JP2677738B2 - スイッチングレギュレータ - Google Patents

スイッチングレギュレータ

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Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【産業上の利用分野】本発明はスイッチングレギュレー
タすなわち高周波スイッチング方式直流安定化電源に関
するものである。
【0002】
【従来の技術】図7は従来のスイッチングレギュレータ
の概略回路図を示す。1次側には、交流電源1と、全波
整流器2と、入力用平滑コンデンサ3aと、高周波トン
ランス4の1次巻線と、高周波半導体スイッチング素子
である例えばFET5(電界効果型トランジスタ)とか
ら主回路が構成されている。FET5のゲート端子はパ
ルス幅変調(PWM)制御回路6のゲート出力端子に接
続されている。一方、2次側には、高周波トランス4の
2次巻線と、整流用ダイオード7と、転流用フライホィ
ールダイオード8と、平滑用チョークコイル9と、出力
用平滑コンデンサ10から主回路が構成されている。ま
た、この2次側主回路の出力端子には、出力電圧検出用
抵抗11及び分圧抵抗12が接続されるとともに、負荷
13の負荷回路が接続されている。前記出力電圧検出用
抵抗11と分圧抵抗12の間の分電圧はパルス幅変調制
御回路6の出力電圧入力端子に接続されている。
【0003】このスイッチングレギュレータでは、交流
電源1より供給される交流が全波整流器2によって全波
整流され、入力用平滑コンデンサ3aによって平滑され
て、図8に示すようなリップル成分を含む直流電圧が発
生する。この直流電圧はFET5によりスイッチングさ
れて高周波パルス電圧となり、高周波トランス4により
所要電圧に変圧される。変圧された高周波パルス電圧は
整流用ダイオード7と転流用フライホィールダイオード
8、平滑用チョークコイル9、出力用平滑コンデンサ1
0によって平滑されて、図10に示すような直流とな
る。
【0004】交流入力電圧及び負荷が一定であれば、高
周波パルス電圧のパルス幅は一定であり、負荷には常に
一定の直流電圧V0が供給される。しかし、交流入力電
圧又は負荷の変動に伴って出力電圧V0が変化しようと
するので、パルス幅変調制御回路6は出力電圧検出用抵
抗11と分圧抵抗12の間の分電圧によって検出される
電圧変化ΔVに応じてFET5へのゲート出力を変更す
ることにより、1次側高周波パルス電圧のパルス幅を制
御して出力電圧V0を一定にする。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】しかながら、前記従来
のスイッチングレギュレータでは、入力用平滑コンデン
サ3aの両端に図8に示すようなリップル成分を含む直
流電圧が加わり、そのリップル部分を充電するのに電流
が集中する結果、交流入力電流は図9に示すような第
3,第5等の奇数高調波を多く含む非線形の波形とな
る。このため、この種のスイッチングレギュレータが普
及するに従って、入力配電線路にある変電所のトランス
が発熱したり、異常音が発生する等の高調波障害が近年
問題となってきた。また、進み力率による無効電流分が
多く流れて配線容量が増大するという問題があった。さ
らに、1次側の入力用平滑コンデンサ3aは低周波の交
流入力を平滑するため、容量が大きく、装置の大型化、
コストの増大を招いていた。本発明はかかる問題点に鑑
みてなされたもので、交流入力電流の波形が線形化さ
れ、力率が改善されるとともに、小型で安価なスイッチ
ングレギュレータを提供することを目的とするものであ
る。
【0006】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するた
め、本発明は、高周波トランスの1次側に平滑回路を含
まない整流回路とスイッチング素子とを設けるととも
に、前記整流回路の交流入力側に高周波フィルターを設
