CN105981278A - 车载充电器、车载充电器的浪涌抑制方法 - Google Patents

车载充电器、车载充电器的浪涌抑制方法 Download PDF

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Abstract

绝缘DC/DC转换器(3)包括全桥式的开关电路，变压器(6)的一次绕组和谐振用电抗器(5)串联连接，各自的另一端连接至开关元件的中点，将第一和第二浪涌抑制用二极管(D5、D6)分别设置在谐振用电抗器(5)与变压器(6)的一次绕组的连接点同电容器(4)的正极侧和负极侧之间。利用上述结构，通过将由变压器(6)二次侧的整流用二极管(D1～D4)的恢复引起的谐振用电抗器(5)的浪涌能量经由浪涌抑制用二极管(D5、D6)释放，抑制施加在变压器上的浪涌电压。

Description

车载充电器、车载充电器的浪涌抑制方法
技术领域
本发明涉及用于对电池进行充电的车载充电器等，该电池向EV(电动汽车)/PHEV(插入式混合动力电动汽车)等的电动车辆用的电动机提供电力。
背景技术
作为电动车辆的类型，存在仅具有电动机作为驱动源的车辆、和具有电动机和发动机作为驱动源的混合动力车辆。无论哪种类型的电动车辆，为了向电动机提供电力，都具有作为蓄电设备的电池，在电池的剩余容量下降时，需要从外部对电池进行充电。此外，在具有电动机和发动机作为驱动源的混合动力车辆中，通常通过发动机驱动来对电池进行充电。但是，也存在通过从外部电源提供电力从而对电池进行充电，而不是发动机驱动。
在具有上述的电动机的电动车辆中，搭载将商用电源升压并转换成直流电的车载充电器，使得能使用家庭用的商用电源作为外部电源对电池进行充电。而且，近年来，EV/PHEV等的电动车辆已经普及，其结果是对于车载充电器，汽车制造商希望小型化、低成本化，用户希望充电高效化以缩短电池的充电时间。
此外，车载充电器经由公共电网从家庭用的商用电源对电动车辆内的电池进行充电，因此车辆和家庭环境能一体化。为此，随着电动车辆的普及，要求在电动车辆的EMC(electromagnetic compatibility：电磁兼容性)测试、和与公共电网相关的民用设备的EMC测试这两个环境下的可靠性以及品质保证。因而，在上述的情况下，车载充电器的EMC规范比一般的电器元件更严。
此处，车载充电器一般由AC/DC转换器和绝缘型DC/DC转换器(以下，称为绝缘DC/DC转换器)构成。此外，为了使车载充电器小型化、低成本化，必须使变压器、电抗器等磁性元器件小型化，并希望开关频率高频化。然而，伴随高频驱动，产生二极管的恢复损耗增大、浪涌电压增大等问题。特别是在车载充电器的情况下，高电压电池与绝缘DC/DC转换器的输出侧连接。因此，由于在变压器的二次侧产生的浪涌电压变高，因此有可能导致元件的耐压增加、损耗增加、以及EMC恶化。因而，要求抑制在绝缘DC/DC转换器的二次侧整流电路产生的浪涌电压。
因此，作为第一现有技术，已知有通过具备RCD缓冲电路来抑制浪涌电压的DC/DC转换器(例如，参照下述专利文献1)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2008－79403号公报
专利文献2：日本专利特开2000－16624号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
然而，在现有技术中存在下述那样的问题。
在上述专利文献1中记载的现有技术中，在用于车载充电器所具备的高电压、大功率输出的绝缘DC/DC转换器电路的情况下，由于RCD(residual current device－剩余电流保护器)缓冲电路所使用的缓冲电阻的损耗以及发热会增大，因此缓冲电阻自身的规格需要变大。在上述的情况下，由于缓冲电阻的尺寸大型化，因此存在成本变高的问题。此外，为了抑制缓冲电阻的发热，要求提高冷却能力，存在车载充电器的壳体自身的尺寸大型化的问题。因而，在要求尺寸的小型化以及功率转换效率的高效率化的车载充电器中，要避免使用RCD缓冲电路。
因此，近年来，开发了高耐压且散热性也较好而且恢复损耗较小的宽带隙的SiC肖特基势垒二极管，通过在绝缘DC/DC转换器的二次侧整流电路上使用SiC－SBD(肖特基势垒二极管)，二极管恢复所引起的浪涌电压也大幅减少，可实现不使用缓冲电路的转换器电路。这是因为SiC肖特基势垒二极管是单极元件，因此与以Si二极管－FRD(Fast RecoveryDiode－快恢复二极管)为代表的双极元件不同，没有少量载流子的蓄积，其结果二极管的反向恢复时间比FRD更快，并且没有温度依赖性。
然而，SiC二极管与一般的Si二极管相比价格更高，若整流电路全部使用SiC肖特基势垒二极管，则车载充电器自身的成本会大幅地增加。
本发明是为了解决上述的问题而完成的，其目的是获得一种通过不使用缓冲电阻就可实现且能抑制成本增加的电路结构来抑制二极管的恢复浪涌电压的车载充电器等。
解决技术问题的技术方案
本发明涉及一种利用从外部电源提供的交流电力对向车辆驱动用的电动机供电的电池进行充电的车载充电器，其特征在于，包括：AC/DC转换器，该AC/DC转换器用于输入所述交流电力；DC/DC转换器，该DC/DC转换器连接在所述AC/DC转换器和所述电池之间；以及控制部，该控制部对所述AC/DC转换器和DC/DC转换器进行控制，所述DC/DC转换器包括：具有一次绕组和二次绕组的变压器、与所述一次绕组串联连接的电抗器、第一浪涌抑制用二极管和第二浪涌抑制用二极管、由分别串联连接在所述DC/DC转换器的正侧输入端与负侧输入端间的2对开关元件构成的全桥式开关电路、连接在所述DC/DC转换器的正侧输入端与负侧输入端间的电容器、以及设置在所述二次绕组侧的整流电路和平滑电路，所述电抗器的不连接所述一次绕组的一端和所述一次绕组的不连接所述电抗器的一端分别连接在所述开关电路的2对开关元件的不同开关元件对的开关元件之间，所述第一浪涌抑制用二极管的阳极侧和所述第二浪涌抑制用二极管的阴极侧连接在所述电抗器和所述一次绕组的连接点上，所述第一浪涌抑制用二极管的阴极侧与所述DC/DC转换器的正侧输入端连接，所述第二浪涌抑制用二极管的阳极侧与所述DC/DC转换器的负侧输入端连接。
发明效果
在本发明中，通过在DC/DC转换器中设置利用浪涌抑制用二极管将二次侧的整流电路的整流用二极管的恢复电流所引起的浪涌的能量旁通至开关元件、电容器侧的路径，从而抑制浪涌电压施加到变压器上，在变压器的一次侧仅施加电容器的电压。结果，在变压器的二次侧不产生浪涌电压。其结果，能获得更低损耗且更高转换效率的、能简化冷却装置等的散热结构并能小型化的车载充电器。
附图说明
图1是本发明的实施方式1的车载充电器整体的概要结构图。
图2是表示本发明的实施方式1的绝缘DC/DC转换器的半导体开关元件的动作的图。
图3是表示本发明的实施方式1的绝缘DC/DC转换器在动作时的各电压电流波形的图。
图4是用于说明本发明的实施方式1的车载充电器的图，是使用全桥式结构的由半导体开关元件和二极管构成的一般的绝缘DC/DC转换器的车载充电器的电路图。
