CN107196540B - 一种模块化多电平换流器直流谐波抑制方法 - Google Patents

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Abstract

本申请公开一种模块化多电平换流器直流谐波抑制方法，包括获取三相桥臂的环流测量值；根据环流测量值得到直流谐波电流；根据直流谐波电流确定谐波数值最高的谐波电流频次；将直流谐波电流构造成谐波数值最高的谐波电流频次下的三相对称信号；将三相对称信号变换到谐波数值最高谐波电流频次的同步旋转坐标系下，计算直流谐波补偿电动势；将直流谐波补偿电动势变换到三相静止坐标系，叠加到各相上下桥臂等效电动势参考值中，实现对模块化多电平换流器直流谐波的抑制。本申请实施例不仅可以抑制模块化多电平换流器注入直流系统的谐波，还能补偿模块化多电平换流器直流系统中的背景谐波，因此，能够有效降低模块化多电平换流器直流系统的谐波水平。

Description

一种模块化多电平换流器直流谐波抑制方法
技术领域
本申请涉及电力系统柔性输配电技术领域，特别涉及一种模块化多电平换流器直流谐波抑制方法。
背景技术
模块化多电平换流器(Modular Multilevel Converter，MMC)是一种新型电压源换流器，采用子模块级联方式构成每一个桥臂。相比于传统两电平或三电平电压源换流器，MMC避免了功率器件直接串联构成桥臂，难以满足静态和动态均压要求的难题；MMC可方便地调整子模块级联数目以达到提高电压和输出功率的目的；对于高压大容量MMC，由于采用的级联子模块数目很多，输出的电压阶梯波已非常逼近正弦波，因此输出电压谐波很小，不需要安装滤波器。由于以上优势，MMC已成为柔性直流输电(VSC-HVDC)技术的最佳选择，基于MMC的高压直流输电(MMC-HVDC)也已成为高压直流输电领域的重要发展方向。
MMC为三相桥式电路结构，采用最近电平逼近的控制方式。正常运行时，MMC的各桥臂存在能量波动，使三相桥臂间出现环流电流，环流电流以负序2倍频分量为主。负序2倍频环流的存在使桥臂电流产生畸变，增大了桥臂电流的峰值，从而提高了功率开关器件的容量要求。三相桥臂对称时，负序2倍频环流只在三相桥臂内部流动，不会流向MMC的交直流两侧系统。而当三相桥臂不对称或交流系统三相不对称时，环流中不仅有负序2倍频谐波电流，而且还包含其他频率的谐波电流分量。那些具有零序特性的谐波电流分量既在桥臂中流动，同时还流向MMC的交直流两侧系统，从而对电网及直流系统产生谐波危害。另一方面，在与MMC相连的直流系统中，可能存在对侧MMC注入的谐波以及临近交流线路感应的谐波电流，这些谐波电流流入MMC的各个桥臂，将产生与环流相同的危害。
发明内容
本申请的目的在于提供一种模块化多电平换流器直流谐波抑制方法，以解决对电网及直流系统产生谐波危害的问题。
根据本申请的实施例，提供了一种模块化多电平换流器直流谐波抑制方法，包括以下步骤：
获取三相桥臂的环流测量值；
根据所述三相桥臂的环流测量值得到直流谐波电流；
根据所述直流谐波电流确定谐波数值最高的谐波电流频次；
将所述直流谐波电流构造成所述谐波数值最高的谐波电流频次下的三相对称信号；
将所述三相对称信号变换到所述谐波数值最高的谐波电流频次的同步旋转坐标系下，根据所述直流谐波电流计算直流谐波补偿电动势；
将所述直流谐波补偿电动势变换到三相静止坐标系，叠加到各相上下桥臂等效电动势参考值中，实现对模块化多电平换流器直流谐波的抑制。
可选地，所述根据三相桥臂的环流测量值得到直流谐波电流的步骤中，所述直流谐波电流的计算公式为：
idch＝iacir+ibcir+iccir
其中，iacir、ibcir、iccir分别为流经a、b、c三相桥臂的环流测量值。
可选地，所述根据直流谐波电流确定谐波数值最高的谐波电流频次的步骤，包括：
对所述直流谐波电流进行快速傅里叶转换，得到各次谐波的幅值；
