｖ_INと出力
電圧Ｅ_C1との電位差を大きくする程、チョークコイルＬ
１内に蓄積すべき励磁エネルギが増加し、主としてチョ
ークコイルＬ１のヒステリシス損失が増大し、電力変換
効率が低下するという問題がある。また、前記出力電圧
Ｅ_C1が高くなると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に高耐
圧の素子を使用する必要があり、前述のように、特にＴ
ＦＴでは導通抵抗が増加し、これによってもまた、電力
変換効率が低下するという問題がある。

【００６２】しかしながら、商用電源２５から注入され
る入力電流Ｉacの絶対値｜Ｉac｜は、下式で表される。

【００６３】

【数３】

【００６４】ただし、Ｔｏは、前記スイッチング周期で
あり、Ｅａは、商用電源２５の出力電圧、すなわち該ス
イッチング電源装置２１の入力電圧の実効値であり、ω
は、前記商用電源２５の角速度である。

【００６５】したがって、前記電源回路２２の出力電圧
Ｅ_C1を高くする程、上式の括弧内の第２項の値が小さく
なり、入力電流Ｉacを正弦波に近似することが可能とな
る。すなわち、前記出力電圧Ｅ_C1と、該スイッチング電
源装置２１の電力変換効率と、商用電源２５からの入力
電流Ｉacの入力電圧Ｅａに対する波形の近似度合いとの
関係は、下記の表のようになる。

【００６６】

【表２】

【００６７】上記表２を勘案して、本件発明者は、スイ
ッチング電源装置２１の回路定数の一例を以下のように
選ぶことで、入力電流の高調波対策を施したスイッチン
グ電源の内で、通称ワンコンバータと称される電源装置
としては最高度の８２％の電力変換効率を得るととも
に、表３および図９で示すような結果を得た。

【００６８】商用電源２５からの入力電圧Ｅａ：１００
Ｖ（実効値）商用電源周波数：５０Ｈｚ２次側出力電圧Ｖｏ：２４Ｖ２次側出力電流：６ＡチョークコイルＬ１のインダクタンス：３３．５μＨ１次巻線Ｎ１の巻数およびインダクタンス：１１ター
ン、４１μＨ２次巻線Ｎ２の巻数：４ターン×２チョークコイルＬ２のインダクタンス：７．７μＨ共振コンデンサＣ２の静電容量：０．１２μＦスイッチング周期Ｔｏ：１０μｓｅｃ（１００ｋＨｚ）

【００６９】

【表３】

【００７０】表３から明らかなように、平滑コンデンサ
Ｃ１の充電電圧Ｅ_C1は、負荷条件に殆ど左右されず、低
電圧で、かつほぼ一定値となり、スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２に導通抵抗の小さい、耐圧３００Ｖ程度の低耐
圧の素子を使用することができる。

【００７１】また、図９から明らかなように、参照符α
１で示す商用電源２５からの入力電圧波形に対して、入
力電流波形は、参照符α２で示すようになり、入力電流
高調波規制に関する規格（ＩＥＣ１０００）で定義され
ているクラスＡの規制値（図９において、１３％以上の
期間が、参照符α３で示す凸枠を超えている）を満足し
ている。

【００７２】以上のように、スイッチング素子Ｑ１のｏ
ｎ時に、１次巻線Ｎ１のインダクタンス成分に蓄積され
ていた励磁エネルギの回生電力を、該スイッチング素子
Ｑ１のｏｆｆによって、一旦共振コンデンサＣ２に蓄積
した後、１次巻線Ｎ１−スイッチング素子Ｑ２−ダイオ
ードＤ１による閉回路内に還流させておき、次のスイッ
チング素子Ｑ１のｏｎ時に、その浮遊容量に蓄積された
電荷の除去に使用し、ソフトｏｎさせ、またスイッチン
グ素子Ｑ１のｏｎ時にチョークコイルＬ１に蓄積されて
いた励磁エネルギで、ｏｆｆ時に、電源となる平滑コン
デンサＣ１を昇圧充電するので、低消費電力化および低
ノイズ化を図ることができる。

【００７３】また、平滑コンデンサＣ１の充電電圧Ｅ_C1
を比較的低く抑えることができ、チョークコイルＬ１の
ヒステリシス損失を低減することができるとともに、ス
イッチング素子Ｑ１，Ｑ２に導通抵抗の少ない素子を選
択することができ、これによってもまた、損失を低減す
ることができる。さらにまた、スイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２のｏｎ／ｏｆｆ時に、ドレイン−ソース電圧Ｅ_Q1，
Ｅ_Q2と、ドレイン電流とがクロスすることなく、これに
よってもまた、損失の発生を防止することができる。

【００７４】さらにまた、負荷状態が変化しても、時刻
ｔ６〜ｔ１およびｔ１〜ｔ５間の長さを変化し、スイッ
チング周期は一定で保持するので、軽負荷となっても鉄
損は増加することはなく、高効率化を図ることができる
とともに、不要輻射や誤動作に対する対策も、比較的容
易に実現することができる。

