JP2726355B2 - スイッチングレギュレータ - Google Patents
スイッチングレギュレータInfo
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明はスイッチングレギュレー
タすなわち高周波スイッチング方式直流安定化電源に関
するものである。
タすなわち高周波スイッチング方式直流安定化電源に関
するものである。
【0002】
【従来の技術】図9は従来のスイッチングレギュレータ
の概略回路図を示す。1次側には、交流電源1と、全波
整流器2と、入力用平滑コンデンサ3aと、高周波トン
ランス4の1次巻線と、高周波半導体スイッチング素子
である例えばFET5(電界効果型トランジスタ)とか
ら主回路が構成されている。FET5のゲート端子はパ
ルス幅変調(PWM)制御回路6のゲート出力端子に接
続されている。一方、2次側には、高周波トランス4の
2次巻線と、整流用ダイオード7と、転流用フライホィ
ールダイオード8と、平滑用チョークコイル9と、出力
用平滑コンデンサ10から主回路が構成されている。ま
た、この2次側主回路の出力端子には、出力電圧検出用
抵抗11及び分圧抵抗12が接続されるとともに、負荷
13の負荷回路が接続されている。前記出力電圧検出用
抵抗11と分圧抵抗12の間の分電圧はパルス幅変調制
御回路6の出力電圧入力端子に接続されている。
の概略回路図を示す。1次側には、交流電源1と、全波
整流器2と、入力用平滑コンデンサ3aと、高周波トン
ランス4の1次巻線と、高周波半導体スイッチング素子
である例えばFET5(電界効果型トランジスタ)とか
ら主回路が構成されている。FET5のゲート端子はパ
ルス幅変調(PWM)制御回路6のゲート出力端子に接
続されている。一方、2次側には、高周波トランス4の
2次巻線と、整流用ダイオード7と、転流用フライホィ
ールダイオード8と、平滑用チョークコイル9と、出力
用平滑コンデンサ10から主回路が構成されている。ま
た、この2次側主回路の出力端子には、出力電圧検出用
抵抗11及び分圧抵抗12が接続されるとともに、負荷
13の負荷回路が接続されている。前記出力電圧検出用
抵抗11と分圧抵抗12の間の分電圧はパルス幅変調制
御回路6の出力電圧入力端子に接続されている。
【0003】このスイッチングレギュレータでは、交流
電源1より供給される交流が全波整流器2によって全波
整流され、入力用平滑コンデンサ3aによって平滑され
て、図10に示すようなリップル成分を含む直流電圧が
発生する。この直流電圧はFET5によりスイッチング
されて高周波パルス電圧となり、高周波トランス4によ
り所要電圧に変圧される。変圧された高周波パルス電圧
は整流用ダイオード7と転流用フライホィールダイオー
ド8、平滑用チョークコイル9、出力用平滑コンデンサ
10によって平滑されて、図12に示すような直流とな
る。
電源1より供給される交流が全波整流器2によって全波
整流され、入力用平滑コンデンサ3aによって平滑され
て、図10に示すようなリップル成分を含む直流電圧が
発生する。この直流電圧はFET5によりスイッチング
されて高周波パルス電圧となり、高周波トランス4によ
り所要電圧に変圧される。変圧された高周波パルス電圧
は整流用ダイオード7と転流用フライホィールダイオー
ド8、平滑用チョークコイル9、出力用平滑コンデンサ
10によって平滑されて、図12に示すような直流とな
る。
【0004】交流入力電圧及び負荷が一定であれば、高
周波パルス電圧のパルス幅は一定であり、負荷には常に
一定の直流電圧V0が供給される。しかし、交流入力電
圧又は負荷の変動に伴って出力電圧V0が変化しようと
するので、パルス幅変調制御回路6は出力電圧検出用抵
抗11と分圧抵抗12の間の分電圧によって検出される
電圧変化ΔVに応じてFET5へのゲート出力を変更す
ることにより、1次側高周波パルス電圧のパルス幅を制
御して出力電圧V0を一定にする。
周波パルス電圧のパルス幅は一定であり、負荷には常に
一定の直流電圧V0が供給される。しかし、交流入力電
圧又は負荷の変動に伴って出力電圧V0が変化しようと
