CN103199718A - 一种大功率高频开关整流电源综合控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种大功率高频开关整流电源综合控制方法，包括前级三相电压型整流器控制方法和后级高频DC/DC变换器控制方法两个部分。前级三相电压型整流器采用基于功率前馈的参数自适应调节无差拍控制方法，实现系统的快速响应，迅速跟踪负载的变化，通过参数自适应调节可以在线修正无差拍控制器参数，实现控制参数与实际参数的匹配，消除因参数摄动或漂移对控制性能不利影响，提高控制鲁棒性。后级高频DC/DC变换器采用基于输出电压反馈的虚拟阻抗自均流控制方法，有效解决均流控制精度和负载输出电压精度间的矛盾，使虚拟阻抗取值并不影响负载电压的输出调节，提高了虚拟阻抗均流法在输出电压精度要求较高的场合的适用能力。

Description

一种大功率高频开关整流电源综合控制方法

技术领域

本发明涉及一种大功率高频开关整流电源，特别是一种大功率高频开关整流电源的控制方法。

背景技术

在大型电解电镀行业，高频开关电源是核心设备之一。传统电镀电解直流电源主要采用工频整流、不可控整流、晶闸管可控整流技术，电源装备体积大、能耗高、效率低，且网侧功率因数低、谐波含量高，严重影响了企业配电网安全稳定运行。而高频开关整流电源由于功率因数高、谐波含量小，体积小，正逐步替代传统电镀电解直流电源。

前级三相电压型整流器主要实现PWM整流控制，采用电压电流双闭环控制方法。为了简化系统控制和便于工程应用，电压环大多采用PI控制方法，而电流环决定系统的控制精度和响应速度，是研究的重点。当前，工程应用较多的电流控制方法主要包括滞环控制、PI控制、比例谐振(PR)控制、无差拍控制等方法。滞环控制简单，鲁棒性好，但开关频率不固定，电流纹波大，影响直流侧电压的控制精度；传统PI控制设计简单，易于实现，但无法实现对交流量的无稳态误差跟踪控制；比例谐振(PR)控制器在谐振频率下具有无穷大的增益，可以零稳态误差地跟踪交流参考电流，但当电网频率偏移时，控制精度将受到较大影响。

无差拍控制是基于被控对象精确电路模型的控制算法，具有响应速度快、控制误差小的特点，但无差拍控制效果对电路模型参数的依赖性大，特别是电感量参数和等效电阻参数，不仅难以精确检测，而且受温度和运行条件的影响，会产生较大的漂移和摄动，从而影响无差拍控制的控制效果，导致直流侧电压纹波大，降低产品质量。

电解电镀行业的负载功率一般都很大，通常采用多个开关电源模块并联组合成大功率分布式电源体系，来实现大功率化。因此，后级高频DC／DC变换器一个重要控制目标是实现均流控制，当前的均流控制方法主要包括主从控制法、平均电流法、虚拟阻抗均流法等。主从控制是在各电源模块中选取一个模块为主电源模块，其他模块为从模块，主电源模块采用电压控制方法，从模块采用电流控制方法，这种均流方法可靠性比较低，当主电源模块发生故障时，整个控制系统就不能正常工作。平均电流法所有电源模块通过一根均流母线相互连接，每个子模块从均流母线上获得自身的电流参考信号，通过控制环的调节实现准确均流。平均电流法均流效果较好，但需要互联线，且并联系统的可靠程度与均流母线密切相关。