けた1次側回路と、前記高周波トランスの2次側に整
流,平滑回路を設けた2次側回路と、2次側高周波電圧
よりスイッチング周波数に同期する三角波電圧を形成
し、該三角波電圧に2次側直流出力検出電圧を重畳する
重畳三角波電圧形成回路と、該重畳三角波電圧形成回路
で形成された重畳三角波電圧が基準電圧を越えたときに
パルスを出力する超高速コンパレータと、該超高速コン
パレータからの出力パルス信号を超高速フォトカプラを
介して受け入れ、当該出力パルス信号に基づき、ラッチ
特性を利用してクロックパルスをレベルダウンして次の
クロックパルスの立ち上がりまで保持し、当該クロック
パルスをスイッチングパルス信号として前記1次側回路
のスイッチング素子に出力する制御回路と、を備えたも
のである。なお、前記1次側回路には平滑回路は含まな
いとしているが、出力容量に比べ極めて容量の低い平滑
回路は含んでいてもよい。
【0007】
【作用】前記構成によれば、交流電源より1次側に入力
された交流は整流回路により全波整流された後、この平
滑されていない正弦全波波形の状態でスイッチング素子
によりスイッチングされる。スイッチングされた正弦波
状高周波パルス電圧は、2次側に出力され、整流,平滑
回路を経て平滑な直流出力電圧となって負荷に供給され
る。一方、2次側の正弦波状高周波パルス電圧の電圧が
高くなるにつれて、重畳三角波電圧形成回路により形成
される重畳三角波電圧が基準電圧を越える時点が早くな
り、超高速コンパレータより出力されるパスル信号が早
くなってゆくので、制御回路におけるクロックパルスの
レベルダウンが早くなり、スイッチング素子に出力され
るスイッチングパルスのパルス幅が短くなる。このよう
に、正弦波状高周波パルス電圧の電圧が高くなるに従
い、そのパルス幅は逆正弦波状に短くなる結果、直流出
力電圧は一定となる。また、交流入力電圧又は負荷の変
動により直流出力電圧が変化しようとすると、重畳三角
波電圧が基準電圧を越える時点が変化し、超高速コンパ
レータからのパルス信号の出力時点が変化する。この結
果、制御回路は、超高速コンパレータからの出力パルス
信号の変化に応じて、ラッチ特性を利用してクロックパ
ルスのレベルダウンを行い、そのクロックパルスをスイ
ッチングパルス信号としてスイッチング素子に出力す
る。これにより、スイッチング素子によるスイッチング
パルス幅が変化し、直流出力電圧は一定に維持される。
【0008】
【実施例】次に、本発明の実施例を図面に従って説明す
る。図1は、本発明に係るスイッチングレギュレータの
概略回路を示す。この回路は、図7に示す従来のスイッ
チングレギュレータ回路の入力用平滑コンデンサ3aを
省略して出力用平滑コンデンサ10に含めるとともに、
整流回路2の入力側に高周波ラインフィルタ3を設ける
一方、パルス幅変調制御回路6の代わりに新たなパルス
幅変調制御回路14を設けたものであり、それ以外は従
来の回路と同一の構成であるので、対応する部分には同
一符号が付してある。前記パルス幅変調制御回路14
は、主に、補助電圧形成回路15と、制御回路としての
スイッチングレギュレータ用IC16と、重畳三角波形
成回路17と、超高速コンパレータ18と、超高速フォ
トカプラ19とから構成されている。
【0009】補助電圧形成回路15は、全波整流器2の
出力側より定電圧を形成して、これをスイッチングレギ
ュレータ用IC16に制御用電圧として供給する回路で
ある。また、この補助電圧形成回路15には、超高速フ
ォトカプラ19のフォトトランジスタ19bと、後述す
るトランジスタ25のベース電流制限抵抗20と、ブリ
ーダ抵抗21とが直列に接続されている。スイッチング
レギュレータ用IC16は、デューティ比が50%で周
波数が好ましくは可聴周波数以上のクロックパルスを形
成するクロック発振回路や、ラッチ特性を有する過電流
検出回路等を備えたPWM制御用専用ICであり、三菱
電機(株)製のM51996が好ましい。このスイッチ
ングレギュレータ用IC16に外部CR回路を取り付け
ることにより任意にスイッチング周波数を決めることが