选取幅值最大的直流谐波电流对应的频次作为所述谐波数值最高的谐波电流频次。
可选地，所述将直流谐波电流构造成所述谐波数值最高的谐波电流频次下的三相对称信号的步骤中，所述三相对称信号的计算公式为：
其中，t为时间，f0为基波频率，h为最高的谐波电流频次，idch为直流谐波电流，idcha、idchb、idchc分别为流经a、b、c三相桥臂的对称信号。
可选地，所述将三相对称信号变换到所述谐波数值最高的谐波电流频次的同步旋转坐标系下的步骤，包括：
所述将三相对称信号经派克变换和拉普拉斯变换到所述谐波数值最高的谐波电流频次的同步旋转坐标系。
可选地，所述根据直流谐波电流计算直流谐波补偿电动势的公式为：
其中，R0为桥臂等效电阻，L0为桥臂电抗，idch为直流谐波电流，edch为直流谐波补偿电动势。
可选地，所述将直流谐波补偿电动势变换回三相静止坐标系，叠加到各相上下桥臂等效电动势参考值中的步骤中，所述各相上下桥臂等效电动势参考值的计算公式为：
其中，k是a、b、c三相中的任一相，p表示上桥臂，n表示下桥臂，ekp0、ekn0为控制系统的电动势整定值。
由以上技术方案可知，本申请实施例提供一种模块化多电平换流器直流谐波抑制方法，包括以下步骤：获取三相桥臂的环流测量值；根据所述三相桥臂的环流测量值得到直流谐波电流；根据所述直流谐波电流确定谐波数值最高的谐波电流频次；将所述直流谐波电流构造成所述谐波数值最高的谐波电流频次下的三相对称信号；将所述三相对称信号变换到所述谐波数值最高的谐波电流频次的同步旋转坐标系下，根据所述直流谐波电流计算直流谐波补偿电动势；将所述直流谐波补偿电动势变换到三相静止坐标系，叠加到各相上下桥臂等效电动势参考值中，实现对模块化多电平换流器直流谐波的抑制。本申请实施例不仅可以抑制模块化多电平换流器注入直流系统的谐波，还能补偿模块化多电平换流器直流系统中的背景谐波，因此能够有效降低模块化多电平换流器直流系统的谐波水平。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为根据本申请实施例示出的一种模块化多电平换流器直流谐波抑制方法的流程图；
图2为本申请实施例示出的MMC直流谐波抑制方法框图；
图3为本申请实施例示出的MMC拓扑结构图；
图4为本申请实施例示出的三相对称MMC直流谐波电流流通图；
图5为本申请实施例示出的三相不对称MMC直流谐波电流流通图；
图6为本申请实施例示出具有真双极特性的MMC-HVDC系统原理图；
图7为未采用本申请方法的MMC直流电流幅频特性图；
图8为采用本申请方法后的MMC直流电流幅频特性图；
图9为采用本申请方法前后MMC直流电流等效干扰电流的变化曲线。
具体实施方式
参阅图1和图2，本申请实施例提供一种模块化多电平换流器直流谐波抑制方法，包括以下步骤：
获取三相桥臂的环流测量值；
根据所述三相桥臂的环流测量值得到直流谐波电流；
利用MMC直流谐波电流在桥臂上表现为零序环流的特点，对三相环流iacir、ibcir、iccir求和，即得到MMC直流电流idc中的谐波成分。且谐波分量在三相桥臂中平均分布，流入每个桥臂的谐波电流为总谐波电流的
根据所述直流谐波电流确定谐波数值最高的谐波电流频次；
将所述直流谐波电流构造成所述谐波数值最高的谐波电流频次下的三相对称信号；
由于同步旋转(d-q)坐标变换只能对给定频率的交流正弦信号实现误差跟踪，为了取得最好的滤波效果，选择idc(MMC直流端口的输出电流)中谐波含量最高的频次进行抑制。对谐波检测环节得到的idc谐波分量进行快速傅里叶变换(FFT)，并按照各次谐波含量的大小对谐波频次进行排序，谐波含量最高的频次记为h，以此作为d-q坐标变换时计算角速度的依据。
由于流入三相桥臂的直流谐波电流呈零序分布，为了通过d-q坐标变换将其实时数值转为可控的直流信号，根据频率选择环节选择出的频次h，将单相直流谐波信号延时构造成三相对称信号。