图5是示出了图4的各半导体开关元件导通/截止时的电流路径的图。
图6是示出了图5之后的电流路径的图。
图7是示出了图6之后的电流路径的图。
图8是示出了图7之后的电流路径的图。
图9是示出了图8之后的电流路径的图。
图10是示出了图4的整流用二极管的电流以及电压的随时间变化的图。
图11是示出了本发明的实施方式1的车载充电器的各半导体开关元件导通/截止时的电流路径的图。
图12是示出了本发明的实施方式1的车载充电器的整流用二极管的电流以及电压的随时间变化的图。
图13是本发明的实施方式2的车载充电器的电路部分的概要结构图。
图14是示出了本发明的实施方式2的绝缘DC/DC转换器的半导体开关元件的动作和各电压电流波形的图。
图15是示出了在本发明的实施方式2中图14的各半导体开关元件导通/截止时的电流路径的图。
图16是示出了图15之后的电流路径的图。
图17是示出了图16之后的电流路径的图。
图18是示出了图17之后的电流路径的图。
图19是示出了图18之后的电流路径的图。
图20是示出了图19之后的电流路径的图。
图21是示出了图20之后的电流路径的图。
图22是示出了图21之后的电流路径的图。
图23是示出了对于本发明的实施方式2的交流电源的交流电压利用AC/DC转换器进行整流后的波形和利用AC/DC转换器进行升压后的电容器的电压的图。
图24是示出了本发明的实施方式3的绝缘DC/DC转换器的半导体开关元件的动作和各电压电流波形的图。
图25是示出了在本发明的实施方式3中图24的各半导体开关元件导通/截止时的电流路径的图。
图26是示出了图25之后的电流路径的图。
图27是示出了图26之后的电流路径的图。
图28是示出了图27之后的电流路径的图。
图29是示出了图28之后的电流路径的图。
图30是示出了图29之后的电流路径的图。
图31是示出了图30之后的电流路径的图。
图32是示出了图31之后的电流路径的图。
图33是本发明的实施方式4的车载充电器的电路部分的概要结构图。
图34是本发明的实施方式4的车载充电器的开关模式切换判定部的动作流程图。
图35是本发明的实施方式5的车载充电器的电路部分的概要结构图。
图36是示出了本发明的实施方式5的各半导体开关元件导通/截止时的电流路径的图。
图37是示出了图36之后的电流路径的图。
图38是示出了图37之后的电流路径的图。
图39是示出了图38之后的电流路径的图。
图40是示出了图39之后的电流路径的图。
图41是示出了图40之后的电流路径的图。
图42是示出了图41之后的电流路径的图。
图43是示出了图42之后的电流路径的图。
具体实施方式
以下，对于本发明的车载充电器等根据优选的实施方式，使用附图进行说明。此外，在说明中，对于相同的或相当的部分标注相同的或相当的标号，并省略重复的说明。
实施方式1
图1是本发明的实施方式1的车载充电器整体的概要结构图。如图1所示，在车载充电器11的输入侧，连接作为外部电源(交流输入电源)的交流电源1(以下，仅称为交流电源1)。此外，在车载充电器11的输出侧，连接作为负载的高电压的电池10(以下，称为高电压电池10)。该高电压电池10向车辆驱动用的电动机提供所积蓄的电力。
车载充电器11包括将交流电压转换成直流电压的AC/DC转换器2和绝缘DC/DC转换器3，该绝缘DC/DC转换器3通过将AC/DC转换器2生成的直流电压升压，并将升压后的直流电压施加到高电压电池10上，从而向高电压电池10提供电力。此外，在AC/DC转换器2和绝缘DC/DC转换器3之间连接电容器4。
绝缘DC/DC转换器3包括：4个半导体开关元件Q1～Q4、2个浪涌抑制用二极管D5～D6、外置的谐振用电抗器5、绝缘变压器6、4个整流用二极管D1～D4、以及由平滑用电抗器7和平滑用电容器8构成的平滑电路9。
在电容器4的后级，连接4个半导体开关元件Q1～Q4，例如，能使用MOSFET作为这些半导体开关元件Q1～Q4。此外，半导体开关元件Q1、Q3的漏极与电容器4的正极侧连接，半导体开关元件Q2、Q4的源极与电容器4的负极侧连接。
绝缘变压器6的一次绕组的一端与谐振用电抗器5的一端连接，另一端连接至半导体开关元件Q3的源极与半导体开关元件Q4的漏极的连接点。此外，谐振用电抗器5的另一端连接至半导体开关元件Q1的源极与半导体开关元件Q2的漏极的连接点。
即，全桥式的开关电路Q1～Q4由分别串联连接在绝缘DC/DC转换器即电容器4的正侧输入端与负侧输入端之间的2对开关元件(Q1和Q2、Q3和Q4)构成。而且，电抗器5的未连接一次绕组的一端和一次绕组的未连接电抗器5的一端分别连接在开关电路Q1～Q4的2对开关元件(Q1和Q2、Q3和Q4)中不同的开关元件对的开关元件之间。
浪涌抑制用二极管D5的阳极侧连接至谐振用电抗器5和绝缘变压器6的连接点，浪涌抑制用二极管D5的阴极侧与电容器4的正极侧连接。，
而浪涌抑制用二极管D6的阴极侧连接至谐振用电抗器5和绝缘变压器6的连接点，浪涌抑制用二极管D6的阳极侧与电容器4的负极侧连接。
整流用二极管D1～D4以全桥式结构连接至绝缘变压器6的二次绕组。此外，对于整流用二极管D1～D4，使用廉价的Si(硅)半导体构成的二极管。此外，以下将由Si半导体构成的二极管称为Si二极管。由平滑用电抗器7和平滑用电容器8构成的平滑电路9连接至整流用二极管D1～D4的后级。
此处，若采用同步整流方式，则由于需要高耐压的半导体开关元件、驱动这些开关元件的驱动电路、以及电源，因此增加了成本。此外，若使用耐压高的二极管而不是Si二极管作为整流用二极管，则大幅地增加了成本。因而，在该实施方式1中，采用具有以全桥式结构连接的Si二极管的整流电路作为高电压的绝缘DC/DC转换器3的整流电路。
浪涌抑制用二极管D5～D6使用Si二极管的快恢复二极管(FRD)。这是因为在Si二极管中，恢复时间和Vf(二极管截止的正向电压)存在权衡关系，为了减轻导通损耗、提高效率，浪涌抑制用二极管D5～D6使用Vf较低的FRD。
此外，对高电压电池10进行充电的绝缘DC/DC转换器3是升压转换器，因此绝缘变压器6的绕组比(N1:N2)为1以上，即绝缘变压器6的二次绕组与一次绕组的匝数比为1以上。
而且车载充电器通过控制部11c来进行各种控制，包含表示车载充电器的电路部分的车载充电器11的AC/DC转换器2、绝缘DC/DC转换器3的开关控制等。
接着，对于绝缘DC/DC转换器3的基本动作参照图2以及图3进行说明。此外，在该实施方式1中举例示出的绝缘DC/DC转换器3是一般的全桥式结构的绝缘DC/DC转换器，采用的开关方式为硬开关方式。
图2是表示本发明的实施方式1的绝缘DC/DC转换器3的半导体开关元件的动作的图。图2中的Tdc表示开关周期，td表示死区时间。
如图2所示，半导体开关元件Q1、Q4导通的情况下，流过绝缘变压器6的一次绕组侧(一次侧)的电流按照电容器4→半导体开关元件Q1→谐振用电抗器5→绝缘变压器6(一次侧)→半导体开关元件Q4的顺序流过各路径。此外，绝缘变压器6将电力从一次侧传递至二次侧。接着，流过绝缘变压器6的二次绕组侧(二次侧)的电流按照绝缘变压器6(二次侧)→整流用二极管D1→平滑用电抗器7→高电压电池10→整流用二极管D4的顺序流过各路径。
