JP2850742B2 - 充電器 - Google Patents
充電器Info
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- JP2850742B2 JP2850742B2 JP6008651A JP865194A JP2850742B2 JP 2850742 B2 JP2850742 B2 JP 2850742B2 JP 6008651 A JP6008651 A JP 6008651A JP 865194 A JP865194 A JP 865194A JP 2850742 B2 JP2850742 B2 JP 2850742B2
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/70—Energy storage systems for electromobility, e.g. batteries
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電気自動車の充電等に使
用する車載充電器に関し、充電中においては車載蓄電池
への高圧電力供給と車載弱電機器への低圧電力供給を、
非充電時においては車載蓄電池より電動機への高圧電力
供給と車載弱電機器への低圧電力供給をそれぞれ可能と
する充電器に関するものである。
用する車載充電器に関し、充電中においては車載蓄電池
への高圧電力供給と車載弱電機器への低圧電力供給を、
非充電時においては車載蓄電池より電動機への高圧電力
供給と車載弱電機器への低圧電力供給をそれぞれ可能と
する充電器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、地球環境問題が大きく取り上げら
れつつあり、現在の内燃機関による自動車から電気自動
車への転換を睨んで、各方面で車両技術やインフラスト
ラクチャーの整備が叫ばれている。電気自動車を実用化
する場合、現在のガソリンスタンドに代わって充電スタ
ンドを設置する必要がある。一方、電気自動車は当然な
がら車載の蓄電池により電力を蓄えなければならず、充
電に当たっては、交流の商用電源から直流電力を得るた
めの充電器が必要となる。しかしながら、街角に電力ス
タンドを設置することを考えた場合、各充電ポートのそ
れぞれに充電器を備えることは、コスト上の問題や設備
保安上の問題、並びに充電ポートの設置スペースなど種
々の問題により望ましくないので、インフラ整備上の観
点からは、電力スタンドにおいては電力取り出し用の商
用電力端子のみを設置することが電気自動車の普及のた
めには是非とも必要である。従って、電気自動車に充電
器を搭載することが不可欠なこととなる。
れつつあり、現在の内燃機関による自動車から電気自動
車への転換を睨んで、各方面で車両技術やインフラスト
ラクチャーの整備が叫ばれている。電気自動車を実用化
する場合、現在のガソリンスタンドに代わって充電スタ
ンドを設置する必要がある。一方、電気自動車は当然な
がら車載の蓄電池により電力を蓄えなければならず、充
電に当たっては、交流の商用電源から直流電力を得るた
めの充電器が必要となる。しかしながら、街角に電力ス
タンドを設置することを考えた場合、各充電ポートのそ
れぞれに充電器を備えることは、コスト上の問題や設備
保安上の問題、並びに充電ポートの設置スペースなど種
々の問題により望ましくないので、インフラ整備上の観
点からは、電力スタンドにおいては電力取り出し用の商
用電力端子のみを設置することが電気自動車の普及のた
めには是非とも必要である。従って、電気自動車に充電
器を搭載することが不可欠なこととなる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら電気自動
車に充電器を搭載する場合、現状の技術ではその重量や
スペースの増大が極めて大きな問題となる。すなわち電
気自動車の動力用電圧は３００Ｖ程度、一方ヘッドライ
トや方向指示器、カーステレオ等の弱電機器は通常１２
Ｖないし２４Ｖであり、これより３００Ｖ用と１２Ｖ用
蓄電池の両方を搭載しなければならず、その上に充電器
も搭載するということになると、その重量、スペース増
は極めて大きくなってしまうのである。また、３００Ｖ
の動力用蓄電池のみを搭載して１２Ｖ用蓄電池を省略し
ようとする場合には、別途１２Ｖの低電圧を得るための
ＤＣ／ＤＣコンバータを搭載しなければならない。この
ように電気自動車側から考えれば、その重量当たりの出
力が小さいという問題ゆえ、充電器はなるべく搭載しな
いことが望ましい。そして充電器に関するこのような相
反する懸案は、電気自動車の普及に対して大きな障害に
なっているのが現状である。
車に充電器を搭載する場合、現状の技術ではその重量や
スペースの増大が極めて大きな問題となる。すなわち電
気自動車の動力用電圧は３００Ｖ程度、一方ヘッドライ
トや方向指示器、カーステレオ等の弱電機器は通常１２
Ｖないし２４Ｖであり、これより３００Ｖ用と１２Ｖ用
蓄電池の両方を搭載しなければならず、その上に充電器
も搭載するということになると、その重量、スペース増
は極めて大きくなってしまうのである。また、３００Ｖ
の動力用蓄電池のみを搭載して１２Ｖ用蓄電池を省略し
ようとする場合には、別途１２Ｖの低電圧を得るための
ＤＣ／ＤＣコンバータを搭載しなければならない。この
ように電気自動車側から考えれば、その重量当たりの出
力が小さいという問題ゆえ、充電器はなるべく搭載しな
いことが望ましい。そして充電器に関するこのような相
反する懸案は、電気自動車の普及に対して大きな障害に
なっているのが現状である。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明は上記課題を解決
するために成されたものであり、低電圧を得るためのＤ
Ｃ／ＤＣコンバータや低電圧用の蓄電池を省略し、充電
中においては車載蓄電池への高圧電力供給と車載弱電機
器への低圧電力供給を、非充電時においては車載蓄電池
より電動機への高圧電力供給と車載弱電機器への低圧電
力供給をそれぞれ可能とする充電器を提供するものであ
る。上記課題を解決する本発明は、第１発明として、変
圧器の１次側巻線の一端と前記１次側巻線を所定の巻数
比で２分する分点との間に平滑回路を含まない整流回路
によって整流入力を供給するとともに、前記整流入力を
入断する第１の開閉器を設けて当該第１の開閉器と前記
１次側巻線の一端との間にチョッパを設けた１次側入力
回路と、 所定の巻数比を有する独立した２つの巻線から
なる前記変圧器の２次側巻線のうちの一方の２次側巻線
に接続するとともに、平滑回路を介して外部蓄電池に直
流出力を供給する第１の２次側直流出力回路と、 前記第
１の開閉器とチョッパとの間と、前記１次側巻線の他端
との間に、前記外部蓄電池からの直流電力を供給する直
流入力回路と、 外部蓄電池に対して前記第１の２次側直
流出力回路と前記直流入力回路とを接続切換するととも
に、第１の開閉器が入時に第１の２次側直流出力回路側
に入となるように第１の開閉器と連動させた第２の開閉
器と、 前記変圧器の他方の２次側巻線に接続した平滑回
路を有する第２の２次側直流出力回路と、 前記チョッパ
のチョッピング周波数に同期する三角波電圧または鋸刃
状波電圧を形成し、この三角波電圧または鋸刃状波電圧
に第１の２次側直流出力回路の検出電圧を重畳する重畳
電圧形成回路と、 この重畳電圧形成回路で形成された重
畳三角波または鋸刃状波電圧が基準電圧を越えた時にパ
ルス信号を出力するとともに、当該出力パルス信号に基
づき、ラッチ特性を利用してクロックパルスをレベルダ
ウンして次のクロックパルスの立ち上がりまで保持し、
当該クロックパルスをスイッチングパルス信号としてチ
ョ ッパに出力する制御手段と、を備えたものである。
するために成されたものであり、低電圧を得るためのＤ
Ｃ／ＤＣコンバータや低電圧用の蓄電池を省略し、充電
中においては車載蓄電池への高圧電力供給と車載弱電機
器への低圧電力供給を、非充電時においては車載蓄電池
より電動機への高圧電力供給と車載弱電機器への低圧電
力供給をそれぞれ可能とする充電器を提供するものであ
る。上記課題を解決する本発明は、第１発明として、変
圧器の１次側巻線の一端と前記１次側巻線を所定の巻数
比で２分する分点との間に平滑回路を含まない整流回路
によって整流入力を供給するとともに、前記整流入力を
入断する第１の開閉器を設けて当該第１の開閉器と前記
１次側巻線の一端との間にチョッパを設けた１次側入力
回路と、 所定の巻数比を有する独立した２つの巻線から
なる前記変圧器の２次側巻線のうちの一方の２次側巻線
に接続するとともに、平滑回路を介して外部蓄電池に直
流出力を供給する第１の２次側直流出力回路と、 前記第
１の開閉器とチョッパとの間と、前記１次側巻線の他端
との間に、前記外部蓄電池からの直流電力を供給する直
流入力回路と、 外部蓄電池に対して前記第１の２次側直
流出力回路と前記直流入力回路とを接続切換するととも
に、第１の開閉器が入時に第１の２次側直流出力回路側
に入となるように第１の開閉器と連動させた第２の開閉
器と、 前記変圧器の他方の２次側巻線に接続した平滑回
路を有する第２の２次側直流出力回路と、 前記チョッパ
のチョッピング周波数に同期する三角波電圧または鋸刃
状波電圧を形成し、この三角波電圧または鋸刃状波電圧
に第１の２次側直流出力回路の検出電圧を重畳する重畳
電圧形成回路と、 この重畳電圧形成回路で形成された重
畳三角波または鋸刃状波電圧が基準電圧を越えた時にパ
ルス信号を出力するとともに、当該出力パルス信号に基
づき、ラッチ特性を利用してクロックパルスをレベルダ
ウンして次のクロックパルスの立ち上がりまで保持し、
当該クロックパルスをスイッチングパルス信号としてチ
ョ ッパに出力する制御手段と、を備えたものである。
【０００５】また第２発明としては、変圧器の１次側巻
線の一端と前記１次側巻線を所定の巻数比で２分する分
点との間に平滑回路を含まない整流回路によって整流入
力を供給するとともに、前記整流入力を入断する第１の
開閉器を設けて当該第１の開閉器と前記１次側巻線の一
端との間にはチョッパを設け、一方前記１次側回路にお
ける整流回路と変圧器との間に、バイパス路とインダク
タとを並列に配した昇圧回路と、交流入力電圧波形に応
じて前記インダクタに流入する電流を制御するスイッチ
ング手段とを設けた１次側入力回路と、 所定の巻数比を
有する独立した２つの巻線からなる前記変圧器の２次側
巻線のうちの一方の２次側巻線に接続するとともに、平
滑回路を介して外部蓄電池に直流出力を供給する第１の
２次側直流出力回路と、 前記第１の開閉器とチョッパと
