CN103595287B - 一种双向功率流高频隔离有源钳位逆变器的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种双向功率流高频隔离有源钳位逆变器的控制方法，通过对变压器原边H桥电路的调制、副边周波变换器的调制和副边有源钳位电路的调制，不但解决了此类逆变器固有的电压过冲和振荡的问题，并且能够实现所有开关的零电压开断，进一步提高了工作效率，减小了电磁干扰。本发明的控制方法对输出电压进行闭环控制，使得不论在电阻负载还是整流器负载下，还是输入直流电压不稳定的情况下，该逆变器都能保持良好的响应速度和高质量的波形输出，为逆变器的安全稳定运行奠定了重要基础。

Description

一种双向功率流高频隔离有源钳位逆变器的控制方法

技术领域

本发明提出了一种双向功率流高频隔离有源钳位逆变器的控制方法，属于电力电子变换技术。

背景技术

高频隔离逆变器相比于工频变压器隔离的逆变器，具有体积小，重量轻、噪声小和造价低等特点。常规的高频隔离逆变器由DC/HFAC/DC/AC三级变换构成，因其中间有一级是二极管整流电路，所以功率是单方向的。同时，因为功率变换等级较多，导致效率降低；两级功率变换需要单独的控制器，控制较复杂；直流母线的大电容会降低可靠性。双向高频链逆变器采用DC/HFAC/AC两级变换，不需要直流母线大电容，且只需要一个控制器即可对输出电压进行闭环调节。其作用等同于常规的逆变器，可广泛的应用于新能源发电、不间断电源和航空电源等广泛的领域。

在周波变换器类型的高频隔离逆变器中，周波变换器的切换会引起变压器副边漏感电流和副边输出电流的强制换流，从而引起电压过冲和振荡。为了避免这种问题，有研究者提出单极性调制中加入周波变换器切换时的交叠导通。然而在实际实验中加入交叠时间后，发现仍然有电压过冲现象。另有研究者提出采用双极性调制的方法。双极性调制则需要检测电感电流的方向，但这样会引起在电流过零点处输出电压的畸变。虽有学者开发了钳位电路及其相应的调制方法来抑制电压过冲，但仍存在需要检测电感电流和母线电压振荡等问题。

以上论述表明，双向功率流高频隔离逆变器以其独特的优点越来越受到工业界关注，如何消除其电压过冲和振荡，实现软开关工作提高效率，并开发相应的控制策略对高频链逆变器的输出电压进行高性能控制，成为迫在眉睫的问题。

发明内容

技术问题：本发明的目的是提出一种双向功率流高频隔离有源钳位逆变器的控制方法，该方法能够消除此类逆变器的电压过冲和振荡现象，所有的开关管都实现零电压开断，并且在负载变化和输入直流电压波动情况下，电压逆变器仍能输出高质量的电压波形。

技术方案：

本发明为实现上述目的，采用如下技术方案：

一种双向功率流高频隔离有源钳位逆变器的控制方法，所述逆变器主电路包括：原边的H桥电路和谐振电感、副边的由双向开关构成的周波变换器、副边的由全桥电路和二极管构成的有源钳位电路，其特征在于：

载波和调制波以及负调制波比较（载波和调制波箱等的点）产生主电路中各开关管的动作信号，并留出足够的死区时间保证所有开关管的零电压开断和保证足够的安全裕量；在调制波极性变化的时候，原边H桥电路的超前桥臂和滞后桥臂也跟着互换；在周波变换器切换时，有源钳位电路中全桥电路同一桥臂上下开关管工作在互补的模式下，给电感电流和变压器副边的电流提供通路，不产生电流突变，从而避免电压过冲和电压振荡；有源钳位电路中全桥电路的开关管的开关动作都是在开关管两端电位相同的时刻进行，实现钳位电路的零电压开关。

有益效果：

本发明所提出的双向功率流高频隔离有源钳位逆变器的控制方法通过对变压器原边H桥电路的调制、副边周波变换器的调制和副边有源钳位电路的调制，不但解决了此类逆变器固有的电压过冲和振荡的问题，并且能够实现所有开关的零电压开断，进一步提高了工作效率，减小了电磁干扰。本发明的控制方法对输出电压进行闭环控制，使得不论在电阻负载还是整流器负载下，还是输入直流电压不稳定的情况下，该逆变器都能保持良好的响应速度和高质量的波形输出。

