JP3287086B2 - スイッチングレギュレータ - Google Patents
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はスイッチングレギュレー
タ、すなわち高周波スイッチング方式の直流安定化電源
に関するものである。
タ、すなわち高周波スイッチング方式の直流安定化電源
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来商用電源から直流定電圧を得るため
に、種々のスイッチングレギュレーターが用いられてお
り、図１０にはこのような従来のスイッチングレギュレ
ータの概略回路図を示している。図例のものは、１次側
に交流電源１００と、全波整流器１０２と、入力用平滑
コンデンサ１０４と、高周波トランス１０６の１次巻線
と、高周波半導体スイッチング素子である例えばＦＥＴ
１０８（電界効果型トランジスタ）とから主回路を構成
し、ＦＥＴ１０８のゲート端子はパルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）制御回路１１０のゲート出力端子に接続され、一方
２次側については、高周波トランス１０６の２次巻線
と、整流用ダイオード１１０と、転流用フライホイール
ダイオード１１２と、平滑用チョークコイル１１４と、
出力用平滑コンデンサ１１６により、主回路を構成した
ものである。また、この２次側主回路の出力端子には、
出力電圧検出用抵抗１１８及び分圧抵抗１２０が接続さ
れるとともに、負荷１２２の負荷回路が接続されてい
る。前記出力電圧検出用抵抗１１８と分圧抵抗１２０の
間の分電圧はパルス幅変調制御回路１１０の出力電圧入
力端子に接続されいる。
に、種々のスイッチングレギュレーターが用いられてお
り、図１０にはこのような従来のスイッチングレギュレ
ータの概略回路図を示している。図例のものは、１次側
に交流電源１００と、全波整流器１０２と、入力用平滑
コンデンサ１０４と、高周波トランス１０６の１次巻線
と、高周波半導体スイッチング素子である例えばＦＥＴ
１０８（電界効果型トランジスタ）とから主回路を構成
し、ＦＥＴ１０８のゲート端子はパルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）制御回路１１０のゲート出力端子に接続され、一方
２次側については、高周波トランス１０６の２次巻線
と、整流用ダイオード１１０と、転流用フライホイール
ダイオード１１２と、平滑用チョークコイル１１４と、
出力用平滑コンデンサ１１６により、主回路を構成した
ものである。また、この２次側主回路の出力端子には、
出力電圧検出用抵抗１１８及び分圧抵抗１２０が接続さ
れるとともに、負荷１２２の負荷回路が接続されてい
る。前記出力電圧検出用抵抗１１８と分圧抵抗１２０の
間の分電圧はパルス幅変調制御回路１１０の出力電圧入
力端子に接続されいる。
【０００３】このスイッチングレギュレータでは、交流
電源１００より供給される交流が全波整流器１０２によ
って全波整流され、入力用平滑コンデンサ１０４によっ
て平滑されて、図１１に示すようなリップル成分を含む
直流電圧が発生する。この直流電圧はＦＥＴ１０８によ
りスイッチングされて高周波パルス電圧となり、高周波
トランス１０６により所要電圧に変圧される。変圧され
た高周波パルス電圧は整流用ダイオード１１０と転流用
フライホイールダイオード１１２、平滑用チョークコイ
ル１１４、出力用平滑コンデンサ１１６によって平滑さ
れて、図１２に示すような直流となる。
電源１００より供給される交流が全波整流器１０２によ
って全波整流され、入力用平滑コンデンサ１０４によっ
て平滑されて、図１１に示すようなリップル成分を含む
直流電圧が発生する。この直流電圧はＦＥＴ１０８によ
りスイッチングされて高周波パルス電圧となり、高周波
トランス１０６により所要電圧に変圧される。変圧され
た高周波パルス電圧は整流用ダイオード１１０と転流用
フライホイールダイオード１１２、平滑用チョークコイ
ル１１４、出力用平滑コンデンサ１１６によって平滑さ
れて、図１２に示すような直流となる。
【０００４】いま交流入力電圧及び負荷が一定であれ
ば、高周波パルス電圧のパルス幅は一定であり、負荷に
は常に一定の直流電圧Ｖ0 が供給される。しかし、交流
入力電圧又は負荷の変動に伴って出力電圧Ｖ0 が変化し
ようとするので、パルス幅変調制御回路１１０は出力電
圧検出用抵抗１１８と分圧抵抗１２０の間の分電圧によ
って検出される電圧変化ΔＶに応じてＦＥＴ１０８への
ゲート出力を変更することにより、１次側高周波パルス
電圧のパルス幅を制御して出力電圧Ｖ0 を一定にする。
ば、高周波パルス電圧のパルス幅は一定であり、負荷に
は常に一定の直流電圧Ｖ0 が供給される。しかし、交流
入力電圧又は負荷の変動に伴って出力電圧Ｖ0 が変化し
ようとするので、パルス幅変調制御回路１１０は出力電
圧検出用抵抗１１８と分圧抵抗１２０の間の分電圧によ
って検出される電圧変化ΔＶに応じてＦＥＴ１０８への
ゲート出力を変更することにより、１次側高周波パルス
電圧のパルス幅を制御して出力電圧Ｖ0 を一定にする。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記従
来のスイッチングレギュレータでは、入力用平滑コンデ
ンサ１０４の両端に図１１（イ）に示すようなリップル
成分を含む直流電圧が加わり、そのリップル部分を充電
するのに電流が集中する結果、交流入力電流は同図
（ロ）に示すような第３、第５等の奇数高周波を多く含
む非線形の波形となってしまう。このため、この種のス
イッチングレギュレータが普及するに従って、入力配電
線路にある変電所のトランスが発熱したり、異常音が発
生する等の高周波障害が近年問題となってきた。また、
進み力率により無効電流分が多く流れて配線容量が増大
するという問題があった。さらに、１次側の入力用平滑
コンデンサ１０４は低周波の交流入力を平滑するため、
容量が大きく、装置の大型化、コストの増大を招いてい
た。そしてこのような従来技術では、せいぜい６０〜７