虚拟阻抗均流法的实质是一种通过数字控制技术实现的下垂法，通过输出电流反馈引入虚拟阻抗来调节开关电源输出阻抗达到抑制物理内阻差异的目的。这种方法简单易行，不需要互联线，但均流控制精度与负载输出电压精度存在矛盾，虚拟阻抗取值越大，均流效果越好，但在虚拟阻抗上的压降也越大，影响开关电源的电压调节，因此在输出电压精度要求较高的场合并不适用。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种大功率高频开关整流电源综合控制方法，针对前级三相电压型整流器提出基于功率前馈的参数自适应调节无差拍控制方法，实现无差拍控制参数的在线调节，减少因参数偏移和摄动对控制精度造成的不利影响。针对后级高频DC／DC变换器，提出基于输出电压反馈的虚拟阻抗自均流控制方法，在提高均流效果和冗余性能的同时，有效消除虚拟阻抗取值对负载输出电压精度的影响。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种大功率高频开关整流电源综合控制方法，包括大功率高频开关整流电源，所述大功率高频开关整流电源包括前级三相电压型整流器和后级高频DC／DC变换器，所述后级高频DC／DC变换器包括依次串联的单相全桥逆变器、高频耦合变压器和低压整流器；所述单相全桥逆变器与所述前级三相电压型整流器连接，所述前级三相电压型整流器通过滤波电感与三相电网连接，所述低压整流器接负载；该方法包括前级三相电压型整流器控制方法和后级高频DC／DC变换器控制方法两部分：

所述前级三相电压型整流器控制方法为：

1)将前级三相电压型整流器直流侧电压给定值U_ref与直流侧电压检测值U_dc相减后，误差通过PI控制器调节后输出一个调压指令信号I_dc；

2)检测负载功率P_L，根据能量平衡原理计算出前级三相电压型整流器交流侧期望输入相电流幅值，所述输入相电流幅值即前馈指令信号I_S，I_S计算公式为：

I_S＝2P_L/3U，

其中，U为三相电网母线电压相电压幅值；

3)将前馈指令信号I_S与调压指令信号I_dc叠加，然后分别乘以前级三相电压型整流器各相的同步信号，得到前级三相电压型整流器参考电流信号为：

其中，i_refx，x＝a，b，c表示前级三相电压型整流器的三相参考电流信号；ω为三相电网基波角频率；

4)根据无差拍控制原理，求得前级三相电压型整流器三个开关臂的占空比信号d_x，x=a，b，c，占空比信号d_x的表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_a=\frac{1}{U_{\mathrm{dc}}}[U_{\mathrm{Sa}}-\frac{L}{T}(i_{\mathrm{refa}}-i_{\mathrm{inva}})-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{inva}}]+\frac{1}{2}\\ d_b=\frac{1}{U_{\mathrm{da}}}[U_{\mathrm{Sb}}-\frac{L}{T}(i_{\mathrm{refb}}-i_{\mathrm{invb}})-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{invb}}]+\frac{1}{2}\\ d_c=\frac{1}{U_{\mathrm{dc}}}[U_{\mathrm{Sc}}-\frac{L}{T}(i_{\mathrm{refc}}-i_{\mathrm{invc}})-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{invc}}]+\frac{1}{2}\end{array}\right.$

其中，T为采样周期(开关周期)；R为前级三相电压型整流器网侧等效电阻；L为前级三相电压型整流器网侧滤波电感；U_Sa、U_Sb、U_Sc为三相电网电压，i_inva、i_invb、i_invc为前级三相电压型整流器三相输入电流。

5)通过PWM调制方法，根据占空比d_a、d_b和d_c，求得前级三相电压型整流器的三个开关臂开关管的开关信号S_a、S_b和S_c，驱动开关臂获得期望的电压电流信号；

6)由开关管信号S_a、S_b和S_c，计算得到前级三相电压型整流器的输出电压U_inva、U_invb和U_invc，U_inva、U_invb和U_invc经基于电网电压矢量定向的同步旋转坐标变换及低通滤波后得到同步旋转坐标变换下d轴和q轴的直流分量U_dinv和U_qinv；由前级三相电压型整流器三相输出电流i_inva、i_invb和i_invc经基于电网电压矢量定向的同步旋转坐标变换及低通滤波后得到同步旋转坐标变换下d轴和q轴的直流分量i_dinv和i_qinv；利用U_dinv、U_qinv、i_dinv和i_qinv计算实际电阻R_edq和实际电感L_edq的参数值：

$R_{\mathrm{edq}}=\frac{{\mathrm{Ui}}_{\mathrm{dinv}}-U_{\mathrm{dinv}}{i}_{\mathrm{dinv}}-U_{\mathrm{qinv}}{i}_{\mathrm{qinv}}}{i_{\mathrm{dinv}}^2+i_{\mathrm{qinv}}^2},$

