CN103904909A - 基于分数阶控制的双pwm变频器一体化协调控制系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于分数阶控制的双PWM变频器一体化协调控制系统，可实现对模块化多电平双PWM变频器系统的协调控制。该系统包括网侧变流单元、负载侧变流单元、PWM调制波、信息交互单元、控制器单元。其中，控制器单元的控制基于PI^λD^μ进行，以实现具体参数的调节。该系统在负载电流前馈的基础上，实现直接控制电容电流的协调控制，其中电压环和电流环的分数阶控制器采用分数阶PI^λD^μ控制。系统网侧和逆变侧变流器单元均由模块化多电平换流器组成，二者在电网侧和负载侧以背靠背对称拓扑构成双PWM变频器。本发明从变频调速系统整体角度出发，基于整流、逆变的耦合关系，通过负载电流前馈控制和电容电流内环控制方法，实现网侧和逆变侧的变流器协调控制，提高了系统可靠性和动态特性，系统经济性和安全性较好，能源利用率高。

Description

基于分数阶控制的双PWM变频器一体化协调控制系统

技术领域

本发明属于电力电子与电力传动技术领域，具体涉及一种基于分数阶控制的双PWM变频器一体化协调控制系统。

背景技术

随着电力电子器件、现代控制理论、计算机技术的发展，交流电机变频调速技术的控制性能得到大幅度地提高，变频调速已成为当代交流电机调速的潮流，在工业控制的各个领域得到广泛的应用。

目前高压多电平交-直-交变频器的逆变电路拓扑主要有：功率器件串联结构、二极管箝位型结构、飞跨电容型结构、单元串联级联结构。功率器件串联结构是满足系统容量要求的一个简单直观的方法，但存在动态均压问题，使系统损耗增加、效率下降，且较大的共模电压影响电动机的绝缘；二极管箝位型结构虽解决了功率器件串联的均压问题，输出电压和电流总谐波畸变率也都大大减小，但存在箝位二极管耐压要求高，不利于实现更高电平，另外由于存在开关器件的导通负荷不一致，致使各个电容的充电时间不同，将形成不平衡的电容电压；飞跨电容型结构是采用直流电容代替箝位二极管，通过在同一电平上不同开关的组合，使直流侧电容电压保持均衡，但这种结构随着电平数量的增加，所需电容的个数剧增，另外纯无功负载时，存在飞跨电容电压不平衡问题。上述拓扑结构因受功率器件耐压等级的限制，输出电压的等级不高，难以适用于6～10kV的高压电机。

级联型高压变换器通过若干低压功率单元的串联、冗余设计，可合成输出所期望的高电压。由于电路结构高度模块化，且模块具有互换性，这些特点使级联型变换电路具有很强的扩展性和灵活性，因此在高压大容量的电气传动应用领域成为近十年来持续研究热点。其中，级联型H桥逆变器作为多电平变频器的主流拓扑，在冶金、矿山、造纸等行业得到应用。级联型H桥每个功率单元均需要独立的低压直流工作电源，因此需要由多绕组输出的移相变压器来提供独立电源，尽管移相变压器能够使变流器与电网之间电气隔离，并通过多重化技术大大改善电网侧的电流谐波，但电平数越多，需要变压器副边绕组也越多，而多绕组变压器体积大，制造困难，增加了工程应用成本，尤其在船舶、机车等一些空间、体积甚至重量都有要求的场合，成为制约其广泛应用的一个重要因素。无工频变压器级联式多电平变换器采用的电路拓扑取消了输入端的工频变压器，输入端通过整流模块直接级联，在整流模块后利用可实现双向流动的高频DC-DC变换电路实现输入和输出的隔离与变换，由于高频变压器的铁芯小、功率密度大，使得整个变流器体积大大减小，但是增加的DC-DC环节会使整个变换器的损耗增大，控制也更加复杂。

