CN105591548A - 基于多端口高频变压器的自平衡式电力电子变压器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于多端口高频变压器的自平衡式电力电子变压器：输入级功率变换器的直流端与隔离级一次侧功率变换器的直流端相连；隔离级一次侧功率变换器的交流端与高频变压器的原边线圈连接；高频变压器副边线圈串联一个电感后与一个隔离级二次侧功率变换器的交流端连接；隔离级二次侧功率变换器的直流端与输出级功率变换器的直流端相连接，从属于每一个高频变压器的三个二次侧功率变换器需要分别与从属于三个输出相的三个输出级功率变换器相连；输出级功率变换器的交流端通过LC滤波器接三相供电网络；所述电力电子变压器能够自动补偿输出级的不平衡负载，保证输入端三相电流的平衡。

Description

基于多端口高频变压器的自平衡式电力电子变压器

技术领域

本发明属于电力电子变压器技术领域，涉及全范围自动平衡不对称负载的三相电力电子变压器，具体涉及一种基于多端口高频变压器的自平衡式电力电子变压器拓扑及控制策略。

背景技术

传统电力变压器结构简单、效率高、可靠性高，广泛应用于电力系统。但过低的工作频率导致传统变压器体积大，笨重，而且矿物油、环氧树脂、难燃油等作为绝缘或冷却介质的使用存在火灾和环境污染的潜在隐患。另外，传统电力变压器通常只能够实现电气隔离、电压等级变换和功率双向传递等相对单一的功能，而无网侧电能质量调节、谐波传递隔绝、过载及故障保护、负载电压调节等功能。传统电力变压器的这些弱点使它无法满足诸如智能电网等新应用场合的功能要求。

在过去的几十年中，电力电子技术有了长足全面的快速发展，越来越多的电力电子装置在电力系统中应用。在这个大背景下，针对传统变压器的上述弱点，研究人员和工程师提出了电力电子变压器(PowerElectronicTransformer)或者固态变压器(Solid-StateTransformer)加以解决。但是，现有电力电子变压器拓扑在不平衡负载补偿能力方面存在不足：补偿不平衡负载的范围小，如果需要补偿全范围不平衡负载，则需要额外提高电力电子变压器所用半导体器件的功率容量。

发明内容

本发明的目的在于提供一种基于多端口高频变压器的自平衡式电力电子变压器，能够实现对不平衡负载的补偿。

为达到上述目的，本发明采用了以下技术方案：

该电力电子变压器包括输入级、隔离级与输出级，输入级、隔离级与输出级中每个功率变换器为H桥变换器，输入级采用A、B、C三相结构的级联式模块化功率变换器，隔离级的每个四端口高频变压器的三个二次侧分别经过隔离级二次侧功率变换器以及输出级功率变换器连接到输出级的U、V、W三相，隔离级的每个四端口高频变压器的一次侧经过隔离级一次侧功率变换器连接到输入级的各个功率变换器，每个输入级功率变换器都能给输出级的U、V、W三相供应能量。

输入级每相包括N个串联的输入级功率变换器，总共有3N个输入级功率变换器；隔离级包括3N个隔离级一次侧功率变换器、3N个四端口高频变压器以及9N个隔离级二次侧功率变换器，四端口变压器的一次侧线圈为1个，二次侧线圈为3个，其中3个二次侧线圈匝数相同；一个隔离级一次侧功率变换器的直流端口与对应一个输入级功率变换器的直流端口相连，一个隔离级一次侧功率变换器的交流端口与对应一个四端口高频变压器的一次侧线圈相连；一个四端口高频变压器的二次侧线圈各串联一个电感，并分别与对应三个隔离级二次侧功率变换器的交流端口相连；输出级包括3N个输出级功率变换器，每个四端口高频变压器的3个二次侧线圈分别通过对应的电感以及隔离级二次侧功率变换器与输出级的三相中各一个输出级功率变换器相连，每个输入级功率变换器通过一个四端口高频变压器同时给输出级三相提供功率。

所述输出级功率变换器的直流端口与隔离级二次侧功率变换器的直流端口相连。

所述输入级功率变换器的直流端口并接电容，所述输出级功率变换器的交流端口串接LC滤波器，输出级功率变换器的直流端口并接电容。

所述电力电子变压器的控制包括输入级的整流控制、隔离级的功率控制以及输出级的逆变控制三部分。

所述输入级的整流控制包括平均直流电压控制、相间直流电压均衡控制以及相内模块直流电压均衡控制三个层面；平均直流电压控制用DQ电压电流双闭环控制来实现；相间直流电压均衡控制采用用于平衡三相间的功率的零序电压注入来实现；相内模块直流电压均衡控制是通过用PI控制器调节各模块的调制波幅值实现。

