CN103956922B - 一种开关电源及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种开关电源及其控制方法，开关电源由三相电压型PWM整流器和H桥高频DC/DC变换器两部分组合构成，并且在直流电容连接中点和DC/DC变换器桥臂连接中点引入两个附加电感元件。引入的附加电感元件可以为DC/DC变换器的电力电子开关暂态过程提供能量通路，从而实现电力电子开关的零电压导通和零电流关断。应用自抗扰控制技术可以有效实现DC/DC变换器的稳定控制，并且减少暂态过程开关动作次数，从而减小开关损耗。本发明能够有效实现DC/DC变换器在各种负荷状态下同时实现滞后桥臂的零电压导通和零电流关断及超前桥臂的零电压导通和近似零电流关断，减小开关损耗，进一步提高开关电源效率。

Description

一种开关电源及其控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，特别是一种开关电源及其控制方法。

背景技术

随着电力电子器件、装置拓扑结构及控制技术的发展，现代电力电子技术已经成为高效、节能、传统设备改造及产业升级的重要手段和关键因素。近年来国内外相继研制出用于低压领域的高效高频开关电源。开关电源是利用现代电力电子技术，控制半导体开关器件开通和关断的时间比率，维持输出电压电流稳定的一种电源，开关电源一般由主电路和控制电路构成。传统电镀电解直流电源主要采用工频整流、不可控整流、晶闸管可控整流技术，电源装备体积大、能耗高、效率低，且网侧功率因数低、谐波含量高，严重影响了企业配电网的安全运行。与传统工频整流电源相比，新型开关电源具有高效节能，重量轻，体积小，动态性能好，适应性更强，有利于实现工艺过程自动化和智能化控制等显著优点。

但是，在大功率高频开关电源中，经过功率开关管的电流很大，开关管两端的电压也很大，因此开通损耗就非常大。一般每个开关管一个周期中至少开通和关断各一次，从而开关过程中产生的开关损耗最多可以高达通态损耗的数十倍，不仅存在开关损耗，还很容易导致开关噪声的产生，提高开关频率虽然有助于减少电源的体积，但是开关损耗也会增加，电源效率降低，电磁干扰增大。

软开关技术的出现能够解决上述问题，通过在原来的电路中增加电感、电容等谐振元件构成辅助谐振网络，使开关管在开通或者关断之前两端的电 压降为零或者流过的电流降为零，从而减少开关的损耗和高频噪声。软开关技术具有代表性的是无源软开关技术和有源软开关技术，主要有零电压开关零电流开关(ZVS/ZCS)、准谐振技术、零电压/零电流脉冲宽度调制技术(ZVS/ZCS-PWM)以及无源无损软开关技术、有源软开关等，由于软开关能大幅降低损耗，提高效率，在实际电路中有广泛的应用。为了实现开关的零电压导通的同时能实现零电流关断，有文献提出采用副边能量回收缓冲电路实现原边电流复位，电路结构简单，有较高的工程应用价值，但是，变压器需要进行特殊的设计，增加了额外的成本；也有文献提出一种适用于大功率电弧焊接用的全桥相移脉宽调制型DC/DC变换器，引入了附加变压器和附加缓冲电路，能够实现主要工作方式空载和短路状态下的零电压导通、零电流关断，其拓扑结构复杂，而且存在环流。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种开关电源及其控制方法，减小开关损耗，提高开关电源效率。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种开关电源，包括前级三相电压型PWM整流器和后级高频DC/DC变换器，所述后级高频DC/DC变换器包括依次连接的全桥逆变电路、高频变压器、低压整流器；所述全桥逆变电路包括两个并联的桥臂，所述两个桥臂的中点通过两个串联电感连接；所述两个串联电感的中点与所述前级三相电压型PWM整流器直流电容支路的两个直流电容中点连接；所述直流电容支路两端与所述全桥逆变电路连接；所述前级三相电压型PWM整流器通过三个输入滤波电感接入三相电网；所述低压整流器与负载连接。

本发明还提供了一种上述开关电源的控制方法，包括前级三相电压型 PWM整流器控制方法和后级高频DC/DC变换器控制方法：

所述前级三相电压型PWM整流器控制方法包括以下步骤：

1)在每个过零采样周期开始的时刻，对三相电网电压u_a、u_b、u_c；输入的三相电流i_a、i_b、i_c；括前级三相电压型PWM整流器的直流侧电压u_dc分别进行采样；