の間と、前記１次側巻線の他端との間に、前記外部蓄電
池からの直流電力を供給する直流入力回路と、 外部蓄電
池に対して前記第１の２次側直流出力回路と前記直流入
力回路とを接続切換するとともに、第１の開閉器が入時
に第１の２次側直流出力回路側に入となるように第１の
開閉器と連動させた第２の開閉器と、 前記変圧器の他方
の２次側巻線に接続した平滑回路を有する第２の２次側
直流出力回路と、 前記チョッパのチョッピング周波数に
同期する三角波電圧または鋸刃状波電圧を形成し、この
三角波電圧または鋸刃状波電圧に第１の２次側直流出力
回路の検出電圧を重畳する重畳電圧形成回路と、 この重
畳電圧形成回路で形成された重畳三角波または鋸刃状波
電圧が基準電圧を越えた時にパルス信号を出力するとと
もに、当該出力パルス信号に基づき、ラッチ特性を利用
してクロックパルスをレベルダウンして次のクロックパ
ルスの立ち上がりまで保持し、当該クロックパルスをス
イッチングパルス信号としてチョッパに出力する制御手
段と、を備えたものである。
線の一端と前記１次側巻線を所定の巻数比で２分する分
点との間に平滑回路を含まない整流回路によって整流入
力を供給するとともに、前記整流入力を入断する第１の
開閉器を設けて当該第１の開閉器と前記１次側巻線の一
端との間にはチョッパを設け、一方前記１次側回路にお
ける整流回路と変圧器との間に、バイパス路とインダク
タとを並列に配した昇圧回路と、交流入力電圧波形に応
じて前記インダクタに流入する電流を制御するスイッチ
ング手段とを設けた１次側入力回路と、 所定の巻数比を
有する独立した２つの巻線からなる前記変圧器の２次側
巻線のうちの一方の２次側巻線に接続するとともに、平
滑回路を介して外部蓄電池に直流出力を供給する第１の
２次側直流出力回路と、 前記第１の開閉器とチョッパと
の間と、前記１次側巻線の他端との間に、前記外部蓄電
池からの直流電力を供給する直流入力回路と、 外部蓄電
池に対して前記第１の２次側直流出力回路と前記直流入
力回路とを接続切換するとともに、第１の開閉器が入時
に第１の２次側直流出力回路側に入となるように第１の
開閉器と連動させた第２の開閉器と、 前記変圧器の他方
の２次側巻線に接続した平滑回路を有する第２の２次側
直流出力回路と、 前記チョッパのチョッピング周波数に
同期する三角波電圧または鋸刃状波電圧を形成し、この
三角波電圧または鋸刃状波電圧に第１の２次側直流出力
回路の検出電圧を重畳する重畳電圧形成回路と、 この重
畳電圧形成回路で形成された重畳三角波または鋸刃状波
電圧が基準電圧を越えた時にパルス信号を出力するとと
もに、当該出力パルス信号に基づき、ラッチ特性を利用
してクロックパルスをレベルダウンして次のクロックパ
ルスの立ち上がりまで保持し、当該クロックパルスをス
イッチングパルス信号としてチョッパに出力する制御手
段と、を備えたものである。
【０００６】
【０００７】
【作用】先ず第１発明においては、変圧器の１次側巻線
の一端と前記１次側巻線を所定の巻数比で２分する分点
との間に平滑回路を含まない整流回路によって整流入力
を供給するとともに、前記整流入力を入断する第１の開
閉器を設けて当該第１の開閉器と前記１次側巻線の一端
との間にチョッパを設けた１次側入力回路と、所定の巻
数比を有する独立した２つの巻線からなる前記変圧器の
２次側巻線のうちの一方の２次側巻線に接続するととも
に、平滑回路を介して外部蓄電池に直流出力を供給する
第１の２次側直流出力回路とにより、例えば２００Ｖの
交流商用電源を１次側に入力して、３００Ｖの直流電圧
として２次側直流出力回路より取り出せる。この場合に
おける１次側入力回路の巻線数と、第１の２次側直流出
力回路の巻線数の比は１：１．５となる。前記第１の開
閉器とチョッパとの間と、前記１次側巻線の他端との間
に、前記外部蓄電池からの直流電力を供給する直流入力
回路と、前記変圧器の他方の２次側巻線に接続した平滑
回路を有する第２の２次側直流出力回路とにより、蓄電
池の３００Ｖ出力を直流入力回路に入力して、例えば１
２Ｖの直流電圧として第２の２次側直流出力回路より取
り出せる。この場合における直流入力回路側の巻線数
と、第２の２次側直流出力回路の巻線数の比は１：０．
０４となる。そして、外部蓄電池に対して前記第１の２
次側直流出力回路と前記直流入力回路とを接続切換する
とともに、第１の開閉器が入時に第１の２次側直流出力
回路側に入となるように第１の開閉器と連動させた第２
の開閉器により、充電時には第１の開閉器を入りとして
例えば３００Ｖの蓄電池充電用の直流出力が第１の２次
側直流出力回路から、また１２Ｖの直流電圧が第２の２
次側直流出力回路からそれぞれ取り出せる一方、非充電
時においては第１の開閉器が断になるとともに、蓄電池
からの直流出力によって、駆動用電圧とともに例えば１
２Ｖの直流電圧が、第２の２次側直流出力回路からそれ
ぞれ取り出せることになる。従ってこの場合、１次側入
力回路の巻線数：第１の２次側直流出力回路の巻線数：
直流入力回路側の巻線数：第２の２次側直流出力回路の
巻線数は、１：１．５：１．５：０．０６となる。ここ
でチョッパにチョッピングパルス信号を出力する制御手
段は、チョッパのチョッピング周波数に同期する三角波
電圧または鋸刃状波電圧を形成し、この三角波電圧また
は鋸刃状波電圧に第１の２次側直流出力回路の検出電圧
を重畳する重畳電圧形成回路と、この重畳電圧形成回路
で形成された重畳三角波または鋸刃状波電圧が基準電圧
を越えた時にパルス信号を出力するとともに、当該出力
パルス信号に基づき、ラッチ特性を利用してクロックパ
ルスをレベルダウンして次のクロックパルスの立ち上が
りまで保持し、当該クロックパルスをスイッチングパル
ス信号としてチョッパに出力するものであり、交流入力
電圧と直流出力電圧の大きさに応じてチョッピングパル
ス幅を変化させるものである。
の一端と前記１次側巻線を所定の巻数比で２分する分点
との間に平滑回路を含まない整流回路によって整流入力
を供給するとともに、前記整流入力を入断する第１の開
閉器を設けて当該第１の開閉器と前記１次側巻線の一端
との間にチョッパを設けた１次側入力回路と、所定の巻
数比を有する独立した２つの巻線からなる前記変圧器の
２次側巻線のうちの一方の２次側巻線に接続するととも
に、平滑回路を介して外部蓄電池に直流出力を供給する
第１の２次側直流出力回路とにより、例えば２００Ｖの
交流商用電源を１次側に入力して、３００Ｖの直流電圧
として２次側直流出力回路より取り出せる。この場合に
おける１次側入力回路の巻線数と、第１の２次側直流出
力回路の巻線数の比は１：１．５となる。前記第１の開
閉器とチョッパとの間と、前記１次側巻線の他端との間
に、前記外部蓄電池からの直流電力を供給する直流入力
回路と、前記変圧器の他方の２次側巻線に接続した平滑
回路を有する第２の２次側直流出力回路とにより、蓄電
池の３００Ｖ出力を直流入力回路に入力して、例えば１
２Ｖの直流電圧として第２の２次側直流出力回路より取
り出せる。この場合における直流入力回路側の巻線数
と、第２の２次側直流出力回路の巻線数の比は１：０．
０４となる。そして、外部蓄電池に対して前記第１の２
次側直流出力回路と前記直流入力回路とを接続切換する
とともに、第１の開閉器が入時に第１の２次側直流出力
回路側に入となるように第１の開閉器と連動させた第２
の開閉器により、充電時には第１の開閉器を入りとして
例えば３００Ｖの蓄電池充電用の直流出力が第１の２次
側直流出力回路から、また１２Ｖの直流電圧が第２の２
次側直流出力回路からそれぞれ取り出せる一方、非充電
時においては第１の開閉器が断になるとともに、蓄電池
からの直流出力によって、駆動用電圧とともに例えば１
２Ｖの直流電圧が、第２の２次側直流出力回路からそれ
ぞれ取り出せることになる。従ってこの場合、１次側入
力回路の巻線数：第１の２次側直流出力回路の巻線数：
直流入力回路側の巻線数：第２の２次側直流出力回路の
巻線数は、１：１．５：１．５：０．０６となる。ここ
でチョッパにチョッピングパルス信号を出力する制御手
段は、チョッパのチョッピング周波数に同期する三角波
電圧または鋸刃状波電圧を形成し、この三角波電圧また
は鋸刃状波電圧に第１の２次側直流出力回路の検出電圧
を重畳する重畳電圧形成回路と、この重畳電圧形成回路
で形成された重畳三角波または鋸刃状波電圧が基準電圧
を越えた時にパルス信号を出力するとともに、当該出力
パルス信号に基づき、ラッチ特性を利用してクロックパ
ルスをレベルダウンして次のクロックパルスの立ち上が
りまで保持し、当該クロックパルスをスイッチングパル
ス信号としてチョッパに出力するものであり、交流入力
電圧と直流出力電圧の大きさに応じてチョッピングパル
ス幅を変化させるものである。
【０００８】次に第２発明においては、上記第１発明の
構成に加え、１次側回路における整流回路と変圧器との
間に、バイパス路とインダクタとを並列に配した昇圧回
路と、交流入力電圧波形に応じて前記インダクタに流入
する電流を制御するスイッチング手段とを設けるもので
あり、交流入力電圧の大きさに判定して高電圧領域にお
いてはバイパス路を通して電流を流し、低電圧領域では
インダクタ側に電流を流すことが可能となる。これによ
るフライバック電圧を交流入力電圧に重畳できることに
なる。
構成に加え、１次側回路における整流回路と変圧器との
間に、バイパス路とインダクタとを並列に配した昇圧回
路と、交流入力電圧波形に応じて前記インダクタに流入
する電流を制御するスイッチング手段とを設けるもので
あり、交流入力電圧の大きさに判定して高電圧領域にお
いてはバイパス路を通して電流を流し、低電圧領域では
インダクタ側に電流を流すことが可能となる。これによ
るフライバック電圧を交流入力電圧に重畳できることに
なる。
【０００９】
【００１０】
【実施例】次に、本発明の実施例を説明する前に、基本
構成が共通となる充電器の回路図として図１に記載した
回路図を説明する。なお、以下の実施例は電気自動車へ
の応用を前提として説明している。図例のものは、変圧
器１の１次側巻線３の一端５と前記１次側巻線３を所定
の巻数比で２つの巻線７，９に２分する分点１１との間
に整流回路１３と平滑コンデンサー１５によって得られ
る整流入力を供給するとともに、前記整流入力を入断す
る第１の開閉器１７を設け、当該第１の開閉器１７と前
記１次側巻線３の一端５との間にＦＥＴからなるチョッ
パ１９を設けた１次側入力回路２１と、所定の巻数比を
有する独立した２つの巻線２３，２５からなる前記変圧
器１の２次側巻線２７のうちの一方の２次側巻線２３に
接続するとともに、整流用ダイオード２９、転流用ダイ
オード３１、平滑コイル３３、平滑コンデンサー３５か