するので、パルス幅変調制御回路6は出力電圧検出用抵
抗11と分圧抵抗12の間の分電圧によって検出される
電圧変化ΔVに応じてFET5へのゲート出力を変更す
ることにより、1次側高周波パルス電圧のパルス幅を制
御して出力電圧V0を一定にする。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】しかながら、前記従来
のスイッチングレギュレータでは、入力用平滑コンデン
サ3aの両端に図10に示すようなリップル成分を含む
直流電圧が加わり、そのリップル部分を充電するのに電
流が集中する結果、交流入力電流は図11に示すような
第3,第5等の奇数高調波を多く含む非線形の波形とな
る。このため、この種のスイッチングレギュレータが普
及するに従って、入力配電線路にある変電所のトランス
が発熱したり、異常音が発生する等の高調波障害が近年
問題となってきた。また、進み力率による無効電流分が
多く流れて配線容量が増大するという問題があった。さ
らに、1次側の入力用平滑コンデンサ3aは低周波の交
流入力を平滑するため、容量が大きく、装置の大型化、
コストの増大を招いていた。本発明はかかる問題点に鑑
みてなされたもので、交流入力電流の波形が線形化さ
れ、力率が改善されるとともに、小型で安価なスイッチ
ングレギュレータを提供することを目的とするものであ
る。
のスイッチングレギュレータでは、入力用平滑コンデン
サ3aの両端に図10に示すようなリップル成分を含む
直流電圧が加わり、そのリップル部分を充電するのに電
流が集中する結果、交流入力電流は図11に示すような
第3,第5等の奇数高調波を多く含む非線形の波形とな
る。このため、この種のスイッチングレギュレータが普
及するに従って、入力配電線路にある変電所のトランス
が発熱したり、異常音が発生する等の高調波障害が近年
問題となってきた。また、進み力率による無効電流分が
多く流れて配線容量が増大するという問題があった。さ
らに、1次側の入力用平滑コンデンサ3aは低周波の交
流入力を平滑するため、容量が大きく、装置の大型化、
コストの増大を招いていた。本発明はかかる問題点に鑑
みてなされたもので、交流入力電流の波形が線形化さ
れ、力率が改善されるとともに、小型で安価なスイッチ
ングレギュレータを提供することを目的とするものであ
る。
【0006】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するた
め、従来の入力用平滑コンデンサを1次側から省いて2
次側の出力用平滑コンデンサと統合し、パルス幅制御回
路に正弦波逆変調形のパルス幅制御を行わせるようにす
る。すなわち、本発明は、高周波トランスの1次側に平
滑回路を含まない整流回路とスイッチング素子とを設
け、前記整流回路の交流入力側に高周波フィルターを設
ける一方、高周波トランスの2次側に整流,平滑回路を
設けるとともに、クロックパルスと前記整流回路で整流
された正弦波状全波電圧とに基づいて当該電圧が低いと
きは長く当該電圧が高いときは短くなるような逆正弦波
状に幅変調された鋸歯状波発生する鋸歯状波発生回路
と、該鋸歯状波発生回路18で発生された鋸歯状波と前
記高周波トランスの2次側の出力電圧の変動分に比例し
た電圧とに基づいて逆正弦波状に幅変調されたパルス電
圧を前記スイッチング素子に出力するコンパレータとを
備えたパルス幅変調制御回路を設けたものである。
め、従来の入力用平滑コンデンサを1次側から省いて2
次側の出力用平滑コンデンサと統合し、パルス幅制御回
路に正弦波逆変調形のパルス幅制御を行わせるようにす
る。すなわち、本発明は、高周波トランスの1次側に平
滑回路を含まない整流回路とスイッチング素子とを設
け、前記整流回路の交流入力側に高周波フィルターを設
ける一方、高周波トランスの2次側に整流,平滑回路を
設けるとともに、クロックパルスと前記整流回路で整流
された正弦波状全波電圧とに基づいて当該電圧が低いと
きは長く当該電圧が高いときは短くなるような逆正弦波
状に幅変調された鋸歯状波発生する鋸歯状波発生回路
と、該鋸歯状波発生回路18で発生された鋸歯状波と前