附图说明

图1是双向功率流高频隔离有源钳位逆变器的控制方法原理图。

图2是图1中主电路的实现形式之一，其副边为全波结构周波变换器。

图3是图1中主电路的实现形式之一，其副边为全桥结构周波变换器。

图4是本发明调制波、载波及调制产生的各开关管驱动信号的波形图。

图5(a)是未加有源钳位电路的高功率密度隔离型逆变器系统变压器原边电压u_AB和副边电压u_CD、u_DE。图5(b)是带有源钳位电路的高功率密度隔离型逆变器系统变压器原边电压u_AB和副边电压u_CD、u_DE。

图6(a)和图6(b)是原边开关管S₁上的开关波形图。图6(c)是双向开关S₅S₆上的开关波形图。图6(d)和图6(e)是开关S_C1上的开关波形图。

图7是本发明软开关实现方法示意图。

图8（a）和图8（b）分别是在电阻负载和整流器负载下，该逆变器系统输出的电压和电流波形。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案进行详细说明：

如图1所示，双向功率流高频隔离有源钳位逆变器主电路结构包括：原边的H桥电路和谐振电感、副边的由双向开关构成的周波变换器、副边的由全桥电路和二极管构成的有源钳位电路。

如图2所示，该逆变器采用原边一个绕组，副边两个绕组的三绕组变压器。原边H桥电路由第一～第四开关管S₁、S₂、S₃和S₄组成，第一、第二开关管S₁和S₂串联形成一个桥臂，第三、第四开关管S₃和S₄串联构成另一个桥臂。第一、第二开关管S₁和S₂的连接点、第三、第四开关管S₃和S₄的连接点分别连接到变压器原边绕组N₁的同名端（图中A端）和异名端（图中B端），H桥的母线上并联了直流大电容C和输入侧的直流电源。图中的电感L_K是谐振电感，可由变压器漏感组成，也可以在变压器漏感上再串联一个电感或者可饱和电感构成谐振电感以增加原边H桥电路零电压开断的效果。副边全桥结构的有源钳位电路主要由第一～第四电力电子开关S_C1、S_C2、S_C3和S_C4组成，全桥电路钳位的母线上同时并联了钳位电容C_CL和两个串联的二极管D_C5和D_C6。副边周波变换器为全波结构的电路中，两个二极管D_C5和D_C6连接点与周波变换器的输出点F相连，全桥电路中第一、第二电力电子开关S_C1、S_C2的连接点和第三、第四电力电子开关S_C3、S_C4的连接点分别连接变压器副边绕组N₂的同名端（图中Ｃ端）和异名端（图中D端）。组成周波变换器的基本单元是双向开关，双向开关由两个全控型的电力电子开关组成，可以采用两个开关反向串联、两个开关反向并联等多种形式，此处仅画出了以两个开关反向串联(图2中的S₅S₆等，图3中S₅S_5'等)的形式。双向开关S₅S₆，S₇S₈的输入分别连接到变压器副边的同名端C点和异名端D点，双向开关S₅S₆，S₇S₈的输出连接于一点Ｆ。输出滤波电感L_f的输入端也连接到点Ｆ。

图3是副边为全桥结构周波变换器的逆变器主电路图，其原边结构和副边的全桥结构与图2大致相同，不再赘述。该逆变器采用原、副边均一个绕组的双绕组变压器。两个二极管D_C5、D_C6的连接点与输出电感L_f的输入端相连，全桥中第一、第二电力电子开关S_C1、S_C2的连接点和第三、第四电力电子开关S_C3、S_C4的连接点分别连接变压器副边绕组N₂的同名端（图中Ｃ端）和异名端（图中D端）。双向开关S₅S_5'、S₆S_6'、S₇S_7'和S₈S_8'组成全桥结构，该全桥的两个母线分别接到变压器副边绕组N₂的同名端（图中Ｃ端）和异名端（图中D端），全桥结构中双向开关S₅S_5'和双向开关S₈S_8'连接点E点连到滤波电感L_f的输入端，双向开关S₆S_6'和双向开关S₇S_7'连接点F点连到输出电压不连接滤波电感的一端。

下面以图2中的主电路拓扑结构为例，结合图4对本发明的控制方法进行阐述。

变压器原边Ｈ桥电路的调制，由调制波u_g和锯齿载波(或者三角载波)uc比较来决定。相邻的载波周期内调制波u_g和载波u_c的交点(调制波u_g和载波u_c相等的点)分别用来决定第一开关管S₁的开通和关断信号，第二开关管S₂的驱动信号与第一开关管S₁的驱动信号互补。同时在以上两个相邻载波周期内，负调制波-u_g和载波u_c的交点(负调制波-u_g和载波u_c相等的点)分别用来决定第三开关管S₃的开通和关断信号，第四开关管S₄的驱动信号与第三开关管S₃的驱动信号互补。原边的H桥电路工作在移相调制模式下，移相角度是变化的，输入脉冲的宽度是正弦变化的，在调制波u_g>0时，第一、第二开关管S₁、S₂是超前桥臂，第三、第四开关管S₃、S₄是滞后桥臂。u_g<0时,超前桥臂和滞后桥臂互换。采用了有源钳位电路之后，通过控制上下开关管(S₁与S₂之间,S₃与S₄之间)死区的大小，利用谐振电感(串联电感和变压器漏感之和)与开关管上并联电容的谐振工作，原边全桥电路的开关管都能实现零电压开关。原边Ｈ桥电路具体的零电压实现过程配合图7说明如下：