らなる平滑回路を介して外部蓄電池３７に直流出力を供
給する第１の２次側直流出力回路３９と、前記第１の開
閉器１７とチョッパ１９との間と、前記１次側巻線３の
他端４１との間に設けた、前記外部蓄電池３７からの直
流電力を供給する直流入力回路４３と、外部蓄電池３７
に対して前記第１の２次側直流出力回路３９と前記直流
入力回路４３とを接続切換するとともに、第１の開閉器
１７が入時に第１の２次側直流出力回路３９側に入とな
るように第１の開閉器１７と連動させた第２の開閉器４
５と、前記変圧器１の他方の２次側巻線２５に接続し
た、整流用ダイオード４７、転流用ダイオード４９、平
滑コイル５１、平滑コンデンサー５３からなる平滑回路
を有する第２の２次側直流出力回路５５と、第１の２次
側直流出力回路３９の出力を制御入力とする、前記チョ
ッパ１９の制御用となるパルス幅変調制御回路５７と、
を備えたものである。
構成が共通となる充電器の回路図として図１に記載した
回路図を説明する。なお、以下の実施例は電気自動車へ
の応用を前提として説明している。図例のものは、変圧
器１の１次側巻線３の一端５と前記１次側巻線３を所定
の巻数比で２つの巻線７，９に２分する分点１１との間
に整流回路１３と平滑コンデンサー１５によって得られ
る整流入力を供給するとともに、前記整流入力を入断す
る第１の開閉器１７を設け、当該第１の開閉器１７と前
記１次側巻線３の一端５との間にＦＥＴからなるチョッ
パ１９を設けた１次側入力回路２１と、所定の巻数比を
有する独立した２つの巻線２３，２５からなる前記変圧
器１の２次側巻線２７のうちの一方の２次側巻線２３に
接続するとともに、整流用ダイオード２９、転流用ダイ
オード３１、平滑コイル３３、平滑コンデンサー３５か
らなる平滑回路を介して外部蓄電池３７に直流出力を供
給する第１の２次側直流出力回路３９と、前記第１の開
閉器１７とチョッパ１９との間と、前記１次側巻線３の
他端４１との間に設けた、前記外部蓄電池３７からの直
流電力を供給する直流入力回路４３と、外部蓄電池３７
に対して前記第１の２次側直流出力回路３９と前記直流
入力回路４３とを接続切換するとともに、第１の開閉器
１７が入時に第１の２次側直流出力回路３９側に入とな
るように第１の開閉器１７と連動させた第２の開閉器４
５と、前記変圧器１の他方の２次側巻線２５に接続し
た、整流用ダイオード４７、転流用ダイオード４９、平
滑コイル５１、平滑コンデンサー５３からなる平滑回路
を有する第２の２次側直流出力回路５５と、第１の２次
側直流出力回路３９の出力を制御入力とする、前記チョ
ッパ１９の制御用となるパルス幅変調制御回路５７と、
を備えたものである。
【００１１】上記の構成においては、１次側、２次側の
４つの巻線７、９、２３、２５は１つのコア５９を共有
し、またパルス幅変調制御回路５７の出力は、フォトカ
プラやトランス等の絶縁結合手段６１を介してＦＥＴ１
９のゲートに供給されるものである。このパルス幅変調
制御回路５７の制御入力は、出力電圧検出用抵抗６３と
分圧抵抗６５によって与えられる。そして１次側入力回
路２１には、所定の交流電力が例えば商用電源６７から
高周波フィルター６９を通して供給され、充電時におい
ては外部蓄電池３７の充電用直流出力が出力端子７１、
７１から、車載弱電機器用の低圧直流出力が出力端子７
３、７３からそれぞれ得られる。一方、走行時等の非充
電時においては、外部蓄電池３７を電源として動力用直
流出力が出力端子７５、７５から、第２の開閉器４５が
切り換わることにより車載弱電機器８３用の低圧直流出
力が、チョッパ１９と変圧器１によるＤＣチョッパ変換
によって上記の出力端子７３、７３からそれぞれ得られ
ることになる。すなわち、充電時においては第１の開閉
器１７が入になるとともに、第２の開閉器４５が第１の
２次側直流出力回路３９の出力端子７７、７７側に入と
なる。そして非充電時には、第１の開閉器１７が断とな
る一方、第２の開閉器４５が直流入力回路４３の入力端
子７９、７９側に入となって、車載弱電機器８３用の低
圧直流出力が出力端子７３、７３から得られることにな
る。
４つの巻線７、９、２３、２５は１つのコア５９を共有
し、またパルス幅変調制御回路５７の出力は、フォトカ
プラやトランス等の絶縁結合手段６１を介してＦＥＴ１
９のゲートに供給されるものである。このパルス幅変調
制御回路５７の制御入力は、出力電圧検出用抵抗６３と
分圧抵抗６５によって与えられる。そして１次側入力回
路２１には、所定の交流電力が例えば商用電源６７から
高周波フィルター６９を通して供給され、充電時におい
ては外部蓄電池３７の充電用直流出力が出力端子７１、
７１から、車載弱電機器用の低圧直流出力が出力端子７
３、７３からそれぞれ得られる。一方、走行時等の非充
電時においては、外部蓄電池３７を電源として動力用直
流出力が出力端子７５、７５から、第２の開閉器４５が
切り換わることにより車載弱電機器８３用の低圧直流出
力が、チョッパ１９と変圧器１によるＤＣチョッパ変換
によって上記の出力端子７３、７３からそれぞれ得られ
ることになる。すなわち、充電時においては第１の開閉
器１７が入になるとともに、第２の開閉器４５が第１の
２次側直流出力回路３９の出力端子７７、７７側に入と
なる。そして非充電時には、第１の開閉器１７が断とな
る一方、第２の開閉器４５が直流入力回路４３の入力端
子７９、７９側に入となって、車載弱電機器８３用の低
圧直流出力が出力端子７３、７３から得られることにな
る。
【００１２】そして、前記ＦＥＴ１９の制御用となるパ
ルス幅変調制御回路５７は第１の２次側直流出力回路３
９の出力を制御入力にしているので、出力電圧検出用抵
抗６３と分圧抵抗６５との間の分電圧によって検出され
る出力電圧変化ΔＶに応じて、ＦＥＴ１９へのゲート出
力を変更する。この操作により、１次側入力回路２１に
おける高周波電圧のパルス幅を制御して、第１の２次側
直流出力回路３９の出力電圧を一定に保っている。
ルス幅変調制御回路５７は第１の２次側直流出力回路３
９の出力を制御入力にしているので、出力電圧検出用抵
抗６３と分圧抵抗６５との間の分電圧によって検出され
る出力電圧変化ΔＶに応じて、ＦＥＴ１９へのゲート出
力を変更する。この操作により、１次側入力回路２１に
おける高周波電圧のパルス幅を制御して、第１の２次側
直流出力回路３９の出力電圧を一定に保っている。
【００１３】続いてこのような充電器の動作を、商用電
源６７を２００Ｖ、外部蓄電池３７の電圧を３００Ｖ、
車載弱電機器８３用の低圧直流出力を１２Ｖとする場合
についてさらに詳細に説明する。例えば２００Ｖの交流
商用電源６７を１次側に入力して、３００Ｖの直流電圧
を第１の２次側直流出力回路３９より取り出す場合、巻
線７と巻線２３の巻線数の比を１：１．５にすれば良
い。また、２００Ｖの交流商用電源より１２Ｖの低圧直
流出力を得るためには、巻線７と巻線２５との巻線数の
比は１：０．０６にすれば良い。また、外部蓄電池の３
００Ｖ出力を直流入力回路４３に入力して１２Ｖの低圧
直流電圧を得るためには、巻線７と巻線９の合計と巻線
２５の巻線数の比を１：０．０４にすれば良い。従って
結局巻線７、９、２３、２５の巻線数の比は、１：０．
５：１．５：０．０６にしておけば良いことになる。
源６７を２００Ｖ、外部蓄電池３７の電圧を３００Ｖ、
車載弱電機器８３用の低圧直流出力を１２Ｖとする場合
についてさらに詳細に説明する。例えば２００Ｖの交流
商用電源６７を１次側に入力して、３００Ｖの直流電圧
を第１の２次側直流出力回路３９より取り出す場合、巻
線７と巻線２３の巻線数の比を１：１．５にすれば良
い。また、２００Ｖの交流商用電源より１２Ｖの低圧直
流出力を得るためには、巻線７と巻線２５との巻線数の
比は１：０．０６にすれば良い。また、外部蓄電池の３
００Ｖ出力を直流入力回路４３に入力して１２Ｖの低圧
直流電圧を得るためには、巻線７と巻線９の合計と巻線
２５の巻線数の比を１：０．０４にすれば良い。従って
結局巻線７、９、２３、２５の巻線数の比は、１：０．
５：１．５：０．０６にしておけば良いことになる。
【００１４】このように構成された充電器によれば、充
電中においては車載蓄電池３７への高圧電力供給と車載
弱電機器８３への低圧電力供給を、非充電時においては
車載蓄電池３７より電動機８１への高圧電力供給と車載
弱電機器８３への低圧電力供給がそれぞれ可能となる。
従って、低電圧用の蓄電池と別途のＤＣ／ＤＣコンバー
タを設ける必要がなくなるのである。
電中においては車載蓄電池３７への高圧電力供給と車載
弱電機器８３への低圧電力供給を、非充電時においては
車載蓄電池３７より電動機８１への高圧電力供給と車載
弱電機器８３への低圧電力供給がそれぞれ可能となる。
従って、低電圧用の蓄電池と別途のＤＣ／ＤＣコンバー
タを設ける必要がなくなるのである。
【００１５】次いで図２には第１発明における充電器の
回路図を表している。図例のものは、変圧器１の１次側
巻線３の一端５と前記１次側巻線３を所定の巻数比で２
つの巻線７，９に２分する分点１１との間に、整流回路
１３によって得られる整流入力を平滑回路を用いずに供
給するとともに、前記整流入力を入断する第１の開閉器
１７を設け、当該第１の開閉器１７と前記１次側巻線３
の一端５との間にＦＥＴからなるチョッパ１９を設けた
１次側入力回路２１と、所定の巻数比を有する独立した
２つの巻線２３，２５からなる前記変圧器１の２次側巻
線２７のうちの一方の２次側巻線２３に接続するととも
に、整流用ダイオード２９、転流用ダイオード３１、平
滑コイル３３、平滑コンデンサー３５からなる平滑回路
を介して外部蓄電池３７に直流出力を供給する第１の２
次側直流出力回路３９と、前記第１の開閉器１７とチョ
ッパ１９との間と、前記１次側巻線３の他端４１との間
に設けた、前記外部蓄電池３７からの直流電力を供給す
る直流入力回路４３と、外部蓄電池３７に対して前記第
１の２次側直流出力回路３９と前記直流入力回路４３と
を接続切換するとともに、第１の開閉器１７が入時に第
１の２次側直流出力回路３９側に入となるように第１の
開閉器１７と連動させた第２の開閉器４５と、前記変圧
器１の他方の２次側巻線２５に接続した、整流用ダイオ
ード４７、転流用ダイオード４９、平滑コイル５１、平
滑コンデンサー５３からなる平滑回路を有する第２の２
次側直流出力回路５５と、チョッパ１９にチョッピング
パルス信号を出力する制御手段８５と、を備えたもので
ある。
回路図を表している。図例のものは、変圧器１の１次側
巻線３の一端５と前記１次側巻線３を所定の巻数比で２
つの巻線７，９に２分する分点１１との間に、整流回路
１３によって得られる整流入力を平滑回路を用いずに供
