CN110474406A

CN110474406A - 一种电动汽车充电桩前级整流器的控制方法

Info

Publication number: CN110474406A
Application number: CN201910725653.9A
Authority: CN
Inventors: 王君瑞; 贾思宁; 王闯; 向上; 单祥; 虎恩典; 李学生
Original assignee: North Minzu University
Current assignee: Zhongneng Kunyu Energy Holdings Zhejiang Co ltd
Priority date: 2019-08-07
Filing date: 2019-08-07
Publication date: 2019-11-19
Anticipated expiration: 2039-08-07
Also published as: CN110474406B

Abstract

本发明涉及一种电动汽车充电桩前级整流器的PI‑反推复合控制方法，包括步骤：步骤3，设定直流侧电压期望值U_dc ^*，并根据U_dc ^*、U_dc生成d轴电流虚拟控制量i_d ^*，步骤4，根据d轴电流虚拟控制量i_d ^*以及i_d、i_q、U_d，计算得到d轴电压实际控制量V_d；步骤5，设定q轴虚拟控制量i_q ^*，并根据i_q ^*、i_d、i_q、U_d，计算得到q轴电压实际控制量V_q；步骤6，由V_d、V_q、θ生成SVPWM调制信号，对VIENNA整流器进行控制。本发明方法通过设置直流侧电压期望值，以PI‑反推复合控制的方式计算出实际控制量，再以实际控制量进行控制，增强了系统的稳定性。

Description

一种电动汽车充电桩前级整流器的控制方法

技术领域

本发明涉及电动汽车充电桩前级整流器技术领域，特别涉及一种电动汽车充电桩前级整流器的PI-反推复合控制方法。

背景技术

电动汽车充电桩主要由前级整流电路与后级DCDC降压电路组成，如图1所示，前级整流电路在矢量控制的作用下输出直流电压，供给后级DCDC电路，实现对电动汽车电池的充放电。前级整流电路主要由可控功率开关器件(IGBT) 和功率二极管组成，在a、b、c三相输入端和直流母线电容中点各连接一个双向开关，形成三电平结构，双向开关形式由两个带反并联二极管的IGBT共发射极反向串联构成。该电路是一种电流驱动型功率因数校正整流器，功率开关管两端的电压是由开关管自身状态和输入电流方向共同决定的。后级DCDC降压电路通过对G₁，G₂，G₃，G₄开关管的通断来实现对电池的充放电，C_dc为滤波电容，R_l为负载电阻。在直流侧两电容电压相等，即U_c1＝U_c2＝U_dc/2,令C₁＝C₂＝C的情况下，三相电压型VIENNA整流器在dq坐标系下的方程可以进一步表示为

关于整流器的控制策略，传统的PI控制对基波扰动抑制效果比较好，但容易超调，对谐波抑制效果比较差，跟踪精度差。

发明内容

本发明的目的在于改善现有技术中所存在的上述不足，提供一种电动汽车充电桩前级整流器的PI-反推复合控制方法，增强负载侧的稳定性。

为了实现上述发明目的，本发明实施例提供了以下技术方案：

一种电动汽车充电桩前级整流器的PI-反推复合控制方法，包括以下步骤：

步骤1，采集整流器直流侧的实际电压U_dc，三相电流i_a、i_b、i_c和三相电压 U_a、U_b、U_c；

步骤2，由三相电流i_a、i_b、i_c经过dq变换后得到d轴电流值i_d和q轴电流值i_q；由三相电压U_a、U_b、U_c，经过dq变换后得到d轴电压值U_d，q轴电压值U_q；

步骤3，设定直流侧电压期望值U_dc ^*，并根据U_dc ^*、U_dc生成d轴电流虚拟控制量i_d ^*；

步骤4，根据d轴电流虚拟控制量i_d ^*以及i_d、i_q、U_d，计算得到d轴电压实际控制量V_d；

步骤5，设定q轴虚拟控制量i_q ^*，并根据i_q ^*、i_d、i_q、U_d，计算得到q轴电压实际控制量V_q；

步骤6，由V_d、V_q、锁相环输出角度θ生成SVPWM调制信号，对整流器进行控制。

在一个实施方案中，所述步骤3中，首先定义直流侧电压误差为： e₁＝U_dc-U_dc*，然后再通过以下方式生成d轴电流虚拟控制量i_d ^*：其中，k_1p是整流侧电压比例调节系数，k_1i是整流器电压积分调节系数，ΔU_dc是实际值电压U_dc与期望值电压U_dc ^*的差值，s是微分算子。