０％の力率が限界であった。
来のスイッチングレギュレータでは、入力用平滑コンデ
ンサ１０４の両端に図１１（イ）に示すようなリップル
成分を含む直流電圧が加わり、そのリップル部分を充電
するのに電流が集中する結果、交流入力電流は同図
（ロ）に示すような第３、第５等の奇数高周波を多く含
む非線形の波形となってしまう。このため、この種のス
イッチングレギュレータが普及するに従って、入力配電
線路にある変電所のトランスが発熱したり、異常音が発
生する等の高周波障害が近年問題となってきた。また、
進み力率により無効電流分が多く流れて配線容量が増大
するという問題があった。さらに、１次側の入力用平滑
コンデンサ１０４は低周波の交流入力を平滑するため、
容量が大きく、装置の大型化、コストの増大を招いてい
た。そしてこのような従来技術では、せいぜい６０〜７
０％の力率が限界であった。
【０００６】これを解決するため、本出願人によって１
次側の平滑コンデンサ１０４を省略したスイッチングレ
ギュレータが改良技術として提案されている。これは１
次側より全波整流された高周波パルス電圧を供給し、２
次側に設けた平滑回路によって直流電圧を発生させるも
のであり、図１０における１次側平滑コンデンサー１０
４を省略し、力率の向上を図ったものである。
次側の平滑コンデンサ１０４を省略したスイッチングレ
ギュレータが改良技術として提案されている。これは１
次側より全波整流された高周波パルス電圧を供給し、２
次側に設けた平滑回路によって直流電圧を発生させるも
のであり、図１０における１次側平滑コンデンサー１０
４を省略し、力率の向上を図ったものである。
【０００７】しかしながらこのような本出願人による改
良技術であっても、出力用平滑コンデンサー１０４をで
きるだけ小さくする必要があり、また小さくするにつれ
て出力側の直流電圧にリップル成分が発生してしまうと
いう問題点は依然として残るのである。すなわち、負荷
が大きい場合は図１３に示すように、交流入力電圧がＯ
Ｖになる時点に同期してリップル電圧が現れるが、これ
は出力用平滑コンデンサ１０４の容量を大きくすること
でしか軽減できず、このような改良技術をもってして
も、力率は８５％程度が限界であった。
良技術であっても、出力用平滑コンデンサー１０４をで
きるだけ小さくする必要があり、また小さくするにつれ
て出力側の直流電圧にリップル成分が発生してしまうと
いう問題点は依然として残るのである。すなわち、負荷
が大きい場合は図１３に示すように、交流入力電圧がＯ
Ｖになる時点に同期してリップル電圧が現れるが、これ
は出力用平滑コンデンサ１０４の容量を大きくすること
でしか軽減できず、このような改良技術をもってして
も、力率は８５％程度が限界であった。
【０００８】本発明は、このような従来のスイッチング
レギュレータが有する問題点を解決するために成された
もので、入力側の高周波電圧の低電圧領域を極めて簡便
な方法によって嵩上げし、２次側平滑コンデンサーへの
充電効率を向上させることにより、さらに力率を改善す
るとともに、小型で安価なスイッチングレギュレータを
提供することを目的とするものである。
レギュレータが有する問題点を解決するために成された
もので、入力側の高周波電圧の低電圧領域を極めて簡便
な方法によって嵩上げし、２次側平滑コンデンサーへの
充電効率を向上させることにより、さらに力率を改善す
るとともに、小型で安価なスイッチングレギュレータを
提供することを目的とするものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は上記課題を解決
するために成されたものであり、平滑回路を含まない整
流回路によって高周波トランスの１次側に高周波パルス
入力電圧を与える１次側回路と、前記高周波トランスの
２次側に平滑用チョークコイル、出力用平滑コンデンサ
を含む２次側回路と、前記１次側回路のパルス周波数に
同期する三角波電圧または鋸刃状波電圧を形成し、この
三角波電圧または鋸刃状波電圧に２次側直流出力検出電
圧を重畳する重畳三角波電圧形成回路と、前記重畳三角
波電圧形成回路で形成された重畳三角波電圧または鋸刃
状波電圧が基準電圧を超えたときにパルス信号を出力す
るとともに、当該出力パルス信号に基づき、ラッチ特性
を利用してクロックパルスをレベルダウンして次のクロ
ックパルスの立ち上がりまで保持し、当該クロックパル
スをスイッチングパルス信号として１次側回路に出力す
る制御回路と、を備え、前記１次側回路における整流回
路と高周波トランスとの間に、バイパス路とインダクタ
とを並列に配した昇圧回路を設け、前記整流回路から出
力される全波整流を、入力電圧が瞬時値の高い領域では
前記バイパス路側へダイレクトに、瞬時値が低い領域で
は前記インダクタ側へ流すために、入力電圧の大きさに
基づいて切り換えるためのスイッチング素子を設け、前
記バイパス路側及びインダクタ側それぞれに逆流防止用
のダイオードを設け、前記昇圧回路の出口側と接地側と
をフィルムコンデンサにより接続したことを特徴とする
スイッチングレギュレータを提供するものである。
するために成されたものであり、平滑回路を含まない整
流回路によって高周波トランスの１次側に高周波パルス
入力電圧を与える１次側回路と、前記高周波トランスの
２次側に平滑用チョークコイル、出力用平滑コンデンサ
を含む２次側回路と、前記１次側回路のパルス周波数に
同期する三角波電圧または鋸刃状波電圧を形成し、この
三角波電圧または鋸刃状波電圧に２次側直流出力検出電
圧を重畳する重畳三角波電圧形成回路と、前記重畳三角
波電圧形成回路で形成された重畳三角波電圧または鋸刃
状波電圧が基準電圧を超えたときにパルス信号を出力す
るとともに、当該出力パルス信号に基づき、ラッチ特性
を利用してクロックパルスをレベルダウンして次のクロ
ックパルスの立ち上がりまで保持し、当該クロックパル
スをスイッチングパルス信号として１次側回路に出力す
る制御回路と、を備え、前記１次側回路における整流回
路と高周波トランスとの間に、バイパス路とインダクタ
とを並列に配した昇圧回路を設け、前記整流回路から出