$L_{\mathrm{edq}}=\frac{U_{\mathrm{dinv}}{i}_{\mathrm{qinv}}-U_{\mathrm{qinv}}{i}_{\mathrm{dinv}}-{\mathrm{Ui}}_{\mathrm{qinv}}}{\mathrm{\ω}(i_{\mathrm{dinv}}^2+i_{\mathrm{qinv}}^2)};$

7)用上步骤6)得到实际电阻R_edq和实际电感L_eaq的参数值分别替代上述步骤4)中的网侧等效电阻和网侧滤波电感值，修正占空比信号d_x的表达式来提高控制精度；

所述后级高频DC／DC变换器控制方法为：

1)检测负载电压V_o，将负载电压给定值U_r与负载电压检测值V_o相减，误差经过PI控制器和限幅环节，得到反馈调节信号u；

2)检测后级高频DC／DC变换器直流输出电流i_o，将负载电压给定值U_r与后级高频DC／DC变换器虚拟阻抗的电压信号Ki_o相减，再与反馈调节信号u叠加，得到电压环的参考信号值

其中K为后级高频DC／DC变换器输出端串联的虚拟阻抗的内阻，K>>r，r为高频DC／DC变换器自身等效内阻；

3)将参考信号值

与负载电压检测值V_o相减，经过PI控制器和限幅环节，得到电压环控制输出，所述电压环控制输出即单相全桥逆变器的占空比信号d_o；

4)通过PWM调制，得到单相全桥逆变器开关管的控制信号，驱动单相全桥逆变器开关管得到期望的输出电压电流信号。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明的前级三相电压型整流器采用基于功率前馈的参数自适应调节无差拍控制方法，实现系统的快速响应，迅速跟踪负载的变化，通过参数自适应调节可以在线修正无差拍控制器参数，实现控制参数与实际参数的匹配，消除因参数摄动或漂移对控制性能不利影响，提高控制鲁棒性；后级高频DC／DC变换器采用基于输出电压反馈的虚拟阻抗自均流控制方法，有效解决均流控制精度和负载输出电压精度间的矛盾，使虚拟阻抗取值并不影响负载电压的输出调节，提高了虚拟阻抗均流法在输出电压精度要求较高的场合的适用能力。

附图说明

图l为本发明一实施例大功率高频开关电源结构示意图；

图2为本发明一实施例三相PWM整流器的单相等效模型；

图3为本发明一实施例基于功率前馈的参数自适应调节无差拍控制框图；

图4为本发明一实施例基于电网电压矢量定向的同步旋转坐标变换实现框图；

图5为本发明一实施例三相PWM整流器同步旋转坐标下矢量关系图；

图6为本发明一实施例两台高频DC／DC变换器并联的等效模型图；

图7为高频DC／DC变换器的常规虚拟阻抗均流控制框图；

图8为本发明一实施例高频DC／DC变换器的基于输出电压反馈的虚拟阻抗自均流控制框图。

具体实施方式

如图1所示，本发明一实施例大功率高频开关电源整体上由两部分构成，一部分为三相电压型PWM整流器，将三相交流电变换为直流电；另一部分为由单相全桥逆变器、高频耦合变压器和低压整流器构成的高频DC／DC变换器，通过单相逆变器将直流电转换为高频交流电，然后通过高频耦合变压器将能量输送到低压侧，之后通过低压整流器将高频交流电源转变为直流电，经过滤波电路后，输出稳定的直流电压电流，实现能量的高效传输。

本发明的方法也是由两部分组成，一是三相PWM整流器的基于功率前馈的参数自适应调节无差拍控制方法，实现PWM整流器的快速响应，跟踪负载的变化，同时可实现在线调节无差拍控制参数，改善控制效果；二是高频DC／DC变换器的基于输出电压反馈的虚拟阻抗自均流控制方法，可以实现负载电压的高精度输出，消除虚拟阻抗取值对输出电压精度的影响。