将所述三相对称信号变换到所述谐波数值最高的谐波电流频次的同步旋转坐标系下，设计PI环节和ωL耦合环节，根据所述直流谐波电流计算直流谐波补偿电动势；
将所述直流谐波补偿电动势变换到三相静止坐标系，叠加到各相上下桥臂等效电动势参考值中，实现抑制h次直流谐波，降低直流端口电流波动水平的功能，从而实现对模块化多电平换流器直流谐波的抑制。
由以上技术方案可知，本申请实施例提供一种模块化多电平换流器直流谐波抑制方法，包括以下步骤：获取三相桥臂的环流测量值；根据所述三相桥臂的环流测量值得到直流谐波电流；根据所述直流谐波电流确定谐波数值最高的谐波电流频次；将所述直流谐波电流构造成所述谐波数值最高的谐波电流频次下的三相对称信号；将所述三相对称信号变换到所述谐波数值最高的谐波电流频次的同步旋转坐标系下，根据所述直流谐波电流计算直流谐波补偿电动势；将所述直流谐波补偿电动势变换到三相静止坐标系，叠加到各相上下桥臂等效电动势参考值中，实现对模块化多电平换流器直流谐波的抑制。本申请实施例不仅可以抑制模块化多电平换流器注入直流系统的谐波，还能补偿模块化多电平换流器直流系统中的背景谐波，因此能够有效降低模块化多电平换流器直流系统的谐波水平。
可选地，所述根据三相桥臂的环流测量值得到直流谐波电流的步骤中，所述直流谐波电流的计算公式为：
idch＝iacir+ibcir+iccir
其中，iacir、ibcir、iccir分别为流经a、b、c三相桥臂的环流测量值。
MMC的环流定义为贯穿上下桥臂而不经交流端口流出的电流成分。由换流器交流端口处的KCL关系可得下式：
ikcir＝ikp-ik＝ikn+ik
其中k代表a、b、c三相中的任一相；ik＝ik1+ikh，表示第k相交流端口的输出电流，包含基波电流ik1和谐波电流ikh；ikp表示第k相的上桥臂电流；ikn表示第k相的下桥臂电流；ikcir表示第k相的环流。
消去上式中的ik，即得环流ikcir的表达式：
显然，环流ikcir中的直流成分构成了MMC直流端口输出电流的直流成分。当三相桥臂对称运行时，直流端口电流在三相桥臂上平分，ikcir的直流成分等于当三相桥臂运行存在不对称时，ikcir的直流成分将在的基础上叠加不平衡电流。
MMC交直流系统之间的能量交换是通过对子模块电容的充放电完成的，由于其工作过程中子模块电容的电压不可能完全保持恒定，一定会随充放电而产生波动，这种波动会在ikcir中引入交流成分。这种交流成分以负序2倍频谐波电流为主，除此之外，还含有所有偶次谐波电流成分。
在图3中，MMC直流端口的输出电流idc＝Idc+idch，表示包括直流分量Idc和谐波分量idch。当idc中含有谐波，即idch≠0时，idch通过三相桥臂流通。参阅图4，图4是三相对称MMC直流谐波在桥臂上的电流通路示意图。若MMC三相对称，则idch与Idc一样，在三相桥臂上均分，此时MMC直流谐波在三相桥臂中表现为同频率的零序环流。参阅图5，图5是三相不对称MMC直流谐波在桥臂上的电流通路示意图。若MMC三相不对称，则idch除了形成零序环流外，还将在桥臂上形成同频率的正序或负序环流。
可选地，所述根据直流谐波电流确定谐波数值最高的谐波电流频次的步骤，包括：
对所述直流谐波电流进行快速傅里叶转换，得到各次谐波的幅值；
选取幅值最大的直流谐波电流对应的频次作为所述谐波数值最高的谐波电流频次。
可选地，所述将直流谐波电流构造成所述谐波数值最高的谐波电流频次下的三相对称信号的步骤中，所述三相对称信号的计算公式为：
其中，t为时间，f0为基波频率，h 为最高的谐波电流频次，idch为直流谐波电流，idcha、idchb、idchc分别为流经a、b、c三相桥臂的对称信号。
可选地，所述将三相对称信号变换到所述谐波数值最高的谐波电流频次的同步旋转坐标系下的步骤，包括：
所述将三相对称信号经Park变换和拉普拉斯变换到所述谐波数值最高的谐波电流频次的同步旋转坐标系。
可选地，所述根据直流谐波电流计算直流谐波补偿电动势的公式为：