力される全波整流を、入力電圧が瞬時値の高い領域では
前記バイパス路側へダイレクトに、瞬時値が低い領域で
は前記インダクタ側へ流すために、入力電圧の大きさに
基づいて切り換えるためのスイッチング素子を設け、前
記バイパス路側及びインダクタ側それぞれに逆流防止用
のダイオードを設け、前記昇圧回路の出口側と接地側と
をフィルムコンデンサにより接続したことを特徴とする
スイッチングレギュレータを提供するものである。
【００１０】
【作用】前記構成によれば、交流電源よ１次側に入力さ
れた交流は整流回路により全波整流された後、この平滑
されていない正弦全波波形の状態でスイッチングによっ
て正弦波状高周波パルス電圧に変換される。そしてこの
正弦波状高周波パルス電圧は２次側に出力され、整流、
平滑回路を経て平滑な直流出力電圧となって負荷に供給
される。一方、２次側の正弦波状高周波パルス電圧の電
圧が高くなるにつれて、重畳三角波電圧形成回路により
形成される重畳三角波電圧または鋸刃状波電圧が基準電
圧を越える時点が早くなり、超高速コンパレータより出
力されるパルス信号が早くなってゆくので、制御回路に
おけるクロックパルスのレベルダウンが早くなり、スイ
ッチング素子に出力されるスイッチングパルスのパルス
幅が短くなる。このように、正弦波状高周波パルス電圧
の電圧が高くなるに従い、そのパルス幅は逆正弦波状に
短くなる結果、直流出力電圧は一定となる。
れた交流は整流回路により全波整流された後、この平滑
されていない正弦全波波形の状態でスイッチングによっ
て正弦波状高周波パルス電圧に変換される。そしてこの
正弦波状高周波パルス電圧は２次側に出力され、整流、
平滑回路を経て平滑な直流出力電圧となって負荷に供給
される。一方、２次側の正弦波状高周波パルス電圧の電
圧が高くなるにつれて、重畳三角波電圧形成回路により
形成される重畳三角波電圧または鋸刃状波電圧が基準電
圧を越える時点が早くなり、超高速コンパレータより出
力されるパルス信号が早くなってゆくので、制御回路に
おけるクロックパルスのレベルダウンが早くなり、スイ
ッチング素子に出力されるスイッチングパルスのパルス
幅が短くなる。このように、正弦波状高周波パルス電圧
の電圧が高くなるに従い、そのパルス幅は逆正弦波状に
短くなる結果、直流出力電圧は一定となる。
【００１１】また、交流入力電圧又は負荷の変動により
直流出力電圧が変化すると、重畳三角波電圧が基準電圧
を越える時間が変化し、パルス信号の出力時点が変化す
る。この結果、制御回路は出力パルス信号の変化に応じ
てラッチ特性を利用してクロックパルスのレベルダウン
を行い、そのクロックパルスをスイッチングパルス信号
として１次側回路のスイッチング素子に出力する。これ
によりスイッチング素子によるスイッチングパルス幅が
変化し、直流出力電圧は一定に維持される。
直流出力電圧が変化すると、重畳三角波電圧が基準電圧
を越える時間が変化し、パルス信号の出力時点が変化す
る。この結果、制御回路は出力パルス信号の変化に応じ
てラッチ特性を利用してクロックパルスのレベルダウン
を行い、そのクロックパルスをスイッチングパルス信号
として１次側回路のスイッチング素子に出力する。これ
によりスイッチング素子によるスイッチングパルス幅が
変化し、直流出力電圧は一定に維持される。
【００１２】そして、本発明の最も特徴的な作用は１次
側回路における昇圧回路とスイッチング回路に有る。す
なわち、交流入力電圧の大きさを判定し、高電圧領域に
おいてはバイパス路を通して電流を流し、低電圧領域で
はインダクタ側にスイッチング回路を介して所定周波数
の電流を流すのである。この動作によって、スイッチが
遮断した瞬間に、スイッチ導通時にインダクタの自己誘
導によって発生した電圧が高周波パルス電圧に重畳され
ることになる。
側回路における昇圧回路とスイッチング回路に有る。す
なわち、交流入力電圧の大きさを判定し、高電圧領域に
おいてはバイパス路を通して電流を流し、低電圧領域で
はインダクタ側にスイッチング回路を介して所定周波数
の電流を流すのである。この動作によって、スイッチが
遮断した瞬間に、スイッチ導通時にインダクタの自己誘
導によって発生した電圧が高周波パルス電圧に重畳され
ることになる。
【００１３】
【実施例】次に、本発明の実施例を図面に従って説明す
る。図１、図２は、本発明に係るスイッチングレギュレ
ータの概略回路を示す。この回路は、図１０に示す従来
のスイッチングレギュレータ回路の入力用平滑コンデン
サ１０４を省略して出力用平滑コンデンサ１に含めると
ともに、１次側における整流回路２と高周波トランス３
との間に昇圧回路５を、整流回路２の入力側には高周波
ラインフィルタ７をそれぞれ設ける一方、入力交流電圧
８を検知する電圧検出手段９からの信号と同期して、所
定のカットオフ周波数で第１のスイッチング素子１１を
駆動する第１のパルス幅変調制御回路１３と、第２のパ
ルス幅変調制御回路１５によって動作して高周波パルス
電圧を得る第２のスイッチング素子１７を設けた１次側
回路１９と、前記図１０で示したものと同様の２次側回
路２１を設けたものである。
る。図１、図２は、本発明に係るスイッチングレギュレ
ータの概略回路を示す。この回路は、図１０に示す従来
のスイッチングレギュレータ回路の入力用平滑コンデン
サ１０４を省略して出力用平滑コンデンサ１に含めると
ともに、１次側における整流回路２と高周波トランス３
との間に昇圧回路５を、整流回路２の入力側には高周波
ラインフィルタ７をそれぞれ設ける一方、入力交流電圧
８を検知する電圧検出手段９からの信号と同期して、所
定のカットオフ周波数で第１のスイッチング素子１１を
駆動する第１のパルス幅変調制御回路１３と、第２のパ
ルス幅変調制御回路１５によって動作して高周波パルス
電圧を得る第２のスイッチング素子１７を設けた１次側
回路１９と、前記図１０で示したものと同様の２次側回
路２１を設けたものである。
【００１４】前記昇圧回路５はバイパス路２３とインダ
クタ２５とよりなり、整流回路２から出力される全波整
流を、第１のスイッチング素子１１によって入力電圧が
瞬時値の高い領域ではバイパス路２３側へダイレクト
