CN202167993U - 具有无损缓冲电路的移相全桥开关电源变换器 - Google Patents

Abstract

一种具有无损缓冲电路的移相全桥开关电源变换器。该开关电源变换器以全桥变换器作为主电路拓扑、以数字控制器DSP作为主控芯片、以移相控制方式作为控制方案，主要是由输入整流滤波电路、输出整流滤波电路、全桥变换器主电路、控制电路、驱动电路、输出电流信号检测电路、输出电压信号检测电路和保护电路组成。在主电路变压器的副边加入无损缓冲电路，使得该变换器具有软开关负载范围大，副边整流二极管反向电压小等优点。控制电路采用数字控制技术，主要用于给主电路四个功率开关管提供PWM信号，使其实现零电压导通和关断，并且实现了电压、电流双闭环控制，提高了变换器的动态性能和稳态性能。有利于降低生产成本，具有重大的生产实践意义。

Description

具有无损缓冲电路的移相全桥开关电源变换器

技术领域

本实用新型涉及电力电子技术以及数字控制技术领域，特别是使用DSP数字控制器，使得开关电源的高频化和数字化相结合，能够取得较好的实际效果。

背景技术

开关电源由于其高功率密度、高效率等优点，目前已经广泛应用在计算机、电视机、通信设备、控制装置等设备之中。开关电源的核心是DC-DC变换器，全桥变换器拓扑是国内外DC-DC变换器电路中最常用的电路拓扑之一，在中大功率应用场合更是首选拓扑，得到了广泛的研究与应用。全桥变换器主要由全桥逆变器和输出整流滤波电路构成，具有功率开关器件电压、电流额定值较小，功率变压器利用率较高等明显优点。

传统的PWM全桥变换器，由于工作在硬开关状态，因而影响了效率的提高，从而制约了变换器的功率密度的提高、单位输出功率的体积和重量的减少。为此，人们提出了软开关技术来解决以上的问题。软开关技术使电路主开关在零电压或(和)零电流时开关动作，解决了硬开关状态下的问题。目前，软开关技术出现了两种发展方向：一个发展方向是附加开关或改变主电路拓扑等形式，一般在换流器电路中都需要某种形式的L-C谐振电路，因此，称之为谐振换流器。另一个发展方向是无损(低损)缓冲吸收电路。缓冲吸收电路，是最早的开关工作条件改善技术，其基本原理是在主开关所在功率回路上，以一容性支路与之并联，以一感性元件与之串联，利用电容两端电压和电感中电流不能突变的特性，在主管开关期间避免它同时承受高电压大电流，实现开关工况的软化。

开关电源变换器的控制方式有双极性控制方式、有限双极性控制方式和移相控制方式三种。其中以移相控制方式为好，负载性质不会导致输出电压波形畸变，在全桥软开关变换器中得到了广泛应用。而将移相技术和软开关技术完美结合的移相全桥ZVS-PWM变换器，以恒定频率PWM方式工作，在功率器件开关过程中谐振，使其工作在软开关状态，兼顾了PWM变换器和谐振变换器的优点，实现了功率管的ZVS(Zero-VoltageSwitch)工作方式，开关频率恒定。

目前，开关电源的控制基本以模拟控制为主要的控制模式，然而，模拟控制有很多的缺点，如工作电漂移，不易升级，控制不精确等。随着数字信号处理器DSP的出现，为开关电源的控制开辟了数字化的平台，随着它的性价比的不断提高，开关电源的数字化已成为一个主要的发展趋势。

软开关、高频化、数字化、高效率是开关电源发展的重要方向，同时也是开关电源研究的重要内容。

发明内容

本实用新型目的是克服现有技术存在的上述不足，提出一种具有无损缓冲电路的移相全桥开关电源变换器。针对全桥拓扑的特点，采用移相全桥ZVS软开关技术，成功实现了变换器的ZVS开关，大大降低变换器的开关损耗，提高了变换器的效率和功率密度。