2)将u_dc与给定电压值U_ref相减，并将相减后的误差送入电压外环的PI调节中，得到一个电流指令信号I_dc：

I_dc＝k_pΔU_dc+k_I∫ΔU_dcdt；

k_p和k_I分别为PI调节的比例系数和积分系数；Δu_dc＝u_ref-u_dc为电压跟踪误差；u_ref为三相电压型PWM整流器直流侧电压给定值；

3)将上述电流指令信号I_dc乘以前级三相电压型PWM整流器各相对应的同步信号，得到一个电流参考信号i_dn，n＝a,b,c；根据电流内环无差拍控制原理计算出前级三相电压型PWM整流器各相的占空比信号d_n：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_a=k\frac{1}{u_{\mathrm{dc}}}[u_a-\frac{L}{T_S}(i_{\mathrm{da}}-i_a)]+0.5\\ d_b=k\frac{1}{u_{\mathrm{dc}}}[u_b-\frac{L}{T_S}(i_{\mathrm{db}}-i_b)]+0.5\\ d_c=k\frac{1}{u_{\mathrm{dc}}}[u_c-\frac{L}{T_S}(i_{\mathrm{dc}}-i_c)]+0.5\end{array}\right.;$

其中，T_S为采样周期；L为输入滤波电感值；考虑计算误差，对d_n取一系数k(0<k<1)；前级三相电压型PWM整流器各相对应的同步信号分别为sin(wt)、sin(wt-120°)、sin(wt+120°)；w为三相电网基波角频率；t为采样时间；

4)采用PWM调制方法，得到前级三相电压型PWM整流器各相的PWM驱动信号，用来控制三相PWM整流器六个功率器件的关断，维持前级三相电 压型PWM整流器直流侧电容电压的稳定；

所述后级高频DC/DC变换器控制方法包括以下步骤：

1)在每个过零采样周期开始的时刻，对后级高频DC/DC变换器输出的直流电压V_o和负载电流I_o、后级高频DC/DC变换器输入滤波电容电压U_cf分别进行采样；

2)将采样得到的V_o和I_o相乘，乘积与给定的输出功率P_o.max一同送入自抗扰控制器功率外环中，得到一个电流指令信号I_o.cut；

3)将上述电流指令信号I_o.cut与给定的开关电源输出直流电压V_o.set相加，同采样得到的U_cf一起送入自抗扰控制器电压内环中，得到一个电压指令信号U_o.cut；

4)将上述电压指令信号U_o.cut与给定的输出直流电压V_o.set相加，然后根据零电压导通和零电流关断的原理(ZVZCS)得到后级高频DC/DC变换器控制参数相移delay，基于相移控制原理采用PWM调制方法，得到全桥逆变电路两个桥臂的所有电力电子开关的PWM驱动信号，维持后级高频DC/DC变换器给定功率下的稳定。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明引入的两个附加电感为后级高频DC/DC变换器IGBT开通和关断过程提供了能量流通回路，可以保证变换器两桥臂的零电压导通和滞后桥臂的零电流关断；具有线性状态观测器的限功率串联型自抗扰控制能够保证后级高频DC/DC变换器在轻载和重载时软开关的可靠性，并明显减少暂态过程电力电子开关动作次数，本发明的方法能减小开关损耗，从而提高开关电源效率。