【００７５】また、スイッチング素子Ｑ１のｏｆｆ時
に、変圧器のＮの１次巻線Ｎ１のインダクタンスと共振
コンデンサＣ２とが電流共振するので、該１次巻線Ｎ１
と２次巻線Ｎ２との漏洩インダクタンスによるリンギン
グノイズの発生を防止することができる。また同様に、
スイッチング素子Ｑ２のｏｆｆ時にも、前記１次巻線Ｎ
１と２次巻線Ｎ２との間の漏洩インダクタンスによるリ
ンギングノイズが平滑コンデンサＣ１によって平滑され
るので、該リンギングノイズの発生を防止することがで
きる。

【００７６】

【発明の効果】本発明に係るスイッチング電源装置は、
以上のように、主スイッチング素子のｏｎ時に変圧器の
１次巻線のインダクタンス成分に蓄積されていた励磁エ
ネルギの回生電力を、該主スイッチング素子のｏｆｆ時
に、前記１次巻線とダイオードと副スイッチング素子と
の閉回路内を還流させて蓄積しておき、次の主スイッチ
ング素子のｏｎにあたって、該主スイッチング素子の浮
遊容量に蓄積されていた電荷の引抜きに使用する。

【００７７】それゆえ、次の励磁タイミングで主スイッ
チング素子をソフトｏｎすることができ、ノイズを抑制
することができるとともに、電力変換効率を高めること
ができる。

【００７８】また、主スイッチング素子がｏｆｆする
と、副スイッチング素子の寄生ダイオードがｏｎし、チ
ョークコイルＬ１に蓄積されていた励磁エネルギが回生
されて、平滑コンデンサは昇圧充電される。さらに、副
スイッチング素子がｏｆｆすると、前記１次巻線と、該
副スイッチング素子と、ダイオードとの閉回路内を還流
していた電流は、主スイッチング素子の寄生ダイオード
をｏｎし、該寄生ダイオードと、ダイオードと、１次巻
線と、平滑コンデンサとの閉回路を流れ、これによって
も平滑コンデンサは昇圧充電される。

【００７９】さらにまた、負荷状態が変化しても、前記
電流が還流している期間の長さを変化すればよく、スイ
ッチング周期を一定で保持することができ、軽負荷とな
っても鉄損は増加することはなく、高効率化を図ること
ができるとともに、不要輻射や誤動作に対する対策も、
比較的容易に実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の一形態のスイッチング電源装置
の電気的構成を示すブロック図である。

【図２】図１で示すスイッチング電源装置の動作を説明
するための波形図である。

【図３】図１で示すスイッチング電源装置の動作を説明
するための電流経路図である。

【図４】図１で示すスイッチング電源装置の動作を説明
するための電流経路図である。

【図５】図１で示すスイッチング電源装置の動作を説明
するための電流経路図である。

【図６】図１で示すスイッチング電源装置の動作を説明
するための電流経路図である。

【図７】図１で示すスイッチング電源装置の動作を説明
するための電流経路図である。

【図８】図１で示すスイッチング電源装置の動作を説明
するための電流経路図である。

【図９】図１で示すスイッチング電源装置の重負荷時に
おける入力電圧電流波形を示す図である。

【図１０】典型的な従来技術のスイッチング電源装置の
電気的構成を示すブロック図である。

【図１１】図１０で示すスイッチング電源装置の動作を
説明するための波形図である。

【符号の説明】２１スイッチング電源装置２２電源回路２３電圧検出回路２４制御回路２５商用電源２６フィルタＣ１，Ｃ３平滑コンデンサＣ２共振コンデンサＤダイオードブリッジＤ１〜Ｄ３ダイオードＤ４発光ダイオードＤ５，Ｄ６寄生ダイオードＬ１，Ｌ２チョークコイルＮ変圧器Ｎ１１次巻線Ｎ２２次巻線ＰＣフォトカプラＱ１スイッチング素子（主スイッチング素
子）Ｑ２スイッチング素子（副スイッチング素
子）Ｑ３フォトトランジスタ

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】交流をブリッジ整流回路で整流してから平
滑コンデンサで平滑化して１次電流として変圧器に与
え、変圧器の２次側出力電圧を負荷状態検出手段が検出
し、制御回路がその検出結果に応答した駆動信号を主ス
イッチング素子に与え、前記変圧器の１次電流をスイッ
チングさせて、所望とする一定電圧の２次電流を得るよ
うにしたスイッチング電源装置において、前記変圧器の１次巻線と前記主スイッチング素子とが直
列に接続され、前記平滑コンデンサに対して並列に接続
されてなる直列回路と、前記直列回路の該１次巻線と主スイッチング素子との間
に介在される共振コンデンサと、前記共振コンデンサに並列に設けられるダイオードと、前記１次巻線と共振コンデンサとの直列回路と並列に設
けられる副スイッチング素子と、前記共振コンデンサと主スイッチング素子との間に、前
記ブリッジ整流回路からの直流電流を与えるチョークコ
イルとを含み、前記制御回路は、前記主スイッチング素子と副スイッチ
ング素子とを交互に導通し、かつ前記主スイッチング素
子のｏｎタイミングを、副スイッチング素子のｏｆｆに
よって、該主スイッチング素子の寄生ダイオードを介し
て励磁電流が流れている予め定める期間以内に設定する
とともに、前記主スイッチング素子がｏｆｆしてから前記チョーク
コイルを流れる電流が零となるまでの期間は、前記主ス
イッチング素子がｏｆｆしてから前記副スイッチング素
子がｏｆｆするまでの期間よりも小さくなるように、前
記チョークコイルのインダクタンスが選ばれていること
を特徴とするスイッチング電源装置。