前级三相PWM整流器实现交流量到直流量的转换控制，定义网侧电流方向为从电网流向整流器。采用功率前馈可以加快系统响应速度，当负载功率变化时，通过功率前馈可以迅速使前级三相PWM整流器作出响应，减少直流侧电压在负载变化过程产生的波动。前级三相PWM整流器功率因数稳定时为1，忽略开关管损耗，根据能量平衡原理，网侧输入能量应该与负载消耗能量P_L相当，有：

3UI/2=P_L    (1)

其中U，I分别为三相母线电压相电压和相电流幅值。因此，有期望输入的三相PWM整流器指令电流信号，即功率前馈部分指令信号I_S为：

I_S=2P_L/3U    (2)

为了维持直流侧电压的稳定，弥补开关管损耗，采用PI控制器实现直流侧电压外环控制：

I_dc=k_p1Δu_dc+k_i1∫Δu_dcdt    (3)

其中I_dc为外环PI输出信号，k_p1和k_i1分别为比例和积分系数，ΔU_dc=U_ref-U_dc，U_dc和U_ref分别为三相PWM整流器直流侧电压检测值和参考值。这样，将前馈信号和外环输出信号叠加并乘以各相同步信号，可以得到三相PWM整流器参考电流信号i_refa、i_refb和i_refc为：

上式中，ω为三相电网基波角频率。在电流内环采用参数自适应调节无差拍控制方法，首先对基本无差拍控制方法进行推导。

图1中，U_Sa、U_Sb、U_Sc为三相电网电压，i_inva、i_invb、i_invc为三相PWM整流器三相输入电流，L为三相PWM整流器网侧滤波电感，R为三相PWM整流器网侧等效电阻，U_dc为三相PWM整流器直流侧电容电压。三相PWM整流器采用SPWM调制方式，以A相桥臂为例，其单相等效电路如图2所示，当上桥臂导通，下桥臂关断时，三相PWM整流器输出电压为U_dc/2，有电路关系如下：

$U_{\mathrm{Sa}}-L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{inva}}}{\mathrm{dt}}-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{inva}}=\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2}---\left(5\right)$

当下桥臂导通，上桥臂关断时，三相PWM整流器输出电压-U_dc/2，有电路关系：

$U_{\mathrm{Sa}}-L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{inva}}}{\mathrm{dt}}-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{inva}}=-\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2}---\left(6\right)$

将(5)式和(6)式在一个开关周期T内求平均得：

$\frac{(U_{\mathrm{Sa}}-L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{inva}}}{\mathrm{dt}}-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{inva}})*t_{\mathrm{on}}+(U_{\mathrm{Sa}}-L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{inva}}}{\mathrm{dt}}-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{inva}})*t_{\mathrm{off}}}{T}=\frac{\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2}*t_{\mathrm{on}}-\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2}*t_{\mathrm{off}}}{T}---\left(7\right)$

其中，t_on为上桥臂在一个开关周期内的导通时间，t_off为上桥臂在一个开关周期内的关断时间，定义导通占空比d为：

$d=\frac{t_{\mathrm{on}}}{T}---\left(8\right)$

化简式(7)，并离散化得：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_a=\frac{1}{U_{\mathrm{dc}}}[U_{\mathrm{Sa}}-\frac{L}{T}(i_{\mathrm{refa}}-i_{\mathrm{inva}})-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{inva}}]+\frac{1}{2}\\ d_b=\frac{1}{U_{\mathrm{da}}}[U_{\mathrm{Sb}}-\frac{L}{T}(i_{\mathrm{refb}}-i_{\mathrm{invb}})-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{invb}}]+\frac{1}{2}\\ d_c=\frac{1}{U_{\mathrm{dc}}}[U_{\mathrm{Sc}}-\frac{L}{T}(i_{\mathrm{refc}}-i_{\mathrm{invc}})-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{invc}}]+\frac{1}{2}\end{array}\right.---\left(9\right)$

根据占空比d_a、d_b和d_c，经过PWM调制，求得三相PWM整流器的三个开关臂开关管的开关信号S_a、S_b和S_c，驱动开关臂获得期望的电压电流信号。其中S_i定义如下：