本实用新型将移相技术以及软开关技术相结合，提出了具有无损缓冲电路的ZVS DC-DC变换器，并对变换器的驱动电路、保护电路、控制电路的设计和一些器件参数的计算进行了比较详细的分析。

本实用新型提供的具有无损缓冲电路的移相全桥开关电源变换器，主要由输入整流滤波电路、全桥变换器主电路、控制电路、驱动电路、输出电流信号检测电路、输出电压信号检测电路和保护电路组成；全桥变换器主电路由依次连接的逆变电路、变压器和输出整流滤波电路组成，其中，输入整流滤波电路连接全桥变换器主电路中的逆变电路，全桥变换器主电路中的输出整流滤波电路连接负载，同时全桥变换器主电路中的输出整流滤波电路经电流信号检测电路连接到控制电路TMS320F240，负载经电压信号检测电路连接控制电路TMS320F240，控制电路依次连接驱动电路和全桥变换器主电路中的逆变电路；同时，负载经过流信号检测电路连接保护电路，输入整流滤波电路经过压信号检测电路连接保护电路，保护电路连接驱动电路和控制电路TMS320F240中的PWM发生器。

输入整流滤波电路将交流输入变为直流电输入到全桥变换器中，全桥变换器将直流电变为脉冲状的交流电加到输出整流电路上，经过输出整流电路的二极管进行二次整流与电容平滑后变为直流输出，该直流输出的一部分经电流信号检测输入到TMS320F240，一部分通过负载经电压信号检测将检测到的输出电压信号送到TMS320F240的AD转换器进行数模转换，与参考值进行比较，将偏差进行PI运算输出后，与电流信号采样的值进行比较，产生的偏差值进行PI运算后，控制移相角，使DSP的事件管理器控制产生两对合适的互补PWM波形，并送到驱动电路，来控制主电路开关管的开通与关断，使变换器正常工作。检测到的输入过压和输出过流信号送到保护电路，保护电路作出判断后，如果系统工作不正常，将同时封锁DSP和驱动电路，停止脉冲信号输出，使变换器得到保护。

全桥变换器主电路设计主要包括高频变压器设计以及功率开关管和副边整流二极管的选择(参见图2)。高频变压器是开关电源的核心部件，是实现能量(功率)转换传输的主要器件，同时，该器件又是开关电源体积和重量的主要占有者和发热源。因此，要实现开关电源的小型轻量化，平面智能化和高可靠性的目标，关键在于高频变压器的设计。对于功率开关管的选择，本实用新型选用IGBT。IGBT是由GTR和MOSFET组成的复合全控型电压驱动式的电力电子器件，集GTR通态压降小、载流密度大、耐压高和MOSFET驱动功率小、开关速度快、输入阻抗高、热稳定性好的优点于一身，在许多领域获得广泛应用。输出整流二极管选用快恢复二极管。

控制电路包括反馈信号保持采样电路、电流调节电路、电压调节电路和PWM发生器；其中，反馈信号保持采样电路同时与电流调节电路和电压调节电路连接，电流调节电路连接PWM发生器，PWM发生器的输出连接驱动电路。主要是给全桥变换器主电路四个功率开关管提供PWM信号，使其实现零电压导通和关断，并且实现电压、电流双闭环，使系统稳定的工作。本实用新型的控制电路采用数字控制器是美国TI公司生产的TMS320F240，它是TI公司最新推出的32位数字信号处理器，是基于TMS320C2000数字信号处理器平台开发的，它继承了数字信号处理运算速度快、信号实时处理的优点。同时，它面向数字控制系统，特别是面向运动控制系统进行了优化，使得它能够运行复杂控制算法，如自适应滤波、功率因数矫正、FFT算法以及繁重的矢量变换信号处理任务。专门为实现数字控制系统(包括运动控制系统等)而设计的芯片结构大大简化了目标控制系统的结构，节省了系统的成本。