所述相间直流电压均衡控制具体包括以下步骤：对输入级A、B、C三相的直流电压进行采样，各相直流电压与平均直流电压的比较结果即反映了各相所需要的零序功率值，根据三相的零序功率值之和为0，将A、B两相各自的平均直流电压与三相总的平均直流电压比较，通过PI控制器得到A、B两相所需要的零序功率值的大小P_0A、P_0B，然后通过以下公式计算得到零序电压指令值：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_0*=\frac{1}{I_S}\sqrt{P_{0A}+\frac{1}{3}{(P_{0A}+2P_{0B})}^2}\\ \mathrm{\θ}={\tan }^{-1}\[-(1+2P_{0B}/P_{0A})/\sqrt{3}\]\end{array}\right.$

其中，U₀*为零序电压的幅值，θ为零序电压相对于电网电流的相位差，I_S为电网电流幅值。

所述隔离级的功率控制采用电压源-电流源型控制，每个输出级功率变换器的直流端口并接的电容与3个隔离级二次侧功率变换器连接，这3个隔离级二次侧功率变换器中，第一个隔离级二次侧功率变换器按电压源控制，第二以及第三个隔离级二次侧功率变换器按电流源控制，使第二以及第三个隔离级二次侧功率变换器给该电容提供的功率与作为电压源的第一个隔离级二次侧功率变换器相等，从而保证这3个隔离级二次侧功率变换器的功率均分。

所述输出级的逆变控制中，对输出级按三个单相逆变器分别控制，每个逆变器采用电压电流双闭环控制策略。

与现有技术相比，本发明的有益技术效果是：

1、可以实现传统电力变压器的变压、隔离等基本功能；

2、输入级采用三相结构的级联式模块化功率变换器，面对不同等级的输入电压，只需要计算对应级联模块数，按照对应模块数级联便可承受对应电压；

3、本发明可以全范围应对不对称负载。每相中每个输入级功率变换器通过四端口高频变压器与分别属于输出级三相的三个功率变换器对应，输出级三相供电网络中的任意相的功率都能平均反映到输入级的每个功率变换器上，因此不管输出三相供电网络中的三相功率如何不平衡，输入级的每个功率变换器所承担的功率值都是相同的，从而输入级三相的功率是平衡的，输入级电流自然也是平衡的。

仿真结果验证了本发明所述电力电子变压器的正常运行与补偿不平衡负载的能力，为工程应用提供了很好的参考价值。

附图说明

图1为本发明仿真实验中所涉及的基于多端口高频变压器的自平衡式电力电子变压器的结构示意图；图1中：Grid_A为电网A相、Grid_B为电网B相、Grid_C为电网C相、Load_U为负载的U相、Load_V为负载的V相、Load_W为负载的W相、n为中性点(三个中性点合并了)；1为电抗器，2为输入级功率变换器，3为电容，4为隔离级一次侧功率变换器，5为四端口高频变压器，6为电感，7为隔离级二次侧功率变换器，8为电容，9为输出级功率变换器，10为LC滤波器；其中所有的功率变换器均为H桥变换器；电容3和电容8上的电压为直流，通常可选用大容量电解电容，电感的值由电力电子变压器的功率决定；

图2为隔离级单元的结构示意图；图2中：u_P为高频变压器一次侧线圈对应的功率变换器所产生的交流方波电压，即加在高频变压器一次侧线圈上的电压；I_P为一次侧线圈电流；u_S1、u_S2、u_S3分别为高频变压器二次侧的三个线圈对应的功率变换器所产生的交流方波电压，即加在高频变压器二次侧的三个线圈与电感6上的电压；i_S1、i_S2、i_S3分别为二次侧三个线圈的电流；1:k:k:k是高频变压器的变比；

图3为隔离级单元的电压波形图；图3中：分别是某一个高频变压器二次侧对应的三个功率变换器所产生的交流方波电压相对于一次侧对应的功率变换器所产生的交流方波电压的相位差；