できる。ただし、本ブロック図では説明の便宜上発振用
CR回路は省略し、IC16のブロック内にあるものと
して説明する。
【0010】前記FET5のドレン端子には過電流検出
抵抗22が設けられ、この過電流検出抵抗22とドレン
端子の中点と、スイッチングレギュレータ用IC16の
アース端子との間には過電流検出用分圧抵抗23,24
が設けられている。この過電流検出用分圧抵抗23,2
4間の分圧はスイッチングレギュレータ用ICのOCP
端子に入力されて、過電流が検出されるようになってい
る。また、スイッチングレギュレータ用ICのVcc端
子は、トランジスタ25、制限分圧抵抗26及び前記分
圧抵抗24を介してアース端子に接続され、制限分圧抵
抗26と分圧抵抗24の間の分圧はスイッチングレギュ
レータ用ICのOCP端子に入力されるようになってい
る。前記トランジスタ25のベースは、前記ベース電流
制限抵抗20とブリーダ抵抗21の間の中点に接続され
ている。
【0011】重畳三角波形成回路17は、転流用フライ
ホィールダイオード8の出力側に接続された直流分カッ
トコンデンサ27と、抵抗28及びコンデンサ29で形
成されるCR積分回路とからなっている。出力電圧検出
用抵抗11と分圧抵抗12の間の中点は、抵抗28とコ
ンデンサ29の間の中点に接続されるとともに、超高速
コンパレータ18の−入力端子に接続されている。この
重畳三角波形成回路17は、2次側高周波電圧よりスイ
ッチング周波数に同期する三角波電圧を形成し、該三角
波電圧に2次側直流出力検出電圧を重畳して(以下、こ
の直流出力検出電圧が重畳された三角波電圧を重畳三角
波電圧という。)、超高速コンパレータ18の−入力端
子に入力するものである。
【0012】超高速コンパレータ18の+入力端子に
は、2次側回路の出力端子に接続された抵抗30と基準
電圧用素子(ツェナーダイオード)31により得られる
基準電圧が入力され、出力端子には、2次側回路の出力
電圧がフォトカプラ19の発光ダイオード19aと抵抗
32を介して印加されている。この超高速コンパレータ
18は、前記重畳三角波形成回路17からの重畳三角波
電圧が基準電圧より低いときは出力をH(ハイ)レベル
とし、重畳三角波電圧が基準電圧を越えた時点で超高速
で出力をL(ロー)レベルにするものである。超高速フ
ォトカプラ19は、1次側のフォトトランジスタ19b
と2次側の発光ダイオード19aとからなり、1次側と
2次側とを絶縁する目的で使用され、発光ダイオード1
9aに電流が流れると超高速で発光してフォトトランジ
スタ19bがオンするようになっている。前記超高速コ
ンパレータ18及び超高速フォトカプラ19を使用する
のは、次のクロックパルスの立ち上がりが来る前に、ク
ロックパルスのレベルダウンを瞬時に処理することがで
きるようにするためである。
【0013】以上の構成からなるスイッチングレギュレ
ータの動作を以下に説明する。交流電源1より供給され
る正弦波交流は、全波整流器2により図2に示す正弦波
状全波脈流波形に整流され、高周波トランス4の1次側
に供給される。一方、パルス幅変調制御回路14から1
00KHzのスイッチングパルス信号がFET5のゲー
ト端子に印加されるので、このFET5により、前記1
次側の正弦波状全波電圧はスイッチング(チョッピン
グ)されて2次側への高周波キャリアとなる。
【0014】前記FET5によりスイッチングされた1
次側の高周波パルス電圧は、高周波トランス4により変
圧されて2次側に出力される。ここで、重畳三角波形成
回路17は、スイッチング周波数に同期した三角波を形
成し、2次側出力検出電圧と重畳する。この重畳三角波
電圧が基準電圧を越えた瞬間、超高速コンパレータ18
がL信号を出力するので、発光ダイオード19aに電流
が流れてフォトカプラ19がオンするとともに、トラン
ジスタ25がオンしてコレクタ電流が流れる。この結
果、抵抗26,24間の分圧が、抵抗23,24間の過
電流検出電圧より優先されてスイッチングレギュレータ
