CN108879718B - 单向可控整流器并联实现静止无功补偿的控制策略 - Google Patents

单向可控整流器并联实现静止无功补偿的控制策略 Download PDF

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CN108879718B CN201810849242.6A CN201810849242A CN108879718B CN 108879718 B CN108879718 B CN 108879718B CN 201810849242 A CN201810849242 A CN 201810849242A CN 108879718 B CN108879718 B CN 108879718B
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Abstract

本发明提供了一种适用于所有基于单向可控整流器并联实现静止无功补偿的结构方式以及在电网中含有阻性、感性或容性负载下，抑制公共耦合点处输入电流畸变的控制方法。具体实现步骤如下：1、将若干个单向可控整流器并联连接后接入电网，根据电网中负载判断所有单向可控整流器的运行模式；2、令并联结构中一部分单向可控整流器对电网提供无功功率补偿；3、检测和提取公共耦合点处输入电流中的谐波分量并进行变换；4、将变换后的谐波分量注入至并联结构中剩余单向可控整流器输入电流的给定值中，使剩余单向可控整流器输入电流里包含与公共耦合点处输入电流中谐波分量相对应的反向谐波分量，从而达到抑制公共耦合点处输入电流畸变的目的。

Description

单向可控整流器并联实现静止无功补偿的控制策略
技术领域
本发明属于电能质量控制技术中动态无功补偿控制技术领域，特别涉及能量单向流动可控整流器并联实现静止无功补偿的结构方式及控制策略。
背景技术
随着电力电子装置在电力系统中日益广泛的应用，非线性负荷在电力系统中越来越多的接入，供电电能质量问题日益突出，因此近年来，以电力电子变流器为核心的电能质量控制技术引起人们越来越多的关注。与此同时，基于电力电子技术的电能质量治理装置，如：静止无功补偿器(SVC)，静止无功发生器(SVG)，有源电力滤波器(APF)，通用电能质量控制器(UPQC)等得到了越来越广泛的应用，这些电能质量治理装置能够很好地实现对无功功率和谐波电流的补偿。然而，近年来，随着基于新能源发电技术的分布式发电系统的日益广泛的应用，越来越多的研究人员认为将无功补偿和谐波补偿功能融合到现有的能量单向流动或能量双向流动的可控整流器中，能够最大限度地利用硬件资源、减少成本投入，可能是一种更经济合理的电能质量治理方案。与能量双向流动的可控整流器相比较，能量单向流动的可控整流器可以使用较少的全控型器件，具有较高的系统稳定性，相对简单的控制电路，以及较低的制作成本，体现出了明显的应用优势。
但是，在能量单向流动可控整流器中，由于二极管的单向导电特性，决定了其交流侧合成电压的极性无法与输入电流相反。然而该类可控整流器交流侧滤波电感的存在使得在某些时段要求输入电流的给定与产生这一给定电流所需要的交流侧合成电压的极性必须相反，这是单向可控整流器无法实现的，通常在这段时间内，使产生给定电流所需要的交流侧合成电压的值保持为零，使得单向可控整流器的开关管处于全导通状态，在这段时间内实际输入电流将无法跟踪其给定值，输入电流将发生畸变。随着输入电流超前或滞后于电源电压角度增加，输入电流的畸变将变得愈发严重。这导致该类整流器仅能够对电网提供非常有限的无功补偿能力，因为超过了这个限度，输入电流在失控区产生的畸变将导致电流THD超过相关标准。因此，电流畸变程度限制了此类变流器提供电能质量治理的能力。显然，找到能减小或完全消除该类整流器输入电流畸变的方法，是有效提升该类整流器电能质量治理能力的关键因素之一。