$S_i=\left\{\begin{array}{c}1\\ -1\end{array}\right.---\left(10\right)$

S_i=1代表开关臂的上管导通，下管断开；S_i＝-1代表开关臂的下管导通，上管断开；其中i＝a，b，c。由此可以得到三相PWM整流器三相输出电压U_inva、U_invb和U_invc，可表示为：

$U_{\mathrm{invi}}=S_i\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2}(i=a,b,c)---\left(11\right)$

式(9)即为常规三相无差拍控制方法，是基于电路模型得到的控制算法。实际中，由于滤波电感参数和等效电阻参数无法精确检测，所以代入无差拍控制器中的电感器参数和电阻器参数存在一定偏差，并且随着运行环境和温度的改变，电感值和电阻值还会产生一定的摄动或漂移，给无差拍控制的精度带来了不利影响。因此，本发明提出参数自适应调节无差拍控制方法，通过在线修正无差拍控制器参数来提高控制性能。控制框图如图3所示，具体方法如下：

在三相电网电压平衡条件下，采用基于电网电压矢量定向的同步旋转坐标系，即同步旋转坐标系与电网电压矢量同步旋转，且同步旋转坐标系的d轴与电网电压矢量重合。将三相PWM整流器的输出电压U_inva、U_invb和U_invc，经基于电网电压矢量定向的同步旋转坐标变换至同步旋转坐标系，经低通滤波后得到同步旋转坐标系d轴和q轴的直流分量分别为U_dinv和U_qinv；同样，由三相PWM整流器三相输入电流i_inva、i_invb和i_invc经相同矩阵变换及低通滤波后得到同步旋转坐标系d轴和q轴的直流分量分别为i_dinv和i_qinv。基于电网电压矢量定向的同步旋转坐标变换的变换矩阵表达式为：

$C_{\mathrm{abc}/\mathrm{dq}}=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\θ}& \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& \cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ \sin \mathrm{\θ}& \sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& \sin (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]---\left(12\right)$

同步旋转坐标矩阵变换如图4所示，由此，可以得到矢量关系如图5所示。图5中，

为三相PWM整流器输入电流合成矢量，为三相PWM整流器网侧等效电阻电压合成矢量，

为滤波电感电压合成矢量，

为三相PWM整流器输出电压合成矢量，因此有以下关系式成立：

$\stackrel{\→}{I_{\mathrm{inv}}}=i_{\mathrm{dinv}}+i_{\mathrm{qinv}}j$

$\stackrel{\→}{U_R}=R_{\mathrm{edq}}{i}_{\mathrm{dinv}}+R_{\mathrm{edq}}{i}_{\mathrm{qinv}}j$

$\stackrel{\→}{U_{\mathrm{inv}}}=U_{\mathrm{dinv}}+U_{\mathrm{qinv}}j---\left(13\right)$

$\stackrel{\→}{U_L}=\mathrm{j\ω}{L}_{\mathrm{edq}}\stackrel{\→}{I_{\mathrm{inv}}}=-\mathrm{\ω}{L}_{\mathrm{edq}}{i}_{\mathrm{qinv}}+\mathrm{\ω}{L}_{\mathrm{edq}}{i}_{\mathrm{dinv}}j$

$\stackrel{\→}{E}=U$

上式中，R_edq和L_edq分别表示实际电路中的等效电阻和滤波电感参数值，U为母线相电压幅值。根据KVL定律，d轴和q轴矢量守恒，存在关系：

R_edqi_dinv-ωL_eaqi_qinv+U_dinv＝U                             (14)

R_edqi_qinv+ωL_edqi_dinv+U_qinv＝0

由上式可解得：

$R_{\mathrm{edq}}=\frac{{\mathrm{Ui}}_{\mathrm{dinv}}-U_{\mathrm{dinv}}{i}_{\mathrm{dinv}}-U_{\mathrm{qinv}}{i}_{\mathrm{qinv}}}{i_{\mathrm{dinv}}^2+i_{\mathrm{qinv}}^2}---\left(15\right)$