图4为输出级的某一个直流母线电容与隔离级的连接方式示意图，图4为图1的局部细节图；图4中：V_{PRI_1}、V_{PRI_2}、V_{PRI_3}为三个输入级功率变换器所输出的直流电压；V_SEC为输出级某一个功率变换器的直流母线电压；u_P1、u_P2、u_P3为三个隔离级一次侧功率变换器的交流电压；u_S1、u_S2、u_S3为三个隔离级二次侧功率变换器的交流电压；分别为u_S1相对于u_P1、u_S2相对于u_P2、u_S3相对于u_P3的相位差；L为图1中的电感6；I_dc1、I_dc2、I_dc3为连接到某一个输出级功率变换器的直流电容上的三个隔离级二次侧功率变换器给电容充电的电流；

图5为隔离级单元的控制器原理框图，图5中的采样与输出与图4对应；图5中：V_{SEC_REF}为二次侧直流电压指令值；

图6为输出级电压(Voltage)波形图；

图7为输出级电流(Current)波形图；

图8为输入级电流波形图；

图9为输入级直流电容电压波形图；

图10为输出级直流电容电压波形图；

图11为高频变压器一次侧电流波形图；

图12为负载平衡时高频变压器一次侧电流波形(局部展开)图；

图13为负载不平衡时高频变压器一次侧电流波形(局部展开)图；

图14为高频变压器二次侧电流波形图；

图15为负载平衡时高频变压器二次侧电流波形(局部展开)图；

图16为负载不平衡时高频变压器二次侧电流波形(局部展开)图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作详细说明。

本发明公开了一种基于多端口高频变压器的自平衡式电力电子变压器：该电力电子变压器的功率主电路由输入级、隔离级与输出级组成；其中输入级功率变换器2的直流端与隔离级一次侧功率变换器4的直流端相连接；隔离级一次侧功率变换器4的交流端与一个四端口高频变压器5的原边线圈连接；所有的四端口高频变压器都有三个副边线圈，每个副边线圈串联一个电感6后与一个隔离级二次侧功率变换器7的交流端连接；隔离级二次侧功率变换器7的直流端与输出级功率变换器9的直流端相连接，其中从属于每一个四端口高频变压器的三个隔离级二次侧功率变换器7(三个高频整流H桥单元)需要分别与从属于三个输出相的三个输出级功率变换器9(三个逆变H桥单元)相连；输出级功率变换器的交流端接LC滤波器10，LC滤波器10接三相供电网络。这种电力电子变压器能够自动补偿输出级的不平衡负载，保证输入端三相电流的平衡。

本发明具体通过以下技术路线来实现，参见图1：

1.拓扑方面：

本发明提出了一种可平衡不对称负载的三相电力电子变压器，其拓扑结构包括输入级、隔离级、输出级，所有的功率变换器均为H桥变换器，包括两个直流端口与两个交流端口；

输入级的三相中，每相包括N个相同的串联的输入级功率变换器2，N为自然数，三相一共3N个功率变换器。每个输入级功率变换器的两个直流输出端之间并接一个电容3；每相串联的功率变换器的总的交流侧连接有电抗器1，再与输入电网的对应一相相连接，输入级的相与相之间为星形连接。

隔离级包括3N个隔离级一次侧功率变换器4、3N个四端口高频变压器5、9N个电感6，以及9N个隔离级二次侧功率变换器7。其中四端口高频变压器5的一次侧有一个线圈，二次侧有3个线圈，二次侧3个线圈的匝数相同。隔离级一次侧功率变换器4的直流端与输入级功率变换器2的直流端口直接相连；隔离级一次侧功率变换器4的交流端口与四端口高频变压器5的一次侧线圈相连；四端口高频变压器5的三个二次侧线圈均与一个电感6串联，串联后分别与三个隔离级二次侧功率变换器7的交流端口相连。

输出级的三相中，每相包括N个输出级功率变换器9，一共3N个逆变H桥单元，每个输出级功率变换器9的两个直流输出端之间并接一个电容8。这3N个输出级功率变换器9的直流端口与隔离级的9N个隔离级二次侧功率变换器7的直流端口连接。在连接方面，从属于每一个四端口高频变压器5的三个隔离级二次侧功率变换器7需要分别与从属于三个输出相的三个输出级功率变换器9相连。输出级功率变换器9的交流侧连接LC滤波器10。