に、瞬時値が低い領域ではインダクタ２５側へ流すもの
である。この第１のスイッチング素子１１は、第１のパ
ルス幅変調制御回路１３と超高速フォトカプラやトラン
ス等の絶縁結合手段２７で結合されている。そしてバイ
パス路２３側とインダクタ２５側それぞれには逆流防止
用のダイオード２９，３１を設けている。そして後述す
るが、前記昇圧回路の出口側と接地側との間には、フィ
ルムコンデンサー３３が接続されている。これはＢ点の
電圧を上げておき、第１のスイッチング素子１１がＯＮ
の時に、高周波トランス側に通電しないようにするため
である。
クタ２５とよりなり、整流回路２から出力される全波整
流を、第１のスイッチング素子１１によって入力電圧が
瞬時値の高い領域ではバイパス路２３側へダイレクト
に、瞬時値が低い領域ではインダクタ２５側へ流すもの
である。この第１のスイッチング素子１１は、第１のパ
ルス幅変調制御回路１３と超高速フォトカプラやトラン
ス等の絶縁結合手段２７で結合されている。そしてバイ
パス路２３側とインダクタ２５側それぞれには逆流防止
用のダイオード２９，３１を設けている。そして後述す
るが、前記昇圧回路の出口側と接地側との間には、フィ
ルムコンデンサー３３が接続されている。これはＢ点の
電圧を上げておき、第１のスイッチング素子１１がＯＮ
の時に、高周波トランス側に通電しないようにするため
である。
【００１５】前記第２のパルス幅変調制御回路１５は、
図２にも併せて示すように、主に補助電圧形成回路３５
と、制御用回路としてのスイッチングレギュレータ用Ｉ
Ｃ３７とから構成され、絶縁結合手段としてのフォトカ
プラ３９を介して、超高速コンパレーター４１と重畳三
角波形成回路４３に接続されている。補助電圧形成回路
３５は、全波整流器２の出力側より定電圧を形成し、ラ
イン４５を通してこれをスイッチングレギュレータ用Ｉ
Ｃ３７に制御用電圧として供給する回路である。また、
この補助電圧形成回路３５には、超高速フォトカプラ３
９のフォトトランジスタ４７と、後述するトランジスタ
４９のベース電流制限抵抗５１と、ブリーダ抵抗５３と
が直列に接続されている。ここでは絶縁結合として超高
速フォトカプラ３９を用いているが、この他にもトラン
ス等を用いることもできる。そしてスイッチングレギュ
レータ用ＩＣ３７は、２０ｋＨｚ以上の周波数が好まし
く、クロック発振周波数やラッチ特性を有する過電流検
出回路等を備えたＰＷＭ制御用専用ＩＣであり、三菱電
気（株）製のＭ５１９９６が好ましい。尚、本ブロック
回路では、説明の便宜上、発振用ＣＲ回路は省略してＩ
Ｃ３７のブロック内にあるものとして説明している。ま
た、このスイッチングレギュレータ用ＩＣ３７に外部Ｃ
Ｒ回路を取り付けることにより、任意にスイッチング周
波数を決めることができる。
図２にも併せて示すように、主に補助電圧形成回路３５
と、制御用回路としてのスイッチングレギュレータ用Ｉ
Ｃ３７とから構成され、絶縁結合手段としてのフォトカ
プラ３９を介して、超高速コンパレーター４１と重畳三
角波形成回路４３に接続されている。補助電圧形成回路
３５は、全波整流器２の出力側より定電圧を形成し、ラ
イン４５を通してこれをスイッチングレギュレータ用Ｉ
Ｃ３７に制御用電圧として供給する回路である。また、
この補助電圧形成回路３５には、超高速フォトカプラ３
９のフォトトランジスタ４７と、後述するトランジスタ
４９のベース電流制限抵抗５１と、ブリーダ抵抗５３と
が直列に接続されている。ここでは絶縁結合として超高
速フォトカプラ３９を用いているが、この他にもトラン
ス等を用いることもできる。そしてスイッチングレギュ
レータ用ＩＣ３７は、２０ｋＨｚ以上の周波数が好まし
く、クロック発振周波数やラッチ特性を有する過電流検
出回路等を備えたＰＷＭ制御用専用ＩＣであり、三菱電
気（株）製のＭ５１９９６が好ましい。尚、本ブロック
回路では、説明の便宜上、発振用ＣＲ回路は省略してＩ
Ｃ３７のブロック内にあるものとして説明している。ま
た、このスイッチングレギュレータ用ＩＣ３７に外部Ｃ
Ｒ回路を取り付けることにより、任意にスイッチング周
波数を決めることができる。
【００１６】前記ＦＥＴ１７のドレン端子には過電流検
出抵抗５５が設けられ、この過電流検出抵抗５５とドレ
ン端子の中点と、スイッチングレギュレータ用ＩＣ３７
のアース端子との間には過電流検出用分圧抵抗５７、５
９が設けられている。この過電流検出用分圧抵抗５７、
５９間の分圧はスイッチングレギュレータ用ＩＣのＯＣ
Ｐ端子に入力されて、過電流が検出されるようになって
いる。また、スイッチングレギュレータ用ＩＣのＶｃｃ
端子は、トランジスタ４９、制限分圧抵抗６１及び前記
分圧抵抗５９を介してアース端子に接続され、制限分圧
抵抗６１と分圧抵抗５９の間の分圧はスイッチングレギ
ュレータ用ＩＣのＯＣＰ端子に入力されるようになって
いる。前記トランジスタ４９のベースは、前記ベース電
流制限抵抗５１とブリーダ抵抗５３の間の中点に接続さ
れている。
出抵抗５５が設けられ、この過電流検出抵抗５５とドレ
ン端子の中点と、スイッチングレギュレータ用ＩＣ３７
のアース端子との間には過電流検出用分圧抵抗５７、５
９が設けられている。この過電流検出用分圧抵抗５７、
５９間の分圧はスイッチングレギュレータ用ＩＣのＯＣ
Ｐ端子に入力されて、過電流が検出されるようになって
いる。また、スイッチングレギュレータ用ＩＣのＶｃｃ
端子は、トランジスタ４９、制限分圧抵抗６１及び前記
分圧抵抗５９を介してアース端子に接続され、制限分圧
抵抗６１と分圧抵抗５９の間の分圧はスイッチングレギ
ュレータ用ＩＣのＯＣＰ端子に入力されるようになって
いる。前記トランジスタ４９のベースは、前記ベース電
流制限抵抗５１とブリーダ抵抗５３の間の中点に接続さ
れている。
【００１７】重畳三角波形成回路４３は、転流用フライ
ホィールダイオード６３の出力側に接続された直流分カ
ットコンデンサ６５と、抵抗６７及びコンデンサ６９で
形成されるＣＲ積分回路とからなっている。出力電圧検
出用抵抗７１と分圧抵抗７３の間の中点は、抵抗６７と
コンデンサ６９の間の中点に接続されるとともに、超高