給するとともに、前記整流入力を入断する第１の開閉器
１７を設け、当該第１の開閉器１７と前記１次側巻線３
の一端５との間にＦＥＴからなるチョッパ１９を設けた
１次側入力回路２１と、所定の巻数比を有する独立した
２つの巻線２３，２５からなる前記変圧器１の２次側巻
線２７のうちの一方の２次側巻線２３に接続するととも
に、整流用ダイオード２９、転流用ダイオード３１、平
滑コイル３３、平滑コンデンサー３５からなる平滑回路
を介して外部蓄電池３７に直流出力を供給する第１の２
次側直流出力回路３９と、前記第１の開閉器１７とチョ
ッパ１９との間と、前記１次側巻線３の他端４１との間
に設けた、前記外部蓄電池３７からの直流電力を供給す
る直流入力回路４３と、外部蓄電池３７に対して前記第
１の２次側直流出力回路３９と前記直流入力回路４３と
を接続切換するとともに、第１の開閉器１７が入時に第
１の２次側直流出力回路３９側に入となるように第１の
開閉器１７と連動させた第２の開閉器４５と、前記変圧
器１の他方の２次側巻線２５に接続した、整流用ダイオ
ード４７、転流用ダイオード４９、平滑コイル５１、平
滑コンデンサー５３からなる平滑回路を有する第２の２
次側直流出力回路５５と、チョッパ１９にチョッピング
パルス信号を出力する制御手段８５と、を備えたもので
ある。
【００１６】そして本図から明らかなように、第１発明
においては１次側に平滑回路が無いことと、制御手段８
５の構成の点で図１の回路図と異なっている。この平滑
回路が無いことと、図例の制御手段８５の構成により、
図１の回路図と比較して力率が改善され、以下その詳細
について説明する。この制御手段８５は、本図に示すよ
うに重畳三角波形成回路８７と、パルス幅変調制御回路
８９とを備え、このパルス幅変調制御回路８９は図３に
示すように主に補助電圧形成回路９１と、制御用回路と
してのスイッチングレギュレータ用ＩＣ９３とから構成
され、絶縁結合手段としてのフォトカプラ９５を介し
て、超高速コンパレーター９７と重畳三角波形成回路８
７に接続されている。そしてスイッチングレギュレータ
用ＩＣ９３からのパルス出力は、ライン９６からＦＥＴ
１９のゲートに入力される。補助電圧形成回路９１は、
図示していないが整流回路１３の出力側よりライン９
８、９９を介して定電圧を入力し、これをスイッチング
レギュレータ用ＩＣ９３に制御用電圧として供給する回
路である。また、この補助電圧形成回路９１には、超高
速フォトカプラ９５のフォトトランジスタ１０１と、後
述するトランジスタ１０３のベース電流制限抵抗１０５
と、ブリーダ抵抗１０７とが直列に接続されている。こ
こでは絶縁結合として超高速フォトカプラ９５を用いて
いるが、この他にもトランス等を用いることもできる。
そしてスイッチングレギュレータ用ＩＣ９３は、２０ｋ
Ｈｚ以上の周波数が好ましく、クロック発振周波数やラ
ッチ特性を有する過電流検出回路等を備えたＰＷＭ制御
用専用ＩＣであり、三菱電気（株）製のＭ５１９９６が
好ましい。尚、本ブロック回路では、説明の便宜上、発
振用ＣＲ回路は省略してＩＣ９３のブロック内にあるも
のとして説明している。また、このスイッチングレギュ
レータ用ＩＣ９３に外部ＣＲ回路を取り付けることによ
り、任意にチョッピング周波数を決めることができる。
においては１次側に平滑回路が無いことと、制御手段８
５の構成の点で図１の回路図と異なっている。この平滑
回路が無いことと、図例の制御手段８５の構成により、
図１の回路図と比較して力率が改善され、以下その詳細
について説明する。この制御手段８５は、本図に示すよ
うに重畳三角波形成回路８７と、パルス幅変調制御回路
８９とを備え、このパルス幅変調制御回路８９は図３に
示すように主に補助電圧形成回路９１と、制御用回路と
してのスイッチングレギュレータ用ＩＣ９３とから構成
され、絶縁結合手段としてのフォトカプラ９５を介し
て、超高速コンパレーター９７と重畳三角波形成回路８
７に接続されている。そしてスイッチングレギュレータ
用ＩＣ９３からのパルス出力は、ライン９６からＦＥＴ
１９のゲートに入力される。補助電圧形成回路９１は、
図示していないが整流回路１３の出力側よりライン９
８、９９を介して定電圧を入力し、これをスイッチング
レギュレータ用ＩＣ９３に制御用電圧として供給する回
路である。また、この補助電圧形成回路９１には、超高
速フォトカプラ９５のフォトトランジスタ１０１と、後
述するトランジスタ１０３のベース電流制限抵抗１０５
と、ブリーダ抵抗１０７とが直列に接続されている。こ
こでは絶縁結合として超高速フォトカプラ９５を用いて
いるが、この他にもトランス等を用いることもできる。
そしてスイッチングレギュレータ用ＩＣ９３は、２０ｋ
Ｈｚ以上の周波数が好ましく、クロック発振周波数やラ
ッチ特性を有する過電流検出回路等を備えたＰＷＭ制御
用専用ＩＣであり、三菱電気（株）製のＭ５１９９６が
好ましい。尚、本ブロック回路では、説明の便宜上、発
振用ＣＲ回路は省略してＩＣ９３のブロック内にあるも
のとして説明している。また、このスイッチングレギュ
レータ用ＩＣ９３に外部ＣＲ回路を取り付けることによ
り、任意にチョッピング周波数を決めることができる。
【００１７】前記ＦＥＴ１９のドレン端子には過電流検
出抵抗１０９が設けられ、特に図示していないが、この
過電流検出抵抗１０９とドレン端子の中点と、スイッチ
ングレギュレータ用ＩＣ９３のアース端子との間にはラ
イン１１１が接続され、過電流検出用分圧抵抗１１３、
１１５が設けられている。この過電流検出用分圧抵抗１
１３、１１５間の分圧はスイッチングレギュレータ用Ｉ
Ｃ９３のＯＣＰ端子に入力されて、過電流が検出される
ようになっている。また、スイッチングレギュレータ用
ＩＣ９３のＶｃｃ端子は、トランジスタ１０３、制限分
圧抵抗１１７及び前記分圧抵抗１１５を介してアース端
子に接続され、制限分圧抵抗１１７と分圧抵抗１１５の
間の分圧はスイッチングレギュレータ用ＩＣ９３のＯＣ
Ｐ端子に入力されるようになっている。前記トランジス
タ１０３のベースは、前記ベース電流制限抵抗１０５と
ブリーダ抵抗１０７の間の中点に接続されている。
出抵抗１０９が設けられ、特に図示していないが、この
過電流検出抵抗１０９とドレン端子の中点と、スイッチ
ングレギュレータ用ＩＣ９３のアース端子との間にはラ
イン１１１が接続され、過電流検出用分圧抵抗１１３、
１１５が設けられている。この過電流検出用分圧抵抗１
１３、１１５間の分圧はスイッチングレギュレータ用Ｉ
Ｃ９３のＯＣＰ端子に入力されて、過電流が検出される
ようになっている。また、スイッチングレギュレータ用
ＩＣ９３のＶｃｃ端子は、トランジスタ１０３、制限分
圧抵抗１１７及び前記分圧抵抗１１５を介してアース端
子に接続され、制限分圧抵抗１１７と分圧抵抗１１５の
間の分圧はスイッチングレギュレータ用ＩＣ９３のＯＣ
Ｐ端子に入力されるようになっている。前記トランジス
タ１０３のベースは、前記ベース電流制限抵抗１０５と
ブリーダ抵抗１０７の間の中点に接続されている。
【００１８】重畳三角波形成回路８７は、転流用フライ
ホィールダイオード３１の出力側に接続された直流分カ
ットコンデンサ１１９と、抵抗１２１及びコンデンサ１
２３で形成されるＣＲ積分回路とからなっている。出力
電圧検出用抵抗１２５と分圧抵抗１２７の間の中点は、
抵抗１２１とコンデンサ１２３の間の中点に接続される
とともに、超高速コンパレータ９７の−入力端子に接続
されている。この重畳三角波形成回路８７は、２次側高
周波電圧のチョッピング周波数に同期する三角波電圧ま
たは鋸刃上波電圧を形成し、該三角波電圧または鋸刃上
波電圧に第１の２次側直流出力回路３９の検出電圧を重
畳して、超高速コンパレータ９７の−入力端子に入力す
るものである。ここでは、この検出電圧が重畳された三
角波電圧または鋸刃上波電圧を総称して重畳三角波電圧
とし、重畳鋸刃上波電圧も含んでこのように称してい
る。
ホィールダイオード３１の出力側に接続された直流分カ
ットコンデンサ１１９と、抵抗１２１及びコンデンサ１
２３で形成されるＣＲ積分回路とからなっている。出力
電圧検出用抵抗１２５と分圧抵抗１２７の間の中点は、
抵抗１２１とコンデンサ１２３の間の中点に接続される
とともに、超高速コンパレータ９７の−入力端子に接続
されている。この重畳三角波形成回路８７は、２次側高
周波電圧のチョッピング周波数に同期する三角波電圧ま
たは鋸刃上波電圧を形成し、該三角波電圧または鋸刃上
波電圧に第１の２次側直流出力回路３９の検出電圧を重
畳して、超高速コンパレータ９７の−入力端子に入力す
るものである。ここでは、この検出電圧が重畳された三
角波電圧または鋸刃上波電圧を総称して重畳三角波電圧
とし、重畳鋸刃上波電圧も含んでこのように称してい
る。
【００１９】超高速コンパレータ９７の＋入力端子に
は、第１の２次側直流出力回路３９の出力端子に接続さ
れた抵抗１２９と、基準電圧用素子（ツェナーダイオー
ド）１３１により得られる基準電圧が入力され、出力端
子にはフォトカプラ９５の発光ダイオードに印加されて
いる。なおここでは図示していないが、発光ダイオード
には、前記第１の２次側直流出力回路の出力が供給され
る。この超高速コンパレータ９７は、前記重畳三角波形
成回路８７からの重畳三角波電圧が基準電圧より低いと
きは出力をＨ（ハイ）レベルとし、重畳三角波電圧また
は鋸刃状波電圧が基準電圧を越えた時点で超高速で出力
をＬ（ロー）レベルにするものである。超高速フォトカ
プラ９５は、１次側のフォトトランジスタと２次側の発
光ダイオードとからなり、１次側と２次側とを絶縁する
目的で使用され、発光ダイオードに電流が流れると超高
速で発光してフォトトランジスタがオンするようになっ
ている。前記超高速コンパレータ９７及び超高速フォト
カプラ９５を使用する目的は、次のクロックパルスの立
ち上がりが来る前に、クロックパルスのレベルダウンを
瞬時に処理することができるようにするためである。
は、第１の２次側直流出力回路３９の出力端子に接続さ
れた抵抗１２９と、基準電圧用素子（ツェナーダイオー
ド）１３１により得られる基準電圧が入力され、出力端
子にはフォトカプラ９５の発光ダイオードに印加されて
いる。なおここでは図示していないが、発光ダイオード
には、前記第１の２次側直流出力回路の出力が供給され
る。この超高速コンパレータ９７は、前記重畳三角波形
成回路８７からの重畳三角波電圧が基準電圧より低いと
きは出力をＨ（ハイ）レベルとし、重畳三角波電圧また
は鋸刃状波電圧が基準電圧を越えた時点で超高速で出力
をＬ（ロー）レベルにするものである。超高速フォトカ
プラ９５は、１次側のフォトトランジスタと２次側の発
光ダイオードとからなり、１次側と２次側とを絶縁する