驱动电路采用TOSHIBA公司生产的TLP250芯片(参见图3)，该芯片具有光耦隔离放大功能，驱动能力强，隔离电压高，响应速度快。每一路信号都采用独立的电源供电，有效避免了相互之间的电磁干扰，提高了系统的可靠性。

本实用新型的优点和有益效果：

与现有技术相比较，本实用新型以移相全桥ZVS软开关技术作为指导思想，提出具有无损缓冲电路的ZVS DC-DC变换器，在变压器的副边加入无损缓冲电路，与传统的移相全桥变换器相比，能够有效的解决整流二极管的反向电压过冲问题。控制电路采用数字控制技术，选用美国TI公司的DSP为主电路四个功率开关管提供PWM信号，实现零电压导通和关断，并且实现电压、电流双闭环，使开关电源的高频化和数字化相结合，相比模拟控制技术，具有控制精度高、控制能力强和系统稳定工作等优点。

本实用新型还具有应用范围广泛，软开关负载范围大，副边整流二极管反向电压小等优点。

附图说明

图1是具有无损缓冲电路的移相全桥开关电源变换器系统结构框图；

图2是具有无损缓冲电路的全桥ZVS PWM DC-DC变换器；

图3是具有无损缓冲电路的移相全桥开关电源变换器驱动电路系统结构图；

图4是具有无损缓冲电路的移相全桥开关电源变换器系统硬件框图；

图5是具有无损缓冲电路的移相全桥开关电源变换器主程序流程图；

图6是具有无损缓冲电路的移相全桥开关电源变换器移相PWM脉冲产生的程序流程图。

具体实施方式

如图1所示，本实用新型提供的具有无损缓冲电路的移相全桥开关电源变换器，主要由输入整流滤波电路、输出整流滤波电路、全桥变换器主电路、控制电路、驱动电路、输出电流信号检测电路、输出电压信号检测电路和保护电路组成；其中，输入整流滤波电路将交流输入变为直流电输入到全桥变换器主电路中，全桥变换器主电路将直流电变为脉冲状的交流电加到输出整流滤波电路上，经过输出整流滤波电路中的二极管进行二次整流与电容平滑后变为直流输出，该直流输出的一部分经电流信号检测电路输入到TMS320F240，一部分通过负载经电压信号检测电路将检测到的输出电压信号送到TMS320F240的AD转换器进行数模转换，与参考值进行比较，将偏差进行PI运算输出后，与电流信号采样的值进行比较，产生的偏差值进行PI运算后，控制移相角，使DSP的事件管理器控制产生两对合适的互补PWM波形，并送到驱动电路，来控制全桥变换器主电路开关管的开通与关断，使变换器正常工作。检测到的输入过压和输出过流信号送到保护电路，保护电路作出判断后，如果系统工作不正常，将同时封锁DSP和驱动电路，停止脉冲信号输出，使变换器得到保护。

为了使本领域的技术人员更好的理解本实用新型方案，下面结合附图对本实用新型作进一步的详细说明。

本实用新型设计的装置样机主要参数如下：

输入电压：220V±10％/AC50Hz

输出电压：额定值50V/DC，波动范围45～60V

输出电流：20A/DC

开关频率：20kHz

效率：η＞80％。

一、全桥变换器主电路

图2为具有无损缓冲电路的全桥ZVS PWM DC-DC变换器，该变换器主要由全桥逆变电路(包括高频变压器，谐振电感和隔直电容)、输出整流滤波电路以及由二极管、电容和电感组成的辅助电路构成。

与传统的全桥ZVS PWM DC-DC变换器相比，加入无损缓冲电路后，即在滞后桥臂上并联了一个辅助网络。这样，当Q4关断时，原边电流i_p和辅助电感电流i_a同时流入节点B；而当Q2关断时，i_p和i_a同时流出节点B。因此在开关管Q2和Q4开关时，原边电流和辅助电感电流同时流入或流出节点B，两个电流是相互增强的，这就是所谓电流增强原理。这两个电流同时给开关管的并接电容放电，使之在各种工作状态下，在开关管开通前抽完并联于该管的电容的电荷，可以在很宽负载和输入电压范围内实现零电压开关。副边加了一个无损缓冲电路来解决整流二极管的反向电压过冲问题。