针对上述问题，本发明的目的是将若干个单向可控整流器并联为一个整体实现对电网的无功补偿功能，并提供这种基于并联结构单向可控整流器的控制方法。本发明提供的控制策略可以使并联结构中的一部分单向可控整流器为电网提供从超前到滞后连续的基波无功功率，同时使另一部分单向可控整流器实现减小或完全消除上述所提基于并联结构单向可控整流器输入电流的畸变，从而增大所提基于并联结构单向可控整流器为电网提供无功补偿的能力，进而有效提升其电能质量治理的能力。
发明内容
为达到上述目的，本发明将若干个单向可控整流器并联为一个整体实现对电网的无功补偿功能，并提供这种基于并联结构单向可控整流器的控制方法，其特征在于：
本发明中基于并联结构单向可控整流器电路由K个能量单向流动的可控整流器模块单元并联构成，其中K为正整数且K≥2。当控制并联结构中M个能量单向流动可控整流器模块单元的输入电流超前于或滞后于输入电源电压时，通过对其输入电流中有功和无功分量给定值的合理控制，可以使M个单向可控整流器模块单元在实现整流功能的同时，能够对电网提供从超前到滞后连续的无功补偿，其中M为正整数、M≥1且M＜K。如上述，由于二极管的单向导电特性，上述M个单向可控整流器模块单元在提供无功补偿时，其输入电流将周期性的在某一个时间段出现失控，在这段时间内实际输入电流无法跟踪其给定值，从而发生畸变，导致输入电流THD增大。随着输入电流超前或滞后于电源电压角度增加，输入电流的畸变将变得愈发严重。为了抑制产生的电流畸变，基于瞬时无功功率理论，对公共耦合点处输入电流中谐波分量进行检测提取，然后将此检测值乘以反向均值系数，得到N份反向均值谐波分量，将反向均值谐波分量经同步旋转坐标变换后得到其谐波有功分量和谐波无功分量，将所得谐波有功分量和谐波无功分量分别注入至并联结构中剩余N个能量单向流动可控整流器模块单元输入电流的有功和无功分量给定值中，使N个单向可控整流器模块单元输入电流中包含与公共耦合点处输入电流中谐波分量所对应的反向谐波分量，从而达到抑制公共耦合点处输入电流畸变的目的，其中N＝K-M且N≥1。
本发明专利应用于电网中含有阻性、感性或容性负载下的系统结构图如图1所示，本发明专利单向可控整流器并联实现静止无功补偿的结构方式及控制策略如图2所示，其中K个能量单向流动的可控整流器模块单元，可以是如图3(a)(b)(c)所示二极管H桥整流器模块单元、无桥整流器模块单元或维也纳整流器模块单元的任意一种。
以图2所示基于并联结构单向可控整流器电路拓扑来进一步介绍本专利所提方法，所述一种适用于所有基于单向可控整流器并联实现静止无功补偿的结构方式以及在电网中含有阻性、感性或容性负载下，抑制公共耦合点处输入电流畸变的控制方法，步骤如下：
1)将K个能量单向流动可控整流器模块单元并联连接后接入电网，其中K为正整数且K≥2。当电网中只含阻性负载时，给出控制信号，此时K个基于并联结构单向可控整流器运行于单位功率因数校正模式；当电网中含有容性或感性负载时，给出控制信号，此时K个基于并联结构单向可控整流器运行于无功补偿模式。
2)当K个基于并联结构单向可控整流器运行于无功补偿模式时，通过对可控整流器输入电流中有功分量和无功分量给定值进行合理控制，令并联结构中M个单向可控整流器模块单元输入电流超前于或滞后于输入电源电压，使其能够对电网提供连续的基波无功功率，其中M为正整数、M≥1且M＜K；
3)对公共耦合点处输入电流中谐波分量进行检测提取，然后将此检测值乘以反向均值系数，得到N份反向均值谐波分量，将反向均值谐波分量经同步旋转坐标变换后得到其谐波有功分量和谐波无功分量，其中N＝K-M且N≥1；
4)将所得谐波有功分量和谐波无功分量分别注入至并联结构中剩余N个单向可控整流器模块单元输入电流的有功和无功分量给定值中，使N个单向可控整流器模块单元输入电流中包含与公共耦合点处输入电流中谐波分量所对应的反向谐波分量，从而达到抑制公共耦合点处输入电流畸变的目的。