其中，R0表示桥臂等效电阻，L0表示桥臂电抗，idch为直流谐波电流，edch为直流谐波补偿电动势。
可选地，所述将直流谐波补偿电动势变换回三相静止坐标系，叠加到各相上下桥臂等效电动势参考值中的步骤中，所述各相上下桥臂等效电动势参考值的计算公式为：
其中，k是a、b、c三相中的任一相，p表示上桥臂，n表示下桥臂，ekp0、ekn0为控制系统的电动势整定值。
由对MMC谐波电流通路的分析可知，MMC直流端口的谐波电流在换流器内部表现为零序环流。因此通过控制桥臂上的零序环流，可控制对应的谐波，从而起到抑制MMC直流谐波的效果。
根据MMC的控制原理，控制内环的控制变量为各相上下桥臂的等效电动势，被控变量为MMC交流端口的三相电流。通过控制三相桥臂等效电动势的大小，调节交流端口的输出电压，使三相电流跟踪外环给出的参考值，从而实现外环的控制目标(如定功率，或定电压等)。各相上下桥臂的等效电动势与三相电流的关系如下：
式中k代表a、b、c三相中的任一相；ekp、ekn分别为计算k相上、下桥臂各自触发信号的电动势参考值。ik、ikcir为被控变量，分别表示k相交流电流和k相环流。按照目前常规的控制方法，一般通过Park变换将ik变换到基频正序的d-q坐标系下，跟踪外环给出的交流电流参考值；将ikcir变换到负序2倍频的d-q坐标系下，参考值设为零，以抑制2倍频环流。此时，控制策略仅考虑ik中的基频正序分量和ikcir中的负序2倍频分量，即
当MMC直流端口电流中存在谐波时，这些谐波反映在ikcir中，因此同样可以借助式(2)加以抑制。下面基于以下假设，设计MMC直流谐波抑制控制策略。
(1)MMC已经具备采用d-q坐标变换的主控制系统和2倍频环流抑制控制系统；
(2)MMC三相对称，上下桥臂对称；
(3)MMC采用最近电平逼近控制(NLC)，子模块电容电压采取电压排序的均压方式。
由于MMC各个桥臂运行状态对称，当直流电流idc中存在h次谐波idch时，其在桥臂电流中表现为频次为h的零序环流。此时，idch在三相环流中均分，即
MMC上下桥臂等效电动势的表达式修正为：
其中ekp0、ekn0由式(3)给出，为控制系统的电动势整定值，定义为针对该次直流谐波形成的补偿电动势edch。
以某柔性直流输电工程的MMC-HVDC系统为例，在PSCAD/EMTDC软件中搭建其仿真模型，验证本申请所提MMC直流谐波抑制方法的效果。该MMC-HVDC系统为真双极柔性直流输电系统，其原理图见图6，额定参数如表1所示。
表1真双极柔性直流输电系统额定参数
由于MMC自身产生的谐波非常小，为了更清楚地观察本实施方式的控制效果，在MMC直流端口处注入一个频率300Hz、幅值为3kV的谐波电压源。仿真进行到第1.5s时，投入本申请实施例提出的MMC直流谐波抑制方法。图7、图8分别为本申请方法使用前、后MMC直流电流的幅频特性，图9为本申请方法使用前后MMC直流等效干扰电流的变化曲线。
从图7和图8中可以看出，由于谐波电压源的注入，直流电流中6次谐波电流的含量最高。MMC直流谐波抑制方法使用后，6次谐波电流的有效值从8.50A降到3.33A，MMC直流端口处的等效干扰电流也降低到投入前的一半。可见本申请提出的MMC直流谐波抑制控制器可以准确地检测出直流电流中数值最高的谐波电流，并通过对该次谐波电流的抑制，有效降低MMC直流系统中的谐波水平。
从图9可以看出，仿真进行到第1.5s时，使用本申请提出的MMC直流谐波抑制方法后，有效降低MMC直流系统中的谐波水平。
由以上技术方案可知，本申请实施例提供一种模块化多电平换流器直流谐波抑制方法，包括以下步骤：获取三相桥臂的环流测量值；根据所述三相桥臂的环流测量值得到直流谐波电流；根据所述直流谐波电流确定谐波数值最高的谐波电流频次；将所述直流谐波电流构造成所述谐波数值最高的谐波电流频次下的三相对称信号；将所述三相对称信号变换到所述谐波数值最高的谐波电流频次的同步旋转坐标系下，根据所述直流谐波电流计算直流谐波补偿电动势；将所述直流谐波补偿电动势变换到三相静止坐标系，叠加到各相上下桥臂等效电动势参考值中，实现对模块化多电平换流器直流谐波的抑制。本申请实施例不仅可以抑制模块化多电平换流器注入直流系统的谐波，还能补偿模块化多电平换流器直流系统中的背景谐波，因此能够有效降低模块化多电平换流器直流系统的谐波水平。
