CN105703652A - 对高频隔离dc/ac逆变器电路的控制方法和电路 - Google Patents

对高频隔离dc/ac逆变器电路的控制方法和电路 Download PDF

Info

Publication number
CN105703652A
CN105703652A CN201610115789.4A CN201610115789A CN105703652A CN 105703652 A CN105703652 A CN 105703652A CN 201610115789 A CN201610115789 A CN 201610115789A CN 105703652 A CN105703652 A CN 105703652A
Authority
CN
China
Prior art keywords
frequency
switching tube
high frequency
inverter circuit
pulse
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN201610115789.4A
Other languages
English (en)
Inventor
梁晖
罗浩
陈彪
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Beijing Jiaotong University
Original Assignee
Beijing Jiaotong University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Beijing Jiaotong University filed Critical Beijing Jiaotong University
Priority to CN201610115789.4A priority Critical patent/CN105703652A/zh
Publication of CN105703652A publication Critical patent/CN105703652A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/3353—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having at least two simultaneously operating switches on the input side, e.g. "double forward" or "double (switched) flyback" converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
    • H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M5/275—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/293—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

本发明实施例提供了一种对高频隔离DC/AC逆变器电路的控制方法和电路。所述的对高频隔离DC/AC逆变器电路的控制方法，包括：对高频链逆变电路采用正弦波脉宽脉位调制SPWPM控制方式，将所述高频链逆变电路输入的直流电压变换为调制SPWPM高频交流电压脉冲；对交错并联交流变换电路采用高频和工频混合脉冲控制方式，将所述高频交流电压脉冲变换成低频正弦电压。本发明能有效减小开关损耗、提高系统效率以及交流电流平滑过零点。