記高周波トランスの2次側の出力電圧の変動分に比例し
た電圧とに基づいて逆正弦波状に幅変調されたパルス電
圧を前記スイッチング素子に出力するコンパレータとを
備えたパルス幅変調制御回路を設けたものである。
【0007】
【作用】前記構成によれば、交流電源より1次側に入力
された交流は整流回路により全波整流された後、この平
滑されていない正弦全波波形の状態でスイッチング素子
によりスイッチングされる。ここでスイッチングされる
パルス幅はパルス幅変調制御回路により電圧が低いとき
は長く電圧が高いときは短くなるように逆正弦波状に変
化する。このスイッチングにより逆正弦波状にパルス幅
変調された高周波パルスは、2次側に出力され、整流,
平滑回路を経て平滑な直流出力電圧となって負荷に供給
される。交流入力電圧又は負荷の変動により直流出力電
圧が変化しようとすると、その変化に応じてパルス幅変
調制御回路が全体のパルス幅を制御するので、出力電圧
は一定に維持される。
された交流は整流回路により全波整流された後、この平
滑されていない正弦全波波形の状態でスイッチング素子
によりスイッチングされる。ここでスイッチングされる
パルス幅はパルス幅変調制御回路により電圧が低いとき
は長く電圧が高いときは短くなるように逆正弦波状に変
化する。このスイッチングにより逆正弦波状にパルス幅
変調された高周波パルスは、2次側に出力され、整流,
平滑回路を経て平滑な直流出力電圧となって負荷に供給
される。交流入力電圧又は負荷の変動により直流出力電
圧が変化しようとすると、その変化に応じてパルス幅変
調制御回路が全体のパルス幅を制御するので、出力電圧
は一定に維持される。
【0008】
【実施例】次に、本発明の実施例を図面に従って説明す
る。図1は、本発明に係るスイッチングレギュレータの
概略回路を示す。この回路は、図9に示す従来のスイッ
チングレギュレータ回路の入力用平滑コンデンサ3aを
省略して出力用平滑コンデンサ10に含めるとともに、
整流回路2の入力側にLC高周波フィルタ3を設ける一
方、パルス幅変調制御回路6の代わりに正弦波逆変調形
のパルス幅変調制御回路14を設けたものであり、それ
以外は従来の回路と同一の構成であるので、対応する部
分には同一符号が付してある。
る。図1は、本発明に係るスイッチングレギュレータの
概略回路を示す。この回路は、図9に示す従来のスイッ
チングレギュレータ回路の入力用平滑コンデンサ3aを
省略して出力用平滑コンデンサ10に含めるとともに、
整流回路2の入力側にLC高周波フィルタ3を設ける一
方、パルス幅変調制御回路6の代わりに正弦波逆変調形
のパルス幅変調制御回路14を設けたものであり、それ
以外は従来の回路と同一の構成であるので、対応する部
分には同一符号が付してある。
【0009】図2は、前記正弦波逆変調形パルス幅変調
制御回路14を示し、この回路はフォトカプラ15によ
り絶縁された1次側回路と2次側回路とからなってい
る。1次側回路は、主に制御用補助定電圧回路16と、
クロックパルス発生回路17と、鋸歯状波発生回路18
と、パルス幅制御コンパレータ19と、フォトカプラ1
5のフォトトランジスタ20で構成され、2次側回路
は、フォトカプラ15の発光ダイオード21とシャント
レギュレータ22で構成されている。
制御回路14を示し、この回路はフォトカプラ15によ
り絶縁された1次側回路と2次側回路とからなってい
る。1次側回路は、主に制御用補助定電圧回路16と、
クロックパルス発生回路17と、鋸歯状波発生回路18
と、パルス幅制御コンパレータ19と、フォトカプラ1
5のフォトトランジスタ20で構成され、2次側回路
は、フォトカプラ15の発光ダイオード21とシャント
レギュレータ22で構成されている。
【0010】制御用補助定電圧回路16は、全波整流器
2の出力側より抵抗23と抵抗24,25の間の分圧と
して取り出してダイオード26及び平滑コンデンサ27
により整流した電圧を定電圧化する回路である。そし
て、この制御用補助定電圧回路16にフォトカプラ15
のフォトトランジスタ20と抵抗28が直列に接続され
ている。クロックパルス発生回路17は、前記補助定電