相同地，在半导体开关元件Q2、Q3导通的情况下，流过绝缘变压器6的一次侧的电流按照电容器4→半导体开关元件Q3→绝缘变压器6→谐振用电抗器5→半导体开关元件Q2的顺序流过各路径。接着，流过绝缘变压器6的二次绕组侧的电流按照绝缘变压器6(二次侧)→整流用二极管D3→平滑用电抗器7→高电压电池10→整流用二极管D2的顺序流过各路径。
图3是表示本发明的实施方式1的绝缘DC/DC转换器3在动作时的各电压电流波形的图。此处，将图3中的符号如下进行定义。
Vtr1：绝缘变压器6的一次侧电压
Itr1：绝缘变压器6的一次侧电流
Vtr2：绝缘变压器6的二次侧电压
Itr2：绝缘变压器6的二次侧电流
Iout：流过平滑用电抗器7的电流
绝缘变压器的一次侧电流的峰值表示二极管的恢复引起的冲击电流。
此外，还如图2中所示，为了防止短路，因此设置死区时间td。此外，虽然谐振用电抗器5采用一般的电抗器，但是不限于此，还可以是例如图案和布线的电感分量。
接着，对于二极管的恢复引起的浪涌产生的机理参照图4～图10进行说明。图4是用于说明本发明的实施方式1的车载充电器11的图，是使用全桥式结构的由半导体开关元件和二极管构成的一般的绝缘DC/DC转换器的车载充电器的电路图。图5～9示出图4的各半导体开关元件Q1～Q4导通/截止时流过车载充电器的电路的电流路径的随时间变化。图10是示出图4的整流用二极管D3的电流ID3以及电压VD3的随时间变化的图。
在时刻t0，半导体开关元件Q2、Q3导通而半导体开关元件Q1、Q4截止时，流过绝缘变压器6的一次侧以及二次侧的各电流的路径为图5所示的路径。
在时刻t1，若半导体开关元件Q1～Q4全部截止，则绝缘变压器6的一次侧没有电流流过。而在绝缘变压器6的二次侧，通过平滑用电抗器7继续流过和之前(时刻t1以前)相同方向的电流。这是根据当线圈产生磁通变化时，在妨碍其磁通变化的方向上会产生磁通并且产生感应电动势的楞次定律，在半导体开关元件Q1～Q4全部截止的瞬间，平滑用电抗器7相当于恒流源。此外，由于半导体开关元件Q1～Q4全部截止，在绝缘变压器6的一次侧不产生电压，因此在绝缘变压器6的二次侧也不产生电压。因此，流过平滑用电抗器7的电流的路径成为如图6)所示的路径。
此外，如图10所示，在时刻t＝t1，整流用二极管D3的电流ID3(以下，仅称为电流ID3)的大小为IF，整流用二极管D3的电压VD3(以下，仅称为电压VD3)大小为VF。
在时刻t2，当半导体开关元件Q1、Q4成为导通时，在绝缘变压器6的一次侧产生电压，因此绝缘变压器6的二次侧也产生电压。然而，由于流过平滑用电抗器7的电流流过整流用二极管D1～D4(相当于图7中的虚线箭头)，因此绝缘变压器6的二次侧事实上被短路。在上述的情况下，流过绝缘变压器6的二次侧的电流的路径成为图7所示的实线箭头的路径。此外，在图7中，随着从时刻t2起时间的流逝，流过整流用二极管D1、D4的电流逐渐增加，另一方面流过整流用二极管D2、D3的电流减少。
此外，如图10所示，在时刻t2，与时刻t1相同地，电流ID3的大小为IF，电压VD3的大小为VF。
随着从时刻t2起时间的流逝，整流用二极管D2、D3的电流减少，在正向电流达到0A以下的瞬间，整流用二极管D2、D3中流过恢复电流(或者是反向恢复电流)。接着，流过整流用二极管D2、D3的恢复电流的路径成为图8所示的路径。此外，在整流用二极管D2、D3中，即使在提供正向偏置的导通状态下使偏置方向(极性)发生变化而被提供反向偏置，通过积蓄的载流子也有可能变成可通电的状态。
此外，如图10所示，随着从时刻t2起时间的流逝，电流ID3的大小从IF减小为0。在上述的情况下，由于恢复电流流过，因此随着从电流ID3的大小为0的时刻起时间的流逝，该大小从0开始增加，在时刻t3达到最大。而且，随着从时刻t2起时间的流逝，电压VD3的大小从VF开始减小，在时刻t3为0。
该恢复电流也流过绝缘变压器6的一次侧。此处，整流用二极管D2、D3在恢复动作过程中，随着积蓄的载流子减少，恢复电流逐渐减少，最终不再流过。然而，该恢复电流的减少率(＝di/dt)和谐振用电抗器5的电感分量(＝L)会导致产生浪涌电压VL(＝L×di/dt)。因此，绝缘变压器电压Vtr1除了电容器4的电压以外，还施加该浪涌电压VL。
Vdc：电容器4的电压
di/dt：整流用二极管恢复电流的减少率
di’/dt：流过绝缘变压器6的一次侧的整流用二极管恢复电流的减少率
N：绝缘变压器绕组比(N＝N2/N1)
L：谐振用电抗器5的电感分量
若如上述进行设定，则在发生恢复时绝缘变压器6的一次侧上施加的电压为：
Vtr1＝Vdc+L(di’/dt) (1)
因此，在绝缘变压器6的二次侧产生的电压为：
Vtr2＝N·Vtr1＝N·Vdc+N·L(di’/dt) (2)
此时，整流用二极管D2、D3的电压与绝缘变压器的二次侧电压相等，因此
VD2＝VD3＝Vtr2 (3)
在绝缘变压器6的一次侧电压Vtr1上施加谐振用电抗器5的电感分量所引起的浪涌电压VL和电容器4的电压Vdc之和的总和电压Vtr1(＝Vdc+VL)，在绝缘变压器6的二次侧电压Vtr2上产生将绝缘变压器的一次侧电压乘以N倍的电压。例如，在时刻t4，在整流用二极管D3的两端，如图9所示，产生将浪涌电压VL和电容器4的电压Vdc之和乘以N倍后的电压。由于谐振用电抗器5的电感分量与布线或者图案等的电感相比足够大，因此在该实施方式1中，浪涌电压VL的产生被作为是由谐振用电抗器5的电感分量引起的来进行处理。
此外，如图10所示，随着从时刻t3起时间的经过，电流ID3的大小逐渐减小，在时刻t4以后最终为0。而且，随着从时刻t3起时间的经过，电压VD3的大小从0开始增加，在时刻t4浪涌电压VL的大小达到最大，因此电压VD3的大小达到最大。而且，在时刻t4以后，电压VD3的大小逐渐减小，最终与电容器4的电压乘以N倍的电压相等。
如上所述，由于在高电压、高频驱动的绝缘DC/DC转换器3的整流用二极管D1～D4中产生过大的浪涌电压VL，因此一般需要抑制浪涌电压VL的电路。然而，如上所述，难以在车载充电器使用缓冲电路。
此处，若使用4个SiC肖特基势垒二极管作为整流用二极管D1～D4，则能实现大幅地减少由二极管恢复引起的浪涌电压的无缓冲电路的转换器电路。这是因为SiC肖特基势垒二极管是单极元件，与以Si二极管－FRD为代表的双极元件不同，没有少量载流子的蓄积，其结果是二极管的反向恢复时间比FRD更快，并且没有温度依赖性。
然而，SiC二极管与一般的Si二极管相比价格更高。因而，若使用4个SiC肖特基势垒二极管作为整流用二极管D1～D4，则产生了车载充电器自身的成本大幅地增加的问题。
因此，如之前的图1所示，在该实施方式1的车载充电器11的绝缘DC/DC转换器3中，通过使用与SiC二极管相比较为便宜的Si二极管作为整流用二极管D1～D4，在谐振用电抗器5和绝缘变压器6的连接部位设置浪涌抑制用二极管D5、D6，从而能发挥浪涌抑制效果。