Description

对高频隔离DC/AC逆变器电路的控制方法和电路
技术领域
本发明涉及电力技术和控制技术领域，尤其涉及一种对高频隔离DC/AC逆变器电路的控制方法和电路。
背景技术
随着环境和能源问题在全球范围内成为焦点，光伏发电已成为发展前景最为广阔的发电技术之一，相比于化石能源、风能、核能、生物质能的发电技术，光伏发电在实际应用中有以下优势：无污染、可再生、普遍性、机动灵活、分布式电力系统、维护管理费用少等等。光伏并网逆变器是光伏发电系统中能量的转换和控制核心，根据电气隔离形式分为:非电气隔离型和隔离型。由于非电气隔离型光伏逆变器电路中存在共模电流，在增加系统损耗的同时，还会影响逆变器的正常工作,并向电网注入大量谐波，带来安全问题。
为解决共模电流的问题，常用的有两种方法。一种是在非隔离型逆变器的电路结构上进行改进，另一种是采用隔离型逆变器。前者通过增加辅助开关管改进非隔离型逆变器的电路结构，降低共模电压的大小，从而降低共模电流的大小，虽然该方法可以实现高效、高质量的并网，但是由于存在的安全问题和输入、输出侧的电压匹配问题，其应用还是受到一定的限制。
出于以上考虑，越来越多的应用场合要求光伏逆变器实现电气隔离。隔离型光伏逆变器中引入变压器，来实现光伏电池与电网的电气隔离。隔离型光伏逆变器有效地提高了光伏侧的电气安全性，消除了光伏并网系统中的共模电流问题。根据变压器的不同工作频率，隔离型光伏逆变器可以分为：工频隔离型和高频隔离型。然而，工频变压器具有重量重，体积大等缺点；另外，工频变压器也给逆变器产生了较大的损耗，增加了发电系统的成本和运输、安装的难度。随着技术的发展，高频链逆变技术采用高频变压器替代工频变压器进行隔离，显著提高了逆变器系统的功率密度，减小了体积和重量。随着高频链技术和器件发展，高频隔离型逆变器的效率也在不断提高。
在高频隔离型光伏并网逆变器中，目前常用的控制策略主要有三种。第一种控制策略为：前级高频逆变器采用PWM调制，将输入直流电压变换为高频等脉宽的交流脉冲电压，经高频变压器隔离以及高频整流和电容滤波后，产生稳定的直流电压，再由后级并网逆变器经高频SPWM控制产生工频交流电压实现并网。该控制策略前后两级逆变器独立控制，结构相对简单，但也导致电路中所有开关管均工作在高频状态，开关损耗较大，不适合对效率要求较高的应用场合。
第二种控制策略为前级采用调制SPWPM控制方式，后级采用带有中间直流环节的高频整流和工频逆变形式。具体表现为：前级高频逆变器在实现高频逆变的同时完成正弦调制功能，将直流电压直接变换为高频调制SPWPM电压脉冲，经高频变压器隔离传输到后级整流环节，经高频整流及电容滤波后，将高频调制SPWPM电压脉冲翻转为并网正弦半波，后级逆变器采用过零点切换的工频开关形式，产生并网所需交流电压。这种控制方法经过直流(DC)-高频交流(HFAC)-直流(DC)-工频交流(LFAC)，由于后级存在中间直流环节，开关管数量多，开关损耗大。同时后级逆变器开关管工作在工频模式，能有效减小开关损耗，但是工频切换存在交流电流过零点畸变问题。
第三种控制策略前级采用调制SPWPM控制方式，后级采用高频工作模式。具体表现为：前级高频逆变器在实现高频逆变的同时完成正弦调制功能，将直流电压直接变换为高频调制SPWPM电压脉冲，经高频变压器隔离后传输到后级，之后采用周波变换器将高频交流直接变换成低频交流电压，实现并网控制。该控制方法只经过DC-HFAC-LFAC两级变换，有助于提高系统效率。后级开关管工作在高频模式，并且采用双向开关，在并网电流过零点能平滑切换，可以实现功率双向流动，但是存在漏感电流断续、开关管耐压高、开关损耗大等问题。
综上所述，在现有高频隔离光伏并网逆变器控制策略中，存在变换级数多、开关管数量较多、开关损耗大、系统效率较低，以及电流过零点畸变、并网电流谐波较大等问题，限制了高频隔离型并网逆变器在光伏发电领域中的应用范围。
发明内容
本发明的实施例提供了一种对高频隔离DC/AC逆变器电路的控制方法和电路，能有效减小开关损耗、提高系统效率。
为了实现上述目的，本发明采取了如下技术方案。
一种对高频隔离DC/AC逆变器电路的控制方法，包括：
对高频链逆变电路采用正弦波脉宽脉位调制SPWPM控制方式，将所述高频链逆变电路输入的直流电压变换为调制SPWPM高频交流电压脉冲；
对所述交错并联交流变换电路采用高频和工频混合脉冲控制方式，将所述高频交流电压脉冲变换成低频正弦电压。
一种高频隔离DC/AC逆变器电路，包括：
前级的高频链逆变电路、高频隔离变压器T1、交错并联交流变换电路、漏感Lk；
所述高频链逆变电路用于，将输入的直流电压Ud变换为高频交流电压脉冲；
所述高频隔离变压器用于，将所述高频交流电压脉冲传输到副边的所述交错并联交流变换电路；
所述交错并联交流变换电路用于，将所述高频隔离变压器传输的所述高频交流电压脉冲变换为工频交流电压uo；
所述高频链逆变电路的第一输入端连接输入的直流电压Ud；所述高频链逆变电路的第二输入端连接地；
所述高频隔离变压器T1包括：原边绕组和副边绕组；
所述原边绕组的第一端子连接所述高频链逆变电路的第一输出端；所述原边绕组的第二端子连接所述高频链逆变电路的第二输出端；
所述副边绕组的第三端子经漏感Lk连接所述交错并联交流变换电路的第一输入端；所述副边绕组的第四端子连接所述交错并联交流变换电路的第二输入端；
所述交错并联交流变换电路的第一输出端输出交流电压Uo；所述交错并联交流变换电路的第二输出端接地。
一种高频隔离DC/AC逆变器电路，包括：
前级的高频链逆变电路、高频隔离变压器T1、后级的交错并联交流变换电路、漏感Lk；
所述高频链逆变电路用于，将输入的直流电压Ud变换为高频交流电压脉冲；
所述高频隔离变压器用于，将所述高频交流电压脉冲传输到所述交错并联电路；
所述交错并联交流变换电路用于，将所述高频隔离变压器传输的所述高频交流电压脉冲变换为工频交流电压uo；
所述高频链逆变电路的第一输入端连接输入的直流电压Ud；所述高频链逆变电路的第二输入端连接地；
所述高频隔离变压器T1包括：原边绕组和副边绕组；
所述原边绕组的第一端子经所述漏感Lk连接所述高频链逆变电路的第一输出端；所述原边绕组的第二端子连接所述高频链逆变电路的第二输出端；
所述副边绕组的第三端子连接所述交错并联交流变换电路的第一输入端；所述副边绕组的第四端子连接所述交错并联交流变换电路的第二输入端；
所述交错并联交流变换电路的第一输出端输出交流电压Uo；所述交错并联交流变换电路的第二输出端接地。