圧回路16で得られた定電圧より、デューティ比が50
%で周波数が好ましくは可聴周波数以上(例えば20K
Hz)のクロックパルスを形成する回路である。
2の出力側より抵抗23と抵抗24,25の間の分圧と
して取り出してダイオード26及び平滑コンデンサ27
により整流した電圧を定電圧化する回路である。そし
て、この制御用補助定電圧回路16にフォトカプラ15
のフォトトランジスタ20と抵抗28が直列に接続され
ている。クロックパルス発生回路17は、前記補助定電
圧回路16で得られた定電圧より、デューティ比が50
%で周波数が好ましくは可聴周波数以上(例えば20K
Hz)のクロックパルスを形成する回路である。
【0011】鋸歯状波発生回路18の一方の入力端子は
前記クロックパルス発生回路17の出力端子に接続さ
れ、他方の入力端子は前記抵抗23,24と抵抗25の
間の中点に接続され、出力端子はパルス幅制御コンパレ
ータ19のプラス側入力端子に接続されている。またパ
ルス幅制御コンパレータ19のマイナス側入力端子はフ
ォトトランジスタ20のエミッタと抵抗28の間の中点
に接続されている。フォトカプラ15の発光ダイオード
21のプラス側端子は、抵抗29を介して2次側主回路
のプラス側出力端子に接続され、マイナス側端子はシャ
ントレギュレータ22のカソード側端子に接続されてい
る。シャントレギュレータ22の比較入力端子は、2次
側主回路の出力電圧検出用抵抗11と分圧抵抗12との
中点に接続され、アノード側端子は2次側主回路のマイ
ナス側出力端子に接続されている。
前記クロックパルス発生回路17の出力端子に接続さ
れ、他方の入力端子は前記抵抗23,24と抵抗25の
間の中点に接続され、出力端子はパルス幅制御コンパレ
ータ19のプラス側入力端子に接続されている。またパ
ルス幅制御コンパレータ19のマイナス側入力端子はフ
ォトトランジスタ20のエミッタと抵抗28の間の中点
に接続されている。フォトカプラ15の発光ダイオード
21のプラス側端子は、抵抗29を介して2次側主回路
のプラス側出力端子に接続され、マイナス側端子はシャ
ントレギュレータ22のカソード側端子に接続されてい
る。シャントレギュレータ22の比較入力端子は、2次
側主回路の出力電圧検出用抵抗11と分圧抵抗12との
中点に接続され、アノード側端子は2次側主回路のマイ
ナス側出力端子に接続されている。
【0012】以上の構成からなるスイッチングレギュレ
ータの動作を以下に説明する。交流電源1より供給され
る正弦波交流は、全波整流器2により図3に示す正弦波
状全波脈流波形に整流され、高周波トランス4の1次側
に供給される。一方、正弦波逆変調形パルス幅変調制御
回路14から図4中Eに示すように幅変調された20K
Hzの駆動パルス信号がFET5のゲート端子に印加さ
れるので、このFET5により前記1次側の正弦波状全
波電圧はスイッチング(チョッピング)されて2次側へ
の高周波キャリアとなる。なお、正弦波逆変調形パルス
幅変調制御回路14の動作は後に詳細に説明する。
ータの動作を以下に説明する。交流電源1より供給され
る正弦波交流は、全波整流器2により図3に示す正弦波
状全波脈流波形に整流され、高周波トランス4の1次側
に供給される。一方、正弦波逆変調形パルス幅変調制御
回路14から図4中Eに示すように幅変調された20K
Hzの駆動パルス信号がFET5のゲート端子に印加さ
れるので、このFET5により前記1次側の正弦波状全
波電圧はスイッチング(チョッピング)されて2次側へ
の高周波キャリアとなる。なお、正弦波逆変調形パルス
幅変調制御回路14の動作は後に詳細に説明する。
【0013】前記FET5によりスイッチングされた1
次側の高周波パルス電圧は高周波トランス4により変圧
され、図5に示すように、電圧(Vs)が低いときはT
onが長く、位相π/2のピーク電圧(VsP)に近付
くにつれてTonが短くなる逆正弦波状の波形となっ
て、2次側に出力される。この2次側の高周波パルス電
圧は整流用ダイオード7によって再度直流化され、さら
に転流用フライホィールダイオード8と平滑用チョーク
コイル9と出力用平滑コンデンサ10によって平滑され