附图说明

图1为本发明提出的一种高效开关电源拓扑结构示意图；

图2为本发明一实施例DC/DC变换器开关状态分解示意图；

图2(a)为(t₀～t₁)时刻开关状态示意图；

图2(b)为(t₁～t₂)时刻开关状态示意图；

图2(c)为(t₂～t₃)时刻开关状态示意图；

图2(d)为(t₃～t₄)时刻开关状态示意图；

图2(e)为(t₄～t₅)时刻开关状态示意图；

图2(f)为(t₅～t₆)时刻开关状态示意图；

图2(g)为(t₆～t₇)时刻开关状态示意图；

图3为本发明一实施例DC/DC变换器各环节理想状态波形示意图；

图4为本发明占空比D与相移delay关系示意图；

图5为本发明一实施例高频变压器一次电流i_ab理想状态波形示意图；

图6为本发明一实施例双环串联型ADRC控制原理图；

图7为本发明一实施例轻载时ZVZCS仿真结果示意图；

图8为本发明一实施例重载时ZVZCS仿真结果示意图；

图9为本发明一实施例输出电压的暂态仿真结果示意图。

具体实施方式

图1为本发明提出的一种高效开关电源拓扑结构示意图，其中前级是三相电压型PWM整流器，后级DC/DC中L_aux1、L_aux2是附加电感；L_seq是串联等值电感；L_f、C_f分别是输出滤波电感和滤波电容；C_s0是IGBT的结电容或并联电容。图1所示的开关电源结构中仅引入了两个电感元件L_aux1、L_aux2，图中需要分析的各个环节电压和电流如图中标注所示。

图2为本发明一实施例DC/DC变换器开关状态分解示意图。

图3为本发明一实施例DC/DC变换器各环节理想状态波形示意图，图3 波形中标示的时间t₀:t₇对应图2的各个工作状态。其中，T₁:T₄分别是4个IGBT的脉冲输入。令t∈(t₀,t₇)时的R_load，t∈(t₀,t₂)时的v_cs0(t)和I_PA均为常数；令k＝1，V_d＝0。联立t₀～t₇时段的微分方程可得：

$u_{\mathrm{AB}}\left(t\right)=\frac{L_{\mathrm{seq}}{L}_f{C}_f}{R_{\mathrm{load}}}{\stackrel{\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;}{v}}_o\left(t\right)+L_{\mathrm{seq}}{C}_f{\stackrel{\&CenterDot;\&CenterDot;}{v}}_o\left(t\right)+\frac{(L_{\mathrm{seq}}+L_f)}{R_{\mathrm{load}}}{\stackrel{\&CenterDot;}{v}}_o\left(t\right)+v_o\left(t\right){|}_{V{o}_{0-}\&NotEqual;}---\left(1\right)$

$u_{\mathrm{AB}}\left(t\right)=L_{\mathrm{seq}}{C}_f{\stackrel{\&CenterDot;\&CenterDot;}{u}}_{\mathrm{cf}}\left(t\right)+u_{\mathrm{cf}}\left(t\right){+L}_{\mathrm{seq}}{\stackrel{\&CenterDot;}{i}}_o\left(t\right){|}_{V{\mathrm{cf}}_{0-}\&NotEqual;0}---\left(2\right)$

其中， $u_{\mathrm{AB}}\left(t\right)\left\{\begin{array}{ccc}{V}_{\mathrm{dc}}-v_{\mathrm{cs}0}\left(t\right)& t_0~t_{2;}{t}_3~t_4& \\ V_{\mathrm{dc}}& t_2~t_3& \\ 0& t_4~t_7& \end{array}\right.$

图4为本发明占空比D与相移delay关系示意图；

图5为本发明一实施例高频变压器一次侧电流i_ab理想状态波形示意图。

由图5可得：滞后桥臂实现零电流关断ZCS的条件是

$\mathrm{delay}=\frac{L_P{L}_{\mathrm{seq}}}{k(V_o+{2V}_d)}---\left(3\right)$

其中，delay是两个桥臂脉冲间的相移时间。

滞后桥臂实现零电压开通ZVS的条件是：

${\mathrm{DT}}_s=\mathrm{delay}\frac{L_{\mathrm{dc}}}{V_{\mathrm{dc}}-(V_o+{2V}_d)}---\left(4\right)$

其中，D是驱动DC/DC变换器电力电子开关脉冲信号的占空比。

死区时间t_d的计算公式是：

$t_d=\frac{{2C}_{s0}{V}_{\mathrm{dc}}}{I_{\mathrm{PA}}}---\left(5\right)$

其中，I_PA是流经附加电感L_aux1、L_aux2的最大电流值。

由图1可得:

$L_{\mathrm{seq}}\frac{{\mathrm{di}}_s\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=v_{\mathrm{dc}}\left(t\right)-k(v_o\left(t\right)+{2V}_d)---\left(6\right)$

