CN104734481B - 一种电压源型pwm整流器启动冲击抑制方法 - Google Patents
一种电压源型pwm整流器启动冲击抑制方法 Download PDFInfo
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Abstract
本发明提出了一种电压源型PWM整流器启动冲击抑制方法，所述控制方法通过对电压源型PWM整流器期望输出直流电压与实际输出直流电压之差进行限幅，将限幅后的期望输出直流电压与实际输出直流电压之差作为电压外环PI控制器的输入，进而控制电压源型PWM整流器，从而可以有效地减少电压源型PWM整流器启动过程中输出侧的直流电压冲击以及电网侧三相电流冲击，降低对电压源型PWM整流器器件的要求。
Description
技术领域
本发明涉及PWM变流器领域，特别涉及一种电压源型PWM整流器启动冲击抑制方法。
背景技术
电压源型PWM整流器由于可控性高、功率因数高、谐波含量低、高效率等优点得到了广泛的应用。传统的PI控制器控制的电压源型PWM整流器启动过程中往往存在直流侧电压上升过高，交流侧三相电流上升过高的问题。过高的直流电压和过高的交流电流对于电力电子器件的要求更加严苛，因此会增加设备的成本。
发明内容
为了克服现有技术的上述不足，本发明提出了一种电压源型PWM整流器启动冲击抑制方法，本发明通过对电压源型PWM整流器期望输出直流电压与实际输出直流电压之差进行限幅，将限幅后的期望输出直流电压与实际输出直流电压之差作为电压外环PI控制器的输入，从而可以有效地减少电压源型PWM整流器启动过程中输出侧的直流电压冲击以及交流侧三相电流冲击，降低对电压源型PWM整流器器件的要求。
本发明通过下述方法实现上述目的。
一种中点电压源型PWM整流器启动冲击抑制方法，其包括如下步骤：第一步，对电压源型PWM整流器充电，使直流侧电容C电压达到设定值V0；第二步，将电压源型PWM整流器的期望输出直流电压与实际输出的直流电压Vdc(t)求电压差对电压差限幅，限幅后的电压差作为电压外环PI控制器的输入；第三步，将电压外环PI控制器的输出、电网侧三相电压va、vb、vc和三相电流ia、ib、ic作为前馈解耦模块的输入，计算前馈解耦模块的输出；第四步，将前馈解耦模块的输出转换为三相电压指令值；第五步，根据电压源型PWM整流器的三相电压指令值控制电压源型PWM整流器开关管的开通和关断。
进一步地，所述电压源型PWM整流器指的是三相半桥电压源型两电平PWM整流器，电网侧三相电压va、vb、vc分别串联一个电感L连接到A、B、C三相半桥的中点，A相半桥由第一开关管S1和第二开关管S2组成，第一开关管S1并联第一二极管D1，第二开关管S2并联第二二极管D2，B相半桥由第三开关管S3和第四开关管S4组成，第三开关管S3并联第三二极管D3，第四开关管S4并联第四二极管D4，C相半桥由第五开关管S5和第六开关管S6组成，第五开关管S5并联第五二极管D5，第六开关管S6并联第六二极管D6，六个开关管均是正极向下负极向上，三相半桥和直流输出的电容C并联。
进一步地，所述对电压差限幅是指：设定一个正常数emax，当电压差时，令e(t)＝emax，当电压差时，令e(t)＝-emax，当-emax≤e(t)≤emax时，令正常数emax为1-30之间的常数。
进一步地，所述电压外环PI控制器是指：t是时间，比例系数Kvp、积分系数Kvi的确定方法如下：在闭环系统中，保持积分系数Kvi为0按照步长0.1逐渐增大比例系数Kvp，当比例系数Kvp为Kpfinal时，直流电压Vdc(t)在设定时间tmax1内达到期望输出值的±5％范围内并且保持稳定，则确定积分系数Kvp＝0.8KPfinal，然后保持积分系数Kvp＝0.8KPfinal不变且按照步长0.1逐渐增大积分系数KI直到在设定时间tmax1以后稳态误差得以消除，是电压外环PI控制器的输出。
进一步地，所述前馈解耦模块是指：
Vd、Vq为前馈解耦模块的输出，L是电感值，Kip、Kii常数确定方法为：在闭环系统中，保持积分系数Kii为0按照步长0.1逐渐增大比例系数Kip，当比例系数Kip为Kifinal时，电流iq在设定时间tmax内达到期望输出值0的±5％范围内并且保持稳定，则确定积分系数Kip＝0.8Kifinal，然后保持积分系数Kip＝0.8Kifinal不变且按照步长0.1逐渐增大积分系数Kii直到在设定时间tmax以后稳态误差得以消除，
三相电网电压为va＝Acos(ωt)、vb＝Acos(ωt-2π/3)、vc＝Acos(ωt+2π/3)，
A为电网电压幅值，ω为电网电压角频率，单位为弧度每秒，t表示时间，
π为圆周率。
一种电压源型PWM整流器启动冲击抑制方法，其特征在于，所述将前馈解耦模块的输出转换为三相电压指令值是指：Va、Vb、Vc为电压源型PWM整流器的三相电压指令值。
所述开关管指的是可以控制开关也可以控制关断的电力电子器件，包括MOSFET、IGBT等。