接着，对于本发明的实施方式1的车载充电器11的绝缘DC/DC转换器3中抑制浪涌的机理，参照图11进行说明。图11是示出了该实施方式1的车载充电器11的各半导体开关元件Q1～Q4导通/截止时的电流路径的图。此外，图11(a)、图11(b)示出流过车载充电器的电路的电流路径的随时间变化。
图11(a)是图示了半导体开关元件Q1、Q4导通时的电流路径的图。如上述所说明的，半导体开关元件Q1、Q4导通，在整流用二极管D2、D3中流过恢复电流，在谐振用电抗器5上产生由该恢复电流的减少率(＝di/dt)和谐振用电抗器5的电感分量(＝L)引起的浪涌电压VL。但是，产生的浪涌电压VL超过浪涌抑制用二极管的Vf时，浪涌抑制用二极管D5导通。即，在谐振用电抗器5的浪涌电压VL>Vf的期间，始终存在流过谐振用电抗器5→浪涌抑制用二极管D5→半导体开关元件Q1的电流路径(图11(a)的箭头A1)。因此，由于在绝缘变压器6的一次侧电压仅施加电容器4的直流电压，因此在绝缘变压器6的二次侧电压不产生浪涌。
相同地，若此时半导体开关元件Q2、Q3导通，在谐振用电抗器5上产生浪涌电压，则浪涌抑制用二极管D6导通。即，在谐振用电抗器5的浪涌电压VL>Vf的期间，始终有沿着谐振用电抗器5→半导体开关元件Q2→浪涌抑制用二极管D6的路径(图11(b)的箭头A2)的电流流过。由于此时在绝缘变压器6的一次侧电压也仅施加电容器4的直流电压，因此绝缘变压器6的二次侧电压不产生浪涌。因而，如图12所示，整流用二极管D3的电流ID3、电压VD3获得用实线表示的随时间变化特性。
图12的箭头A的部分示出谐振用电抗器5的浪涌电压超过Vf时回流用二极管即浪涌抑制用二极管D6导通的位置。
根据上述内容，本发明的实施方式1所说明的搭载在电动车辆上的车载充电器是低成本且不需要特别的缓冲电路，并且能抑制由二极管的恢复引起的浪涌电压。在实施方式1中，虽然开关方式设为硬开关，但不限于此，也可以是软开关。
此外，绝缘DC/DC转换器3可以不是绝缘型转换器，只要是DC/DC转换器即可。因此，绝缘变压器6只要是变压器即可。此外，谐振用电抗器5在以下的实施方式的软开关的动作中成为谐振用的电抗器，只要是电抗器(线圈)即可(以下相同)。
实施方式2
以下，对于本发明的实施方式2的车载充电器进行说明。在实施方式1中，对开关方式为硬开关的情况进行了说明，但本发明的结构通过控制部11c进行软开关即移相控制，更能发挥效果。以下进行说明。图13是实施方式2的车载充电器的电路部分即车载充电器11的概要结构图。
电路结构虽然与实施方式1基本相同，但是在半导体开关元件Q1～Q4的漏极－源极间，连接谐振用的电容器(以下，称为谐振用电容器)C1～C4。
虽然谐振用电容器C1～C4是外置的电容器，但是不限于此，半导体开关元件的电容也可以是例如MOSFET的漏极－源极间电容。
对于具备上述的电路的车载充电器11的DCDC转换器的基本的动作，使用图14、图15～22进行说明。此处，作为移相控制，半导体开关元件Q3、Q4比半导体开关元件Q1、Q2先开始导通、截止(相位有提前)十分重要(参照图14)。
图14是示出本发明的实施方式2的绝缘DC/DC转换器的半导体开关元件的动作和各电压电流波形的图，图15～22是示出图14的各半导体开关元件导通/截止时的电流路径的图。
此外，图14中的斜箭头示出半导体开关元件间的相位的提前。此外，绝缘变压器的一次侧电流的峰值示出由二极管的恢复引起的冲击电流。
在时刻t＝t0，若半导体开关元件Q1导通(半导体开关元件Q4已经导通状态)，半导体开关元件Q1和Q4都导通，则流过绝缘变压器6的一次绕组侧的电流如图15所示，沿着电容器4→半导体开关元件Q1→谐振用电抗器5→绝缘变压器6→半导体开关元件Q4的路径流过(图15的箭头B1)。此外，由整流用二极管的恢复引起的在谐振用电抗器5中产生的浪涌电压在变得比Vf大的瞬间，浪涌抑制用二极管D5导通，沿着谐振用电抗器5→浪涌抑制用二极管D5→半导体开关元件Q1的路径有电流流过(图15的箭头A1：以下将其称为谐振用电抗器5的浪涌电流)。由此，由于施加在绝缘变压器6的电压仅是电容器4的电压，因此在绝缘变压器的二次侧不产生浪涌。
在时刻t＝t1，若半导体开关元件Q4截止，则谐振用电抗器5的浪涌电流、流过绝缘变压器6的一次侧的电流沿着图16所示的路径流过。此时，流过绝缘变压器6的一次侧绕组的电流对谐振用电容器C4进行充电，对谐振用电容器C3进行放电。被充电的谐振用电容器C4的电压变得比电容器4的两端的电压更大时，半导体开关元件Q3内部的体二极管导通。
在时刻t＝t2，若半导体开关元件Q3导通，则谐振用电抗器5的浪涌电流、流过绝缘变压器6的一次侧的电流沿着图17所示的路径流过。到刚才为止，由于电流流过半导体开关元件Q3的体二极管，因此在半导体开关元件Q3的两端施加的电压为0伏特，所以不产生开关损耗(0伏特开关)。
在时刻t＝t3，若半导体开关元件Q1截止，则谐振用电抗器5的浪涌电流、流过绝缘变压器6的一次侧的电流沿着图18所示的路径流过。此时，流过绝缘变压器6的一次侧绕组的电流和谐振用电抗器5的浪涌电流对谐振用电抗器C1进行充电，对谐振用电容器C2进行放电。被充电的谐振用电容器C1的电压变得比电容器4的两端的电压更大时，半导体开关元件Q2内部的体二极管导通。
在时刻t＝t4，若半导体开关元件Q2导通，则谐振用电抗器5的浪涌电流、流过绝缘变压器6的一次侧的电流沿着图19所示的路径流过。到刚才为止，由于电流流过半导体开关元件Q2的体二极管，因此在半导体开关元件Q2的两端施加的电压为0伏特，所以不产生开关损耗(0伏特开关)。此外，在谐振用电抗器5上产生的浪涌电压的方向发生变化，因此谐振用电抗器5的浪涌电流在浪涌电压变得比Vf更大的瞬间，浪涌抑制用二极管D6导通，电流沿着谐振用电抗器5→半导体开关元件Q2→浪涌抑制用二极管D6的路径流过。由此，由于施加在绝缘变压器6上的电压仅是电容器4的电压，因此在绝缘变压器的二次侧不产生浪涌。
在时刻t＝t5，若半导体开关元件Q3截止，则谐振用电抗器5的浪涌电流、流过绝缘变压器6的一次侧的电流沿着图20所示的路径流过。此时，流过绝缘变压器6的一次侧绕组的电流对谐振用电容器C3进行充电，对谐振用电容器C4进行放电。在被充电的谐振用电容器C3的电压变得比电容器4的两端的电压更大时，半导体开关元件Q4内部的体二极管导通。
在时刻t＝t6，若半导体开关元件Q4导通，则谐振用电抗器5的浪涌电流、流过绝缘变压器6的一次侧的电流沿着图21所示的路径流过。到刚才为止，由于电流流过半导体开关元件Q4的体二极管，因此在半导体开关元件Q4的两端施加的电压为0伏特，所以不产生开关损耗(0伏特开关)。
在时刻t＝t7，若半导体开关元件Q2截止，则谐振用电抗器5的浪涌电流、流过绝缘变压器6的一次侧的电流沿着图22所示的路径流过。此时，流过绝缘变压器6的一次侧绕组的电流和谐振用电抗器5的浪涌电流对谐振用电抗器C1进行放电，对谐振用电容器C2进行充电。在被充电的谐振用电容器C2的电压变得比电容器4的两端的电压更大时，半导体开关元件Q1内部的体二极管导通。时刻t＝t8以后与t＝t0相同，重复上述动作。