$t_{0-1}=\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}_1}\arcsin (-\frac{E}{Z_1{I}_0}),$ 其中， $Z_1=\sqrt{L_k/\left({2C}_R\right)},{\mathrm{\&omega;}}_1=1/\sqrt{{2L}_K{C}_R},$ I₀=i_A(t₀)

这里，L_k是原边的谐振电感，C_R是原边H桥中开关管并联的谐振电容。E是直流侧输入电压值。i_A(t₀)是t₀时刻变压器原边电流值。

满足第四开关管S₄和第三开关管S₃之间的死区时间大于t_0-1便可以实现第四开关管S₄零电压开通。第三开关管S₃零电压开通也是相同的条件。

其中I₄=i_A(t₄)。其中，i_A(t₄)是t₄时刻变压器原边电流值。

满足第一开关管S₁与第二开关管S₂之间的死区时间要大于t_4-5，便可以实现第二开关管S₂零电压开通。第一开关管S₁零电压开通也是相同的条件。

另依靠开关管上并联的电容，原边Ｈ桥电路的开关管能实现零电压关断。

变压器副边周波变换器的调制，每个双向开关（如图2中的S₅S₆和S₇S₈)交替开通一个载波周期，将高频变压器的高频交流输出处理成单极性的SPWM波形。并在周波变换器双向开关切换阶段加入交叠导通时间（如图2中的S₅S₆和S₇S₈切换阶段，S₅S₆和S₇S₈同时导通）。具体动作方式是：1)在输出电压的正半波，周波变换器将正负相间的高频脉冲变为正的单极性PWM电压。2)在输出电压的负半波，周波变换器将正负相间的高频脉冲变为负的单极性PWM电压。

变压器副边有源钳位电路的调制，在周波变换器切换时，钳位电路保证给变压器副边电流和电感电流提供通路，不产生电流突变，能够避免副边电流产生电压过冲和电压振荡，并且通过控制钳位电路中开关管的开关动作都在开关管两端电位相同的时刻(如图7中t₂、t₃时刻等)进行，从而实现钳位电路的中所有开关管的零电压开断。具体动作方式是：1)在变压器副边输出u_CD>0时，钳位电路S_C1S_C4导通将输出电压钳位到2nE。n是变压器的匝数比，E是直流侧的输入电压。2)在变压器副边输出u_CD=0时，钳位电路将输出电压钳位到零，并给变压器副边和滤波电感提供电流通路。3)在变压器副边输出u_CD<0时，钳位电路S_C2S_C3导通将输出电压钳位到-2nE。在双向开关组成的周波变换器（图3中的S₅S₆、S₇S₈）零电压切换时，有源钳位电路同一桥臂上、下开关管工作在互补的模式下(S_C1与S_C2互补、S_C3与S_C4互补)，保证给电感电流和流经变压器副边的电流提供通路，不产生电流突变，从而能够避免电压过冲和电压振荡，并且通过控制钳位电路中开关管的开关动作都在开关管两端电位相同的时刻（如图7中t₂、t₃）进行，从而实现有源钳位电路的零电压开关。

图5(a)是未加钳位电路时的变压器输出电压，其变压器原边电压u_AB电压、副边电压u_CD和副边电压u_DE有剧烈的过冲和振荡。图5(b)是加入钳位电路及其相应调制的高频变压输出电压，可以看出已经将原边电压u_AB电压、副边电压u_CD和副边电压u_DE的电压过冲和振荡消除掉了。在图6（a）和6（b）中分别代表性的选取了开关管S₁、双向开关S₅S₆和开关S_C1上的开关波形，可以看出它们都实现了零电压开关。与之类似其它开关管也可以实现零电压开关。

对输出电压的闭环控制过程如下：如图1，将输出电压的的反馈值v_c与参考值v_Cref相减得到误差信号，误差信号经过多谐振控制器或者复合的重复控制器运算后产生调制信号u_g，通过PWM调制方法产生逆变器中各开关管的驱动信号。