て出力される。
次側の高周波パルス電圧は高周波トランス4により変圧
され、図5に示すように、電圧(Vs)が低いときはT
onが長く、位相π/2のピーク電圧(VsP)に近付
くにつれてTonが短くなる逆正弦波状の波形となっ
て、2次側に出力される。この2次側の高周波パルス電
圧は整流用ダイオード7によって再度直流化され、さら
に転流用フライホィールダイオード8と平滑用チョーク
コイル9と出力用平滑コンデンサ10によって平滑され
て出力される。
【0014】このときの出力電圧V0は、次式で示され
る。 V0=Ton/T×Vs瞬時値 …(1) ここで、Tonは前述のように逆正弦波状であり、Vs
は正弦波状であるため、出力電圧V0は図5中1点鎖線
で示すような平坦な直流波形となる。高周波トランス4
の1次側及び2次側の電流は図5に示す高周波パルス電
圧と相似の波形となる。また、2次側高周波パルス電圧
に対する交流入力電流は、整流器2の入力側に設けた高
周波フィルタ3を通すことにより、正弦波に近似した線
形波形となり、図11に示す従来のような最大値付近に
電流が集中することがなくなる。なお、2次側高周波パ
ルス電圧の最大瞬時値(VsP)を直流出力電圧V0に
対して十分大きく(例えば4倍以上)すればする程、入
力電流はさらに線形化される。
る。 V0=Ton/T×Vs瞬時値 …(1) ここで、Tonは前述のように逆正弦波状であり、Vs
は正弦波状であるため、出力電圧V0は図5中1点鎖線
で示すような平坦な直流波形となる。高周波トランス4
の1次側及び2次側の電流は図5に示す高周波パルス電
圧と相似の波形となる。また、2次側高周波パルス電圧
に対する交流入力電流は、整流器2の入力側に設けた高
周波フィルタ3を通すことにより、正弦波に近似した線
形波形となり、図11に示す従来のような最大値付近に
電流が集中することがなくなる。なお、2次側高周波パ
ルス電圧の最大瞬時値(VsP)を直流出力電圧V0に
対して十分大きく(例えば4倍以上)すればする程、入
力電流はさらに線形化される。
【0015】ところで、交流入力電圧及び負荷が一定で
あれば、正弦波逆変調形パルス幅変調制御回路14より
図4Eに示す駆動パルス信号がFET5に出力されてス
イッチングされるので、負荷にはある直流出力電圧V0
が得られる。いま交流入力電圧又は負荷が変動して出力
電圧V0が変化しようとすると、正弦波逆変調形パルス
幅変調制御回路14は出力電圧V0の変化に応じて全体
的に幅変調された駆動パルスをFET5に出力するの
で、出力電圧V0は一定に維持される。すなわち、正弦
波逆変調形パルス幅変調制御回路14は、入力電流正弦
波化のためのパルス幅変調と、定電圧化のためのパルス
幅変調を同時に行なわせる駆動パルスをFET5に出力
する結果、入力電流の正弦波化及び出力電圧の定電圧化
が可能となるのである。以下、この正弦波逆変調形制御
回路14の動作を詳細に説明する。
あれば、正弦波逆変調形パルス幅変調制御回路14より
図4Eに示す駆動パルス信号がFET5に出力されてス
イッチングされるので、負荷にはある直流出力電圧V0
が得られる。いま交流入力電圧又は負荷が変動して出力
電圧V0が変化しようとすると、正弦波逆変調形パルス
幅変調制御回路14は出力電圧V0の変化に応じて全体
的に幅変調された駆動パルスをFET5に出力するの
で、出力電圧V0は一定に維持される。すなわち、正弦
波逆変調形パルス幅変調制御回路14は、入力電流正弦
波化のためのパルス幅変調と、定電圧化のためのパルス
幅変調を同時に行なわせる駆動パルスをFET5に出力
する結果、入力電流の正弦波化及び出力電圧の定電圧化
が可能となるのである。以下、この正弦波逆変調形制御
回路14の動作を詳細に説明する。
【0016】正弦波逆変調形パルス幅変調制御回路14
の鋸歯状波発生回路18は、クロックパルス発生回路1
7から出力される図4中Aで示すデューティ50%の高
周波クロックパルスを同図中Bで示す入力交流正弦波同
期信号で同図中Cで示すように幅変調して鋸歯状波を形
成し、該鋸歯状波をパルス幅制御コンパレータ19のプ
ラス側入力端子に出力する。一方、シャントレギュレー