在一个实施方案中，所述步骤4中，通过以下方式计算得到d轴电压实际控制量V_d：e₂＝i_d-i_d ^*；

其中，R_s为电网侧电阻，L_s为电网侧电感，k₂为d轴电流调节系数，ω为旋转角速度，k_1p是整流侧电压比例调节系数，k_2i是整流器电压积分调节系数，s是微分算子，E为输入相电压，R_l为负载侧电阻，C为负载侧上下电容值，i_d为d轴实际电流，i_d ^*为d轴期望电流，U_d为d轴电压。

在一个实施方案中，所述步骤5中，通过以下方式计算得到q轴电压实际控制量V_q：V_q＝-R_s·i_q-L_s·ω·i_d+L_s·k₃·e₃+U_q，e₃＝i_q-i_q ^*，k₃为q轴电流调节系数， i_q ^*＝0。

与现有技术相比，本发明的有益效果：本方法是一种PI-反推复合控制方法，在加入扰动后，负载侧电压有较好的稳定效果，增强了系统的稳定性，减小了系统受到扰动时对于VIENNA整流器的影响，无明显波动，DQ轴电流有较快的动态响应速度。传统的PI控制电压外环响应较快，但是易受外部扰动影响，反推控制稳定性较好，但要求对虚拟控制器重复微分，随着系统阶数增加，控制的复杂性也迅速增加。本发明所述方法结合了PI控制与反推控制的优点，外环电压使用PI控制，内环电流使用反推控制，既提高了直流侧电压的响应速度，又增强了系统的抗扰性能，减小了系统的复杂性，简化了计算，控制精度更高。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。

图1为VIENNA整流器的一种拓扑结构图。

图2为本发明电动汽车充电桩前级整流器的PI-反推复合控制方法的流程图。

图3为VIENNA整流器整体的控制结构框图。

图4a、图4b分别为VIENNA整流器PI控制与本发明PI-反推复合控制下的直流侧电压对比图。

图5a、图5b分别为VIENNA整流器PI控制与本发明PI-反推复合控制下的 d轴q轴电流对比图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

请参阅图2，本实施例中提供的电动汽车充电桩前级整流器的PI-反推复合控制方法，适用于图1所述图谱结构的VIENNA整流器。本实施例中是VIENNA 整流器为例，但是本发明方法同样适用于其他结构的整流器。该方法包括以下步骤：

步骤1，采集VIENNA整流器直流侧的实际电压U_dc，三相电流i_a、i_b、i_c和三相电压U_a、U_b、U_c。

步骤2，由三相电流i_a、i_b、i_c经过dq变换后得到d轴电流值i_d和q轴电流值i_q；由三相电压U_a、U_b、U_c，经过dq变换后得到d轴电压值U_d，q轴电压值U_q。

步骤3，设定直流侧电压期望值U_dc*，并根据U_dc*、U_dc生成d轴电流虚拟控制量i_d ^*。

例如，可以通过以下方式生成d轴电流虚拟控制量i_d ^*：首先定义直流侧电压误差为：e₁＝U_dc-U_dc*，然后再通过以下方式生成d轴电流虚拟控制量i_d ^*：其中，k_1p是整流侧电压比例调节系数，k_1i是整流器电压积分调节系数，ΔU_dc是实际值电压U_dc与期望值电压U_dc ^*的差值，s是微分算子。

步骤4，根据d轴电流虚拟控制量i_d ^*，i_d，i_q，U_d，计算得到d轴电压实际控制量V_d。

例如，可以通过以下方式计算得到d轴电压实际控制量V_d：e₂＝i_d-i_d ^*；其中，R_s为电网侧电阻，L_s为电网侧电感，k₂为d轴电流调节系数，ω为旋转角速度， k_1p是整流侧电压比例调节系数，k_2i是整流器电压积分调节系数，s是微分算子， E为输入相电压，R_l为负载侧电阻，C为负载侧上下电容值，i_d为d轴实际电流， i_d ^*为d轴期望电流，U_d为d轴电压。