以图2所示基于并联结构单向可控整流器电路拓扑进一步介绍本专利所提方法，设输入电源电压us，输入电流is，其中主功率电路包括K个输入电感(Ls1…LsM、Ls(M+1)…LsK)和K个能量单向流动可控整流器模块单元，is1…isM、is(M+1)…isK分别为能量单向流动可控整流器模块单元的输入电流，单向可控整流器模块单元分别与各自的输入电感串联。所述步骤1中，将K个能量单向流动可控整流器模块单元并联连接后接入电网，其中K为正整数且K≥2。当电网中只含阻性负载时，给出控制信号，此时K个基于并联结构单向可控整流器运行于单位功率因数校正模式；当电网中含有容性或感性负载时，给出控制信号，此时K个基于并联结构单向可控整流器运行于无功补偿模式。
所述步骤2中，当K个基于并联结构单向可控整流器运行于无功补偿模式时，对M个单向可控整流器模块单元采用传统双闭环控制方法，电压外环采用恒功率控制，电流内环采用同步旋转坐标系下的解耦控制和电压前馈控制，电压外环输出值作为电流内环有功分量给定值，通过改变电流内环无功分量给定值即可实现可控整流器超前或滞后于输入电源电压的运行模式，使M个单向可控整流器模块单元可以对电网提供连续的基波无功功率。由于二极管的单向导电特性，上述M个单向可控整流器模块单元在提供无功补偿时，其输入电流将周期性的在某一个时间段出现失控，在这段时间内实际输入电流无法跟踪其给定值，从而发生畸变，导致输入电流THD增大。随着输入电流超前或滞后于电源电压角度增加，输入电流的畸变将变得愈发严重。
所述步骤3中，如图2所示，基于瞬时无功功率理论，对公共耦合点处输入电流is包含的谐波分量ish进行检测与提取。设公共耦合点处输入电流为is，其含有基波分量isf和谐波分量ish，在静止坐标系下其傅里叶展开式如式(1)所示，其中，ω和
Figure GDA0002414246140000031
分别为输入电源电压角频率和初相角，I(2n-1)和
Figure GDA0002414246140000032
分别为输入电流(2n-1)次谐波分量的幅值和初相角；通过正交向量发生器后，可得输入电流虚拟正交向量isα和isβ如式(2)所示，其中iαh和iβh分别为谐波电流ish在α轴和β轴的分量；isα和isβ经过同步旋转坐标变换后，即可分离出瞬时有功分量isp和瞬时无功分量isq如式(3)所示，其中iph和iqh分别为谐波电流ish在p轴和q轴的分量；式(3)中的isp和isq经低通滤波器(LPF)后即可得到基波有功分量
Figure GDA0002414246140000041
和基波无功分量
Figure GDA0002414246140000042
如式(4)所示；把式(4)中直流分量经过同步旋转坐标反变换，可求得α轴基波有功电流
Figure GDA0002414246140000043
α轴基波无功电流
Figure GDA0002414246140000044
两者之和即为静止坐标系下的公共耦合点处输入电流is的基波分量isf，公共耦合点处输入电流is与基波分量isf之差即为所提取的谐波分量ish，其表达式如式(5)所示。将所提取的谐波分量ish乘以反向均值系数
Figure GDA0002414246140000045
得到N份反向均值谐波分量
Figure GDA0002414246140000046
将反向均值谐波分量
Figure GDA0002414246140000047
经同步旋转坐标变换即可得到同步旋转坐标系下的谐波有功分量ishd和谐波无功分量ishq，其中N＝K-M且N≥1。
Figure GDA0002414246140000048
Figure GDA0002414246140000049
Figure GDA00024142461400000410
Figure GDA00024142461400000411
Figure GDA00024142461400000412
所述步骤4中，如图2所示，将谐波有功分量ishd和电压外环输出量id *叠加之和作为并联结构中剩余N个能量单向流动可控整流器模块单元输入电流isN中有功电流给定值isNd *，将ishq作为并联结构中剩余N个能量单向流动可控整流器模块单元输入电流isN中无功电流给定值isNq *，如式(6)所示；通过同步旋转坐标系下的解耦控制和电压前馈控制，可以使剩余N个单向可控整流器模块单元的输入电流isN中包含与公共耦合点处输入电流is中谐波分量ish所对应的反向谐波分量，从而达到抑制公共耦合点处输入电流畸变的目的，如式(7)所示。