近几年，模块化多电平变换器(Modular Multilevel Converter，MMC)受到了越来越广泛的关注，它秉承了H桥级联结构模块化的优点，通过功率单元的级联实现多电平输出。每个功率单元由一个两电平桥臂构成，且所有的电容处于悬浮状态，由于存在公共直流母线，可采用单一直流电压而不需要多绕组变压器。MMC每个桥臂子模块可以进行有选择的控制，从而可将其等效为一个可控电压源，MMC的每相中两个桥臂的电压之和等于直流母线电压，通过控制每个桥臂子模块导通状态，就可以在输出端得到所需的正弦电压。

目前电压源型交-直-交高压变频器，其整流侧大都采用多重化技术以实现高压直流输出，整流单元采用大功率二极管，因能量不能反馈至电网，这种变频器不能直接用于像高速电梯，矿用提升机等需要快速启动、制动，频繁正反转的调速系统，同时还存在网侧电流波形畸变严重，含有大量的低次谐波，形成电力公害等问题。

目前应用的通用型变频器，存在着网侧电流谐波污染大、能量不可逆，直流侧电容体积庞大、容易损坏等问题。并且，目前双PWM变频器其整流侧与逆变侧的控制系统是两个相互独立的系统，整流侧的控制以实现网侧电流正弦化和直流侧电压稳定为目的，而逆变侧的控制以实现交流电机高性能的变频调速技术。两系统依靠中间直流环节相联系，在负载出现大的波动或频繁启、制动过程中，负载的变化信息无法及时反映到整流侧控制中，只能依赖中间大容量的电容实现功率的平衡。由于大容量电容的存在，影响了系统动态快速性能和可靠性等。

文献“双PWM变频器及其协调控制技术研究”分析了基于传统IGBT器件和PWM技术的整流器和逆变器的协调控制，但是该文献并未涉及MMC拓扑技术。专利号为CN201010234083.2，名称为“基于MMC无变压器的四象限高压变频电源拓扑结构”的发明专利申请设计了一种基于MMC的变频电源结构，但是该专利并未考虑系统的协调控制，尤其是整流器和逆变器二者之间的耦合关系和交互影响。专利号为CN201210102796，名称为“基于MMC无移相变压器的四象限高压变频调速系统拓扑”的发明专利申请提出了一种基于MMC无移相变压器的四象限高压变频调速系统拓扑，但是该专利同样未考虑系统的协调控制。

目前，采用基于一体化控制方法的模块化多电平双PWM变频器的变频器系统还未见报道。并且，目前关于变频器系统中的建模和控制技术的研究，主要针对整数阶次系统模型和控制进行分析，具有一定的局限性。现有的系统理论中基本是把控制系统和对象作为整数阶系统来考虑，而现实中存在的系统或多或少都是非整数阶次的，即分数阶次，因此利用分数阶次的微积分方程对系统进行描述将更加准确、更接近系统实际情况。

综上所述，考虑到目前高压变频器存在的问题，需要一种新的变频器系统以解决上述问题。

发明内容

为克服上述缺陷，本发明提供了一种基于分数阶控制的双PWM变频器一体化协调控制系统，该系统基于MMC拓扑和分数阶控制器，通过考虑整流器和逆变器二者之间的耦合关系和交互影响，从而实现模块化多电平双PWM变频器系统的一体化优化控制

为实现上述目的，本发明提供一种基于分数阶控制的双PWM变频器一体化协调控制系统，其改进之处在于，所述系统包括：包括网侧变流单元、负载侧变流单元、PWM调制波I单元、PWM调制波II单元、信息交互单元、控制器I单元、控制器II单元。所述网侧变流单元和负载侧变流单元由模块化多电平换流器组成，二者在电网侧和负载侧以背靠背对称拓扑构成双PWM变频器，其中：

网侧变流单元：与电网侧电源、负载侧变流单元、PWM调制波I单元连接，通过PWM控制获得电网侧正弦化输入电流，与PWM逆变器共同构成双PWM变频器，用于实现交流侧高功率因数并保持直流环节电压稳定，为负载侧变换器提供高精度的稳定直流电源；