タ22は、出力電圧検出用抵抗11と分圧抵抗12の間
の分電圧として検出された出力電圧を基準電圧と比較し
てその変動分を増幅する。この結果、フォトカプラ15
の発光ダイオード21には出力電圧の変動分に比例した
電流が抵抗29を介して流れて発光し、またフォトトラ
ンジスタ20には発光ダイオード21からの受光量に応
じた出力電流が流れる。このフォトトランジスタ20に
抵抗28を介して流れる電流は出力電圧の変動分に比例
し、そのフォトトランジスタ20のエミッタと抵抗28
の間で検出される検出電圧もまた出力電圧の変動に比例
する。
の鋸歯状波発生回路18は、クロックパルス発生回路1
7から出力される図4中Aで示すデューティ50%の高
周波クロックパルスを同図中Bで示す入力交流正弦波同
期信号で同図中Cで示すように幅変調して鋸歯状波を形
成し、該鋸歯状波をパルス幅制御コンパレータ19のプ
ラス側入力端子に出力する。一方、シャントレギュレー
タ22は、出力電圧検出用抵抗11と分圧抵抗12の間
の分電圧として検出された出力電圧を基準電圧と比較し
てその変動分を増幅する。この結果、フォトカプラ15
の発光ダイオード21には出力電圧の変動分に比例した
電流が抵抗29を介して流れて発光し、またフォトトラ
ンジスタ20には発光ダイオード21からの受光量に応
じた出力電流が流れる。このフォトトランジスタ20に
抵抗28を介して流れる電流は出力電圧の変動分に比例
し、そのフォトトランジスタ20のエミッタと抵抗28
の間で検出される検出電圧もまた出力電圧の変動に比例
する。
【0017】パルス幅制御コンパレータ19は、図4中
Cに示すような前記鋸歯状波発生回路18から出力され
る鋸歯状波と、フォトトランジスタ20と抵抗28の間
で検出された図4中Dに示すような出力電圧の変動分に
比例した電圧とから、図4中Eに示すようにパルス幅変
調されたパルス電圧を前記FET5のゲート端子に出力
する。従って、仮に出力電圧V0がΔVだけ降下したと
すると、これに応じてパルス幅制御コンパレータ19の
マイナス側端子に加わる検出電圧が下がり、パルス幅制
御コンパレータ19よりFET5のゲート端子に出力さ
れる駆動パルス信号のパルス幅が拡張される。この結
果、高周波トランス4の2次側パルス電圧のTonが増
大し、上記(1)式から明らかなように出力電圧V0は
ΔVだけ上昇して一定に制御される。
Cに示すような前記鋸歯状波発生回路18から出力され
る鋸歯状波と、フォトトランジスタ20と抵抗28の間
で検出された図4中Dに示すような出力電圧の変動分に
比例した電圧とから、図4中Eに示すようにパルス幅変
調されたパルス電圧を前記FET5のゲート端子に出力
する。従って、仮に出力電圧V0がΔVだけ降下したと
すると、これに応じてパルス幅制御コンパレータ19の
マイナス側端子に加わる検出電圧が下がり、パルス幅制
御コンパレータ19よりFET5のゲート端子に出力さ
れる駆動パルス信号のパルス幅が拡張される。この結
果、高周波トランス4の2次側パルス電圧のTonが増
大し、上記(1)式から明らかなように出力電圧V0は
ΔVだけ上昇して一定に制御される。
【0018】なお、この実施例においては、負荷が大き
い場合に図7に示すように、交流入力電圧が0Vになる
時点に同期してリップル電圧が現れるが、これは出力用
平滑コンデンサ10の容量を大きくすることにより軽減
することができる。図8は、出力が大きい場合に最適な
フルブリッジ方式のスイッチングレギュレータの回路を
示し、この回路では、半導体スイッチング素子である4
個のFET5a,5b,5c,5dをブリッジ状に接続
し、高周波トランス4を介し変圧された2次電圧を高周
波ダイオード7a及び7bにて全波整流し、前記同様に
負荷に定電圧を供給するようにしたものである。
い場合に図7に示すように、交流入力電圧が0Vになる
時点に同期してリップル電圧が現れるが、これは出力用
平滑コンデンサ10の容量を大きくすることにより軽減
することができる。図8は、出力が大きい場合に最適な
フルブリッジ方式のスイッチングレギュレータの回路を
示し、この回路では、半導体スイッチング素子である4