此处，对于图16、图20和图18、图2的死区期间中的电容器的充放电进行说明。图16、图20中由于到刚才为止一直在进行电力传输，因此在半导体开关元件刚截止后，绝缘变压器6也仍与二次侧耦合，直到绝缘变压器6的整流二极管D1～D4全部导通为止。因此，对谐振用电容器C3和C4进行充放电的能量较大，容易成立0伏特开关(以下、称为ZVS)。
另一方面，对于图18、图22，到刚才为止绝缘变压器6的整流二极管D1～D4全部导通，因此例如在图18中，半导体开关元件Q1截止，谐振用电容器C1和C2仅与谐振用电抗器5形成谐振电路。由此，对谐振用电容器C1和C2进行充放电的能量仅由谐振用电抗器5提供，因此若将谐振用电容器C1、C2的电容设为C、将谐振用电抗器5的电感分量设为L、将流过谐振用电抗器的电流设为I、将谐振用电容器的电压设为V，则除非下式成立，否则就不能对谐振用电容器C1和C2完全地充放电。
(1/2)·L·I2≧(1/2)·C·V2×2 (4)
在图16、图20中，上述式(4)的L还包括了平滑用电抗器7的电感分量。
因此，在图18、图22中为了使ZVS成立，需要满足式(4)的电感值、电流量，一般车载充电器11的充电功率较小(轻负载时)时，若谐振用电抗器的电感分量值较小，则ZVS不成立。
但是，在该实施方式2中，如上述说明，在图18、图22中，对谐振用电容器充放电的电流不仅是绝缘变压器6的一次侧电流，谐振用电抗器5的浪涌电流也能使用(因为上述式(4)的电流值I增加)。实际上，如图14的谐振用电抗器电流波形所示，流过谐振用电抗器5的电流成为维持绝缘变压器6的一次侧电流的峰值电流值(由整流用二极管的恢复引起的)的波形。该谐振用电抗器5的电流值和绝缘变压器6的一次侧电流值的差分流过浪涌抑制用二极管(D5或D6)。
即，通过采用该实施方式2的结构，不仅抑制产生在绝缘变压器6的二次侧的浪涌电压，在轻负载时ZVS也成立。此外，即使谐振用电抗器5的电感值较小，ZVS也容易成立，能有效地实现谐振用电抗5的小型化和削减成本。
而且，图23示出在该实施方式2的结构中对AC/DC转换器2的输出电压进行调整的情况下利用AC/DC转换器2对交流电源1的交流电压进行整流后的波形、以及利用AC/DC转换器2进行升压后的电容器4的电压。通常，车载充电器的控制部11c进行控制使得电容器4的电压相比于交流电压的峰值电压足够高(图23的线A)。这是因为，若电容器4的电压低于交流电压，则会有过大的电流从交流电源1流入电容器4，从而无法进行控制。但是，若电容器4的电压越高，则越需要对谐振用电容器充放电的能量，因此难以成立ZVS。因此，在该实施方式2中所述的车载充电器的控制部11c在ZVS难以成立的轻负载时，通过将通常被控制成相比于交流电压的峰值足够高的电容器4的电压值下降至可允许的范围(比交流电压的峰值更高的范围)(图23的线B)来提供高ZVS成立性，并提高车载充电器11的效率。这是因为上述式(4)的电容器电压V变小。
实施方式3
以下，对于本发明的实施方式3的车载充电器进行说明。在实施方式2中说明的车载充电器11抑制AC/DC转换器2输出的电容器4的电压的升压率，控制部11c通过移相控制来驱动绝缘DC/DC转换器，还使半导体开关元件Q3、Q4比半导体开关元件Q1、Q2先开始导通－截止(参照图14)，从而提高ZVS的成立性。但是，另一方面，由于有绝缘变压器6的一次侧电流和谐振用电抗器5的浪涌电流流过，因此流过谐振用电抗器5的电流较大(参照图14)，在半导体开关元件Q1、Q2也每隔半周期流过相同量的电流(参照图15～图22)，因此谐振用电抗器5、半导体开关元件Q1、Q2的导通损耗较大。因此，对高电压电池10进行充电的电流足够大时，绝缘变压器6的一次侧电流也变得较大，仅利用绝缘变压器6的一次侧电流来使ZVS成立时，半导体开关元件Q1、Q2的导通损耗会增加与谐振用电抗器5的浪涌电流相应的量。因此，作为解决上述问题的结构，对于利用控制部11c的控制通过移相控制来驱动绝缘DC/DC转换器3的半导体开关元件，通过使半导体开关元件Q1、Q2比半导体开关元件Q3、Q4先开始导通－截止来解决。实施方式3的车载充电器的电路部分即车载充电器11的概要结构图与实施方式2的情况相同，但控制不同。
对于具备上述的电路的车载充电器11的DCDC转换器的基本的动作，使用图24、图25～32进行说明。图24是示出本发明的实施方式3的绝缘DC/DC转换器的半导体开关元件的动作和各电压电流波形的图，图25～32是示出图24的各半导体开关元件导通/截止时的电流路径的图。此外，图24中的斜箭头示出半导体开关元件间的相位的提前。此外，绝缘变压器的一次侧电流的峰值示出由二极管的恢复引起的冲击电流。此处，作为移相控制，半导体开关元件Q1、Q2比半导体开关元件Q3、Q4先开始导通、截止(相位有提前)十分重要(参照图24)。
在时刻t＝t0，若半导体开关元件Q4导通(半导体开关元件Q1已经导通状态)，半导体开关元件Q1和Q4都导通，则流过绝缘变压器6的一次绕组侧的电流如图25所示，沿着电容器4→半导体开关元件Q1→谐振用电抗器5→绝缘变压器6→半导体开关元件Q4的路径流过(图25的箭头B1)。另一方面，由整流用二极管的恢复引起的在谐振用电抗器5上产生的浪涌电压在变得比Vf大的瞬间，浪涌抑制用二极管D5导通，电流沿着谐振用电抗器5→浪涌抑制用二极管D5→半导体开关元件Q1的路径流过(图25的箭头A1)。由此，由于施加在绝缘变压器6上的电压仅是电容器4的电压，因此在绝缘变压器的二次侧不产生浪涌。
在时刻t＝t1，若半导体开关元件Q1截止，则谐振用电抗器5的浪涌电流、流过绝缘变压器6的一次侧的电流沿着图26所示的路径流过。此时，流过绝缘变压器6的一次侧绕组的电流和谐振用电抗器5的浪涌电流对谐振用电抗器C1进行充电，对谐振用电容器C2进行放电。接着，被充电的谐振用电容器C1的电压变得比电容器4的两端的电压更大时，半导体开关元件Q2内部的体二极管导通，谐振用电抗器5的浪涌电流不通过谐振用电容器C1，而是流过电容器4→半导体开关元件Q2内部的体二极管的电流路径(图26的虚线箭头F1)。因此，在谐振用电抗器5、浪涌抑制用二极管D5上与电流反向地施加电容器4的电压，因此谐振用电抗器5的浪涌电流减少，浪涌抑制用二极管D5截止(此时的电流波形参照图24的谐振用电抗器电流波形、t1～t2)。
在时刻t＝t2，若半导体开关元件Q2导通，则流过绝缘变压器6的一次侧的电流沿着图27所示的路径流过。到刚才为止，由于电流流过半导体开关元件Q2的体二极管，因此在半导体开关元件Q2的两端施加的电压为0伏特，所以不产生开关损耗(0伏特开关)。
在时刻t＝t3，若半导体开关元件Q4截止，则流过绝缘变压器6的一次侧的电流沿着图28所示的路径流过。此时，流过绝缘变压器6的一次侧绕组的电流对谐振用电容器C4进行充电，对谐振用电容器C3进行放电。在被充电的谐振用电容器C4的电压变得比电容器4的两端的电压更大时，半导体开关元件Q3内部的体二极管导通，绝缘变压器6的一次侧电流不流过谐振用电容器C4，而流过半导体开关元件Q3的内部二极管(图28的虚线箭头F1)。