式(6)作线性化处理可得：

$L_{\mathrm{seq}}=k\frac{V_{\mathrm{dc}}-k(V_o+{2V}_d)}{{2I}_o}(\frac{\mathrm{\&psi;}}{{\mathrm{\&omega;}}_s}-t_d)---\left(7\right)$

令：t₀～t₂时段的电流i_s≈0；t₄-t₃≈0；V_d≈0，则有i_ab的平均电流

${I=\frac{2}{T_s}(\frac{\mathrm{\&psi;}}{{\mathrm{\&omega;}}_s}-t_d)}^2\frac{V_{\mathrm{dc}}}{{\mathrm{kV}}_o}\frac{V_{\mathrm{dc}}-{\mathrm{kV}}_o}{L_{\mathrm{seq}}}---\left(8\right)$

同时有：

kIV_o≈V_oI_o (9)

联立式(8)、式(9)，并且令h_v＝V_dc/V_o，R_load是负载等效电阻， $\mathrm{\&zeta;}=R_{\mathrm{load}}{(\frac{\mathrm{\&psi;}}{{\mathrm{\&omega;}}_s}-t_d)}^2,$ 则有

$h_v=\frac{k+\sqrt{k^2+{4T}_s{L}_{\mathrm{seq}}/\mathrm{\&zeta;}}}{2}---\left(10\right)$

联立式(7)、(10)，且令P_o·max＝V_oI_o，得：

$P_{o\&CenterDot;\max }=(1-\frac{k(V_o+{2V}_d)}{V_{\mathrm{dc}}})\frac{{V_o}^2}{L_{\mathrm{seq}}}\frac{k^2{T}_s}{4}---\left(11\right)$

依据前面的分析可得，若要实现设计的DC/DC变换器同时满足多个限制条件，具体的参数选择需满足合理的参数选择顺序：给定R_load变化范围，依据式(11)画曲线图确定输出V_o，求得输出的P_o·max；调整k以平衡R_load、V_o、P_o·max参数平衡；调整t_d、delay实现ZVZCS。

图6为本发明一实施例双环串联型ADRC控制原理示意图，变换器实际应用中前级IGBT和二极管的正向导通压降和开关动态电阻，后级整流二极管导通压降，高频变压器铁心损耗等都是非线性不确定扰动因素，为此，本发明考虑应用自抗扰控制方法实现变换器的控制。由图1可得：控制系统功率外环是一阶系统，因此自抗扰控制环节外环ADRC1具体分解式为：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_1=v_1-{\mathrm{hr}}_0\mathrm{fal}(v_1-P_{o.\max },0.5,h)\\ \left.=\begin{array}{c}{e}_0=z_{11}-V_o{I}_o,\mathrm{fe}=\mathrm{fal}(e_0,0.5,h)\\ z_{11}=z_{11}+h(z_{12}-{\mathrm{\&beta;}}_{011}{e}_0+b_1{I}_{0.\mathrm{cut}})\\ z_{12}=z_{12}+h(-{\mathrm{\&beta;}}_{012}\mathrm{fe})\end{array}\right\}\\ e_1=v_1-z_{11}\\ I_{o.\mathrm{cut}}={\mathrm{\&beta;}}_1\mathrm{fal}(e_1,\mathrm{0.5,1})-z_{12}/b_1\end{array}\right.---\left(12\right)$

其中， $\mathrm{fal}(e,\mathrm{\&alpha;},\mathrm{\&delta;})=\left\{\begin{array}{c}e/{\mathrm{\&delta;}}^{\mathrm{\&alpha;}-1}\left|e\right|\&le;\mathrm{\&delta;}\\ {\left|e\right|}^{\mathrm{\&alpha;}}\mathrm{sign}\left(e\right)\left|e\right|>\mathrm{\&delta;}\end{array}\right.;$ $\sin g\left(x\right)\left\{\begin{array}{cc}1& x>0\\ 0& x=0\\ -1& x<0\end{array}\right.;$ h是计算步长；r₀是阻尼放大系数；β₀₁₁、β₀₁₂是的比例系数；β₁是误差反馈比例系数；b₁是各种不确定扰动误差的比例系数；在实验中可取：

r₀＝0.0001/h²,β₀₁₁＝1/h,β₀₁₂＝1/(3h²),β₁＝1,b₁∈[100,300]；在公式(12)中，输入V_o、I_o、P_o.max，输出I_o.cut。每采样一次，就顺序计算一次，公式中v₁、e₀、e₁、z₁₁和z₁₂均为计算过程中的中间变量。