由上述本发明的实施例提供的技术方案可以看出，本发明实施例中，采用混合型调制SPWPM控制策略，在高频链逆变电路中采用调制SPWPM控制，在后级倍流电路中采用高频和工频混合脉冲控制，将高频交流直接变换成工频交流。本发明将直流电源经高频逆变、隔离后输出低频交流，实现光伏逆变器并网电流控制，有助于拓展高频隔离型并网逆变器在光伏发电领域中的应用范围。
本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，这些将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明一种基于高频隔离光伏并网逆变器混合型调制SPWPM控制方法的主电路图；
图2为本发明一种基于高频隔离光伏并网逆变器混合型调制SPWPM控制方法的原理图；
图3为本发明一种高频隔离光伏并网逆变器混合型调制SPWPM控制方法在图2区间II中工频模式下的驱动脉冲信号图；
图4-(a)为本发明一种高频隔离光伏并网逆变器混合型调制SPWPM控制方法在图2区间II中工频模式下工作模态1的工作原理图；
图4-(b)为本发明一种高频隔离光伏并网逆变器混合型调制SPWPM控制方法在图2区间II中工频模式下工作模态2的工作原理图；
图4-(c)为本发明一种高频隔离光伏并网逆变器混合型调制SPWPM控制方法在图2区间II中工频模式下工作模态3的工作原理图；
图4-(d)为本发明一种高频隔离光伏并网逆变器混合型调制SPWPM控制方法在图2区间II中工频模式下工作模态4的工作原理图；
图5-(a)为本发明一种高频隔离光伏并网逆变器混合型调制SPWPM控制方法在图2区间III中高频模式下工作模态1的工作原理图；
图5-(b)为本发明一种高频隔离光伏并网逆变器混合型调制SPWPM控制方法在图2区间III中高频模式下工作模态2的工作原理图；
图6为本发明一种高频隔离光伏并网逆变器混合型调制SPWPM控制方法的主电路图(主电路采用的是半桥倍流电路拓扑)。
图7为本发明一种高频隔离光伏并网逆变器混合型调制SPWPM控制方法的主电路图(主电路采用的是变压器漏感等效在原边侧的电路拓扑)。
图8为本发明一种高频隔离光伏并网逆变器混合型调制SPWPM控制方法的主电路图；
图9为本发明的高频隔离型光伏并网逆变器系统的控制结构图；
图10为本发明的驱动脉冲信号的生成图。
图中符号名称：Ud为输入直流电压，u1为变压器原边电压，u2为变压器原边电压，uac为S5、S7的端电压，ubc为S6、S8的端电压，uo为电网电压，i1为变压器原边电流，iLk为漏感Lk电流，io为并网电流，S1-S8为第一开关管至第八开关管，Lk为变压器漏感，L1、L2分别为第一、第二电感，Cf为高频滤波电容，P1-P8分别为S1-S8的脉冲；is1-is8分别为S1-S8的的电流。
PV：光伏电池阵列；IPV：光伏输出电流；
UPV：光伏输出电压；MPPT：(MaximumPowerPointTracking)最大功率点跟踪技术；
Io *：并网电流幅值给定值(并网电流幅值指令)；
PLL：锁相环；Sin：与电网电压uo同频同相的单位正弦；
io *：并网电流交流给定值(并网电流交流指令)；
io：并网电流实际反馈值；GPI：比例积分PI控制器；
uref:正弦调制波信号；KPWM：系统电路参数；
uo：电网电压实际值；KN：电网电压前馈系数。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施方式，所述实施方式的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。
以下结合图1-图10进行描述。图1为本发明一种基于高频隔离光伏并网逆变器混合型调制SPWPM控制方法的主电路图；图2为本发明一种基于高频隔离光伏并网逆变器混合型调制SPWPM控制方法的原理图；图3为本发明一种高频隔离光伏并网逆变器混合型调制SPWPM控制方法在图2区间II中工频模式下的驱动脉冲信号图；图4-(a)为本发明一种高频隔离光伏并网逆变器混合型调制SPWPM控制方法在图2区间II中工频模式下工作模态1的工作原理图；图4-(b)为本发明一种高频隔离光伏并网逆变器混合型调制SPWPM控制方法在图2区间II中工频模式下工作模态2的工作原理图；图4-(c)为本发明一种高频隔离光伏并网逆变器混合型调制SPWPM控制方法在图2区间II中工频模式下工作模态3的工作原理图；图4-(d)为本发明一种高频隔离光伏并网逆变器混合型调制SPWPM控制方法在图2区间II中工频模式下工作模态4的工作原理图；图5-(a)为本发明一种高频隔离光伏并网逆变器混合型调制SPWPM控制方法在图2区间III中高频模式下工作模态1的工作原理图；图5-(b)为本发明一种高频隔离光伏并网逆变器混合型调制SPWPM控制方法在图2区间III中高频模式下工作模态2的工作原理图；图6为本发明一种高频隔离光伏并网逆变器混合型调制SPWPM控制方法的主电路图(主电路采用的是半桥倍流电路拓扑)。图7为本发明一种高频隔离光伏并网逆变器混合型调制SPWPM控制方法的主电路图(主电路采用的是变压器漏感等效在原边侧的电路拓扑)。图8为本发明一种高频隔离光伏并网逆变器混合型调制SPWPM控制方法的主电路图；图9为本发明的高频隔离型光伏并网逆变器系统的控制结构图；图10为本发明的驱动脉冲信号的生成图。
为了理解的方便，首先对电路进行描述。
如图1所示，为本发明所述的一种高频隔离DC/AC逆变器电路，包括：
前级的高频链逆变电路、高频隔离变压器T1、交错并联交流变换电路、漏感Lk；
所述高频链逆变电路用于，将输入的直流电压Ud变换为高频交流电压脉冲；
所述高频隔离变压器用于，将所述高频交流电压脉冲传输到副边的所述交错并联交流变换电路；
所述交错并联交流变换电路用于，将所述高频隔离变压器传输的所述高频交流电压脉冲变换为工频交流电压uo；
所述高频链逆变电路的第一输入端连接输入的直流电压Ud；所述高频链逆变电路的第二输入端连接地；
所述高频隔离变压器T1包括：原边绕组和副边绕组；
所述原边绕组的第一端子连接所述高频链逆变电路的第一输出端；所述原边绕组的第二端子连接所述高频链逆变电路的第二输出端；
所述副边绕组的第三端子经漏感Lk连接所述交错并联交流变换电路的第一输入端；所述副边绕组的第四端子连接所述交错并联交流变换电路的第二输入端；
所述交错并联交流变换电路的第一输出端输出交流电压Uo；所述交错并联交流变换电路的第二输出端接地。
如图1所示，所述高频链逆变电路为：
第一开关管S1的漏极与第三开关管S3的漏极作为所述高频链逆变电路的第一输入端，分别连接输入的直流电压Ud；