速コンパレータ４１の−入力端子に接続されている。こ
の重畳三角波形成回路４３は、２次側高周波電圧のスイ
ッチング周波数に同期する三角波電圧を形成し、該三角
波電圧に２次側直流出力検出電圧を重畳して、超高速コ
ンパレータ４１の−入力端子に入力するものである。以
下、この直流出力検出電圧が重畳された三角波電圧を、
重畳三角波電圧と称することとする。
ホィールダイオード６３の出力側に接続された直流分カ
ットコンデンサ６５と、抵抗６７及びコンデンサ６９で
形成されるＣＲ積分回路とからなっている。出力電圧検
出用抵抗７１と分圧抵抗７３の間の中点は、抵抗６７と
コンデンサ６９の間の中点に接続されるとともに、超高
速コンパレータ４１の−入力端子に接続されている。こ
の重畳三角波形成回路４３は、２次側高周波電圧のスイ
ッチング周波数に同期する三角波電圧を形成し、該三角
波電圧に２次側直流出力検出電圧を重畳して、超高速コ
ンパレータ４１の−入力端子に入力するものである。以
下、この直流出力検出電圧が重畳された三角波電圧を、
重畳三角波電圧と称することとする。
【００１８】超高速コンパレータ４１の＋入力端子に
は、２次側回路の出力端子に接続された抵抗７５と基準
電圧用素子（ツェナーダイオード）７７により得られる
基準電圧が入力され、出力端子には、２次側回路の出力
電圧がフォトカプラ３９の発光ダイオードに印加されて
いる。この超高速コンパレータ４１は、前記重畳三角波
形成回路４３からの重畳三角波電圧または鋸刃状波電圧
が基準電圧より低いときは出力をＨ（ハイ）レベルと
し、重畳三角波電圧または鋸刃状波電圧が基準電圧を越
えた時点で超高速で出力をＬ（ロー）レベルにするもの
である。超高速フォトカプラ３９は、１次側のフォトト
ランジスタと２次側の発光ダイオードとからなり、１次
側と２次側とを絶縁する目的で使用され、発光ダイオー
ドに電流が流れると超高速で発光してフォトトランジス
タがオンするようになっている。前記超高速コンパレー
タ４１及び超高速フォトカプラ３９を使用する目的は、
次のクロックパルスの立ち上がりが来る前に、クロック
パルスのレベルダウンを瞬時に処理することができるよ
うにするためである。
は、２次側回路の出力端子に接続された抵抗７５と基準
電圧用素子（ツェナーダイオード）７７により得られる
基準電圧が入力され、出力端子には、２次側回路の出力
電圧がフォトカプラ３９の発光ダイオードに印加されて
いる。この超高速コンパレータ４１は、前記重畳三角波
形成回路４３からの重畳三角波電圧または鋸刃状波電圧
が基準電圧より低いときは出力をＨ（ハイ）レベルと
し、重畳三角波電圧または鋸刃状波電圧が基準電圧を越
えた時点で超高速で出力をＬ（ロー）レベルにするもの
である。超高速フォトカプラ３９は、１次側のフォトト
ランジスタと２次側の発光ダイオードとからなり、１次
側と２次側とを絶縁する目的で使用され、発光ダイオー
ドに電流が流れると超高速で発光してフォトトランジス
タがオンするようになっている。前記超高速コンパレー
タ４１及び超高速フォトカプラ３９を使用する目的は、
次のクロックパルスの立ち上がりが来る前に、クロック
パルスのレベルダウンを瞬時に処理することができるよ
うにするためである。
【００１９】以上の構成からなるスイッチングレギュレ
ータの動作を以下に説明する。交流電源８より供給され
る正弦波交流は、全波整流器２により図３に示す正弦波
状全波脈流波形に整流され、高周波トランス３の１次側
に供給される。この時、電圧検出手段９によって交流入
力電圧を検出し、入力電圧が一定の基準電圧ＶA 以下で
あれば、第１のパルス幅変調制御回路１３より４０ｋＨ
ｚのスイッチングパルス信号が、第１のスイッチング素
子１１（ＦＥＴ１１）のゲート端子に印加される。
ータの動作を以下に説明する。交流電源８より供給され
る正弦波交流は、全波整流器２により図３に示す正弦波
状全波脈流波形に整流され、高周波トランス３の１次側
に供給される。この時、電圧検出手段９によって交流入
力電圧を検出し、入力電圧が一定の基準電圧ＶA 以下で
あれば、第１のパルス幅変調制御回路１３より４０ｋＨ
ｚのスイッチングパルス信号が、第１のスイッチング素
子１１（ＦＥＴ１１）のゲート端子に印加される。
【００２０】ＦＥＴ１１のこのような動作により、入力
電圧が基準電圧ＶA 以上の領域において、電流は交流入
力電圧８から整流器２を介して直接バイパス路２３側を
流れ、一方、基準電圧ＶA 以下の領域においては、上述
のようにインダクタ２５側にも流れることになる。そし
て図４に示すように、基準電圧ＶA 以下の領域において
ＦＥＴ１１がＯＮ状態の時には、入力電流Ｉｎは点線で
表す経路を流れる。これは、フィルムコンデンサー３３
に蓄えられた電荷によってＢ点の電圧が上昇している為
である。そしてＦＥＴ１１がＯＦＦとなった瞬間に、Ｏ
Ｎ状態の時にインダクタ２５に蓄積された電磁エネルギ
ーによって０ＦＦ時には図中プラス、マイナス記号で表
しているようにインダクタ２５の両端にフライバック電
圧が発生する。従って、入力電圧に対して前記自己誘導
起電力が重畳されることになるので、ここでの全電流は
一点鎖線で示すようにインダクタ２５側を流れ、以下の
図５に説明するように、低電圧領域で電圧が嵩上げされ
ることになる。
電圧が基準電圧ＶA 以上の領域において、電流は交流入
力電圧８から整流器２を介して直接バイパス路２３側を
流れ、一方、基準電圧ＶA 以下の領域においては、上述
のようにインダクタ２５側にも流れることになる。そし
て図４に示すように、基準電圧ＶA 以下の領域において
ＦＥＴ１１がＯＮ状態の時には、入力電流Ｉｎは点線で
表す経路を流れる。これは、フィルムコンデンサー３３
に蓄えられた電荷によってＢ点の電圧が上昇している為
である。そしてＦＥＴ１１がＯＦＦとなった瞬間に、Ｏ
Ｎ状態の時にインダクタ２５に蓄積された電磁エネルギ
ーによって０ＦＦ時には図中プラス、マイナス記号で表
しているようにインダクタ２５の両端にフライバック電
圧が発生する。従って、入力電圧に対して前記自己誘導
起電力が重畳されることになるので、ここでの全電流は
一点鎖線で示すようにインダクタ２５側を流れ、以下の