负载侧变流单元：与负载侧负载、网侧变流单元、PWM调制波II单元连接，为负载提供高质量的交流供电电源并实现相应的速度控制功能；

PWM调制波I单元：与网侧变流单元、控制器I单元连接；

PWM调制波II单元：与负载侧变流单元、控制器II单元连接；

控制器I单元：与PWM调制波I单元、信息交互单元连接；

控制器II单元：与PWM调制波II单元、信息交互单元连接；

信息交互单元：与控制器I单元、控制器II单元连接，用于实现整流／逆变侧的控制器I和逆变／整流侧的控制器II之间的信息交互。

所述的基于分数阶控制的双PWM变频器一体化协调控制系统可在负载电流前馈的基础上，采用电容电流反馈控制的协调控制技术；其中，负载电流前馈控制中的PI分数阶控制器、电容电流反馈控制中的电压环分数阶控制器和电流环分数阶控制器基于分数阶PI^λD^μ控制加以实现。

所述分数阶控制器的传递函数为：G(s)=K_p+K_is^-λ+K_ds^μ，其中0<λ≤1，0<μ≤1，K_p为比例增益，K_i为积分系数，K_d为微分系统，λ为积分阶次，μ为微分阶次。

所述的基于分数阶控制的双PWM变频器一体化协调控制系统有效计及了整流部分和逆变部分之间的物理耦合联系，通过控制器实现网侧变流单元和负载侧变流单元的彼此协调控制。

与现有技术相比，本发明基于分数阶控制的双PWM变频器一体化协调控制系统具有以下优势：

1)电网侧功率因数可控，甚至达到1，对电网几乎不产生谐波，为绿色电能变换器；

2)由于结构的对称性，可以快速将能量回馈到电网，解决了电动机处于发电状态时由泵升电压而产生的各种问题；

3)对直流侧电容要求降低，经济性能和系统的安全性均得到了提高；

4)在调速性能上，实现了电动状态和制动状态之间的平滑和快速过渡，且100％再生能量直接回馈电网，节约能源，提高能源利用率；

5)输入端通过基于MMC多电平整流模块直接级联的方式来减小电力电子器件的电压应力，并取消了传统的移相式高压变频器的工频变压器；

6)由于存在公共直流母线，通过对直流母线电压的控制实现输入输出功率的变换；

7)与H桥级联式多电平变换器相比，大大简化了电路结构，且使得故障检测及控制变得简单；

8)由于MMC允许使用标准化元件，可以在采用相同器件的前提下向不同的功率和电压等级扩展，因此用于变频器等电力拖动场合优势明显；

9)本发明改进了变频器系统控制中传统的整数阶PID控制方法。与整数阶PID控制器相比，分数阶PI^λD^μ控制器在系统中具备较好的动、静态性能，并且具有较强的鲁棒性。

附图说明

图1为本发明所述基于分数阶控制的双PWM变频器一体化协调控制系统示意图。

图2为本发明所述负载电流前馈控制示意图。

图3为本发明所述电容电流反馈控制示意图。

图4为本发明所述按分数阶微积分阶次表示的控制器内部结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例，进一步阐明本发明。

需要声明的是，本发明内容及具体实施方式意在证明本发明所提供技术方案的实际应用，不应解释为对本发明保护范围的限定。本领域技术人员在本发明的精神和原理启发下，可作各种修改、等同替换、或改进。但这些变更或修改均在申请待批的保护范围内。

图1为本发明所述基于分数阶控制的双PWM变频器一体化协调控制系统示意图。本发明基于分数阶控制的双PWM变频器一体化协调控制系统，包括网侧变流单元、负载侧变流单元、PWM调制波单元、信息交互单元、控制器单元，所述网侧变流单元和负载侧变流单元由模块化多电平换流器MMC组成，二者在电网侧和负载侧以背靠背对称拓扑构成双PWM变频器。