$L_{\mathrm{edq}}=\frac{U_{\mathrm{dinv}}{i}_{\mathrm{qinv}}-U_{\mathrm{qinv}}{i}_{\mathrm{dinv}}-{\mathrm{Ui}}_{\mathrm{qinv}}}{\mathrm{\ω}(i_{\mathrm{dinv}}^2+i_{\mathrm{qinv}}^2)}---\left(16\right)$

(15)式和(16)式即为实际电路中的等效电阻参数值和滤波电感参数值表达式，将此实际等效电阻参数值和电感参数值去替代公式(9)中的网侧等效电阻值和滤波电感值，修正无差拍公式参数来提高控制精度。以上无差拍控制参数自适应调节算法可通过控制器在线实施。

后级高频DC/DC变换器主要实现高效直流变换和均流控制。图6为两台高频DC/DC变换器并联的等效模型。其中，高频DC/DC变换器是由单相全桥逆变器、高频耦合变压器和低压整流器构成。图中，E为直流电源；u₁和u₂为高频DC/DC变换器的输出电压；i₁和i₂为高频DC/DC变换器的输出电流；R₁和R₂为高频DC/DC变换器的等效内阻；V_o和R_L分别为公共连接端的电压和负载。

根据电路原理，有如下的电压电流关系：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_1=(u_1-V_o)/R_1\\ i_2=(u_2-V_o)/R_2\end{array}\right.---\left(17\right)$

从上式可以看到，由于不同的高频DC/DC变换器的等效输出内阻一般不同，导致两个模块输出特性的差别，即便在输出电压相同的情况下，输出的电流也不相等，产生很大环流。环流表达式如下：

i_H=|i₁-i₂|/2    (18)

这种环流不仅影响高频变换器的工作性能，甚至可能损坏高频开关电源，因此必须采用均流控制。

常规虚拟阻抗均流法的控制框图如图7所示，通过引入输出电流反馈来调节高频DC/DC变换器的外特性，其中反馈系数K可认为是虚拟阻抗值，通过合理的选择K值，使高频开关电源的输出特性在控制上不受其内阻的限制，从控制上改变系统的输出特性，当多台高频DC/DC变换器并联时，同时共用一个K值，这样它们在控制上具有相同的输出特性，从而实现多台并联高频DC/DC变换器的自均流控制。这种方法实现简单，且不需要信号线。但存在均流控制精度和负载输出电压精度间相矛盾的问题，即K值取小了，虚拟阻抗大小不足以克服内阻差异，导致均分效果不理想；K值取大了，在虚拟阻抗上的电压降也增大，影响负载端的输出电压精度。尤其针对冶金、电镀等行业，它要求电源输出的电压电流是恒定均流的，如果输出电压出现偏差，将会严重影响生产产品的质量，造成巨大的经济损失。