2.调制与控制方面：

本发明的控制分为输入级的整流控制，隔离级的功率控制与输出级的逆变控制三部分。

2.1输入级的控制目标为：输入级的每个直流电压均衡，与指令值相同；实现电流的单位功率因数。输入级控制分可并行的三个步骤：

2.1.1输入级平均直流电压控制。平均直流电压控制为传统的DQ电压电流双闭环控制，令输入级的平均直流电压与指令值相同，并实现功率因数校正，为传统控制；

2.1.2输入级的相间直流电压均衡控制。相间均压控制用于平衡三相间的功率，在本发明中用于提高动态响应，稳态下仅用来平衡输入级三相之间的损耗功率。采用零序电压注入来实现，原理如下：

输入级接三相交流电网，电网电压为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_A=U_{S}sin\left(\mathrm{\ω}t\right)\\ u_B=U_{S}sin(\mathrm{\ω}t-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ u_C=U_{S}sin(\mathrm{\ω}t+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中U_S为电网电压幅值，ω为角频率；

在I_q＝0的单位功率因数控制下，电网电流与电网电压同相位，表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_A=I_{S}sin\left(\mathrm{\ω}t\right)\\ i_B=I_{S}sin(\mathrm{\ω}t-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ i_C=I_{S}sin(\mathrm{\ω}t+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right.---\left(2\right)$

其中I_S为电网电流幅值，ω为角频率；

假定在输入级功率变换器的三相桥臂中中注入的零序电压为：

$u_0^{*}=U_0^{*}sin(\mathrm{\ω}t+\mathrm{\θ})---\left(3\right)$

其中为零序电压的幅值，θ为零序电压与电网电流的相位差；

注入的零序电压对功率的影响为：

$\left\{\begin{array}{c}{p}_{0A}=\frac{1}{T_s}{\∫}_t^{t+T_s}{i}_A\·u_0^{*}dt=\frac{I_S{U}_0^{*}}{2}\cos \left(\mathrm{\θ}\right)\\ p_{0B}=\frac{1}{T_s}{\∫}_t^{t+T_s}{i}_B\·u_0^{*}dt=\frac{I_S{U}_0^{*}}{2}\cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ p_{0C}=\frac{1}{T_s}{\∫}_t^{t+T_s}{i}_C\·u_0^{*}dt=\frac{I_S{U}_0^{*}}{2}\cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right.---\left(4\right)$

很显然，式(4)中三个式子的总和为0。这表明注入的零序电压并不影响电网侧的功率，只在输入级变流器的三相内实现功率转移。通过式(4)可以解得零序电压的幅值以及零序电压与输入级电流的相位差θ如式(5)：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_0*=\frac{2}{I_S}\sqrt{{P_{0A}}^2+\frac{1}{3}{(P_{0A}+2P_{0B})}^2}\\ \mathrm{\θ}={\tan }^{-1}\[-(1+2P_{0B}/P_{0A})/\sqrt{3}\]\end{array}\right.---\left(5\right)$

零序电压注入的具体实现方法为：对输入级A、B、C相的直流电压进行采样，各相直流电压与平均直流电压的比较结果即反映了各相所需要的零序功率值。因为三相的零序功率值之和为0，因此只有A、B两相的零序功率值是独立的。将A、B两相各自的平均直流电压与三相总的平均直流电压比较。通过PI控制器得到A、B两相所需要的零序功率值的大小P_0A、P_0B，然后通过式(5)计算得到零序电压指令值。

2.1.3输入级一相内模块(指功率变换器。输入级是一个由多个功率变换器组成的整体，其中的单个功率变换器可以视为模块，“模块间直流电压均衡控制”为专业术语)间直流电压均衡控制。一相内的模块间直流电压均衡控制用来平衡一相内的各模块直流电压，具体实现方法为：将一相内各个模块的直流电压与该相内的平均直流电压做比较，差值经PI调节器生成微调系数，用该微调系数调节各个模块的调制波幅值，从而对各个模块的输入功率进行控制，进而对各个模块的直流电压进行控制，为传统控制。

2.2隔离级的功率控制

2.2.1调制方法

隔离级每个四端口高频变压器及其所属的一个一次侧功率变换器、三个二次侧功率变换器被视为一个隔离级单元，如图2所示。

隔离级单元采用高频方波调制，其电压波形如图3所示：与高频变压器一次侧线圈相连接的功率变换器输出一个两电平方波，正负占空比均为50％；与高频变压器二次侧三个线圈相连接的三个功率变换器也是输出同样的两电平方波，正负占空比均为50％。以一次侧方波为相位基准，二次侧的各个方波与原边方波之间有一定的相位差。相位差决定了二次侧各个线圈获得的功率。