步骤5，设定q轴虚拟控制量i_q ^*，并根据i_q ^*，i_d，i_q，U_q，计算得到q轴电压实际控制量V_q。

此处，作为简单的实施方式，设定q轴虚拟控制量i_q ^*为零，即i_q ^*＝0。此时可以通过以下方式计算得到q轴电压实际控制量V_q： V_q＝-R_s·i_q-L_s·ω·i_d+L_s·k₃·e₃+U_q，e₃＝i_q-i_q ^*，k₃为q轴电流调节系数。

上述步骤中的各项调节系数k_1p，k_1i，k₂，k₃也根据经验设定，或者可以通过试凑法得到。

步骤6，由V_d、V_q、锁相环输出角度θ生成SVPWM调制信号，对VIENNA 整流器进行控制。

将本发明方法应用于电动汽车充电桩前级整流电路的整个控制系统中，如图3所示，由PI-反推复合控制取代传统的PI控制器，再引入d轴假定虚拟函数，基于PI控制的原理，首先根据整流器直流侧的实际电压值和设定的期望电压值，由虚拟控制量生成器生成虚拟控制量，虚拟控制量再结合经dq转换得到的q轴电流电压值和d轴电流电压值，经反推控制器运算处理，分别输出q轴和d轴的实际电压控制量，基于输出的实际电压控制量生成SVPWM调制信号，对整流器进行控制，负载侧电压有较好的稳定效果，无明显波动，使得dq轴电流有较快的动态响应速度。

仅基于本实施例中上述实施方式下的PI-反推复合控制方法，其原理说明如下：

首先，定义VIENNA整流器直流侧电压误差为：e₁＝U_dc-U_dc ^*，其中，U_dc ^*为直流侧期望输出电压，U_dc为直流侧实际电压。对于电压环，采用PI控制，得到 i_d ^*，使其作为电流环的输入。为了实现三相电压型VIENNA整流器的完全解耦和输出电压稳定，选择如下的假定电流函数

下一步要实现d轴电流跟踪，取d轴电流的误差量e₂＝i_d-i_d ^*，选择e₁为新的状态变量，构成子系统，对上式求导可得

对于新的系统可以设置新的Lyapunov函数对该函数求导有

为了使上式满足dV₂/dt≤0，令de₂/dt＝-k₁·e₂，其中，k₂＞0。即可得实际控制量

同理，选择q轴电流的误差量e₃＝i_q-i_q ^*，设计出Lyapunov函数并得到实际控制量V_q＝-R_s·i_q-L_s·ω·i_d+L_s·k₃·e₃+U_q

分别按照传统PI控制方法和本实施例上述方法控制整流器，得到的直流侧电压对比结果如图4a、图4b所示，得到的dq轴电流对比结果如图5a、图5b所示。从图中可以看出，在本发明方法控制下的整流器的稳定性明显更好。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种电动汽车充电桩前级整流器的PI-反推复合控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1，采集整流器直流侧的实际电压U_dc，三相电流i_a、i_b、i_c和三相电压U_a、U_b、U_c；

2.根据权利要求1所述的电动汽车充电桩前级整流器的PI-反推复合控制方法，其特征在于，所述步骤3中，首先定义直流侧电压误差为：e₁＝U_dc-U_dc ^*，然后再通过以下方式生成d轴电流虚拟控制量i_d ^*：k_1p是整流侧电压比例调节系数，k_1i是整流器电压积分调节系数，ΔU_dc是实际值电压U_dc与期望值电压U_dc ^*的差值，s是微分算子。

3.根据权利要求1所述的电动汽车充电桩前级整流器的PI-反推复合控制方法，其特征在于，所述步骤4中，通过以下方式计算得到d轴电压实际控制量V_d：e₂＝i_d-i_d ^*；其中，R_s为电网侧电阻，L_s为电网侧电感，k₂为d轴电流调节系数，ω为旋转角速度，k_1p是整流侧电压比例调节系数，k_2i是整流器电压积分调节系数，s是微分算子，E为输入相电压，R_l为负载侧电阻，C为负载侧上下电容值，i_d为d轴实际电流，i_d*为d轴期望电流，U_d为d轴电压。

4.根据权利要求1所述的电动汽车充电桩前级整流器的PI-反推复合控制方法，其特征在于，所述步骤5中，通过以下方式计算得到q轴电压实际控制量V_q：V_q＝-R_s·i_q-L_s·ω·i_d+L_s·k₃·e₃+U_q，e₃＝i_q-i_q ^*，k₃为q轴电流调节系数，i_q ^*＝0。