第二开关管S2的源极与第四开关管S4的源极作为所述高频链逆变电路的第二输入端，分别连接到地；
第一开关管S1的源极与第二开关管S2的漏极作为所述高频链逆变电路的第一输出端，连接构成桥臂；
第三开关管S3的源极与第四开关管S4的漏极作为所述高频链逆变电路的第二输出端，连接构成桥臂；
第一二极管的正极连接到第一开关管S1的源极；第一二极管的负极连接到第一开关管S1的漏极；
第二二极管的正极连接到第二开关管S2的源极；第二二极管的负极连接到第二开关管S2的漏极；
第三二极管的正极连接到第三开关管S3的源极；第三二极管的负极连接到第三开关管S3的漏极；
第四二极管的正极连接到第四开关管S4的源极；第四二极管的负极连接到第四开关管S4的漏极；
第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4的栅极分别输入驱动脉冲信号P1、P2、P3、P4。
如图6所示，所述高频链逆变电路为：
第一开关管S1的漏极与第一电容的第一端作为所述高频链逆变电路的第一输入端，分别连接输入的直流电压Ud；
第二开关管S2的源极与第二电容的第二端作为所述高频链逆变电路的第二输入端，分别连接到地；
第一开关管S1的源极与第二开关管S2的漏极作为所述高频链逆变电路的第一输出端，连接构成桥臂；
第一电容的第二端与第二电容的第一端作为所述高频链逆变电路的第二输出端，连接构成桥臂；
第一二极管的正极连接到第一开关管S1的源极；第一二极管的负极连接到第一开关管S1的漏极；
第二二极管的正极连接到第二开关管S2的源极；第二二极管的负极连接到第二开关管S2的漏极；
第一开关管S1、第二开关管S2的栅极分别输入驱动脉冲信号P1、P2。
如图1所示，所述交错并联交流变换电路为：
第五开关管S5的集电极作为所述交错并联交流变换电路的第一输入端，与第一电感L1的第一端连接；第五开关管S5的发射极与第七开关管S7的发射极相连；
第六开关管S6的集电极作为所述交错并联交流变换电路的第二输入端，与第二电感L2的第一端连接，第六开关管S6的发射极与第八开关管S8的发射极相连；
第一电感L1的第二端和第二电感L2的第二端作为所述交错并联交流变换电路的第一输出端，分别连接到所述交流电压uo；
第七开关管S7的集电极和第八开关管S8的集电极作为所述交错并联交流变换电路的第二输出端，分别接地；
第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8的基极分别输入驱动脉冲信号P5、P6、P7、P8。
如图8所示，所述交错并联交流变换电路还包括：
第一电阻，所述第一电阻的第一端分别连接第九开关管的正极和第五开关管S5的集电极；所述第一电阻的第二端分别连接第九开关管的负极和第五电容C5的第一端；
第二电阻，所述第二电阻的第一端分别连接第十开关管的正极和第六开关管S6的集电极；所述第二电阻的第二端分别连接第十开关管的负极和第六电容C6的第一端；
第三电阻，所述第三电阻的第一端分别连接第十一开关管的正极和第七开关管S7的集电极；所述第三电阻的第二端分别连接第十一开关管的负极和第七电容C7的第一端；
第四电阻，所述第四电阻的第一端分别连接第十二开关管的正极和第八开关管S8的集电极；所述第四电阻的第二端分别连接第十二开关管的负极和第八电容C8的第一端；
第五电容C5的第一端连接第七开关管的正极；第六电容C6的第一端连接第八开关管的正极；
第七电容C7的第二端和第八电容管C8的第二端分别接地。
所述的电路，还包括：高频滤波电容Cf；
所述高频滤波电容Cf的第一端和第二端分别连接所述交错并联交流变换电路的第一输出端和第二输出端。
如图7所示，一种高频隔离DC/AC逆变器电路，包括：
前级的高频链逆变电路、高频隔离变压器T1、后级的交错并联交流变换电路、漏感Lk；
所述高频链逆变电路用于，将输入的直流电压Ud变换为高频交流电压脉冲；
所述高频隔离变压器用于，将所述高频交流电压脉冲传输到所述交错并联电路；
所述交错并联交流变换电路用于，将所述高频隔离变压器传输的所述高频交流电压脉冲变换为工频交流电压uo；
所述高频链逆变电路的第一输入端连接输入的直流电压Ud；所述高频链逆变电路的第二输入端连接地；
所述高频隔离变压器T1包括：原边绕组和副边绕组；
所述原边绕组的第一端子经所述漏感Lk连接所述高频链逆变电路的第一输出端；所述原边绕组的第二端子连接所述高频链逆变电路的第二输出端；
所述副边绕组的第三端子连接所述交错并联交流变换电路的第一输入端；所述副边绕组的第四端子连接所述交错并联交流变换电路的第二输入端；
所述交错并联交流变换电路的第一输出端输出交流电压Uo；所述交错并联交流变换电路的第二输出端接地。
一种对高频隔离DC/AC逆变器电路的控制方法，包括：
对高频链逆变电路采用正弦波脉宽脉位调制SPWPM控制方式，将所述高频链逆变电路输入的直流电压变换为调制SPWPM高频交流电压脉冲；
对所述交错并联交流变换电路采用高频和工频混合脉冲控制方式，将所述高频交流电压脉冲变换成低频正弦电压。
所述对所述高频链逆变电路采用正弦波脉宽脉位调制SPWPM控制方式的步骤具体为：
对光伏电池阵列的输出电压UPV和输出电流IPV经最大功率点跟踪MPPT控制，得到并网电流参考幅值Io *；
交流输出侧电网电压uo经PLL锁相环处理，输出与电网电压u0同频同相的单位正弦值，所述单位正弦值与并网电流参考幅值Io *相乘，得到并网电流指令值io *；
所述并网电流指令值io *与反馈的并网电流实际值io作比较，生成误差信号△i；所述误差信号△i经过比例积分PI控制器后，增加电网电压前馈环节，得到正弦调制波信号uref；
由正弦调制波信号uref及其反相值-uref与输入的高频等腰三角载波比较，生成高频链逆变电路的开关管的脉冲脉冲电流S1、S2、S3与S4。
所述高频链逆变电路的开关管的脉冲脉冲电流S1、S2、S3与S4生成方式采用桥内互补/斜对角桥间移相型调制SPWPM生成方式；或者桥内移相/斜对角桥间相同型调制SPWPM生成方式。
所述由正弦调制波信号uref及其反相值-uref与输入的高频等腰三角载波比较，生成高频链逆变电路的开关管的脉冲脉冲电流S1、S2、S3与S4具体为：
反相值-uref与高频等腰三角载波的上升沿比较，生成S4驱动脉冲信号的上升沿；
正弦调制波信号uref与高频等腰三角载波的下降沿比较，生成S4驱动脉冲信号的下降沿；
反相值-uref与高频等腰三角载波的下降沿比较，生成S1驱动脉冲信号的上升沿；