個のFET5a,5b,5c,5dをブリッジ状に接続
し、高周波トランス4を介し変圧された2次電圧を高周
波ダイオード7a及び7bにて全波整流し、前記同様に
負荷に定電圧を供給するようにしたものである。
【0019】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
によれば以下の効果を有する。高周波トランスの1次側
で正弦波状の全波整流波形を直接スイッチングし、パル
ス幅が逆正弦波状に変化する高周波パルスを2次側に出
力するため、高周波トランスの1次側,2次側を流れる
電流は高周波パルス電流となり、この高周波パルスから
なる交流入力電流は整流器の入力側に設けた高周波フィ
ルタを通ることにより正弦波状に線形化される。したが
って、従来のように奇数高調波を含む非線形成分が入力
電流に現れなくなり、入力配線路にある変電所のトラン
スの異常発熱や騒音が軽減される。スイッチング素子に
よるスイッチング動作の周波数は極めて高く、このスイ
ッチングにより得られる高周波パルスが2次側チョーク
コイルを介して出力用平滑コンデンサに印加されるた
め、力率が改善され、無効電流が少なくなるとともに、
チョークコイルが小型化される。1次側には低周波交流
入力を平滑する大容量の入力用平滑コンデンサが無く、
また2次側の出力用平滑コンデンサは高周波パルスを平
滑するものであってリップル電流が極めて少なく、しか
もその容量は従来の入力用平滑コンデンサと出力用平滑
コンデンサの容量を加えたものよりも小さくなるので、
装置が小型化し、安価になる。
によれば以下の効果を有する。高周波トランスの1次側
で正弦波状の全波整流波形を直接スイッチングし、パル
ス幅が逆正弦波状に変化する高周波パルスを2次側に出
力するため、高周波トランスの1次側,2次側を流れる
電流は高周波パルス電流となり、この高周波パルスから
なる交流入力電流は整流器の入力側に設けた高周波フィ
ルタを通ることにより正弦波状に線形化される。したが
って、従来のように奇数高調波を含む非線形成分が入力
電流に現れなくなり、入力配線路にある変電所のトラン
スの異常発熱や騒音が軽減される。スイッチング素子に
よるスイッチング動作の周波数は極めて高く、このスイ
ッチングにより得られる高周波パルスが2次側チョーク
コイルを介して出力用平滑コンデンサに印加されるた
め、力率が改善され、無効電流が少なくなるとともに、
チョークコイルが小型化される。1次側には低周波交流
入力を平滑する大容量の入力用平滑コンデンサが無く、
また2次側の出力用平滑コンデンサは高周波パルスを平
滑するものであってリップル電流が極めて少なく、しか
もその容量は従来の入力用平滑コンデンサと出力用平滑
コンデンサの容量を加えたものよりも小さくなるので、
装置が小型化し、安価になる。
【図1】 本発明に係るスイッチングレギュレータの回
路図である。
路図である。
【図2】 正弦波逆変調形パルス幅変調制御回路の回路
図である。
図である。
【図3】 1次側整流器の出力電圧の波形図である。
【図4】 正弦波逆変調形パルス幅変調制御回路による
パルス形成過程を示す図である。
パルス形成過程を示す図である。
【図5】 2次側高周波パルス電圧の波形図である。
【図6】 本発明による入力電流の波形図である。
【図7】 本発明によるリップルが多い場合の出力電圧
の波形図である。
の波形図である。
【図8】 スイッチングレギュレータの他の実施例の回
路図である。
路図である。
【図9】 従来のスイッチングレギュレータの回路図で
ある。
ある。
【図10】 図9に示す従来のスイッチングレギュレー
タの1次側平滑コンデンサの出力波形図である。
タの1次側平滑コンデンサの出力波形図である。
【図11】 図9に示す従来のスイッチングレギュレー
タの入力電流の波形図である。
タの入力電流の波形図である。
【図12】 図9に示す従来のスイッチングレギュレー
タの出力電圧の波形図である。
タの出力電圧の波形図である。
1…交流電源、 2…全波整流
器(整流回路)、 3…高周波フィルタ、 4…高周波ト
ランス、 5…FET(スイッチング素子)、 7…整流用ダ