为此，本发明提出了基于输出电压反馈的虚拟阻抗自均流控制方法，其控制框图如图8所示，具体步骤如下：

1)检测负载直流侧电压V_o，给定值U_r与检测结果相减，经过PI控制器和限幅环节，得到反馈调节信号u；

$u=(k_{p2}+\frac{k_{i2}}{S})(U_r-V_o)---\left(18\right)$

其中k_p2和k_i2分别为PI控制器比例和积分系数。

2)检测变换器直流输出电流i_o，给定值U_r与虚拟阻抗的电压信号Ki_o相减，再叠加反馈调节信号u，得到负载输出电压环的参考值信号

$V_o^{*}=U_r-K*i_o+u---\left(19\right)$

其中负载输出电压环实现对负载输出电压的闭环控制，通过控制单相全桥逆变器的开关器件，使负载输出电压跟随参考值信号的变化。电压环的参考值信号由给定值U_r、虚拟阻抗反馈信号Ki_o和负载输出电压的反馈调节信号u三部分组成。反馈信号Ki_o实现在高频DC/DC变换器输出端串联一个内阻为K的虚拟阻抗，从控制上改变高频DC/DC变换器的输出外特性。同时，叠加的反馈信号u实现对负载直流侧电压的调节，保证负载电压的输出精度，消除虚拟阻抗上的电压跌落对输出电压的不利影响。通过引入输出电压的反馈，使虚拟阻抗K的取值不受负载输出电压精度的限制，从而可以选择一个较大的K值，使高频开关电源的输出特性从控制上完全抑制其物理内阻差异的影响，提高了多台高频DC/DC变换器并联运行的均流效果。这种方法具有较好的冗余性和可靠性，即便任一台高频开关电源因故障退出运行，其余高频开关电源依然可以通过虚拟阻抗策略实现自主精确均流，同时保证负载端拥有较好的输出电压精度，从而提高了虚拟阻抗均流法在输出电压精度要求较高的场合的适用能力。

3)检测变换器输出电压V_o，给定值

与检测结果相减，经过PI控制器和限幅环节，得到电压环控制输出，即为全桥逆变器的占空比信号d_o；

4)通过PWM调制，得到单相全桥逆变器开关器件的控制信号，驱动开关管得到期望的输出电压电流信号。其中PWM调制采用三角载波比较方式，在占空比信号和三角载波的交点时刻对开关管的通断进行控制。

为了解决均流精度与负载输出电压精度相矛盾的问题，本发明在后级高频DC/DC变换器提出基于输出电压反馈的虚拟阻抗自均流控制方法，引入输出电压反馈调节，提高了负载电压的输出精度，消除了虚拟阻抗的取值大小对负载电压的影响，使高频DC/DC变换器可以选择较大虚拟阻抗取值来完全消除内阻差异对均流精度的影响，进而提高均流效果。同时，由于均流控制是通过虚拟阻抗自主实现，而负载输出电压的稳定控制是由所有高频DC/DC变换器共同实现，即便任何一台高频DC/DC变换器出现故障退出运行，其余高频DC/DC变换器依然可以实现自主均流，同时承担保证负载输出电压精度的要求。因此，这种方法具有较高的冗余性和可靠性。

Claims (3)

1.一种大功率高频开关整流电源综合控制方法，包括大功率高频开关整流电源，所述大功率高频开关整流电源包括前级三相电压型整流器和后级高频DC/DC变换器，所述后级高频DC/DC变换器包括依次串联的单相全桥逆变器、高频耦合变压器和低压整流器；所述单相全桥逆变器与所述前级三相电压型整流器连接，所述前级三相电压型整流器通过滤波电感与三相电网连接，所述低压整流器接负载；其特征在于，该方法包括前级三相电压型整流器控制方法和后级高频DC/DC变换器控制方法两部分：

所述前级三相电压型整流器控制方法为：

1）将前级三相电压型整流器直流侧电压给定值U_ref与直流侧电压检测值U_dc相减的值通过PI控制器调节后输出一个调压指令信号I_dc；

2）检测负载功率P_L，根据能量平衡原理计算出前级三相电压型整流器交流侧期望输入相电流幅值，所述输入相电流幅值即前馈指令信号I_S，I_S计算公式为：

I_S=2P_L/3U，

其中，U为三相电网母线电压相电压幅值；

3）将前馈指令信号I_S与调压指令信号I_dc叠加，然后分别乘以前级三相电压型整流器各相的同步信号，得到前级三相电压型整流器参考电流信号为：

其中，i_refx，x=a,b,c表示前级三相电压型整流器的三相参考电流信号；ω为三相电网基波角频率；

4）根据无差拍控制原理，求得前级三相电压型整流器三个开关臂的占空比信号d_x，x=a,b,c，占空比信号d_x的表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_a=\frac{1}{U_{\mathrm{dc}}}[U_{\mathrm{Sa}}-\frac{L}{T}(i_{\mathrm{refa}}-i_{\mathrm{inva}})-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{inva}}]+\frac{1}{2}\\ d_b=\frac{1}{U_{\mathrm{dc}}}[U_{\mathrm{Sb}}-\frac{L}{T}(i_{\mathrm{refb}}-i_{\mathrm{invb}})-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{invb}}]+\frac{1}{2}\\ d_c=\frac{1}{U_{\mathrm{dc}}}[U_{\mathrm{Sc}}-\frac{L}{T}(i_{\mathrm{refc}}-i_{\mathrm{invc}})-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{invc}}]+\frac{1}{2}\end{array}\right.$