目的で使用され、発光ダイオードに電流が流れると超高
速で発光してフォトトランジスタがオンするようになっ
ている。前記超高速コンパレータ９７及び超高速フォト
カプラ９５を使用する目的は、次のクロックパルスの立
ち上がりが来る前に、クロックパルスのレベルダウンを
瞬時に処理することができるようにするためである。
【００２０】以上の構成を有する制御手段８５の、外部
蓄電池３７に直流出力を供給する場合における動作を以
下に説明する。交流電源６７より供給される正弦波交流
は、整流回路１３により図４に示す正弦波状全波脈流波
形に整流され、変圧器１の１次側巻線７に供給される。
一方、パルス幅変調制御回路８９から本実施例では１０
０ｋＨｚのチョッピングパルス信号がＦＥＴ１９のゲー
ト端子に印加されるので、このＦＥＴ１９により前記図
４に示す１次側の正弦波状全波電圧がチョッピング（ス
イッチング）されて、２次側への高周波キャリアとな
る。
蓄電池３７に直流出力を供給する場合における動作を以
下に説明する。交流電源６７より供給される正弦波交流
は、整流回路１３により図４に示す正弦波状全波脈流波
形に整流され、変圧器１の１次側巻線７に供給される。
一方、パルス幅変調制御回路８９から本実施例では１０
０ｋＨｚのチョッピングパルス信号がＦＥＴ１９のゲー
ト端子に印加されるので、このＦＥＴ１９により前記図
４に示す１次側の正弦波状全波電圧がチョッピング（ス
イッチング）されて、２次側への高周波キャリアとな
る。
【００２１】前記ＦＥＴ１９によりチョッピングされた
１次側の高周波パルス電圧は、変圧器１の巻線７、２
３、２５により変圧されて第１、第２の２次側直流出力
回路３９、５５に出力される。ここで、重畳三角波形成
回路８７は、チョッピング周波数に同期した三角波を形
成し、第１の２次側直流出力回路３９の検出電圧と重畳
する。この重畳三角波電圧が基準電圧を越えた瞬間、超
高速コンパレータ９７がＬ信号を出力するので、発光ダ
イオードに電流が流れてフォトカプラ９５がオンすると
ともに、トランジスタ１０３がオンしてコレクタ電流が
流れる。この結果、抵抗１１５、１１７間の分圧が、抵
抗１１３、１１５間の過電流検出電圧より優先されてス
イッチングレギュレータ用ＩＣ９３のＯＣＰ端子に入力
される。そして、スイッチングレギュレータ用ＩＣ９３
は、ラッチ特性を利用してクロックパルスをレベルダウ
ンし、この状態を次のクロックパルスはスイッチングパ
ルス信号としてＦＥＴ１９のゲート端子に出力されるこ
とになる。
１次側の高周波パルス電圧は、変圧器１の巻線７、２
３、２５により変圧されて第１、第２の２次側直流出力
回路３９、５５に出力される。ここで、重畳三角波形成
回路８７は、チョッピング周波数に同期した三角波を形
成し、第１の２次側直流出力回路３９の検出電圧と重畳
する。この重畳三角波電圧が基準電圧を越えた瞬間、超
高速コンパレータ９７がＬ信号を出力するので、発光ダ
イオードに電流が流れてフォトカプラ９５がオンすると
ともに、トランジスタ１０３がオンしてコレクタ電流が
流れる。この結果、抵抗１１５、１１７間の分圧が、抵
抗１１３、１１５間の過電流検出電圧より優先されてス
イッチングレギュレータ用ＩＣ９３のＯＣＰ端子に入力
される。そして、スイッチングレギュレータ用ＩＣ９３
は、ラッチ特性を利用してクロックパルスをレベルダウ
ンし、この状態を次のクロックパルスはスイッチングパ
ルス信号としてＦＥＴ１９のゲート端子に出力されるこ
とになる。
【００２２】ところで、図５、６に示すように、商用交
流入力電圧の電圧が低いとき（Ｖｉｎ1 ）は、ＣＲ特性
から明らかなように重畳三角波形成回路８７からの重畳
三角波電圧が基準電圧（Ｖｒｅｆ）を越える時点は遅い
が、電圧が高くなるにつれて（Ｖｉｎ2 〜Ｖｉｎ4 ）、
重畳三角波電圧が基準電圧を越える時点が早くなる。従
って、超高速コンパレータ９７がＬレベルを出力するタ
イミングは図６に示すように、交流入力電圧６７に対応
した仮定２次出力電圧Ｉが高くなるにつれて早くなり、
これに伴って図中Ａで示すように、スイッチングレギュ
レータ用ＩＣ９３のＯＣＰ入力パルス信号が早められる
ことになる。この結果、前述の仮定２次出力電圧が高く
なるに伴って、図中Ｂで示すように、スイッチングレギ
ュレータ用ＩＣ９３でのクロックパルスのレベルダウン
時点が次第に早くなり、スイッチングパルス信号の幅が
短くなる。尚、図中Ｅ、Ｐ、Ｉはそれぞれ重畳三角波電
圧、クロックパルス、交流入力電圧を表している。
流入力電圧の電圧が低いとき（Ｖｉｎ1 ）は、ＣＲ特性
から明らかなように重畳三角波形成回路８７からの重畳
三角波電圧が基準電圧（Ｖｒｅｆ）を越える時点は遅い
が、電圧が高くなるにつれて（Ｖｉｎ2 〜Ｖｉｎ4 ）、
重畳三角波電圧が基準電圧を越える時点が早くなる。従
って、超高速コンパレータ９７がＬレベルを出力するタ
イミングは図６に示すように、交流入力電圧６７に対応
した仮定２次出力電圧Ｉが高くなるにつれて早くなり、
これに伴って図中Ａで示すように、スイッチングレギュ
レータ用ＩＣ９３のＯＣＰ入力パルス信号が早められる
ことになる。この結果、前述の仮定２次出力電圧が高く
なるに伴って、図中Ｂで示すように、スイッチングレギ
ュレータ用ＩＣ９３でのクロックパルスのレベルダウン
時点が次第に早くなり、スイッチングパルス信号の幅が
短くなる。尚、図中Ｅ、Ｐ、Ｉはそれぞれ重畳三角波電
圧、クロックパルス、交流入力電圧を表している。
【００２３】このようにして、スイッチングパルス信号
が幅変調されるので、２次側高周波パルス電圧Ｃは、図
６中に示すように、交流入力電圧が低いときはＴｏｎが
長く、位相π／２のピーク電圧に近付くにつれてＴｏｎ
が短くなる逆正弦波状の波形となる。すなわち、変圧器
１の１次側入力回路２１及び第１、第２の２次側直流出
力回路３９、５５の電流は図中Ｃに示す高周波パルス電
圧と相似の波形となるのである。
が幅変調されるので、２次側高周波パルス電圧Ｃは、図
６中に示すように、交流入力電圧が低いときはＴｏｎが
長く、位相π／２のピーク電圧に近付くにつれてＴｏｎ
が短くなる逆正弦波状の波形となる。すなわち、変圧器
１の１次側入力回路２１及び第１、第２の２次側直流出
力回路３９、５５の電流は図中Ｃに示す高周波パルス電
圧と相似の波形となるのである。
【００２４】この第１、第２の２次側直流出力回路３
９、５５における高周波パルス電圧は、整流用ダイオー
ド２９、４７によって再度直流化され、さらに転流用フ
ライホイールダイオード３１、４９と平滑用チョークコ
イル３３、５１と、出力用平滑コンデンサ３５、５３に
よって平滑化されて出力される。この時の直流出力電圧
Ｖ0 は、Ｔｏｎ／Ｔに比例する。ここで、Ｔｏｎは前述
のように逆正弦波に制御され、Ｖｉｎは正弦波状である
ため、出力電圧Ｖ0 は図中Ｄで示すような平坦な直流波
形となり、巻線２３、２５の巻数比に応じた電圧とな
る。
９、５５における高周波パルス電圧は、整流用ダイオー
ド２９、４７によって再度直流化され、さらに転流用フ
ライホイールダイオード３１、４９と平滑用チョークコ
イル３３、５１と、出力用平滑コンデンサ３５、５３に
よって平滑化されて出力される。この時の直流出力電圧
Ｖ0 は、Ｔｏｎ／Ｔに比例する。ここで、Ｔｏｎは前述
のように逆正弦波に制御され、Ｖｉｎは正弦波状である
ため、出力電圧Ｖ0 は図中Ｄで示すような平坦な直流波
形となり、巻線２３、２５の巻数比に応じた電圧とな
る。
【００２５】以上のように交流入力電圧６７及び外部蓄
電池３７側の負荷が一定であれば、パルス幅変調制御回
路路８９より図６中に示す駆動パルス信号がＦＥＴ１９
に出力されてチョッピングされるので、外部蓄電池３７
側にはある直流出力電圧Ｖ0が得られる。いま、交流入
力電圧又は前記負荷が変動して出力電圧Ｖ0 が上昇しよ
うとすると、その変化に応じて重畳三角波形成回路８７
で形成される重畳三角波電圧が増加するので、基準電圧
を越える時点が全体的に早くなり、スイッチングレギュ
レータ用ＩＣ９３のＯＣＰ端子への入力パルス信号は早
められて、チョッピング信号のパルス幅が全体的に短く
なる。この結果、２次側の高周波パルス電圧のパルス幅
が全体的に短くなってＴｏｎが減少するので、出力電圧
Ｖ0 は低下して一定に維持される。そしてこのような構
成により、充電器として８５％の高い力率が実現でき
た。
電池３７側の負荷が一定であれば、パルス幅変調制御回
路路８９より図６中に示す駆動パルス信号がＦＥＴ１９
に出力されてチョッピングされるので、外部蓄電池３７
側にはある直流出力電圧Ｖ0が得られる。いま、交流入
力電圧又は前記負荷が変動して出力電圧Ｖ0 が上昇しよ
うとすると、その変化に応じて重畳三角波形成回路８７
で形成される重畳三角波電圧が増加するので、基準電圧
を越える時点が全体的に早くなり、スイッチングレギュ
レータ用ＩＣ９３のＯＣＰ端子への入力パルス信号は早
められて、チョッピング信号のパルス幅が全体的に短く
なる。この結果、２次側の高周波パルス電圧のパルス幅
が全体的に短くなってＴｏｎが減少するので、出力電圧
Ｖ0 は低下して一定に維持される。そしてこのような構
成により、充電器として８５％の高い力率が実現でき
た。
【００２６】次いで図７には第２発明における充電器の
回路図を表している。図例のものは、変圧器１の１次側
巻線３の一端５と前記１次側巻線３を所定の巻数比で２
つの巻線７，９に２分する分点１１との間に、整流回路
１３によって得られる整流入力を平滑回路を用いずに供
給するとともに、前記整流入力を入断する第１の開閉器
１７を設け、当該第１の開閉器１７と前記１次側巻線３
の一端５との間にはＦＥＴからなるチョッパ１９を設
け、一方前記整流回路１３と変圧器１との間に、バイパ
ス路１３３とインダクタ１３５とを並列に配した昇圧回
路１３７と、交流入力電圧波形に応じて前記インダクタ
１３５に流入する電流を制御するＦＥＴからなるスイッ
チング手段１３９とを設けた１次側入力回路２１と、所
定の巻数比を有する独立した２つの巻線２３，２５から
なる前記変圧器１の２次側巻線２７のうちの一方の２次
側巻線２３に接続するとともに、整流用ダイオード２
９、転流用ダイオード３１、平滑コイル３３、平滑コン
デンサー３５からなる平滑回路を介して外部蓄電池３７
に直流出力を供給する第１の２次側直流出力回路３９
と、前記第１の開閉器１７とチョッパ１９との間と、前
記１次側巻線３の他端４１との間に設けた、前記外部蓄
電池３７からの直流電力を供給する直流入力回路４３
と、外部蓄電池３７に対して前記第１の２次側直流出力
回路３９と前記直流入力回路４３とを接続切換するとと
もに、第１の開閉器１７が入時に第１の２次側直流出力