正弦调制波信号uref与高频等腰三角载波的上升沿比较，生成S1驱动脉冲信号的下降沿。
所述高频链逆变电路中同一桥臂开关管的驱动脉冲信号互补，脉冲占空比均为50％。
所述对所述交错并联交流变换电路采用高频和工频混合脉冲控制的步骤具体为：
通过判断正弦调制波信号uref的正负得到工频脉冲，在调制波uref过零点的预定阈值的范围内采用与所述高频链逆变电路的开关管的输入脉冲电流S1、S2、S3与S4互补的高频脉冲，所述工频脉冲和所述高频脉冲组合作为所述倍流电路开关管混合脉冲电流S5、S6、S7与S8。
所述在调制波uref过零点的预定阈值的范围内采用与所述高频链逆变电路的开关管的输入脉冲电流S1、S2、S3与S4互补的高频脉冲，所述工频脉冲和所述高频脉冲组合作为所述倍流电路开关管混合脉冲电流S5、S6、S7与S8具体为：
在电流出现过零点的预定阈值范围内时采用高频模式，开关管S5与S7脉冲相同，S6与S8脉冲相同，两组脉冲进行高频切换并与高频链逆变电路的相应脉冲互补，uref>0时，S7与S4脉冲互补，S8与S3互补；uref<0时，S7与S2脉冲互补，S8与S1互补；
在电流出现过零点的预定阈值范围外时采用工频模式，在uref>0时，S7、S8脉冲始终置“1”，S5、S6的脉冲始终置“0”；uref<0时，S7、S8脉冲始终置“0”，S5、S6脉冲始终置“1”。
如图9和图10所示，通过检测光伏电池阵列PV输出的电压UPV、电流IPV，经MPPT控制输出得到并网电流参考幅值Io *；检测并反馈电网电压uo，经PLL锁相环输出得到与电网电压同频同相的单位正弦sin，与电流参考值Io *相乘作为并网电流指令io *，与检测实际反馈并网电流io作比较产生误差信号△i，再经过比例积分PI控制器后，增加电网电压前馈环节，得到正弦调制波信号uref。再由正弦调制波信号uref及其反相值-uref与输入高频三角载波比较生成开关管驱动脉冲，作用于系统电路中开关管实现相应功能。
以下描述本发明的应用场景。
一种高频隔离光伏并网逆变器混合型调制SPWPM的控制策略，所述电路包括：输入电压Ud、高频链逆变电路、高频隔离变压器T1、倍流电路、高频滤波电容Cf、输出电网电压uo。
所述输入电压Ud可以是直接光伏阵列输出电压也可以是间接光伏阵列输出直流电压。
高频链逆变电路包括：带反并联二极管的第一开关管S1的源极与第二开关管S2的漏极连接构成桥臂，第三开关管S3的源极与第四开关管S4的漏极连接构成桥臂，且第一开关管S1的漏极与第三开关管S3的漏极，连接到输入电源Ud的正极；第二开关管S2的源极与第四开关管S4的源极，连接到输入电源Ud的负极。
倍流电路包括：带反并联二极管的第五开关管S5的集电极与第一电感L1连接，第五开关管S5的发射极与第七开关管S7的发射极相连；第六开关管S6的集电极与第二电感L2连接，第六开关管S6的发射极与第八开关管S8的发射极相连；输出电网电压uo一端连接在第一电感L1和第二电感L2公共点，输出电网电压uo另一端连接在第七开关管S7的集电极和第八开关管S8的集电极公共点。
高频隔离变压器T1包括：原边绕组和副边绕组，其中变压器原边第一端子连接在第一开关管S1的源极和第二开关管S2的漏极公共点，变压器第二端子连接在第三开关管S3的源极和第四开关管S4的漏极公共点；变压器副边的第三端子经漏感Lk后连接在第一电感L1与第五开关管S5的集电极公共点，变压器第四端子连接在第二电感L2与第六开关管S6的集电极公共点。
高频滤波电容Cf并联在电网电压uo两端。
主电路，可以为全桥倍流电路拓扑或者半桥倍流电路电路拓扑。
所述的混合型调制SPWPM控制策略，包括：同时对高频链逆变电路和倍流电路进行控制，在高频链逆变电路中采用调制SPWPM控制，将高频逆变和正弦调制功能集中在变压器前级完成，实现将直流电压变换为调制SPWPM高频交流电压脉冲，在后级倍流电路中采用高频和工频混合脉冲控制，将高频交流直接变换成并网需要的低频正弦电压。
所述的控制策略，具体为：选取最大功率点跟踪功率外环和并网电流内环双闭环控制。具体过程为：检测光伏阵列输出的电压、电流，经MPPT控制输出得到并网电流参考幅值；检测反馈电网电压，经PLL锁相环输出得到与电网电压U0同频同相的单位正弦，与电流参考值相乘作为并网电流指令给定值，与检测实际反馈并网电流作比较产生误差信号△i，再经过比例积分PI控制器，得到正弦调制波信号uref和-uref，两者分别与高频三角载波信号的上升沿和下降沿比较得到高频链逆变电路开关管脉冲；一方面通过判断正弦调制波信号uref正负得到工频脉冲，另一方面在调制波uref过零点附近采用高频链逆变电路互补高频脉冲，工频脉冲和高频脉冲组合得到倍流电路开关管混合脉冲。
高频链逆变电路中同一桥臂开关管的驱动脉冲信号互补，脉冲占空比均为50％；S1与S4同时导通时，输出正电压，S2与S3同时导通时，输出负电压，S1和S3或者S2与S4同时导通时，输出零电压。在一个工频周期内，两桥臂脉冲间的相位差按调制波uref的正弦规律进行调制SPWPM控制，变压器原边电压脉冲宽度也相应按正弦变化。倍流电路中开关管S5-S8脉冲采用工频和高频混合模式，其特征在于：在电流可能出现过零点附近采用高频模式，具体表现为开关管S5与S7脉冲相同，S6与S8脉冲相同，两组脉冲进行高频切换并与前级相应脉冲互补，即uref>0时S7与S4脉冲互补，S8与S3互补，uref<0时S7与S2脉冲互补，S8与S1互补。在其他大部分时间内采用工频模式，具体表现为在uref>0时，S7、S8脉冲始终置“1”，S5、S6脉冲始终置“0”，uref<0时，S7、S8脉冲始终置“0”，S5、S6脉冲始终置“1”。
高频链逆变电路脉冲可以采用桥内互补/斜对角桥间移相型调制SPWPM或是桥内移相/斜对角桥间相同型调制SPWPM生成方式；倍流电路混合型控制中高频脉冲可以与前级相应脉冲互补型或者是同步高频脉冲。
针对传统高频隔离型光伏并网逆变器控制策略中存在的问题与不足，本发明的混合型调制SPWPM控制策略，在高频链逆变电路中采用调制SPWPM控制，将高频逆变和正弦调制功能集中在变压器前级完成，在后级倍流电路中采用高频和工频混合脉冲控制，将高频交流直接变换成工频交流。将直流电源经高频逆变、隔离后输出低频交流，实现光伏逆变器并网电流控制，不仅具有体积小、重量轻、无中间直流环节、开关器件数量少、并网电流纹波小等优点，还能有效减小开关损耗，提高系统效率，同时实现并网电流平滑过零，减小并网电流谐波，适用于需要高频隔离的单相光伏发电并网系统以及DC/AC逆变领域。