其中，T为采样周期；R为前级三相电压型整流器网侧等效电阻；L为前级三相电压型整流器网侧滤波电感；U_Sa、U_Sb、U_Sc为三相电网电压，i_inva、i_invb、i_invc为前级三相电压型整流器三相输入电流。

5）通过PWM调制方法，根据占空比d_a、d_b和d_c，求得前级三相电压型整流器的三个开关臂开关管的开关信号S_a、S_b和S_c，驱动开关臂获得期望的电压电流信号；

6）由开关管信号S_a、S_b和S_c，计算得到前级三相电压型整流器的输出电压U_inva、U_invb和U_invc，U_inva、U_invb和U_invc经基于电网电压矢量定向的同步旋转坐标变换及低通滤波后，得到同步旋转坐标变换下d轴和q轴的直流分量U_dinv和U_qinv；由前级三相电压型整流器三相输出电流i_inva、i_invb和i_invc经基于电网电压矢量定向的同步旋转坐标变换及低通滤波后，得到同步旋转坐标变换下d轴和q轴的直流分量i_dinv和i_qinv；利用U_dinv、U_qinv、i_dinv和i_qinv计算实际电阻R_edq和实际电感L_edq的参数值：

$R_{\mathrm{edq}}=\frac{{\mathrm{Ui}}_{\mathrm{dinv}}-U_{\mathrm{dinv}}{i}_{\mathrm{dinv}}-U_{\mathrm{qinv}}{i}_{\mathrm{qinv}}}{i_{\mathrm{dinv}}^2+i_{\mathrm{qinv}}^2},$

$L_{\mathrm{edq}}=\frac{U_{\mathrm{dinv}}{i}_{\mathrm{qinv}}-U_{\mathrm{qinv}}{i}_{\mathrm{dinv}}-{\mathrm{Ui}}_{\mathrm{qinv}}}{\mathrm{\ω}(i_{\mathrm{dinv}}^2+i_{\mathrm{qinv}}^2)};$

7）用上步骤6）得到的实际电阻R_edq和实际电感L_edq的参数值分别替代上述步骤4）中的网侧等效电阻和网侧滤波电感值，修正占空比信号d_x的表达式来提高控制精度；

所述后级高频DC/DC变换器控制方法为：

1）检测负载电压V_o，将负载电压给定值U_r与负载电压检测值V_o相减，误差经过PI控制器和限幅环节，得到反馈调节信号u；

2）检测后级高频DC/DC变换器直流输出电流i_o，将负载电压给定值U_r与后级高频DC/DC变换器虚拟阻抗的电压信号Ki_o相减，再与反馈调节信号u叠加，得到电压环的参考信号值V_o ^*；其中K为后级高频DC/DC变换器输出端串联的虚拟阻抗的内阻，K>>r，r为后级高频DC/DC变换器自身等效内阻；

3）将参考信号值V_o ^*与负载电压检测值V_o相减，经过PI控制器和限幅环节，得到电压环控制输出，所述电压环控制输出即单相全桥逆变器的占空比信号d_o；

4）通过PWM调制，得到单相全桥逆变器开关管的控制信号，驱动单相全桥逆变器开关管得到期望的输出电压电流信号。

2.根据权利要求1所述的大功率高频开关整流电源综合控制方法，其特征在于，所述前级三相电压型整流器控制方法中，三个开关臂开关管的开关信号S_a、S_b和S_c定义为：

$S_i=\left\{\begin{array}{c}1\\ -1\end{array}\right.$

其中S_i=1代表开关臂的上管导通，下管断开；S_i=-1代表开关臂的下管导通，上管断开；i=a，b，c。

3.根据权利要求1所述的大功率高频开关整流电源综合控制方法，其特征在于，所述后级高频DC/DC变换器控制方法中，电压环的参考信号值V_o ^*的表达式为：

V_o ^*=U_r-K*i_o+u。

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