本领域技术人员在考虑说明书及实践这里公开的申请后，将容易想到本申请的其它实施方案。本申请旨在涵盖本申请的任何变型、用途或者适应性变化，这些变型、用途或者适应性变化遵循本申请的一般性原理并包括本申请未公开的本技术领域中的公知常识或惯用技术手段。说明书和实施例仅被视为示例性的，本申请的真正范围和精神由下面的权利要求指出。
应当理解的是，本申请并不局限于上面已经描述并在附图中示出的精确结构，并且可以在不脱离其范围进行各种修改和改变。本申请的范围仅由所附的权利要求来限制。

Claims (7)

1.一种模块化多电平换流器直流谐波抑制方法，其特征在于，包括以下步骤：
获取三相桥臂的环流测量值；
根据所述三相桥臂的环流测量值得到直流谐波电流；
根据所述直流谐波电流确定谐波数值最高的谐波电流频次；
将所述直流谐波电流构造成所述谐波数值最高的谐波电流频次下的三相对称信号；
将所述三相对称信号变换到所述谐波数值最高的谐波电流频次的同步旋转坐标系下，根据所述直流谐波电流计算直流谐波补偿电动势；
将所述直流谐波补偿电动势变换到三相静止坐标系，叠加到各相上下桥臂等效电动势参考值中，实现对模块化多电平换流器直流谐波的抑制。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据三相桥臂的环流测量值得到直流谐波电流的步骤中，所述直流谐波电流的计算公式为：
idch＝iacir+ibcir+iccir
其中，iacir、ibcir、iccir分别为流经a、b、c三相桥臂的环流测量值。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据直流谐波电流确定谐波数值最高的谐波电流频次的步骤，包括：
对所述直流谐波电流进行快速傅里叶转换，得到各次谐波的幅值；
选取幅值最大的直流谐波电流对应的频次作为所述谐波数值最高的谐波电流频次。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述将直流谐波电流构造成所述谐波数值最高的谐波电流频次下的三相对称信号的步骤中，所述三相对称信号的计算公式为：
其中，t为时间，f0为基波频率，h为最高的谐波电流频次，idch为直流谐波电流，idcha、idchb、idchc分别为流经a、b、c三相桥臂的对称信号。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述将三相对称信号变换到所述谐波数值最高的谐波电流频次的同步旋转坐标系下的步骤，包括：
所述将三相对称信号经派克变换和拉普拉斯变换到所述谐波数值最高的谐波电流频次的同步旋转坐标系。
6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据直流谐波电流计算直流谐波补偿电动势的公式为：
其中，R0为桥臂等效电阻，L0为桥臂电抗，idch为直流谐波电流，edch为直流谐波补偿电动势。
7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述将直流谐波补偿电动势变换回三相静止坐标系，叠加到各相上下桥臂等效电动势参考值中的步骤中，所述各相上下桥臂等效电动势参考值的计算公式为：
其中，k是a、b、c三相中的任一相，p表示上桥臂，n表示下桥臂，ekp0、ekn0为控制系统的电动势整定值，edch为直流谐波补偿电动势。
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