1、高频变压器

高频变压器是开关电源的核心部件，是实现能量(功率)转换传输的主要器件，同时，该器件又是开关电源体积和重量的主要占有者和发热源。本实用新型选择软磁铁氧体材料设计高频变压器，铁氧体是一种陶瓷性的铁磁材料，它是由氧化铁和其他锰、锌氧化物混合构成的晶体，其特点是电阻率高、涡流损耗小，适合于高频应用。但由于其饱和磁通密度低，因此选择最大磁通密度变化量ΔB为0.2T，以保留足够的裕量，保证变压器不会发生磁饱和。

(1)确定变压器变比N

变比N由输入、输出电压以及占空比来确定。为了提高高频变压器的利用率，减小开关管的电流，减小损耗和降低成本，高频变压器的原副边变比应尽量选大一些。变压器变比N和输入输出电压的关系为： $N=\frac{V_P}{V_S}=\frac{V_m\×D_{\max }}{2(V_o+\mathrm{\ΔV})}=\frac{220\×0.9\×0.8}{2\×(50+10)}=1.32$

(2)选择磁芯

磁心选择根据AP法进行设计，其公式为：

其中：A_e和A_w分别是变压器的磁心截面积和窗口面积；

P₀为输出功率；

f_s为开关频率；

B_m为最大磁通密度，此处取0.2T；

K_w为窗口使用系数，此处取0.5；

K_j为变压器绕组导体的电流密度，取4×10⁶A/m²；

η为变压器效率。

参数带入上式得： $A_e{A}_w\≥\frac{P_0}{f_s\×B_m\×K_w\×K_j\×\mathrm{\η}}=\frac{1000}{20\×{10}^3\×0.2\×0.5\×4\×{10}^6\×0.8}$

$=1.3841\×{10}^{-7}{m}^4$

根据计算结果，本实用新型选择选用飞磁(FERROX C UBE)EE65型磁芯，其中A_e＝0.548×10^-8m²，A_w＝0.46×10^-3m²，其乘积为2.53x10^-7m⁴，满足设计要求。

(3)原副边匝数的确定

对于变压器，满足伏秒平衡关系，考虑到避免变压器的磁饱和现象，使之工作在最大伏秒值的状态计算匝数。则 $N_p>\frac{V_{m\left(\min \right)}\×t_{\mathrm{on}\left(\max \right)}}{\mathrm{\ΔB}\×A_e}=\frac{220\×0.9\×0.8}{0.2\×0.548\×{10}^{-3}\×20\×{10}^3}=72.26$

实际取原边匝数73；

副边绕组匝数N_S为：

副边匝数实际取55。

2、逆变全桥

主电路逆变桥由四个IGBT功率开关管组成[参见图2]。Vin为输入直流电压，Q1～Q4为IGBT开关管，D1～D4分别是Q1～Q4的内部寄生二极管，C1～C4为IGBT开关管的输出结电容，L_lk为变压器的漏电感。移相PWM控制技术即为利用IGBT管的输出电容和变压器的漏电感作为谐振元件，在一个完整的开关周期中通过谐振使全桥变换器中的四个开关管依次在零电压下导通，在电容C1～C4作用下零电压软关断；每个桥臂的两个功率管成180°互补导通，两个桥臂的导通之间相差一个相位，即移相角。通过调节移相角的大小来调节输出电压。Q1和Q3分别超前于Q4和Q2一个相位，称Q1和Q3组成的桥臂为超前桥臂，Q2和Q4组成的桥臂则为滞后桥臂。

IGBT栅极所加的驱动电压不宜太高或太低。电压过低，通态电压增大，静态损耗增加；电压过高，短路电流或故障电流增大，短路耐量降低。折中考虑，选择15V左右为宜。同时，在IGBT的栅极和源极之间并联一对反向并联的稳压二极管，把电压稳定在18V以下，防止浪涌电压对器件的冲击和破坏。