在时刻t＝t4，若半导体开关元件Q3导通，则谐振用电抗器5的浪涌电流、流过绝缘变压器6的一次侧的电流沿着图29所示的路径流过。到刚才为止，由于电流流过半导体开关元件Q3的体二极管，因此在半导体开关元件Q3的两端施加的电压为0伏特，所以不产生开关损耗(0伏特开关)。此外，在谐振用电抗器5产生的浪涌电压的方向发生变化，因此谐振用电抗器5的浪涌电流在浪涌电压变得比Vf更大的瞬间，浪涌抑制用二极管D6导通，电流沿着谐振用电抗器5→半导体开关元件Q2→浪涌抑制用二极管D6的路径流过。由此，由于施加在绝缘变压器6的电压仅是电容器4的电压，因此在绝缘变压器的二次侧不产生浪涌。
在时刻t＝t5，若半导体开关元件Q2截止，则谐振用电抗器5的浪涌电流、流过绝缘变压器6的一次侧的电流沿着图30所示的路径流过。此时，流过绝缘变压器6的一次侧绕组的电流对谐振用电容器C2进行充电，对谐振用电容器C1进行放电。在被充电的谐振用电容器C2的电压变得比电容器4的两端的电压更大时，半导体开关元件Q1内部的体二极管导通，谐振用电抗器5的浪涌电流不通过谐振用电容器C2，而是流过半导体开关元件Q1内部的体二极管→电容器4的电流路径(图30的虚线箭头F1)。因此，在谐振用电抗器5、浪涌抑制用二极管D6上与电流反向地施加电容器4的电压，因此谐振用电抗器5的浪涌电流减少，浪涌抑制用二极管D6截止。(此时的电流波形参照图24的谐振用电抗器电流波形、t5～t6)
在时刻t＝t6，若半导体开关元件Q1导通，则流过绝缘变压器6的一次侧的电流沿着图31所示的路径流过。到刚才为止，由于电流流过半导体开关元件Q1的体二极管，因此在半导体开关元件Q1的两端施加的电压为0伏特，所以不产生开关损耗。(0伏特开关)
在时刻t＝t7，若半导体开关元件Q3截止，则流过绝缘变压器6的一次侧的电流沿着图32所示的路径流过。此时，流过绝缘变压器6的一次侧绕组的电流对谐振用电容器C3进行充电，对谐振用电容器C4进行放电。在被充电的谐振用电容器C3的电压变得比电容器4的两端的电压更大时，半导体开关元件Q4内部的体二极管导通，绝缘变压器6的一次侧电流不流过谐振用电容器C3，而流过电容器4→半导体开关元件Q4的内部二极管(图32的虚线箭头F1)。时刻t＝t8以后与t＝t0相同，重复上述动作。
如上所述，可知在实施方式3说明的车载充电器11的绝缘DC/DC转换器3中，流过半导体开关元件(特别是Q1、Q2)的电流与实施方式2相比较少(参照图14、图24的谐振用电抗器电流波形、图17、图21和图27、图31的电流路径)，半导体开关元件的导通损耗变小。
实施方式4
以下，对于本发明的实施方式4的车载充电器进行说明。在上述实施方式2中说明的车载充电器11具有的效果如下：不仅抑制由整流用二极管D1～D4的恢复引起的浪涌，在轻负载时也可成立ZVS(ZVS成立范围扩大)，并且实现谐振用电抗器5小型化。另一方面，在实施方式3中说明的车载充电器11具有的效果如下：不仅抑制由整流用二极管D1～D4的恢复引起的浪涌，与实施方式2相比，还能抑制半导体开关元件Q1～Q4的导通损耗。如上所述，在轻负载时，通过设为在实施方式2说明的开关状态，从而可成立ZVS，提高车载充电器11的效率，并减轻由半导体开关元件的开关损耗降低引起的发热。另一方面，在高负载时(仅绝缘变压器6的一次侧电流也可实现ZVS)，通过设为在实施方式3说明的开关状态，从而降低半导体开关元件的导通损耗，提高车载充电器11的效率。在实施方式4中，车载充电器11的控制部11c包含切换开关模式的相位切换部(参照图34的流程图)，基于切换判定结果，进行绝缘DC/DC转换器3的开关模式的切换，根据充电状态可以选择最优的动作。
此处，作为移相控制，将半导体开关元件Q3、Q4比半导体开关元件Q1、Q2先开始导通、截止的实施方式2的开关模式称为开关模式1。将半导体开关元件Q1、Q2比半导体开关元件Q3、Q4先开始导通、截止的实施方式3的开关模式称为开关模式2。
在图33中示出实施方式4的表示车载充电器的电路部分的车载充电器11。车载充电器11具备获得对电容器4的电压值的电容器电压传感器20(电压检测部)和获得对高电压电池进行充电的电流值的电池电流传感器21(电流检测部)。
图34是示出车载充电器11的控制部11c的开关模式切换判定部的动作的流程图。车载充电器11的控制部11c首先在步骤S10，从电压传感器20获得电容器4的电压值(Vc)，在步骤S20从电池电流传感器21获得高电压电池10的电池电流值(Iout)。
接着，在步骤S30，判定电容器4的电压值Vc小于预先设定的规定的阈值Vth，并且电池电流值Iout大于预先设定的规定的阈值Ith。在步骤S30，判定为是(Yes)时，控制部在步骤S40选择实施方式3的开关模式2。另一方面，在步骤S30，不满足上述2个条件(No)时，在步骤S50选择实施方式2的开关模式1。
此外，关于上述电容器电压的检测，基本上只要了解高电压电池10的电压的状态即可，也可以设置直接检测高电压电池10的电压的电池电压传感器23(电压检测部)代替电容器电压传感器20，并基于电池电压进行相同的判定(但是设定的阈值不同)。
此外，除上述以外，作为失效保护结构，上述实施方式4的车载充电器11也可以包括获得绝缘DC/DC转换器3的半导体开关元件Q1～Q2的温度的温度传感器22a、22b(温度检测部)，温度值超过预先设定的规定的阈值时，车载充电器11的控制部11c选择开关模式2，从而减少半导体开关元件的导通损耗。若温度值在上述阈值以下，则控制部11c选择开关模式1。
实施方式5
以下，对于本发明的实施方式5的车载充电器进行说明。图35是本发明的实施方式5的车载充电器的电路部分即车载充电器11的概要结构图。如图35所示，实施方式5的车载充电器11的绝缘DC/DC转换器3中，谐振用电抗器5一分为二(以下，称为谐振用电抗器5a、5b)，分别将一端与绝缘变压器6的一次侧绕组连接，另一端与各半导体开关元件Q1～Q4的中点连接。
浪涌抑制用二极管D5a的阳极侧连接至谐振用电抗器5a和绝缘变压器6的连接点，浪涌抑制用二极管D5a的阴极侧与电容器4的正极侧连接。另一方面，浪涌抑制用二极管D6a的阴极侧连接至谐振用电抗器5a和绝缘变压器6的连接点，浪涌抑制用二极管D6a的阳极侧与电容器4的负极侧连接。
此外，浪涌抑制用二极管D5b的阳极侧连接至谐振用电抗器5b和绝缘变压器6的连接点，浪涌抑制用二极管D5b的阴极侧与电容器4的正极侧连接。另一方面，浪涌抑制用二极管D6b的阴极侧连接至谐振用电抗器5b和绝缘变压器6的连接点，浪涌用抑制二极管D6b的阳极侧与电容器4的负极侧连接。
与上述实施方式1、2相比，在该实施方式5说明的车载充电器11的绝缘DC/DC转换器3中，通过对谐振用电抗器5a、5b进行分割(电感值也分割)，从而能分散由整流用二极管D1～D4的恢复引起的浪涌能量，通过在各谐振用电抗器5a、5b分别设置浪涌抑制用二极管D5a、D5b、D6a、D6b，从而将谐振用电抗器5a、5b的浪涌电流不仅旁通至半导体开关元件Q1、Q2，还旁通至半导体开关元件Q3、Q4，从而还能分散半导体开关元件的导通损耗。即，在实施方式5说明的车载充电器11不仅抑制绝缘DC/DC转换器3的浪涌电压，还能期待半导体开关元件的发热降低效果。