図５に説明するように、低電圧領域で電圧が嵩上げされ
ることになる。
【００２１】図５は、上述の昇圧回路による電圧波形の
変化を表したものであり、（イ）はＡ点における交流入
力電圧波形を、（ロ）はＢ点における全波整流後の高周
波パルス電圧波形をそれぞれ表している。（イ）は言う
までもなく正弦波であり、（ロ）において見られる位相
π／２のピーク電圧両肩部７９、７９が、昇圧回路によ
って嵩上げされた部分である。一方、従来のようにこの
昇圧回路が無い場合では、図中点線で示すように、２次
側の平滑コンデンサー１の両端電圧、すなわち２次側出
力電圧Ｖ0 は、高周波トランスの１次側、２次側のター
ン数をそれぞれｎ1 、ｎ2 とすると、 Ｖt ＝ｎ1 ／ｎ2 ・Ｖ0 ・・・（１） で表される閾値電圧Ｖt 以下では、入力電圧が点線のよ
うに低下してしまうことになる。従って、第１のスイッ
チング素子１１を動作させる上記基準電圧ＶA を、この
（１）式による閾値電圧Ｖt に限定しておけば、ＶA 以
下の低入力部分の電圧を嵩上げして図５（ロ）の実線の
ようになり、力率が改善される。
変化を表したものであり、（イ）はＡ点における交流入
力電圧波形を、（ロ）はＢ点における全波整流後の高周
波パルス電圧波形をそれぞれ表している。（イ）は言う
までもなく正弦波であり、（ロ）において見られる位相
π／２のピーク電圧両肩部７９、７９が、昇圧回路によ
って嵩上げされた部分である。一方、従来のようにこの
昇圧回路が無い場合では、図中点線で示すように、２次
側の平滑コンデンサー１の両端電圧、すなわち２次側出
力電圧Ｖ0 は、高周波トランスの１次側、２次側のター
ン数をそれぞれｎ1 、ｎ2 とすると、 Ｖt ＝ｎ1 ／ｎ2 ・Ｖ0 ・・・（１） で表される閾値電圧Ｖt 以下では、入力電圧が点線のよ
うに低下してしまうことになる。従って、第１のスイッ
チング素子１１を動作させる上記基準電圧ＶA を、この
（１）式による閾値電圧Ｖt に限定しておけば、ＶA 以
下の低入力部分の電圧を嵩上げして図５（ロ）の実線の
ようになり、力率が改善される。
【００２２】一方、第２のパルス幅変調制御回路１５か
ら本実施例では１００ｋＨｚのスイッチングパルス信号
がＦＥＴ１７のゲート端子に印加されるので、このＦＥ
Ｔ１７により前記図５（ロ）の実線に示した１次側電圧
がスイッチング（チョッピング）されて、２次側への高
周波キャリアとなる。
ら本実施例では１００ｋＨｚのスイッチングパルス信号
がＦＥＴ１７のゲート端子に印加されるので、このＦＥ
Ｔ１７により前記図５（ロ）の実線に示した１次側電圧
がスイッチング（チョッピング）されて、２次側への高
周波キャリアとなる。
【００２３】前記ＦＥＴ１７によりスイッチングされた
１次側の高周波パルス電圧は、高周波トランス３により
変圧された２次側に出力される。ここで、重畳三角波形
成回路４３は、スイッチング周波数に同期した三角波を
形成し、２次側出力検出電圧と重畳する。この重畳三角
波電圧が基準電圧を越えた瞬間、超高速コンパレータ４
１がＬ信号を出力するので、発光ダイオードに電流が流
れてフォトカプラ３９がオンするとともに、トランジス
タ４９がオンしてコレクタ電流が流れる。この結果、抵
抗６１、５９間の分圧が、抵抗５７、５９間の過電流検
出電圧より優先されてスイッチングレギュレータ用ＩＣ
３７のＯＣＰ端子に入力れる。そして、スイッチングレ
ギュレータ用ＩＣ３７は、ラッチ特性を利用してクロッ
クパルスをレベルダウンし、この状態を次ぎのクロック
パルスはスイッチングパルス信号としてＦＥＴ１７のゲ
ート端子に出力される。
１次側の高周波パルス電圧は、高周波トランス３により
変圧された２次側に出力される。ここで、重畳三角波形
成回路４３は、スイッチング周波数に同期した三角波を
形成し、２次側出力検出電圧と重畳する。この重畳三角
波電圧が基準電圧を越えた瞬間、超高速コンパレータ４
１がＬ信号を出力するので、発光ダイオードに電流が流
れてフォトカプラ３９がオンするとともに、トランジス
タ４９がオンしてコレクタ電流が流れる。この結果、抵
抗６１、５９間の分圧が、抵抗５７、５９間の過電流検
出電圧より優先されてスイッチングレギュレータ用ＩＣ
３７のＯＣＰ端子に入力れる。そして、スイッチングレ
ギュレータ用ＩＣ３７は、ラッチ特性を利用してクロッ
クパルスをレベルダウンし、この状態を次ぎのクロック
パルスはスイッチングパルス信号としてＦＥＴ１７のゲ
ート端子に出力される。
【００２４】ところで、図６、７に示すように、商用交
流入力電圧の電圧が低いとき（Ｖｉｎ1 ）は、ＣＲ特性
から明らかなように重畳三角波形成回路４３からの重畳
三角波電圧が基準電圧（Ｖｒｅｆ）を越える時点は遅い
が、電圧が高くなるにつれて（Ｖｉｎ2 〜Ｖｉｎ4 ）、
重畳三角波電圧が基準電圧を越える時点が早くなる。従
って、超高速コンパレータ４１がＬレベルを出力するタ
イミングは図７に示すように、交流入力電圧８に対応し
た仮定２次出力電圧Ｉが高くなるにつれて早くなり、こ
れに伴って図中Ａで示すように、スイッチングレギュレ
ータ用ＩＣ３７のＯＣＰ入力パルス信号が早められるこ
とになる。この結果、前述の仮定２次出力電圧が高くな
るに伴って、図７中Ｂで示すように、スイッチングレギ
ュレータ用ＩＣ３７でのクロックパルスのレベルダウン
時点が次第に早くなり、スイッチングパルス信号の幅が
短くなる。尚、図７中Ｅ、Ｐ、Ｉはそれぞれ重畳三角波
電圧、クロックパルス、交流入力電圧を表している。
流入力電圧の電圧が低いとき（Ｖｉｎ1 ）は、ＣＲ特性
から明らかなように重畳三角波形成回路４３からの重畳
三角波電圧が基準電圧（Ｖｒｅｆ）を越える時点は遅い
が、電圧が高くなるにつれて（Ｖｉｎ2 〜Ｖｉｎ4 ）、
重畳三角波電圧が基準電圧を越える時点が早くなる。従
って、超高速コンパレータ４１がＬレベルを出力するタ
イミングは図７に示すように、交流入力電圧８に対応し
た仮定２次出力電圧Ｉが高くなるにつれて早くなり、こ
れに伴って図中Ａで示すように、スイッチングレギュレ
ータ用ＩＣ３７のＯＣＰ入力パルス信号が早められるこ
とになる。この結果、前述の仮定２次出力電圧が高くな