Figure GDA0002414246140000051
Figure GDA0002414246140000052
附图说明
图1为本发明专利应用于电网中含有阻性、感性或容性负载下的系统结构图；
图2为单向可控整流器并联实现静止无功补偿功能的结构方式及控制策略框图；
图3为三种能量单向流动的可控整流器模块单元；
图4为基于并联结构无桥整流器的电路拓扑结构图；
图5为基于并联结构无桥整流器的谐波分量提取控制策略框图；
图6为基于并联结构无桥整流器的谐波分量注入控制策略框图；
图7为单个无桥整流器对电网提供无功补偿功能时，公共耦合点处输入电压和输入电流的波形；
图8为基于并联结构无桥整流器对电网提供无功补偿功能时，公共耦合点处输入电压和输入电流的波形；
图9为单个无桥整流器提供无功补偿时公共耦合点处输入电流与基于并联结构无桥整流器提供无功补偿时公共耦合点处输入电流的THD对比图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式以图4所示的基于并联结构无桥整流器电路拓扑为例，对本发明作进一步说明。
一种适用于所有基于单向可控整流器并联实现静止无功补偿的结构方式以及在电网中含有阻性、感性或容性负载下，抑制公共耦合点处输入电流畸变的控制方法，包括以下步骤：
1)以图4所示的基于并联结构无桥整流器电路拓扑为例，将2个无桥整流器模块单元并联连接后接入电网，当电网中只含阻性负载时，给出控制信号，此时基于并联结构无桥整流器运行于单位功率因数校正模式；当电网中含有容性或感性负载时，给出控制信号，此时基于并联结构无桥整流器运行于无功补偿模式。
2)当基于并联结构无桥整流器运行于无功补偿模式时，对无桥整流器模块单元A采用传统双闭环控制方法，电压外环采用恒功率控制，电流内环采用同步旋转坐标系下的解耦控制和电压前馈控制，电压外环输出值作为电流内环有功分量给定值，通过改变电流内环无功分量给定值即可实现无桥整流器超前或滞后于输入电源电压的运行模式，使无桥整流器模块单元A可以对电网提供连续的基波无功功率。由于二极管的单向导电特性，无桥整流器模块单元A在提供无功补偿时，其输入电流将周期性的在某一个时间段出现失控，在这段时间内实际输入电流无法跟踪其给定值，从而发生畸变，导致输入电流THD增大。随着输入电流超前或滞后于电源电压角度增加，无桥整流器模块单元A输入电流的畸变将变得愈发严重。
3)如图5所示，基于瞬时无功功率理论，对公共耦合点处输入电流is包含的谐波分量ish进行检测与提取。设公共耦合点处输入电流为is，其含有基波分量isf和谐波分量ish，在静止坐标系下其傅里叶展开式如式(1)所示，其中，ω和
Figure GDA0002414246140000061
分别为输入电源电压角频率和初相角，I(2n-1)和
Figure GDA0002414246140000062
分别为输入电流(2n-1)次谐波分量的幅值和初相角；通过正交向量发生器后，可得输入电流虚拟正交向量isα和isβ如式(2)所示，其中iαh和iβh分别为谐波电流ish在α轴和β轴的分量；isα和isβ经过同步旋转坐标变换后，即可分离出瞬时有功分量isp和瞬时无功分量isq如式(3)所示，其中iph和iqh分别为谐波电流ish在p轴和q轴的分量；式(3)中的isp和isq经低通滤波器(LPF)后即可得到基波有功分量
Figure GDA0002414246140000063
和基波无功分量
Figure GDA0002414246140000064
如式(4)所示；把式(4)中直流分量经过同步旋转坐标反变换，可求得α轴基波有功电流
Figure GDA0002414246140000065
α轴基波无功电流
Figure GDA0002414246140000066