回路３９側に入となるように第１の開閉器１７と連動さ
せた第２の開閉器４５と、前記変圧器１の他方の２次側
巻線２５に接続した、整流用ダイオード４７、転流用ダ
イオード４９、平滑コイル５１、平滑コンデンサー５３
からなる平滑回路を有する第２の２次側直流出力回路５
５と、チョッパ１９にチョッピングパルス信号を出力す
る制御手段８５と、を備えたものである。
回路図を表している。図例のものは、変圧器１の１次側
巻線３の一端５と前記１次側巻線３を所定の巻数比で２
つの巻線７，９に２分する分点１１との間に、整流回路
１３によって得られる整流入力を平滑回路を用いずに供
給するとともに、前記整流入力を入断する第１の開閉器
１７を設け、当該第１の開閉器１７と前記１次側巻線３
の一端５との間にはＦＥＴからなるチョッパ１９を設
け、一方前記整流回路１３と変圧器１との間に、バイパ
ス路１３３とインダクタ１３５とを並列に配した昇圧回
路１３７と、交流入力電圧波形に応じて前記インダクタ
１３５に流入する電流を制御するＦＥＴからなるスイッ
チング手段１３９とを設けた１次側入力回路２１と、所
定の巻数比を有する独立した２つの巻線２３，２５から
なる前記変圧器１の２次側巻線２７のうちの一方の２次
側巻線２３に接続するとともに、整流用ダイオード２
９、転流用ダイオード３１、平滑コイル３３、平滑コン
デンサー３５からなる平滑回路を介して外部蓄電池３７
に直流出力を供給する第１の２次側直流出力回路３９
と、前記第１の開閉器１７とチョッパ１９との間と、前
記１次側巻線３の他端４１との間に設けた、前記外部蓄
電池３７からの直流電力を供給する直流入力回路４３
と、外部蓄電池３７に対して前記第１の２次側直流出力
回路３９と前記直流入力回路４３とを接続切換するとと
もに、第１の開閉器１７が入時に第１の２次側直流出力
回路３９側に入となるように第１の開閉器１７と連動さ
せた第２の開閉器４５と、前記変圧器１の他方の２次側
巻線２５に接続した、整流用ダイオード４７、転流用ダ
イオード４９、平滑コイル５１、平滑コンデンサー５３
からなる平滑回路を有する第２の２次側直流出力回路５
５と、チョッパ１９にチョッピングパルス信号を出力す
る制御手段８５と、を備えたものである。
【００２７】そして本図から明らかなように、第２発明
においては１次側に昇圧回路１３７とスイッチング手段
１３９を設けた点で上記第１発明と異なっている。第２
発明の構成にこの昇圧回路１３７とスイッチング手段１
３９を付加することにより、さらに力率が改善されるこ
とになる。以下にその詳細について説明するが、制御手
段８５の構成、作用については上記第１発明と同一であ
るので、同符号を用いるとともに詳細な説明は省略す
る。但し、８９を第１のパルス幅変調制御回路とする。
においては１次側に昇圧回路１３７とスイッチング手段
１３９を設けた点で上記第１発明と異なっている。第２
発明の構成にこの昇圧回路１３７とスイッチング手段１
３９を付加することにより、さらに力率が改善されるこ
とになる。以下にその詳細について説明するが、制御手
段８５の構成、作用については上記第１発明と同一であ
るので、同符号を用いるとともに詳細な説明は省略す
る。但し、８９を第１のパルス幅変調制御回路とする。
【００２８】先ず交流電源６７より供給される正弦波交
流は、整流回路１３により前述の図４に示す正弦波状全
波脈流波形に整流され、変圧器１の１次側巻線７に供給
される。この時、電圧検出手段１４１によって交流入力
電圧を検出し、入力電圧が一定の基準電圧ＶA 以下であ
れば、第２のパルス幅変調制御回路１４３より４０ｋＨ
ｚのスイッチングパルス信号が、スイッチング手段１３
９（ＦＥＴ）のゲート端子に印加される。
流は、整流回路１３により前述の図４に示す正弦波状全
波脈流波形に整流され、変圧器１の１次側巻線７に供給
される。この時、電圧検出手段１４１によって交流入力
電圧を検出し、入力電圧が一定の基準電圧ＶA 以下であ
れば、第２のパルス幅変調制御回路１４３より４０ｋＨ
ｚのスイッチングパルス信号が、スイッチング手段１３
９（ＦＥＴ）のゲート端子に印加される。
【００２９】ＦＥＴ１３９のこのような動作により、入
力電圧が基準電圧ＶA 以上の領域において、電流は交流
入力電圧６７から整流回路１３を介して直接バイパス路
１３３側を流れる一方、基準電圧ＶA 以下の領域におい
ては、上述のようにインダクタ１３５側にも流れること
になる。そして図８に示すように、基準電圧ＶA 以下の
領域においてＦＥＴ１３９がＯＮ状態の時には、入力電
流Ｉｎは点線で表す経路を流れる。これは、フィルムコ
ンデンサー１４５に蓄えられた電荷によってＢ点の電圧
が上昇している為である。そして、交流入力電圧６７が
一定の基準電圧ＶA 以下となってＦＥＴ１３９がＯＦＦ
となった瞬間に、ＯＮ状態の時にインダクタ１３５に蓄
積された電磁エネルギーによって図中プラス、マイナス
記号で表しているようにインダクタ１３５の両端にフラ
イバック電圧が発生する。従って、入力電圧に対して前
記自己誘導起電力が重畳されることになるので、ここで
の全電流は一点鎖線で示すようにインダクタ１３５側を
流れ、以下の図９に説明するように、低電圧領域で電圧
が嵩上げされることになる。なお、図中１４７、１４９
は逆流防止ダイオードである。
力電圧が基準電圧ＶA 以上の領域において、電流は交流
入力電圧６７から整流回路１３を介して直接バイパス路
１３３側を流れる一方、基準電圧ＶA 以下の領域におい
ては、上述のようにインダクタ１３５側にも流れること
になる。そして図８に示すように、基準電圧ＶA 以下の
領域においてＦＥＴ１３９がＯＮ状態の時には、入力電
流Ｉｎは点線で表す経路を流れる。これは、フィルムコ
ンデンサー１４５に蓄えられた電荷によってＢ点の電圧
が上昇している為である。そして、交流入力電圧６７が
一定の基準電圧ＶA 以下となってＦＥＴ１３９がＯＦＦ
となった瞬間に、ＯＮ状態の時にインダクタ１３５に蓄
積された電磁エネルギーによって図中プラス、マイナス
記号で表しているようにインダクタ１３５の両端にフラ
イバック電圧が発生する。従って、入力電圧に対して前
記自己誘導起電力が重畳されることになるので、ここで
の全電流は一点鎖線で示すようにインダクタ１３５側を
流れ、以下の図９に説明するように、低電圧領域で電圧
が嵩上げされることになる。なお、図中１４７、１４９
は逆流防止ダイオードである。
【００３０】図９は、上述の昇圧回路による電圧波形の
変化を表したものであり、（イ）はａ点における交流入
力電圧波形を、（ロ）はｂ点にあって、チョッピングさ
れなかったと仮定した場合の仮定１次側全波整流波形電
圧をそれぞれ表している。（イ）は言うまでもなく正弦
波であり、（ロ）において見られる位相π／２のピーク
電圧両肩部１５１、１５１が、昇圧回路によって嵩上げ
された部分である。一方、従来のようにこの昇圧回路が
無い場合では、図中点線で示すように、２次側の平滑コ
ンデンサー３５の両端電圧、すなわち第１の２次側直流
出力電圧Ｖ0 は、変圧器１の巻線７、２３の巻数をそれ
ぞれｎ1 、ｎ2 とすると、 Ｖt ＝ｎ1 ／ｎ2 ・Ｖ0 ・・・（１） で表される閾値電圧Ｖt 以下では、入力電圧が点線のよ
うに低下してしまうことになる。従って、ＦＥＴ１３９
を動作させる上記基準電圧ＶA を、この（１）式による
閾値電圧Ｖt に設定しておけば、ＶA 以下の低入力部分
の電圧を嵩上げして同図（ロ）の実線のようになり、力
率が改善される。
変化を表したものであり、（イ）はａ点における交流入
力電圧波形を、（ロ）はｂ点にあって、チョッピングさ
れなかったと仮定した場合の仮定１次側全波整流波形電
圧をそれぞれ表している。（イ）は言うまでもなく正弦
波であり、（ロ）において見られる位相π／２のピーク
電圧両肩部１５１、１５１が、昇圧回路によって嵩上げ
された部分である。一方、従来のようにこの昇圧回路が
無い場合では、図中点線で示すように、２次側の平滑コ
ンデンサー３５の両端電圧、すなわち第１の２次側直流
出力電圧Ｖ0 は、変圧器１の巻線７、２３の巻数をそれ
ぞれｎ1 、ｎ2 とすると、 Ｖt ＝ｎ1 ／ｎ2 ・Ｖ0 ・・・（１） で表される閾値電圧Ｖt 以下では、入力電圧が点線のよ
うに低下してしまうことになる。従って、ＦＥＴ１３９
を動作させる上記基準電圧ＶA を、この（１）式による
閾値電圧Ｖt に設定しておけば、ＶA 以下の低入力部分
の電圧を嵩上げして同図（ロ）の実線のようになり、力
率が改善される。
【００３１】一方第１発明と同様、第１のパルス幅変調
制御回路８９から本実施例では１００ｋＨｚのスイッチ
ングパルス信号がＦＥＴ１９のゲート端子に印加される
ので、このＦＥＴ１９により前記図９（ロ）の実線で示
した１次側電圧がチョッピング（スイッチング）され
て、２次側への高周波キャリアとなる。
制御回路８９から本実施例では１００ｋＨｚのスイッチ
ングパルス信号がＦＥＴ１９のゲート端子に印加される
ので、このＦＥＴ１９により前記図９（ロ）の実線で示
した１次側電圧がチョッピング（スイッチング）され
て、２次側への高周波キャリアとなる。
【００３２】前記ＦＥＴ１９によってスイッチングされ
た１次側の高周波パルス電圧は、変圧器１により変圧さ
れ、第１、第２の２次側直流出力回路３９、５５に出力
される。そして前記第１発明でも説明したように、この
高周波パルス電圧は第１のパルス幅変調制御回路８９に
よって直流出力電圧の変動に応じてそのパルス幅が変調
されることになる。そしてこのような構成により、９８
％と従来に無い極めて高い力率を有する充電器が実現で
きた。
た１次側の高周波パルス電圧は、変圧器１により変圧さ
れ、第１、第２の２次側直流出力回路３９、５５に出力
される。そして前記第１発明でも説明したように、この
高周波パルス電圧は第１のパルス幅変調制御回路８９に
よって直流出力電圧の変動に応じてそのパルス幅が変調
されることになる。そしてこのような構成により、９８
％と従来に無い極めて高い力率を有する充電器が実現で
きた。
【００３３】上記例ではスイッチング手段１３９にＦＥ
Ｔを用いたが、図１０のようにバイポーラトランジスタ
を用いることも可能である。本図はスイッチング手段１
３９に、ＦＥＴの代わりにバイポーラトランジスタを用
いた例であり、併せて図７の回路図をより詳細に示した
ものである。図中において１５２はゲートアンプであ
り、その他同一の機能部品には図７と同一符号を付して
ある。
Ｔを用いたが、図１０のようにバイポーラトランジスタ
を用いることも可能である。本図はスイッチング手段１
３９に、ＦＥＴの代わりにバイポーラトランジスタを用
いた例であり、併せて図７の回路図をより詳細に示した
ものである。図中において１５２はゲートアンプであ