2.2.2高频变压器一次侧功率变换器(隔离级一次侧功率变换器4)的控制

所有与四端口高频变压器一次侧线圈连接的功率变换器输出的方波是同相位的，即该功率变换器(隔离级一次侧功率变换器4)的控制信号是固定的，无需控制。

2.2.3高频变压器二次侧功率变换器(隔离级二次侧功率变换器7)的控制

在控制上，二次侧功率变换器(隔离级二次侧功率变换器7)每三个分为一组进行联合控制。二次侧功率变换器的组合方式如图4所示，以连接到同一个输出级直流电容8的三个功率变换器为一组。这三个功率变换器分别与三个四端口高频变压器的二次侧线圈连接。

由于每组的三个二次侧功率变换器连接到一个公共的直流电容上，因此这三个功率变换器按“1个电压源加2个电流源”模式进行控制，如图5所示。每组的三个功率变换器中，第一个功率变换器负责控制电容的直流电压幅值，第二、第三个功率变换器控制自身的输出电流，即给电容充电的电流，令第二、第三个功率变换器的输出电流与第一个功率变换器的输出电流相等，从而实现该组的三个功率变换器的功率均分。

2.3输出级的逆变控制

输出级按三个单相逆变器分别控制。每相都采用电压电流双闭环控制策略，使用PR控制器。这是一种常规控制。

输入级、隔离级与输出级各自分别控制，没有时序串联问题。

仿真实验：

参见图1，参照所提出的主电路在MATLAB里搭建了仿真。输入级每相包括2个功率变换器，一共6个功率变换器(输入级功率变换器2)；隔离级一共有6个四端口高频变压器；隔离级原边的6个功率变换器(隔离级一次侧功率变换器4)与输入级的6个功率变换器的直流端口相连；隔离级副边的18个功率变换器(隔离级二次侧功率变换器7)与输出级功率变换器9的直流端口相连；输出级的三相中，每相包括2个输出级功率变换器9，每相内的两个输出级功率变换器9的交流端口接LC滤波器，并联得到该相的输出电压；每个四端口高频变压器的三个二次侧线圈分别对应从属于三个输出相的输出级功率变换器9。

在仿真中使用的参数如下：

输入级电网电压：线电压6KV

输入级每相模块数：2

输入级连接方式：Y型

输入级模块的直流母线电压：4000V

高频变压器变比：10:1:1:1

高频变压器二次侧线圈串联电感值：0.12mH

输出级每相模块数：6

输出级模块的直流母线电压：400V

输出级的输出电压：线电压380V，相电压220V

输出级的功率：三相功率不平衡，Pu＝160kW，Pv＝160kW，Pw从160kW切换至40kW

0～0.1秒为启动过程，输出级功率逐渐提高，稳态下三相负载均为160kW；在0.3秒时刻，Pw从160kW切换至40kW，三相负载不对称。

输出级三相的负载电压波形参见图6，输出级三相的输出电流参见图7，输入级电感电流波形参见图8。输入级直流电容电压与输出级直流电容电压分别参见图9和图10。

某一个高频变压器的一次侧电流参见图11，图12和图13。图11显示了0～0.5秒的一次侧电流，可见自0.3秒，w相负载减小起，高频变压器一次侧电流幅值减小。图12与图13显示了0.3秒前与0.3秒后，各自到达稳态后高频变压器的一次侧一次侧电流展开图。

某一个高频变压器的三个二次侧电流(即电感6电流)参见图14，图15和图16。图14显示了0～0.5秒的二次侧电流，可见自0.3秒，w相负载减小起，高频变压器三个二次侧电流中的与w相对应的那一路电流的相位与幅值均发生了变化。图15与图16显示了0.3秒前与0.3秒后，各自稳态下的高频变压器的二次侧电流展开图。

从仿真结果可见，该电力电子变压器可以正常运行，能够实现电力电子变压器的常规功能。并且当负载从平衡转变为不平衡时，输入级的三相功率、电流是可以自动平衡的。

Claims (9)

1.一种基于多端口高频变压器的自平衡式电力电子变压器，其特征在于：该电力电子变压器包括输入级、隔离级与输出级，输入级、隔离级与输出级中每个功率变换器为H桥变换器，输入级采用A、B、C三相结构的级联式模块化功率变换器，隔离级的每个四端口高频变压器的三个二次侧分别经过隔离级二次侧功率变换器以及输出级功率变换器连接到输出级的U、V、W三相，隔离级的每个四端口高频变压器的一次侧经过隔离级一次侧功率变换器连接到输入级的各个功率变换器，每个输入级功率变换器都能给输出级的U、V、W三相供应能量。