两者之和即为静止坐标系下的公共耦合点处输入电流is的基波分量isf，公共耦合点处输入电流is与基波分量isf之差即为所提取的谐波分量ish，其表达式如式(5)所示。将所提取的谐波分量ish乘以反向均值系数
Figure GDA0002414246140000067
得到N份反向均值谐波分量
Figure GDA0002414246140000068
将反向均值谐波分量
Figure GDA0002414246140000069
经同步旋转坐标变换即可得到同步旋转坐标系下的谐波有功分量ishd和谐波无功分量ishq，其中N＝K-M且N≥1。
Figure GDA00024142461400000610
Figure GDA00024142461400000611
Figure GDA0002414246140000071
Figure GDA0002414246140000072
Figure GDA0002414246140000073
4)如图6所示，将谐波有功分量ishd和电压外环输出量id *叠加之和作为并联结构中无桥整流器模块单元B输入电流is2中有功电流给定值is2d *，将ishq作为并联结构中无桥整流器模块单元B输入电流is2中无功电流给定值is2q *，如式(6)所示；通过同步旋转坐标系下的解耦控制和电压前馈控制，可以使无桥整流器模块单元B的输入电流is2中包含与公共耦合点处输入电流is中谐波分量ish所对应的反向谐波分量，从而达到抑制公共耦合点处输入电流畸变的目的，如式(7)所示。
Figure GDA0002414246140000074
Figure GDA0002414246140000075
实施例：仿真结果分析。
在MATLAB/Simulink中搭建基于并联结构无桥整流器电路模型，对其控制策略进行了仿真。
图7为单个无桥整流器提供无功补偿功能时，公共耦合点处输入电压和输入电流的波形；图8为基于并联结构无桥整流器提供无功补偿功能时，公共耦合点处输入电压和输入电流的波形；图9为THD对比图。可以看出，基于并联结构无桥整流器相比于单个无桥整流器，公共耦合点处输入电流的畸变程度大大地减小，证明了本发明专利所提一种适用于所有基于单向可控整流器并联实现静止无功补偿的方式及控制策略有效地抑制了公共耦合点处输入电流畸变。
从以上实施例可看出，采用本发明提出的方法可以有效地抑制基于并联结构单向可控整流器在公共耦合点处输入电流畸变，使得公共耦合点处输入电流近似正弦波形。
以上实施例仅为本发明的示例性实施例，不用于限制本发明，本发明的保护范围由权利要求书限定。本领域技术人员可以在本发明的实质和保护范围内，对本发明做出各种修改或等同替换，这种修改或等同替换也应视为落在本发明的保护范围内。

Claims (1)

1.单向可控整流器并联实现静止无功补偿的控制策略，其特征在于，包括以下步骤：
1)将K个能量单向流动可控整流器模块单元并联连接后接入电网，其中K为正整数且K≥2；当电网中只含阻性负载时，给出控制信号，此时K个基于并联结构单向可控整流器运行于单位功率因数校正模式；当电网中含有容性或感性负载时，给出控制信号，此时K个基于并联结构单向可控整流器运行于无功补偿模式；
2)当K个基于并联结构单向可控整流器运行于无功补偿模式时，通过对可控整流器输入电流中有功分量和无功分量给定值进行合理控制，令并联结构中M个能量单向流动可控整流器模块单元输入电流超前于或滞后于输入电源电压，使其能够对电网提供连续的基波无功功率，其中M为正整数、M≥1且M＜K；对M个单向可控整流器模块单元采用传统双闭环控制方法，电压外环采用恒功率控制，电流内环采用同步旋转坐标系下的解耦控制和电压前馈控制，电压外环输出值作为电流内环有功分量给定值，通过改变电流内环无功分量给定值即可实现可控整流器超前或滞后于输入电源电压的运行模式，使M个单向可控整流器模块单元可以对电网提供连续的基波无功功率；由于二极管的单向导电特性，M个单向可控整流器模块单元在提供无功补偿时，其输入电流将周期性的在某一个时间段出现失控，在这段时间内实际输入电流无法跟踪其给定值，从而发生畸变，导致输入电流THD增大；随着输入电流超前或滞后于电源电压角度增加，输入电流的畸变将变得愈发严重；