功率管承受的最大集射电压： $U_{\mathrm{cp}}=\sqrt{2}\×220\×1.1=341V$

考虑2～3倍的安全裕量，其耐压值为700～1000V，选择耐压值1000V。

由于功率管的电流等于变压器原边电压的电流值，该电流和副边输出电流的关系以及变压器的变比有关。设输出电流的纹波为输出值的10％，那么，功率管的通态峰值电流为：

$I_p=\frac{\frac{1}{2}{I}_0+\mathrm{\Δ}{I}_0}{N}=\frac{10+2}{1.32}=9.09A$

选用IGBT的型号为富士公司的IGBT桥臂模块：2MBI50～140，其耐压1400V，承受的最大额定电流为50A，有足够的裕量。

3、输出整流滤波电路

输出整流二极管的选择需考虑的参数包括：二极管所承受的正向电流峰值I_Dp以及反向电压峰值U_Dp。

正向电流峰值：I_Dp＝I_o+Δi_Lmax＝20+5.48＝25.48A

反向电压峰值： $U_{\mathrm{Dp}}=\frac{U_{i\max }}{N}=\frac{220\×1.1\×\sqrt{2}}{1.32}=259.3V$

综合考虑以上参数，并且留一定的安全裕量，选择整流二极管为富士公司的共阴极二极管模块ZFI50A-060C，其承受的耐压为600V，通态电流为50A，满足设计要求。

3.1输出滤波电感

输出滤波电感由输出电流的纹波来确定，由于最大电流的纹波不能超过输出电流的20％，本实用新型中输出电流值为20A，因此，最大纹波电流取4A。

(1)电感值的计算

本实用新型中，额定条件下的占空比为： $D=\frac{2U_o\×N}{U_i}=\frac{2\×50\×1.32}{310}=0.4243$

电流互消比例： $K_{\max }=\frac{1-D}{1-\frac{D}{2}}=\frac{1-0.4243}{1-\frac{0.4243}{2}}=0.73$

所以输出滤波电感的电流纹波最大值为：

输出滤波电感的大小L_o为： $L_o=\frac{U_o(1-\frac{D}{2})}{\mathrm{\Δ}{i}_L\×f}=\frac{50\×(1-\frac{0.43}{2})}{5.48\×20\×{10}^3}=359.4\mathrm{\μH}$

(2)磁芯的选择

利用AP法选择电感的磁芯：

$\mathrm{AP}=A_w{A}_e\≥\frac{L_o{I}^2}{B_m{K}_j{K}_w}=\frac{L_o{(\frac{1}{2}{I}_o+\frac{1}{2}\mathrm{\Δ}{I}_l)}^2}{B_m{K}_j{K}_w}=\frac{359.4\×{10}^{-6}{(10+\frac{5.48}{2})}^2}{0.2\×4\×{10}^6\×0.5}$

$=1.4583\×{10}^{-7}{m}^4$

根据计算结果，查询产品手册，选取EE55/28/25型磁芯，其窗口面积为0.42×10^-3m²，磁芯截面积为0.375×10^-3m²，两者的乘积为1.57×10^-7m⁴，满足设计要求。

(3)匝数的选择

根据IL＝NB_mA_e，有 $N=\frac{{\mathrm{IL}}_o}{B_m{A}_e}=\frac{(10+\frac{5.48}{2})\×359.4\×{10}^{-6}}{0.2\×0.361\×{10}^{-3}}=63.4,$ 取其整数，电感绕组为63匝。

(4)绕组导体截面积

导体截面积AL根据电流的大小i_Lmax和导线的电流密度J确定：

$A_L=\frac{i_{L\max }}{J}=\frac{10+\frac{5.48}{2}}{4\×{10}^6}=3.18{\mathrm{mm}}^2$

(5)电感的气隙长度l： $l=\frac{{\mathrm{\μ}}_0{A}_e{N}^2}{L_o}=\frac{4\mathrm{\π}\×{10}^{-7}\×3.61\×{10}^{-4}\×{63}^2}{359.4\×{10}^{-6}}=5\mathrm{mm}$

由于EE型磁心由两块E型磁心对半合并而成的，所以，两块E型之间的间距应该为电感气隙长度的一半，即2.5mm。

3.2输出滤波电容

输出滤波电容要足够大，使输出可近似看作恒压源。滤波电容根据功率大小选择，一般每1瓦取电容值1-2μF。本实用新型中，输出电容选为2000μF，对输出电压的波动要求不大于输出的0.5％。经验证，该取值的最大纹波电压为：

$V_{\mathrm{ripple}}=\frac{{\mathrm{\ΔI}}_{L\max }\×T}{8C_o}=\frac{5.48}{8\×2000\×{10}^{-6}\×20\×{10}^3}=0.017V$

满足系统纹波要求，本实用新型中所选的具体电解电容为Nichicon电容，2000μF/100V。

二、驱动电路

本实用新型的驱动电路系统如图3所示。驱动电路采用TOSHIBA公司生产的TLP250芯片构成，该芯片具有光祸隔离放大功能，驱动能力强，隔离电压高，响应速度快。每一路信号都采用独立的电源供电，有效避免了相互之间的电磁干扰，提高了系统的可靠性。IGBT栅极需串联一定的电阻，若该电阻较大，会使IGBT的开通和关断时间增大，则开通和关断损耗也增大；若该电阻较小，会造成IGBT的电流上升率增大，同时门极所串联电阻上的损耗也增加。因此，栅极电阻的大小影响驱动波形的上升、下降速率，需要合理选择该电阻的大小，一般情况下，该电阻小于100Ω。本实用新型中，栅极电阻选择20Ωl/2W大小的阻值。另外，IGBT的引线过长容易引起振荡，因此，在线路中，其电阻的接入应尽量靠近IGBT。

三、控制电路、检测电路以及保护电路

本实用新型的控制电路主要是给主电路四个功率开关管提供PWM信号，使其实现零电压导通和关断。并且实现电压、电流双闭环，使系统稳定的工作。目前，控制系统主要分为模拟控制方式和数字控制方式两种，其中数字控制方式以其控制灵活、不存在温漂问题、控制精度高、控制功能强等优点被广泛的应用。本实用新型采用数字控制器是TI公司生产的TMS320F240。

本实用新型中检测电路主要实现电压信号检测以及电流信号检测，保护电路主要实现输入过压保护和输出过流保护。具体的实现方式将在下面的硬件结构中进行叙述。

四、硬件结构

如图4所示为系统硬件框图，用以说明TMS320F240的作用。检测电路将检测到的输出电压信号送到TMS320F240的AD转换器进行数模转换，与参考值进行比较，将偏差进行PI运算输出后，与电流信号采样的值进行比较，产生的偏差值进行PI运算后，控制移相角，使DSP的事件管理器控制产生两对合适的互补PWM波形，并送到驱动电路，来控制主电路开关管的开通与关断，使变换器正常工作。检测到的输入过压和输出过流信号送到保护电路，保护电路作出判断后，如果系统工作不正常，将同时封锁DSP和驱动电路中，停止脉冲信号输出，使变换器得到保护。

五、软件设计

本实用新型的系统软件使用C语言编写，主要由系统初始化、电压、电流闭环和PWM电压脉冲产生三个部分组成，其流程参见图5。

电压环、电流环反馈的软件设计，首先采样保持输出的电压反馈信号，经A/D转换与给定值进行比较后，偏差进行PI算法，其结果与采样保持输出的电流反馈信号A/D转换的值相比较，其偏差进行PI运算后，对PWM脉冲输出进行调整。在数字计算机中，PI控制规律的实现，必须用数值逼近的方法。当采样周期相当短时，用求和代替积分，使PI算法离散化，将描述连续-时间PI算法的微分方程，变为描述离散-时间PI算法的差分方程。