り、その他同一の機能部品には図７と同一符号を付して
ある。
【００３４】また、上記第２発明におけるＦＥＴ１３９
によるスイッチング方式を以下の図１１、１２に示す方
法とすると、さらに大出力用として有利なものとなる。
なお以下、図７と同一要素は同一符号を付している。図
１１は整流回路１３と昇圧回路１３７との間にステップ
アップ用絶縁トランス１５３を設けたものである。この
ような構成とすることにより、ＦＥＴ等のスイッチング
手段１３９を通過する電流量がステップアップ用絶縁ト
ランス１５３の一次側となり、スイッチング手段１３９
の容量をより小さくすることが可能となるため、相対的
にフライバック方式より大容量のものが可能となる。
によるスイッチング方式を以下の図１１、１２に示す方
法とすると、さらに大出力用として有利なものとなる。
なお以下、図７と同一要素は同一符号を付している。図
１１は整流回路１３と昇圧回路１３７との間にステップ
アップ用絶縁トランス１５３を設けたものである。この
ような構成とすることにより、ＦＥＴ等のスイッチング
手段１３９を通過する電流量がステップアップ用絶縁ト
ランス１５３の一次側となり、スイッチング手段１３９
の容量をより小さくすることが可能となるため、相対的
にフライバック方式より大容量のものが可能となる。
【００３５】続く図１２のものも、ステップアップ用絶
縁トランス１５５を設けたものであるが、ステップアッ
プ用絶縁トランス１５５に４つのスイッチ１５７、１５
９、１６１、１６３を用いて双方向の電流を流すことに
よって、ステップアップ用絶縁トランス１５５の利用効
率を高めようとするものである。従ってステップアップ
用絶縁トランス１５５の２次側では交流電流となるた
め、インダクタ１３５の前段で整流回路１６５によって
整流される。このような構成のうち、前記図１１のもの
は中容量に、そして図１２のものは大容量にそれぞれ適
している。
縁トランス１５５を設けたものであるが、ステップアッ
プ用絶縁トランス１５５に４つのスイッチ１５７、１５
９、１６１、１６３を用いて双方向の電流を流すことに
よって、ステップアップ用絶縁トランス１５５の利用効
率を高めようとするものである。従ってステップアップ
用絶縁トランス１５５の２次側では交流電流となるた
め、インダクタ１３５の前段で整流回路１６５によって
整流される。このような構成のうち、前記図１１のもの
は中容量に、そして図１２のものは大容量にそれぞれ適
している。
【００３６】また第１及び第２発明のいずれにおいて
も、外部蓄電池３７から直流入力回路４３に直流電力を
供給する場合、同時に第１の２次側直流出力回路の出力
端子７７、７７間にも直流電圧が発生し、この電圧をも
とにパルス幅変調制御回路５７、８９によってＦＥＴ１
９への出力パルス幅が制御されるので、第２の２次側直
流出力回路５５からは安定した直流出力が得られること
にもなる。
も、外部蓄電池３７から直流入力回路４３に直流電力を
供給する場合、同時に第１の２次側直流出力回路の出力
端子７７、７７間にも直流電圧が発生し、この電圧をも
とにパルス幅変調制御回路５７、８９によってＦＥＴ１
９への出力パルス幅が制御されるので、第２の２次側直
流出力回路５５からは安定した直流出力が得られること
にもなる。
【００３７】このような本発明の充電器は、例えば図
１、図２、図７、図１０に示した各回路構成において、
第１の開閉器１７を入状態、すなわち第２の開閉器４５
が第１の２次側直流出力回路側に入となるよう状態を保
持しておけば、スイッチングレギュレータとして使用す
ることもできる。そしてこの時にも、図７、図１０にお
けるスイッチング手段１３９によるスイッチング方式を
上記図１１、１２に示した方法にしておくと、さらに大
出力用として有利なものとなることは言うまでもない。
１、図２、図７、図１０に示した各回路構成において、
第１の開閉器１７を入状態、すなわち第２の開閉器４５
が第１の２次側直流出力回路側に入となるよう状態を保
持しておけば、スイッチングレギュレータとして使用す
ることもできる。そしてこの時にも、図７、図１０にお
けるスイッチング手段１３９によるスイッチング方式を
上記図１１、１２に示した方法にしておくと、さらに大
出力用として有利なものとなることは言うまでもない。
【００３８】
【発明の効果】先ず第１発明においては、作用の項で説
明したように、以下のような優れた効果が得られる。す
なわち、充電時には例えば３００Ｖの蓄電池充電用の直
流出力が第１の２次側直流出力回路から、また１２Ｖの
直流電圧が第２の２次側直流出力回路からそれぞれ取り
出せる一方、非充電時においては、蓄電池から駆動用の
高圧直流電圧とともに例えば１２Ｖの直流電圧が、第２
の２次側直流出力回路から取り出せることになる。そし
てこれは、１個の変圧器のコアを共有して１次側入力回
路の巻線数：第１の２次側直流出力回路の巻線数：直流
入力回路側の巻線数：第２の２次側直流出力回路の巻線
数を、１：１．５：１．５：０．０６となるように巻線
を設けるという極めて簡単な構成によって実現できるの
である。従って、このような第１発明によれば、充電器
に従来のＤＣ／ＤＣコンバーター機能を付加することに
なり、ＤＣ／ＤＣコンバーターや低圧電源用の蓄電池の
搭載が不要となる。このことは電気自動車の軽量化につ
ながり、充電器の車上搭載を可能とし、その結果充電ス
タンドの実現に大きく貢献でき、環境問題が叫ばれる中
インフラストラクチャの整備にも貢献できる。上記効果
に加え、チョッパのチョッピング周波数に同期する三角
波電圧または鋸刃状波電圧を形成し、この三角波電圧ま
たは鋸刃状波電圧に第１の２次側直流出力回路の検出電
圧を重畳する重畳電圧形成回路と、交流入力電圧と直流
出力電圧の大きさに応じてチョッピングパルス幅を変化
させる制御手段とを用いることにより、入力側の平滑回
路が不要となり、小型、軽量化が可能となるばかりでは
なく、力率も向上させることができる。
明したように、以下のような優れた効果が得られる。す
なわち、充電時には例えば３００Ｖの蓄電池充電用の直
流出力が第１の２次側直流出力回路から、また１２Ｖの
直流電圧が第２の２次側直流出力回路からそれぞれ取り
出せる一方、非充電時においては、蓄電池から駆動用の
高圧直流電圧とともに例えば１２Ｖの直流電圧が、第２
の２次側直流出力回路から取り出せることになる。そし
てこれは、１個の変圧器のコアを共有して１次側入力回
路の巻線数：第１の２次側直流出力回路の巻線数：直流
入力回路側の巻線数：第２の２次側直流出力回路の巻線
数を、１：１．５：１．５：０．０６となるように巻線
を設けるという極めて簡単な構成によって実現できるの
である。従って、このような第１発明によれば、充電器
に従来のＤＣ／ＤＣコンバーター機能を付加することに
なり、ＤＣ／ＤＣコンバーターや低圧電源用の蓄電池の
搭載が不要となる。このことは電気自動車の軽量化につ
ながり、充電器の車上搭載を可能とし、その結果充電ス
タンドの実現に大きく貢献でき、環境問題が叫ばれる中
インフラストラクチャの整備にも貢献できる。上記効果
に加え、チョッパのチョッピング周波数に同期する三角
波電圧または鋸刃状波電圧を形成し、この三角波電圧ま
たは鋸刃状波電圧に第１の２次側直流出力回路の検出電
圧を重畳する重畳電圧形成回路と、交流入力電圧と直流
出力電圧の大きさに応じてチョッピングパルス幅を変化
させる制御手段とを用いることにより、入力側の平滑回
路が不要となり、小型、軽量化が可能となるばかりでは
なく、力率も向上させることができる。
【００３９】
【００４０】そして第２発明によれば、１次側回路にお
ける整流回路と変圧器との間に、バイパス路とインダク
タとを並列に配した昇圧回路と、交流入力電圧波形に応
じて前記インダクタに流入する電流を制御するスイッチ
ング手段とを設けるものであり、交流入力電圧が低い領
域ではインダクタによるフライバック電圧を交流入力電
圧に重畳できることになるので、前記第１の効果に加え
てさらなる力率の向上が達成できる。そして最終的に第
２発明によって約９８％の力率のものが得られた。
ける整流回路と変圧器との間に、バイパス路とインダク
タとを並列に配した昇圧回路と、交流入力電圧波形に応
じて前記インダクタに流入する電流を制御するスイッチ
ング手段とを設けるものであり、交流入力電圧が低い領
域ではインダクタによるフライバック電圧を交流入力電
圧に重畳できることになるので、前記第１の効果に加え
てさらなる力率の向上が達成できる。そして最終的に第
２発明によって約９８％の力率のものが得られた。
【００４１】また、第２発明の変形として１次側にステ
ップアップ用絶縁トランスを用いると、スイッチング手
段の容量をより小さくすることが可能となるため、相対
的にフライバック方式より大容量のものが可能となる。
ップアップ用絶縁トランスを用いると、スイッチング手
段の容量をより小さくすることが可能となるため、相対
的にフライバック方式より大容量のものが可能となる。
【００４２】さらに第１の開閉器を入状態、すなわち第
２の開閉器を第１の２次側直流出力回路側に入となるよ
う状態を保持しておけば、スイッチングレギュレータと
して使用することもでき、幅広い用途を提供することが
できる。
２の開閉器を第１の２次側直流出力回路側に入となるよ
う状態を保持しておけば、スイッチングレギュレータと
して使用することもでき、幅広い用途を提供することが
できる。
【図１】充電器の一例を示す説明用回路図
【図２】第１発明における充電器の説明用回路図
【図３】パルス幅変調制御回路の一例を表す説明用回路
図
図
【図４】変圧器の一次側に入力される正弦波全波脈流波
形を示す説明図
形を示す説明図
【図５】三角波の発生態様を表す説明図
【図６】本発明におけるパルス幅変調制御の様子を表す
説明図
説明図
【図７】第２発明における充電器の説明用回路図
【図８】第２発明の一次側昇圧回路におけるスイッチン
グ手段の開閉状態に対応した電流路を表す説明図
グ手段の開閉状態に対応した電流路を表す説明図
【図９】第２発明の一次側昇圧回路による電圧波形の変
化を表す説明図で、（イ）は交流入力波形、（ロ）は昇
圧回路によって昇圧された仮定１次側波整流波形電圧で
ある
化を表す説明図で、（イ）は交流入力波形、（ロ）は昇
圧回路によって昇圧された仮定１次側波整流波形電圧で
ある
【図１０】第２発明における充電器の説明用回路図
【図１１】第２発明におけるスイッチング手段の別の実
施例を表す説明用回路図
施例を表す説明用回路図
【図１２】第２発明におけるスイッチング手段の別の実
施例を表す説明用回路図
施例を表す説明用回路図
１ 変圧器 ９１ 補助電圧形成回
路 ３ １次側巻線 ９３ スイッチングレ