进一步地，第五步的具体内容是指采用空间电压矢量脉冲宽度调制技术SVPWM控制电压源型PWM整流器开关管的开通和关断。
与现有技术相比，本发明具有如下优点和技术效果：
本发明通过对电压外环PI控制器的输入进行限幅，可以有效减少电压源型PWM整流器启动过程中交流侧的电流冲击和直流侧的电压冲击，从而降低对电力电子设备的要求。
附图说明
图1是电压源型PWM整流器启动冲击抑制框图。
图2是两电平电压源型PWM整流器电路图。
图3是两电平电压源型PWM整流器实际输出直流电压仿真结果。
图4是两电平电压源型PWM整流器三相电流仿真结果
图5是不采用输入限幅时两电平电压源型PWM整流器实际输出直流电压仿真结果。
图6是不采用输入限幅时两电平电压源型PWM整流器三相电流仿真结果。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的具体实施方式作详细说明，但本发明的实施和保护不限于此，需指出的是，以下若有未特别详细说明之处，均是本领域技术人员可参照现有技术实现的。
图1是电压源型PWM整流器启动冲击抑制框图，期望输出直流电压与电压源型PWM整流器实际输出直流电压之差通过限幅环节送入电压外环PI控制器，电压外环控制器的输出、电网三相电压、三相电流送入前馈解耦模块，前馈解耦模块的输出转换为三相电压指令值之后控制电压源型PWM整流器的开关管的开通和关断。
图2是两电平电压源型PWM整流器电路图，电网侧三相电压va、vb、vc分别串联一个电感L连接到A、B、C三相半桥的中点，A相半桥由第一开关管S1和第二开关管S2组成，第一开关管S1并联第一二极管D1，第二开关管S2并联第二二极管D2，B相半桥由第三开关管S3和第四开关管S4组成，第三开关管S3并联第三二极管D3，第四开关管S4并联第四二极管D4，C相半桥由第五开关管S5和第六开关管S6组成，第五开关管S5并联第五二极管D5，第六开关管S6并联第六二极管D6，六个开关管均是正极向下负极向上，三相半桥和直流输出的电容C并联，0代表交流电的0电位点，Vdc(t)为两电平电压源型PWM整流器的直流电压值。
作为实例，以下进一步对电压源型PWM整流器启动冲击抑制方法作说明。
第一步，对电压源型PWM整流器充电，使直流侧电压达到V0＝535伏特。
第二步，设定一个正常数emax，且1≤emax≤30，将电压源型PWM整流器的期望输出直流电压与实际输出的直流电压Vdc(t)求电压差当电压差时，令e(t)＝emax，当电压差时，令e(t)＝-emax，当-emax≤e(t)≤emax时，令限幅后的电压差作为电压外环PI控制器的输入，所述电压外环PI控制器是指：t是时间，比例系数Kvp、积分系数Kvi的确定方法如下：在闭环系统中，保持积分系数Kvi为0按照步长0.1逐渐增大比例系数Kvp，当比例系数Kvp为Kpfinal时，直流电压Vdc(t)在设定时间tmax1内达到期望输出值的±5％范围内并且保持稳定，则确定积分系数Kvp＝0.8KPfinal，然后保持积分系数Kvp＝0.8KPfinal不变且按照步长0.1逐渐增大积分系数KI直到在设定时间tmax1以后稳态误差得以消除，是电压外环PI控制器的输出。
第三步，计算和
Vd、Vq为前馈解耦模块的输出，L是
电感值，Kip、Kii常数确定方法为：在闭环系统中，保持积分系数Kii为0按照步长0.1逐渐增大比例系数Kip，当比例系数Kip为Kifinal时，电流iq在设定时间tmax内达到期望输出值0的±5％范围内并且保持稳定，则确定积分系数Kip＝0.8Kifinal，然后保持积分系数Kip＝0.8Kifinal不变且按照步长0.1逐渐增大积分系数Kii直到在设定时间tmax以后稳态误差得以消除，
三相电网电压为va＝Acos(ωt)、vb＝Acos(ωt-2π/3)、vc＝Acos(ωt+2π/3)，
A为电网电压幅值，ω为电网电压角频率，单位为弧度每秒，t表示时间，
π为圆周率。
第四步，将前馈解耦模块的输出转换为三相电压指令值：
Va、Vb、Vc为电压源型PWM整流器的三相电压指令值。
第五步，采用空间电压矢量脉冲宽度调制技术SVPWM控制电压源型PWM整流器开关管的开通和关断，所述开关管指的是可以控制开关也可以控制关断的电力电子器件，包括
MOSFET、IGBT等。
实例中，交流侧电感为L＝3mH，直流侧电容为2000μF，V0＝535V，期望输出直流电压电压外环PI控制参数Kvp＝2.5、Kvi＝15，正常数emax＝5，tmax1＝tmax＝0.25s，采用SVPWM调制策略，前馈解耦中的参数Kip＝5、Kii＝1时电压源型PWM整流器实际输出直流电压为图2所示，电网侧三相电流如图3所示，当不采用输入限幅抑制且全部参数不变时，电压源型PWM整流器实际输出直流电压为图4所示，电网侧三相电流如图5所示，可以看出本发明可以有效解决电压源型PWM整流器的启动冲击问题。
Claims (6)