用IC16のOCP端子に入力される。そして、スイッ
チングレギュレータ用IC16は、ラッチ特性を利用し
てクロックパルスをレベルダウンし、この状態を次ぎの
クロックパルスの立ち上がりまで保持する。このように
してパルス幅調整されたクロックパルスはスイッチング
パルス信号としてFET5のゲート端子に出力される。
【0015】ところで、図4に示すように、2次側高周
波パルス電圧の電圧が低いとき(Vin1)は、重畳三
角波形成回路17からの重畳三角波電圧が基準電圧(V
ref)を越える時点が遅いが、電圧が高くなるにつれ
て(Vin2〜Vin4)、重畳三角波電圧が基準電圧を
越える時点が早くなる。この状態を連続して示すと図3
のようになる。図3において、Aはスイッチングレギュ
レータ用IC16のOCP端子への入力信号であり、B
はスイッチングレギュレータ用IC16より出力される
スイッチングパルス信号であり、Cは2次側高周波パル
ス電圧、Dは直流出力電圧であり、これらは図1中にも
示されている。前述のように高周波パルス電圧が高くな
るにつれ、重量三角波が基準電圧を越える時点が早くな
るので、超高速コンパレータ18がLレベルを出力する
タイミングは、2次側高周波パルス電圧が高くなるにつ
れて早くなり、これに伴って図3中Aで示すようにスイ
ッチングレギュレータ用IC16のOCP入力パルス信
号が早められる。この結果、2次側高周波パルス電圧が
高くなるに伴って、図3中Bで示すように、スイッチン
グレギュレータ用IC16でのクロックパルスのレベル
ダウン時点が次第に早くなり、スイッチングパルス信号
の幅が短くなる。このようにして、スイッチングパルス
信号が幅変調されるので、2次側高周波パルス電圧は、
図3中Cに示すように、電圧が低いときはTonが長
く、位相π/2のピーク電圧に近付くにつれてTonが
短くなる逆正弦波状の波形となる。
【0016】この2次側の高周波パルス電圧は整流用ダ
イオード7によって再度直流化され、さらに転流用フラ
イホィールダイオード8と平滑用チョークコイル9と出
力用平滑コンデンサ10によって平滑されて出力され
る。このときの直流出力電圧V0は、次式で示される。 V0=Ton/T×Vin …(1) ここで、Tonは前述のように逆正弦波状であり、Vi
nは正弦波状であるため、出力電圧V0は図3中Dで示
すような平坦な直流波形となる。高周波トランス4の1
次側及び2次側の電流は図3中Cに示す高周波パルス電
圧と相似の波形となる。また、2次側高周波パルス電圧
に対する交流入力電流は、整流器2の入力側に設けた高
周波フィルタ3を通すことにより、正弦波に近似した線
形波形となり、図9に示す従来のような最大値付近に電
流が集中することがなくなる。なお、2次側高周波パル
ス電圧の最大瞬時値を直流出力電圧V0に対して十分大
きく(例えば4倍以上)すればする程、入力電流はさら
に線形化される。
【0017】以上のように、交流入力電圧及び負荷が一
定であれば、パルス幅変調制御回路14より図3中 に
示す駆動パルス信号がFET5に出力されてスイッチン
グされるので、負荷にはある直流出力電圧V0が得られ
る。いま、交流入力電圧又は負荷が変動して出力電圧V
0が上昇しようとすると、その変化に応じて重畳三角波
形成回路17で形成される重畳三角波電圧が増加するの
で、基準電圧を越える時点が全体的に早くなり、スイッ
チングレギュレータ用IC16のOCP端子への入力パ
ルス信号が早められて、スイッチングパルス信号のパル
ス幅が全体的に短くなる。この結果、2次側高周波パル
ス電圧のパルス幅が全体的に短くなってTonが減少
し、上記(1)式から明らかなように出力電圧V0は低
下して一定に維持される。
【0018】なお、この実施例においては、負荷が大き
い場合に図6に示すように、交流入力電圧が0Vになる
時点に同期してリップル電圧が現れるが、これは出力用
平滑コンデンサ10の容量を大きくすることにより軽減
することができる。
【0019】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