换句话说，本发明的高频隔离光伏并网逆变器混合型调制SPWPM控制方法为：光伏阵列直接或间接输出的直流电压首先经过高频链逆变电路进行高频逆变和正弦调制后变换为高频调制SPWPM电压脉冲，经高频隔离变压器传输到副边倍流电路，副边开关管采用高频和工频混合脉冲控制，使功率只经过DC-HFAC-LFAC两级变换，既能有效减小开关损耗、提高系统效率，又能实现电流过零点的平滑切换。
以下描述工频模式工作原理。
为便于分析，当开关频率远大于交流电网基波频率时，在一个开关周期内近似认为交流电压、电流不变。同时假设L1、L2足够大，电感电流近似不变，均为io/2。以图2中区间II为例，uo>0、uref>0、io>0，前级开关管S1-S4工作在高频调制SPWPM调制，后级开关管S5、S6脉冲始终置“0”，S7、S8始终置“1”。区间II内各管脉冲及电流波形如图3所示，一个开关周期可以按t0-t8分为8个区段：
设t0时刻之前的状态为u1＝-Ud，i1<0，S2、S3导通，副边S7、D5导通，S8、D6处于关断状态，iLk＝-iL2＝-io/2。
t0-t1期间工作模式如图4-(a)所示，在t0时刻原边S2脉冲关断，i1通过D1，S3续流，u1＝0。副边有两条电流通路，L1电流通过uo、S7、D5续流，L2电流通过uo、S7、D5、u2、Lk续流，L2与Lk串联承受电压uo，因L2较大，iL2、iLk变化较小。因S8、D6两端电压ucb<0，S8、D6继续维持关断状态。
t1-t3期间工作模式如图(b)、(c)所示,在t1时刻S3脉冲关断，i1通过D1，D4续流，u1从0跳变到+Ud，u2及ucb也随之跳变为正。由于S8脉冲始终置“1”，ucb>0使得S8、D6导通，S7、S8两支路同时导通，分别为L1、L2提供续流通路。
t1时刻后由于S7、D5和S8、D6共同导通，uab≈0，uLk≈u2＝+Ud/N，因Lk较小，加正电压后iLk迅速上升。在t1-t2期间，i1<0，D1、D4导通，iLk从-io/2线性上升到0，工作模式如图4(b)所示。在t2时刻，iLk及i1从负变正，原边从D1、D4换流到S1、S4。在t2-t3期间，iLk从0线性上升到io/2，i1>0，S1、S4导通，工作模式如图4(c)所示。
t3-t4期间工作模式如图4-(d)所示。原边i1>0，S1、S4导通，u1＝+Ud。副边有两条电流通路，L1电流通过uo、S8、D6、u2、Lk续流，L2电流通过uo、S8、D6续流，L1与Lk串联承受电压(u2-uo)，因L1较大且L1>>Lk，iL1、iLk变化较小，uLk≈0。由于S7、D5两端电压uca<0，S7、D5继续维持关断状态。
t4-t8期间原边从S1、S4换流到S2、S3导通，副边S7到S8的换流过程对应t5-t7时间段，工作原理与上述类似。当工作在图2中区间IV(uo<0、uref<0、io<0)时，工作模式也基本类似，区别在于区间IV内S5、S6脉冲始终置“1”，S7、S8始终置“0”，交流电流方向反向，具体工作原理不再赘述。
以下描述高频模式工作原理。
以电压过零点为基准，根据无功功率给定以及电压、电流相量关系，对可能出现电流过零点的区间进行估算并留有一定裕量，在该区间内后级开关管采用高频脉冲，如图2中区间I、III所示。前级开关管S1-S4仍然采用高频调制SPWPM调制，后级开关管S5与S7脉冲相同，S6与S8脉冲相同，两组脉冲进行高频切换并与前级相应脉冲互补，即uref>0时S7与S4脉冲互补，S8与S3互补，uref<0时S7与S2脉冲互补，S8与S1互补。当io>0时，采用高频脉冲后的iS7、iS8波形仍然如图3所示。当电流在任意点从正变负时，由于任一支路两开关脉冲相同，相当于双向开关，电流可以平滑过零。以图2中区间III为例，假设电流在ta时刻过零，其工作原理对应于图3中t4-t5区段。由于该区段内S6、S8同时发脉冲，ta时刻之前，io>0，S8、D6导通，原边i1>0，S4、D2导通，工作模式如图5-(a)所示；ta时刻后，io从正变负，其电流通路从S8、D6自然过度到S6、D8，原边i1<0，S2、D4导通，工作模式如图5-(b)所示。
本技术领域技术人员可以理解，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非像这里一样定义，不会用理想化或过于正式的含义来解释。
为便于对本发明实施例的理解，下面将结合附图以几个具体实施例为例做进一步的解释说明，且各个实施例并不构成对本发明实施例的限定。
本领域普通技术人员可以理解：附图只是一个实施例的示意图，附图中的模块或流程并不一定是实施本发明所必须的。
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种对高频隔离DC/AC逆变器电路的控制方法，其特征在于，包括：
对高频链逆变电路采用正弦波脉宽脉位调制SPWPM控制方式，将所述高频链逆变电路输入的直流电压变换为调制SPWPM高频电压脉冲；
对交错并联交流变换电路采用高频和工频混合脉冲控制方式，将所述高频交流电压脉冲变换成低频正弦电压。
2.如权利要求1所述的控制方法，所述对高频链逆变电路采用正弦波脉宽脉位调制SPWPM控制方式具体为：
对光伏电池阵列的输出电压UPV和输出电流IPV经最大功率点跟踪MPPT控制，得到并网电流参考幅值Io *；
交流输出侧电网电压uo经PLL锁相环处理，输出与电网电压u0同频同相的单位正弦值，所述单位正弦值与所述并网电流参考幅值Io *相乘，得到并网电流指令值io *；
所述并网电流指令值io *与反馈的并网电流实际值io作比较，生成误差信号△i；所述误差信号△i经过比例积分PI控制器后，增加电网电压前馈环节，得到正弦调制波信号uref；
由正弦调制波信号uref及其反相值-uref与输入的高频等腰三角载波比较，生成高频链逆变电路的开关管的脉冲脉冲电流S1、S2、S3与S4。
3.如权利要求2所述的控制方法，其特征在于，所述高频链逆变电路的开关管的脉冲脉冲电流S1、S2、S3与S4生成方式采用桥内互补/斜对角桥间移相型调制SPWPM生成方式；或者桥内移相/斜对角桥间相同型调制SPWPM生成方式。
4.如权利要求2所述的控制方法，其特征在于，所述由正弦调制波信号uref及其反相值-uref与输入的高频等腰三角载波比较，生成高频链逆变电路的开关管的脉冲脉冲电流S1、S2、S3与S4具体为：
所述反相值-uref与所述高频等腰三角载波的上升沿比较，生成S4驱动脉冲信号的上升沿；
所述正弦调制波信号uref与所述高频等腰三角载波的下降沿比较，生成S4驱动脉冲信号的下降沿；
