CN106329979A - 一种用于高速永磁电机系统的mmc双环流抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于高速永磁电机系统的MMC双环流抑制方法，基于模块化多电平变换器，采用载波移相调制策略，驱动高速永磁电机，其中，模块化多电平变换器内部桥臂间内部环流的二次谐波分量和四倍谐波分量，先通过功率谐波抑制控制器，抑制输出功率中二次和四次谐波分量，同时采用直流母线电压控制器保持模块化多电平变换器母线电压稳定性，再通过二倍频和四倍频负序旋转坐标变换，建立dq坐标下环流模型，通过环流抑制控制器将交流环流分解为直流分量，并分别加以抑制。本发明易于根据场合需要进行扩展并能降低器件规格要求，减少谐波，环流抑制控制器消除模块化多电平变换器内部环流中的主要分量，减小子模块电容电压波动范围，降低系统损耗，实现高速永磁电机多电平驱动下稳定运行。

Description

一种用于高速永磁电机系统的MMC双环流抑制方法

技术领域

本发明属于电机驱动控制领域，特别涉及一种用于高速永磁电机系统的MMC双环流抑制方法。

背景技术

高速永磁电机(High Speed Permanent Magnet Machines,HSPMMs)凭借其效率和功率密度高的优势，应用潜力极大，它涵盖了各种功率等级的场合，已成为当前国内外电机领域的一个研究热点。

模块化多电平变换器(Modular Multilevel Converter，MMC)是一种新型的多电平变换器，具有高度模块化结构，效率高，便于扩展系统电压和容量，实现工业化生产。模块化多电平变换器驱动高速永磁电机，无需通过大容量变压器，即可用实现低耐压开关实现高压多电平输出，波形更接近正弦波，可以降低功率器件开关频率和系统损耗。然而模块化多电平变换器内部存在环流分量，会对系统产生不稳定影响，普通电机采用模块化多电平变换器驱动时往往只对环流二次谐波分量进行抑制，高速永磁电机相比于普通电机绕组电感电阻值正常情况下要小至少一个数量级，所以内部环流四次谐波分量对于高速永磁电机的影响不可忽视。

发明内容

发明目的：本发明针对现有技术存在的问题，提供了一种有效抑制MMC内部环流二次和四次谐波分量的用于高速永磁电机系统的MMC双环流抑制方法。

技术方案：本发明提供了用于高速永磁电机系统的MMC双环流抑制方法，包括以下步骤：

步骤1：通过功率谐波抑制控制方法抑制输出功率中二次和四次谐波分量；然后得到抑制后的环流；同时，采用直流母线电压控制方法保持MMC母线电压的稳定性；

步骤2：通过二次谐波分量和四次谐波分量负序旋转坐标变换，建立dq坐标系下环流模型；

步骤3：通过环流抑制控制方法将交流环流分解为直流分量，并分别加以抑制。

进一步，所述步骤1中的功率谐波抑制控制方法是通过滑动平均滤波器抑制MMC输出功率的二次谐波分量和四次谐波分量。

进一步，所述滑动平均滤波器中采用公式完成滤波，其中，为滤波器输出，x(t)为滤波器输入，t为滤波器时长，T_ω为滑动滤波长度，并且T_ω＝1/f_ω，f_ω为MAF的截止频率，f_ω分别为2f、4f，f为MMC的电流输出频率。这样更加有效的抑制了二次和四次谐波分量。

进一步，所述步骤1中的直流母线电压控制方法为：通过将直流母线电压参考值与直流母线电压输出值的差值经过PI调节器输出得到环流中的直流量。

进一步，所述环流抑制控制方法为：通过负序旋转坐标变换将交流环流分解为直流分量，并引入电压前馈量，进行旋转坐标逆变换抑制MMC输出电压中的二次谐波分量和四次谐波分量。

有益效果：与现有的技术相比，本发明具有以下优点：

1.模块化多电平每个桥臂由N个子模块组成，每个子模块承受电压为V_dc/N(V_dc为直流母线电压),对于中高压大功率场合，降低了对电力电子开关器件的规格要求，易于实现系统扩容；

2.模块化多电平变换器采用载波移相的PWM调制策略，等效开关频率为载波频率的N倍，降低了多相高速永磁电机对开关器件高开关频率的要求和系统损耗，节省硬件资源；

3.可以保证任意时刻每相投入的子模块个数为N，无需对子模块电容进行电容排序，使模块化多电平变换器输出的相电压为N+1电平，减少了电压电流谐波；

4.根据高速永磁电机电阻电感远远小于普通电机的特性，对模块化多电平变换器环流通过双环流抑制器进行二倍频分量抑制的基础上对四倍频谐波分量加以抑制，降低了系统内部损耗，使模块化多电平变换器输出更加稳定，电机电流波动减小；

5.直流母线电压控制器使得模块化多电平变换器输入保持稳定，高速永磁电机运行更加稳定。

附图说明

图1为基于模块化多电平变换器的高速永磁电机控制系统结构示意图；

图2为模块化多电平变换器拓扑结构图；

图3为模块化多电平变换器环流抑制原理图；

图4为模块化多电平变换器子模块电容电压控制策略原理图，其中，(a)为稳压控制原理图，(b)为均压控制原理图，(c)为上桥臂调制原理图，(d)为下桥臂控制原理图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做更进一步的解释。

本发明提供了一种基于模块化多电平变换器的高速永磁电机控制系统，模块化多电平变换器，采用载波移相调制策略，驱动高速永磁电机，其中，模块化多电平变换器内部桥臂间内部环流的二次谐波分量和四次谐波分量，先通过功率谐波抑制控制器，抑制输出功率中二次和四次谐波分量，同时采用直流母线电压控制器保持模块化多电平变换器母线电压稳定性，再通过二次谐波和四次谐波负序旋转坐标变换，建立dq坐标系下环流模型，通过环流抑制控制器将交流环流分解为直流分量，并分别加以抑制。

如图1所示，采用模块化多电平变换器的高速永磁电机控制系统，由电网侧供电，变压器调压后通过整流桥，交流整流成直流供电给模块化多电平变换器，然后驱动高速永磁电机运行。

如图2所示，模块化多电平变换器的拓扑结构图中，每相由上桥臂、下桥臂和电抗器L串联组成，上、下桥臂各包括N个子模块(SM1-SMn)，为使变换器能输出零电平，桥臂子模块数目为偶数；上、下桥臂电抗器的连接点是变换器的交流侧电气接口，三个交流节点A、B、C对外连接高速永磁电机，所有子模块的电路拓扑均相同。

模块化多电平变换器每相由2N个相同的子模块构成，其中，每个子模块中包括大功率可控电力电子开关T1和T2，T1和T2可以为绝缘栅双极型晶体管(简称IGBT)；T1、T2的反并联二极管D1，D2；子模块直流电容C，其电压为每个子模块为半桥结构；开关器件T1和T2串联后与电容C并联，A’、B’为子模块的输入输出端。上桥臂和下桥臂均有N个子模块串联构成，即上桥臂第一个子模块的输入端和下桥臂最后一个子模块的输出端分别与直流母线相连，上一子模块的输出端与下一子模块的输入端相连。

如图3所示，模块化多电平变换器环流中不仅有二次谐波分量，而且还含有四次谐波分量及其他频率次的谐波分量，虽然二次谐波分量占主导，但是高速永磁电机的特性，绕组电阻电感相比于普通电机至少小了一个数量级，四次谐波分量必须进行抑制。i_i为第i相的电流，i_iZ为第i相的环流，i＝A,B,C，其中

$i_{iZ}=\frac{1}{2}(i_{Pi}+i_{Ni});$

I_Pi,I_Ni分别为第i相上桥臂和下桥臂电流,u_com为共模电压，其中

$u_{com}=\frac{1}{3}{\mathrm{\Σ}}_i{u}_i;$

u_i为第i相的电压，第i相输出的功率为P_out,其中

P_out＝u_comi_i；

输出功率P_out经滑动平均滤波器(Moving Average Filter，MAF)抑制功率中的二次谐波分量和四次谐波分量，再除以直流母线电压参考值u_dcref，得到抑制后的环流i_iZα；

滑动平均滤波器MAF定义为：

$\stackrel{\‾}{x}\left(t\right)=\frac{1}{T_{\mathrm{\ω}}}{\∫}_{t-T_{\mathrm{\ω}}}^{t}x\left(t\right)dt;$

其中，为滤波器输出，x(t)为滤波器输入，t为滤波器时长，T_ω为滑动滤波长度，并且T_ω＝1/f_ω，f_ω为MAF的截止频率，为了抑制二次和四次谐波分量，f_ω分别为2f、4f，f为MMC的电流输出频率。

直流母线电压控制方法通过将直流母线电压参考值u_{dc_ref}与直流母线电压输出值u_dc作差，经过PI调节器输出得到环流中的直流量i_iZβ，i_iZα与i_iZβ之和即为经过功率谐波抑制器的环流i′_iZ；

运行时i_iZ由直流电流分量和交流电流分量组成，并且直流侧电流在三相间均匀分配，交流分量为MMC内部环流，所以

$i_{iZ}=\frac{I_{dc}}{3}+I_{iZ2}sin(2\mathrm{\ω}t+{\mathrm{\δ}}_2)+I_{iZ4}sin(4\mathrm{\ω}t+{\mathrm{\δ}}_4)$

其中，I_dc为直流母线电流，ω为基波角频率，δ₂和δ₄分别为二次谐波分量、四次谐波分量的相角，I_iZ2，I_iZ4分别为二次谐波分量和四次谐波分量的幅值，并且二次谐波分量按照A-C-B的相序、四次谐波分量按照A-B-C的相序在三相间来回流动，将二次谐波和四次谐波分量通过旋转坐标变换T_acb/dq和T_abc/dq各分解为两组dq轴分量i_Zd2,i_Zq2和i_Zd4，i_Zq4，其中，i_Zd2为二次谐波分量的d轴分量，i_Zq2为二次谐波分量的q轴分量；i_Zd4为四次谐波分量的d轴分量；i_Zq4为四次谐波分量的q轴分；它们与环流dq轴分量的参考值i_{Zd_ref}＝0和i_{Zq_ref}＝0作差比较，经PI调节器，再分别引入电压前馈量2ωL₀·i_Zd2、2ωL₀·i_Zq2和4ωL₀·i_Zd4、4ωL₀·i_Zq4，其中L₀为桥臂电感，即可分别得到内部不平衡压降的dq轴参考值u_{Zd2_ref}，u_{Zq2_ref}和u_{Zd4_ref}，u_{Zq4_ref}，最后分别经过逆变换T_dq/acb和T_dq/abc相加后得到需要的内部不平衡电压的补偿量u_{iZ_ref}，将得到的内部不平衡电压的补偿量u_{iZ_ref}叠加到载波移相PWM调制中，从而实现了用于高速永磁电机系统的MMC双环流的抑制。

模块化多电平变换器正常工作过程中，子模块电容电压需保持在一定电压范围内。本发明中对于子模块电容电压的控制分为三部分：稳压和均压控制，然后通过叠加到载波移相PWM调制中的电容电压控制方法。这样不仅保持母线电压的稳定，同时电压在各子模块电容间平均分配。

如图4所示，本发明的叠加到载波移相PWM调制中的电容电压控制方法分为以下三个部分：

(1)稳压控制：如图4(a)所示，基于负反馈的电压控制器使第i相子模块电压的平均值其中，

${\stackrel{\‾}{u}}_{ci}=\frac{1}{2N}{\mathrm{\Σ}}_{j=1}^{2N}{u}_{cji};$

j为i相当前控制子模块(j:1～2N)，跟踪指令值直流回路电流的指令值为PI控制器中电压控制器的输出值其中，

$i_{iZ}^{*}=K_1(u_c^{*}-{\stackrel{\‾}{u}}_{ci})+K_2\∫(u_c^{*}-{\stackrel{\‾}{u}}_{ci})dt;$

稳压指令值为PI控制器中电流控制器的输出，其中，

$u_{Ai}^{*}=K_3(i_{iZ}-i_{iZ}^{*})+K_4\∫(i_{iZ}-i_{iZ}^{*})dt;$

其中，K₁、K₂为电压控制器的增益系数，K₃、K₄为电流控制器的增益系数，当子模块电容的实际电压平均值小于指令值时，电压控制器输出增加，即直流回路电流指令值增加，反之亦然。在此调节过程中，对直流回路电流进行反馈控制，在不影响负载电流的情况下实现对模块平均电压的控制。

(2)均压控制：如图4(b)所示，当某个子模块的电压值高于指令值时，需要给该子模块放电，桥臂电流大于0时，控制器输出一负的指令，减小其充电时间；当桥臂电流小于0时，控制器输出一正的指令，增加电容的放电时间。当某个子模块的电压值小于指令值时，给该子模块充电，桥臂电流大于0时，增加其充电时间；当桥臂电流小于0时，减小电容的放电时间。对于上桥臂模块，即j＝1～N，

$u_{Bji}^{*}=\left\{\begin{array}{cc}{K}_5(u_c^{*}-u_{cji})& (i_{Pi}>0)\\ -K_5(u_c^{*}-u_{cji})& (i_{Pi}<0)\end{array}\right.;$

对于下桥臂模块，即j＝N+1～2N，

$u_{Bji}^{*}=\left\{\begin{array}{cc}{K}_5(u_c^{*}-u_{cji})& (i_{Ni}>0)\\ -K_5(u_c^{*}-u_{cji})& (i_{Ni}<0)\end{array}\right.$

其中，为均压控制器的输出，u_cji为i相第j个子模块的电容电压，K₅为均压控制器增益系数。

(3)通过载波移相的PWM调制方法，等效开关频率为载波频率的N倍(N为单个桥臂的子模块数)，降低了对可控电力电子器件的开关频率的要求。如图4(c)～图4(d)所示，上桥臂中子模块所需的调制波调制电压在MMC交流输出电压期望值已知的条件下，通过将上桥臂交流电压期望值平均分配到每个子模块,再与桥臂的稳压、均压指令叠加，并将模块化多电平直流母线电压和经双环流抑制得到的内部不平衡电压补偿量u_{iZ_ref}平均分配到上下桥臂子模块，得到上桥臂的调制电压下桥臂子模块调制波的产生方法其原理与上桥臂相同。

对于上桥臂模块，即j＝1～N，

$\begin{array}{cc}{u}_{ij1}^{*}=u_{Ai}^{*}+u_{Bji}^{*}-\frac{u_i^{*}}{N}+\frac{u_{dc}}{2N}+\frac{u_{iZ\_ref}}{2N}& (j:1~N)\end{array};$

对于下桥臂模块，即j＝N+1～2N，

$\begin{array}{cc}{u}_{ij2}^{*}=u_{Ai}^{*}+u_{Bji}^{*}+\frac{u_i^{*}}{N}+\frac{u_{dc}}{2N}+\frac{u_{iZ\_ref}}{2N}& (j:N+1~2N)\end{array};$

其中，u_dc为模块化多电平变换器直流母线电压，为下桥臂的调制电压。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (5)

1.一种用于高速永磁电机系统的MMC双环流抑制方法，其特征在于：包括以下步骤：

步骤1：通过功率谐波抑制控制方法抑制输出功率中二次和四次谐波分量；然后得到抑制后的环流；同时，采用直流母线电压控制方法保持MMC母线电压的稳定性；

步骤2：通过二次谐波分量和四次谐波分量负序旋转坐标变换，建立dq坐标系下环流模型；

步骤3：通过环流抑制控制方法将交流环流分解为直流分量，并分别加以抑制。

2.根据权利要求1所述的用于高速永磁电机系统的MMC双环流抑制方法，其特征在于：所述步骤1中的功率谐波抑制控制方法是通过滑动平均滤波器抑制MMC输出功率的二次谐波分量和四次谐波分量。

3.根据权利要求2所述的用于高速永磁电机系统的MMC双环流抑制方法，其特征在于：所述滑动平均滤波器中采用公式完成滤波，其中，为滤波器输出，x(t)为滤波器输入，t为滤波器时长，T_ω为滑动滤波长度，并且T_ω＝1/f_ω’f_ω为MAF的截止频率，f_ω分别为2f、4f，f为MMC的电流输出频率。

4.根据权利要求1所述的用于高速永磁电机系统的MMC双环流抑制方法，其特征在于：所述步骤1中的直流母线电压控制方法为：通过将直流母线电压参考值与直流母线电压输出值的差值经过PI调节器输出得到环流中的直流量。

5.根据权利要求1所述的用于高速永磁电机系统的MMC双环流抑制方法，其特征在于：所述环流抑制控制方法为：通过负序旋转坐标变换将交流环流分解为直流分量，并引入电压前馈量，进行旋转坐标逆变换抑制MMC输出电压中的二次谐波分量和四次谐波分量。