によれば以下の効果を有する。高周波トランスの1次側
で正弦波状の全波整流波形を直接スイッチングし、パル
ス幅が逆正弦波状に変化する高周波パルスを2次側に出
力するため、高周波トランスの1次側,2次側を流れる
電流は高周波パルス電流となり、この高周波パルスから
なる交流入力電流は整流器の入力側に設けた高周波フィ
ルタを通ることにより正弦波状に線形化される。したが
って、従来のように奇数高調波を含む非線形成分が大幅
に軽減された入力電流波形となり、入力配線路にある変
電所のトランスの異常発熱や騒音が軽減される。スイッ
チング素子によるスイッチング動作の周波数は極めて高
く、このスイッチングにより得られる高周波パルスが2
次側チョークコイルを介して出力用平滑コンデンサに印
加されるため、力率が改善され、無効電流が少なくなる
とともに、チョークコイルが小型化される。1次側には
低周波交流入力を平滑する大容量の入力用平滑コンデン
サが無く、また2次側の出力用平滑コンデンサは高周波
パルスを平滑するものであってリップル電流が極めて少
なく、しかもその容量は従来の入力用平滑コンデンサと
出力用平滑コンデンサの容量を加えたものよりも小さく
なるので、装置が小型化し、安価になる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明に係るスイッチングレギュレータの回
路図である。
【図2】 1次側整流器の出力電圧の波形図である。
【図3】 パルス幅変調制御のタイムチャートである。
【図4】 三角波の形成状態の説明図である。
【図5】 本発明による入力電流の波形図である。
【図6】 本発明によるリップルが多い場合の出力電圧
の波形図である。
【図7】 従来のスイッチングレギュレータの回路図で
ある。
【図8】 図7に示す従来のスイッチングレギュレータ
の1次側平滑コンデンサの出力波形図である。
【図9】 図7に示す従来のスイッチングレギュレータ
の入力電流の波形図である。
【図10】 図7に示す従来のスイッチングレギュレー
タの出力電圧の波形図である。
【符号の説明】
1…交流電源、 2…全波整流
器(整流回路)、3…高周波ラインフィルタ、
4…高周波トランス、5…FET(スイッチング素
子)、 7…整流用ダイオード、8…転流用フライ
ホィールダイオード、 9…平滑用チョークコイル、1
0…出力用平滑コンデンサ、16…スイッチングレギュ
レータ用IC(制御回路) 17…重畳三角波形成回路、18…超高速コンパレー
タ、19…超高速フォトカプラ。

Claims (1)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 高周波トランスの1次側に平滑回路を含
    まない整流回路とスイッチング素子とを設けるととも
    に、前記整流回路の交流入力側に高周波フィルターを設
    けた1次側回路と、 前記高周波トランスの2次側に整流,平滑回路を設けた
    2次側回路と、 2次側高周波電圧よりスイッチング周波数に同期する三
    角波電圧を形成し、該三角波電圧に2次側直流出力検出
    電圧を重畳する重畳三角波電圧形成回路と、 該重畳三角波電圧形成回路で形成された重畳三角波電圧
    が基準電圧を越えたときにパルスを出力する超高速コン
    パレータと、 該超高速コンパレータからの出力パルス信号を超高速フ
    ォトカプラを介して受け入れ、当該出力パルス信号に基
    づき、ラッチ特性を利用してクロックパルスをレベルダ
    ウンして次のクロックパルスの立ち上がりまで保持し、
    当該クロックパルスをスイッチングパルス信号として前
    記1次側回路のスイッチング素子に出力する制御回路
    と、 を備えたことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
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