所述反相值-uref与所述高频等腰三角载波的下降沿比较，生成S1驱动脉冲信号的上升沿；
所述正弦调制波信号uref与所述高频等腰三角载波的上升沿比较，生成S1驱动脉冲信号的下降沿。
5.如权利要求2所述的控制方法，其特征在于，
所述高频链逆变电路中同一桥臂开关管的驱动脉冲信号互补，脉冲占空比均为50％。
6.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述对所述交错并联交流变换电路采用高频和工频混合脉冲控制的步骤具体为：
通过判断正弦调制波信号uref的正负得到工频脉冲，在调制波uref过零点的预定阈值的范围内采用与所述高频链逆变电路的开关管的输入脉冲电流S1、S2、S3与S4互补的高频脉冲，所述工频脉冲和所述高频脉冲组合作为所述倍流电路开关管混合脉冲电流S5、S6、S7与S8。
7.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述通过判断正弦调制波信号uref的正负得到工频脉冲，在调制波uref过零点的预定阈值的范围内采用与所述高频链逆变电路的开关管的输入脉冲电流S1、S2、S3与S4互补的高频脉冲，所述工频脉冲和所述高频脉冲组合作为所述倍流电路开关管混合脉冲电流S5、S6、S7与S8具体为：
在交错并联交流变换电路输出的交流电流出现过零点的预定阈值范围内时采用高频模式，开关管S5与S7脉冲相同，S6与S8脉冲相同，两组脉冲进行高频切换并与高频链逆变电路的相应脉冲互补，uref>0时，S7与S4脉冲互补，S8与S3互补；uref<0时，S7与S2脉冲互补，S8与S1互补；
在交错并联交流变换电路输出的交流电流出现过零点的预定阈值范围外时采用工频模式，在uref>0时，S7、S8脉冲始终置“1”，S5、S6的脉冲始终置“0”；uref<0时，S7、S8脉冲始终置“0”，S5、S6脉冲始终置“1”。
8.一种高频隔离DC/AC逆变器电路，其特征在于，包括：
前级的高频链逆变电路、高频隔离变压器T1、交错并联交流变换电路、漏感Lk；
所述高频链逆变电路用于，将输入的直流电压Ud变换为高频交流电压脉冲；
所述高频隔离变压器用于，将所述高频交流电压脉冲传输到副边的所述交错并联交流变换电路；
所述交错并联交流变换电路用于，将所述高频隔离变压器传输的所述高频交流电压脉冲变换为工频交流电压uo，实现并网；
所述高频链逆变电路的第一输入端连接输入的直流电压Ud；所述高频链逆变电路的第二输入端连接地；
所述高频隔离变压器T1包括：原边绕组和副边绕组；
所述原边绕组的第一端子连接所述高频链逆变电路的第一输出端；所述原边绕组的第二端子连接所述高频链逆变电路的第二输出端；
所述副边绕组的第三端子经漏感Lk连接所述交错并联交流变换电路的第一输入端；所述副边绕组的第四端子连接所述交错并联交流变换电路的第二输入端；
所述交错并联交流变换电路的第一输出端输出交流电压uo，连接电网；所述交错并联交流变换电路的第二输出端接地。
9.根据权利要求8所述的电路，其特征在于，所述高频链逆变电路为：
第一开关管S1的漏极与第三开关管S3的漏极作为所述高频链逆变电路的第一输入端，分别连接输入的直流电压Ud；
第二开关管S2的源极与第四开关管S4的源极作为所述高频链逆变电路的第二输入端，分别连接到地；
第一开关管S1的源极与第二开关管S2的漏极作为所述高频链逆变电路的第一输出端，连接构成桥臂；
第三开关管S3的源极与第四开关管S4的漏极作为所述高频链逆变电路的第二输出端，连接构成桥臂；
第一二极管的正极连接到第一开关管S1的源极；第一二极管的负极连接到第一开关管S1的漏极；
第二二极管的正极连接到第二开关管S2的源极；第二二极管的负极连接到第二开关管S2的漏极；
第三二极管的正极连接到第三开关管S3的源极；第三二极管的负极连接到第三开关管S3的漏极；
第四二极管的正极连接到第四开关管S4的源极；第四二极管的负极连接到第四开关管S4的漏极；
第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4的栅极分别输入驱动脉冲信号P1、P2、P3、P4；
所述交错并联交流变换电路为：
第五开关管S5的集电极作为所述交错并联交流变换电路的第一输入端，与第一电感L1的第一端连接；第五开关管S5的发射极与第七开关管S7的发射极相连；
第六开关管S6的集电极作为所述交错并联交流变换电路的第二输入端，与第二电感L2的第一端连接，第六开关管S6的发射极与第八开关管S8的发射极相连；
第一电感L1的第二端和第二电感L2的第二端作为所述交错并联交流变换电路的第一输出端，分别连接到所述交流电压uo；
第七开关管S7的集电极和第八开关管S8的集电极作为所述交错并联交流变换电路的第二输出端，分别接地；
第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8的基极分别输入驱动脉冲信号P5、P6、P7、P8。
10.一种高频隔离DC/AC逆变器电路，其特征在于，包括：
前级的高频链逆变电路、高频隔离变压器T1、后级的交错并联交流变换电路、漏感Lk；
所述高频链逆变电路用于，将输入的直流电压Ud变换为高频交流电压脉冲；
所述高频隔离变压器用于，将所述高频交流电压脉冲传输到所述交错并联电路；
所述交错并联交流变换电路用于，将所述高频隔离变压器传输的所述高频交流电压脉冲变换为工频交流电压uo；
所述高频链逆变电路的第一输入端连接输入的直流电压Ud；所述高频链逆变电路的第二输入端连接地；
所述高频隔离变压器T1包括：原边绕组和副边绕组；
所述原边绕组的第一端子经所述漏感Lk连接所述高频链逆变电路的第一输出端；所述原边绕组的第二端子连接所述高频链逆变电路的第二输出端；
所述副边绕组的第三端子连接所述交错并联交流变换电路的第一输入端；所述副边绕组的第四端子连接所述交错并联交流变换电路的第二输入端；
所述交错并联交流变换电路的第一输出端输出工频交流电压uo；所述交错并联交流变换电路的第二输出端接地。
CN201610115789.4A 2016-03-01 2016-03-01 对高频隔离dc/ac逆变器电路的控制方法和电路 Pending CN105703652A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201610115789.4A CN105703652A (zh) 2016-03-01 2016-03-01 对高频隔离dc/ac逆变器电路的控制方法和电路