连续-时间PI控制器是：

式中K_P为比例放大系数；T_I为积分时间常数。

将上式变为离散-时间PI算法的差分方程是：

式中，u₀——控制量的基值，即k＝0时的控制；

u(k)——第k个采样时刻的控制；

K_P——比例放大系数；

K_I——积分放大系数；

T_S——采样周期。

本实用新型的系统，需要的是控制量的增量，所以使用PI的“增量算法”：先由位置算法求出u(k)和u(k-1)，然后两式相减，得出控制量的增量算法。

$\mathrm{\Δu}\left(k\right)=u\left(k\right)-u(k-1)=K_P[e\left(k\right)-e(k-1)+\frac{T_S}{T_I}e\left(k\right)]$

$=q_{0}e\left(k\right)+q_{1}e(k-1)$

式中， $q_0=K_P(1+\frac{T_S}{T_I}),$ q₁＝-K_P

为了产生一个PWM信号，定时器需要重复按照PWM周期进行计数。比较寄存器用于保持调制值，比较寄存器中的值一直与定时器计数器的值相比较，当两个值匹配时，PWM输出就会跳变。当两个值产生第二次匹配或一个定时器周期结束时，就会产生第二次输出跳变。通过这种方式就产生一个周期与比较寄存器值成比例的脉冲信号。在比较单元中重复完成计数、匹配输出的过程，就产生了PWM波形。本系统只使用了事件管理器A产生两对极性互补的对称PWM波形。

因为一个桥臂的上下两个开关管绝对不能同时导通，否则会由于短路而击穿。因而需要一对不重叠的PWM输出来正确地开起和关断上下开关管。这就需要在一个开关管关断和另一个开关管开通之间加入一死区，本实用新型是通过设置事件管理器模块中的可编程死区控制单元实现的。

图6是移相PWM脉冲产生的程序流程图。

综上所述，与现有技术相比较，本实用新型提供了一种具有无损缓冲电路的移相全桥开关电源变换器，能够有效的解决整流二极管的反向电压过冲问题，并且实现电压、电流双闭环，使得开关电源的高频化和数字化相结合，相比模拟控制技术，具有控制精度高、控制能力强等优点，有利于降低生产成本，具有重大的生产实践意义。

以上所述仅是本实用新型的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本实用新型的保护范围。

Claims (3)

1.一种具有无损缓冲电路的移相全桥开关电源变换器，其特征在于该变换器由输入整流滤波电路、全桥变换器主电路、控制电路、驱动电路、输出电流信号检测电路、输出电压信号检测电路和保护电路组成；全桥变换器主电路由依次连接的逆变电路、变压器和输出整流滤波电路组成，其中，输入整流滤波电路连接全桥变换器主电路中的逆变电路，全桥变换器主电路中的输出整流滤波电路连接负载，同时全桥变换器主电路中的输出整流滤波电路经电流信号检测电路连接到控制电路TMS320F240，负载经电压信号检测电路连接控制电路TMS320F240，控制电路依次连接驱动电路和全桥变换器主电路中的逆变电路；同时，负载经过流信号检测电路连接保护电路，输入整流滤波电路经过压信号检测电路连接保护电路，保护电路连接驱动电路和控制电路TMS320F240。

2.根据权利要求1所述的具有无损缓冲电路的移相全桥开关电源变换器，其特征在于所述的控制电路包括反馈信号保持采样电路、电流调节电路、电压调节电路和PWM发生器；其中，反馈信号保持采样电路同时与电流调节电路和电压调节电路连接，电流调节电路连接PWM发生器，PWM发生器的输出连接驱动电路；保护电路与控制电路TMS320F240中的PWM发生器连接。

3.根据权利要求1或2所述的具有无损缓冲电路的移相全桥开关电源变换器，其特征在于所述的控制电路采用的是美国TI公司生产的控制电路TMS320F240 。

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