るに伴って、図７中Ｂで示すように、スイッチングレギ
ュレータ用ＩＣ３７でのクロックパルスのレベルダウン
時点が次第に早くなり、スイッチングパルス信号の幅が
短くなる。尚、図７中Ｅ、Ｐ、Ｉはそれぞれ重畳三角波
電圧、クロックパルス、交流入力電圧を表している。
【００２５】このようにして、スイッチングパルス信号
が幅変調されるので、２次側高周波パルス電圧Ｃは、図
７中に示すように、交流入力電圧が低いときはＴｏｎが
長く、位相π／２のピーク電圧に近付くにつれてＴｏｎ
が短くなる逆正弦波状の波形となる。すなわち、高周波
トランス３の１次側及び２次側の電流は図７中Ｃに示す
高周波パルス電圧と相似の波形となるのである。
が幅変調されるので、２次側高周波パルス電圧Ｃは、図
７中に示すように、交流入力電圧が低いときはＴｏｎが
長く、位相π／２のピーク電圧に近付くにつれてＴｏｎ
が短くなる逆正弦波状の波形となる。すなわち、高周波
トランス３の１次側及び２次側の電流は図７中Ｃに示す
高周波パルス電圧と相似の波形となるのである。
【００２６】この２次側の高周波パルス電圧は整流用ダ
イオード８１によって再度直流化され、さらに転流用フ
ライホイールダイオード６３と平滑用チョークコイル８
３と出力用平滑コンデンサ１によって平滑されて出力さ
れる。この時の直流出力電圧Ｖ0 は、次式で示される。 Ｖ0 ＝Ｔｏｎ／Ｔ×Ｖｉｎ・・・（２） ここで、Ｔｏｎは前述のように逆正弦波に制御され、Ｖ
ｉｎは正弦波状であるため、出力電圧Ｖ0 は図７中Ｄで
示すような平坦な直流波形となる。
イオード８１によって再度直流化され、さらに転流用フ
ライホイールダイオード６３と平滑用チョークコイル８
３と出力用平滑コンデンサ１によって平滑されて出力さ
れる。この時の直流出力電圧Ｖ0 は、次式で示される。 Ｖ0 ＝Ｔｏｎ／Ｔ×Ｖｉｎ・・・（２） ここで、Ｔｏｎは前述のように逆正弦波に制御され、Ｖ
ｉｎは正弦波状であるため、出力電圧Ｖ0 は図７中Ｄで
示すような平坦な直流波形となる。
【００２７】以上のように、交流入力電圧及び負荷が一
定であれば、第２のパルス幅変調制御回路路１５より図
７中に示す駆動パルス信号がＦＥＴ１７に出力されてス
イッチングされるので、負荷にはある直流出力電圧Ｖ0
が得られる。いま、交流入力電圧又は負荷が変動して出
力電圧Ｖ0 が上昇しようとすると、その変化に応じて重
畳三角波形成回路４３で形成される重畳三角波電圧が増
加するので、基準電圧を越える時点が全体的に早くな
り、スイッチングレギュレータ用ＩＣ３７のＯＣＰ端子
への入力パルス信号は早められて、スイッチング信号の
パルス幅が全体的に短くなる。この結果、２次側高周波
パルス電圧のパルス幅が全体的に短くなってＴｏｎが減
少し、上記（２）式から明らかなように出力電圧Ｖ0 は
低下して一定に維持される。そしてこのような構成によ
り、９８％と従来に無い極めて高い力率が実現できた。
定であれば、第２のパルス幅変調制御回路路１５より図
７中に示す駆動パルス信号がＦＥＴ１７に出力されてス
イッチングされるので、負荷にはある直流出力電圧Ｖ0
が得られる。いま、交流入力電圧又は負荷が変動して出
力電圧Ｖ0 が上昇しようとすると、その変化に応じて重
畳三角波形成回路４３で形成される重畳三角波電圧が増
加するので、基準電圧を越える時点が全体的に早くな
り、スイッチングレギュレータ用ＩＣ３７のＯＣＰ端子
への入力パルス信号は早められて、スイッチング信号の
パルス幅が全体的に短くなる。この結果、２次側高周波
パルス電圧のパルス幅が全体的に短くなってＴｏｎが減
少し、上記（２）式から明らかなように出力電圧Ｖ0 は
低下して一定に維持される。そしてこのような構成によ
り、９８％と従来に無い極めて高い力率が実現できた。
【００２８】また、本発明における第１のスイッチング
素子１１のスイッチング方式を以下図８、９に示す方法
とすると、更に大出力用として有利なものとなる。図８
は整流回路２と昇圧回路５との間にステップアップ用絶
縁トランス８７を設けたものである。このような構成と
することにより、スイッチング素子１１を通過する電流
量がステップアップ用絶縁トランス８７の一次側とな
り、スイッチング素子１１の容量をより小さくすること
が可能となるため、相対的にフライバック方式より大容
量のものが可能となる。
素子１１のスイッチング方式を以下図８、９に示す方法
とすると、更に大出力用として有利なものとなる。図８
は整流回路２と昇圧回路５との間にステップアップ用絶
縁トランス８７を設けたものである。このような構成と
することにより、スイッチング素子１１を通過する電流
量がステップアップ用絶縁トランス８７の一次側とな
り、スイッチング素子１１の容量をより小さくすること
が可能となるため、相対的にフライバック方式より大容
量のものが可能となる。
【００２９】続く図９のものも、ステップアップ用絶縁
トランス８７を設けたものであるが、バックアップ用絶
縁トランス８７に４つのスイッチ８９、９１、９３、９
５を用いて双方向の電流を流すことによって、ステップ
アップ用絶縁トランス８７の利用効率を高めようとする
ものである。従ってステップアップ用絶縁トランス８７
の２次側では交流電流となるため、インダクタ２５の前
段で整流回路９７によって整流される。このような構成
のうち、前記図８のものは中容量に、そして図９のもの
は大容量にそれぞれ適している。
トランス８７を設けたものであるが、バックアップ用絶
縁トランス８７に４つのスイッチ８９、９１、９３、９
５を用いて双方向の電流を流すことによって、ステップ
アップ用絶縁トランス８７の利用効率を高めようとする
ものである。従ってステップアップ用絶縁トランス８７
の２次側では交流電流となるため、インダクタ２５の前
段で整流回路９７によって整流される。このような構成
のうち、前記図８のものは中容量に、そして図９のもの
は大容量にそれぞれ適している。
【００３０】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば以下のよ
うな優れた効果が得られる。高周波トランスの１次側で