3)对公共耦合点处输入电流中谐波分量进行检测提取，然后将此检测值乘以反向均值系数，得到N份反向均值谐波分量，将反向均值谐波分量经同步旋转坐标变换后得到其谐波有功分量和谐波无功分量，其中N＝K-M且N≥1；基于瞬时无功功率理论，对公共耦合点处输入电流is包含的谐波分量ish进行检测与提取；设公共耦合点处输入电流为is，其含有基波分量isf和谐波分量ish，在静止坐标系下其傅里叶展开式如式(1)所示，其中，ω和
Figure FDA0002470305320000011
分别为输入电源电压角频率和初相角，I(2n-1)和
Figure FDA0002470305320000012
分别为输入电流(2n-1)次谐波分量的幅值和初相角；通过正交向量发生器后，可得输入电流虚拟正交向量isα和isβ如式(2)所示，其中iαh和iβh分别为谐波电流ish在α轴和β轴的分量；isα和isβ经过同步旋转坐标变换后，即可分离出瞬时有功分量isp和瞬时无功分量isq如式(3)所示，其中iph和iqh分别为谐波电流ish在p轴和q轴的分量；式(3)中的isp和isq经低通滤波器(LPF)后即可得到基波有功分量
Figure FDA0002470305320000013
和基波无功分量
Figure FDA0002470305320000014
如式(4)所示；把式(4)中直流分量
Figure FDA0002470305320000015
和
Figure FDA0002470305320000016
经过同步旋转坐标反变换，可求得α轴基波有功电流
Figure FDA0002470305320000017
α轴基波无功电流
Figure FDA0002470305320000018
两者之和即为静止坐标系下的公共耦合点处输入电流is的基波分量isf，公共耦合点处输入电流is与基波分量isf之差即为所提取的谐波分量ish，其表达式如式(5)所示；将所提取的谐波分量ish乘以反向均值系数
Figure FDA0002470305320000021
得到N份反向均值谐波分量
Figure FDA0002470305320000022
将反向均值谐波分量
Figure FDA0002470305320000023
经同步旋转坐标变换即可得到同步旋转坐标系下的谐波有功分量ishd和谐波无功分量ishq；
Figure FDA0002470305320000024
Figure FDA0002470305320000025
Figure FDA0002470305320000026
Figure FDA0002470305320000027
Figure FDA0002470305320000028
4)将所得谐波有功分量和谐波无功分量分别注入至并联结构中剩余N个能量单向流动可控整流器模块单元输入电流的有功和无功分量给定值中，使N个单向可控整流器模块单元输入电流中包含与公共耦合点处输入电流中谐波分量所对应的反向谐波分量，从而达到抑制公共耦合点处输入电流畸变的目的；将谐波有功分量ishd和电压外环输出量id *叠加之和作为并联结构中剩余N个能量单向流动可控整流器模块单元输入电流isN中有功电流给定值isNd *，将ishq作为并联结构中剩余N个单向可控整流器模块单元输入电流isN中无功电流给定值isNq *，如式(6)所示；通过同步旋转坐标系下的解耦控制和电压前馈控制，可以使剩余N个单向可控整流器模块单元的输入电流isN中包含与公共耦合点处输入电流is中谐波分量ish所对应的反向谐波分量，从而达到抑制公共耦合点处输入电流畸变的目的，如式(7)所示；
Figure FDA0002470305320000029
Figure FDA00024703053200000210
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