多谐振控制器的传递函数为：

$G_r\left(s\right)=K_{P1}++\underset{n=0}{\overset{6}{\mathrm{\&Sigma;}}}{2K}_{n}s/[s^2+{({2\mathrm{n\&omega;}}_0+{\mathrm{\&omega;}}_0)}^2]$

其中，K_P1是比例控制器系数，K_n是各次谐振控制器系数。ω₀是输出电压角频率。

重复控制器的传递函数为：

$G_{\mathrm{RC}}\left(z\right)=\frac{k_r{z}^{-N}Q\left(z\right)}{1-z^{-N}Q\left(z\right)}{G}_f\left(z\right)$

其中，K_P1是比例控制器系数，G_f(z)是系统传递函数的倒数，N等于输出电压周期除以采样周期。这里α_i为常数系数。

从图8(a)和图8(b)中分别可以看出，无论是电阻负载还是整流负载，在上述调制方法和闭环控制策略下该逆变器都可以输出高质量的电压波形。

Claims (6)

1.一种双向功率流高频隔离有源钳位逆变器的控制方法，所述逆变器主电路包括：原边的H桥电路和谐振电感、副边的由双向开关构成的周波变换器、副边的由全桥电路和二极管构成的有源钳位电路，其特征在于：

载波和调制波以及负调制波比较产生主电路中各开关管的动作信号，并留出足够的死区时间保证所有开关管的零电压开断和保证足够的安全裕量；在调制波极性变化的时候，原边H桥电路的超前桥臂和滞后桥臂也跟着互换；在周波变换器切换时，有源钳位电路中全桥电路同一桥臂上下开关管工作在互补的模式下，给滤波电感电流和变压器副边的电流提供通路，不产生电流突变，从而避免电压过冲和电压振荡；有源钳位电路中全桥电路的开关管的开关动作都是在开关管两端电位相同的时刻进行，实现钳位电路的零电压开关；

其中，原边H桥电路的调制方法是：构成原边H桥电路的开关管的开关时刻由调制波u_g和载波u_c比较来决定，相邻载波周期内调制波u_g和载波u_c的交点分别用来决定H桥电路中第一开关管(S₁)的开通和关断信号，与第一开关管(S₁)同一桥臂的第二开关管(S₂)的驱动信号与第一开关管(S₁)的驱动信号互补；同时在以上两个相邻载波周期内，负调制波-u_g和载波u_c的交点分别用来决定第三开关管(S₃)的开通和关断信号，与第三开关管(S₃)同一桥臂的第四开关管(S₄)的驱动信号与第三开关管(S₃)的驱动信号互补。

2.根据权利要求1所述的一种双向功率流高频隔离有源钳位逆变器的控制方法，其特征在于副边周波变换器的调制：构成周波变换器的每个双向开关交替开通一个载波周期，将高频变压器的高频交流输出处理成单极性的SPWM波形，并在周波变换器双向开关切换阶段加入交叠导通时间；具体是：在输出电压的正半波，周波变换器将正负相间的高频脉冲变为正的单极性PWM电压；在输出电压的负半波，周波变换器将正负相间的高频脉冲变为负的单极性PWM电压。

3.根据权利要求1所述的一种双向功率流高频隔离有源钳位逆变器的控制方法，其特征在于：在变压器副边输出电压u_CD>0时，有源钳位电路中全桥电路的第一、第四电力电子开关(S_C1、S_C4)导通，将输出电压钳位到2nE，其中，n是变压器的匝数比，E是直流侧的输入电压；在变压器副边输出电压u_CD＝0时，有源钳位电路将输出电压钳位到零，并给变压器副边和滤波电感提供电流通路；在变压器副边输出电压u_CD<0时，有源钳位电路中全桥电路的第二、第三电力电子开关(S_C2、S_C3)导通将输出电压钳位到-2nE。

4.根据权利要求1所述的一种双向功率流高频隔离有源钳位逆变器的控制方法，其特征在于：原边的H桥电路工作在移相调制模式下，移相角度是变化的，输入脉冲的宽度是正弦变化的，在调制波u_g>0时，第一、第二开关管(S₁、S₂)是超前桥臂，第三、第四开关管(S₃、S₄)是滞后桥臂；调制波u_g<0时，超前桥臂和滞后桥臂互换。

5.根据权利要求1所述的一种双向功率流高频隔离有源钳位逆变器的控制方法，其特征在于采用闭环控制，将输出交流电压的反馈值v_c与参考值v_Cref相减得到误差信号，误差信号经过多谐振控制器或者重复控制器运算后产生调制波u_g。

6.根据权利要求1所述的一种双向功率流高频隔离有源钳位逆变器的控制方法，其特征在于谐振电感由变压器漏感或变压器漏感串联附加电感组成。