2.根据权利要求1所述一种基于多端口高频变压器的自平衡式电力电子变压器，其特征在于：输入级每相包括N个串联的输入级功率变换器(2)，总共有3N个输入级功率变换器；隔离级包括3N个隔离级一次侧功率变换器(4)、3N个四端口高频变压器(5)以及9N个隔离级二次侧功率变换器(7)，四端口变压器(5)的一次侧线圈为1个，二次侧线圈为3个，其中3个二次侧线圈匝数相同；一个隔离级一次侧功率变换器(4)的直流端口与对应一个输入级功率变换器(2)的直流端口相连，一个隔离级一次侧功率变换器(4)的交流端口与对应一个四端口高频变压器(5)的一次侧线圈相连；一个四端口高频变压器(5)的二次侧线圈各串联一个电感(6)，并分别与对应三个隔离级二次侧功率变换器(7)的交流端口相连；输出级包括3N个输出级功率变换器(9)，每个四端口高频变压器(5)的3个二次侧线圈分别通过对应的电感(6)以及隔离级二次侧功率变换器(7)与输出级的三相中各一个输出级功率变换器(9)相连，每个输入级功率变换器(2)通过一个四端口高频变压器(5)同时给输出级三相提供功率。

3.根据权利要求2所述一种基于多端口高频变压器的自平衡式电力电子变压器，其特征在于：所述输出级功率变换器(9)的直流端口与隔离级二次侧功率变换器(7)的直流端口相连。

4.根据权利要求2所述一种基于多端口高频变压器的自平衡式电力电子变压器，其特征在于：所述输入级功率变换器(2)的直流端口并接电容，所述输出级功率变换器(9)的交流端口串接LC滤波器(10)，输出级功率变换器(9)的直流端口并接电容。

5.根据权利要求1所述一种基于多端口高频变压器的自平衡式电力电子变压器，其特征在于：所述电力电子变压器的控制包括输入级的整流控制、隔离级的功率控制以及输出级的逆变控制三部分。

6.根据权利要求5所述一种基于多端口高频变压器的自平衡式电力电子变压器，其特征在于：所述输入级的整流控制包括平均直流电压控制、相间直流电压均衡控制以及相内模块直流电压均衡控制三个层面；平均直流电压控制用DQ电压电流双闭环控制来实现；相间直流电压均衡控制采用用于平衡三相间的功率的零序电压注入来实现；相内模块直流电压均衡控制是通过用PI控制器调节各模块的调制波幅值实现。

7.根据权利要求6所述一种基于多端口高频变压器的自平衡式电力电子变压器，其特征在于：所述相间直流电压均衡控制具体包括以下步骤：对输入级A、B、C三相的直流电压进行采样，各相直流电压与平均直流电压的比较结果即反映了各相所需要的零序功率值，根据三相的零序功率值之和为0，将A、B两相各自的平均直流电压与三相总的平均直流电压比较，通过PI控制器得到A、B两相所需要的零序功率值的大小P_0A、P_0B，然后通过以下公式计算得到零序电压指令值：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_0*=\frac{2}{I_S}\sqrt{{P_{0A}}^2+\frac{1}{3}{(P_{0A}+2P_{0B})}^2}\\ \mathrm{\θ}={\tan }^{-1}\[-(1+2P_{0B}/P_{0A})/\sqrt{3}\]\end{array}\right.$

其中，U₀*为零序电压的幅值，θ为零序电压相对于电网电流的相位差，I_S为电网电流幅值。

8.根据权利要求5所述一种基于多端口高频变压器的自平衡式电力电子变压器，其特征在于：所述隔离级的功率控制采用电压源-电流源型控制，每个输出级功率变换器(9)的直流端口并接的电容与3个隔离级二次侧功率变换器(7)连接，这3个隔离级二次侧功率变换器(7)中，第一个隔离级二次侧功率变换器按电压源控制，第二以及第三个隔离级二次侧功率变换器按电流源控制，使第二以及第三个隔离级二次侧功率变换器给该电容提供的功率与作为电压源的第一个隔离级二次侧功率变换器相等，从而保证这3个隔离级二次侧功率变换器的功率均分。

9.根据权利要求5所述一种基于多端口高频变压器的自平衡式电力电子变压器，其特征在于：所述输出级的逆变控制中，对输出级按三个单相逆变器分别控制，每个逆变器采用电压电流双闭环控制策略。