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201610115789.4A CN105703652A (zh) 2016-03-01 2016-03-01 对高频隔离dc/ac逆变器电路的控制方法和电路

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN105703652A true CN105703652A (zh) 2016-06-22

Family

ID=56222625

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201610115789.4A Pending CN105703652A (zh) 2016-03-01 2016-03-01 对高频隔离dc/ac逆变器电路的控制方法和电路

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN105703652A (zh)

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105846674A (zh) * 2016-06-21 2016-08-10 中国电子科技集团公司第三十八研究所 非隔离高变比双向直流变换器
CN105978130A (zh) * 2016-07-05 2016-09-28 清华大学 光伏充电系统及用于光伏充电系统的充电控制方法
CN111884535A (zh) * 2020-06-30 2020-11-03 西北工业大学 高频脉冲交流环节逆变器混合调制策略
WO2021189774A1 (zh) * 2020-03-27 2021-09-30 威胜信息技术股份有限公司 从工频信号中提取特征信号的方法、系统和档案管理方法
CN113541456A (zh) * 2021-09-16 2021-10-22 华邦创科(惠州市)智能科技有限公司 全电压高频直接变换隔离型安全电源
CN114884336A (zh) * 2022-07-01 2022-08-09 杭州禾迈电力电子股份有限公司 Dc/ac变换电路及其控制方法、周波变换器的调制方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101635530A (zh) * 2009-08-28 2010-01-27 南京航空航天大学 一种单级正激式高频链逆变器
JP2013055794A (ja) * 2011-09-05 2013-03-21 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
CN104410316A (zh) * 2014-12-18 2015-03-11 盐城工学院 一种高频链逆变器及其数字控制装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101635530A (zh) * 2009-08-28 2010-01-27 南京航空航天大学 一种单级正激式高频链逆变器
JP2013055794A (ja) * 2011-09-05 2013-03-21 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
CN104410316A (zh) * 2014-12-18 2015-03-11 盐城工学院 一种高频链逆变器及其数字控制装置

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
李雪城: ""高频隔离型光伏并网逆变器的研究"", 《中国优秀硕士学位论文全文数据库 工程科技II辑》 *
沙德尚 等: ""高频链逆变器的全数字化混合SPWPM控制策略研究"", 《电工技术学报》 *
许凤霞: ""单级四象限高频链逆变器并联控制"", 《中国优秀硕士学位论文全文数据库 工程科技II辑》 *

Cited By (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105846674A (zh) * 2016-06-21 2016-08-10 中国电子科技集团公司第三十八研究所 非隔离高变比双向直流变换器
CN105846674B (zh) * 2016-06-21 2019-04-30 中国电子科技集团公司第三十八研究所 非隔离高变比双向直流变换器
CN105978130A (zh) * 2016-07-05 2016-09-28 清华大学 光伏充电系统及用于光伏充电系统的充电控制方法
CN105978130B (zh) * 2016-07-05 2019-04-19 清华大学 光伏充电系统及用于光伏充电系统的充电控制方法
WO2021189774A1 (zh) * 2020-03-27 2021-09-30 威胜信息技术股份有限公司 从工频信号中提取特征信号的方法、系统和档案管理方法
US11852661B2 (en) 2020-03-27 2023-12-26 Willfar Information Technology Co., Ltd. Method and system for extracting characteristic signal from power frequency signal and file management method therefor
CN111884535A (zh) * 2020-06-30 2020-11-03 西北工业大学 高频脉冲交流环节逆变器混合调制策略
CN111884535B (zh) * 2020-06-30 2023-12-01 西北工业大学 高频脉冲交流环节逆变器混合调制策略
CN113541456A (zh) * 2021-09-16 2021-10-22 华邦创科(惠州市)智能科技有限公司 全电压高频直接变换隔离型安全电源
CN114884336A (zh) * 2022-07-01 2022-08-09 杭州禾迈电力电子股份有限公司 Dc/ac变换电路及其控制方法、周波变换器的调制方法
CN114884336B (zh) * 2022-07-01 2022-09-16 杭州禾迈电力电子股份有限公司 Dc/ac变换电路及其控制方法、周波变换器的调制方法
WO2024000949A1 (zh) * 2022-07-01 2024-01-04 杭州禾迈电力电子股份有限公司 Dc/ac变换电路及其控制方法、周波变换器的调制方法

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8111528B2 (en) DC to AC inverter
CN105703652A (zh) 对高频隔离dc/ac逆变器电路的控制方法和电路
CN102437772B (zh) 高频脉冲交流环节逆变器的双极性调制控制装置
CN101931337A (zh) 一种光伏发电用斩波逆变电路及其控制方法
CN102856916A (zh) 一种单相光伏逆变器无功控制方法及电路
CN108683347B (zh) 基于倍压电路的七电平逆变器拓扑结构及七电平逆变器
Lodh et al. Single stage multi-port Flyback type solar PV module integrated micro-inverter with battery backup
CN101741275B (zh) 可并联工作的模块化全桥并网逆变器的控制方法
CN103618336A (zh) 整流式高频链并网逆变器的输出数字调制电路及控制系统
CN113595431B (zh) 级联H桥Buck型高频环节单级多输入双向DC/AC变换器
CN103036398B (zh) 单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器
Ansari et al. A new control method for an interleaved flyback inverter to achieve high efficiency and low output current THD
CN110149068A (zh) 一种无环流三相双Buck全桥逆变器及其控制策略
CN103888013B (zh) 基于高频交流降压理论的微型逆变器及其数字控制装置
CN102931678B (zh) 一种双交错反激式光伏并网微逆变器及其控制方法
CN110071652B (zh) 一种低漏电流五开关非隔离单相光伏并网逆变器及并网系统
CN108199602B (zh) 多绕组分时供电正激直流斩波型单级多输入高频链逆变器
Lu et al. A new three-phase inverter built by a low-frequency three-phase inverter in series with three high-frequency single-phase inverters
CN108023496B (zh) 串联同时选择开关电压型单级多输入低频环节逆变器
CN105703645A (zh) 高频隔离dc/ac逆变器电路以及控制方法
Chen et al. High-frequency DC link flyback single phase inverter for grid-connected photovoltaic system
CN110336325B (zh) 一种基于新型单相光伏并网拓扑的控制方法与装置
CN112104249B (zh) 非隔离型逆变器装置及其控制方法与具有其的光伏系统
Fang et al. Study on PV micro-inverter with coupled inductors and double boost topology
CN203504448U (zh) 基于交错周期pwm调制的光伏微型逆变器

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication

Application publication date: 20160622

WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication