CN103078480A - 一种模块化多电平变流器环流控制方法 - Google Patents

Abstract

一种模块化多电平变流器环流控制方法，其特征在原控制方法基础上加入四次谐波抑制控制器，可以有效抑制四次谐波。所述的四次谐波抑制控制器，其特征在于将静止坐标系下的三相桥臂电流共模分量进行四倍频正序坐标旋转变换，分别得到四倍频负序坐标系分量d轴分量和q轴分量，将所述的四倍频负序坐标系分量d轴分量和q轴分量送入PI控制器中，分别得到桥臂电压修正值在四倍频dq坐标系中的分量，再经过四倍频负序坐标反变换得到桥臂电压修正值在三相静止坐标系的分量。

Description

一种模块化多电平变流器环流控制方法

技术领域

本发明涉及一种模块化多电平变流器的控制方法。

背景技术

模块化多电平变流器（Modular Multilevel Converter，MMC）是最近获得广泛关注的一种新型电力电子变流器，最早是由德国的A.Lesnicar和R.Marquardt在2002年左右提出的。模块化多电平变流器模块化且可以级联的结构决定了其特别适用于中压到高压电力电子变流的应用场合。关于模块化多电平变流器在工频运行状态下的控制方法，国内外相关研究机构已经进行了较多的研究。

如图1所示，三相模块化多电平变流器的基本拓扑结构是由三相六个桥臂构成，每相有上下两个桥臂。每个桥臂分别由一个桥臂电感和若干个结构相同的子模块级联而成。每个模块包括两个带反并联二极管的电力电子开关器件与一个直流电容。

在运行过程中，控制各模块开关器件的开通与关断，可使得各模块的直流电容接入桥臂中或被旁路。通过控制直流电容的接入或旁路，能够控制各桥臂电压，从而控制交流侧电压。

模块化多电平变流器各相交流侧电流等于上下桥臂电流之差，桥臂电流为实际通过开关器件的电流。对变流器单相桥臂电流进行分析，其可分解为两部分：

（1）由上下桥臂分别流入交流侧，不通过另外一个桥臂的上下桥臂差模分量i_dm，此部分完成变流器上下桥臂子模块电容与交流侧的能量交换，其可表达为：

i_dm＝(i_{up_y}-i_{down_y})/2＝i_{out_y}/2

其中i_{out_y}表示交流侧电流瞬时值，i_{up_y}表示上桥臂电流，i_{down_y}表示下桥臂电流,y=a,b,c,表示A、B、C三相。

（2）由直流侧流入上桥臂，不通过交流侧直接流入下桥臂，最后流回到直流侧的上下桥臂电流共模分量i_{com_y}，此部分完成直流侧与变流器上下桥臂子模块电容的能量交换，其可表达为：

i_{com_y}＝(i_{up_y}+i_{down_y})/2

在不考虑模块损耗的前提下，对变流器输入功率与输出功率进行分析，可以得到如下的关系式：

P_out＝∫u_{out_y}i_{out_y}dt＝P_in＝U_dc∫i_{com_y}dt

式中P_out表示上桥臂与下桥臂向负载提供的输出功率，P_in表示直流侧向上桥臂与下桥臂提供的输入功率。

上桥臂与下桥臂电流共模分量可以分为两部分：直流成分i_{com_dc_y}与交流成分i_{com_cir_y}

P_in＝U_dc∫i_{com_y}dt＝U_dc∫(i_{com_dc_y}+i_{com_cir_y})dt

＝U_dci_{com_dc_y}Δt+U_dc∫i_{com_cir_y}dt

从上式中可以看出，直流成分承载直流侧向桥臂输送功率的作用，为有效成分。交流成分在三相之间形成环流，因此又可以被称为环流分量。实际上环流分量会增大桥臂电流的有效值,进而增大损耗。即使不考虑环流导致的对器件额定容量要求的提高,如果对这个电流不加控制,也会引起系统暂态过程中的不平衡与扰动。

文献“模块化多电平换流器型直流输电内部环流机理分析”（屠卿瑞《高电压技术》2010年02期）对环流的产生机理进行了详细研究,指出可以通过适当增大桥臂电抗的取值,将内部环流的大小限制在一定的范围内。但仅采用增大桥臂电抗的方式,只是被动地增大了环流阻抗,不可能完全消除环流,并且这种方法在实际工程应用中的成本较高。文献“模块化多电平变流器环流抑制控制器设计”（屠卿瑞，《电力系统自动化》2010年第18期57-61页）提出了一种专门用于抑制环流的附加控制器,可以在不增加桥臂电抗的情况下,将MMC内部环流抑制在非常低的水平,消除桥臂电流的波形畸变。其控制方法的理论依据是不加入控制方法时，环流分量的最主要成分是二倍频负序分量，因此该文献提出采用二倍频负序旋转坐标变换将变流器内部的三相环流分解为2个直流分量,并设计了相应的环流抑制控制器对环流中的2倍频分量进行抑制。文中仿真与实验结果表明，该方法具有一定的有效性。

然而，从理论和实验都可以证明桥臂环流分量中不仅仅含有2次谐波，还含有其他偶次谐波，尤其是4次谐波不能忽略，原方法对4次谐波抑制作用有限。图2为实验中采用文献方法得到的桥臂电流波形极其频谱分析，桥臂电流共模电流环流分量中的4次谐波仍然较为明显。

发明内容

本发明的目的是克服现有技术对桥臂环流4次谐波抑制效果不佳的缺点，提出一种改进的模块化多电平变流器环流控制方法，其特征在原控制方法基础上加入四次谐波抑制控制器，可以有效抑制四次谐波。所述的四次谐波抑制控制器，其特征在于将静止坐标系下的三相桥臂电流共模分量进行四倍频正序坐标旋转变换，分别得到四倍频负序坐标系分量d轴分量和q轴分量，将所述的四倍频负序坐标系分量d轴分量和q轴分量送入PI控制器中，分别得到桥臂电压修正值在四倍频dq坐标系中的分量，再经过四倍频负序坐标反变换得到桥臂电压修正值在三相静止坐标系的分量。

本发明控制方法的步骤如下：

（1）测量模块化多电平变流器每相上、下桥臂电流，计算模块化多电平变流器交流侧瞬时电流i_{out_y}：

i_{out_y}=i_{up_y}-i_{down_y}

式中：i_{up_y}表示上桥臂电流，i_{down_y}表示下桥臂电流，y=a,b,c，表示A、B、C三相；

（2）计算三相桥臂电流共模分量给定值

桥臂电流共模分量给定值的表达式为：

$i_{\mathrm{com}\_y}^{*}=\frac{P^{*}}{{3U}_{\mathrm{dc}}}$

式中：U_dc表示直流侧母线电压，P^*表示变流器输出功率给定值，在工程实际中可用下式近似表示：

$P^{*}=u_{\mathrm{out}\_a}^{*}{i}_{\mathrm{out}\_a}+u_{\mathrm{out}\_b}^{*}{i}_{\mathrm{out}\_b}+u_{\mathrm{out}\_c}^{*}{i}_{\mathrm{out}\_c}$

式中：表示输出电压给定值，其中y=a,b,c，表示A、B、C三相；

（3）根据上桥臂电流i_{up_y}与下桥臂电流i_{down_y}计算出三相桥臂电流共模分量的实际值i_{com_y}，桥臂电流共模分量的实际值的表达式为：

i_{com_y}＝(i_{up_y}+i_{down_y})/2

（4）将三相桥臂电流共模分量的给定值

和三相桥臂电流共模分量的实际值i_{com_y}相减，得到三相桥臂电流共模分量的偏差值Δi_{com_y}：

${\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{com}\_y}=i_{\mathrm{com}\_y}^{*}-i_{\mathrm{com}\_y}$

其中

为桥臂共模电流给定值，i_{com_y}为桥臂共模电流实际值，y=a，b，c，表示A、B、C三相；

（5）将三相桥臂电流共模分量的偏差值Δi_{com_y}进行二倍频负序坐标旋转变换，可分别得到二倍频负序坐标系分量d轴分量Δi_{com_d2}和q轴分量Δi_{com_q2}，分别将所述的二倍频负序坐标系分量d轴分量Δi_{com_d2}和q轴分量Δi_{com_q2}送入PI控制器中，得到桥臂电压修正值在二倍频dq坐标系中的分量Δu_d2和Δu_q2，再经过二倍频负序坐标反变换得到所述的桥臂电压修正值在三相静止坐标系的分量Δu_a2，Δu_b2和Δu_c2；

（6）将三相桥臂电流共模分量的偏差值Δi_{com_y}进行四倍频正序坐标旋转变换，可分别得到四倍频负序坐标系分量d轴分量Δi_{com_d4}和q轴分量Δi_{com_q4}，分别将所述的四倍频负序坐标系分量d轴分量Δi_{com_d4}和q轴分量Δi_{com_q4}送入PI控制器中，得到桥臂电压修正值在四倍频dq坐标系中的分量Δu_d4和Δu_q4，再经过四倍频负序坐标反变换，得到桥臂电压修正值在三相静止坐标系的分量Δu_a4，Δu_b4和Δu_c4；

（7）将三相桥臂电流共模分量的偏差值Δi_{com_y}相加得到0轴分量Δi_{com_0}，所得结果送入PI控制器中得到桥臂电压的修正值0轴分量Δu₀；

（8）根据以上步骤（1）-（7）的计算结果计算出最终的桥臂电压修正值Δu_y：

Δu_y=Δu_y2+Δu_y4+Δu₀

其中y=a,b,c，表示A、B、C三相；

（9）根据从变流器的运行参数中得到的模块化多电平变流器交流侧给定电压值、直流母线电压，以及步骤（8）计算得到的桥臂电压修正值Δu_y计算出上桥臂的给定电压

和下桥臂的给定电压

表达式为：

$u_{\mathrm{up}\_y}^{*}=\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2}-u_{\mathrm{out}\_y}^{*}+0.5\×\mathrm{\Δ}{u}_y$

$u_{\mathrm{dowm}\_y}^{*}=\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2}+u_{\mathrm{out}\_y}^{*}+0.5\×\mathrm{\Δ}{u}_y$

（10）将步骤（9）得到的上桥臂的给定电压

及下桥臂给定电压送入调制算法中，得到模块化多电平变流器上桥臂及下桥臂各开关器件的控制信号，从而控制所述的上桥臂及下桥臂的各开关器件。

附图说明

图1是三相模块化多电平变流器基本拓扑结构示意图；

图2是实验中采用现有技术方法得到的桥臂电流波形极其频谱分析；

图3是本发明的模块化多电平变流器环流控制方法示意图；

图4是采用本发明算法实验所得到的桥臂电流波形极其频谱分析。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步说明。

图1是三相模块化多电平变流器基本拓扑结构示意图。所述的变流器每相由上下两个桥臂和交流电抗器依次串联构成，每个桥臂由若干个功率子模块SM串联构成。每个子模块SM由一个半桥逆变单元和一个直流储能电容构成，每个半桥逆变单元由两只带反并联二极管的全控电力电子开关器件串联而成。通过控制电力电子开关器件的导通与关断，各子模块SM两端可输出电压0或电容电压，设定子模块SM输出电压0时，认定该子模块导通，当子模块SM输出电容电压值时，认定该子模块关断。那么通过控制各子模块SM的导通与关断即可实现直流电压到交流电压的变换。

图3是本发明的控制方法示意图，本发明提出的变流器低频控制方法包括以下步骤：

（1）测量模块化多电平变流器每相上、下桥臂电流，计算模块化多电平变流器交流侧瞬时电流i_{out_y}：

i_{out_y}=i_{up_y}-i_{down_y}

式中：i_{up_y}表示上桥臂电流，i_{down_y}表示下桥臂电流，y=a,b,c，表示A、B、C三相；

（2）计算三相桥臂电流共模分量给定值

桥臂电流共模分量给定值

的表达式为：

$i_{\mathrm{com}\_y}^{*}=\frac{P^{*}}{{3U}_{\mathrm{dc}}}$

式中：U_dc表示直流侧母线电压，P^*表示变流器输出功率给定值，在工程实际中可用下式近似表示：

$P^{*}=u_{\mathrm{out}\_a}^{*}{i}_{\mathrm{out}\_a}+u_{\mathrm{out}\_b}^{*}{i}_{\mathrm{out}\_b}+u_{\mathrm{out}\_c}^{*}{i}_{\mathrm{out}\_c}$

式中：

表示输出电压给定值，其中y=a,b,c，表示A、B、C三相；

（3）根据上桥臂电流i_{up_y}与下桥臂电流i_{down_y}计算出三相桥臂电流共模分量的实际值i_{com_y}，桥臂电流共模分量的实际值的表达式为：

i_{com_y}＝(i_{up_y}+i_{down_y})/2

（4）将三相桥臂电流共模分量的给定值

和三相桥臂电流共模分量的实际值i_{com_y}相减，得到三相桥臂电流共模分量的偏差值Δi_{com_y}：

${\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{com}\_y}=i_{\mathrm{com}\_y}^{*}-i_{\mathrm{com}\_y}$

其中

为桥臂共模电流给定值，i_{com_y}为桥臂共模电流实际值，y=a，b，c，表示A、B、C三相；

（5）将三相桥臂电流共模分量的偏差值进行二倍频负序坐标旋转变换，可分别得到二倍频负序坐标系分量d轴分量Δ_{icom_d2}和q轴分量Δi_{com_q2}，分别将所述的二倍频负序坐标系分量d轴分量Δi_{com_d2}和q轴分量Δi_{com_q2}送入PI控制器中，得到桥臂电压修正值在二倍频dq坐标系中的分量Δu_d2和Δu_q2，再经过二倍频负序坐标反变换得到所述的桥臂电压修正值在三相静止坐标系的分量Δu_a2，Δu_b2和Δu_c2；

（6）将三相桥臂电流共模分量的偏差值进行四倍频正序坐标旋转变换，可分别得到四倍频负序坐标系分量d轴分量Δi_{com_d4}和q轴分量Δi_{com_q4}，分别将所述的四倍频负序坐标系分量d轴分量Δi_{com_d4}和q轴分量Δi_{com_q4}送入PI控制器中，得到桥臂电压修正值在四倍频dq坐标系中的分量Δu_d4和Δu_q4，再经过四倍频负序坐标反变换，得到桥臂电压修正值在三相静止坐标系的分量Δu_a4，Δu_b4和Δu_c4；

（7）将三相桥臂电流共模分量的偏差值相加得到0轴分量Δi_{com_0}，所得结果送入PI控制器中得到桥臂电压的修正值0轴分量Δu₀；

（8）根据以上步骤（1）-（7）的计算结果计算出最终的桥臂电压修正值Δu_y：

Δu_y=Δu_y2+Δu_y4+Δu₀

其中y=a,b,c，表示A、B、C三相；

（9）根据从变流器的运行参数中得到的模块化多电平变流器交流侧给定电压值和直流母线电压，以及步骤（8）计算得到的桥臂电压修正值Δu_y计算出上桥臂的给定电压

和下桥臂的给定电压

表达式为：

$u_{\mathrm{up}\_y}^{*}=\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2}-u_{\mathrm{out}\_y}^{*}+0.5\×\mathrm{\Δ}{u}_y$

$u_{\mathrm{dowm}\_y}^{*}=\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2}+u_{\mathrm{out}\_y}^{*}+0.5\×\mathrm{\Δ}{u}_y$

（10）将步骤（9）得到的上桥臂的给定电压

及下桥臂给定电压送入调制算法中，得到模块化多电平变流器上桥臂及下桥臂各开关器件的控制信号，从而控制所述的上桥臂及下桥臂的各开关器件。

图2a为采用现有方法所得到3相桥臂电流的波形，图2b为桥臂电流的频谱分析！图4a为采用本发明所述方法所得到3相桥臂电流波形，图4b为桥臂电流的频谱分析。从图中可以看出无论采用原方法和新方法桥臂电流中主要都为共模电流有效成分（直流成分）及提供的交流电流成分（基波成分）。然而从图2a和4a的对比可以看出，本发明方法桥臂电流波形谐波明显减少，比现有方法更为平滑；从图2b和4b的对比中可以看出现有方法对4次谐波的抑制作用有限，4次谐波含量较大，而本发明方法桥臂电流中基本不含四次谐波。

Claims (2)

1.一种模块化多电平变流器环流控制方法，其特征在于原控制方法基础上加入四次谐波抑制控制器；所述的四次谐波抑制控制器是将静止坐标系下的三相桥臂电流共模分量进行四倍频正序坐标旋转变换，分别得到四倍频负序坐标系分量d轴分量和q轴分量，将所述的四倍频负序坐标系分量d轴分量和q轴分量送入PI控制器中，得到桥臂电压修正值在四倍频dq坐标系中的分量，再经过四倍频负序坐标反变换，得到桥臂电压修正值在三相静止坐标系的分量。

2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于所述的控制方法包括如下步骤：

（1）测量模块化多电平变流器每相上、下桥臂电流，计算模块化多电平变流器交流侧瞬时电流i_{out_y}：

i_{out_y}=i_{up_y}-i_{down_y}

式中：i_{up_y}表示上桥臂电流，i_{down_y}表示下桥臂电流；

（2）计算桥臂电流共模分量给定值

桥臂电流共模分量给定值

的表达式为：

$i_{\mathrm{com}\_y}^{*}=\frac{P^{*}}{{3U}_{\mathrm{dc}}}$

式中：U_dc表示直流侧母线电压，P^*表示变流器输出功率给定值，在工程实际中可用下式近似表示

$P^{*}=u_{\mathrm{out}\_a}^{*}{i}_{\mathrm{out}\_a}+u_{\mathrm{out}\_b}^{*}{i}_{\mathrm{out}\_b}+u_{\mathrm{out}\_c}^{*}{i}_{\mathrm{out}\_c}$

式中：

表示输出电压给定值，其中y=a,b,c，表示A、B、C三相；

（3）根据上桥臂电流i_{up_y}与下桥臂电流i_{down_y}计算出桥臂电流共模分量的实际值i_{com_y}，桥臂电流共模分量的实际值的表达式为：

i_{com_y}＝(i_{up_y}+i_{down_y})/2

（4）将三相桥臂电流共模分量的给定值和三相桥臂电流共模分量的实际值相减，得到三相桥臂电流共模分量的偏差值Δi_{com_y}：

${\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{com}\_y}=i_{\mathrm{com}\_y}^{*}-i_{\mathrm{com}\_y}$

其中

为桥臂共模电流给定值，i_{com_y}为桥臂共模电流实际值，y=a，b，c，表示A、B、C三相。

（5）将三相桥臂电流共模分量的偏差值Δi_{com_y}进行二倍频负序坐标旋转变换，分别得到二倍频负序坐标系分量d轴分量Δi_{com_d2}和q轴分量Δi_{com_q2}，分别将所述的二倍频负序坐标系分量d轴分量Δi_{com_d2}和q轴分量Δi_{com_q2}送入PI控制器中，得到桥臂电压修正值在二倍频dq坐标系中的分量Δu_d2和Δu_q2，再经过二倍频负序坐标反变换，得到桥臂电压修正值在三相静止坐标系的分量Δu_a2，Δu_b2和Δu_c2；

（6）将三相桥臂电流共模分量的偏差值Δi_{com_y}进行四倍频正序坐标旋转变换，分别得到四倍频负序坐标系分量d轴分量Δi_{com_d4}和q轴分量Δi_{com_q4}，将所述的四倍频负序坐标系分量d轴分量Δi_{com_d4}和q轴分量Δi_{com_q4}送入PI控制器中，得到桥臂电压修正值在四倍频dq坐标系中的分量Δu_d4和Δu_q4，再经过四倍频负序坐标反变换，得到桥臂电压修正值在三相静止坐标系的分量Δu_a4，Δu_b4和Δu_c4；

（7）将三相桥臂电流共模分量的偏差值Δi_{com_y}相加得到0轴分量Δi_{com_0}，所得结果送入PI控制器中得到桥臂电压的修正值0轴分量Δu₀；

（8）根据步骤（1）-（7）的计算结果计算出最终的桥臂电压修正值Δu_y，：

Δu_y=Δu_y2+Δu_y4+Δu₀

式中：y=a，b，c，为A、B、C三相；

（9）根据从变流器的运行参数中得到的模块化多电平变流器交流侧给定电压值和直流母线电压，步骤（8）计算得到的以及桥臂电压修正值Δu_y计算出上桥臂的给定电压

和下桥臂的给定电压

表达式为：

$u_{\mathrm{up}\_y}^{*}=\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2}-u_{\mathrm{out}\_y}^{*}+0.5\×\mathrm{\Δ}{u}_y$

$u_{\mathrm{dowm}\_y}^{*}=\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2}+u_{\mathrm{out}\_y}^{*}+0.5\×\mathrm{\Δ}{u}_y$

（10）将步骤（9）得到的上桥臂的给定电压

及下桥臂给定电压

送入调制算法中，得到模块化多电平变流器上桥臂及下桥臂各开关器件的控制信号，从而控制所述的模块化多电平变流器上桥臂及下桥臂的各开关器件。

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