其中，网侧变流单元：与电网侧电源、负载侧变流单元、PWM调制波I单元连接，通过PWM控制获得电网侧正弦化输入电流，与PWM逆变器共同构成双PWM变频器，用于实现交流侧高功率因数并保持直流环节电压稳定，为负载侧变换器提供高精度的稳定直流电源；

负载侧变流单元：与负载侧负载、网侧变流单元、PWM调制波II单元连接，为负载提供高质量的交流供电电源并实现相应的速度控制功能；

PWM调制波I单元：与网侧变流单元、控制器I单元连接；PWM调制波II单元：与负载侧变流单元、控制器II单元连接；控制器I单元：与PWM调制波I单元、信息交互单元连接；控制器II单元：与PWM调制波II单元、信息交互单元连接；

信息交互单元：与控制器I单元、控制器II单元连接，用于实现整流／逆变侧的控制器I和逆变／整流侧的控制器II之间的信息交互。

所述的基于分数阶控制的双PWM变频器一体化协调控制系统可在负载电流前馈的基础上，采用电容电流反馈控制的协调控制技术；其中，负载电流前馈控制中的PI分数阶控制器、电容电流反馈控制中的电压环分数阶控制器和电流环分数阶控制器采用分数阶PI^λD^μ控制加以实现。所述分数阶控制器的传递函数为：G(s)=K_p+K_is^-λ+K_ds^μ，其中0<λ≤1，0<μ≤1，K_p为比例增益，K_i为积分系数，K_d为微分系统，λ为积分阶次，μ为微分阶次。所述的基于分数阶控制的双PWM变频器一体化协调控制系统有效计及了整流部分和逆变部分之间的物理耦合联系，通过控制器实现网侧变流单元和负载侧变流单元的彼此协调控制。

图2为本发明所述负载电流前馈控制示意图，电流前馈补偿点设置在电压节点处，图2中负载电流i_L由下式确定：

$i_L=\frac{3}{{2u}_{\mathrm{dc}}}(i_{d2}{u}_{d2}+i_{q2}{u}_{q2})---\left(1\right)$

式中，u_dc为整流器输入端电压，i_d2和i_q2为网侧三相电流在d、q轴下的电流分量，u_d2和u_q2为整流器输入端电压在d、q坐标下的电压分量。

将负载电机能量变化信息直接前馈入整流侧控制器，以实现在母线电压出现误差前超前对整流器输出电流进行补偿控制，减小电容电压的波动。图2虚线框内为控制对象。负载电流i_L的补偿项中含有微分算子，反映负载的动态特性。图2中，为直流侧电压给定值，

为整流器输入端电压在d轴坐标下的电压分量给定值，

为整流器输入电流在d轴坐标下的电流分量给定值，e_d和i_d为网侧电源电压、电流在旋转坐标系下d轴分量，i_inv为逆变器输出信号，

为d轴坐标下的电流给定值，

为d轴坐标下的电压给定值，ω为电源电压角频率。

图3为本发明所述电容电流反馈控制示意图。直接引入电容电流的反馈控制，电容电流给定设置为

使电容电流紧紧跟随电容电流给定值并保持恒定，这样使得在直流环节，i_dc=i_L，由于没有电流流入(流出)直流侧电容，即使电容容量很小，直流侧电压也没有变化，达到了减小直流电容的目的。

图3中，首先利用串级系统内回路具有工作频率高，调节迅速的特点，将主要扰动源i_L纳入电流控制环内。另一方面，引入直流侧电容电流i_cap作为内环，外环仍为直流侧电压控制环。其快速调节原理为：稳态时，

电压控制器的分数阶控制器输出

设置为零，通过闭环的作用，直流侧电容电流i_cap也为零。动态时，由于负载功率(电流)的变化，假设负载电流突减，则整流侧有向电容充电的趋势，使

时，此时电流控制器的分数阶控制器发挥调节作用，调节网侧变换器占空比，减小整流输出电流i_dc，使i_dc=i_L，则保持i_cap=0。

本发明分数阶PI^λD^μ控制主要实现PID控制器的精确输出，利用分数阶次控制可以计算出系统的分数阶次的微分、积分特性，通过分数阶PI^λD^μ得到精确的输出，从而实现对双PWM变频器一体化协调控制系统的精确控制，可较易获得更小的超调量和调节时间，系统鲁棒性得到加强。