根据公式(1)可知：考虑系统输出为v_o(t)时系统相对阶数是3阶；考虑系统输出是u_cf(t)时系统相对阶数是2阶，为了简化控制实现，本发明中控制系统输出是u_cf(t)，控制系统电压内环相对阶数是2阶。自抗扰控制环节内环ADRC2具体分解式为：

$\left\{\begin{array}{c}\left.\begin{array}{c}{v}_{21}=v_{21}+{\mathrm{hv}}_{22}\\ v_{22}=v_{22}+\mathrm{hfhan}(v_1-V_{o.\mathrm{set}}+I_{o.\mathrm{cut}},v_2,r_1,h)\end{array}\right\}\\ {\mathrm{ee}}_0=z_{21}-U_{\mathrm{cf}}\\ \left.\begin{array}{c}{Z}_{21}=Z_{21}+h(Z_{22}-{\mathrm{\&beta;}}_{01}{\mathrm{ee}}_0)\\ Z_{22}=Z_{22}+h(Z_{23}-{\mathrm{\&beta;}}_{02}{\mathrm{ee}}_0+b_2{V}_{0.\mathrm{cut}})\\ Z_{23}=Z_{23}+h\left({-\mathrm{\&beta;}}_{03}{\mathrm{ee}}_0\right)\end{array}\right\}\\ \left.\begin{array}{c}{\mathrm{ee}}_1=v_{21}-z_{21},{\mathrm{ee}}_2=v_{22}-z_{22}\\ u_o=-\mathrm{fhan}({\mathrm{ee}}_1,c_1{\mathrm{ee}}_2,r_2,h_1)\end{array}\right\}\\ V_{o.\mathrm{cut}}=u_o-z_{23}/b_2\\ \end{array}\right.---\left(13\right)$

其中，fhan函数的计算公式为：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_0={\mathrm{rh}}^2,a_0={\mathrm{hx}}_2,y=x_1+a_0\\ a_1=y+a_0,a_2=y+a_0\left(\right|a_0|/d_0-1)/2\\ s_y=(\sin g(y-d_0)-\sin g(y+d_0))/2\\ s_a=(\sin g(a_1-d_0)-\sin g(a_1+d_0))/2\\ \mathrm{fhan}=-r((a_1-\mathrm{sign}\left(a_1\right)-\mathrm{sign}\left(a_2\right))s_y{s}_a+\sin g\left(a_1\right)+\sin g\left(a_2\right))\end{array}\right.---\left(14\right)$

sign函数的计算公式为：

$\sin g\left(x\right)\left\{\begin{array}{cc}1& x>0\\ 0& x=0\\ -1& x<0\end{array}\right.---\left(15\right)$

r₁、r₂是阻尼放大系数；β₀₁、β₀₂和β₀₃是观测器的比例系数；c₁是误差反馈比例系数；b₂是各种不确定扰动误差的比例系数；在实验中可取：

r₁＝0.0001/h²,β₀₁＝1/h,β₀₂＝1/(3h²),β₀₃＝1/(32h²),r₂＝0.5/h²,c₁＝0.5,h₁＝5h,b₂∈[800,1500]；在公式(13)中，输入I_o.cut、V_o.set、U_cf，输出U_o.cut。每采样一次，就顺序计算一次，公式中v₂₁、v₂₂、ee₀、ee₁、ee₂、z₂₁、z₂₂、z₂₃和u_o均为计算过程中的中间变量。

图7为本发明一实施例轻载时ZVZCS仿真结果示意图；图8为本发明一实施例重载时ZVZCS仿真结果示意图。本仿真运用设计了一台10kW开关电源。其中，前级应用PWM整流技术，后级DC/DC应用双环串联型ADRC控制方法。以等效电阻为负载，分别选取轻载1kW，等效电阻291.73Ω；重载10kW，等效电阻31.35Ω进行验证，对比图7、图8可得：超前桥臂开关S3比滞后桥臂开关S1容易实现ZVS，实现电压过零导通的裕度较大，而滞后桥臂开关的电压过零导通裕度很小；滞后桥臂开关刚好实现电流过零关断，而超前桥臂开关能实现较小电流时关断。