イオード、 8…転流用フライホィールダイオード、 9…平滑用チ
ョークコイル、 10…出力用平滑コンデンサ、 14…パルス幅
変調制御回路、 18…鋸歯状波発生回路、 19…パルス幅
変調コンパレータ。
器(整流回路)、 3…高周波フィルタ、 4…高周波ト
ランス、 5…FET(スイッチング素子)、 7…整流用ダ
イオード、 8…転流用フライホィールダイオード、 9…平滑用チ
ョークコイル、 10…出力用平滑コンデンサ、 14…パルス幅
変調制御回路、 18…鋸歯状波発生回路、 19…パルス幅
変調コンパレータ。
Claims (1)
- 【請求項1】 高周波トランスの1次側に平滑回路を含
まない整流回路とスイッチング素子とを設け、 前記整流回路の交流入力側に高周波フィルターを設ける
一方、 高周波トランスの2次側に整流,平滑回路を設けるとと
もに、 クロックパルスと前記整流回路で整流された正弦波状全
波電圧とに基づいて当該電圧が低いときは長く当該電圧
が高いときは短くなるような逆正弦波状に幅変調された
鋸歯状波発生する鋸歯状波発生回路と、該鋸歯状波発生
回路18で発生された鋸歯状波と前記高周波トランスの
2次側の出力電圧の変動分に比例した電圧とに基づいて
逆正弦波状に幅変調されたパルス電圧を前記スイッチン
グ素子に出力するコンパレータとを備えたパルス幅変調
制御回路を設けたことを特徴とするスイッチングレギュ
レータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4098354A JP2726355B2 (ja) | 1992-04-18 | 1992-04-18 | スイッチングレギュレータ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4098354A JP2726355B2 (ja) | 1992-04-18 | 1992-04-18 | スイッチングレギュレータ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH05300734A JPH05300734A (ja) | 1993-11-12 |
JP2726355B2 true JP2726355B2 (ja) | 1998-03-11 |
Family
ID=14217558
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4098354A Expired - Fee Related JP2726355B2 (ja) | 1992-04-18 | 1992-04-18 | スイッチングレギュレータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2726355B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2002229306A (ja) * | 2001-01-31 | 2002-08-14 | Canon Inc | 帯電装置、画像形成装置及びプロセスカートリッジ |
WO2022050226A1 (ja) * | 2020-09-02 | 2022-03-10 | ヤマハ株式会社 | スイッチング電源装置 |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5875472A (ja) * | 1981-10-30 | 1983-05-07 | Toshiba Corp | スイツチングレギユレ−タ |
JPS6270686U (ja) * | 1985-10-22 | 1987-05-06 |
-
1992
- 1992-04-18 JP JP4098354A patent/JP2726355B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH05300734A (ja) | 1993-11-12 |
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