本发明把分数阶PI^λD^μ引入到双PWM变频器一体化协调控制中，通过选择适当的参数，可以获得理想的控制效果。

图4为本发明所述按分数阶微积分阶次表示的控制器内部结构示意图。与整数阶PID控制器类似，分数阶PI^λD^μ控制器的传递函数为：

G(s)=K_p+K_is^-λ+K_ds^μ0<λ≤1，0<μ≤1    (2)

其中，K_p为比例增益，K_i为积分系数，K_d为微分系统，λ为积分阶次，μ为微分阶次。

由式(1)可知：当λ=0，μ=0，G(s)=K_p为整数阶P控制器；当λ=0，μ=1，G(s)=K_p++K_ds为整数阶PD控制器；当λ=1，μ=0，G(s)=K_p+K_is^-1为整数阶PI控制器；

当λ=1，μ=1，G(s)=K_p+K_is^-1+K_ds为整数阶PID控制器。分数阶PI^λD^μ控制器比传统整数阶PID控制器多出了2个任意实数的变量λ、μ。假设0<λ≤1，0<μ≤1，则控制器的阶次λ和μ可以在0到1的范围内任意取值，使得控制器的调节范围更广，适应性和精度更好。

Claims (4)

1.一种基于分数阶控制的双PWM变频器一体化协调控制系统，其特征在于：包括网侧变流单元、负载侧变流单元、PWM调制波I单元、PWM调制波II单元、信息交互单元、控制器I单元、控制器II单元，所述网侧变流单元和负载侧变流单元由模块化多电平换流器(MMC)组成，二者在电网侧和负载侧以背靠背对称拓扑构成双PWM变频器，其中：

网侧变流单元：与电网侧电源、负载侧变流单元、PWM调制波I单元连接，通过PWM控制获得电网侧正弦化输入电流，与PWM逆变器共同构成双PWM变频器，用于实现交流侧高功率因数并保持直流环节电压稳定，为负载侧变换器提供高精度的稳定直流电源；

负载侧变流单元：与负载侧负载、网侧变流单元、PWM调制波II单元连接，为负载提供高质量的交流供电电源并实现相应的速度控制功能；

PWM调制波I单元：与网侧变流单元、控制器I单元连接；

PWM调制波II单元：与负载侧变流单元、控制器II单元连接；

控制器I单元：与PWM调制波I单元、信息交互单元连接；

控制器II单元：与PWM调制波II单元、信息交互单元连接；

信息交互单元：与控制器I单元、控制器II单元连接，用于实现整流／逆变侧的控制器I和逆变／整流侧的控制器II之间的信息交互。

2.根据权利要求1所述的基于分数阶控制的双PWM变频器一体化协调控制系统，其特征在于：所述一体化控制方法可在负载电流前馈的基础上，采用电容电流反馈控制的协调控制技术；其中，负载电流前馈控制中的PI分数阶控制器、电容电流反馈控制中的电压环分数阶控制器和电流环分数阶控制器采用分数阶PI^λD^μ控制加以实现。

3.根据权利要求1所述的基于分数阶控制的双PWM变频器一体化协调控制系统，其特征在于：所述分数阶控制器的传递函数为：G(s)=K_p+K_is^-λ+K_ds^μ，其中0<λ≤1，0<μ≤1，K_p为比例增益，K_i为积分系数，K_d为微分系统，λ为积分阶次，μ为微分阶次。

4.根据权利要求1所述的基于分数阶控制的双PWM变频器一体化协调控制系统，其特征在于：所述一体化控制方法有效计及了整流部分和逆变部分之间的物理耦合联系，通过分数阶控制器实现网侧变流单元和负载侧变流单元的彼此协调控制。

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