正弦波状の全波整流波形を直接スイッチングし、パルス
幅が逆正弦波状に変化する高周波パルスを２次側に出力
する際、１次側に設けた昇圧回路によってインダクタに
よる自己誘導起電力を重畳するので、交流入力電圧の低
電圧領域での電圧が嵩上げされ、力率が大幅に向上する
ことになる。そして当然のことながらスイッチング素子
によるスイッチング動作の周波数は極めて高く、このス
イッチングにより得られる高周波パルスが２次側チョー
クコイルを介して出力用平滑コンデンサに印加されるた
め、力率が改善され、無効電流が少なくなるとともに、
チョークコイル、平滑コンデンサーの小型化が実現でき
る。
うな優れた効果が得られる。高周波トランスの１次側で
正弦波状の全波整流波形を直接スイッチングし、パルス
幅が逆正弦波状に変化する高周波パルスを２次側に出力
する際、１次側に設けた昇圧回路によってインダクタに
よる自己誘導起電力を重畳するので、交流入力電圧の低
電圧領域での電圧が嵩上げされ、力率が大幅に向上する
ことになる。そして当然のことながらスイッチング素子
によるスイッチング動作の周波数は極めて高く、このス
イッチングにより得られる高周波パルスが２次側チョー
クコイルを介して出力用平滑コンデンサに印加されるた
め、力率が改善され、無効電流が少なくなるとともに、
チョークコイル、平滑コンデンサーの小型化が実現でき
る。
【００３１】１次側には低周波交流入力を平滑する大容
量の入力用平滑コンデンサが無く、また２次側の出力用
平滑コンデンサは高周波パルスを平滑するものであっ
て、入力側に設けた昇圧回路によってリップル電流が極
めて少なくなるとともに、その容量は従来の入力用平滑
コンデンサと出力用平滑コンデンサの容量を加えたもの
よりも大幅に小さくなり、装置の小型化と低廉化に大き
く寄与できる。
量の入力用平滑コンデンサが無く、また２次側の出力用
平滑コンデンサは高周波パルスを平滑するものであっ
て、入力側に設けた昇圧回路によってリップル電流が極
めて少なくなるとともに、その容量は従来の入力用平滑
コンデンサと出力用平滑コンデンサの容量を加えたもの
よりも大幅に小さくなり、装置の小型化と低廉化に大き
く寄与できる。
【図１】本発明のスイッチングレギュレータの回路図例
【図２】本発明における第２のパルス幅変調回路の回路
図例
図例
【図３】１次側整流素子によって整流された全波整流波
形
形
【図４】本発明において昇圧回路の電流路を表す説明図
【図５】本発明によって電圧が嵩上げされる様子を表す
説明図
説明図
【図６】三角波の発生態様を表す説明図
【図７】本発明におけるパルス幅変調制御の様子を表す
説明図
説明図
【図８】本発明の他の実施例の回路図
【図９】本発明の他の実施例の回路図
【図１０】従来のスイッチングレギュレータの回路図例
【図１１】従来のスイッチングレギュレータの１次側平
滑コンデンサーの両端電圧波形
滑コンデンサーの両端電圧波形
【図１２】従来のスイッチングレギュレーターの出力電
圧波形
圧波形
【図１３】従来のスイッチングレギュレーターにおいて
リップルが発生する場合の出力電圧波形
リップルが発生する場合の出力電圧波形
２ 整流回路 ３ 高周波ト
ランス ５ 昇圧回路 １５ パルス幅
変調制御回路 １９ １次側回路 ２１ ２次側
回路 ２３ バイパス路 ２５ インダ
クタ ４３ 重畳三角波電圧形成回路
ランス ５ 昇圧回路 １５ パルス幅
変調制御回路 １９ １次側回路 ２１ ２次側
回路 ２３ バイパス路 ２５ インダ
クタ ４３ 重畳三角波電圧形成回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/217 H02M 3/155 H02M 3/28
Claims (1)
- 【請求項１】 平滑回路を含まない整流回路によって高
周波トランスの１次側に高周波パルス入力電圧を与える
１次側回路と、 前記高周波トランスの２次側に平滑用チョークコイル、
出力用平滑コンデンサを含む２次側回路と、 前記１次側回路のパルス周波数に同期する三角波電圧ま
たは鋸刃状波電圧を形成し、この三角波電圧または鋸刃
状波電圧に２次側直流出力検出電圧を重畳する重畳三角
波電圧形成回路と、 前記重畳三角波電圧形成回路で形成された重畳三角波電
圧または鋸刃状波電圧が基準電圧を超えたときにパルス
信号を出力するとともに、当該出力パルス信号に基づ
き、ラッチ特性を利用してクロックパルスをレベルダウ
ンして次のクロックパルスの立ち上がりまで保持し、当
該クロックパルスをスイッチングパルス信号として１次
側回路に出力する制御回路と、 を備え、 前記１次側回路における整流回路と高周波トランスとの
間に、バイパス路とインダクタとを並列に配した昇圧回
路を設け、前記整流回路から出力される全波整流を、入
力電圧が瞬時値の高い領域では前記バイパス路側へダイ
レクトに、瞬時値が低い領域では前記インダクタ側へ流
すために、入力電圧の大きさに基づいて切り換えるため
のスイッチング素子を設け、前記バイパス路側及びイン
ダクタ側それぞれに逆流防止用のダイオードを設け、前
記昇圧回路の出口側と接地側とをフィルムコンデンサに
より接続したことを特徴とするスイッチングレギュレー
タ。
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1994
- 1994-12-14 US US08/356,006 patent/US5508904A/en not_active Expired - Lifetime
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- 1994-12-16 DE DE69412984T patent/DE69412984T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1994-12-17 CN CN94119080A patent/CN1085435C/zh not_active Expired - Fee Related
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