图9为本发明一实施例输出电压的暂态仿真结果示意图，应用PI控制与ADRC控制方法的暂态响应时间作对比。在5ms-15ms时V_dc减小12％。结果表明：应用ADRC控制比PI控制有更快速地响应和较小的超调，这有利于减小输出直流的纹波和对前级整流输出电压的影响。

Claims (1)

1.一种开关电源的控制方法，开关电源包括前级三相电压型PWM整流器和后级高频DC/DC变换器，所述后级高频DC/DC变换器包括依次连接的全桥逆变电路、高频变压器、低压整流器；所述全桥逆变电路包括包括两个并联的桥臂，所述两个桥臂的中点通过两个串联电感连接；所述两个串联电感的中点与所述前级三相电压型PWM整流器直流电容支路的两个直流电容中点连接；所述直流电容支路两端与所述全桥逆变电路连接；所述前级三相电压型PWM整流器通过三个输入滤波电感接入三相电网；所述低压整流器与负载连接；其特征在于，包括前级三相电压型PWM整流器控制方法和后级高频DC/DC变换器控制方法：

所述前级三相电压型PWM整流器控制方法包括以下步骤：

1)在每个过零采样周期开始的时刻，对三相电网电压u_a、u_b、u_c、输入的三相电流i_a、i_b、i_c、前级三相电压型PWM整流器的直流侧电压u_dc分别进行采样；

2)将u_dc与给定电压值u_ref相减，并将相减后的误差送入电压外环的PI调节中，得到一个电流指令信号I_dc：

I_dc＝k_pΔu_dc+k_I∫Δu_dcdt；

k_p和k_I分别为PI调节的比例系数和积分系数；Δu_dc＝u_ref-u_dc为电压跟踪误差；u_ref为三相电压型PWM整流器直流侧电压给定值；

3)将上述电流指令信号I_dc乘以前级三相电压型PWM整流器各相对应的同步信号，得到一个电流参考信号i_dn，n＝a,b,c；根据电流内环无差拍控制原理计算出前级三相电压型PWM整流器各相的占空比信号d_n：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_a=k\frac{1}{u_{dc}}\&lsqb;u_a-\frac{L}{T_S}\left(i_{da}-i_a\right)\&rsqb;+0.5\\ d_b=k\frac{1}{u_{dc}}\&lsqb;u_b-\frac{L}{T_S}\left(i_{db}-i_b\right)\&rsqb;+0.5\\ d_c=k\frac{1}{u_{dc}}\&lsqb;u_c-\frac{L}{T_S}\left(i_{dc}-i_c\right)\&rsqb;+0.5\end{array}\right.;$

其中，T_S为采样周期；L为输入滤波电感值；0<k<1；前级三相电压型PWM整流器各相对应的同步信号分别为sin(wt)、sin(wt-120°)、sin(wt+120°)；w为三相电网基波角频率；t为采样时间；

4)采用PWM调制方法，得到前级三相电压型PWM整流器各相的PWM驱动信号，用来控制三相PWM整流器六个功率器件的关断，维持前级三相电压型PWM整流器直流侧电容电压的稳定；

所述后级高频DC/DC变换器控制方法包括以下步骤：

1)在每个过零采样周期开始的时刻，对后级高频DC/DC变换器输出的直流电压V_o和负载电流I_o、后级高频DC/DC变换器输入滤波电容电压U_cf分别进行采样；

2)将采样得到的V_o和I_o相乘，乘积与给定的输出功率P_o.max一同送入自抗扰控制器功率外环，得到一个电流指令信号I_o.cut；

3)将上述电流指令信号I_o.cut与给定的开关电源输出直流电压V_o.set相加，同采样得到的U_cf一起送入自抗扰控制器电压内环，得到一个电压指令信号U_o.cut；

4)将上述电压指令信号U_o.cut与给定的输出直流电压V_o.set相加，然后根据实现零电压导通和零电流关断的原理得到后级高频DC/DC变换器控制参数相移delay，基于相移控制原理采用PWM调制方法，得到全桥逆变电路两个桥臂的所有电力电子开关的PWM驱动信号，维持后级高频DC/DC变换器给定功率下的稳定。