1.一种电压源型PWM整流器启动冲击抑制方法，其特征在于包括如下步骤：第一步，对电压源型PWM整流器充电，使直流侧电容(C)电压达到设定值V0；第二步，将电压源型PWM整流器的期望输出直流电压与实际输出的直流电压Vdc(t)求电压差对电压差限幅，限幅后的电压差作为电压外环PI控制器的输入；第三步，将电压外环PI控制器的输出、电网侧三相电压va、vb、vc和三相电流ia、ib、ic作为前馈解耦模块的输入，计算前馈解耦模块的输出；第四步，将前馈解耦模块的输出转换为三相电压指令值；第五步，根据电压源型PWM整流器的三相电压指令值控制电压源型PWM整流器开关管的开通和关断；
所述电压外环PI控制器是：t是时间，比例系数Kvp、积分系数Kvi的确定方法如下：在闭环系统中，保持积分系数Kvi为0按照步长0.1逐渐增大比例系数Kvp，当比例系数Kvp为Kpfinal时，直流电压Vdc(t)在设定时间tmax1内达到期望输出值的±5％范围内并且保持稳定，则比例系数Kvp＝0.8KPfinal，然后保持比例系数Kvp＝0.8KPfinal不变且按照步长0.1逐渐增大积分系数Kvi直到在设定时间tmax1以后稳态误差得以消除，是电压外环PI控制器的输出；
所述前馈解耦模块是：
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Vd、Vq为前馈解耦模块的输出，L是电感值，Kip、Kii常数确定方法为：在闭环系统中，保持积分系数Kii为0按照步长0.1逐渐增大比例系数Kip，当比例系数Kip为Kifinal时，电流iq在设定时间tmax内达到期望输出值0的±5％范围内并且保持稳定，则确定比例系数Kip＝0.8Kifinal，然后保持比例系数Kip＝0.8Kifinal不变且按照步长0.1逐渐增大积分系数Kii直到在设定时间tmax以后稳态误差得以消除，
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三相电网电压为va＝Acos(ωt)、vb＝Acos(ωt-2π/3)、vc＝Acos(ωt+2π/3)，
A为电网电压幅值，ω为电网电压角频率，单位为弧度每秒，t表示时间，
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π为圆周率。
2.根据权利要求1所述的一种电压源型PWM整流器启动冲击抑制方法，其特征在于，所述电压源型PWM整流器是三相半桥电压源型两电平PWM整流器，电网侧三相电压va、vb、vc分别各自串联一个电感L后连接到A、B、C三相半桥的中点，A相半桥由第一开关管(S1)和第二开关管(S2)组成，第一开关管(S1)并联第一二极管(D1)，第二开关管(S2)并联第二二极管(D2)，B相半桥由第三开关管(S3)和第四开关管(S4)组成，第三开关管(S3)并联第三二极管(D3)，第四开关管(S4)并联第四二极管(D4)，C相半桥由第五开关管(S5)和第六开关管(S6)组成，第五开关管(S5)并联第五二极管(D5)，第六开关管(S6)并联第六二极管(D6)，六个开关管均是正极向下负极向上，三相半桥和直流输出的电容即直流侧电容(C)并联。
3.根据权利要求1所述的一种电压源型PWM整流器启动冲击抑制方法，其特征在于，所述对电压差限幅是指：设定一个正常数emax，当电压差时，令e(t)＝emax，当电压差时，令e(t)＝-emax，当-emax≤e(t)≤emax时，令正常数emax为1-30之间的常数。
4.根据权利要求1所述的一种电压源型PWM整流器启动冲击抑制方法，其特征在于，所述将前馈解耦模块的输出转换为三相电压指令值具体为：
Va、Vb、Vc为电压源型PWM整流器的三相电压指令值。
5.根据权利要求1所述的一种电压源型PWM整流器启动冲击抑制方法，其特征在于，所述开关管指为MOSFET或IGBT。
6.根据权利要求1所述的一种电压源型PWM整流器启动冲击抑制方法，其特征在于，所述第五步具体是采用空间电压矢量脉冲宽度调制技术SVPWM控制电压源型PWM整流器开关管的开通和关断。
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| CN103248259A (zh) * | 2013-04-16 | 2013-08-14 | 湖南大学 | 三相lcl滤波型pwm整流器的单电流反馈控制方法 |
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2015
- 2015-03-15 CN CN201510113015.3A patent/CN104734481B/zh not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (4)
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