ギュレータ用ＩＣ ５ １次側巻線の一端 ９５ フォトカプラ ７、９、２３、２５ 巻線 ９６ パルス出力用ラ
イン １１ １次側巻線の分点 ９７ 超高速コンパ
レータ １３、１６５ 整流回路 ９８、９９ 低電圧
入力用ライン １５ 平滑コンデンサー １０１ フォトトラ
ンジスタ １７ 第１の開閉器 １０３ トランジス
タ １９ チョッパ １０５ ベース電流
制限抵抗 ２１ １次側入力回路 １０７ ブリーダ抵
抗 ２７ ２次側巻線 １０９ 過電流検出
抵抗 ２９、４７ 整流用ダイオード １１１ 過電流検出
用ライン ３１、４９ 転流用ダイオード １１３、１１５ 過
電流検出用分圧抵抗 ３３、５１ 平滑コイル １１７ 制限分圧抵
抗 ３５、５３ 平滑コンデンサー １１９ 直流分カッ
トコンデンサ ３７ 外部蓄電池 １２１ 抵抗 ３９ 第１の２次側直流出力回路 １２３ コンデンサ ４１ １次側巻線の他端 １２５ 出力電圧検
出用抵抗 ４３ 直流入力回路 １２７ 分圧抵抗 ４５ 第２の開閉器 １２９ 抵抗 ５５ 第２の２次側直流出力回路 １３１ ツェナーダ
イオード ５７ パルス幅変調制御回路 １３３ バイパス路 ５９ コア １３５ インダクタ ６１ 絶縁結合手段 １３７ 昇圧回路 ６３ 出力電圧検出用抵抗 １３９ スイッチン
グ手段 ６５ 分圧抵抗 １４１ 電圧検出手
段 ６７ 商用電源 １４３ 第２のパル
ス幅変調制御回路 ６９ 高周波フィルター １４５ フィルムコ
ンデンサ ７１、７３、７５、７７ 出力端子１４７、１４９ 逆
流防止ダイオード ７９ 入力端子 １５１ ピーク電圧
両肩部 ８１ 電動機 １５２ ゲートアン
プ ８３ 車載弱電機器 １５３ ステップア
ップ用絶縁トランス ８５ 制御手段 １５５ ステップア
ップ用絶縁トランス ８７ 重畳三角波形成回路 １５７、１５９ ス
イッチ ８９ パルス幅変調制御回路 １５９、１６１ ス
イッチ
路 ３ １次側巻線 ９３ スイッチングレ
ギュレータ用ＩＣ ５ １次側巻線の一端 ９５ フォトカプラ ７、９、２３、２５ 巻線 ９６ パルス出力用ラ
イン １１ １次側巻線の分点 ９７ 超高速コンパ
レータ １３、１６５ 整流回路 ９８、９９ 低電圧
入力用ライン １５ 平滑コンデンサー １０１ フォトトラ
ンジスタ １７ 第１の開閉器 １０３ トランジス
タ １９ チョッパ １０５ ベース電流
制限抵抗 ２１ １次側入力回路 １０７ ブリーダ抵
抗 ２７ ２次側巻線 １０９ 過電流検出
抵抗 ２９、４７ 整流用ダイオード １１１ 過電流検出
用ライン ３１、４９ 転流用ダイオード １１３、１１５ 過
電流検出用分圧抵抗 ３３、５１ 平滑コイル １１７ 制限分圧抵
抗 ３５、５３ 平滑コンデンサー １１９ 直流分カッ
トコンデンサ ３７ 外部蓄電池 １２１ 抵抗 ３９ 第１の２次側直流出力回路 １２３ コンデンサ ４１ １次側巻線の他端 １２５ 出力電圧検
出用抵抗 ４３ 直流入力回路 １２７ 分圧抵抗 ４５ 第２の開閉器 １２９ 抵抗 ５５ 第２の２次側直流出力回路 １３１ ツェナーダ
イオード ５７ パルス幅変調制御回路 １３３ バイパス路 ５９ コア １３５ インダクタ ６１ 絶縁結合手段 １３７ 昇圧回路 ６３ 出力電圧検出用抵抗 １３９ スイッチン
グ手段 ６５ 分圧抵抗 １４１ 電圧検出手
段 ６７ 商用電源 １４３ 第２のパル
ス幅変調制御回路 ６９ 高周波フィルター １４５ フィルムコ
ンデンサ ７１、７３、７５、７７ 出力端子１４７、１４９ 逆
流防止ダイオード ７９ 入力端子 １５１ ピーク電圧
両肩部 ８１ 電動機 １５２ ゲートアン
プ ８３ 車載弱電機器 １５３ ステップア
ップ用絶縁トランス ８５ 制御手段 １５５ ステップア
ップ用絶縁トランス ８７ 重畳三角波形成回路 １５７、１５９ ス
イッチ ８９ パルス幅変調制御回路 １５９、１６１ ス
イッチ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) B60L 11/18 B60L 1/00 H02J 7/00 H02M 3/28
Claims (2)
- 【請求項１】変圧器の１次側巻線の一端と前記１次側巻
線を所定の巻数比で２分する分点との間に平滑回路を含
まない整流回路によって整流入力を供給するとともに、
前記整流入力を入断する第１の開閉器を設けて当該第１
の開閉器と前記１次側巻線の一端との間にチョッパを設
けた１次側入力回路と、 所定の巻数比を有する独立した２つの巻線からなる前記
変圧器の２次側巻線のうちの一方の２次側巻線に接続す
るとともに、平滑回路を介して外部蓄電池に直流出力を
供給する第１の２次側直流出力回路と、 前記第１の開閉器とチョッパとの間と、前記１次側巻線
の他端との間に、前記外部蓄電池からの直流電力を供給
する直流入力回路と、 外部蓄電池に対して前記第１の２次側直流出力回路と前
記直流入力回路とを接続切換するとともに、第１の開閉
器が入時に第１の２次側直流出力回路側に入となるよう
に第１の開閉器と連動させた第２の開閉器と、 前記変圧器の他方の２次側巻線に接続した平滑回路を有
する第２の２次側直流出力回路と、 前記チョッパのチョッピング周波数に同期する三角波電
圧または鋸刃状波電圧を形成し、この三角波電圧または
鋸刃状波電圧に第１の２次側直流出力回路の検出電圧を
重畳する重畳電圧形成回路と、 この重畳電圧形成回路で形成された重畳三角波または鋸
刃状波電圧が基準電圧を越えた時にパルス信号を出力す
るとともに、当該出力パルス信号に基づき、ラッチ特性
を利用してクロックパルスをレベルダウンして次のクロ
ックパルスの立ち上がりまで保持し、当該クロックパル
スをスイッチングパルス信号としてチョッパに出力する
制御手段と、 を備えた充電器。 - 【請求項２】変圧器の１次側巻線の一端と前記１次側巻
線を所定の巻数比で２分する分点との間に平滑回路を含
まない整流回路によって整流入力を供給するとともに、
前記整流入力を入断する第１の開閉器を設けて当該第１
の開閉器と前記１次側巻線の一端との間にはチョッパを
設け、一方前記１次側回路における整流回路と変圧器と
の間に、バイパス路とインダクタとを並列に配した昇圧
回路と、交流入力電圧波形に応じて前記インダクタに流
入する電流を制御するスイッチング手段とを設けた１次
側入力回路と、 所定の巻数比を有する独立した２つの巻線からなる前記
変圧器の２次側巻線のうちの一方の２次側巻線に接続す
るとともに、平滑回路を介して外部蓄電池に直流出力を
供給する第１の２次側直流出力回路と、 前記第１の開閉器とチョッパとの間と、前記１次側巻線
の他端との間に、前記外部蓄電池からの直流電力を供給
する直流入力回路と、 外部蓄電池に対して前記第１の２次側直流出力回路と前
記直流入力回路とを接続切換するとともに、第１の開閉
器が入時に第１の２次側直流出力回路側に入となるよう
に第１の開閉器と連動させた第２の開閉器と、 前記変圧器の他方の２次側巻線に接続した平滑回路を有
する第２の２次側直流出力回路と、 前記チョッパのチョッピング周波数に同期する三角波電
圧または鋸刃状波電圧を形成し、この三角波電圧または
鋸刃状波電圧に第１の２次側直流出力回路の検出電圧を
重畳する重畳電圧形成回路と、 この重畳電圧形成回路で形成された重畳三角波または鋸
刃状波電圧が基準電圧を越えた時にパルス信号を出力す
るとともに、当該出力パルス信号に基づき、ラッチ特性
を利用してクロックパルスをレベルダウンして次のクロ
ックパルスの立ち上がりまで保持し、当該クロックパル
スをスイッチングパルス信号としてチョッパに出力する
制御手段と、 を備えた充電器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6008651A JP2850742B2 (ja) | 1994-01-28 | 1994-01-28 | 充電器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6008651A JP2850742B2 (ja) | 1994-01-28 | 1994-01-28 | 充電器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07222306A JPH07222306A (ja) | 1995-08-18 |
| JP2850742B2 true JP2850742B2 (ja) | 1999-01-27 |
Family
ID=11698849
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6008651A Expired - Fee Related JP2850742B2 (ja) | 1994-01-28 | 1994-01-28 | 充電器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2850742B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JP5289489B2 (ja) * | 2011-03-17 | 2013-09-11 | 三菱電機株式会社 | 車両充電装置 |
| KR101634930B1 (ko) * | 2015-09-10 | 2016-07-08 | 주식회사 만도 | 마일드 하이브리드 장치 및 제어 방법 |
| CN108183537A (zh) * | 2018-01-18 | 2018-06-19 | 深圳市集芯源电子科技有限公司 | 大功率电动车电池充电器 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5818843B2 (ja) * | 1975-10-13 | 1983-04-15 | 株式会社東芝 | バツテリシヤヨウヘンカンソウチ |
| JP2850922B2 (ja) * | 1991-04-25 | 1999-01-27 | 株式会社デンソー | 電気自動車用ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JP2612220B2 (ja) * | 1991-07-17 | 1997-05-21 | 山洋電気株式会社 | 整流電源装置 |
-
1994
- 1994-01-28 JP JP6008651A patent/JP2850742B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07222306A (ja) | 1995-08-18 |
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