对于具备上述的电路的车载充电器11的DCDC转换器的基本的动作，使用图36～43进行说明。图36～43是示出本发明的实施方式5的各半导体开关元件导通/截止时的电流路径的图。此处，绝缘DC/DC转换器3的各半导体开关元件的驱动方法设为移相控制。再者，与上述实施方式2、3不同的是，对于半导体开关元件Q1、Q2和半导体开关元件Q3、Q4的导通－截止的定时，哪个在先哪个在后都没有关系。此处，为了便于说明，图36～图43说明与图14相同的开关定时。
在时刻t＝t0，若半导体开关元件Q1导通(半导体开关元件Q4已经导通)，半导体开关元件Q1和Q4都导通，则流过绝缘变压器6的一次绕组侧的电流如图36所示，沿着电容器4→半导体开关元件Q1→谐振用电抗器5a→绝缘变压器6→谐振用电抗器5b→半导体开关元件Q4的路径流过(图36的箭头B1)。接着，由整流用二极管D1～D4的恢复引起的在谐振用电抗器5a产生的浪涌电压在变得比Vf大的瞬间，浪涌抑制用二极管D5a导通，电流沿着谐振用电抗器5a→浪涌抑制用二极管D5a→半导体开关元件Q1的路径流过(图36的箭头A1)。此外，相同地由整流用二极管的恢复引起的在谐振用电抗器5b产生的浪涌电压在变得比Vf大的瞬间，浪涌抑制用二极管D6b导通，电流沿着谐振用电抗器5b→半导体开关元件Q4→浪涌抑制用二极管D6b的路径流过(图36的箭头A2)。由此，由于施加在绝缘变压器6的电压仅是电容器4的电压，因此在绝缘变压器的二次侧不产生浪涌。
在时刻t＝t1，若半导体开关元件Q4截止，则谐振用电抗器5a的浪涌电流、谐振用电抗器5b的浪涌电流、流过绝缘变压器6的一次侧的电流沿着图37所示的路径流过。此时，流过绝缘变压器6的一次侧绕组的电流和谐振用电抗器5b的浪涌电流对谐振用电抗器C4进行充电，对谐振用电容器C3进行放电。另一方面，由于半导体开关元件Q1导通，因此谐振用电抗器5a的浪涌电流保持图36的状态。接着，被充电的谐振用电容器C4的电压变得比电容器4的两端的电压更大时，半导体开关元件Q3内部的体二极管导通，谐振用电抗器5b的浪涌电流不通过谐振用电容器C4，而是流过半导体开关元件Q3内部的体二极管→电容器4的电流路径(图37的虚线箭头F1)。因此，在谐振用电抗器5b、浪涌抑制用二极管D6b上与电流反向地施加电容器4的电压，因此谐振用电抗器5b的浪涌电流减少，浪涌抑制用二极管D6b截止。
在时刻t＝t2，若半导体开关元件Q3导通，则谐振用电抗器5a的浪涌电流、流过绝缘变压器6的一次侧的电流沿着图38所示的路径流过。到刚才为止，由于电流流过半导体开关元件Q3的体二极管，因此在半导体开关元件Q3的两端施加的电压为0伏特，所以不产生开关损耗(0伏特开关)。
在时刻t＝t3，若半导体开关元件Q1截止，则谐振用电抗器5a的浪涌电流、流过绝缘变压器6的一次侧的电流沿着图39所示的路径流过。此时，流过绝缘变压器6的一次侧绕组的电流对谐振用电容器C1进行充电，对谐振用电容器C2进行放电。在被充电的谐振用电容器C1的电压变得比电容器4的两端的电压更大时，半导体开关元件Q2内部的体二极管导通，绝缘变压器6的一次侧电流不流过谐振用电容器C1，而流过电容器4→半导体开关元件Q2的内部二极管(图39的虚线箭头F2)。此外，谐振用电抗器5a的浪涌电流也相同地不流过谐振用电容器C1，而流过电容器4→半导体开关元件Q2的内部二极管(图39的虚线箭头F1)。
在时刻t＝t4，若半导体开关元件Q2导通，半导体开关元件Q2和Q3都导通，则谐振用电抗器5a的浪涌电流、谐振用电抗器5b的浪涌电流、流过绝缘变压器6的一次侧的电流沿着图40所示的路径流过。到刚才为止，由于电流流过半导体开关元件Q2的体二极管，因此在半导体开关元件Q2的两端施加的电压为0伏特，所以不产生开关损耗(0伏特开关)。
此外，在谐振用电抗器5a、5b产生的浪涌电压的方向发生变化，因此谐振用电抗器5a、5b的浪涌电流分别在浪涌电压变得比Vf更大时，浪涌抑制用二极管D6a、D6b导通，谐振用电抗器5a的浪涌电流沿着谐振用电抗器5a→半导体开关元件Q2→浪涌抑制用二极管D6a的路径流过(图40的箭头A2)。此外，在谐振用电抗器5b的浪涌电流沿着谐振用电抗器5b→浪涌抑制用二极管D5b→半导体开关元件Q3的路径流过(图40的箭头A1)。由此，由于施加在绝缘变压器6的电压仅是电容器4的电压，因此在绝缘变压器的二次侧不产生浪涌。
在时刻t＝t5，若半导体开关元件Q3截止，则谐振用电抗器5a的浪涌电流、谐振用电抗器5b的浪涌电流、流过绝缘变压器6的一次侧的电流沿着图41所示的路径流过。此时，流过绝缘变压器6的一次侧绕组的电流和谐振用电抗器5b的浪涌电流对谐振用电抗器C3进行充电，对谐振用电容器C4进行放电。另一方面，由于半导体开关元件Q2导通，因此谐振用电抗器5a的浪涌电流保持图40的状态。
被充电的谐振用电容器C3的电压变得比电容器4的两端的电压更大时，半导体开关元件Q4内部的体二极管导通，谐振用电抗器5b的浪涌电流不通过谐振用电容器C3，而是流过电容器4→半导体开关元件Q1内部的体二极管的电流路径(图41的虚线箭头F1)。因此，在谐振用电抗器5b、浪涌抑制用二极管D5b上与电流反向地施加电容器4的电压，因此谐振用电抗器5b的浪涌电流减少，浪涌抑制用二极管D5b截止。
在时刻t＝t6，若半导体开关元件Q4导通，则谐振用电抗器5a的浪涌电流、流过绝缘变压器6的一次侧的电流沿着图42所示的路径流过。到刚才为止，由于电流流过半导体开关元件Q4的体二极管，因此在半导体开关元件Q1的两端施加的电压为0伏特，所以不产生开关损耗。(0伏特开关)
在时刻t＝t7，若半导体开关元件Q2截止，则谐振用电抗器5a的浪涌电流、流过绝缘变压器6的一次侧的电流沿着图43所示的路径流过。此时，谐振用电抗器5a的浪涌电流、流过绝缘变压器6的一次侧绕组的电流对谐振用电容器C2进行充电，对谐振用电容器C1进行放电。在被充电的谐振用电容器C2的电压变得比电容器4的两端的电压更大时，半导体开关元件Q1内部的体二极管导通。
谐振用电抗器5a的浪涌电流不流过谐振用电容器C2，而流过半导体开关元件Q1的内部二极管→电容器4(图43的虚线箭头F1)。
此外，绝缘变压器6的一次侧电流也相同地不流过谐振用电容器C2，而流过半导体开关元件Q1的内部二极管→电容器4(图43的虚线箭头F2)。时刻t＝t8以后与t＝t0相同，重复上述动作。
如上所述，在实施方式5说明的车载充电器11的绝缘DC/DC转换器3中，能将谐振用电抗器5a、5b的浪涌电流分散至各半导体开关元件Q1～Q4，因此也能抑制各半导体各开关元件Q1～Q4的导通损耗，并且抑制半导体开关元件局部地发热。
由于上述原因，换言之，本发明的上述各实施方式说明的车载充电器的绝缘DC/DC转换器3无论采用哪种驱动方式(硬开关、软开关)，都能抑制由整流用二极管的恢复产生的谐振用电抗器的浪涌电压。此外，通过移相控制，也能起到提高ZVS的成立性的效果。
此外，在本发明的上述各实施方式说明的半导体开关元件虽然是以在元件内部存在二极管(体二极管)的前提进行了说明，但不限于此。例如，也可以是如下结构：在半导体开关元件使用没有体二极管的IGBT，而在外部连接二极管。
本发明不限定于上述各实施方式，还包括它们的全部可能的组合。
工业上的实用性
本发明的车载充电器可适用于各种电动车辆等。
标号说明
1 交流电源，
2 AC/DC转换器，
3 (绝缘)DC/DC转换器，
4 电容器，
5、5a、5b (谐振用)电抗器，
6 (绝缘)变压器，
7 平滑用电抗器，
8 平滑用电容器，
9 平滑电路，
10 高电压电池，
11 车载充电器，
11c 控制部，
20 电容器电压传感器(电压检测部)，
21 电池电流传感器(电流检测部)，
22a、22b 温度传感器(温度检测部)，
23 电池电压传感器(电压检测部)，
C1～C4 谐振用电容器，
D1～D4 整流二极管，
D5、D5a、D5b、D6、D6a、D6b 浪涌抑制用二极管，
Q1～Q4 半导体开关元件。

Claims (13)

1.一种车载充电器，利用从外部电源提供的交流电力对向车辆驱动用的电动机供电的电池进行充电，其特征在于，包括：
AC/DC转换器，该AC/DC转换器用于输入所述交流电力；
DC/DC转换器，该DC/DC转换器连接在所述AC/DC转换器和所述电池之间；以及
控制部，该控制部对所述AC/DC转换器和DC/DC转换器进行控制；
所述DC/DC转换器包括：
具有一次绕组和二次绕组的变压器、
与所述一次绕组串联连接的电抗器、
第一浪涌抑制用二极管和第二浪涌抑制用二极管、
由分别串联连接在所述DC/DC转换器的正侧输入端与负侧输入端间的2对开关元件构成的全桥式的开关电路、
连接在所述DC/DC转换器的正侧输入端与负侧输入端间的电容器、以及
设置在所述二次绕组侧的整流电路和平滑电路，
所述电抗器的不连接所述一次绕组的一端和所述一次绕组的不连接所述电抗器的一端分别连接在所述开关电路的2对开关元件的不同开关元件对的开关元件之间，
所述第一浪涌抑制用二极管的阳极侧和所述第二浪涌抑制用二极管的阴极侧连接至所述电抗器和所述一次绕组的连接点，所述第一浪涌抑制用二极管的阴极侧与所述DC/DC转换器的正侧输入端连接，所述第二浪涌抑制用二极管的阳极侧与所述DC/DC转换器的负侧输入端连接。
2.如权利要求1所述的车载充电器，其特征在于，
所述DC/DC转换器利用所述控制部以移相控制方式进行驱动。
3.如权利要求1所述的车载充电器，其特征在于，
在所述变压器中，所述二次绕组相对于所述一次绕组的匝数比为1以上。
4.如权利要求1至3中任意一项所述的车载充电器，其特征在于，
所述控制部根据利用所述AC/DC转换器进行整流后获得的交流电压，降低所述DC/DC转换器生成的直流电压。
5.如权利要求1至4中任意一项所述的车载充电器，其特征在于，
所述控制部进行开关控制，以使所述一次绕组的不与所述电抗器连接的一端所连接的所述各开关元件的第一开关相位比所述电抗器的不与所述一次绕组连接的一端所连接的所述各开关元件的第二开关相位提前。
6.如权利要求1至4中任意一项所述的车载充电器，其特征在于，
所述控制部进行开关控制，以使所述电抗器的不与所述一次绕组连接的一端所连接的所述各开关元件的第二开关相位比所述一次绕组的不与所述电抗器连接的一端所连接的所述各开关元件的第一开关相位提前。
7.如权利要求5或6所述的车载充电器，其特征在于，
所述控制部基于所述DC/DC转换器的所述开关元件的温度或者与向所述电池充电的充电电流以及所述电池的电压有关的值，对所述第一开关相位和所述第二开关相位的关系进行控制。
8.如权利要求7所述的车载充电器，其特征在于，
包括对所述DC/DC转换器的所述开关元件的温度进行检测的温度检测部，
所述控制部以如下方式进行控制：当利用所述温度检测部测定的温度超过预先设定的规定值时，使所述第二开关元件相位比所述第一开关元件相位提前，当所述温度值在所述规定值以下时，使所述第一开关元件相位比所述第二开关元件相位提前。
9.如权利要求7所述的车载充电器，其特征在于，包括：
对向所述电池充电的充电电流值进行检测的电流检测部、以及
对与所述电池的电压有关的电压进行检测的电压检测部，
所述控制部以如下方式进行控制：当与所述电池的电压有关的电压小于预先设定的规定值并且向所述电池充电的充电电流超过预先设定的规定值时，使所述第二开关元件相位比所述第一开关相位提前，除此以外的情况时，使所述第一开关元件相位比所述第二开关元件相位提前。
10.如权利要求1至9中任意一项所述的车载充电器，其特征在于，
所述第一浪涌抑制用二极管和所述第二浪涌抑制用二极管由Si半导体构成。
11.如权利要求1至10中任意一项所述的车载充电器，其特征在于，
所述变压器由绝缘变压器构成，所述DC/DC转换器构成绝缘DC/DC转换器。
12.一种车载充电器，利用从外部电源提供的交流电力对向车辆驱动用的电动机供电的电池进行充电，其特征在于，包括：
AC/DC转换器，该AC/DC转换器用于输入所述交流电力；
DC/DC转换器，该DC/DC转换器连接在所述AC/DC转换器和所述电池之间；以及
控制部，该控制部对所述AC/DC转换器和DC/DC转换器进行控制；
所述DC/DC转换器包括：
具有一次绕组和二次绕组的变压器、
分别与所述一次绕组串联连接的第一电抗器和第二电抗器、
第一至第四浪涌抑制用二极管、
由分别串联连接在所述DC/DC转换器的正侧输入端与负侧输入端间的2对开关元件构成的全桥式的开关电路、
连接在所述DC/DC转换器的正侧输入端与负侧输入端间的电容器、以及
设置在所述二次绕组侧的整流电路和平滑电路，
所述第一电抗器连接至所述一次绕组的一端，所述第二电抗器连接至所述一次绕组的另一端，
所述第一电抗器的不与所述一次绕组连接的一端和所述第二电抗器的不与所述一次绕组连接的一端分别连接在所述开关电路的2对开关元件的不同开关元件对的开关元件之间，
所述第一浪涌抑制用二极管的阳极侧和所述第二浪涌抑制用二极管的阴极侧连接至所述第一电抗器和所述一次绕组的连接点，所述第一浪涌抑制用二极管的阴极侧与所述DC/DC转换器的正侧输入端连接，所述第二浪涌抑制用二极管的阳极侧与所述DC/DC转换器的负侧输入端连接，
所述第三浪涌抑制用二极管的阳极侧和所述第四浪涌抑制用二极管的阴极侧连接至所述第二电抗器和所述一次绕组的连接点，所述第三浪涌抑制用二极管的阴极侧与所述DC/DC转换器的正侧输入端连接，所述第四浪涌抑制用二极管的阳极侧与所述DC/DC转换器的负侧输入端连接。
13.一种车载充电器的浪涌抑制方法，该车载充电器利用来自外部电源的交流电力对车载电池进行充电，并且具备AC/DC转换器和DC/DC转换器，其特征在于，
所述DC/DC转换器在变压器的一次绕组侧包括：电抗器、连接在所述DC/DC转换器的正侧输入端与负侧输入端间并且与所述电抗器和所述一次绕组连接的开关电路、以及连接在所述DC/DC转换器的正侧输入端与负侧输入端间的电容器，在所述二次绕组侧包括整流电路和平滑电路，
在所述电抗器和所述一次绕组的连接点同所述DC/DC转换器的正侧输入端以及负侧输入端之间分别连接浪涌抑制用二极管，将由所述变压器的二次侧的所述整流电路的整流用二极管的恢复电流引起的浪涌的能量旁通至所述开关电路和所述电容器侧。
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